WO2018030920A1 - Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале - Google Patents

Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале Download PDF

Info

Publication number
WO2018030920A1
WO2018030920A1 PCT/RU2017/050072 RU2017050072W WO2018030920A1 WO 2018030920 A1 WO2018030920 A1 WO 2018030920A1 RU 2017050072 W RU2017050072 W RU 2017050072W WO 2018030920 A1 WO2018030920 A1 WO 2018030920A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase noise
signal
samples
phase
sequence
Prior art date
Application number
PCT/RU2017/050072
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Андрей Аркадьевич ШЕВЧЕНКО
Алексей Федорович КЛЮЕВ
Михаил Вячеславович ПАНТЕЛЕЕВ
Роман Олегович МАСЛЕННИКОВ
Алексей Андреевич АРТЕМЕНКО
Original Assignee
Общество с ограниченной ответственностью "Радио Гигабит"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Общество с ограниченной ответственностью "Радио Гигабит" filed Critical Общество с ограниченной ответственностью "Радио Гигабит"
Publication of WO2018030920A1 publication Critical patent/WO2018030920A1/ru
Priority to US16/272,498 priority Critical patent/US10461790B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
    • H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/345—Interference values
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/391—Modelling the propagation channel
    • H04B17/3912—Simulation models, e.g. distribution of spectral power density or received signal strength indicator [RSSI] for a given geographic region
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672—Frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0067—Phase error detectors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals

Definitions

  • the present invention relates to the field of electrical communications, and in particular, to devices and methods capable of reducing the effect of phase noise during signal transmission in broadband radio communication systems.
  • Phase noise is an integral characteristic of any signal generator and consists in a random uncontrolled change in the phase of the generated signal over time.
  • the phase noise of the reference signal generators on the transmitting and receiving sides leads to an uncontrolled change in the phase of the received signal in time, which must be estimated and compensated to ensure reliable and reliable reception of the transmitted data.
  • phase noise is significant for signal generators based on semiconductor integrated circuits, which are widely used in modern wireless communication systems due to their low cost, compactness and low power consumption.
  • the phase noise level is higher for generators of higher-frequency signals, in particular, for communication systems of the millimeter range of 60-90 GHz, which is becoming increasingly used.
  • the basic data transmission scheme in wireless communication networks is a single carrier frequency scheme, where information bits are transmitted by modulating them into temporary signal symbols.
  • the General scheme of a digital communication system with a single carrier is presented in Fig.1.
  • an information message is encoded and modulated in the time domain using digital signal processing, then the received signal samples are converted into an analog video signal using digital-to-analog converters (DACs), after which the video signal is transferred to the carrier frequency, passes through the power amplifier unit (UM ) and goes to the transmitter antenna.
  • DACs digital-to-analog converters
  • the radio signal transmitted through the wireless channel is fed to a low-noise amplifier (LNA), using the reverse frequency transfer, it is converted into a video signal, the readings of which are converted into digital representation by analog-to-digital converters for subsequent processing in the digital domain.
  • LNA low-noise amplifier
  • the channel is equalized (elimination of linear distortions in the communication channel), phase noise is estimated and compensated, and data is decoded based on the results of the digital demodulator.
  • phase noise suppression at the receiver is to use a phase locked loop (PLL) that performs phase noise suppression based on the feedback loop, which includes the following stages: signal demodulation, which includes obtaining an estimate of the implementation of phase noise on a demodulated symbol , low-pass filtering of phase distortions, the use of the obtained phase noise estimates to compensate for the phase error in the following samples of the received signal.
  • PLL phase locked loop
  • the phase error compensation in the PLL can be performed both after (see Figure 1) and before the signal equalization procedure (see Figure 2).
  • phase noise compensation in single-carrier communication systems for effective operation requires obtaining an estimate of the phase noise on each transmitted symbol (when using phase error data from a data signal demodulator) or on a significant part of the signal samples (when using known to the receiver pilot signals).
  • phase information from demodulated data may not be reliable (i.e., contain too high a level of phase error), and the pilot signals or groups of pilot signals known to the receiver can be separated from each other by a significant number of signal samples.
  • the use of pilot signals only for the formation of protective cyclic prefixes is typical for communication systems with a single carrier and equalization in the frequency domain (English - Single Carrier with Frequency Domain Equalization - SC-FDE).
  • This type of modulation uses block data transmission and is similar to Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM). SC-FDE modulation is widespread in modern wireless communication systems.
  • phase error estimate can be made from known pilot signals and approximated for signal samples with data using a constant or linear interpolation.
  • an estimate of the phase noise may not be accurate enough, since the implementation of the phase noise may deviate significantly from a constant value or a linear trend. Therefore, there is a need for a more accurate estimate and approximation of the implementation of phase noise between values estimated using pilot signals.
  • the phase implementation values noise at different signal samples are not independent, but correlated in time, which, for example, can be used to improve the accuracy of estimation.
  • US Pat. No. 7,409,024 "Process for providing a pilot aided phase synchronization of carrier", discloses a method for reducing the effect of phase noise on the quality of the received signal in single-carrier systems.
  • the general structure of the device disclosed in this patent is shown in FIG. 3.
  • the method proposed in US Pat. No. 7,409,024 involves estimating phase distortion from the blocks of pilot samples of the equalized signal using the Winner phase error filtering procedure, calculating the phase error for data samples based on linear interpolation of the phase estimates errors from two neighboring pilot blocks and phase noise compensation using the thus calculated estimate.
  • the disadvantage of the proposed method is that the Winner filtering procedure, using the correlation properties of phase noise, is effectively used only to improve the estimation of phase noise in pilot samples, and does not apply to the estimation of phase error for data signal samples located between pilot samples.
  • the effectiveness of the compensation method disclosed in this patent, which is applied to data samples, is comparable with the performance of the previously considered linear interpolation scheme, since in both cases the same algorithm is used that does not allow tracking significant deviations from the linear trend between groups of pilot samples occurring over a period of one transmission unit.
  • 7,733,993 cannot be applied in single-carrier communication systems, since it uses the specific properties of OFDM communication systems with many subcarriers, namely, it evaluates the spectral components of phase noise in the frequency domain based on knowledge of the pilot symbols in frequency domain and making “hard decisions” for data subcarriers, which is impossible in a single-carrier communication system, where the signal at the transmitter is generated in the time domain.
  • a method for controlling phase noise in single-carrier data transmission systems disclosed in US Pat. No. 9,160.382 (Phase noise mitigation for wireless communications)). The method specified in this patent is considered as a prototype of the invention.
  • the disadvantages of the considered method include the computational complexity of its implementation, including including the inversion of a large matrix, which is prohibitive for use in most practical wireless communication systems. It should also be noted that the considered method uses the statistical characteristics of phase noise to improve the accuracy of estimating its implementation. However, these statistical characteristics, in turn, are preliminarily evaluated using the same data set, which impairs the accuracy of estimation and compensation. Moreover, for most generators used in radio communication systems, such statistical characteristics are a priori known, for example, in the form of the spectral density of the phase noise power of the generator, or in the form of the equivalent width of the phase noise spectrum of the generator, and can be taken into account during the estimation process.
  • a priori known statistical characteristics of the reference signal generators should be used, for example, the spectral power density of phase noise or derivative characteristics.
  • This method of suppressing FS should be characterized by relatively low computational complexity compared to analogues known in the prior art, which will allow performing hardware implementation on programmable logic integrated circuits (FPGA) or integrated circuits special purpose with a relatively small number of available hardware resources.
  • An object of the present invention is to provide an effective method for estimating and compensating for phase noise in a received signal for applications in modern broadband single-carrier radio communication systems.
  • the developed method consists in assessing the implementation of phase noise according to a sequence consisting of several symbols of the received signal performed using a priori known statistical characteristics of the reference signal generator of the radio frequency path, and in compensating for phase distortions in a sequence of multiple samples of the signal using the obtained phase noise estimate.
  • the technical result of the developed method is, on the one hand, an improvement in the estimation accuracy in comparison with the known methods used in systems with one carrier, and on the other hand, a decrease in computational complexity.
  • the latter is due to the fact that, in contrast to similar methods known from the prior art, the computational complexity does not depend on the length of the sequence of signal samples by which the phase noise is estimated.
  • the specified technical result is achieved by evaluating not the temporal, but the frequency characteristics of the FS based on a direct assessment of phase distortion in a sequence of several received signal samples isolated from the total set of samples of the received signal. It is known from the prior art that the main phase noise power of the reference signal generator is concentrated in the low frequency region, therefore, to achieve sufficient accuracy, it is necessary to estimate a relatively small number of spectral components, the number of which does not depend on the number of signal samples to be evaluated.
  • the required low-frequency spectral characteristics of phase noise are calculated from the sequence of signal samples by a linear combination of estimates of the implementation of phase noise with weighted coefficients. The thus obtained values of the spectral components are used to calculate the phase noise estimate for a sequence of multiple signal samples in the time domain using the inverse Fourier transform.
  • a method for estimating and compensating for the effect of phase noise on data transmission containing the steps of: 1) Receiving a sequence of multiple signal samples; 2) Estimation of phase noise on a sequence of many signal samples; 3) Compensation of phase noise on a sequence of multiple samples of the signal using the obtained estimate of phase noise.
  • the developed method is characterized in that the phase noise estimation procedure contains sequential steps: 2.1) Isolation of a sequence of several signal samples from a plurality of signal samples; 2.2) A direct assessment of the implementation of phase noise in a sequence of several signal samples; 2.3) Obtaining a sequence of estimates of the implementation of phase noise; 2.4) Evaluation and selection of one or more low-frequency spectral components of phase noise by a linear combination of estimates of the implementation of phase noise with weighted coefficients; 2.5) Obtaining an estimate of the phase noise in a sequence of multiple samples of the signal in the time domain using the inverse Fourier transform of the estimated low-frequency components of the phase noise.
  • the number of estimated spectral components is selected a priori so as to cover the phase noise spectrum of the used signal generators at a predetermined level determined based on the data transmission parameters and characteristics of the reference signal generator.
  • pilot signals a priori known to the receiver are used to directly evaluate the implementation of phase noise. Using only pilot symbols to estimate phase distortion is the most effective solution when transmitting data under the condition of a high level of noise in the received signal, which often does not allow the correct demodulation of data samples.
  • received and demodulated data signals are used to directly evaluate the implementation of phase noise.
  • Such an implementation makes it possible to increase the number of estimates of the temporal realization of phase noise, and as a result, improve the estimate of phase noise on the entire signal, in the event that the noise level ensures the correct demodulation for most data samples.
  • a combination of pilot signals a priori known to the receiver and received and demodulated data signals is used to directly evaluate the phase noise implementation.
  • the detection of phase errors can be performed in a wide range of signal-to-noise ratios, on the one hand, providing a reliable estimate by sampling only pilot samples under the condition of a high noise level, and on the other hand, increasing the number of estimates of the temporal realization of phase noise in the case of correct demodulation for most data samples. Deciding on the use of phase estimates noise according to demodulated data can be performed based on the measurement of the signal-to-noise ratio in the received signal.
  • a fast Fourier transform is used to estimate the spectral components of the phase noise.
  • Such a transformation is a special case of a linear combination of estimates of phase noise realization with weighted coefficients. This approach can be used if there is no a priori information about the knowledge of the correlation properties of the spectral components of the phase noise of the reference frequency generator.
  • the current implementation is more universal, but correspondingly characterized by lower phase noise suppression efficiency compared with other possible implementations of the proposed method.
  • the estimation method for estimating the spectral components of the phase noise, is used according to the criterion of minimum mean square error.
  • the estimation accuracy is improved by using additional a priori information about the statistical characteristics of the reference frequency generator, in particular, the autocorrelation properties of the spectral components of phase noise are taken into account.
  • the developed method claimed in the present invention may further comprise the steps of preliminary estimating and compensating for phase noise by linearly interpolating the phase noise values between samples or groups of samples a priori known to the receiver of pilot signals.
  • the correctness of the estimation of phase noise from demodulated data signals is increased, making it possible to use it at a lower level of signal-to-noise ratio.
  • a preliminary estimation and phase noise compensation is performed based on the average value calculated by averaging the phase noise values over samples of pilot signals a priori known to the receiver.
  • This approach also allows you to improve the estimation of phase noise when using demodulated data of the received signal and is characterized by the least computational complexity of all possible methods of preliminary compensation of phase noise, since in this case all the samples are compensated by one value.
  • the evaluation and compensation of phase noise is performed before the equalization of the received signal.
  • This approach is effective in particular with respect to the use of equalization in the frequency domain, since in this case the level of mutual interference is reduced due to the violation of the orthogonality of the spectral components of the equalized signal.
  • the presence of intersymbol interference in the received signal degrades the accuracy of phase error detection, which in most cases can only be performed using pilot samples of the signal, since in this case, demodulation of the signal data samples will be performed with a large number of errors.
  • the evaluation and compensation of phase noise is made after the equalization of the received signal.
  • the advantage of this solution is that the phase noise estimation can be performed on all signal samples using both known pilot symbols and demodulated data signals, thereby increasing the accuracy of the spectral component estimates and the phase noise compensation efficiency on the entire signal.
  • the claimed technical solution in any of the specific implementations can be used in communication systems with a single carrier and equalization in the frequency domain, using block modulation when transmitting data. This will make it possible to consider the method proposed in the present invention applicable in modern wireless communication systems, such as IEEE 802.1 1 ad, LTE and many others that widely use SC-FDE modulation.
  • the length of the plurality of samples of the signal from which phase noise is estimated and compensated is selected as a multiple of the length of the signal modulation block. This further optimizes computational complexity.
  • FIG. 1. A general scheme for implementing a single-carrier communication system using the traditional method for estimating and compensating for phase noise, based on the use of a phase-locked loop of the equalized signal frequency (prior art).
  • FIG. 2. A general scheme for implementing a single-carrier communication system using the traditional method for estimating and compensating for phase noise, based on the application of a phase-locked loop for signal frequency before the equalization procedure (prior art).
  • FIG. 3 is a structure of a phase noise compensation device disclosed in US Pat. No. 7,409,024 (prior art).
  • FIG. 4 is a structure of a phase noise compensation device disclosed in US Pat. No. 7,733,993 (prior art).
  • FIG. 5 is a general receiver structure including a phase noise compensation device disclosed in US Pat. No. 9,160,382 (prior art).
  • FIG. 6 is a general diagram of a phase noise compensation device disclosed in US Pat. No. 9,160,382 (prior art).
  • FIG. 7 is a functional block diagram of a receiver comprising a phase noise estimation and compensation circuit in accordance with the present invention, applied to a signal after performing equalization.
  • FIG. 8 is a functional block diagram of a receiver comprising a phase noise estimation and compensation circuit in accordance with the present invention, applied to a signal prior to performing an equalization procedure.
  • FIG. 9 is a functional diagram of a phase noise estimation and compensation device in accordance with one embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a functional diagram of a phase noise estimation and compensation device in accordance with one embodiment of the present invention, further using a phase noise preliminary estimation and compensation scheme.
  • FIG. 1 1 is an example of the temporal implementation of phase noise and phase error values for each signal sample used to compensate for phase noise and obtained by linear interpolation, averaging the phase error values and the proposed method based on the estimation of spectral components.
  • FIG. 12 dependence of the probability of a bit error on the signal-to-noise ratio when transmitting data in a channel with additive white Gaussian noise for various cases of phase noise suppression in the received signal
  • 100 - single-carrier communication system 101 - error-correcting coding unit, 102 - digital modulator, 103 - digital-to-analog converter, 104 - video signal transfer unit to the carrier radio frequency, 105 - power amplifier, 106 - transmitter antenna, 107 - radio channel, 108 - receiver antenna, 109 - low-noise amplifier, 110 - unit for transferring the received radio signal to the video frequency, 111 - analog-to-digital converter, 112 - time and frequency synchronization unit, 113 - equalization unit, 114 - phase distortion compensation unit, 115 - digital demodulator, 116 low astotny filter 117 - the phase-locked loop circuit, 118 - block decoding error-correcting codes, 200 - communication system with a single carrier, 300 - communication system with a receiver carrier, 301 - block of time and frequency synchronization, 302 - equalization block, 303 - phase noise estimation and compensation block, 304 - demodulator
  • the present invention provides a method for suppressing phase noise in a received signal when transmitting data in wireless communication systems, characterized by better efficiency and lower computational complexity compared to known methods using linear interpolation or phase error averaging algorithms.
  • the proposed method for suppressing phase noise is based on the fact that the phase noise of the reference signal generator can be considered as a random process, the main spectral power density of which is concentrated in the low-frequency region.
  • the number of estimated parameters can be reduced many times and reduced to several first low-frequency spectral components compared to a direct estimate of the time realization.
  • the main task of effectively suppressing phase noise is to obtain the most accurate estimate of the temporal realization ⁇ ( ⁇ ) at each signal sample and apply the resulting estimate to compensate for phase distortions of the received signal.
  • Assessment of phase noise in this technical solution is made by several samples, the sequence of which constitutes a sample by the number of samples L / from the total number L of signal samples observed at the receiver (N ⁇ L).
  • the selection of signal samples can be performed arbitrarily, without requiring the presence of all values of the observed signal or the product of a sample with any period.
  • a frequency response of the phase noise can be obtained. This is done using a discrete Fourier transform (DFT) according to samples of the temporal implementation of phase noise, corresponding to the signal elements, and included in the sample under consideration:
  • DFT discrete Fourier transform
  • J [/ (0) .. J (L - 1)] is the vector of the spectral characteristic of the phase noise realization on the entire observed signal
  • F is the truncated DFT matrix of dimension /.x/V, containing only the columns of the DFT matrix corresponding to the signal indices sampling samples / Struktur.
  • the frequency response of the phase noise realization over the entire observed signal can be represented as the sum of two components:
  • J J u + J (4)
  • the number of estimated spectral components of the implementation of phase noise W (vector length J u ) is selected in such a way that, when performing this assessment, to provide coverage of the region of the spectrum of phase noise at a certain level.
  • the characteristics of the spectral power density of phase noise power can be determined based on the characteristics of the used reference signal generator.
  • the number of low-frequency spectral components W covering the necessary region of the phase noise spectrum in the general case, depends on the ratio of the sample duration from the L / signal samples to the period of the signal samples at the receiver. However, in most practical implementations, the number W is chosen equal to 3, 5, 7.
  • phase error is detected on each sample of the sample of received signal samples and a sequence of estimates of the temporal realization of phase noise Y on the sample X is considered, defined as:
  • the calculation of the phase error for each sample sample is performed by dividing the received signal by the complex value of the transmitted signal samples (diagonal elements of the matrix S), which can be determined both on the basis of a priori knowledge of the pilot samples in the transmitted signal and on the received signal samples of data by taking hard decision "on the demodulator - approximation of the received signal count by the value of the signal constellation, the Euclidean distance to which is the smallest.
  • the estimation of the phase error from the data samples may be inaccurate due to errors during demodulation, which will lead to degradation of the operation of the described method, however, for the purposes of the present description, this can be neglected.
  • Expression (5) can be reduced to the form:
  • E the reduced additive Gaussian noise, including the initial Gaussian noise introduced at the receiver, as well as the noise contribution of the spectral components of the phase noise J u , which are excluded from further estimation.
  • the practical implementation of the estimation of the first W spectral components can be calculated using the Fourier transform for all A / sample samples.
  • the filtering matrix M a matrix of size And ⁇ L / is used, formed from the rows of columns of the matrix of the discrete Fourier transform F of size L * L, corresponding to the estimated spectral components and indexes of the signal samples / included in the sample.
  • This approach is the simplest for calculating the necessary values, does not take into account the autocorrelation properties of the spectral components of phase noise, and also requires a periodic sampling of phase noise samples.
  • the coefficients of the filtering matrix M are calculated according to the criterion of the minimum mean square error (ISCED, in English Minimum Mean Square Error - MMSE) for evaluation by formula (6) and are determined by the expression:
  • Evaluation of the spectral components of phase noise in this implementation gives the most optimal result with equal to the estimate based on the Fourier transform, however, requires additional knowledge of more a priori information about the statistical characteristics of the estimated signal.
  • a preliminary estimate and phase noise compensation can be additionally used, eliminating the general phase rotation of all signal samples included in the ith sample. This procedure is performed based on the estimation of the phase error on the pilot samples of the received signal, the values of which are a priori known.
  • a linear interpolation of the phase values between the obtained estimates is performed.
  • phase noise compensation in the data samples is performed by the averaged phase error value obtained for the pilot samples of the signal.
  • the general scheme of an embodiment of a receiver 300 used in single-carrier communication systems containing a phase noise suppression circuit implementing the developed method is shown in FIG. 7.
  • the functional diagram includes the following components: a time and frequency synchronization unit 301, an equalization unit 302, a phase noise estimation and compensation unit 303 using the inventive phase noise suppression method, a received signal demodulation unit 304, and error-correcting code decoding unit 305.
  • the evaluation and compensation of phase noise is performed after performing the equalization procedure of the received signal.
  • phase noise cancellation is performed by block 303 until the received signal is equalized by block 304.
  • FIG. 9 A functional diagram of an embodiment of a digital phase noise suppression unit 500 using the above method is shown in FIG. 9.
  • the sequence of samples of the received signal is supplied to the phase detector 502, which calculates the estimate of the phase error either based on a priori knowledge of the pilot samples, or based on the results of demodulation of the signal using “hard decisions”, or combining both approaches.
  • the obtained sequence of estimates of the temporal realization of phase noise is fed to the unit for estimating the spectral components of phase noise 503, which calculates an estimate W of the low-frequency spectral components of phase noise for the current sequence of signal samples.
  • the resulting estimate is sent to the discrete Fourier transform block 504, where the final estimate of the temporal implementation of the phase noise is calculated using the inverse Fourier transform, which is used to compensate for the input signal delayed by block 501 by the time required to perform the calculations.
  • FIG 10 presents a functional diagram of one embodiment of a phase noise suppression unit 600, additionally using a preliminary estimate and phase noise compensation to improve the accuracy of the phase detector unit 604.
  • the preliminary suppression circuit consists of a phase noise preliminary estimator 602, a phase pre-compensation unit noise 603, as well as the signal delay line 601 for the time required to calculate the sequence used in the pre-compensation procedure.
  • the following phase noise suppression scheme is similar to the structure used in the digital block 500 and uses the blocks of the phase detector 604 presented earlier, estimating the spectral components of the phase noise 605, calculating the inverse discrete Fourier transform 606, the delay line of the input signal 607, and compensating for the phase noise in the sample sequence received signal 608.
  • phase noise suppression In order to illustrate the efficiency of phase noise suppression, the proposed method is compared with estimation and compensation schemes based on linear interpolation and averaging phase error estimates on pilot signal samples.
  • Figure 11 presents an example of a temporary implementation of phase noise, as well as its assessment using the three methods considered. The implementation of phase noise is given for an integrated 60 GHz signal generator used in modern radio relay communication systems. From the presented results it can be seen that the proposed method provides a better estimate of phase distortion at all samples of the received signal.
  • One of the main characteristics of the quality of data transmission in communication systems is the probability of a bit error (in English Bit Error Rate - BER), defined as the ratio of the number of erroneously received bits to the total number of transmitted bits.
  • An example of the effect of phase noise on the BER value in a 60 GHz radio relay communication system is shown in FIG.
  • the graph shows the results for three cases: the lack of phase noise compensation in the received signal, phase noise compensation by linear interpolation, and phase noise compensation by the method proposed in the present invention.
  • the presented results correspond to the case of non-encoded data transmission using 64-QAM digital modulation and demonstrate the dependence of BER on the signal-to-noise ratio (SNR) in the channel in the presence of phase noise of the reference oscillator.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • phase noise during modeling was set according to the mathematical model of a free oscillator.
  • the level of the power spectral density curve was chosen so that at a detuning of 100 kHz from the carrier frequency, its value was -69 dBc / Hz.
  • FIG. 12 for evaluating the efficiency of phase noise compensation by the considered methods, additionally presents the BER curve from the SNR for the case of no phase noise.
  • the computational complexity of the proposed method requires performing AND L / complex multiplications and 2 * AND ⁇ (L / -1) additions for estimating the spectral components of phase noise, as well as AND L / complex multiplications and 2x (AND) xL / additions of the multiplication results for computing reverse dft.
  • Known from the prior art methods for estimating and compensating for phase noise based on a digital procedure filtering the sequence of samples of the received signal require performing L / * L / complex multiplications and 2 ⁇ ⁇ / ⁇ ( ⁇ / -1) operations of adding the multiplication results to assess the implementation of phase noise on a sequence of length L / characters. Since the size of the sequence L / by which the evaluation is performed is much larger than the number of estimated spectral components W, the computational complexity of the known analogues significantly exceeds the complexity of the method proposed in the present invention.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

Изобретение относится к устройствам и способам, способным уменьшить влияние фазового шума при передаче сигнала в широкополосных системах радиосвязи. В частности, разработан способ оценки и компенсации влияния фазового шума на передачу данных, содержащий прием последовательности из множества отсчетов сигнала; оценку фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала; компенсацию фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала с использованием полученной оценки фазового шума. В изобретении процедура оценки фазового шума содержит выделение последовательности из нескольких сигнальных отсчетов из множества отсчетов сигнала; прямую оценку реализации фазового шума в последовательности из нескольких сигнальных отсчетов; получение последовательности из оценок реализации фазового шума; оценку и выделение одной или нескольких низкочастотных спектральных компонент фазового шума путем линейной комбинации оценок реализации фазового шума с взвешенными коэффициентами; получение оценки фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала во временной области с помощью обратного преобразования Фурье от оцененных низкочастотных компонент фазового шума.

Description

Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале
Область техники
Настоящее изобретение относится к области электрической связи, и в частности, к устройствам и способам, способным уменьшить влияние фазового шума при передаче сигнала в широкополосных системах радиосвязи.
Уровень техники
Фазовый шум является неотъемлемой характеристикой любого генератора сигнала и заключается в случайном неконтролируемом изменении фазы генерируемого сигнала во времени. В случае системы радиосвязи фазовый шум опорных генераторов сигнала на передающей и приемной сторонах приводит к неконтролируемому изменению фазы принимаемого сигнала во времени, которое должно быть оценено и компенсировано для обеспечения надежного и достоверного приема передаваемых данных.
Как правило, фазовый шум является существенным для генераторов сигналов, основанных на полупроводниковых интегральных схемах, которые широко применяются в современных беспроводных системах связи ввиду их низкой себестоимости, компактности и небольшого энергопотребления. При этом уровень фазового шума выше для генераторов более высокочастотных сигналов, в частности, для систем связи миллиметрового диапазона 60-90 ГГц, который начинает использоваться все более активно.
Основной схемой передачи данных в беспроводных сетях связи является схема с одной несущей частотой, где передача информационных бит производится путем их модуляции во временные сигнальные символы. Общая схема цифровой системы связи с одной несущей представлена на Фиг.1. В такой системе информационное сообщение кодируется и модулируется во временной области с применением цифровой обработки сигналов, далее полученные сигнальные отсчеты преобразуются в аналоговый видеосигнал с помощью цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), после чего видеосигнал переносится на несущую частоту, проходит через блок усилителя мощности (УМ) и поступает на антенну передатчика. На принимаемой стороне радиосигнал, прошедший через беспроводной канал, поступает на малошумящий усилитель (МШУ), с помощью обратного переноса частоты преобразуется в видеосигнал, отсчеты которого конвертируются в цифровое представление аналогово-цифровыми преобразователями для последующей обработки в цифровой области. В цифровой части приемника выполняется временная и частотная синхронизация принятого сигнала, производится эквализация канала (устранение линейных искажений в канале связи), выполняется оценка и компенсация фазового шума и на основе результатов работы цифрового демодулятора производится декодирование данных. Для такой архитектуры системы связи традиционным подходом к подавлению фазового шума на приемнике является использование схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выполняющей подавление фазового шума на основе петли обратной связи, включающей следующие стадии: демодуляцию сигнала, что включает получение оценки реализации фазового шума на демодулируемом символе, низкочастотную фильтрацию фазовых искажений, применение полученных оценок фазового шума для компенсации фазовой ошибки на следующих отсчетах принимаемого сигнала. Компенсация фазовой ошибки в схеме ФАПЧ может выполняться как после (см. Фиг.1), так и до процедуры эквализации сигнала (см. Фиг.2).
Можно видеть, что традиционный способ компенсации фазового шума в системах связи с одной несущей для эффективной работы требует получения оценки фазового шума на каждом передаваемом символе (при использовании данных о фазовой ошибке от демодулятора сигнала данных) или на значительной части сигнальных отсчетов (при использовании известных приемнику пилотных сигналов).
При этом типичной является ситуация, когда использование фазовой информации от демодулируемых данных может быть недостаточно надежно (т.е. содержать слишком высокий уровень фазовой ошибки), а известные приемнику пилотные сигналы или группы пилотных сигналов могут отстоять друг от друга на существенное число сигнальных отсчетов. Например, использование пилотных сигналов только для формирования защитных циклических префиксов характерно для систем связи с одной несущей и эквализацией в частотной области (англ. - Single Carrier with Frequency Domain Equalization - SC-FDE). Данный тип модуляции использует блоковую передачу данных и схож с ортогональным частотным уплотнением сигналов (англ. - Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM). SC-FDE модуляция получила широкое распространение в современных системах беспроводной связи.
Для указанного случая существенного временного расстояния между пилотными сигналами оценка фазовой ошибки может быть сделана по известным пилотным сигналам и аппроксимирована для сигнальных отсчетов с данными с помощью константы или линейной интерполяции. Однако такая оценка фазового шума может быть недостаточно точной, так как реализация фазового шума может существенно отклоняться от постоянного значения или линейного тренда. Поэтому существует потребность в более точной оценке и аппроксимации реализации фазового шума между значениями, оцененными с помощью пилотных сигналов. В частности, значения реализации фазового шума на различных сигнальных отсчетах являются не независимыми, а коррелированы во времени, что, например, может быть использовано для улучшения точности оценивания.
В патенте США 7,409,024 «Process for providing a pilot aided phase synchronization of carrier» раскрыт способ уменьшения влияния фазового шума на качество принимаемого сигнала в системах с одной несущей. Общая структура устройства, раскрытого в данном патенте, представлена на Фиг 3. Предлагаемый в патенте США 7,409,024 способ включает оценку фазовых искажений по блокам пилотных отсчетов эквализованного сигнала с использованием процедуры Виннеровской фильтрации фазовой ошибки, вычисление фазовой ошибки для отсчетов данных на основе линейной интерполяции оценок фазовой ошибки от двух соседних пилотных блоков и компенсацию фазового шума с помощью вычисленной таким образом оценки. Недостатком предложенного способа является то, что процедура Виннеровской фильтрации, использующая корреляционные свойства фазового шума, эффективно применяется только для улучшения оценки фазового шума на пилотных отсчетах, и не распространяется на оценку фазовой ошибки для сигнальных отсчетов данных, расположенных между пилотными отсчетами. Эффективность раскрытого в данном патенте метода компенсации, применяемого к отсчетам данных, является сравнимой с производительностью ранее рассмотренной схемы линейной интерполяции, так как в обоих случаях используется одинаковый алгоритм, который не позволяет отслеживать существенные отклонения от линейного тренда между группами пилотных отсчетов, происходящие на периоде одного блока передачи.
Из уровня техники известно другое техническое решение, представленное в патенте США 7,733,993 "High speed gain and phase recovery in presence of phase noise", и раскрывающее способ компенсации фазового шума в OFDM системе связи. Раскрытый в патенте способ предусматривает оценку в частотной области фазовых искажений поднесущих OFDM символа на основе знания пилотных отсчетов и применения «жестких решений» для поднесущих данных, преобразование на основе дискретного преобразования Фурье (ДПФ) оценки фазовых ошибок из частотного во временное представление и сглаживание полученной оценки фильтром Калмана. (см. Фиг. 4). Однако представленный в патенте США 7,733,993 способ не может быть применен в системах связи с одной несущей, так как он использует специфические свойства OFDM систем связи со многими поднесущими, а именно, выполняет оценку спектральных компонент фазового шума в частотной области на основе знания о пилотных символах в частотной области и принятия «жестких решений» для поднесущих данных, что невозможно в системе связи с одной несущей, где сигнал на передатчике формируется во временной области. Так же из уровня техники известен способ борьбы с фазовым шумом в системах передачи данных с одной несущей, раскрытый в патенте США 9, 160,382 «Phase noise mitigation for wireless communications)). Указанный в данном патенте способ рассматривается в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Он включает оценку искажений принимаемого сигнала фазовым шумом для каждого сигнального отсчета на основе знания пилотных символов и использования «жестких решений» для отсчетов данных, фильтрацию на каждом отсчете полученной таким образом фазовой ошибки на основе предшествующих и следующих за ним значений ошибок JFBLPF (Joint Forward Backward Linear Prediction Filter) фильтром и компенсацию фазового шума сглаженной фильтром последовательностью фазовых ошибок. С целью улучшения эффективности компенсации фазового шума дополнительно предлагается итеративное выполнение предлагаемого способа с целью получения более точной оценки фазовых искажений на сигнальных отсчетах данных. Общая структура приемника, использующего устройство, описываемое в патенте США 9, 160,382, представлена на Фиг. 5, а состав устройства, реализующего раскрытый в патенте способ, представлен на Фиг. 6. К недостаткам рассмотренного способа следует отнести вычислительную сложность его реализации, включающую в том числе обращение матрицы большого размера, что является запретительным для применения в большинстве практических систем беспроводной связи. Также следует отметить, что рассмотренный метод использует статистические характеристики фазового шума для улучшения точности оценки его реализации. Однако эти статистические характеристики в свою очередь предварительно оцениваются по тому же набору данных, что ухудшает точность оценивания и компенсации. При этом для большинства генераторов, используемых в системах радиосвязи, такие статистические характеристики априорно известны, например, в виде значений спектральной плотности мощности фазового шума генератора, или в виде эквивалентной ширины спектра фазового шума генератора, и могут быть учтены в процессе оценивания.
Таким образом, возникает потребность в способе оценки и компенсации фазового шума в системах беспроводной связи, где пилотные сигналы (или группы пилотных сигналов), известные приемнику, отстоят друг от друга на достаточные временные расстояния, так что реализация фазового шума не может быть достаточно точно аппроксимирована константой или линейным трендом. При этом для оценивания реализации фазового шума для повышения точности оценивания должны быть использованы априорно известные статистические характеристики генераторов опорных сигналов, например, значения спектральной плотности мощности фазового шума или производные характеристики. Данный способ подавления ФШ должен характеризоваться относительно низкой вычислительной сложностью по сравнению с аналогами, известными из уровня техники, что позволит выполнить аппаратную реализацию на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС) или интегральных схемах специального назначения с относительно малым числом доступных аппаратных ресурсов.
Сущность изобретения
Задачей настоящего изобретения является создание эффективного способа оценки и компенсации фазового шума в принимаемом сигнале для применений в современных широкополосных системах радиосвязи с одной несущей.
Разработанный способ заключается в оценке реализации фазового шума по последовательности, состоящей из нескольких символов принятого сигнала, выполняемой используя априорно известные статистические характеристики генератора опорного сигнала радиочастотного тракта, и в компенсации фазовых искажений на последовательности из множества отсчетов сигнала с использованием полученной оценки фазового шума.
Техническим результатом разработанного способа является с одной стороны улучшение точности оценивания по сравнению с известными способами, применяемыми в системах с одной несущей, а с другой стороны уменьшение вычислительной сложности. Последнее обусловлено тем, что в отличии от аналогичных способов, известных из уровня техники, вычислительная сложность не зависит от длины последовательности сигнальных отсчетов, по которым производится оценка фазового шума.
Указанный технический результат достигается за счет выполнения оценки не временных, а частотных характеристик ФШ на основе прямой оценки фазовых искажений в последовательности из нескольких принятых сигнальных отсчетов, выделенных из общего множества отсчетов принятого сигнала. Из уровня техники известно, что основная мощность фазового шума опорного генератора сигнала сосредоточена в области низких частот, следовательно, для достижения достаточной точности требуется выполнение оценки относительно небольшого числа значений спектральных компонент, число которых не зависит от количества сигнальных отсчетов, по которым производится оценка. Вычисление необходимых низкочастотных спектральных характеристик фазового шума по последовательности сигнальных отсчетов производится путем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами. Полученные таким образом значения спектральных компонент используются для вычисления оценки фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала во временной области с помощью обратного преобразования Фурье.
Таким образом разработан способ оценки и компенсации влияния фазового шума на передачу данных, содержащий шаги: 1) Прием последовательности из множества отсчетов сигнала; 2) Оценка фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала; 3) Компенсация фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала с использованием полученной оценки фазового шума. Разработанный способ отличается тем, что процедура оценки фазового шума содержит последовательные шаги: 2.1) Выделение последовательности из нескольких сигнальных отсчетов из множества отсчетов сигнала; 2.2) Прямая оценка реализации фазового шума в последовательности из нескольких сигнальных отсчетов; 2.3) Получение последовательности из оценок реализации фазового шума; 2.4) Оценка и выделение одной или нескольких низкочастотных спектральных компонент фазового шума путем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами; 2.5) Получение оценки фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала во временной области с помощью обратного преобразования Фурье от оцененных низкочастотных компонент фазового шума.
В одном варианте конкретной реализации настоящего изобретения число оцениваемых спектральных компонент выбирается априорно так, чтобы покрыть спектр фазового шума используемых генераторов сигнала по заранее заданному уровню, определяемому исходя из параметров передачи данных и характеристик генератора опорного сигнала.
В другой конкретной реализации для прямой оценки реализации фазового шума используются априорно известные приемнику пилотные сигналы. Использование только пилотных символов для оценки фазовых искажений является наиболее эффективным решением при передаче данных в условии высокого уровня шумов в принимаемом сигнале, что часто не позволяет произвести корректную демодуляцию отсчетов данных.
В другой реализации разработанного способа для прямой оценки реализации фазового шума используются принятые и демодулированные сигналы данных. Такая реализация позволяет увеличить число оценок временной реализации фазового шума, а как следствие улучшить оценку фазового шума на всем сигнале, в том случае если уровень шумов позволяет обеспечить корректность демодуляции для большинства отсчетов данных.
В еще одной конкретной реализации для прямой оценки реализации фазового шума используется комбинация из априорно известных приемнику пилотных сигналов и принятых и демодулированных сигналов данных. В данном случае детектирование фазовой ошибки может производится в широком диапазоне отношений сигнал-шум, с одной стороны обеспечивая надежную оценку за счёт выборки только пилотных отсчётов в условии высокого уровня шумов, а с другой стороны увеличивая число оценок временной реализации фазового шума в случае корректной демодуляции для большинства отсчетов данных. Принятие решения об использовании оценок фазового шума по демодулированным данным может выполняться исходя из измерения уровня отношения сигнал-шум в принимаемом сигнале.
В конкретной реализации настоящего изобретения для оценки спектральных компонент фазового шума используется быстрое преобразование Фурье. Такое преобразование является частным случаем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами. Данный подход может быть использован в случае, если отсутствует априорная информация о знание корреляционных свойств спектральных компонент фазового шума генератора опорной частоты. Текущая реализация является более универсальной, но соответственно характеризуется меньшей эффективностью подавления фазового шума по сравнению с другими возможными реализациями заявляемого способа.
В другой конкретной реализации для оценки спектральных компонент фазового шума используется метод оценивания по критерию минимума средней квадратической ошибки. В данной реализации повышается точность оценки за счёт использования дополнительной априорной информации о статистических характеристиках генератора опорной частоты, в частности учитывается автокорреляционные свойства спектральных компонент фазового шума.
В конкретных реализациях разработанный способ, заявленный в настоящем изобретении, может дополнительно содержать шаги предварительного оценивания и компенсации фазового шума с помощью линейной интерполяции значений фазового шума между отсчетами или группами отсчетов априорно известных приемнику пилотных сигналов. В этом случае повышается корректность оценки фазового шума по демодулированным сигналам данных, обеспечивая возможность её использования при более низком уровне отношения-сигнал шум.
В другой конкретной реализации предварительная оценка и компенсация фазового шума выполняется на основе среднего значения, вычисляемого путем усреднения значений фазового шума по отсчетам априорно известных приемнику пилотных сигналов. Данный подход так же позволяет улучшить оценку фазового шума при использовании демодулированных данных принимаемого сигнала и характеризуется наименьшей вычислительной сложностью из всех возможных способов предварительной компенсации фазового шума, так как в этом случае все отсчеты компенсируется одним значением.
В еще одной конкретной реализации заявленного изобретения оценка и компенсация фазового шума производится до эквализации принимаемого сигнала. Такой подход является эффективным в частности применительно к использованию эквализации в частотной области, так как в этом случае снижается уровень взаимной интерференции вследствие нарушения ортогональности спектральных компонент эквализуемого сигнала. Однако наличие межсимвольной интерференции в принимаемом сигнале ухудшает точность детектирования фазовой ошибки, которая в большинстве случаев может быть выполнена только по пилотным отсчетам сигнала, так как демодуляция сигнальных отсчетов данных в этом случае будет выполняться с большим числом ошибок.
В другой конкретной реализации заявленного технического решения оценка и компенсация фазового шума производится после эквализации принимаемого сигнала. Преимуществом данного решения является то, что оценка фазового шума может быть выполнена по всем отсчетам сигнала, с использование как известных пилотных символов, так и демодулированных сигналов данных, повышая таким образом точность оценки спектральных компонент и эффективность компенсации фазового шума на всем сигнале.
Заявленное техническое решение в любой из конкретных реализаций может быть использовано в системах связи с одной несущей и эквализацией в частотной области, использующих блоковую модуляцию при передаче данных. Это позволят считать предложенный в настоящем изобретении способ применимым в современных беспроводных системах связи, таких как IEEE 802.1 1 ad, LTE и многих другим, широко использующих SC-FDE модуляцию.
В конкретной реализации настоящего изобретения в системах связи с одной несущей и эквализацией в частотной области длина множества отсчетов сигнала, по которой производится оценка и компенсация фазового шума, выбирается кратной длине блока модуляции сигнала. Это позволяет дополнительно оптимизировать вычислительную сложность.
Краткое описание чертежей
Детали, признаки, а также преимущества настоящего изобретения следуют из нижеследующего описания реализации заявленного технического решения и чертежей, на которых показано:
Фиг. 1. - общая схема реализации системы связи с одной несущей, использующей традиционный способ оценки и компенсации фазового шума, основанный на применении схемы фазовой автоподстройки частоты эквализованного сигнала (уровень техники).
Фиг. 2. - общая схема реализации системы связи с одной несущей, использующей традиционный способ оценки и компенсации фазового шума, основанный на применении схемы фазовой автоподстройки частоты сигнала до процедуры эквализации (уровень техники).
Фиг. 3 - структура устройства компенсации фазового шума, раскрытого в патенте США 7,409,024 (уровень техники). Фиг. 4 - структура устройства компенсации фазового шума, раскрытого в патенте США 7,733,993 (уровень техники).
Фиг. 5 - общая структура приемника, включающая устройство компенсации фазового шума, раскрытое в патенте США 9, 160,382 (уровень техники).
Фиг. 6 - общая схема устройства компенсации фазового шума, раскрытого в патенте США 9160382 (уровень техники).
Фиг. 7 - функциональная схема приемника, содержащего схему оценки и компенсации фазового шума в соответствии с настоящим изобретением, применяемую к сигналу после выполнения эквализации.
Фиг. 8 - функциональная схема приемника, содержащего схему оценки и компенсации фазового шума в соответствии с настоящим изобретением, применяемую к сигналу до выполнения процедуры эквализации.
Фиг. 9 - функциональная схема устройства оценки и компенсации фазового шума в соответствии с одной реализацией настоящего изобретения.
Фиг. 10 - функциональная схема устройства оценки и компенсации фазового шума в соответствии с одной реализацией настоящего изобретения, дополнительно использующая схему предварительной оценки и компенсации фазового шума.
Фиг. 1 1 - пример временной реализации фазового шума и значений фазовой ошибки на каждый сигнальный отсчет, используемых для компенсации фазового шума, и полученных методом линейной интерполяции, усреднением значений фазовой ошибки и предложенным способом на основе оценки спектральных компонент.
Фиг. 12 - зависимость вероятности битовой ошибки от отношения сигнал-шум при передаче данных в канале с аддитивным белым гауссовским шумом для различных случаев подавления фазового шума в принятом сигнале
На фигурах цифрами обозначены следующие позиции:
100 - система связи с одной несущей, 101 - блок помехоустойчивого кодирования, 102 - цифровой модулятор, 103 - цифро-аналоговый преобразователь, 104 - блок переноса видеосигнала на несущую радиочастоту, 105 - усилитель мощности, 106 - антенна передатчика, 107 - радиоканал, 108 - антенна приемника, 109 - малошумящий усилитель, 110 - блок переноса принимаемого радиосигнала на видеочастоту, 111 - аналого-цифровой преобразователь, 112 - блок временной и частотной синхронизации, 113 - блок эквализации, 114 - блок компенсации фазовых искажений, 115 - цифровой демодулятор, 116 -низкочастотный фильтр, 117 - схема фазовой автоподстройки частоты, 118 - блок декодирования помехоустойчивых кодов, 200 - система связи с одной несущей, 300 - приемник системы связи с одной несущей, 301 - блок временной и частотной синхронизации, 302 - блок эквализации, 303 - блок оценки и компенсации фазового шума, 304 - демодулятор, 305 - блок декодирования, 400 - приемник системы связи с одной несущей, 500 - устройство оценки и компенсации фазового шума, 501 - линия задержки сигнала, 502 - детектор фазовой ошибки, 503 - блок оценки спектральных компонент фазового шума, 504 - блок обратного преобразования Фурье, 505 - блок компенсации фазовой ошибки, 600 - устройство оценки и компенсации фазового шума, 601 - линия задержки сигнала, 602 - блок предварительной оценки фазового шума, 603 - блок предварительной компенсации фазового шума, 604 - детектор фазовой ошибки, 605 - блок оценки спектральных компонент фазового шума, 606 - блок обратного преобразования Фурье, 607 - линия задержки сигнала, 608 - блок компенсации фазовой ошибки.
Раскрытие изобретения
Настоящим изобретением предлагается способ подавления фазового шума в принимаемом сигнале при передаче данных в беспроводных системах связи, характеризующийся лучшей эффективностью и меньшей вычислительной сложностью по сравнению с известными способами, использующими алгоритмы линейной интерполяции или усреднения фазовой ошибки.
В основе предлагаемого способа подавления фазового шума используется тот факт, что фазовый шум генератора опорного сигнала может быть рассмотрен как случайный процесс, основная спектральная плотность мощности которого сосредоточена в области низких частот. Таким образом, при выполнении оценки реализации фазового шума по нескольким отсчетам принимаемого сигнала не во временной, а в частотной области, число оцениваемых параметров может быть уменьшено во много раз и сведено к нескольким первым низкочастотным спектральным компонентам по сравнению с прямой оценкой временной реализации.
Для подробного описания разработанного способа рассмотрим математическую модель передачи данных, где сигнал s0(n), сформированный на передатчике, распространяется в канале с аддитивным белым гауссовским шумом ω(η) и принимается на приемнике в присутствие фазового шума опорного генератора φ(η), приводящего к изменению фазы на каждом отсчете сигнала:
x(n) = s(n) · exp[j(p(n)] + ω(η) ( 1 )
Основной задачей эффективного подавления фазового шума является получение максимально точной оценки временной реализации φ(η) на каждом отсчете сигнала и применение полученной оценки для компенсации фазовых искажений принимаемого сигнала. Оценка фазового шума в настоящем техническом решении производится по нескольким отсчетам, последовательность которых образует выборку числом отсчетов Л/ из общего числа L сигнальных отсчетов, наблюдаемых на приемнике ( N < L) . В общем случае для выполнения оценки фазового шума предлагаемым способом выбор сигнальных отсчетов может выполняться произвольным образом, не требуя наличия всех значений наблюдаемого сигнала или произведения выборки с каким бы то ни было периодом. Пусть индексы отсчётов сигнала, вошедшие в выборку, образуют множество /„ = {г',г е [0^ -1]}мощностью Л/. Тогда в векторном виде значения, входящие в выборку отсчетов принимаемого сигнала, могут быт представлены как: x = SO+Q (2) где Х=[{х(т), m e /jf - вектор отсчетов принятого сигнала, входящих в текущую выборку, ф=[{е"?>(т)}, т е /„}]Т- вектор временной реализации фазового шума, на сигнальных отсчетах выборки, Ω = [{ш(т) , m e /„)]T - отсчеты гауссового шума, S = diag[{s(m) , m e in }]т
) - диагональная матрица, в которой ненулевые элементы главной диагонали соответствуют переданным сигнальным отсчетам выборки.
На основе выборки из Л/ отсчетов для реализации фазового шума на всех L отсчетах сигнала может быть получена частотная характеристика фазового шума. Это делается с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ) по отсчетам временной реализации фазового шума, соответствующим элементам сигнала, и входящим в рассматриваемую выборку:
.2жк
J(k) = ^eJ«n) - e ~, k e [0, L - l]
(3)
J = FO ,
где J= [ /(0).. J(L - 1) ] - вектор спектральной характеристики реализации фазового шума на всем наблюдаемом сигнале, F - укороченная матрица ДПФ размерностью /.x/V, содержащая только столбцы матрицы ДПФ, соответствующие индексам сигнальных отсчетов выборки /„.
В векторном виде частотную характеристику реализации фазового шума на всём наблюдаемом сигнале можно представить, как сумму двух компонент:
J = Ju + J (4) где Ju =[J(0) ... J( 1/1/72-1 ), Ο, ...0, J (L- W/2), J{L- 1)]J - вектор, содержащий значения низкочастотных спектральных компонент реализации фазового шума, a J.u=[0, ...0, J ( И/72), J (L- W/2- 1), 0...0]т - вектор, содержащий высокочастотные спектральные компоненты реализации фазового шума. В силу низкочастотного характера фазового шума оценка его спектральных характеристик может быть выполнена путем определения только значений вектора Ju, а вектор J-u может быть принят равным нулевому вектору. Число оцениваемых спектральных компонент реализации фазового шума W (длина вектора Ju) выбирается таким образом, чтобы при выполнении данной оценки обеспечивать покрытие области спектра фазового шума по определенному уровню. Характеристики спектральной плотности мощности фазового шума могут быть определены исходя из характеристик используемого генератора опорного сигнала. Число низкочастотных спектральных компонент W, покрывающих необходимую область спектра фазового шума, в общем случае зависит от отношения длительности выборки из Л/ отсчетов сигнала к периоду следования сигнальных отсчетов на приемнике. Однако в большинстве практических реализаций число W выбирается равным 3, 5, 7.
Для выполнения оценки спектральных компонент реализации фазового шума на всем сигнале, производится детектирование фазовой ошибки на каждом отсчете выборки принятых сигнальных отсчетов и формирование последовательности оценок временной реализации фазового шума Y на рассматриваемой выборке X, определяемой как:
Y = (s)_1 · X = FH · Ju + FH · J ц + (s)_1 Ω (5)
Вычисление фазовой ошибки для каждого отсчета выборки производится путем деления принятого сигнала на комплексную величину переданных сигнальных отсчетов (диагональных элементов матрицы S), которые могут быть определены как на основе априорного знания пилотных отсчетов в передаваемом сигнале, так и по принятым сигнальным отсчетам данных путём принятия «жесткого решения» на демодуляторе - аппроксимации принятого сигнального отсчёта значением сигнального созвездия, эвклидово расстояние до которого наименьшее. Оценка фазовой ошибки по отсчетам данных может быть неточной из-за ошибок при демодуляции, что будет приводить к деградации работы описываемого способа, однако для целей настоящего описания этим можно пренебречь.
Выражение (5) может быть приведено к виду:
Y = FH - JU + E , (6) где Е - приведенный аддитивный гауссовский шум, включающий исходный гауссовский шум, внесенный на приемнике, а также шумовой вклад спектральных компонент фазового шума Ju, исключаемых из дальнейшей оценки.
E = Fff - J_u + (s)-1 Q (7)
Оценка ненулевых элементов вектора спектральных компонент фазового шума Ju может быть выполнена с помощью процедуры фильтрации последовательности оценок временной реализации фазового шума Y: JU = M - Y : (8) где M - матрица оценивания спектральных характеристик фазового шума размером И Л/, ju = [/(0).. J{W l2 -i) {L-w I2 .J{LI2)] - вектор оценки спектральных компонент, включающий только W ненулевых элементов вектора Ju.
В одном из вариантов практической реализации оценка первых W спектральных компонент может быть вычислена с помощью преобразования Фурье по всем Л/ отсчетам выборки. В этом случае в качестве матрицы фильтрации М используется матрица размером И <Л/, сформированная из строк столбцов матрицы дискретного преобразования Фурье F размером L* L, соответствующих оцениваемым спектральным компонентам и индексам сигнальных отсчетов /„, вошедших в выборку. Такой подход является наиболее простым для вычисления необходимых значений, не учитывает автокорреляционные свойства спектральных компонент фазового шума, а также требует периодичности взятия выборки отсчетов фазового шума.
В другом варианте реализации схемы оценки спектральных компонент коэффициенты матрицы фильтрации М вычисляются согласно критерию минимума среднеквадратичной ошибки (МСКО, в англ. Minimum Mean Square Error - MMSE) для оценки по формуле (6) и определяются выражением:
M = RJlt/„. F(F" - RJUJ„- F + R££) (9) где RMU - матрица корреляции W низкочастотных спектральных компонент фазового шума, значения которой зависят от характеристик опорного генератора несущей частоты, R££ - матрица корреляции остаточных шумов, F - матрица вычисления ДПФ для W низкочастотных спектральных компонент ФШ по сигнальным отсчетам выборки размером W*N, сформированная как F = {f i} , где f ,,·,,· - элемент матрицы Фурье F размером L * L такой, что j e [0,w -i], i e in . Оценка спектральных компонент фазового шума в данной реализации дает наиболее оптимальный результат по сравнению с оценкой на основе преобразования Фурье, однако требует дополнительного знания большей априорной информации о статистических характеристиках оцениваемого сигнала.
Оценка временной реализации фазового шума на всех L отсчетах принимаемого сигнала, используемая для компенсации фазового шума, может быть получена с помощью вычисления обратного дискретного преобразования Фурье размерностью W*L ΟΊ оценки спектральных компонент фазового шума Ju , в виде:
Figure imgf000015_0001
Таким образом, представленный в настоящей заявке способ компенсации фазового шума в принимаемом сигнале на основе оценки спектральных компонент состоит из следующих шагов:
1 . Выделение последовательности из Л/ сигнальных отсчетов S из всего множества L отсчетов принимаемого сигнала s(n), формируя выборку, по которой выполняется оценка;
2. Выполнение оценки реализации фазового шума Y на последовательности из Л/ сигнальных отсчетов, входящих в текущую выборку, с использованием знания пилотных символов и демодуляции отсчетов данных.
3. Оценка низкочастотных спектральных компонент 1ц фазового шума путем линейной комбинации оценки реализации фазового шума Yco взвешенными коэффициентами фильтра М;
4. Вычисление оценки временной реализации фазового шума для всех L отсчетов принимаемого сигнала с помощью обратного преобразования Фурье по оценке низкочастотных компонент фазового шума 1ц .
5. Применение полученной оценки для компенсации фазового шума в принимаемом сигнале s(n).
Следует отметить, что точность оценки фазовой ошибки на сигнальных отсчетах данных сильно зависит от уровня всех шумов в принятом сигнале. Поэтому для улучшения качества оценки фазовых искажений дополнительно может быть использована предварительная оценка и компенсация фазового шума, устраняющая общий поворот фазы всех отсчетов сигнала, входящих в /-ую выборку. Данная процедура выполняется на основе оценки фазовой ошибки на пилотных отсчетах принимаемого сигнала, значения которых априори известны. В одном из вариантов реализации для вычисления предварительной фазовой ошибки на данных производится линейная интерполяция значений фазы между полученными оценками. В другом варианте реализации компенсация фазового шума на отсчетах данных выполняется усредненным значением фазовой ошибки, полученной для пилотных отсчетов сигнала.
Общая схема варианта реализации приемника 300, используемого в системах связи с одной несущей, содержащего схему подавления фазового шума, реализующую разработанный способ, представлена на Фиг.7. Функциональная схема включает в себя следующие компоненты: блок временной и частотной синхронизации 301 , блок эквализации 302, блок оценки и компенсации фазового шума 303, использующий заявленный способ подавления фазового шума, блок демодуляции принятого сигнала 304 и блок декодирования помехоустойчивых кодов 305. В представленном варианте реализации настоящего изобретения оценка и компенсация фазового шума производится после выполнения процедуры эквализации принимаемого сигнала.
Также возможной реализацией настоящего изобретения является архитектура приемника 400, представленная на Фиг. 8, где подавление фазового шума выполняется блоком 303 до выполнения процедуры эквализации принимаемого сигнала блоком 304.
Функциональная схема варианта реализации цифрового блока подавления фазового шума 500, использующего представленный выше способ, приведена на Фиг.9. В текущем варианте реализации последовательность отсчетов принимаемого сигнала поступает на фазовый детектор 502, который вычисляет оценку фазовой ошибки либо на основе априорного знания пилотных отсчетов, либо на основе результатов демодуляции сигнала с использованием «жестких решений», либо комбинируя оба подхода. Далее полученная последовательность оценок временной реализации фазового шума поступает на блок оценки спектральных компонент фазового шума 503, вычисляющий для текущей последовательности отсчетов сигнала оценку W низкочастотных спектральных компонент фазового шума. Полученная оценка поступает на блок дискретного преобразования Фурье 504, где производится вычисление конечной оценки временной реализации фазового шума с помощью обратного преобразования Фурье, которая применяется для компенсации входного сигнала, задержанного блоком 501 на время, необходимое для выполнения вычислений.
На Фиг.10 представлена функциональная схема одного из вариантов реализации блока подавления фазового шума 600, дополнительно использующего предварительную оценку и компенсацию фазового шума для улучшения точности работы блока фазового детектора 604. Схема предварительного подавления состоит из блока предварительной оценки фазового шума 602, блока предварительной компенсации фазового шума 603, а также линии задержки сигнала 601 на время, необходимое для вычисления последовательности, используемой в процедуре предварительной компенсации. Последующая схема подавления фазового шума аналогична структуре, применяемой в цифровом блоке 500, и использует представленные ранее блоки фазового детектора 604, оценки спектральных компонент фазового шума 605, вычисления обратного дискретного преобразования Фурье 606, линию задержки входного сигнала 607 и компенсации фазового шума на последовательности отсчетов принимаемого сигнала 608.
С целью иллюстрации эффективности подавления фазового шума выполнено сравнение предложенного способа со схемами оценки и компенсации на основе линейной интерполяции и усреднения оценок фазовой ошибки на пилотных отсчетах сигнала. На Фиг 11 представлен пример временной реализация фазового шума, а также её оценка с помощью трех рассматриваемых методов. Реализация фазового шума приведена для интегрированного генератора сигнала диапазона 60 ГГц, используемого в современных радиорелейных системах связи. Из представленных результатов видно, что предлагаемый метод обеспечивает лучшую оценку фазовых искажений на всех отсчетах принимаемом сигнала.
Одной из основных характеристик качества передачи данных в системах связи является вероятность битовой ошибки (в англ. Bit Error Rate - BER), определяемая как отношение числа ошибочно принятых бит к общему числу переданных бит. Пример влияния фазового шума на величину BER в радиорелейной системе связи диапазона 60 ГГц представлено на Фиг.12. На графике показаны результаты для трех случаев: отсутствия компенсации фазового шума в принимаемом сигнале, компенсации фазового шума методом линейной интерполяции и компенсации фазового шума способом, предложенным в настоящем изобретении. Представленные результаты соответствуют случаю некодированной передачи данных с использованием 64-КАМ цифровой модуляции и демонстрируют зависимость BER от отношения сигнал шум (ОСШ) в канале в присутствии фазового шума опорного генератора. Временная реализация фазового шума при моделировании задавалась согласно математической модели свободного осциллятора. Уровень кривой спектральной плотности мощности был выбран таким, чтобы на отстройке в 100 кГц от несущей частоты его значение было равным -69 дБн/Гц. Также на Фиг.12 для оценки эффективности компенсации фазового шума рассматриваемыми способами дополнительно представлена кривая BER от ОСШ для случая отсутствия фазового шума.
Из представленного примера работы различных способов компенсации влияния фазового шума видно, что в случае отсутствия механизма подавления фазового шума в принимаемом сигнале наблюдается полная неработоспособности системы с постоянным уровнем BER = 0.08. Применение процедуры компенсации фазового шума для двух рассмотренных способов компенсации позволяет достигать уровня BER равного 10~6. Но, как можно видеть, выигрыш от использования предложенного способа по сравнению с известным методом линейной интерполяции составляет 6 дБ по уровню ОСШ, что является существенным преимуществом данной схемы. Деградация рабочей точки ОСШ по уровню BER 10~6 вследствие влияния фазового шума на передачу данных при использовании предлагаемого способа составляет всего 1.2 дБ относительно идеального случая отсутствия фазового шума, что является допустимой величиной применительно к характеристикам современных систем связи.
Вычислительная сложность предложенного метода требует выполнения И Л/ комплексных умножений и 2* И <(Л/-1) сложений для оценки спектральных компонент фазового шума, а так же И Л/ комплексных умножений и 2х(И )хЛ/ сложений результатов умножения для вычисления обратного ДПФ. Известные из уровня техники методы оценки и компенсации фазового шума, основанные на процедуре цифровой фильтрации последовательности отсчетов принятого сигнала, требуют выполнения Л/*Л/ комплексных умножений и 2χΛ/χ(Λ/-1) операций сложения результатов умножения для оценки реализации фазового шума на последовательности длиной Л/ символов. Так как размер последовательности Л/, по которой производится оценка, значительно больше числа оцениваемых спектральных компонент W, то вычислительная сложность известных аналогов существенно превышает сложность предложенного в настоящем изобретении способа.
Настоящее изобретение не ограничено конкретными вариантами реализации, раскрытыми в данном описании лишь в иллюстративных целях, и охватывает все модификации и варианты, не выходящие за рамки объема и сущности изобретения, которые определены указанной формулой изобретения.

Claims

Формула изобретения
1 . Способ оценки и компенсации влияния фазового шума на передачу данных, включающий следующие шаги:
а) прием последовательности из множества отсчетов сигнала;
б) оценку фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала; в) компенсацию фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала с использованием полученной оценки фазового шума,
отличающийся тем, что оценка фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала содержит следующие последовательные операции:
61) выделение последовательности из нескольких сигнальных отсчетов из множества отсчетов сигнала;
62) прямое оценивание реализации фазового шума в последовательности из нескольких сигнальных отсчетов;
63) получение последовательности из оценок реализации фазового шума;
64) оценивание и выделение одной или нескольких низкочастотных спектральных компонент фазового шума путем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами;
65) оценивание фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала во временной области с помощью обратного преобразования Фурье от оцененных низкочастотных компонент фазового шума
2. Способ по п.1 , в котором число оцениваемых спектральных компонент выбирают априорно с возможностью покрытия спектра фазового шума используемых генераторов сигнала по заранее заданному уровню.
3. Способ по п.1 , в котором для прямого оценивания реализации фазового шума используют априорно известные приемнику пилотные сигналы.
4. Способ по п.1 , в котором для прямого оценивания реализации фазового шума используют принятые и демодулированные сигналы данных.
5. Способ по п.1 , в котором для прямого оценивания реализации фазового шума используют комбинации из пилотных сигналов, априорно известных приемнику, и принятых и демодулированных сигналов данных.
6. Способ по п.1 , в котором для оценивания спектральных компонент фазового шума используют быстрое преобразование Фурье.
7. Способ по п.1 , в котором для оценивания спектральных компонент фазового шума используют метод оценивания по критерию минимума средней квадратической ошибки.
8. Способ по п.1 , в котором предварительно оценивают и компенсируют фазовый шум с помощью линейной интерполяции значений фазового шума между отсчетами или группами отсчетов априорно известных приемнику пилотных сигналов.
9. Способ по п.1 , в котором предварительно оценивают и компенсируют среднее значения фазового шума, вычисляемого путем усреднения значений фазового шума по отсчетам априорно известных приемнику пилотных сигналов.
10. Способ по п.1 , в котором производят оценку и компенсацию фазового шума до эквализации принимаемого сигнала.
1 1 . Способ по п.1 , в котором производят оценку и компенсацию фазового шума после эквализации принимаемого сигнала.
12. Способ по п.1 , в котором для передачи сигнала используют блоковую модуляцию с одной несущей и эквализацией в частотной области.
13. Способ по п. 12, в котором длина множества отсчетов сигнала, по которой производят оценку и компенсацию фазового шума, кратна длине блока модуляции сигнала.
14. Способ по любому из пп. 1-13, который применяют в блоках обработки сигнала цифровым модемом станции широкополосной радиорелейной связи.
PCT/RU2017/050072 2016-08-10 2017-08-07 Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале WO2018030920A1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/272,498 US10461790B2 (en) 2016-08-10 2019-02-11 Method for compensation of phase noise effect on data transmission in radio channel

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016133024 2016-08-10
RU2016133024A RU2626246C1 (ru) 2016-08-10 2016-08-10 Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/272,498 Continuation US10461790B2 (en) 2016-08-10 2019-02-11 Method for compensation of phase noise effect on data transmission in radio channel

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018030920A1 true WO2018030920A1 (ru) 2018-02-15

Family

ID=59495706

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/RU2017/050072 WO2018030920A1 (ru) 2016-08-10 2017-08-07 Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10461790B2 (ru)
RU (1) RU2626246C1 (ru)
WO (1) WO2018030920A1 (ru)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019142373A1 (en) * 2018-01-18 2019-07-25 Mitsubishi Electric Corporation Method and receiver for decoding optical signal transmitted over optical channel
CN113572523A (zh) * 2021-07-27 2021-10-29 华中科技大学 一种同源相干***在线本征和信号相对传输时延估计方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107547094B (zh) * 2016-06-29 2023-08-22 华为技术有限公司 一种信号传输方法及装置
CN110808939A (zh) * 2019-10-31 2020-02-18 江苏软仪科技股份有限公司 一种基于kmeans算法的相位跟踪补偿方法
US11323302B2 (en) * 2020-03-06 2022-05-03 Huawei Technologies Co., Ltd. Detection and mitigation of oscillator phase hit
CN117256129A (zh) * 2021-07-27 2023-12-19 华为技术有限公司 一种相位噪声估计方法及装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9036747B2 (en) * 2011-11-09 2015-05-19 Mediatek Inc. Wireless communication receiver with phase noise estimation and phase noise compensation performed after channel estimation, and related wireless communication receiving method and phase noise compensation apparatus
US9160382B2 (en) * 2013-10-08 2015-10-13 Blackberry Limited Phase noise mitigation for wireless communications
US9258107B1 (en) * 2014-12-23 2016-02-09 Texas Instruments Incorporated Local oscillator phase noise tracking for single carrier transmission
WO2016067675A1 (ja) * 2014-10-29 2016-05-06 国立大学法人東京工業大学 位相雑音補償受信機

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1513309B1 (en) 2003-09-05 2007-01-03 Agence Spatiale Europeenne Process for pilot-aided carrier phase synchronisation
US7733993B2 (en) 2005-10-14 2010-06-08 Nokia Corporation Phase noise canceling OFDM receiver
KR101405971B1 (ko) * 2007-07-02 2014-06-12 엘지전자 주식회사 방송 수신기 및 방송신호 처리방법
US7894540B2 (en) * 2007-10-24 2011-02-22 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for reducing phase noise in orthogonal frequency division multiplexing systems
BR112012017013A2 (pt) * 2011-04-21 2018-01-23 Huawei Tech Co Ltd disposição de compensação de erro de fase e método de compensação de erro de fase

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9036747B2 (en) * 2011-11-09 2015-05-19 Mediatek Inc. Wireless communication receiver with phase noise estimation and phase noise compensation performed after channel estimation, and related wireless communication receiving method and phase noise compensation apparatus
US9160382B2 (en) * 2013-10-08 2015-10-13 Blackberry Limited Phase noise mitigation for wireless communications
WO2016067675A1 (ja) * 2014-10-29 2016-05-06 国立大学法人東京工業大学 位相雑音補償受信機
US9258107B1 (en) * 2014-12-23 2016-02-09 Texas Instruments Incorporated Local oscillator phase noise tracking for single carrier transmission

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019142373A1 (en) * 2018-01-18 2019-07-25 Mitsubishi Electric Corporation Method and receiver for decoding optical signal transmitted over optical channel
CN113572523A (zh) * 2021-07-27 2021-10-29 华中科技大学 一种同源相干***在线本征和信号相对传输时延估计方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20190245569A1 (en) 2019-08-08
US10461790B2 (en) 2019-10-29
RU2626246C1 (ru) 2017-07-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2626246C1 (ru) Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале
US10135661B2 (en) Phase noise estimation and cancellation
JP5337165B2 (ja) キャリア間干渉が限定された無線通信ネットワークのチャネル推定方法及びシステム
JP5717621B2 (ja) 狭帯域干渉を受けるｏｆｄｍ信号を復号する方法
US7733993B2 (en) Phase noise canceling OFDM receiver
US10110401B2 (en) Methods and devices for channel estimation for mobile systems of insufficient cyclic prefix length
JP6949152B2 (ja) 通信方法、通信装置、および記憶媒体
WO2012034400A1 (zh) 一种mimo-ofdm***中的窄带干扰检测方法及装置
WO2007149630A2 (en) An efficient doppler compensation method and receiver for orthogonal-frequency-division-multiplexing (ofdm) systems
CN113678416B (zh) 用于联合信道和相位噪声估计的循环先导序列
JP2005192109A (ja) Ｏｆｄｍ無線通信システムのための伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置
US20140177766A1 (en) Channel tracking in an orthogonal frequency-division multiplexing system
JP5100797B2 (ja) デジタル無線信号の復調回路およびそれを用いた無線受信装置
CN114391244A (zh) 用于抑制正交频分复用信号中相位噪声的方法和解码器
KR101853184B1 (ko) 하나 이상의 수신된 무선 신호를 처리하는 장치 및 방법
WO2004064344A1 (en) Channel estimation using the guard interval of a multicarrier signal
Li et al. Self-interference cancellation with phase-noise suppression in full-duplex systems
US8374261B2 (en) Method and apparatus for Doppler estimation in orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM)
WO2019167140A1 (ja) 無線通信システムおよび干渉抑圧方法
JP6603252B2 (ja) 無線通信装置及び受信処理方法
Ogundile et al. Improved reliability information for OFDM systems on time-varying frequency-selective fading channels
KR100452619B1 (ko) I/q부정합의 추정 및 보상방법과 그 장치, i/q부정합과 dc옵셋의 추정 및 보상방법과 그 장치
JP2018133740A (ja) 無線通信装置、位相雑音補正方法、及び無線通信システム
US20230396476A1 (en) Radio transmission device and radio reception device
JP2018207208A (ja) Ｏｆｄｍ受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17839914

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17839914

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1