WO2018016279A1 - 高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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filter
frequency
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堀田　篤
浩司 野阪
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株式会社村田製作所
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    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency filter circuit having a resonator, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • an elastic wave filter using an elastic wave is widely used for a band-pass filter disposed in a front end portion of a mobile communication device.
  • a high-frequency front-end circuit including a plurality of elastic wave filters has been put into practical use in order to cope with the combination of multimode / multiband.
  • the first parallel arm resonance is performed in a state where one parallel arm connecting the series arm and the ground is connected in series with the first parallel arm resonator.
  • a configuration in which a plurality of second parallel arm resonators connected in parallel to a child are provided for example, see Patent Document 1.
  • the resonance frequency of the plurality of second parallel arm resonators is higher than that of the series arm resonator and the other parallel arm resonators, and the capacitance is By making it lower than other parallel arm resonators, the bandwidth of the attenuation band on the high pass band side can be increased.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and includes a high-frequency filter circuit, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device that can widen the bandwidth of the attenuation band on the low pass band side.
  • the purpose is to provide.
  • a high-frequency filter circuit includes a series arm circuit connected between a first input / output terminal and a second input / output terminal, and the first input / output terminal.
  • a parallel arm circuit connected between a path connecting the second input / output terminals and a ground, and one of the series arm circuit and the parallel arm circuit is connected in parallel to each other and the path.
  • the first and second resonators are connected to the first node of the first and second resonators, and the first resonator and the second resonator together with the other circuit of the series arm circuit and the parallel arm circuit pass band.
  • the second resonator has a resonance frequency lower than that of the first resonator and has a higher impedance than that of the first resonator.
  • the second resonator having a resonance frequency lower than that of the first resonator and having a higher impedance than that of the first resonator, the insertion loss at the high end of the passband is increased.
  • the attenuation pole on the low pass band side can be formed on the low pass side. Therefore, the bandwidth can be widened for the attenuation band on the low pass band side.
  • the one circuit may be the parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit includes the second resonator having a resonance frequency lower than the resonance frequency of the first resonator and having an impedance higher than the impedance of the first resonator.
  • the frequency interval between the high-frequency side at which the combined impedance of the parallel arm circuit is minimized and the high-frequency side at which it is maximized. can be narrowed.
  • the one circuit may be the series arm circuit.
  • the series arm circuit includes the second resonator having a resonance frequency lower than the resonance frequency of the first resonator and having an impedance higher than that of the first resonator.
  • the frequency with the high-frequency side at which the high-frequency side at which the combined impedance of the series arm circuit is minimized is maximized.
  • the interval can be reduced.
  • the second resonator may have a resonance frequency that is lower than the antiresonance frequency of the resonator constituting the other circuit.
  • the other circuit includes a third resonator and a fourth resonator that are connected in parallel to each other and connected to the first node, and the third resonator and the fourth resonator are configured as the first resonator.
  • a pass band may be formed together with a circuit, and the fourth resonator may have a resonance frequency lower than that of the third resonator and may have an impedance higher than that of the third resonator.
  • one circuit is constituted by the first resonator and the second resonator, and the other circuit is constituted by the third resonator and the fourth resonator. Further attenuation can be secured. For this reason, it is possible to further widen the bandwidth for the attenuation band on the low pass band side.
  • the one circuit further includes a first impedance element connected in series or in parallel with the second resonator, and the first resonator, the second resonator, and the first impedance element are:
  • the pass band may be formed together with the other circuit.
  • the first impedance element is connected compared to the frequency interval between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the second resonator alone.
  • the frequency interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the second resonator in the state can be narrowed. For this reason, according to this configuration, a steep attenuation characteristic can be obtained.
  • the first impedance element is connected compared to the frequency interval between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the second resonator alone.
  • the frequency interval between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the second resonator can be increased.
  • a wide pass characteristic can be obtained (a pass band can be expanded).
  • a parallel arm resonator connected between the second node different from the first node of the path and the ground, and the parallel arm resonator between the second node and the ground, respectively.
  • a second impedance element and a switch element connected in series to each other and connected in parallel to each other may be included.
  • the switch element may be an FET switch made of GaAs or CMOS, or a diode switch.
  • the switch element using such a semiconductor is small, the high frequency filter circuit can be miniaturized.
  • the second impedance element may be a variable capacitor or a variable inductor.
  • the frequency variable width of the attenuation pole affected by the second impedance element can be finely adjusted for the second filter characteristic when the switch element is non-conductive. Therefore, the low band end and the high band end can be finely adjusted while widening the bandwidth of the attenuation band on the low side of the pass band.
  • each of the series arm circuit and the parallel arm circuit may be constituted by an elastic wave resonator using a surface acoustic wave, a bulk wave, or a boundary acoustic wave.
  • each of the series arm circuit and the parallel arm circuit can be reduced in size, so that the high-frequency filter circuit can be reduced in size and cost.
  • an acoustic wave resonator generally exhibits high Q characteristics, both low loss and high selectivity (inhibition of mutual interference with other bands adjacent to its own band) are achieved. be able to.
  • the multiplexer includes a plurality of high-frequency filter circuits including any of the high-frequency filter circuits described above.
  • a high-frequency front-end circuit is provided in any one of the high-frequency filter circuits described above and a front stage or a rear stage of the plurality of high-frequency filter circuits, and is individually connected to the plurality of high-frequency filter circuits. And a switch circuit having a common terminal that is selectively connected to the plurality of selection terminals.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • the bandwidth can be widened in the attenuation band on the low pass band side.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an example of a plan view and a cross-sectional view schematically illustrating each resonator of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a graph showing the characteristics of the filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 5 is a graph showing characteristics when the impedance ratio is varied in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a graph showing the characteristics of the filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a graph showing the characteristics of the filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an example of a plan view and a cross-sectional view schematically illustrating each resonator of the filter according to the first embodiment
  • FIG. 9 is a graph showing characteristics when the impedance ratio is varied in the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 11A is a graph illustrating characteristics of the filter according to the second modification of the first embodiment when the switch is on.
  • FIG. 11B is a graph showing characteristics of the filter according to Modification 2 of Embodiment 1 when the switch is off.
  • FIG. 11C is a graph showing the filter characteristics of the filter according to the second modification of the first embodiment when the switch is on and when the switch is off.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit and its peripheral circuits according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of a filter used in the high-frequency front-end circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of a communication apparatus including a duplexer according to another embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a filter 11 according to the first embodiment.
  • the filter 11 is a high-frequency filter circuit that is disposed, for example, in a front end portion of a multimode / multiband mobile phone.
  • the filter 11 is a band-pass filter that is incorporated in a multiband-compatible mobile phone used for LTE (Long Term Evolution), for example, and passes a high-frequency signal in a predetermined band.
  • LTE Long Term Evolution
  • the filter 11 includes a series arm resonator s1 constituting the series arm circuit 10 and parallel arm resonators p1 and p2 constituting the parallel arm circuit 20.
  • one of the series arm circuit 10 and the parallel arm circuit 20 (in this embodiment, the parallel arm circuit 20) is connected in parallel to each other and is connected to the same node x 1 (first node) of the series arm.
  • the node x1 is on the input / output terminal 11n side of the series arm circuit 10, but may be on the input / output terminal 11m side of the series arm circuit.
  • the series arm resonator s1 is connected between an input / output terminal 11m, which is an example of a first input / output terminal, and an input / output terminal 11n, which is an example of a second input / output terminal. That is, the series arm resonator s1 is a resonator provided on the series arm connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • This series arm resonator s1 forms an attenuation pole on the pass band and high pass band side of the filter 11 together with one of the series arm circuit 10 and the parallel arm circuit 20 (here, the parallel arm circuit 20).
  • the parallel arm resonator p1 is connected between a node x1 on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n and the ground (reference terminal), and has a first resonance frequency and a first impedance.
  • the parallel arm resonator p2 is connected between the node x1 on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n and the ground (reference terminal), and has a second resonance frequency lower than the first resonance frequency and A second resonator having a second impedance higher than the first impedance.
  • of the resonator is expressed by
  • the capacitance C is a static capacitance (equivalent capacitance) in an equivalent circuit of the resonator. That is, the capacitance C is a capacitance when the resonator acts as a capacitor without being excited. That is, the capacitance C of the resonator is a capacitance formed through a piezoelectric substrate between an electrode connected to one terminal of the resonator and an electrode connected to the other terminal. It is an ingredient.
  • the node x1 to which the parallel arm resonator p1 is connected and the node x1 to which the parallel arm resonator p2 is connected are the same node (first node). That is, the “same node” includes not only one point on the transmission line but also two different points on the transmission line that are located without a resonator or an impedance element.
  • These parallel arm resonators p1 and p2 constitute a parallel arm circuit 20 connected between a node x1 on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n (on the serial arm) and the ground. That is, the parallel arm circuit 20 is provided on one parallel arm that connects the serial arm and the ground.
  • the filter 11 includes one series arm circuit 10 constituted by the series arm resonator s1 and one parallel arm circuit 20 constituted by two parallel arm resonators p1 and p2 connected in parallel to each other. It has a constructed ladder type filter structure.
  • two resonators constituting one circuit of the series arm circuit 10 and the parallel arm circuit 20 are connected to the other circuit (here. Then, the pass band of the filter 11 is formed together with the series arm circuit 10).
  • each resonator (series arm resonator s1, parallel arm resonators p1 and p2) constituting the filter 11 will be described.
  • these resonators are acoustic wave resonators using surface acoustic waves.
  • the filter 11 can be constituted by an IDT (InterDigital Transducer) electrode formed on a piezoelectric substrate, so that a small and low-profile high-frequency filter circuit having a high steep passage characteristic can be realized.
  • IDT InterDigital Transducer
  • Each resonator is not limited to an elastic wave resonator using a surface acoustic wave, and may be configured by an elastic wave resonator using a bulk wave or a boundary acoustic wave. Since an acoustic wave resonator generally exhibits high Q characteristics, it is possible to achieve both low loss and high selectivity (suppression of mutual interference with other bands adjacent to its own band).
  • FIG. 2 is an example of a plan view and a cross-sectional view schematically showing each resonator of the filter 11 according to the first embodiment.
  • a plane schematic diagram and a cross-sectional schematic diagram showing the structure of the series arm resonator s1 among the resonators constituting the filter 11 are illustrated.
  • the series arm resonator s1 shown in FIG. 2 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are as follows. It is not limited to.
  • Each resonator of the filter 11 includes a piezoelectric substrate 100 and comb-shaped IDT electrodes 11a and 11b.
  • the IDT electrode 11a includes a plurality of electrode fingers 110a that are parallel to each other and a bus bar electrode 111a that connects the plurality of electrode fingers 110a.
  • the IDT electrode 11b includes a plurality of electrode fingers 110b that are parallel to each other and a bus bar electrode 111b that connects the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • the IDT electrodes 11a and 11b composed of the plurality of electrode fingers 110a and 110b and the bus bar electrodes 111a and 111b have a laminated structure of the adhesion layer 101 and the main electrode layer 102 as shown in the cross-sectional view of FIG. It has become.
  • the adhesion layer 101 is a layer for improving the adhesion between the substrate 100 and the main electrode layer 102, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 101 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 102 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 102 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 103 is formed so as to cover the IDT electrodes 11a and 11b.
  • the protective layer 103 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 102 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film containing silicon dioxide as a main component. .
  • adherence layer 101, the main electrode layer 102, and the protective layer 103 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrodes 11a and 11b do not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrodes 11a and 11b may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, and may be made of a plurality of laminates made of the above metals or alloys. It may be configured. Further, the protective layer 103 may not be formed.
  • the substrate 100 has piezoelectricity, and is made of, for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal, LiNbO 3 piezoelectric single crystal, KNbO 3 piezoelectric single crystal, crystal, or piezoelectric ceramic.
  • a resonator configured in this way has a “singular point” where the impedance is minimal (ideally the point where the impedance is 0) and a singular point where ideal impedance is the maximum (ideally It has an “anti-resonance point” that is an infinite point.
  • each resonator which the filter 11 has is not limited to the structure described in FIG.
  • the IDT electrodes 11a and 11b may not be a laminated structure of metal films but may be a single layer of metal films.
  • the filter 11 configured as described above does not have the parallel arm resonator p2 but has a first filter characteristic (first pass characteristic) formed only by the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1.
  • a second filter characteristic (second pass characteristic) having a wide attenuation band on the low pass band side is formed. Therefore, the filter characteristics of the filter 11 according to the present embodiment will be described below.
  • a singular point where the impedance is minimal ideally, the impedance is 0. Is called “resonance point”, and its frequency is called “resonance frequency”.
  • a singular point where the impedance is maximum ideally a point where the impedance is infinite
  • an anti-resonance point ideally a point where the impedance is infinite
  • FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the filter 11 according to the first embodiment. Specifically, (a) of the figure is a graph showing impedance characteristics of the parallel arm resonators p1 and p2. Moreover, (b) of the same figure is a graph showing the synthetic
  • the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 have the following impedance characteristics.
  • the parallel arm resonator p1 has a resonance frequency frp1 and an anti-resonance frequency fap1 (at this time, frp1 ⁇ fap1 is satisfied).
  • the parallel arm resonator p2 has a resonance frequency frp2 and an anti-resonance frequency fap2 (at this time, frp2 ⁇ frp1 and frp2 ⁇ fap2 are satisfied).
  • the series arm resonator s1 has a resonance frequency frs1 and an anti-resonance frequency fas1 (in this case, frs1 ⁇ fas1).
  • of the parallel arm resonator p2 satisfy
  • the combined characteristics of the two parallel arm resonators (“parallel arm resonators p1 and p2) (“the combined characteristics of the parallel arms (p1 + p2)” in the figure) are the parallel arm resonators. It becomes minimum at the resonance frequency frp2 of p2 and the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1. Further, the combined characteristic becomes maximum at a frequency f11 between the two resonance frequencies frp2 and frp1 and a frequency f12 between the two anti-resonance frequencies fap2 and fap1.
  • the antiresonance frequency of the parallel arm circuit and the resonance frequency of the series arm circuit are brought close to each other.
  • the frequency f 12 that is the anti-resonance frequency on the high frequency side and the resonance frequency frs 1 of the series arm resonator s 1 that constitutes the series arm circuit 10 are brought close to each other.
  • the parallel arm resonators p1 and p2 form a passband of the filter 11 together with the series arm circuit 10 (here, the series arm resonator s1).
  • an attenuation band having frp2 and frp1 as attenuation poles is formed on the low pass band side, and attenuation with fas1 as attenuation poles on the high pass band side, as shown in FIG. A band is formed.
  • the parallel arm resonator p2 that is the second resonator in the present embodiment has a lower resonance frequency than the parallel arm resonator p1 that is the first resonator in the present embodiment.
  • a filter that does not have the parallel arm resonator p2 has only the first attenuation pole (frequency frp1) formed by the resonance point of the parallel arm resonator p1. Therefore, in such a filter, the attenuation amount deteriorates on the lower frequency side than the first attenuation pole, so that there is a case where sufficient attenuation cannot be secured within the attenuation band.
  • the filter 11 according to the present embodiment having the parallel arm resonator p2
  • the parallel arm resonator p2 that is the second resonator has a higher impedance than the parallel arm resonator p1 (first resonator) that is the first resonator. Accordingly, the filter 11 can widen the attenuation band on the low pass band side while suppressing an increase in insertion loss at the high end of the pass band, and can increase the steepness on the low pass band side. .
  • the impedance of the parallel arm circuit 20 (here, the parallel arm) Frequency interval between the high frequency (high frequency resonance frequency fr2) at which the combined impedance of the resonators p1 and p2 is minimum and the high frequency (high frequency anti-resonance frequency fa2) at the maximum
  • the steepness by the side of a low passband can be improved. This will be described using the filter according to Comparative Example 1.
  • the filter according to Comparative Example 1 has the same configuration as that of the filter 11 according to Embodiment 1 except that the filter has a parallel arm resonator p2 that satisfies
  • FIG. 4 is a graph showing the characteristics of the filter according to Comparative Example 1. Specifically, (a) to (c) in the same figure are graphs showing the characteristics of the filter according to Comparative Example 1 as in (a) to (c) in FIG.
  • the attenuation amount of the second attenuation pole (frequency frp2) formed by the resonance point of the parallel arm resonator p2 is larger than that in the first embodiment.
  • the insertion loss at the high end of the passband is higher than that in the first embodiment, and thus another problem of deterioration of in-band loss. Can occur. This is because the frequency of the anti-resonance point on the high frequency side is shifted to the low frequency side in the composite characteristic (see (b) of the figure) in the first comparative example, compared with the first embodiment, and the passband This is because the width is narrowed.
  • the filter 11 according to Embodiment 1 by satisfying
  • FIG. 5 shows a comparison between the characteristics of the filter 11 according to the first embodiment when the impedance ratio of the parallel arm resonator p2 with respect to the parallel arm resonator p1 is varied with the characteristics of a filter without the parallel arm resonator p2.
  • is 800%, 650%, 550% of
  • the second attenuation pole (frequency frp2) can be formed on the lower frequency side than the first attenuation pole (frequency frp1) by satisfying frp2 ⁇ frp1.
  • the bandwidth can be widened for the attenuation band on the low pass band side.
  • the resonance frequency frp2 of the parallel arm resonator p2 and the impedance ratio of the parallel arm resonator p2 to the parallel arm resonator p1 are the filter characteristics required for the filter 11 (passband bandwidth and inband loss, It may be determined appropriately in consideration of the bandwidth of the attenuation band and the attenuation amount in the band.
  • one of the series arm circuit 10 and the parallel arm circuit 20 is the first resonator (the present embodiment).
  • it is constituted by a parallel arm resonator p1) and a second resonator (parallel arm resonator p2 in the present embodiment).
  • the second resonator has a resonance frequency lower than that of the first resonator, and has a higher impedance than the first resonator.
  • the filter 11 According to the filter 11 according to the present embodiment, the bandwidth can be widened for the attenuation band on the low pass band side.
  • the one circuit is the parallel arm circuit 20. That is, according to the present embodiment, the parallel arm circuit 20 has the resonance frequency frp2 that is lower than the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1 (first resonator), and the parallel arm resonator p1.
  • a second attenuation pole formed by the resonance frequency frp2 can be formed. Therefore, the bandwidth can be widened for the attenuation band on the low pass band side.
  • the parallel arm circuit 20 is configured by the first resonator and the second resonator.
  • a series arm circuit may be configured in this way instead of a parallel arm circuit. Therefore, such a filter will be described as a filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the filter 12 according to the first modification of the first embodiment.
  • the filter 12 shown in the figure is different in the configuration of the series arm circuit 110 and the parallel arm circuit 120 from the filter 11 shown in FIG.
  • the filter 12 includes series arm resonators s 1 and s 2 constituting the series arm circuit 110 and a parallel arm resonator p 1 constituting the parallel arm circuit 120.
  • one of the series arm circuit 110 and the parallel arm circuit 120 (in the present modification, the series arm circuit 110) is connected in parallel to each other and is connected to the same node x 1 (first node) of the series arm.
  • the first resonator (series arm resonator s1 in the present modification) and the second resonator (series arm resonator s2 in the present modification) are connected to each other. Since the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 are the same as those in the first embodiment, the detailed configuration will be described in a simplified manner.
  • the series arm resonator s1 is a resonator having a third resonance frequency and a third impedance.
  • the series arm resonator s2 is connected in parallel with the series arm resonator s1 between an input / output terminal 11m, which is an example of a first input / output terminal, and an input / output terminal 11n, which is an example of a second input / output terminal. . That is, the series arm resonator s2 is a resonator provided on the series arm connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the series arm resonator s2 is a resonator having a fourth resonance frequency lower than the third resonance frequency and a fourth impedance higher than the third impedance.
  • the filter 12 includes one series arm circuit 110 composed of two series arm resonators s1 and s2 connected in parallel to each other, and one parallel arm circuit 120 composed of the parallel arm resonator p1. It has a constructed ladder type filter structure.
  • the two resonators constituting one circuit of the series arm circuit 110 and the parallel arm circuit 120 are connected to the other circuit (this book).
  • the passband of the filter 12 is formed with the parallel arm circuit 120).
  • the filter 12 configured as described above does not have the series arm resonator s2 but has a first pass characteristic (first filter characteristic) formed only by the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1.
  • a second pass characteristic (second filter characteristic) having a wide attenuation band on the low pass band side is formed. Therefore, the filter characteristics of the filter 12 according to this modification will be described below.
  • FIG. 7 is a graph showing characteristics of the filter 12 according to the first modification of the first embodiment. Specifically, (a) of the figure is a graph showing impedance characteristics of the series arm resonators s1 and s2. Moreover, (b) of the same figure is a graph showing the synthetic
  • the series arm resonator s1 and the series arm resonator s2 have the following impedance characteristics. Specifically, the series arm resonator s1 has a resonance frequency frs1 and an anti-resonance frequency fas1 (at this time, frs1 ⁇ fas1 is satisfied). The series arm resonator s2 has a resonance frequency frs2 and an anti-resonance frequency fas2 (at this time, frs2 ⁇ fas2 and frs2 ⁇ frs1 are satisfied).
  • the parallel arm resonator p1 has a resonance frequency frp1 and an anti-resonance frequency fap1 (at this time, frs2 ⁇ frp1 ⁇ fap1 is satisfied).
  • of the series arm resonator s2 satisfy
  • the combined characteristic of the two series arm resonators (“series arm resonators s1 and s2) (“the combined characteristic of the series arm (s1 + s2)” in the figure) is the series arm resonator.
  • the resonance frequency frs2 of s2 and the resonance frequency frs1 of the series arm resonator s1 are minimized.
  • the composite characteristic becomes maximum at a frequency f21 between the resonance frequency frs2 and the antiresonance frequency fas2, and at a frequency f22 between the resonance frequency frs1 and the antiresonance frequency fas1.
  • the antiresonance frequency of the parallel arm circuit and the resonance frequency of the series arm circuit are brought close to each other.
  • the anti-resonance frequency fap1 of the parallel arm resonator p1 constituting the parallel arm circuit 120 and the resonance frequency frs1 on the high frequency side of the two resonance frequencies of the series arm circuit 110 are brought close to each other to form a pass band.
  • an attenuation band having f21 and frp1 as attenuation poles is formed on the low pass band side.
  • the series arm resonator s2 that is the second resonator in the present modification has a resonance frequency lower than that of the series arm resonator s1 that is the first resonator in the present modification.
  • it is f21 ⁇ frp1.
  • the filter characteristic of the filter 12 having the series arm resonator s2 can widen the attenuation band on the low pass band side compared to the filter characteristic in the case where the series arm resonator s2 is not provided.
  • a filter that does not have the series arm resonator s2 has only a first attenuation pole (frequency frp1) formed by the resonance point of the parallel arm resonator p1. Therefore, in such a filter, the attenuation amount deteriorates on the lower frequency side than the first attenuation pole, so that there is a case where sufficient attenuation cannot be secured within the attenuation band.
  • the filter 12 according to this modification having the series arm resonator s2, it is formed by the resonance point and antiresonance point of the series arm resonator s2 on the low frequency side of the first attenuation pole (frequency frp1). And a second attenuation pole (frequency f21). Therefore, the filter 12 according to the present modification can maintain the attenuation amount by the second attenuation pole at a lower frequency side than the first attenuation pole, compared to the filter without the series arm resonator s2. Sufficient attenuation can be secured within the attenuation band.
  • the series arm resonator s2 that is the second resonator in the present modification has a higher impedance than the series arm resonator s1 that is the first resonator in the present modification.
  • the filter 12 can widen the attenuation band on the low pass band side while suppressing an increase in insertion loss at the high end of the pass band, and can increase the steepness on the high pass band side. .
  • the impedance of the series arm circuit 110 (here, the series arm resonator 110).
  • can be narrowed.
  • the filter according to Comparative Example 2 is the same as the filter 12 according to Modification 1 of Embodiment 1 except that the filter has a series arm resonator s2 that satisfies
  • FIG. 8 is a graph showing the characteristics of the filter according to Comparative Example 2. Specifically, (a) to (c) of the same figure are graphs showing the respective characteristics of the filter according to Comparative Example 2, as in (a) to (c) of FIG.
  • the comparative example 2 is higher than the above-described modification in terms of the combined characteristics of the two antiresonance points on the high frequency side. Focusing on the anti-resonance point, the frequency shifts to the low frequency side, and the impedance decreases.
  • the filter 12 according to the first modification of the first embodiment by satisfying
  • FIG. 9 shows the characteristics when the impedance ratio of the series arm resonator s2 to the series arm resonator s1 is changed in the filter 12 according to the first modification of the first embodiment.
  • the filter does not have the series arm resonator s2.
  • It is a graph expressed by comparing with the characteristics of. Specifically, (a) to (f) in the figure are as shown at the top of each graph, and
  • the attenuation amount of the attenuation pole on the high pass band side shifts to the low frequency side while the attenuation amount deteriorates.
  • the impedance ratio becomes smaller, in the combined impedance characteristics of the series arm resonators s1 and s2, the low-frequency side anti-resonance point shifts to the high-frequency side while increasing the impedance, and the high-frequency side anti-resonance point becomes By shifting to the low frequency side while reducing the impedance.
  • the frequency f21 see FIG. 8
  • the second attenuation pole can be formed on the lower frequency side than the first attenuation pole (frequency frp1). The bandwidth can be widened for the attenuation band on the side.
  • the resonance frequency frs2 of the series arm resonator s2 and the impedance ratio of the series arm resonator s2 with respect to the series arm resonator s1 may be appropriately determined in consideration of the filter characteristics required for the filter 12. .
  • the series arm circuit 110 includes the series arm resonator s1 that is the first resonator and the series arm resonator s2 that is the second resonator.
  • the series arm resonator s2 has a resonance frequency lower than that of the series arm resonator s1, and has an impedance higher than that of the series arm resonator s1.
  • the filter 12 can suppress the increase in insertion loss at the high end of the pass band and can form an attenuation pole on the low band side on the low band side as compared with the case without the series arm resonator s2. it can. Therefore, according to the filter 12 according to the present modification, the bandwidth can be widened for the attenuation band on the low pass band side, as in the first embodiment.
  • the series arm circuit 110 has a resonance frequency frs2 that is lower than the resonance frequency frs1 of the series arm resonator s1, and the impedance
  • the filter 12 suppresses an increase in insertion loss at the high end of the passband, while lowering the first attenuation pole formed by the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1 (parallel arm circuit 120).
  • a second attenuation pole can be formed. Therefore, the bandwidth can be widened for the attenuation band on the low pass band side.
  • the series arm resonator s2 has a resonance frequency frs2 that is lower in frequency than the anti-resonance frequency fap1 of the resonator constituting the parallel arm circuit 120 (the parallel arm resonator p1 in the present modification).
  • one of the series arm circuit and the parallel arm circuit is configured by the first resonator and the second resonator.
  • both the series arm circuit and the parallel arm circuit may be constituted by such resonators.
  • the filter fixed filter in which the passband frequency or the like is not variable has been described.
  • such a configuration has a frequency variable function that can change the passband frequency or the like. You may apply to the filter (tunable filter) which has. Therefore, such a filter will be described as a filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the filter 13 according to the second modification of the first embodiment.
  • the filter 13 shown in the figure includes a series arm circuit 210 corresponding to the series arm circuit 110 (series arm resonators s1 and s2) of the filter 12 shown in FIG. 6, and a parallel arm circuit 20 of the filter 11 shown in FIG.
  • a parallel arm resonator p1) and a second resonator are included.
  • the other circuit includes a third resonator (for example, a series arm resonator s1) and a fourth resonator (for example, a series arm resonator s2) that are connected in parallel to each other and connected to the node x1. It is constituted by.
  • the filter 13 further includes a parallel arm circuit 230 configured by a parallel arm resonator p3, a capacitor C3 (second impedance element), and a switch SW3.
  • the parallel arm resonator p3 is a node (first node) of a path (series arm) connecting an input / output terminal 11m, which is an example of a first input / output terminal, and an input / output terminal 11n, which is an example of a second input / output terminal.
  • a different node x2 second node
  • the capacitor C3 and the switch SW3 are connected in series to the parallel arm resonator p3 between the node x2 and the ground, and are connected in parallel to each other. That is, in this modification, a circuit in which the capacitor C3 and the switch SW3 are connected in parallel is connected in series to the parallel arm resonator p3 between the node x2 and the ground, and specifically, the ground and the parallel arm resonator p3. Connected between and. The capacitor C3 and the switch SW3 may be connected between the node x2 and the parallel arm resonator p3.
  • the capacitor C3 is an impedance element connected in series with the parallel arm resonator p3.
  • the frequency variable width of the pass band of the filter 13 depends on the constant of the capacitor C3.
  • the constant of the capacitor C3 can be appropriately determined according to the frequency specification required for the filter 13.
  • the capacitor C3 may be a variable capacitor such as a vari gap and a DTC (Digitally Tunable Capacitor).
  • the frequency variable width can be finely adjusted. Therefore, the low band end and the high band end can be finely adjusted while widening the bandwidth of the attenuation band on the low side of the pass band.
  • the impedance element connected in series to the parallel arm resonator p3 is not limited to a capacitor, and may be an inductor.
  • the frequency variable width of the pass band of the filter 13 depends on the constant of the inductor. For example, the larger the inductor constant, the wider the frequency variable width. For this reason, the constant of the inductor can be appropriately determined according to the frequency specification required for the filter 13.
  • the inductor may be a variable inductor using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems).
  • the switch SW3 is, for example, a SPST (Single Pole Single Throw) type switch element in which one terminal is connected to a connection node between the parallel arm resonator p3 and the capacitor C3 and the other terminal is connected to the ground.
  • the switch SW3 switches whether the capacitor C3 is short-circuited, for example, by being switched on (conductive) and off (non-conductive) by a control signal from an external control unit (not shown).
  • the switch SW3 is a FET (Field Effect Transistor) switch made of GaAs or CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), or a diode switch. Since the switch using such a semiconductor is small, the filter 13 can be miniaturized.
  • FET Field Effect Transistor
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • the filter characteristic of the filter 13 configured in this way is switched by turning on and off the switch SW3 in accordance with the control signal. Therefore, the filter characteristics of the filter 13 together with the state of the switch SW3 will be described below with reference to FIGS. 11A to 11C.
  • FIG. 11A is a graph showing characteristics of the filter 13 according to the second modification of the first embodiment when the switch SW3 is on. Specifically, (a) in the figure is a graph showing the filter characteristics at this time. Further, (b) in the figure shows the combined impedance characteristics (synthetic characteristics) of the series arm resonators s1 and s2, the combined impedance characteristics (synthetic characteristics) of the parallel arm resonators p1 and p2, and the parallel arm resonance. It is a graph showing the impedance characteristic of the child p3.
  • FIG. 11B is a graph showing characteristics of the filter 13 according to the second modification of the first embodiment when the switch SW3 is off. Specifically, FIGS.
  • FIGS. 11A and 11B are graphs showing the filter characteristics and the impedance characteristics at this time, similarly to FIGS. 11A and 11B.
  • the capacitor C3 is added to the parallel arm resonator p3, the combined impedance characteristic of the parallel arm resonator p3 and the capacitor C3 is shown.
  • FIG. 11C is a graph showing the filter characteristics of the filter 13 according to the second modification of the first embodiment when the switch SW3 is on and off.
  • the filter 13 when the switch SW3 is on, the filter 13 is configured only by the attenuation pole on the high-pass band side of the filter configured by the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1.
  • the filter In addition to the attenuation pole (frequency f34, that is, the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1) on the low pass band side of the filter, the filter has the following three attenuation poles.
  • the frequencies of these three attenuation poles are: (i) the frequency f31 (that is, the resonance frequency frs2 of the series arm resonator s2) that is the anti-resonance frequency on the low frequency side of the series arm circuit (series arm resonators s1 and s2), (Ii) a frequency f32 (frp2) which is a low-frequency resonance frequency of the parallel arm circuit (parallel arm resonators p1 and p2), and (iii) a frequency f33 which is a resonance frequency of the single parallel arm resonator p3. .
  • the attenuation band on the low pass band side is defined by the attenuation pole having the frequencies (i) to (iv), and the pass band is defined by the series arm circuit 210.
  • the filter 13 when the switch SW3 is off, the filter 13 is affected by the capacitor C3, and therefore has a second filter characteristic different from the first filter characteristic. Specifically, the filter 13 has the following attenuation pole instead of the above-described attenuation pole of the frequency f33.
  • the frequency of the attenuation pole is (v) the frequency f35 at which the combined impedance of the parallel arm resonator p3 and the capacitor C3 is minimized.
  • the filter 13 when the switch SW3 is off, the filter 13 has the above-described (i), (ii), (iv), and (v) attenuation bands on the low pass band side compared to when the switch SW3 is on.
  • the frequency f35 is defined by a constant of the capacitor C3, and in this modification, f34 ⁇ f35 is satisfied. For this reason, in the present modification, the second filter characteristic is shifted from the high band end toward the high band side in the attenuation band on the low band side of the pass band as compared with the first filter characteristic.
  • the second filter characteristic is maintained without shifting the frequency at the lower end of the attenuation band as compared with the first filter characteristic. This is because the attenuation pole having the frequencies (i), (ii), and (iv) does not shift between the first filter characteristic and the second filter characteristic.
  • the parallel arm circuit 220 includes the parallel arm resonator p1 that is the first resonator and the parallel arm resonator p2 that is the second resonator, and the series arm
  • the circuit 210 includes a series arm resonator s1 that is a third resonator and a series arm resonator s2 that is a fourth resonator.
  • the low pass band side Although the bandwidth can be widened with respect to the attenuation band, the following problems may occur. That is, in the attenuation band, the deterioration of the attenuation amount between the attenuation poles (for example, see the portion surrounded by the broken line in FIG. 3C) increases, and the attenuation amount may not be ensured.
  • the present modification more attenuation poles can be formed in the attenuation band on the low pass band side than such a configuration. For this reason, the amount of attenuation can be secured by suppressing the deterioration of the amount of attenuation between the attenuation poles.
  • the parallel arm circuit 220 is configured by the first resonator and the second resonator
  • the series arm circuit 210 is configured by the third resonator and the fourth resonator.
  • this relationship may be reversed, and the series arm circuit 210 is configured by the first resonator and the second resonator, and the parallel arm circuit 220 is configured by the third resonator and the fourth resonator. May be.
  • the filter 13 according to the present modification includes a parallel arm resonator p3 in addition to the first resonator and the second resonator, which are connected in series to the parallel arm resonator p3, and are parallel to each other.
  • a connected impedance element (capacitor C3 in this modification) and a switch element (switch SW3) are provided.
  • the attenuation band of the first filter characteristic has a plurality of attenuation poles that are not affected by the impedance element (four attenuation poles in this modification ( Frequency f31 to f34)).
  • the attenuation band of the second filter characteristic has one or more attenuation poles that are frequency-shifted due to the influence of the impedance element (in this modification, one attenuation pole ( Frequency f35)) and one or more attenuation poles (three attenuation poles (frequency f31, f32 and f34) in this modification) whose frequency is fixed without being affected by the frequency f35)).
  • the filter characteristics can be switched while widening the bandwidth.
  • the impedance element and the switch element may not be provided.
  • one circuit of the series arm circuit 210 and the parallel arm circuit 220 is configured by the first resonator and the second resonator, and the other circuit. Is constituted by a third resonator and a fourth resonator.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 1 and its peripheral circuits according to the second embodiment.
  • an antenna element 2 a high-frequency front-end circuit 1, and an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit) 3 are shown.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • These constitute, for example, a communication device 4 compatible with multimode / multiband.
  • the antenna element 2 is not built in the communication device 4 and may be externally attached.
  • the antenna element 2 is a multiband antenna that transmits and receives high-frequency signals.
  • the antenna element 2 may not correspond to, for example, all the bands of the communication device 4, and may correspond to only the bands of the low frequency band group or the high frequency band group.
  • the high frequency front end circuit 1 is a circuit that transmits a high frequency signal between the antenna element 2 and the RFIC 3. Specifically, the high frequency front end circuit 1 transmits a high frequency signal (here, a high frequency reception signal) received by the antenna element 2 to the RFIC 3. The detailed configuration of the high frequency front end circuit 1 will be described later.
  • RFIC 3 is an RF signal processing circuit that processes high-frequency signals transmitted and received by the antenna element 2. Specifically, the RFIC 3 processes a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element 2 via the reception-side signal path of the high-frequency front-end circuit 1 by down-conversion or the like, and performs the signal processing. The received signal generated in this way is output to a baseband signal processing circuit (not shown).
  • a baseband signal processing circuit not shown.
  • the RFIC 3 serves as a control unit that controls conduction (ON) and non-conduction (OFF) of each switch included in the high-frequency front-end circuit 1 based on a frequency band (band) to be used. It also has a function. Specifically, the RFIC 3 controls on / off of each switch by a control signal (not shown).
  • the control unit may be provided outside the RFIC 3, and may be provided, for example, in the high frequency front end circuit 1 or a baseband signal processing circuit (not shown).
  • the high-frequency front end circuit 1 includes filters 21 to 24, switches 31 and 32, and a reception amplification circuit 33.
  • the filters 21 and 23 are tunable filters whose pass bands are switched, and the filters 22 and 24 are fixed filters whose pass bands are not switched.
  • the filter 21 is a reception filter of Bands 29 and 14 (or Bands 12, 17, and 13).
  • the filter 22 is a Band 20 and 28 reception filter.
  • the filter 23 is a Band 27 (or Band 26, 18, 5, and 19) reception filter.
  • the filter 24 is a Band8 reception filter.
  • the switch 31 connects the antenna element 2 and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown) such as an RFIC.
  • the switch 32 connects the reception amplification circuit 33 and a signal path corresponding to a predetermined band according to the control signal.
  • These switches 31 and 32 are, for example, SPnT (Single Pole n Throw) type (n is the number of signal paths, here 4) switch elements (switch circuits).
  • the switches 31 and 32 have a plurality of selection terminals individually connected to the plurality of filters 21 to 24 and a common terminal selectively connected to the plurality of selection terminals.
  • the number of signal paths connected by the switches 31 and 32 is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the high frequency front end circuit 1 may support carrier aggregation.
  • the reception amplification circuit 33 is a low noise amplifier that amplifies the power of the high frequency reception signal input from the filters 21 to 24 via the switch 32 and outputs the amplified signal to the RFIC 3.
  • the filter 23 has the configuration described in the first embodiment and the modification thereof.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the filter 23 used in the high-frequency front-end circuit 1 according to the second embodiment.
  • the filter 23 includes five series arm resonators s21 to s23, s24a and s24b, and five parallel arm resonators p21, p22a, p22b, p23 and p24.
  • the filter 23 further includes capacitors C21, C23, and C24 and switches SW21, SW23, and SW24.
  • the series arm resonators s21 to s23, s24a and s24b are connected in series with each other in this order from the input / output terminal 11m side on a path (series arm) connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the series arm resonators s24a and s24b correspond to the first resonator and the second resonator in the first modification of the first embodiment, and are connected in parallel to each other and are connected to the same node of the series arm. It is connected to the. That is, each of the series arm resonators s21 to s23 constitutes one series arm circuit, and the series arm resonators s24a and s24b constitute one series arm circuit.
  • the parallel arm resonators p21, p22a, p22b, p23, and p24 are connected from the input / output terminal 11m side to the path (parallel arm) connecting each connection point of the series arm resonator and the reference terminal (ground). In order, they are connected in parallel.
  • the parallel arm resonators p22a and p22b correspond to the first resonator and the second resonator in the first embodiment, and are connected in parallel to each other and connected to the same node of the series arm. Yes.
  • the capacitor C21 and the switch SW21 correspond to the impedance element and the switch element in the second modification of the first embodiment, and are connected in series to the parallel arm resonator p21 and connected in parallel to each other.
  • the capacitor C23 and the switch SW23, and the capacitor C24 and the switch SW24 correspond to an impedance element and a switch element, and are connected to the parallel arm resonator p23 and the parallel arm resonator p24.
  • the parallel arm resonator p21, the capacitor C21, and the switch SW21 constitute one parallel arm circuit.
  • the parallel arm resonators p22a and p22b constitute one parallel arm circuit.
  • the parallel arm resonator p23, the capacitor C23, and the switch SW23 constitute one parallel arm circuit.
  • the parallel arm resonator p24, the capacitor C24, and the switch SW24 constitute one parallel arm circuit.
  • the filter 23 has a ladder type filter structure of a plurality of series arm circuits and a plurality of parallel arm circuits (here, four series arm circuits and four parallel arm circuits).
  • the filter 23 is not limited to a ladder type filter structure having series arm resonators and parallel arm resonators, and may have a vertically coupled filter structure. In other words, the configuration of the filter 23 can be selected as appropriate according to restrictions on the mounting layout or required filter characteristics.
  • the filter 23 is required to have the following characteristics. That is, the first filter characteristic having the reception band of Band 27 as the pass band and the transmission band of Band 27 as the attenuation band, and the reception band of Bands 26, 18, 5 and 19 as the pass band, and transmission of Bands 26, 18, 5 and 19 It is required to have a second filter characteristic whose band is an attenuation band.
  • the attenuation band is relatively wide like the second filter characteristic, it is difficult to secure the attenuation amount over the entire attenuation band, and thus the required attenuation bandwidth may not be ensured.
  • the filter 23 in the present embodiment the first and second resonators (in the present embodiment, the series arm resonators s24a and s24b) constituting the series arm circuit, and the parallel arm circuit
  • the first resonator and the second resonator (parallel arm resonators p22a and p22b in the present embodiment) are included.
  • the filter 23 can widen a bandwidth about the attenuation band of the low pass band side like the said Embodiment 1 and its modification 1. FIG. For this reason, attenuation can be ensured over the entire transmission band of Bands 26, 18, 5 and 19.
  • parallel arm resonators here, parallel arm resonators p21, p23, and p24
  • impedance elements here, the parallel arm resonators are connected in series with each other.
  • Capacitors C21, C23 and C24) and switch elements here, switches SW21, SW23 and SW24.
  • the filter 23 has the first filter characteristic described above when all of the switches SW21, SW23, and SW24 are on.
  • the attenuation band of the first filter characteristic is defined by the attenuation pole that is not affected by the impedance element (capacitors C21, C23, and C24 in the present embodiment).
  • the filter 23 has the above-mentioned second filter characteristic when all of the switches SW21, SW23, and SW24 are off.
  • the attenuation band of the second filter characteristic is defined by the attenuation pole affected by the impedance element.
  • the filter 23 (high-frequency filter circuit) according to the first embodiment and the modification thereof is provided, so that the filter can be compared with the case where a filter is provided for each band. Therefore, the size can be reduced.
  • the filter 23 may have the configuration of the filter according to the first embodiment and its modification.
  • the switches 31 and 32 switch circuits provided in the front stage or the rear stage of the plurality of filters 21 to 24 (high frequency filter circuits) are provided.
  • the reception amplification circuit 33 amplification circuit corresponding to a plurality of high frequency filter circuits can be shared. Therefore, the high-frequency front end circuit 1 can be reduced in size and cost.
  • switches 31 and 32 may be provided. Further, the switches 31 and 32 do not have to correspond to, for example, all the bands of the high-frequency front-end circuit 1, and a switch corresponding to each of the low frequency band group or the high frequency band group may be provided. . That is, the number of selection terminals and the like of the switches 31 and 32 is not limited to this embodiment.
  • switch elements switching SW21, SW23, and SW24
  • the switch elements are switched on and off by the same control signal.
  • the present invention is not limited to this, and each switch element may be switched on and off by an individual control signal.
  • the communication device 4 including the high-frequency front end circuit 1 and the RFIC 3 (RF signal processing circuit) described above is also included in the present invention.
  • the communication device corresponding to the multiband can be simplified and downsized.
  • a multiplexer such as a duplexer including a plurality of high frequency filter circuits including the above-described high frequency filter circuit is also included in the present invention.
  • the above-described high frequency filter circuit is not limited to a reception filter, and may be a transmission filter.
  • an inductor or a capacitor may be connected between each component.
  • the high frequency filter circuit according to the first embodiment and the modifications 1 and 2 can be applied to at least one high frequency filter circuit of a multiplexer having a plurality of high frequency filter circuits. Therefore, in the following, a duplexer in which the above-described high-frequency filter circuit is applied to the reception-side filter and the transmission-side filter will be described as an example of such a multiplexer.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of a communication device 4A including a duplexer DPX according to another embodiment. As shown in the figure, the duplexer DPX forms a high-frequency front end circuit 1A together with the reception amplification circuit 33 and the transmission amplification circuit 34.
  • the duplexer DPX shown in the figure includes the filter 11 or 12 according to the first embodiment or the modification 1 as the reception-side filter 123, and the filter 13 according to the first modification of the first embodiment as the transmission-side filter 124. . That is, the reception-side filter 123 and the transmission-side filter 124 have the antenna-side input / output terminals bundled together and connected to the antenna element 2, and the other terminals connected to the reception amplification circuit 33 or the transmission amplification circuit 34.
  • duplexer DPX duplexer DPX
  • the high-frequency filter circuit here, the reception-side filter 123 and the transmission-side filter 124
  • the bandwidth of the attenuation band on the low pass band side can be widened.
  • the multiplexer is not limited to a duplexer, and may be a triplexer including three high-frequency filter circuits, for example. Further, the multiplexer is not limited to the configuration including the transmission side filter and the reception side filter, and may be configured to include a plurality of reception side filters, for example.
  • the high frequency filter circuit according to the first embodiment and the modifications 1 and 2 may be applied to at least one of the plurality of filters, for example, one resonance for each series arm and each parallel arm. You may provide the filter provided only with the child.
  • the high frequency filter circuit according to the first embodiment and the modifications 1 and 2 has been described by taking, as an example, a configuration including only a resonator as a series arm circuit or a parallel arm circuit connected to the node x1. .
  • these series arm circuit or parallel arm circuit may further include an impedance element.
  • one of the series arm circuit and the parallel arm circuit configured by the first resonator and the second resonator further includes a first impedance element connected in series or in parallel with the second resonator. You may have it. At this time, the first resonator, the second resonator, and the first impedance element (typically their combined characteristics) form a passband with the other circuit.
  • the first impedance element is connected compared to the frequency interval between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the second resonator alone.
  • the frequency interval between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the second resonator in the state can be narrowed. For this reason, according to this configuration, a steep attenuation characteristic can be obtained.
  • the first impedance element is connected compared to the frequency interval between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the second resonator alone.
  • the frequency interval between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the second resonator can be increased.
  • a wide pass characteristic can be obtained (a pass band can be expanded).
  • the other circuit different from the one circuit constituted by the first resonator and the second resonator is not limited to the resonance circuit having the resonator, but includes an inductor and a capacitor.
  • An LC resonance circuit may be used.
  • the other circuit is not limited to a resonant circuit, and may be an impedance element such as an inductor or a capacitor.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as small filters, multiplexers, front-end circuits and communication devices applicable to multiband systems.

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Abstract

フィルタ（１１）は、入出力端子（１１ｍ）と入出力端子（１１ｎ）との間に接続された直列腕回路（１０）と、入出力端子（１１ｍ）と入出力端子（１１ｎ）とを結ぶ経路とグランドとの間に接続された並列腕回路（２０）と、を有し、直列腕回路（１０）及び並列腕回路（２０）の一方の回路は、互いに並列接続されて経路のノード（ｘ１）に接続された並列腕共振子（ｐ１）及び並列腕共振子（ｐ２）によって構成され、並列腕共振子（ｐ１）及び（ｐ２）は、直列腕回路（１０）及び並列腕回路（２０）の他方の回路とともに通過帯域を形成し、並列腕共振子（ｐ２）は、並列腕共振子（ｐ１）よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、並列腕共振子（ｐ１）よりも高いインピーダンスを有する。

Description

高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。
　例えば、マルチバンド化に対応する弾性波フィルタとしては、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕において、第１の並列腕共振子と、互いに直列接続された状態で当該第１の並列腕共振子に並列接続される複数の第２の並列腕共振子と、が設けられた構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。このような弾性波フィルタによれば、複数の第２の並列腕共振子について、共振周波数を直列腕共振子及び他の並列腕共振子よりも高く、かつ、静電容量を直列腕共振子及び他の並列腕共振子よりも低くすることにより、通過帯域高域側の減衰帯域の帯域幅を広げることができる。
特開２０１４－６８１２３号公報
　しかしながら、上記従来の構成では、１つの並列腕の中に通過帯域低域側の減衰極を形成する並列腕共振子が１つしか存在しないため、通過帯域低域側の減衰帯域幅を広げることが困難である。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる高周波フィルタ回路、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタ回路は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路とグランドとの間に接続された並列腕回路と、を有し、前記直列腕回路及び前記並列腕回路の一方の回路は、互いに並列接続されて前記経路の第１ノードに接続された第１共振子及び第２共振子によって構成され、前記第１共振子及び前記第２共振子は、前記直列腕回路及び前記並列腕回路の他方の回路とともに通過帯域を形成し、前記第２共振子は、前記第１共振子よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、前記第１共振子よりも高いインピーダンスを有する。
　このように、第１共振子よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、第１共振子よりも高いインピーダンスを有する第２共振子を備えることにより、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、第２共振子がない場合に比べて通過帯域低域側の減衰極を低域側に形成することができる。したがって、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　また、前記一方の回路は前記並列腕回路であることにしてもよい。
　これによれば、並列腕回路は、第１共振子の共振周波数よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、第１共振子のインピーダンスよりも高いインピーダンスを有する第２共振子を備える。これにより、本態様によれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、第１共振子の共振周波数によって形成される第１の減衰極の低域側に、第２共振子の共振周波数によって形成される第２の減衰極を形成することができる。したがって、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。さらに、第１共振子単体での共振周波数と***振周波数との周波数間隔に比べ、並列腕回路の合成インピーダンスが極小となる高域側の周波数と極大となる高域側の周波数との周波数間隔を狭めることができる。これにより、本態様によれば、通過帯域低域側の急峻性を高めることができる。
　また、前記一方の回路は前記直列腕回路であることにしてもよい。
　これによれば、直列腕回路は、第１共振子の共振周波数よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、第１共振子のインピーダンスよりも高いインピーダンスを有する第２共振子を備える。これにより、本態様によれば、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、第２共振子がない場合に比べて通過帯域低域側の減衰極を低域側に形成することができる。したがって、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。さらに、第１共振子単体での共振周波数と***振周波数との周波数間隔に比べ、直列腕回路の合成インピーダンスが極小となる高域側の周波数とが極大となる高域側の周波数との周波数間隔を狭めることができる。これにより、本態様によれば、通過帯域高域側の急峻性を高めることができる。
　また、前記第２共振子は、前記他方の回路を構成する共振子の***振周波数よりも周波数が低い共振周波数を有することにしてもよい。
　これにより、通過帯域低域側の減衰極間における減衰量の悪化を抑制することができるため、通過帯域低域側の減衰帯域について減衰を確保することができる。
　また、前記他方の回路は、互いに並列接続されて前記第１ノードに接続された第３共振子及び第４共振子によって構成され、前記第３共振子及び前記第４共振子は、前記一方の回路とともに通過帯域を形成し、前記第４共振子は、前記第３共振子よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、前記第３共振子よりも高いインピーダンスを有することにしてもよい。
　このように、一方の回路が第１共振子及び第２共振子によって構成され、他方の回路が第３共振子及び第４共振子によって構成されていることにより、通過帯域低域側の減衰帯域について一層減衰を確保することができる。このため、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を一層広げることができる。
　また、前記一方の回路は、さらに、前記第２共振子と直列接続もしくは並列接続された第１インピーダンス素子を有し、前記第１共振子及び前記第２共振子ならびに前記第１インピーダンス素子は、前記他方の回路とともに前記通過帯域を形成することにしてもよい。
　これにより、第１インピーダンス素子を適宜選択することにより、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げつつ、他のフィルタ特性を得ることができる。
　例えば、第２共振子と並列接続される第１インピーダンス素子としてキャパシタを設けることにより、第２共振子単体での共振周波数と***振周波数との周波数間隔に比べ、第１インピーダンス素子が接続された状態での第２共振子の共振周波数と***振周波数との周波数間隔を狭めることができる。このため、この構成によれば、急峻な減衰特性を得ることができる。
　また、例えば、第２共振子と直列接続される第１インピーダンス素子としてインダクタを設けることにより、第２共振子単体での共振周波数と***振周波数との周波数間隔に比べ、第１インピーダンス素子が接続された状態での第２共振子の共振周波数と***振周波数との周波数間隔を広げることができる。このため、この構成によれば、広い通過特性を得る（通過帯域を広げる）ことができる。
　また、さらに、前記経路の前記第１ノードと異なる第２ノードと前記グランドとの間に接続された並列腕共振子と、それぞれが前記第２ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された第２インピーダンス素子及びスイッチ素子と、を有することにしてもよい。
　これにより、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げつつ、スイッチ素子の導通及び非導通に応じてフィルタ特性を切り替えることができる。
　また、前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることにしてもよい。
　このような半導体を用いたスイッチ素子は小型であるため、高周波フィルタ回路を小型化することができる。
　また、前記第２インピーダンス素子は、可変キャパシタまたは可変インダクタであることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子が非導通の場合の第２フィルタ特性について、第２インピーダンス素子の影響を受ける減衰極の周波数可変幅を細かく調整することができる。よって、通過帯域低域側の減衰帯域について、帯域幅を広げつつ、低域端及び高域端を細かく調整することができる。
　また、前記直列腕回路及び前記並列腕回路のそれぞれは、弾性表面波、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていることにしてもよい。
　これにより、直列腕回路ならびに並列腕回路のそれぞれを小型化できるので、高周波フィルタ回路の小型化及び低コスト化が可能となる。また、特に、弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化と高選択度化（自帯域に隣接する他の帯域との相互干渉の抑制）との両立を図ることができる。
　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上述したいずれかの高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路を備える。
　これにより、マルチバンドに対応するシステムに適用されるマルチプレクサについて、通過帯域低域側の減衰帯域の帯域幅を広げることができる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述したいずれかの高周波フィルタ回路と、前記複数の高周波フィルタ回路の前段または後段に設けられ、前記複数の高周波フィルタ回路と個別に接続された複数の選択端子、及び、前記複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有するスイッチ回路と、を備える。
　これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する増幅回路等を共通化することができるため、高周波フロントエンド回路の小型化及び低コスト化が可能となる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記いずれかの高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、マルチバンドに対応する通信装置を簡素化及び小型化することができる。
　本発明に係る高周波フィルタ回路等によれば、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
図１は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図２は、実施の形態１に係るフィルタの各共振子を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。 図３は、実施の形態１に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図４は、比較例１に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図５は、実施の形態１においてインピーダンス比を振った場合の特性を表すグラフである。 図６は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。 図７は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図８は、比較例２に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図９は、実施の形態１の変形例１においてインピーダンス比を振った場合の特性を表すグラフである。 図１０は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。 図１１Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合における特性を表すグラフである。 図１１Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタについて、スイッチがオフの場合における特性を表すグラフである。 図１１Ｃは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタについて、スイッチがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。 図１２は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。 図１３は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路に用いられるフィルタの回路構成図である。 図１４は、その他の実施の形態に係るデュプレクサを備える通信装置の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　（実施の形態１）
　［１．フィルタの回路構成］
　図１は、実施の形態１に係るフィルタ１１の回路構成図である。
　フィルタ１１は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１１は、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等に用いられるマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号を通過させるバンドパスフィルタである。
　同図に示すように、フィルタ１１は、直列腕回路１０を構成する直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路２０を構成する並列腕共振子ｐ１及びｐ２と、を備える。具体的には、フィルタ１１において、直列腕回路１０及び並列腕回路２０の一方の回路（本実施の形態では並列腕回路２０）は、互いに並列接続されて直列腕の同一ノードｘ１（第１ノード）に接続された第１共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１）及び第２共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ２）によって構成されている。なお、本実施の形態では、ノードｘ１は、直列腕回路１０の入出力端子１１ｎ側であるが、直列腕回路の入出力端子１１ｍ側であってもかまわない。
　直列腕共振子ｓ１は、第１入出力端子の一例である入出力端子１１ｍと第２入出力端子の一例である入出力端子１１ｎとの間に接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。この直列腕共振子ｓ１は、直列腕回路１０及び並列腕回路２０の一方の回路（ここでは並列腕回路２０）とともにフィルタ１１の通過帯域と通過帯域高域側の減衰極を形成する。
　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１とグランド（基準端子）との間に接続され、第１の共振周波数及び第１のインピーダンスをもつ第１共振子である。
　並列腕共振子ｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１とグランド（基準端子）との間に接続され、第１の共振周波数より低い第２の共振周波数及び第１のインピーダンスより高い第２のインピーダンスをもつ第２共振子である。
　ここで、共振子のインピーダンス｜Ｚ｜は、当該共振子の静電容量Ｃを用いて、｜Ｚ｜＝｜１／（ｊωＣ）｜で表される。ここで、静電容量Ｃは、共振子の等価回路におけるスタティック容量（等価容量）である。つまり、静電容量Ｃは、共振子が励振せずにキャパシタとして作用するときの容量である。すなわち、当該共振子の静電容量Ｃは、共振子の一方の端子に接続される電極と、他方の端子に接続される電極との間で、圧電性を有する基板を介して形成される容量成分である。
　また、並列腕共振子ｐ１が接続されたノードｘ１と並列腕共振子ｐ２が接続されたノードｘ１とは、同一ノード（第１ノード）である。つまり、「同一ノード」には、伝送線路上の１点だけでなく、共振子またはインピーダンス素子を介さずに位置する伝送線路上の異なる２点も含まれる。
　これら並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）のノードｘ１とグランドとの間に接続された並列腕回路２０を構成する。すなわち、当該並列腕回路２０は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。
　よって、フィルタ１１は、直列腕共振子ｓ１で構成された１つの直列腕回路１０と、互いに並列接続された２つの並列腕共振子ｐ１及びｐ２で構成された１つの並列腕回路２０と、で構成されたラダー型のフィルタ構造を有している。
　つまり、直列腕回路１０及び並列腕回路２０の一方の回路を構成する２つの共振子（本実施の形態では並列腕回路２０を構成する並列腕共振子ｐ１及びｐ２）は、他方の回路（ここでは直列腕回路１０）とともにフィルタ１１の通過帯域を形成する。
　［２．共振子構造］
　次に、フィルタ１１を構成する各共振子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２）の構造について、説明する。本実施の形態では、これら共振子は、弾性表面波を用いた弾性波共振子である。これにより、フィルタ１１を、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻性の高い通過特性を有する小型かつ低背の高周波フィルタ回路を実現できる。なお、各共振子は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化と高選択度化（自帯域に隣接する他の帯域との相互干渉の抑制）との両立を図ることができる。
　図２は、実施の形態１に係るフィルタ１１の各共振子を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。同図には、フィルタ１１を構成する各共振子のうち、直列腕共振子ｓ１の構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。なお、図２に示された直列腕共振子ｓ１は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　フィルタ１１の各共振子は、圧電性を有する基板１００と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂとで構成されている。
　図２の平面図に示すように、基板１００の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａ及び１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、図２の断面図に示すように、密着層１０１と主電極層１０２との積層構造となっている。
　密着層１０１は、基板１００と主電極層１０２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層１０２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層１０３は、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。
　なお、密着層１０１、主電極層１０２及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。
　基板１００は、圧電性を有し、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶、ＫＮｂＯ３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなる。
　このように構成された共振子は、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」、及び、インピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「***振点」を有する。
　なお、フィルタ１１が有する各共振子の構造は、図２に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極１１ａ及び１１ｂは、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。
　［３．フィルタ特性］
　以上のように構成されたフィルタ１１は、並列腕共振子ｐ２を有さずに直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１のみで形成される第１フィルタ特性（第１通過特性）に比べ、通過帯域低域側の減衰帯域が広い第２フィルタ特性（第２通過特性）を形成する。そこで、以下、本実施の形態に係るフィルタ１１のフィルタ特性について、説明する。
　なお、以下では、共振子単体に限らず複数の共振子で構成される回路（直列腕回路または並列腕回路）についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「***振点」と称し、その周波数を「***振周波数」と称する。
　図３は、実施の形態１に係るフィルタ１１の特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２それぞれのインピーダンス特性を表すグラフである。また、同図の（ｂ）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成インピーダンス特性（合成特性）を表すグラフである。また、同図の（ｃ）は、フィルタ１１のフィルタ特性（第２フィルタ特性、図中の「フィルタ特性（ｐ２あり）」）を、並列腕共振子ｐ２を有さない場合のフィルタ特性（第１フィルタ特性、図中の「フィルタ特性（ｐ２なし）」と比較して表すグラフである。
　まず、同図の（ａ）を用いて、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。
　同図に示すように、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１及び***振周波数ｆａｐ１を有する（このとき、ｆｒｐ１＜ｆａｐ１を満たす）。並列腕共振子ｐ２は、共振周波数ｆｒｐ２及び***振周波数ｆａｐ２を有する（このとき、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ１かつｆｒｐ２＜ｆａｐ２を満たす）。また、直列腕共振子ｓ１は、共振周波数ｆｒｓ１及び***振周波数ｆａｓ１を有する（このとき、ｆｒｓ１＜ｆａｓ１）。また、並列腕共振子ｐ１のインピーダンス｜Ｚ（ｐ１）｜及び並列腕共振子ｐ２のインピーダンス｜Ｚ（ｐ２）｜は、｜Ｚ（ｐ１）｜＜｜Ｚ（ｐ２）｜を満たす。
　次に、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の合成特性（すなわち、並列腕回路２０のインピーダンス特性）について、説明する。
　同図の（ｂ）に示すように、２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）の合成特性（図中の「並列腕（ｐ１＋ｐ２）の合成特性」）は、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２、及び、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１において、極小となる。また、当該合成特性は、２つの共振周波数ｆｒｐ２及びｆｒｐ１の間の周波数ｆ１１、及び、２つの***振周波数ｆａｐ２及びｆａｐ１の間の周波数ｆ１２において、極大となる。
　ラダー型のフィルタ構造によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路の***振周波数と直列腕回路の共振周波数とを近接させる。本実施の形態では、並列腕回路２０の２つの***振周波数のうち高域側の***振周波数である周波数ｆ１２と直列腕回路１０を構成する直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓ１とを近接させて、通過帯域を形成する。言い換えると、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、直列腕回路１０（ここでは直列腕共振子ｓ１）とともにフィルタ１１の通過帯域を形成する。
　これにより、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域低域側には、ｆｒｐ２及びｆｒｐ１を減衰極とする減衰帯域が形成され、通過帯域高域側にはｆａｓ１を減衰極とする減衰帯域が形成される。
　ここで、上述したように、本実施の形態における第２共振子である並列腕共振子ｐ２は、本実施の形態における第１共振子である並列腕共振子ｐ１よりも周波数が低い共振周波数を有する（つまり、ｆｒｐ２＜ｆａｐ２）。このため、並列腕共振子ｐ２を有するフィルタ１１のフィルタ特性は、並列腕共振子ｐ２を有さない場合のフィルタ特性に比べて、通過帯域低域側の減衰帯域を広げることができる。
　具体的には、並列腕共振子ｐ２を有さないフィルタでは、並列腕共振子ｐ１の共振点によって形成される第１の減衰極（周波数ｆｒｐ１）のみを有する。よって、このようなフィルタでは、第１の減衰極より低域側では減衰量が悪化するため、減衰帯域内で十分な減衰を確保できない場合がある。
　これに対し、並列腕共振子ｐ２を有する本実施の形態に係るフィルタ１１では、第１の減衰極（周波数ｆｒｐ１）よりも低域側に、並列腕共振子ｐ２の共振点によって形成される第２の減衰極（周波数ｆｒｐ２）を有する。よって、本実施の形態に係るフィルタ１１は、並列腕共振子ｐ２を有さないフィルタに比べ、第１の減衰極より低域側で第２の減衰極により減衰量を維持することができるため、減衰帯域内で十分な減衰を確保できる。
　また、上述したように、第２共振子である並列腕共振子ｐ２は、第１共振子である並列腕共振子ｐ１（第１共振子）よりも高いインピーダンスを有する。これにより、フィルタ１１は、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域を広げることができるとともに、通過帯域低域側の急峻性を高めることができる。具体的には、この構成によれば、並列腕共振子ｐ１単体での共振周波数ｆｒｐ１と***振周波数ｆａｐ１との周波数間隔｜ｆｒｐ１－ｆａｐ１｜に比べ、並列腕回路２０のインピーダンス（ここでは並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成インピーダンス）が極小となる高域側の周波数（高域側の共振周波数ｆｒ２）と極大となる高域側の周波数（高域側の***振周波数ｆａ２）との周波数間隔｜ｆｒ２－ｆａ２｜を狭めることができる。これにより、本実施の形態によれば、通過帯域低域側の急峻性を高めることができる。このことについて、比較例１に係るフィルタを用いて説明する。
　比較例１に係るフィルタは、｜Ｚ（ｐ１）｜≧｜Ｚ（ｐ２）｜を満たす並列腕共振子ｐ２を有する点を除いて、実施の形態１に係るフィルタ１１と同様の構成を有する。
　図４は、比較例１に係るフィルタの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）～（ｃ）は、比較例１に係るフィルタについて、図３の（ａ）～（ｃ）と同様に、各特性を表すグラフである。
　同図の（ａ）に示すように、比較例１では、実施の形態１と異なり、｜Ｚ（ｐ１）｜≧｜Ｚ（ｐ２）｜（同図では、｜Ｚ（ｐ１）｜＞｜Ｚ（ｐ２）｜）となっている。
　このため、同図の（ｂ）と図３の（ｂ）とを比較すると明らかなように、比較例１では実施の形態１に比べて、合成特性において、２つの共振点とこれら２つの共振点の間に位置する***振点（すなわち低域側の***振点）とのインピーダンス比（｜Ｚ｜比）が大きくなっている。
　したがって、同図の（ｃ）に示すように、比較例１では実施の形態１に比べて、並列腕共振子ｐ２の共振点によって形成される第２の減衰極（周波数ｆｒｐ２）の減衰量が高められている。ただし、このとき、通過帯域高域側に着目すると、比較例１では実施の形態１に比べて、通過帯域高域端の挿入損失が増大しているため、帯域内ロスの悪化という別の問題が生じ得る。このことは、比較例１では実施の形態１に比べて、合成特性（同図の（ｂ）参照）において、高域側の***振点の周波数が低域側へとシフトして、通過帯域幅を狭くしているためである。
　これに対して、実施の形態１に係るフィルタ１１によれば、｜Ｚ（ｐ１）｜＜｜Ｚ（ｐ２）｜を満たすことにより、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　図５は、実施の形態１に係るフィルタ１１において、並列腕共振子ｐ１に対する並列腕共振子ｐ２のインピーダンス比を振った場合の特性を、並列腕共振子ｐ２を有さないフィルタの特性と比較して表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）～（ｆ）は、各グラフの上部に記載したように、｜Ｚ（ｐ２）｜を｜Ｚ（ｐ１）｜の８００％、６５０％、５５０％、４００％、２５０％及び２００％とした場合の特性を表すグラフである。
　まず、通過帯域低域側に着目すると、同図に示すように、並列腕共振子ｐ１に対する並列腕共振子ｐ２のインピーダンス比が小さくなるほど、フィルタ特性において通過帯域低域側の減衰極間において減衰量が悪化する。これは、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成インピーダンス特性において２つの共振点とその間の***振点とのインピーダンス比が大きくなることによる。ただし、インピーダンス比が小さくなっても、各減衰極の周波数は変化しない。つまり、上記インピーダンス比が小さくなっても、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ１を満たすことにより、第１の減衰極（周波数ｆｒｐ１）より低域側に第２の減衰極（周波数ｆｒｐ２）を形成することができるため、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　次に、通過帯域高域側に着目すると、同図に示すように、上記インピーダンス比が小さくなっても｜Ｚ（ｐ１）｜＜｜Ｚ（ｐ２）｜を満たしていることにより、比較例１に比べて、通過帯域高域端の挿入損失が抑制されていることがわかる。
　したがって、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２、及び、並列腕共振子ｐ１に対する並列腕共振子ｐ２のインピーダンス比については、フィルタ１１に要求されるフィルタ特性（通過帯域の帯域幅及び帯域内ロス、減衰帯域の帯域幅及び帯域内減衰量、等）を考慮して、適宜決定されればよい。
　［４．効果等］
　以上のように、本実施の形態に係るフィルタ１１によれば、直列腕回路１０及び並列腕回路２０の一方の回路（本実施の形態では並列腕回路２０）は第１共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１）及び第２共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ２）によって構成されている。ここで、第２共振子は、第１共振子よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、第１共振子よりも高いインピーダンスを有する。これにより、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、第２共振子がない場合に比べて通過帯域低域側の減衰極を低域側に形成することができる。したがって、本実施の形態に係るフィルタ１１によれば、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　具体的には、本実施の形態では、上記一方の回路は並列腕回路２０である。つまり、本実施の形態によれば、並列腕回路２０は、並列腕共振子ｐ１（第１共振子）の共振周波数ｆｒｐ１よりも周波数が低い共振周波数ｆｒｐ２を有し、かつ、並列腕共振子ｐ１のインピーダンス｜Ｚ（ｐ１）｜よりも高いインピーダンス｜Ｚ（ｐ２）｜を有する並列腕共振子ｐ２（第２共振子）を備える。これにより、フィルタ１１は、通過帯域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１によって形成される第１の減衰極の低域側に、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２によって形成される第２の減衰極を形成することができる。したがって、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　（実施の形態１の変形例１）
　上記実施の形態では、並列腕回路２０が第１共振子及び第２共振子によって構成されているとした。しかし、並列腕回路でなく直列腕回路がこのように構成されていてもかまわない。そこで、実施の形態１の変形例１に係るフィルタとして、このようなフィルタについて説明する。
　図６は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１２の回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１２は、図１に示したフィルタ１１に比べて、直列腕回路１１０及び並列腕回路１２０の構成が異なる。同図に示すように、フィルタ１２は、直列腕回路１１０を構成する直列腕共振子ｓ１及びｓ２と、並列腕回路１２０を構成する並列腕共振子ｐ１と、を備える。具体的には、フィルタ１２において、直列腕回路１１０及び並列腕回路１２０の一方の回路（本変形例では直列腕回路１１０）は、互いに並列接続されて直列腕の同一ノードｘ１（第１ノード）に接続された第１共振子（本変形例では直列腕共振子ｓ１）及び第２共振子（本変形例では直列腕共振子ｓ２）によって構成されている。なお、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１については、上記実施の形態１と同様であるため、詳細な構成については簡略化して説明する。
　直列腕共振子ｓ１は、第３の共振周波数及び第３のインピーダンスをもつ共振子である。
　直列腕共振子ｓ２は、第１入出力端子の一例である入出力端子１１ｍと第２入出力端子の一例である入出力端子１１ｎとの間で、直列腕共振子ｓ１と並列接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。この直列腕共振子ｓ２は、第３の共振周波数より低い第４の共振周波数及び第３のインピーダンスより高い第４のインピーダンスをもつ共振子である。
　よって、フィルタ１２は、互いに並列接続された２つの直列腕共振子ｓ１及びｓ２で構成された１つの直列腕回路１１０と、並列腕共振子ｐ１で構成された１つの並列腕回路１２０と、で構成されたラダー型のフィルタ構造を有している。
　つまり、直列腕回路１１０及び並列腕回路１２０の一方の回路を構成する２つの共振子（本実施の形態では直列腕回路１１０を構成する直列腕共振子ｓ１及びｓ２）は、他方の回路（本変形例では並列腕回路１２０）とともにフィルタ１２の通過帯域を形成する。
　以上のように構成されたフィルタ１２は、直列腕共振子ｓ２を有さずに直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１のみで形成される第１通過特性（第１フィルタ特性）に比べ、通過帯域低域側の減衰帯域が広い第２通過特性（第２フィルタ特性）を形成する。そこで、以下、本変形例に係るフィルタ１２のフィルタ特性について、説明する。
　図７は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１２の特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、直列腕共振子ｓ１及びｓ２それぞれのインピーダンス特性を表すグラフである。また、同図の（ｂ）は、直列腕共振子ｓ１及びｓ２の合成インピーダンス特性（合成特性）を表すグラフである。また、同図の（ｃ）は、フィルタ１２のフィルタ特性（第２フィルタ特性、図中の「フィルタ特性（ｓ２あり）」）を、直列腕共振子ｓ２を有さない場合のフィルタ特性（第１フィルタ特性、図中の「フィルタ特性（ｓ２なし）」と比較して表すグラフである。
　まず、同図の（ａ）を用いて、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。
　同図に示すように、直列腕共振子ｓ１及び直列腕共振子ｓ２は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、直列腕共振子ｓ１は、共振周波数ｆｒｓ１及び***振周波数ｆａｓ１を有する（このとき、ｆｒｓ１＜ｆａｓ１を満たす）。直列腕共振子ｓ２は、共振周波数ｆｒｓ２及び***振周波数ｆａｓ２を有する（このとき、ｆｒｓ２＜ｆａｓ２かつｆｒｓ２＜ｆｒｓ１を満たす）。また、並列腕共振子ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１及び***振周波数ｆａｐ１を有する（このとき、ｆｒｓ２＜ｆｒｐ１＜ｆａｐ１を満たす）。また、直列腕共振子ｓ１のインピーダンス｜Ｚ（ｓ１）｜及び直列腕共振子ｓ２のインピーダンス｜Ｚ（ｓ２）｜は、｜Ｚ（ｓ１）｜＜｜Ｚ（ｓ２）｜を満たす。
　次に、直列腕共振子ｓ１及び直列腕共振子ｓ２の合成特性（すなわち、直列腕回路のインピーダンス特性）について、説明する。
　同図の（ｂ）に示すように、２つの直列腕共振子（直列腕共振子ｓ１及びｓ２）の合成特性（図中の「直列腕（ｓ１＋ｓ２）の合成特性」）は、直列腕共振子ｓ２の共振周波数ｆｒｓ２、及び、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓ１において、極小となる。また、当該合成特性は、共振周波数ｆｒｓ２と***振周波数ｆａｓ２との間の周波数ｆ２１、及び、共振周波数ｆｒｓ１と***振周波数ｆａｓ１との間の周波数ｆ２２において、極大となる。
　ラダー型のフィルタ構造によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路の***振周波数と直列腕回路の共振周波数とを近接させる。本変形例では、並列腕回路１２０を構成する並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐ１と直列腕回路１１０の２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数ｆｒｓ１とを近接させ、通過帯域を形成する。
　これにより、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域低域側には、ｆ２１及びｆｒｐ１を減衰極とする減衰帯域が形成される。
　ここで、上述したように、本変形例における第２共振子である直列腕共振子ｓ２は、本変形例における第１共振子である直列腕共振子ｓ１よりも周波数が低い共振周波数を有する。これにより、本変形例では、ｆ２１＜ｆｒｐ１となっている。このため、直列腕共振子ｓ２を有するフィルタ１２のフィルタ特性は、直列腕共振子ｓ２を有さない場合のフィルタ特性に比べて、通過帯域低域側の減衰帯域を広げることができる。
　具体的には、直列腕共振子ｓ２を有さないフィルタでは、並列腕共振子ｐ１の共振点によって形成される第１の減衰極（周波数ｆｒｐ１）のみを有する。よって、このようなフィルタでは、第１の減衰極より低域側では減衰量が悪化するため、減衰帯域内で十分な減衰を確保できない場合がある。
　これに対し、直列腕共振子ｓ２を有する本変形例に係るフィルタ１２では、第１の減衰極（周波数ｆｒｐ１）の低域側に、直列腕共振子ｓ２の共振点及び***振点によって形成される第２の減衰極（周波数ｆ２１）を有する。よって、本変形例に係るフィルタ１２は、直列腕共振子ｓ２を有さないフィルタに比べ、第１の減衰極より低域側で第２の減衰極により減衰量を維持することができるため、減衰帯域内で十分な減衰を確保できる。
　また、上述したように、本変形例における第２共振子である直列腕共振子ｓ２は、本変形例における第１共振子である直列腕共振子ｓ１よりも高いインピーダンスを有する。これにより、フィルタ１２は、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域を広げることができるとともに、通過帯域高域側の急峻性を高めることができる。具体的には、この構成によれば、直列腕共振子ｓ１単体での共振周波数ｆｒｓ１と***振周波数ｆａｓ１との周波数間隔｜ｆｒｓ１－ｆａｓ１｜に比べ、直列腕回路１１０のインピーダンス（ここでは直列腕共振子ｓ１及びｓ２の合成インピーダンス）が極小となる高域側の周波数（高域側の共振周波数ｆｒ２）と極大となる高域側の周波数（高域側の***振周波数ｆａ２）との周波数間隔｜ｆｒ２－ｆａ２｜を狭めることができる。これにより、本変形例によれば、通過帯域高域側の急峻性を高めることができる。このことについて、比較例２に係るフィルタを用いて説明する。
　比較例２に係るフィルタは、｜Ｚ（ｓ１）｜≧｜Ｚ（ｓ２）｜を満たす直列腕共振子ｓ２を有する点を除いて、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１２と同様の構成を有する。
　図８は、比較例２に係るフィルタの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）～（ｃ）は、比較例２に係るフィルタについて、図７の（ａ）～（ｃ）と同様に、各特性を表すグラフである。
　同図の（ａ）に示すように、比較例２では、実施の形態１の変形例１と異なり、｜Ｚ（ｓ１）｜≧｜Ｚ（ｓ２）｜（同図では、｜Ｚ（ｓ１）｜＞｜Ｚ（ｓ２）｜）となっている。
　このため、同図の（ｂ）と図７の（ｂ）とを比較すると明らかなように、比較例２では上記変形例に比べて、合成特性について２つの***振点のうち高域側の***振点に着目すると、周波数が低域側へシフトするとともに、インピーダンスが低下している。
　したがって、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域高域側に着目すると、比較例２では上記変形例に比べて、通過帯域高域側の減衰極について減衰量が悪化しながら低域側へシフトしてしまう。つまり、比較例２では、比較例１と同様に、通過帯域高域端の挿入損失が増大している。これにより、比較例２では、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量を確保できず、また、通過帯域高域側において帯域内ロスの悪化という別の問題が引き起こされてしまう。
　これに対して、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１２によれば、｜Ｚ（ｓ１）｜＜｜Ｚ（ｓ２）｜を満たすことにより、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量を確保して、通過帯域高域側における帯域内ロスの悪化を抑制することができる。
　図９は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１２において、直列腕共振子ｓ１に対する直列腕共振子ｓ２のインピーダンス比を振った場合の特性を、直列腕共振子ｓ２を有さないフィルタの特性と比較して表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）～（ｆ）は、各グラフの上部に記載したように、｜Ｚ（ｓ２）｜を｜Ｚ（ｓ１）｜の５０００％、３０００％、２０００％、１０００％、５００％及び２５０％とした場合の特性を表すグラフである。
　まず、通過帯域低域側に着目すると、同図に示すように、直列腕共振子ｓ１に対する直列腕共振子ｓ２のインピーダンス比が小さくなるほど、フィルタ特性において、通過帯域低域側の減衰帯域の帯域幅が狭くなるとともに、通過帯域高域側の減衰極について減衰量が悪化しながら低域側へシフトする。これは、インピーダンス比が小さくなるにつれ、直列腕共振子ｓ１及びｓ２の合成インピーダンス特性において、低域側の***振点が高インピーダンス化しつつ高域側にシフトし、高域側の***振点が低インピーダンス化しつつ低域側にシフトすることによる。ただし、インピーダンス比が小さくなっても、低域側の減衰極の周波数ｆ２１（図８参照）は、ｆ２１＜ｆｒｐ１を満たしている。つまり、上記インピーダンス比が小さくなっても、ｆｒｓ２＜ｆｒｓ１を満たすことにより、第１の減衰極（周波数ｆｒｐ１）より低域側に第２の減衰極を形成することができるため、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　次に、通過帯域高域側に着目すると、同図に示すように、上記インピーダンス比が小さくなっても｜Ｚ（ｓ１）｜＜｜Ｚ（ｓ２）｜を満たしていることにより、比較例２に比べて、通過帯域高域端の挿入損失の増大が抑制されていることがわかる。
　したがって、直列腕共振子ｓ２の共振周波数ｆｒｓ２、及び、直列腕共振子ｓ１に対する直列腕共振子ｓ２のインピーダンス比については、フィルタ１２に要求されるフィルタ特性を考慮して、適宜決定されればよい。
　以上のように、本変形例に係るフィルタ１２によれば、直列腕回路１１０は、第１共振子である直列腕共振子ｓ１及び第２共振子である直列腕共振子ｓ２によって構成されている。ここで、直列腕共振子ｓ２は、直列腕共振子ｓ１よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、直列腕共振子ｓ１よりも高いインピーダンスを有する。これにより、フィルタ１２は、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、直列腕共振子ｓ２がない場合に比べて通過帯域低域側の減衰極を低域側に形成することができる。したがって、本変形例に係るフィルタ１２によれば、実施の形態１と同様に、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　具体的には、本変形例では、直列腕回路１１０は、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓ１よりも周波数が低い共振周波数ｆｒｓ２を有し、かつ、直列腕共振子ｓ１のインピーダンス｜Ｚ（ｓ１）｜よりも高いインピーダンス｜Ｚ（ｓ２）｜を有する直列腕共振子ｓ２を備える。これにより、フィルタ１２は、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、並列腕共振子ｐ１（並列腕回路１２０）の共振周波数ｆｒｐ１によって形成される第１の減衰極の低域側に第２の減衰極を形成することができる。したがって、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。
　また、本変形例では、直列腕共振子ｓ２は、並列腕回路１２０を構成する共振子（本変形例では並列腕共振子ｐ１）の***振周波数ｆａｐ１よりも周波数が低い共振周波数ｆｒｓ２を有する。これにより、通過帯域低域側の減衰極間における減衰量の悪化を抑制することができるため、通過帯域低域側の減衰帯域について減衰を確保することができる。
　（実施の形態１の変形例２）
　上記実施の形態１及びその変形例１では、直列腕回路及び並列腕回路のいずれか一方が第１共振子及び第２共振子によって構成されるとした。しかし、直列腕回路及び並列腕回路の双方がこのような共振子によって構成されていてもかまわない。また、上記実施の形態１及びその変形例１では、通過帯域の周波数等が可変しないフィルタ（フィックスドフィルタ）について説明したが、このような構成は通過帯域の周波数等を可変できる周波数可変機能を有するフィルタ（チューナブルフィルタ）に適用してもかまわない。そこで、実施の形態１の変形例２に係るフィルタとして、このようなフィルタについて説明する。
　図１０は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１３の回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１３は、図６に示したフィルタ１２の直列腕回路１１０（直列腕共振子ｓ１及びｓ２）に相当する直列腕回路２１０と、図１に示したフィルタ１１の並列腕回路２０（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）に相当する並列腕回路２２０と、を備える。つまり、フィルタ１３において、直列腕回路２１０及び並列腕回路２２０の一方の回路（例えば並列腕回路２２０）は、互いに並列接続されてノードｘ１（第１ノード）に接続された第１共振子（例えば並列腕共振子ｐ１）及び第２共振子（例えば並列腕共振子ｐ２）によって構成されている。また、他方の回路（例えば直列腕回路２１０）は、互いに並列接続されてノードｘ１に接続された第３共振子（例えば直列腕共振子ｓ１）及び第４共振子（例えば直列腕共振子ｓ２）によって構成されている。
　また、フィルタ１３は、さらに、並列腕共振子ｐ３、キャパシタＣ３（第２インピーダンス素子）及びスイッチＳＷ３によって構成された並列腕回路２３０を備える。
　並列腕共振子ｐ３は、第１入出力端子の一例である入出力端子１１ｍと第２入出力端子の一例である入出力端子１１ｎとを結ぶ経路（直列腕）のノードｘ１（第１ノード）と異なるノードｘ２（第２ノード）とグランドとの間に接続されている。
　キャパシタＣ３及びスイッチＳＷ３は、それぞれが上記ノードｘ２とグランドとの間で並列腕共振子ｐ３に直列接続され、かつ、互いに並列接続されている。つまり、本変形例では、キャパシタＣ３及びスイッチＳＷ３が並列接続された回路が、ノードｘ２とグランドとの間で並列腕共振子ｐ３に直列接続され、具体的には、グランドと並列腕共振子ｐ３との間に接続されている。なお、キャパシタＣ３及びスイッチＳＷ３は、ノードｘ２と並列腕共振子ｐ３との間に接続されていてもよい。
　キャパシタＣ３は、並列腕共振子ｐ３に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ１３の通過帯域の周波数可変幅はキャパシタＣ３の定数に依存し、例えばキャパシタＣ３の定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタＣ３の定数は、フィルタ１３に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタＣ３は、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。よって、通過帯域低域側の減衰帯域について、帯域幅を広げつつ、低域端及び高域端を細かく調整することができる。
　なお、並列腕共振子ｐ３に直列接続されるインピーダンス素子は、キャパシタに限らず、インダクタであってもかまわない。この場合、フィルタ１３の通過帯域の周波数可変幅はインダクタの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタの定数は、フィルタ１３に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。
　スイッチＳＷ３は、一方の端子が並列腕共振子ｐ３とキャパシタＣ３との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチＳＷ３は、例えば、外部の制御部（図示せず）からの制御信号によってオン（導通）及びオフ（非導通）が切り替えられることにより、キャパシタＣ３を短絡するか否かを切り替える。
　例えば、スイッチＳＷ３は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチである。このような半導体を用いたスイッチは小型であるため、フィルタ１３を小型化することができる。
　このように構成されたフィルタ１３は、制御信号にしたがってスイッチＳＷ３のオン及びオフが切り替えられることにより、フィルタ特性が切り替えられる。そこで、以下、スイッチＳＷ３の状態と併せてフィルタ１３のフィルタ特性について、図１１Ａ～図１１Ｃを用いて説明する。
　図１１Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１３について、スイッチＳＷ３がオンの場合における特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、このときのフィルタ特性を表すグラフである。また、同図の（ｂ）は、このときの直列腕共振子ｓ１及びｓ２の合成インピーダンス特性（合成特性）、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成インピーダンス特性（合成特性）、ならびに、並列腕共振子ｐ３のインピーダンス特性を表すグラフである。また、図１１Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１３について、スイッチＳＷ３がオフの場合における特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１１Ａの（ａ）及び（ｂ）と同様に、このときのフィルタ特性及びインピーダンス特性を表すグラフである。なお、このとき、並列腕共振子ｐ３にはキャパシタＣ３が付加されているため、並列腕共振子ｐ３とキャパシタＣ３との合成インピーダンス特性が示されている。また、図１１Ｃは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１３について、スイッチＳＷ３がオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。
　図１１Ａに示すように、フィルタ１３は、スイッチＳＷ３がオンの場合には、直列腕共振子ｓ１で構成されるフィルタの通過帯域高域側の減衰極及び並列腕共振子ｐ１のみで構成されるフィルタの通過帯域低域側の減衰極（周波数ｆ３４、すなわち並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１）に加え、次の３つの減衰極を有する。これら３つの減衰極の周波数は、（i）直列腕回路（直列腕共振子ｓ１及びｓ２）の低域側の***振周波数である周波数ｆ３１(すなわち、直列腕共振子ｓ２の共振周波数ｆｒｓ２)、（ii）並列腕回路（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）の低域側の共振周波数である周波数ｆ３２（ｆｒｐ２）、ならびに、（iii）並列腕共振子ｐ３単体の共振周波数である周波数ｆ３３である。
　これら（i）～（iii）の周波数は、（iv）直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１のみで構成されるフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数ｆ３４に比べ、いずれも低い。このため、スイッチＳＷ３がオンの場合には、通過帯域低域側の減衰帯域について一層減衰を確保することができるので、通過帯域低域側の減衰帯域を一層広げることができる。
　つまり、フィルタ１３は、スイッチＳＷ３がオンの場合には、通過帯域低域側の減衰帯域が上記の（i）～（iv）の周波数を有する減衰極によって規定され、通過帯域が直列腕回路２１０の高域側の共振周波数、並列腕回路２２０の高域側の***振周波数、及び、並列腕共振子ｐ３単体の***振周波数によって規定され、通過帯域高域側の減衰帯域が直列腕回路の高域側の***振周波数によって規定される、第１フィルタ特性を有する。
　一方、図１１Ｂに示すように、フィルタ１３は、スイッチＳＷ３がオフの場合には、キャパシタＣ３の影響を受けるため、上記第１フィルタ特性と異なる第２フィルタ特性を有する。具体的には、フィルタ１３は、上述した周波数ｆ３３の減衰極に代わり、次の減衰極を有する。この減衰極の周波数は、（v）並列腕共振子ｐ３及びキャパシタＣ３の合成インピーダンスが極小となる周波数ｆ３５である。並列腕共振子ｐ３にキャパシタＣ３を付加することによって、共振周波数が高周波数にシフトし、ｆ３３＜ｆ３５の関係となる。
　つまり、フィルタ１３は、スイッチＳＷ３がオフの場合には、スイッチＳＷ３がオンの場合に比べ、通過帯域低域側の減衰帯域が上記の（i）、（ii）、（iv）及び（v）の周波数を有する減衰極によって規定される、第２フィルタ特性を有する。
　ここで、周波数ｆ３５は、キャパシタＣ３の定数によって規定され、本変形例では、ｆ３４＜ｆ３５を満たす。このため、本変形例では、第２フィルタ特性は、第１フィルタ特性に比べて、通過帯域低域側の減衰帯域について、高域端が高域側へとシフトされている。
　すなわち、図１１Ｃに示すように、本変形例では、第２フィルタ特性は、第１フィルタ特性に比べて、当該減衰帯域の低域端の周波数がシフトすることなく維持される。これは、第１フィルタ特性と第２フィルタ特性とで、上記の（i）、（ii）、（iv）の周波数を有する減衰極がシフトしないことによる。
　以上のように、本変形例に係るフィルタ１３によれば、並列腕回路２２０が第１共振子である並列腕共振子ｐ１及び第２共振子である並列腕共振子ｐ２によって構成され、直列腕回路２１０が第３共振子である直列腕共振子ｓ１及び第４共振子である直列腕共振子ｓ２によって構成されている。これにより、通過帯域低域側の減衰帯域について一層減衰を確保することができるため、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を一層広げることができる。
　具体的には、直列腕回路及び並列腕回路の一方の回路が第１共振子及び第２共振子によって構成され、他方の回路が１つの共振子によって構成されている場合、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができるものの、次のような問題が生じることがある。すなわち、当該減衰帯域において、減衰極の間における減衰量の悪化（例えば図３の（ｃ）の破線囲み箇所参照）が大きくなり、減衰量を確保できないことがある。
　これに対して、本変形例によれば、このような構成に比べ、通過帯域低域側の減衰帯域内により多くの減衰極を形成することができる。このため、減衰極の間における減衰量の悪化を抑制して減衰量を確保することができる。
　なお、本変形例では、第１共振子及び第２共振子によって並列腕回路２２０が構成されており、第３共振子及び第４共振子によって直列腕回路２１０が構成されているとした。しかし、この関係は逆であってもよく、第１共振子及び第２共振子によって直列腕回路２１０が構成されており、第３共振子及び第４共振子によって並列腕回路２２０が構成されていてもよい。
　また、一般的な周波数可変機能を有するフィルタにおいて、スイッチ素子のオン及びオフの切り替えによって並列腕共振子に対してキャパシタを付加させるか否かを切り替えることにより、通過帯域低域側の減衰極を高域側に周波数シフトさせて通過帯域低域側の減衰帯域の周波数を可変する構成が提案されている。しかしながら、このような構成では、キャパシタが付加された場合（スイッチ素子がオフの場合）に、並列腕回路の共振点のインピーダンスが高くなってしまうため、当該共振点より低域側（すなわち通過帯域低域側の減衰極より低域側）の減衰量を確保することが難しいという問題がある。また、当該共振点より低域側で減衰量が悪化するため、減衰帯域内で十分な減衰を確保できない場合がある。
　これに対して、本変形例に係るフィルタ１３は、上記第１共振子及び第２共振子に加え、並列腕共振子ｐ３と、それぞれが並列腕共振子ｐ３に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子（本変形例ではキャパシタＣ３）及びスイッチ素子（スイッチＳＷ３）とを備える。これにより、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げつつ、スイッチ素子のオン及びオフに応じてフィルタ特性を切り替えることができる。
　具体的には、スイッチ素子がオンの場合、インピーダンス素子が短絡されるため、第１フィルタ特性の減衰帯域は、インピーダンス素子の影響を受けない複数の減衰極（本変形例では４つの減衰極（周波数ｆ３１～ｆ３４））によって規定される。一方、スイッチ素子がオフの場合、インピーダンス素子が短絡されないため、第２フィルタ特性の減衰帯域は、インピーダンス素子の影響を受けて周波数シフトした１以上の減衰極（本変形例では１つの減衰極（周波数ｆ３５））ならびにその影響を受けずに周波数が固定された１以上の減衰極（本変形例では３つの減衰極（周波数ｆ３１、ｆ３２及びｆ３４））によって規定される。このため、周波数シフトした減衰極より低域側において減衰量の悪化を周波数が固定された減衰極によって抑制できるので、減衰帯域内で十分な減衰を確保することができる。つまり、通過帯域低域側の減衰帯域について、帯域幅を広げつつ、フィルタ特性を切り替えることができる。
　なお、インピーダンス素子及びスイッチ素子は設けられていなくてもかまわない。このように構成されたフィルタによれば、フィルタ特性を切り替えることはできないものの、直列腕回路２１０及び並列腕回路２２０の一方の回路が第１共振子及び第２共振子によって構成され、他方の回路が第３共振子及び第４共振子によって構成されている。これにより、このように構成されたフィルタであっても、本変形例に係るフィルタ１３と同様に、フィルタ１１及び１２に比べて、通過帯域低域側の減衰帯域を一層広げることができる。
　（実施の形態２）
　以上の実施の形態１ならびにその変形例１及び２で説明した高周波フィルタ回路は、高周波フロントエンド回路に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。
　図１２は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、アンテナ素子２と、高周波フロントエンド回路１と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３とが示されている。これらは、例えばマルチモード／マルチバンド対応の通信装置４を構成している。なお、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されず、外付けであってもかまわない。
　アンテナ素子２は、高周波信号を送受信するマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。
　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）をＲＦＩＣ３に伝達する。なお、高周波フロントエンド回路１の詳細な構成については、後述する。
　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。
　また、本実施の形態では、ＲＦＩＣ３は、使用される周波数帯域（バンド）に基づいて、高周波フロントエンド回路１が有する各スイッチの導通（オン）及び非導通（オフ）を制御する制御部としての機能も有する。具体的には、ＲＦＩＣ３は、制御信号（図示せず）によって、各スイッチのオン／オフを制御する。なお、制御部は、ＲＦＩＣ３の外部に設けられていてもよく、例えば、高周波フロントエンド回路１、またはベースバンド信号処理回路（図示せず）に設けられていてもかまわない。
　次に、高周波フロントエンド回路１の詳細な構成について説明する。
　図１２に示すように、高周波フロントエンド回路１は、フィルタ２１～２４と、スイッチ３１及び３２と、受信増幅回路３３と、を備える。
　フィルタ２１～２４のうち、フィルタ２１及び２３は通過帯域が切り替えられるチューナブルフィルタであり、フィルタ２２及び２４は通過帯域が切り替えられないフィックスドフィルタである。具体的には、フィルタ２１は、Ｂａｎｄ２９及び１４（またはＢａｎｄ１２、１７及び１３）の受信フィルタである。また、フィルタ２２は、Ｂａｎｄ２０及び２８の受信フィルタである。また、フィルタ２３は、Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６、１８、５及び１９）の受信フィルタである。また、フィルタ２４は、Ｂａｎｄ８の受信フィルタである。
　スイッチ３１は、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応する信号経路とを接続する。スイッチ３２は、制御信号にしたがって、受信増幅回路３３と所定のバンドに対応する信号経路とを接続する。これらスイッチ３１及び３２は、例えば、ＳＰｎＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　ｎ　Ｔｈｒｏｗ）型（ｎは信号経路の数であり、ここでは４）のスイッチ素子（スイッチ回路）である。つまり、スイッチ３１及び３２は、複数のフィルタ２１～２４と個別に接続された複数の選択端子、及び、当該複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有する。
　なお、スイッチ３１及び３２によって接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　受信増幅回路３３は、フィルタ２１～２４からスイッチ３２を介して入力された高周波受信信号を電力増幅してＲＦＩＣ３に出力するローノイズアンプである。
　このように構成された高周波フロントエンド回路１において、例えばフィルタ２３は、上記の実施の形態１及びその変形例で説明した構成を有する。
　図１３は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路１に用いられるフィルタ２３の回路構成図である。
　同図に示すように、フィルタ２３は、５つの直列腕共振子ｓ２１～ｓ２３、ｓ２４ａ及びｓ２４ｂと、５つの並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２ａ、ｐ２２ｂ、ｐ２３及びｐ２４と、を備える。また、フィルタ２３は、さらに、キャパシタＣ２１、Ｃ２３及びＣ２４と、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２３及びＳＷ２４と、を備える。
　直列腕共振子ｓ２１～ｓ２３、ｓ２４ａ及びｓ２４ｂは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路（直列腕）上に、入出力端子１１ｍ側からこの順に互いに直列に接続されている。これら直列腕共振子のうち直列腕共振子ｓ２４ａ及びｓ２４ｂは、上記実施の形態１の変形例１における第１共振子及び第２共振子に相当し、互いに並列に接続されて直列腕の同一ノードに接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ２１～ｓ２３はそれぞれが１つの直列腕回路を構成し、直列腕共振子ｓ２４ａ及びｓ２４ｂはこれらで１つの直列腕回路を構成する。
　並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２ａ、ｐ２２ｂ、ｐ２３及びｐ２４は、上記の直列腕共振子の各接続点と、基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）上に、入出力端子１１ｍ側からこの順に互いに並列に接続されている。これら並列腕共振子のうち並列腕共振子ｐ２２ａ及びｐ２２ｂは、上記実施の形態１における第１共振子及び第２共振子に相当し、互いに並列に接続されて直列腕の同一ノードに接続されている。
　キャパシタＣ２１及びスイッチＳＷ２１は、上記実施の形態１の変形例２におけるインピーダンス素子及びスイッチ素子に相当し、それぞれが並列腕共振子ｐ２１に直列接続され、かつ、互いに並列接続されている。キャパシタＣ２３及びスイッチＳＷ２３ならびにキャパシタＣ２４及びスイッチＳＷ２４も同様にインピーダンス素子及びスイッチ素子に相当し、並列腕共振子ｐ２３ならびに並列腕共振子ｐ２４に接続されている。
　つまり、並列腕共振子ｐ２１、キャパシタＣ２１及びスイッチＳＷ２１は、これらで１つの並列腕回路を構成する。また、並列腕共振子ｐ２２ａ及びｐ２２ｂは、これらで１つの並列腕回路を構成する。また、並列腕共振子ｐ２３、キャパシタＣ２３及びスイッチＳＷ２３は、これらで１つの並列腕回路を構成する。また、並列腕共振子ｐ２４、キャパシタＣ２４及びスイッチＳＷ２４は、これらで１つの並列腕回路を構成する。
　このように、フィルタ２３は、複数の直列腕回路及び複数の並列腕回路（ここでは４つの直列腕回路及び４つの並列腕回路）のラダー型のフィルタ構造を有する。
　なお、フィルタ２３の直列腕共振子及び並列腕共振子の個数及び接続態様は特に限定されない。また、フィルタ２３は、直列腕共振子及び並列腕共振子を有するラダー型のフィルタ構造に限らず、縦結合型のフィルタ構造を有してもかまわない。つまり、フィルタ２３の構成は、実装レイアウトの制約または要求されるフィルタ特性等に応じて適宜選択され得る。
　本実施の形態では、フィルタ２３には、次のような特性が要求される。すなわち、Ｂａｎｄ２７の受信帯域を通過帯域とし、Ｂａｎｄ２７の送信帯域を減衰帯域とする第１フィルタ特性と、Ｂａｎｄ２６、１８、５及び１９の受信帯域を通過帯域とし、Ｂａｎｄ２６、１８、５及び１９の送信帯域を減衰帯域とする第２フィルタ特性と、を有することが要求される。
　しかし、一般的に、第２フィルタ特性のように減衰帯域が比較的広帯域の場合、減衰帯域全体にわたって減衰量を確保することが難しいため、要求される減衰帯域幅を確保できない場合がある。
　これに対して、本実施の形態におけるフィルタ２３によれば、直列腕回路を構成する第１共振子及び第２共振子（本実施の形態では直列腕共振子ｓ２４ａ及びｓ２４ｂ）と、並列腕回路を構成する第１共振子及び第２共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ２２ａ及びｐ２２ｂ）と、を備える。これにより、フィルタ２３は、上記実施の形態１及びその変形例１と同様に、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げることができる。このため、Ｂａｎｄ２６、１８、５及び１９の送信帯域全体にわたって減衰量を確保することができる。
　また、フィルタ２３によれば、並列腕共振子（ここでは並列腕共振子ｐ２１、ｐ２３及びｐ２４）と、それぞれが並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたインピーダンス素子（ここではキャパシタＣ２１、Ｃ２３及びＣ２４）及びスイッチ素子（ここではスイッチＳＷ２１、ＳＷ２３及びＳＷ２４）とを備える。これにより、フィルタ２３は、上記実施の形態１の変形例２と同様に、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げつつ、スイッチ素子のオン及びオフに応じてフィルタ特性を切り替えることができる。
　具体的には、フィルタ２３は、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２３及びＳＷ２４のいずれもオンの場合には、上記の第１フィルタ特性を有する。このとき、第１フィルタ特性の減衰帯域は、インピーダンス素子（本実施の形態ではキャパシタＣ２１、Ｃ２３及びＣ２４）の影響を受けない減衰極によって規定されている。
　一方、フィルタ２３は、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２３及びＳＷ２４のいずれもオフの場合には、上記の第２フィルタ特性を有する。このとき、第２フィルタ特性の減衰帯域は、インピーダンス素子の影響を受けた減衰極によって規定される。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路１によれば、上記実施の形態１及びその変形例に係るフィルタ２３（高周波フィルタ回路）を備えることにより、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。
　なお、フィルタ２３に限らず、フィルタ２１、２２及びフィルタ２４の少なくとも１つが上記実施の形態１及びその変形例に係るフィルタの構成を有していてもかまわない。
　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１によれば、複数のフィルタ２１～２４（高周波フィルタ回路）の前段または後段に設けられたスイッチ３１及び３２（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する受信増幅回路３３（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路１の小型化及び低コスト化が可能となる。
　なお、スイッチ３１及び３２は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、スイッチ３１及び３２は、例えば高周波フロントエンド回路１の全バンドに対応していなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群ごとに個別に対応するスイッチが設けられていてもかまわない。つまり、スイッチ３１及び３２の選択端子等の個数は、本実施の形態に限らない。
　また、構成の簡素化の観点から、スイッチ素子（スイッチＳＷ２１、ＳＷ２３及びＳＷ２４）は、同一の制御信号によってオン及びオフが切り替えられることが好ましい。ただし、これに限らず、各スイッチ素子は個別の制御信号によってオン及びオフが切り替えられてもかまわない。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ回路及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フィルタ回路及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上述した高周波フロントエンド回路１とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、マルチバンドに対応する通信装置を簡素化及び小型化することができる。また、例えば、上述した高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路を備えるデュプレクサ等のマルチプレクサも本発明に含まれる。
　また、例えば、上述した高周波フィルタ回路は、受信フィルタに限らず、送信フィルタであってもかまわない。
　また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。
　また、上記実施の形態１及びその変形例１及び２に係る高周波フィルタ回路は、複数の高周波フィルタ回路を有するマルチプレクサの少なくとも１つの高周波フィルタ回路に適用することができる。そこで、以下では、このようなマルチプレクサについて、上述した高周波フィルタ回路を受信側フィルタ及び送信側フィルタに適用したデュプレクサを例に説明する。
　図１４は、その他の実施の形態に係るデュプレクサＤＰＸを備える通信装置４Ａの構成図である。同図に示すように、デュプレクサＤＰＸは、受信増幅回路３３及び送信増幅回路３４とともに高周波フロントエンド回路１Ａを構成している。
　同図に示すデュプレクサＤＰＸは、受信側フィルタ１２３として実施の形態１またはその変形例１に係るフィルタ１１または１２を備え、送信側フィルタ１２４として実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１３を備える。つまり、受信側フィルタ１２３と送信側フィルタ１２４とは、アンテナ側の入出力端子が束ねられてアンテナ素子２に接続され、他の端子が受信増幅回路３３または送信増幅回路３４に接続されている。
　このようなマルチプレクサ（ここではデュプレクサＤＰＸ）によれば、上記実施の形態１及びその変形例１及び２に係る高周波フィルタ回路（ここでは、受信側フィルタ１２３及び送信側フィルタ１２４）を備えることにより、マルチバンドに対応するシステムに適用されるマルチプレクサについて、通過帯域低域側の減衰帯域の帯域幅を広げることができる。
　なお、マルチプレクサとしては、デュプレクサに限らず、例えば３つの高周波フィルタ回路を備えるトリプレクサ等であってもかまわない。また、マルチプレクサは、送信側フィルタと受信側フィルタとを備える構成に限らず、例えば、複数の受信側フィルタを備える構成であってもかまわない。
　また、マルチプレクサは、複数のフィルタの少なくとも１つに上記実施の形態１及びその変形例１及び２に係る高周波フィルタ回路が適用されていればよく、例えば各直列腕及び各並列腕に１つの共振子のみが設けられたフィルタを備えてもかまわない。
　また、上記実施の形態１及びその変形例１及び２に係る高周波フィルタ回路は、ノードｘ１に接続される直列腕回路または並列腕回路として、共振子のみで構成されている構成を例に説明した。しかし、これらの直列腕回路または並列腕回路は、さらにインピーダンス素子を有していてもよい。
　例えば、直列腕回路及び前記並列腕回路のうち、第１共振子及び第２共振子によって構成された一方の回路は、さらに、第２共振子と直列接続もしくは並列接続された第１インピーダンス素子を有してもかまわない。このとき、第１共振子及び第２共振子ならびに第１インピーダンス素子（典型的には、これらの合成特性）は、他方の回路とともに通過帯域を形成する。
　これにより、第１インピーダンス素子を適宜選択することにより、通過帯域低域側の減衰帯域について帯域幅を広げつつ、他のフィルタ特性を得ることができる。
　例えば、第２共振子と並列接続される第１インピーダンス素子としてキャパシタを設けることにより、第２共振子単体での共振周波数と***振周波数との周波数間隔に比べ、第１インピーダンス素子が接続された状態での第２共振子の共振周波数と***振周波数との周波数間隔を狭めることができる。このため、この構成によれば、急峻な減衰特性を得ることができる。
　また、例えば、第２共振子と直列接続される第１インピーダンス素子としてインダクタを設けることにより、第２共振子単体での共振周波数と***振周波数との周波数間隔に比べ、第１インピーダンス素子が接続された状態での第２共振子の共振周波数と***振周波数との周波数間隔を広げることができる。このため、この構成によれば、広い通過特性を得る（通過帯域を広げる）ことができる。
　なお、直列腕回路及び前記並列腕回路のうち、第１共振子及び第２共振子によって構成された一方の回路と異なる他方の回路は、共振子を有する共振回路に限らず、インダクタ及びキャパシタからなるＬＣ共振回路であってもかまわない。さらには、当該他方の回路は、共振回路に限らず、インダクタまたはキャパシタ等のインピーダンス素子であってもかまわない。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ　　高周波フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４、４Ａ　　通信装置
　１０、１１０、２１０　　直列腕回路
　１１～１３、２１～２４　　フィルタ（高周波フィルタ回路）
　１１ａ、１１ｂ　　ＩＤＴ電極
　１１ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　１１ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　２０、１２０、２２０、２３０　　並列腕回路
　３１、３２　　スイッチ（スイッチ回路）
　３３　　受信増幅回路
　３４　　送信増幅回路
　１００　　基板
　１０１　　密着層
　１０２　　主電極層
　１０３　　保護層
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１２３　　受信側フィルタ
　１２４　　送信側フィルタ
　Ｃ３、Ｃ２１、Ｃ２３、Ｃ２４　　キャパシタ（インピーダンス素子）
　ＤＰＸ　　デュプレクサ
　ｐ１、ｐ２、ｐ３、ｐ２１、ｐ２２ａ、ｐ２２ｂ、ｐ２３、ｐ２４　　並列腕共振子
　ＳＷ３、ＳＷ２１、ＳＷ２３、ＳＷ２４　　スイッチ（スイッチ素子）
　ｓ１、ｓ２、ｓ２１～ｓ２３、ｓ２４ａ、ｓ２４ｂ　　直列腕共振子

Claims (13)

  1. 　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路とグランドとの間に接続された並列腕回路と、を有し、
    　前記直列腕回路及び前記並列腕回路の一方の回路は、互いに並列接続されて前記経路の第１ノードに接続された第１共振子及び第２共振子によって構成され、
    　前記第１共振子及び前記第２共振子は、前記直列腕回路及び前記並列腕回路の他方の回路とともに通過帯域を形成し、
    　前記第２共振子は、前記第１共振子よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、前記第１共振子よりも高いインピーダンスを有する、
    　高周波フィルタ回路。
  2. 　前記一方の回路は前記並列腕回路である、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
  3. 　前記一方の回路は前記直列腕回路である、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
  4. 　前記第２共振子は、前記他方の回路を構成する共振子の***振周波数よりも周波数が低い共振周波数を有する、
    　請求項３に記載の高周波フィルタ回路。
  5. 　前記他方の回路は、互いに並列接続されて前記第１ノードに接続された第３共振子及び第４共振子によって構成され、
    　前記第３共振子及び前記第４共振子は、前記一方の回路とともに通過帯域を形成し、
    　前記第４共振子は、前記第３共振子よりも周波数が低い共振周波数を有し、かつ、前記第３共振子よりも高いインピーダンスを有する、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  6. 　前記一方の回路は、さらに、前記第２共振子と直列接続もしくは並列接続された第１インピーダンス素子を有し、
    　前記第１共振子及び前記第２共振子ならびに前記第１インピーダンス素子は、前記他方の回路とともに前記通過帯域を形成する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  7. 　さらに、
    　前記経路の前記第１ノードと異なる第２ノードと前記グランドとの間に接続された並列腕共振子と、
    　それぞれが前記第２ノードと前記グランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された第２インピーダンス素子及びスイッチ素子と、を有する、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  8. 　前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
    　請求項７に記載の高周波フィルタ回路。
  9. 　前記第２インピーダンス素子は、可変キャパシタまたは可変インダクタである、
    　請求項７または８に記載の高周波フィルタ回路。
  10. 　前記直列腕回路及び前記並列腕回路のそれぞれは、弾性表面波、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されている、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
  11. 　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路を備える、
    　マルチプレクサ。
  12. 　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路を含む複数の高周波フィルタ回路と、
    　前記複数の高周波フィルタ回路の前段または後段に設けられ、前記複数の高周波フィルタ回路と個別に接続された複数の選択端子、及び、前記複数の選択端子と選択的に接続される共通端子を有するスイッチ回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  13. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１２に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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