CN109643986B - 弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

滤波器(10)具有：串联臂谐振器(s1)，被连接在将输入输出端子(11m)与输入输出端子(11n)连结的路径上；和并联臂谐振器(p1)以及并联臂谐振器(p2)，被连接在该路径上的同一节点(x1)与地线之间，并联臂谐振器(p2)中的谐振频率比并联臂谐振器(p1)中的谐振频率高，并联臂谐振器(p2)中的反谐振频率比并联臂谐振器(p1)中的反谐振频率高，并联臂谐振器(p1)以及并联臂谐振器(p2)由具有IDT电极的弹性波谐振器构成，并联臂谐振器(p2)中的IDT电极(131)与并联臂谐振器(p1)中的IDT电极(121)相比，纵横比小，其中，纵横比为多个电极指的交叉宽度相对于多个电极指的对数之比。

Description

弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及具有谐振器的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，作为梯型滤波器等的弹性波滤波器装置，已知有如下结构，即，关于将串联臂(串联臂谐振电路)与地线连结的一个并联臂(并联臂谐振电路)，设置第1并联臂谐振器、以及以相互串联连接的状态与该第1并联臂谐振器并联连接的多个第2并联臂谐振器(例如，参照专利文献1)。在该弹性波滤波器装置中，多个第2并联臂谐振器的谐振频率比串联臂谐振器的反谐振频率高，并且，该多个第2并联臂谐振器之中的至少一个第2并联臂谐振器的反谐振频率与其他第2并联臂谐振器的反谐振频率不同。由此，该弹性波滤波器装置能够在阻带(衰减频带)内的特定的频带扩宽衰减量大的衰减区域的宽度。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2014-68123号公报
发明内容
发明要解决的课题
在此，随着近年来的向多频带化等的对应，对被配置于移动通信设备的前端部的滤波器，要求低损耗化以及高选择度化(与相邻于本频带的其他频带的相互干扰的抑制)。即，关于滤波器特性，要求抑制通带内的损耗并且提高衰减斜坡(slope)的陡峭性(所谓的“通带端部的锐度(sharpness)”)。
但是，在上述现有的弹性波滤波器装置中，由于滤波器特性被谐振器的Q制约，因此难以谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。在此，谋求通带高频侧的锐度的改善具体是指，提高在通带的两侧从通带到衰减频带形成的两个衰减斜坡之中的高频侧的衰减斜坡的陡峭性。
因此，本发明的目的在于，提供能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的手段
为了实现上述目的，本发明的一方式所涉及的弹性波滤波器装置具有：串联臂谐振电路，被连接在将第1输入输出端子与第2输入输出端子连结的路径上；和第1并联臂谐振器以及第2并联臂谐振器，被连接在所述路径上的同一节点与地线之间，所述第2并联臂谐振器中的谐振频率比所述第1并联臂谐振器中的谐振频率高，所述第2并联臂谐振器中的反谐振频率比所述第1并联臂谐振器中的反谐振频率高，所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器由具有IDT电极的弹性波谐振器构成，所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，纵横比小，其中，所述纵横比为多个电极指的交叉宽度相对于多个电极指的对数之比。
本申请发明人经专心研究的结果，发现了如下内容。即，关于谐振器单体的阻抗特性，IDT电极的纵横比越小则谐振频率的Q越高，相反地，IDT电极的纵横比越大则反谐振频率的Q越高。此外，关于滤波器特性，第2并联臂谐振器的谐振频率的Q越高、第1并联臂谐振器的反谐振频率的Q越高，则越能够改善通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度。因此，通过使第2并联臂谐振器中的IDT电极的纵横比小于第1并联臂谐振器中的IDT电极的纵横比，从而能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
此外，也可所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述交叉宽度小，从而所述纵横比小。
在谐振器中，交叉宽度越小，则电极指电阻越小。也就是说，通过减小交叉宽度，从而能够减小作为在谐振器中使谐振频率的Q劣化的重要因素的串联电阻。因此，通过减小第2并联臂谐振器中的IDT电极的交叉宽度，从而能够谋求通带内的进一步的低损耗化以及通带高频侧的锐度的进一步的改善。
此外，也可所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述对数多，从而所述纵横比小。
本申请发明人经专心研究的结果，发现了如下内容。即，在谐振器中，在比谐振频率更靠低频侧的频带，对数越小，则基于光栅的阻带的旁瓣所导致的纹波(局部变动)越大。在此，比第2并联臂谐振器的谐振频率更靠低频侧的频带位于滤波器的通带内。因此，通过增多第2并联臂谐振器中的IDT电极的对数，从而能够抑制通带内的纹波，并且谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
此外，也可所述串联臂谐振电路具有弹性波谐振器，所述弹性波谐振器具有IDT电极，所述串联臂谐振电路中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述纵横比小。
滤波器的通带由串联臂谐振器的谐振频率和并联臂谐振电路(在本方式中为第1并联臂谐振器以及第2并联臂谐振器的并联连接电路)的低频侧的反谐振频率形成。如上所述，关于谐振器单体的阻抗特性，IDT电极的纵横比越小则谐振频率的Q越高，相反地，IDT电极的纵横比越大则反谐振频率的Q越高。因此，通过减小串联臂谐振器中的IDT电极的纵横比，从而能够谋求通带内的进一步的低损耗化。
此外，也可所述串联臂谐振电路中的所述IDT电极与所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述纵横比大。
在由IDT电极构成的谐振器(声表面波谐振器)中，若使交叉宽度过小，则声表面波的衍射所导致的损耗(衍射损耗)的影响变大。串联臂谐振器的谐振频率形成通带，反谐振频率形成通带高频侧的衰减极。因此，从滤波器特性的观点出发，减小串联臂谐振器的交叉宽度存在极限。另一方面，虽然第2并联臂谐振器的谐振频率形成通带高频侧的衰减极，但反谐振频率几乎不有助于滤波器特性的形成。此外，由于衍射损耗在比谐振频率更靠高频侧产生，因此不易对谐振特性带来较大影响。因此，从滤波器特性的观点出发，减小第2并联臂谐振器的交叉宽度尤其没有问题。
因此，通过使串联臂谐振器中的IDT电极的纵横比大于第2并联臂谐振器中的IDT电极的纵横比，从而能够抑制使串联臂谐振器的交叉宽度过小所导致的衍射损耗的影响。因此，能够抑制衍射损耗所导致的滤波器特性的劣化，并且能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
此外，也可还具有一对阻抗元件以及开关元件并联连接的阻抗电路，所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器之中的至少一方与所述阻抗电路串联连接。
由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通来切换第1特性和第2特性的可调谐滤波器。
此外，也可所述第2并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接，所述第1并联臂谐振器相对于所述第2并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接的电路而并联连接。
由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧的衰减极的频率并且在抑制通带高频端中的***损耗的增大的同时切换第1特性和第2特性的可调谐滤波器。
此外，也可所述第1并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接，所述第2并联臂谐振器相对于所述第1并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接的电路而并联连接。
由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率并且在抑制通带低频端中的***损耗的增大的同时切换第1特性和第2特性的可调谐滤波器。
此外，也可所述第1并联臂谐振器与所述第2并联臂谐振器并联连接，所述阻抗电路相对于所述第1并联臂谐振器与所述第2并联臂谐振器并联连接的电路而串联连接。
由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来一起切换通带两侧的极(衰减极)的频率的可调谐滤波器。
此外，也可还具有一对阻抗元件以及开关元件并联的两个阻抗电路，所述第1并联臂谐振器与两个所述阻抗电路之中的一个阻抗电路串联连接，所述第2并联臂谐振器与两个所述阻抗电路之中的另一个阻抗电路串联连接，所述第1并联臂谐振器与所述一个阻抗电路串联连接的电路和所述第2并联臂谐振器与所述另一个阻抗电路串联连接的电路并联连接。
由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率并且能够抑制通带高频端以及通带低频端的***损耗的增大的可调谐滤波器。因此，这样的可调谐滤波器例如能够维持频带宽度并且切换中心频率。
此外，也可还具有与所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器的一个并联臂谐振器并联连接的开关元件，所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器的另一个并联臂谐振器相对于所述一个并联臂谐振器与所述开关元件并联连接的电路而串联连接。
由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率并且能够切换通带高频侧的衰减极的数量的可调谐滤波器。
此外，也可所述第2并联臂谐振器中的IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的IDT电极相比，占空比大，其中，所述占空比为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比。
本申请发明人经专心研究的结果，发现了如下内容。即，关于谐振器单体的阻抗特性，IDT电极的占空比越大则谐振频率的Q越高，相反地，IDT电极的占空比越小则反谐振频率的Q越高。此外，关于滤波器特性，第2并联臂谐振器的谐振频率的Q越高、第1并联臂谐振器的反谐振频率的Q越高，则越能够改善通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度。因此，通过使第2并联臂谐振器中的IDT电极的占空比大于第1并联臂谐振器中的IDT电极的占空比，从而能够谋求通带内的进一步的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
此外，也可所述串联臂谐振电路是由一个弹性波谐振器构成的串联臂谐振器，与所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器一起构成梯型的滤波器构造。
由此，能够构成梯型的带通滤波器，能够实现陡峭性高的通过特性。
此外，也可所述串联臂谐振电路是由多个弹性波谐振器构成的纵耦合谐振器。
由此，能够适应于要求衰减强化等的滤波器特性。
此外，本发明的一方式所涉及的高频前端电路具备：上述任意一个弹性波滤波器装置、和与所述弹性波滤波器装置连接的放大电路。
由此，能够谋求低损耗化和高选择度化(与相邻于本频带的其他频带的相互干扰的抑制)的兼顾。
此外，本发明的一方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和上述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
发明效果
根据本发明所涉及的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置，能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
附图说明
图1A是实施方式1所涉及的滤波器的电路结构图。
图1B是示意性地表示实施方式1所涉及的滤波器的电极构造的俯视图。
图2是示意性地表示实施方式1中的谐振器的构造的图的一个例子。
图3是表示实施方式1所涉及的滤波器的特性的图表。
图4是表示在典型例1的谐振器中分配了纵横比的情况下的阻抗特性的图表。
图5是表示在典型例1的谐振器中相对于纵横比的谐振频率以及反谐振频率的阻抗值的图表。
图6是表示在典型例2的谐振器中分配了对数的情况下的特性的图表。
图7是表示实施例以及比较例的滤波器的滤波器特性的图表。
图8A是实施方式1的变形例所涉及的滤波器的电路结构图。
图8B是示意性地表示实施方式1的变形例所涉及的滤波器的电极构造的俯视图。
图9是表示实施方式1的变形例所涉及的滤波器的特性的图表。
图10A是实施方式2的应用例1中的滤波器的电路结构图。
图10B是表示实施方式2的应用例1中的滤波器的特性的图表。
图11A是实施方式2的应用例2中的滤波器的电路结构图。
图11B是表示实施方式2的应用例2中的滤波器的特性的图表。
图12A是实施方式2的应用例3中的滤波器的电路结构图。
图12B是表示实施方式2的应用例3中的滤波器的特性的图表。
图13A是实施方式2的应用例4中的滤波器的电路结构图。
图13B是表示实施方式2的应用例4中的滤波器的特性的图表。
图14A是实施方式2的应用例5中的滤波器的电路结构图。
图14B是表示实施方式2的应用例5中的滤波器的特性的图表。
图15是实施方式3所涉及的高频前端电路及其周边电路的结构图。
图16是实施方式3的变形例所涉及的高频前端电路的结构图。
图17是示意性地表示其他实施方式所涉及的滤波器的电极构造的俯视图。
具体实施方式
以下，使用实施例以及附图来对本发明的实施方式详细地进行说明。另外，以下说明的实施方式均表示概括性的或者具体性的例子。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，并不是限定本发明的主旨。关于以下的实施方式中的结构要素之中未记载于独立权利要求的结构要素，作为任意的结构要素而被说明。此外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比并不一定是严格意义上的。此外，各附图中，针对实质相同的结构赋予相同的符号，存在省略或者简化重复的说明的情况。
此外，以下，“通带低频端”意味着“通带内的最低的频率”。此外，“通带高频端”意味着“通带内的最高的频率”。此外，以下，“通带低频侧”意味着“通带外并且比通带更靠低频的一侧”。此外，“通带高频侧”意味着“通带外并且比通带更靠高频的一侧”。
(实施方式1)
[1.滤波器的电路结构]
图1A是实施方式1所涉及的滤波器10的电路结构图。
滤波器10例如是被配置于多模式/多频带对应的便携电话的前端部的高频滤波器电路。滤波器10例如是被内置于符合LTE(Long Term Evolution，长期演进)等的通信标准的多频带对应的便携电话并对规定的频带(Band)的高频信号进行滤波的带通滤波器。该滤波器10是使用弹性波谐振器来对高频信号进行滤波的弹性波滤波器装置。
如该图所示，滤波器10具备串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1以及p2。
串联臂谐振器s1被连接于输入输出端子11m(第1输入输出端子)与输入输出端子11n(第2输入输出端子)之间。也就是说，串联臂谐振器s1是被设置于将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的串联臂谐振电路。另外，在该路径，并不局限于串联臂谐振器s1，只要设置有由一个以上的弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路即可。在本实施方式中，该串联臂谐振电路由一个弹性波谐振器构成，但也可以由多个弹性波谐振器构成。在由多个弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路中，例如包含由多个弹性波谐振器构成的纵耦合谐振器、或者一个弹性波谐振器被串联分割或者并联分割的多个分割谐振器。例如，通过使用纵耦合谐振器来作为串联臂谐振电路，从而能够适应于要求衰减强化等的滤波器特性。
并联臂谐振器p1是与将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1A中为节点x1)和地线(基准端子)连接的第1并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p1是被设置于将上述路径上的节点x1与地线连结的并联臂谐振电路的谐振器。
并联臂谐振器p2是与将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1A中为节点x1)和地线(基准端子)连接的第2并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p2是被设置于将上述路径上的节点x1与地线连结的并联臂谐振电路的谐振器。
这些并联臂谐振器p1以及p2被连接于上述路径上的同一节点x1与地线之间。在本实施方式中，并联臂谐振器p1以及p2并联连接地被连接于节点x1与地线之间。在此，“同一节点”不仅包含传输线路上的一点，也包含位于不隔着谐振器或者阻抗元件的位置的传输线路上的不同的两点。另外，在本实施方式中，节点x1是串联臂谐振器s1的输入输出端子11n侧，但也可以是串联臂谐振器s1的输入输出端子11m侧。
此外，这些并联臂谐振器p1以及p2构成被连接于将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的节点x1与地线之间的并联臂谐振电路。即，该并联臂谐振电路被设置于将上述路径与地线连结的一个路径。因此，串联臂谐振电路(在本实施方式中为串联臂谐振器s1)与并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2)一起构成梯型的滤波器构造(在本实施方式中为一级的梯型的滤波器构造)。
也就是说，由并联臂谐振器p1以及p2构成的并联臂谐振电路与串联臂谐振器s1一起形成滤波器10的通带。
[2.构造]
[2-1.电极构造]
接下来，对滤波器10的构造进行说明。
图1B是示意性地表示实施方式1所涉及的滤波器10的电极构造的俯视图。
如该图所示，构成滤波器10的各谐振器(串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1以及p2)是使用了弹性波的弹性波谐振器。由此，能够由形成在具有压电性的基板上的IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极来构成滤波器10，因此能够实现具有提高了陡峭性的通过特性的小型并且薄型的滤波器电路。另外，具有压电性的基板是至少在表面具有压电性的基板。该基板例如也可以在表面具备压电薄膜，由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。此外，该基板例如也可以是包含高声速支承基板和形成在高声速支承基板上的压电薄膜的层叠体、包含高声速支承基板、形成在高声速支承基板上的低声速膜和形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体、或者包含支承基板、形成在支承基板上的高声速膜、形成在高声速膜上的低声速膜和形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体。另外，该基板也可以在基板整体具有压电性。
各谐振器具有激发弹性波的IDT电极、和被配置为从弹性波传播方向的两侧夹着该IDT电极的一对反射器。
具体而言，串联臂谐振器s1由IDT电极111以及一对反射器112构成。并联臂谐振器p1由IDT电极121以及一对反射器122构成。并联臂谐振器p2由IDT电极131以及一对反射器132构成。
在此，并联臂谐振器p2(第2并联臂谐振器)中的谐振频率(后述的谐振点的频率)比并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)中的谐振频率高。此外，并联臂谐振器p2中的反谐振频率(后述的反谐振点的频率)比并联臂谐振器p1中的反谐振频率高。
此外，并联臂谐振器p2中的IDT电极131与并联臂谐振器p1中的IDT电极121相比，多个电极指的交叉宽度L相对于多个电极指的对数N之比即纵横比L/N小。进一步地，在本实施方式中，串联臂谐振器s1(串联臂谐振电路)中的IDT电极111与并联臂谐振器p1中的IDT电极121相比，纵横比L/N小，并且与并联臂谐振器p2中的IDT电极131相比，纵横比L/N大。
也就是说，关于IDT电极111、121、131，若将交叉宽度L依次设为Ls1、Lp1、Lp2，将对数N依次设为Ns1、Np1、Np2，则在本实施方式中，纵横比L/N满足Lp1/Np1＞Ls1/Ns1＞Lp2/Np2。
另外，在图1B中，各谐振器的IDT电极(IDT电极111、IDT电极121以及IDT电极131)的对数被表示为相等，但在实际的设计中，它们的对数相等的情况是稀少的。也就是说，各谐振器的IDT电极的对数以及交叉宽度等的设计参数能够根据被各谐振器要求的规格来适当地决定。
[2-2.谐振器构造]
以下，着眼于任意的谐振器，更加详细地说明构成滤波器10的各谐振器的构造。另外，关于其他谐振器，由于具有与该任意的谐振器大体相同的构造，因此省略详细的说明。
图2是示意性地表示本实施方式中的谐振器的构造的图的一个例子，(a)是俯视图，(b)是(a)的剖视图。另外，图2所示的谐振器用于对构成滤波器10的各谐振器的典型的构造进行说明。因此，构成滤波器10的各谐振器的IDT电极的电极指的根数、长度等并不限定于该图所示的IDT电极的电极指的根数、长度。另外，在该图中，关于构成谐振器的反射器，省略图示。
如该图的(a)以及(b)所示，谐振器具备：IDT电极101、形成有该IDT电极101的压电基板102、和覆盖该IDT电极101的保护层103。以下，对这些结构要素详细进行说明。
如图2的(a)所示，在压电基板102上，形成有构成IDT电极101的相互对置的一对梳齿电极101a以及101b。梳齿电极101a由相互平行的多个电极指110a、和连接多个电极指110a的汇流条电极111a构成。此外，梳齿电极101b由相互平行的多个电极指110b和连接多个电极指110b的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与传播方向正交的方向而形成。
另外，梳齿电极101a以及101b也存在分别是单体并被称为IDT电极的情况。但是，以下，为了方便，作为由一对梳齿电极101a以及101b构成一个IDT电极101的情况来进行说明。
此外，由多个电极指110a以及110b和汇流条电极111a以及111b构成的IDT电极101如图2的(b)所示成为密接层101g与主电极层101h的层叠构造。
密接层101g是用于提高压电基板102与主电极层101h的密接性的层，作为材料，例如使用Ti。密接层101g的膜厚例如为12nm。
主电极层101h作为材料，例如使用含有1％的Cu的Al。主电极层101h的膜厚例如为162nm。
压电基板102是形成有IDT电极101的基板，例如由LiTaO3压电单晶、LiNbO3压电单晶、KNbO3压电单晶、石英或者压电陶瓷构成。
保护层103形成为覆盖梳齿电极101a以及101b。保护层103是以使主电极层101h从外部环境得到保护、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。
这样构成的谐振器具有阻抗成为极小的奇异点(理想上是阻抗成为0的点)即“谐振点”、以及阻抗成为极大的奇异点(理想上是成为无限大的点)即“反谐振点”。
另外，滤波器10所具有的各谐振器的构造并不限定于图2所记载的构造。例如，IDT电极101也可以不是金属膜的层叠构造而是金属膜的单层。此外，构成密接层101g、主电极层101h以及保护层103的材料并不限定于上述的材料。此外，IDT电极101例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等的金属或者合金构成，也可以通过由上述的金属或者合金构成的多个层叠体来构成。此外，也可以不形成保护层103。
在如以上那样构成的谐振器(弹性波谐振器)中，根据IDT电极101的设计参数等来规定激发的弹性波的波长。以下，对IDT电极101的设计参数、即梳齿电极101a以及梳齿电极101b的设计参数进行说明。
上述弹性波的波长由图2所示的构成梳齿电极101a以及101b的多个电极指110a或者110b的重复周期λ来规定。此外，电极间距(电极周期)是该重复周期λ的1/2，在将构成梳齿电极101a以及101b的电极指110a以及110b的线宽设为W、将彼此相邻的电极指110a与电极指110b之间的空间宽度设为S的情况下，由(W+S)来定义。此外，IDT电极101的交叉宽度L如图2的(a)所示是从弹性波的传播方向观察梳齿电极101a的电极指110a与梳齿电极101b的电极指110b的情况下的重复的电极指长度。此外，电极占空(以下称为占空比)是多个电极指110a以及110b的线宽占有率，是相对于多个电极指110a以及110b的线宽与空间宽度的加法值的该线宽的比例，由W/(W+S)来定义。此外，对数是梳齿电极101a以及101b之中成对的电极指110a以及电极指110b的数量，是电极指110a以及电极指110b的总数的大体一半。例如，若将对数设为N，将电极指110a以及电极指110b的总数设为M，则满足M＝2N+1。即，被梳齿电极101a以及101b的一方的一个电极指的前端部分和与该前端部分对置的另一方的汇流条电极夹着的区域的数量相当于0.5对。此外，IDT电极101的膜厚是多个电极指110a以及110b的厚度h。
[3.滤波器特性1
接下来，对本实施方式所涉及的滤波器10的滤波器特性进行说明。
另外，以下，不限于谐振器单体，关于由多个谐振器构成的电路，也为了方便，将阻抗成为极小的奇异点(理想上是阻抗成为0的点)称为“谐振点”，将其频率称为“谐振频率”。此外，将阻抗成为极大的奇异点(理想上是阻抗成为无限大的点)称为“反谐振点”，将其频率称为“反谐振频率”。
图3是表示实施方式1所涉及的滤波器10的特性的图表。具体而言，该图的(a)是表示并联臂谐振器p1以及p2和串联臂谐振器s1各自的阻抗特性的图表。该图的(b)是表示并联臂谐振器p1以及p2的合成阻抗特性(合成特性)和串联臂谐振器s1的阻抗特性的图表。该图的(c)是表示滤波器10的滤波器特性的图表。
首先，使用该图的(a)，对谐振器单体中的阻抗特性进行说明。
如该图所示，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2和串联臂谐振器s1具有如下的阻抗特性。具体而言，关于并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2和串联臂谐振器s1，若依次将谐振频率设为frp1、frp2、frs1，将反谐振频率设为fap1、fap2、fas1，则在本实施方式中满足frp1＜frs1＜frp2且lap1＜fas1＜lap2。
接下来，对并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的合成特性(即，并联臂谐振电路的阻抗特性)进行说明。
如该图的(b)所示，两个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1以及p2)的合成特性(图中的“并联臂(p1+p2)的合成特性”)在并联臂谐振器p2的谐振频率frp2以及并联臂谐振器p1的谐振频率frp1，成为极小。此外，该合成特性在两个谐振频率frp2与frp1之间的频率以及两个反谐振频率fap2与fap1之间的频率，成为极大。
在由梯型的谐振器构成带通滤波器时，使并联臂谐振电路的两个反谐振频率之中低频侧的反谐振频率与串联臂谐振器s1的谐振频率frs1接近，构成通带。
由此，如该图的(c)所示，在通带低频侧，形成将并联臂谐振器p1的谐振频率frp1设为衰减极的衰减频带。此外，在通带高频侧，形成将并联臂谐振器p2的谐振频率frp2以及串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1设为衰减极的衰减频带。
在此，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的合成阻抗特性的低频侧的反谐振频率(图3中的Fa1)和高频侧的谐振频率(图3中的Fr2)对滤波器10的通带高频侧的衰减斜坡进行规定。也就是说，通带高频侧的衰减斜坡的锐度被上述的合成阻抗特性中的低频侧的反谐振频率(图3中的Fa1)和高频侧的谐振频率(图3中的Fr2)之间的斜坡的锐度所影响。因此，并联臂谐振器p1的反谐振频率(图3中的Fap1)的Q以及并联臂谐振器p2的谐振频率(图3中的Frp2)的Q给通带高频侧的锐度带来影响。具体而言，并联臂谐振器p1的反谐振频率的Q越高，在并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2的并联连接电路)的合成阻抗特性中，低频侧的反谐振频率(图3中的Fa1)的Q越高。另一方面，并联臂谐振器p2的谐振频率的Q越高，在并联臂电路的合成阻抗特性中，高频侧的谐振频率(图3中的Fr2)的Q越高。因此，在该合成阻抗特性中，低频侧的反谐振频率与高频侧的谐振频率之间(图3中的Fa1与Fr2之间)的斜坡的锐度被改善，从而关于上述滤波器特性，能够改善通带高频侧的锐度。换言之，并联臂谐振器p2的谐振频率的Q越高，则通带高频侧的衰减极(图3中的PoleH)的Q越高(即衰减极越深)，并联臂谐振器p1的反谐振频率的Q越高，则通带内(图3中的PB)的损耗越被抑制。因此，能够改善通带高频侧的锐度。
此外，并联臂谐振电路的合成阻抗特性在低频侧的反谐振频率附近成为并联臂谐振器p2的电容成分与并联臂谐振器p1的特性合成得到的特性。因此，除了提高并联臂谐振器p1的反谐振频率的Q之外，还提高并联臂谐振器p2的电容成分的Q，即，减小并联臂谐振器p2的串联电阻，从而能够抑制滤波器10的通带内的损耗。
在本实施方式所涉及的滤波器10中，如上所述，并联臂谐振器p2由纵横比小于并联臂谐振器p1的IDT电极121的IDT电极131构成。由此，滤波器10能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。以下，关于起到这样的效果的理由，也包含达到本发明的经过地进行说明。
[4.滤波器特性的改善机制]
一般地，在弹性波滤波器装置中，由于滤波器特性被构成该弹性波滤波器装置的谐振器的Q制约，因此难以谋求滤波器特性的改善。与此相对地，本申请发明人发现，利用依赖于谐振器中的IDT电极(即构成谐振器的IDT电极)的纵横比而该谐振器的谐振频率以及反谐振频率的Q改变这一性质，能够改善滤波器特性。对此，以下，基于具体的典型例来进行说明。
另外，以下的典型例1虽然频带与本实施方式不同，但关于谐振频率以及反谐振频率的Q依赖于IDT电极的纵横比而变化的趋势，在本实施方式的频带也同样。此外，在以下的典型例1中，由于在使谐振器的阻抗一定(也就是说，使静电电容一定)的状态下分配了对数，因此交叉宽度也依赖于对数来调整。
图4是表示在典型例1的谐振器中分配了纵横比的情况下的阻抗特性的图表。在该图中，(a)是表示整体的阻抗特性的图表，(b)是将(a)的谐振频率附近的阻抗特性放大来表示的图表，(c)是将(a)的反谐振频率附近的阻抗特性放大来表示的图表。具体而言，在该图中，如图例所示，示出将纵横比(交叉宽度/对数)设为0.096、0.112、0.162、0.252、0.449(单位全部是[μm/对])的情况下的阻抗特性。
在表1中示出此时的谐振器的设计参数的详细。另外，表中的Zmin.是谐振频率的阻抗值，即，阻抗的极小值。此外，表中的Zmax.是反谐振频率的阻抗值，即，阻抗的极大值。此外，虽然省略向表中的记载，但关于全部典型例，膜厚h相同。
[表1]
Figure GDA0001978773600000151
图5是表示在典型例1的谐振器中相对于纵横比的、谐振频率的阻抗值Zmin.以及反谐振频率的阻抗值Zmax.的图表。
如该图所示可知，纵横比越大，Zmin.以及Zmax.均越大。也就是说，可知，关于谐振频率，纵横比越小则Q越高，另一方面，关于反谐振频率，纵横比越大则Q越高。
因此，关于滤波器10，通过减小并联臂谐振器p2中的IDT电极131的纵横比，并增大并联臂谐振器p1中的IDT电极121的纵横比，从而能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
此外，本申请发明人发现，关于并联臂谐振器p2中的IDT电极131，通过增多对数，从而能够抑制通带内的纹波。也就是说，纵横比由交叉宽度和对数这两个因素决定，但本申请发明人注意到，关于并联臂谐振器p2，优选通过进一步增多该两个因素之中的对数来进一步减小纵横比。关于此，以下，基于具体的典型例来进行说明。另外，以下的典型例2虽然频带与本实施方式不同，但关于纹波依赖于对数而变化的趋势，在本实施方式的频带也同样。此外，在以下的典型例2中，与上述的典型例1同样地，由于在使谐振器的阻抗一定(也就是说，使静电电容一定)的状态下分配了对数，因此交叉宽度也依赖于对数来调整。
图6是表示在典型例2的谐振器中分配了对数的情况下的特性的图表。在该图中，(a)是表示阻抗特性的图表，(b)是表示相位特性的图表，(c-1)是表示反射特性的阻抗史密斯圆图，(c-2)是表示反射特性(回波损耗：反射损耗)的图表。具体而言，在该图中，如图例所示，示出将纵横比(交叉宽度/对数)设为0.65、0.32、0.19、0.13、0.08、0.05(单位全部是[μm/对])的情况下的阻抗特性。
在表2中示出此时的谐振器的设计参数的详细。另外，虽然省略向表中的记载，但关于全部典型例，IDT波长λ以及膜厚h相同。
[表2]
Figure GDA0001978773600000161
如图6的(a)以及(b)所示，在比谐振频率更靠低频侧的频带，对数越小，则基于光栅的阻带的旁瓣所导致的纹波(局部变动)越大。这是由于，如图6的(c-1)以及(c-2)所示，在该频带，对数越小则反射系数的纹波越大。
比并联臂谐振器p2的谐振频率更靠低频侧的频带如图3所示位于滤波器10的通带内。因此，从抑制滤波器10的通带内的纹波的观点出发，优选通过增多并联臂谐振器p2中的IDT电极131的对数来减小纵横比。
这样，本申请发明人经专心研究的结果，发现通过增多对数从而能够抑制该纹波。
也就是说，为了抑制通带内的纹波，优选IDT电极131的对数比IDT电极121的对数多。换言之，优选并联臂谐振器p2由相比于并联臂谐振器p1而对数多从而纵横比小的IDT电极131构成。根据这样的结构，能够抑制通带内的纹波，并且谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
上述纹波尤其在相对于IDT电极而在弹性波的传播方向设置有反射器的情况下显著。也就是说，在将具有该反射器的谐振器作为并联臂谐振器p2来使用的情况下，虽然通过使弹性波反射并限制从而能够抑制弹性波的泄漏来谋求高Q化，但可能成为产生基于光栅的阻带的旁瓣所导致的纹波的重要因素。在此，“光栅”是指，基于构成反射器的多个电极指的周期性的重复构造。因此，关于具有反射器的并联臂谐振器p2，通过增多IDT电极的对数，从而能够抑制通带内的纹波，并且谋求进一步的低损耗化。
[5.效果等]
接下来，关于通过本实施方式所涉及的滤波器10而起到的效果，使用实施例而与比较例进行对比地进行说明。
实施例的滤波器具有上述的实施方式所涉及的滤波器10的结构。另一方面，比较例的滤波器虽然具有与实施例的滤波器几乎相同的结构，但并联臂谐振器p1与并联臂谐振器p2由相同的纵横比(交叉宽度/对数)的IDT电极构成这一点不同。
在表3中示出实施例以及比较例的滤波器的设计参数(纵横比)。
[表3]
Figure GDA0001978773600000171
如该表所示，实施例的串联臂谐振器s1相比于比较例的串联臂谐振器s1，由纵横比相同的IDT电极构成。
实施例的并联臂谐振器p1相比于比较例的并联臂谐振器p1，由纵横比大的IDT电极构成。也就是说，在实施例中，并联臂谐振器p1由纵横比大于并联臂谐振器p2的IDT电极构成。此外，在实施例中，并联臂谐振器p1由纵横比大于串联臂谐振器s1的IDT电极构成。
实施例的并联臂谐振器p2相比于比较例的并联臂谐振器p2，由纵横比小的IDT电极构成。也就是说，在实施例中，并联臂谐振器p2由纵横比小于并联臂谐振器p1的IDT电极构成。此外，在实施例中，并联臂谐振器p2由纵横比小于串联臂谐振器s1的IDT电极构成。
图7是表示实施例以及比较例的滤波器的滤波器特性的图表。
关于该图所示的滤波器特性，若着眼于通带(图中的PB部分)，则可知在实施例中，相比于比较例，通带内的损耗被抑制。也就是说，在实施例中，相比于比较例，可谋求通带内的低损耗化。
此外，关于该图所示的滤波器特性，若着眼于通带高频侧的衰减斜坡，则可知在实施例中，相比于比较例，该衰减斜坡的陡峭性被提高。也就是说，在实施例中，相比于比较例，通带高频侧的锐度被改善。
如以上说明的那样，根据本实施方式所涉及的滤波器10(弹性波滤波器装置)，并联臂谐振器p2(第2并联臂谐振器)相比于并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)，由激发弹性波的频率高且纵横比小的IDT电极131构成。在此，本申请发明人经专心研究的结果，发现以下内容。即，关于谐振器单体的阻抗特性，IDT电极的纵横比越小则谐振频率的Q越高，相反地，IDT电极的纵横比越大则反谐振频率的Q越高。此外，关于滤波器特性，并联臂谐振器p2的谐振频率的Q越高，并联臂谐振器p1的反谐振频率的Q越高，则越能够改善通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度。因此，通过使并联臂谐振器p2中的IDT电极131的纵横比小于并联臂谐振器p1中的IDT电极121的纵横比，从而能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
此外，根据本实施方式所涉及的滤波器10，并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1，由纵横比小的IDT电极131构成。
在此，在谐振器中，交叉宽度L(参照图2)越小，则电极指电阻越小。也就是说，通过减小交叉宽度，从而能够减小作为在谐振器中使谐振频率的Q劣化的重要因素的串联电阻。因此，通过减小并联臂谐振器p2中的IDT电极131的交叉宽度Lp2，即，减小纵横比，从而能够谋求通带内的进一步的低损耗化以及通带高频侧的锐度的进一步的改善。
此外，根据本实施方式所涉及的滤波器10，串联臂谐振器s1相比于并联臂谐振器p1，由纵横比小的IDT电极111构成。
在此，滤波器10的通带由串联臂谐振器s1的谐振频率和并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2的并联连接电路)的低频侧的反谐振频率形成。如上所述，关于谐振器单体的阻抗特性，IDT电极的纵横比越小则谐振频率的Q越高，相反地，IDT电极的纵横比越大则反谐振频率的Q越高。因此，通过减小串联臂谐振器s1中的IDT电极111的纵横比，从而能够谋求通带内的进一步的低损耗化。
此外，根据本实施方式所涉及的滤波器10，串联臂谐振器s1相比于并联臂谐振器p2，由纵横比大的IDT电极111构成。
在由IDT电极构成的谐振器(声表面波谐振器)中，若过于减小交叉宽度L，则声表面波的衍射所导致的损耗(衍射损耗)的影响变大。串联臂谐振器s1的谐振频率形成通带，反谐振频率形成通带高频侧的衰减极。因此，从滤波器特性的观点出发，减小串联臂谐振器s1的交叉宽度Ls1存在极限。另一方面，虽然并联臂谐振器p2的谐振频率形成通带高频侧的衰减极，但反谐振频率对滤波器特性的形成几乎没有贡献。此外，由于衍射损耗在比谐振频率更靠高频侧产生，因此不易对谐振特性带来大的影响。因此，从滤波器特性的观点出发，减小并联臂谐振器p2的交叉宽度Lp2尤其不存在问题。
因此，通过使串联臂谐振器s1中的IDT电极111的纵横比大于并联臂谐振器p2中的IDT电极131的纵横比，从而能够抑制串联臂谐振器s1的交叉宽度Ls1过小所导致的衍射损耗的影响。因此，能够抑制衍射损耗所导致的滤波器特性的劣化，并且能够谋求通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度的改善。
(实施方式1的变形例)
在上述实施方式中，设并联臂谐振器p1以及p2相互并联连接地与串联臂的同一节点x1(节点)连接。但是，并联臂谐振器p1以及p2也可以相互串联连接地与串联臂的同一节点x1(节点)连接。因此，作为实施方式1的变形例所涉及的滤波器，对这样的滤波器进行说明。
图8A是实施方式1的变形例所涉及的滤波器10A的电路结构图。图8B是示意性地表示实施方式1的变形例所涉及的滤波器10A的电极构造的俯视图。
这些附图所示的滤波器10A相比于图1A以及图1B所示的滤波器10，不同点在于，在并联臂谐振器p1以及p2被串联连接的状态下，被连接于将输入输出端子11m(第1输入输出端子)与输入输出端子11n(第2输入输出端子)连结的路径的同一节点x1与地线之间。在本变形例中，并联臂谐振器p1的一个端子与节点x1连接，另一个端子与并联臂谐振器p2的一个端子连接。并联臂谐振器p2的一个端子与并联臂谐振器p1的上述另一个端子连接，另一个端子与地线连接。另外，并联臂谐振器p1以及p2的连接顺序并不局限于此，也可以与上述连接顺序相反。
图9是表示实施方式1的变形例所涉及的滤波器10A的特性的图表。
关于本变形例所涉及的滤波器10A的特性，也与上述实施方式1所涉及的滤波器10的特性同样地，并联臂谐振器p1的反谐振频率(图9中的Fap1)的Q、以及并联臂谐振器p2的谐振频率(图9中的Frp2)的Q对通带高频侧的锐度带来影响。另外，关于与此相关的具体的机制，由于与上述实施方式1相同，因此省略详细的说明。
此外，关于本变形例所涉及的滤波器10A，并联臂电路的合成阻抗特性也在低频侧的反谐振频率附近成为并联臂谐振器p2的电容成分与并联臂谐振器p1的特性合成得到的特性。因此，除了提高并联臂谐振器p1的反谐振频率的Q之外，还提高并联臂谐振器p2的电容成分的Q，即，减小并联臂谐振器p2的串联电阻，从而能够抑制滤波器10A的通带内的损耗。
因此，即使是本变形例所涉及的滤波器10A，也能够通过并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1由纵横比小的IDT电极构成，从而与实施方式1同样地谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善。
(实施方式2)
上述实施方式1及其变形例所涉及的滤波器(弹性波滤波器装置)的结构能够应用于能够使通带可变的可调谐滤波器。因此，作为实施方式2所涉及的滤波器，使用应用例1～5来说明这样的可调谐滤波器。具体而言，应用例1～4是上述实施方式1所涉及的滤波器10向可调谐滤波器的应用例，应用例5是上述实施方式1的变形例所涉及的滤波器10A向可调谐滤波器的应用例。
以下说明的应用例1～5的可调谐滤波器均具有与并联臂谐振器p1或者并联臂谐振器p2串联连接或并联连接的开关元件，根据该开关元件的导通(接通)以及不导通(断开)来切换通带。在此，开关元件按照来自RF信号处理电路(RFIC：Radio FrequencyIntegrated Circuit，射频集成电路)等的控制部的控制信号来接通以及断开。
[应用例1]
图10A是实施方式2的应用例1中的滤波器20A的电路结构图。
该图所示的滤波器20A相比于图1A所示的滤波器10，还具有：与并联臂谐振器p1以及p2(第1并联臂谐振器以及第2并联臂谐振器)的至少一方(在本应用例中为并联臂谐振器p2)串联连接、并且相互并联连接的一对电容器C以及开关SW。由此，滤波器20A能够根据开关SW的导通以及不导通来切换第1通带和第2通带。具体而言，在本应用例中，该相互并联连接的一对电容器C以及开关SW仅与并联臂谐振器p1以及p2之中的并联臂谐振器p2串联连接。
换言之，滤波器20A相比于滤波器10，还具有一对电容器C以及开关SW并联连接的电路即阻抗电路。此外，并联臂谐振器p1以及p2的至少一方与该阻抗电路串联连接。具体而言，在本应用例中，并联臂谐振器p2(第2并联臂谐振器)与该阻抗电路串联连接，并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)相对于并联臂谐振器p2与该阻抗电路串联连接的电路而并联连接。
即，在本应用例中，电容器C以及开关SW并联连接的电路在节点x1与地线之间与并联臂谐振器p2串联连接，具体而言，在地线与并联臂谐振器p2之间被串联连接。另外，电容器C以及开关SW也可以被连接于节点x1与并联臂谐振器p2之间。
电容器C在本实施方式中是与并联臂谐振器p2串联连接的阻抗元件。滤波器20A的通带的频率可变宽度依赖于电容器C的常量，例如电容器C的常量越小则频率可变宽度越宽。因此，电容器C的常量能够根据滤波器20A所要求的频率规格来适当地决定。此外，电容器C也可以是变容二极管(varicap)以及DTC(Digital Tunable Capacitor，数字可调谐电容器)等的可变电容器。由此，能够细致地调整频率可变宽度。
开关SW是一个端子与并联臂谐振器p2和电容器C的连接节点连接且另一个端子与地线连接的例如SPST(Single Pole Single Throw，单刀单掷)型的开关元件。开关SW通过根据来自控制部(未图示)的控制信号来切换导通(接通)以及不导通(断开)，从而将该连接节点与地线设为导通或者不导通。
例如，开关SW举例由GaAs或CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor，互补金属氧化物半导体)构成的FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)开关或者二极管开关。由此，能够由一个FET开关或者二极管开关来构成开关SW，因此能够使滤波器20A小型化。
这些并联臂谐振器p1以及p2、电容器C和开关SW构成连接在将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的节点x1和地线之间的并联臂谐振电路。即，该并联臂谐振电路被设置于将上述路径与地线连结的一个路径。因此，滤波器20A具有由串联臂谐振器s1和该并联臂谐振电路构成的一级的梯型的滤波器构造。
该并联臂谐振电路根据开关SW的接通(导通)以及断开(不导通)的切换而谐振频率以及反谐振频率一起向低频侧或者一起向高频侧切换。对此，与滤波器20A的特性一并后述。
图10B是表示实施方式2的应用例1中的滤波器20A的特性的图表。具体而言，该图的(a)是表示谐振器单体(并联臂谐振器p1以及p2和串联臂谐振器s1各自)的阻抗特性的图表。该图的(b)是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的并联臂谐振电路(在本应用例中为由并联臂谐振器p1以及p2和电容器C以及开关SW构成的电路)的合成阻抗特性(合成特性)进行比较来表示的图表。另外，在该图中，也一并图示串联臂谐振器s1的阻抗特性。该图的(c)是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的图表。
另外，关于各谐振器(并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2和串联臂谐振器s1)的单体的阻抗特性和开关SW接通的情况下的特性，与上述实施方式1的特性相同。因此，以下，对这些事项适当简化来说明。
也就是说，在开关SW接通的情况下，滤波器20A具有如下的第1通过特性：由并联臂谐振电路的两个反谐振频率之中的低频侧的反谐振频率和串联臂谐振器s1的谐振频率frs1来规定通带，由并联臂谐振器p1的谐振频率frp1来规定通带低频侧的极(衰减极)，由并联臂谐振器p2的谐振频率frp2以及串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1来规定通带高频侧的极(衰减极)。
另一方面，在开关SW断开的情况下，并联臂谐振电路的阻抗特性成为受到电容器C的影响的特性。也就是说，在该情况下，两个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1以及p2)与电容器C的合成特性成为并联臂谐振电路的阻抗特性。
在本应用例中，在开关SW断开的情况下，仅对并联臂谐振器p2附加电容器C。因此，如该图的(b)的黑色箭头所示，若开关SW从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个谐振频率之中的高频侧的谐振频率、以及两个反谐振频率之中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧切换。
在此，并联臂谐振电路的低频侧的反谐振频率与高频侧的谐振频率对滤波器20A的通带高频侧的衰减斜坡进行规定。因此，如该图的(c)所示，通过开关SW从接通切换为断开，由此滤波器20A的通过特性从第1特性切换为维持通带高频侧的衰减斜坡的陡峭性并且向高频侧移动的第2特性。换言之，滤波器20A能够根据开关SW的导通以及不导通的切换来对通带高频侧的衰减极的频率进行切换，并且，对通带高频端处的***损耗的增大进行抑制并对第1特性和第2特性进行切换。
即使是这样的滤波器20A，通过并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1由纵横比小的IDT电极构成，从而分别关于第1通过特性以及第2通过特性，也与实施方式1同样地，能够谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善。也就是说，滤波器20A构成能够谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善的可调谐滤波器。
另外，阻抗元件并不局限于电容器，例如也可以是电感器。在作为阻抗元件而使用了电感器的情况下，相比于上述的结构，开关SW的接通以及断开被切换的情况下的衰减斜坡的移动方向不同。具体而言，开关SW断开的情况下的第2通过特性相比于开关SW接通的情况下的第1通过特性，衰减斜坡向低频侧移动。此外，此时，滤波器20A的通带的频率可变宽度依赖于电感器的常量，例如电感器的常量越大则频率可变宽度越宽。因此，电感器的常量能够根据滤波器20A所要求的频率规格来适当地决定。此外，此时，电感器也可以是使用了MEMS(Micro Electro Mechanical Systems；微机电***)的可变电感器。由此，能够细致地调整频率可变宽度。
[应用例2]
图11A是实施方式2的应用例2中的滤波器20B的电路结构图。
该图所示的滤波器20B相比于图10A所示的滤波器20A，不同点在于，相互并联连接的一对电容器C以及开关SW仪与并联臂谐振器p1以及p2之中的并联臂谐振器p1串联连接。
换言之，在滤波器20A中，相对于一对电容器C以及开关SW并联连接的电路即阻抗电路，并联臂谐振器p2被串联连接。与此相对地，在滤波器20B中，并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)与该阻抗电路串联连接，并联臂谐振器p2(第2并联臂谐振器)相对于并联臂谐振器p1与该阻抗电路串联连接的电路而并联连接。
图11B是表示实施方式2的应用例2中的滤波器20B的特性的图表。具体而言，该图的(a)以及(b)与图10B的(a)以及(b)同样地是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路的合成阻抗特性的图表。该图的(c)是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的图表。
在本应用例中，在开关SW断开的情况下，仅对并联臂谐振器p1附加电容器C。因此，如该图的(b)的黑色箭头所示，若开关SW从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个谐振频率之中的低频侧的谐振频率、以及两个反谐振频率之中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧移动。
在此，并联臂谐振电路的低频侧的反谐振频率与低频侧的谐振频率对滤波器20B的通带低频侧的衰减斜坡进行规定。因此，如该图的(c)所示，通过开关SW从接通切换为断开，由此滤波器20B的通过特性从第1通过特性切换为维持通带低频侧的衰减斜坡的陡峭性并且向高频侧移动的第2通过特性。换言之，滤波器20B能够根据开关SW的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极，并且能够抑制通带低频端的***损耗的增大。
即使是这样的滤波器20B，也能够通过并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1由纵横比小的IDT电极构成，从而分别关于第1通过特性以及第2通过特性，与实施方式1同样地谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善。也就是说，滤波器20B构成能够谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善的可调谐滤波器。
[应用例3]
图12A是实施方式2的应用例3中的滤波器20C的电路结构图。
该图所示的滤波器20C使通带高频侧以及通带低频侧的衰减斜坡一起移动。具体而言，滤波器20C具备相当于图11A所示的滤波器20B所具有的一对电容器C(阻抗元件)以及开关SW的电容器C1以及开关SW1。此外，进一步地，滤波器20C具备相当于图10A所示的滤波器20A所具有的一对电容器C(阻抗元件)以及开关SW的电容器C2以及开关SW2。
换言之，在滤波器20A以及20B中，具有一个一对电容器C以及开关SW并联连接的电路即阻抗电路。与此相对地，在滤波器20C中，具有两个该阻抗电路。此外，并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)与两个阻抗电路之中的一个阻抗电路串联连接。另一方面，并联臂谐振器p2(第2并联臂谐振器)与两个阻抗电路之中的另一个阻抗电路串联连接。此外，并联臂谐振器p1与一个阻抗电路串联连接的电路、和并联臂谐振器p2与另一个阻抗电路串联连接的电路被并联连接。
图12B是表示实施方式2的应用例3中的滤波器20C的特性的图表。具体而言，该图的(a)以及(b)与图10B的(a)以及(b)同样地是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路(在本应用例中为由并联臂谐振器p1、p2、电容器C1、C2以及开关SW1、SW2构成的电路)的合成阻抗特性的图表。该图的(c)是对开关SW1以及SW2一起接通的情况或者断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的图表。
在本应用例中，在开关SW1以及SW2一起断开时，对并联臂谐振器p1附加电容器C1，对并联臂谐振器p2附加电容器C2。因此，如该图的(b)的黑色箭头所示，若开关SW1以及SW2一起从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个谐振频率的双方、以及两个反谐振频率之中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧移动。
因此，如该图的(c)所示，通过开关SW1以及SW2一起从接通切换为断开，由此滤波器20C的通过特性从第1通过特性切换为通带高频侧以及通带低频侧的衰减斜坡维持陡峭性并且向高频侧移动的第2通过特性。换言之，滤波器20C能够根据开关SW1以及SW2的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端以及通带低频端的***损耗的增大。因此，例如，滤波器20C能够维持频带宽度并且切换中心频率。
即使是这样的滤波器20C，也能够通过并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1由纵横比小的IDT电极构成，从而分别关于第1通过特性以及第2通过特性，与实施方式1同样地谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善。也就是说，滤波器20C构成能够谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善的可调谐滤波器。
另外，在滤波器20C中，开关SW1以及SW2的接通以及断开可以不一起切换，也可以独立地切换。但是，在开关SW1以及SW2的接通以及断开一起切换的情况下，能够削减控制开关SW1以及SW2的控制线的根数，因此可谋求滤波器20C的结构的简化。
另一方面，在开关SW1以及SW2的接通以及断开独立地切换的情况下，能够增加可由滤波器20C切换的通带的变化。
具体而言，如关于滤波器20A说明的那样，能够根据与并联臂谐振器p2串联连接的开关SW2的接通以及断开而使通带的高频端可变。此外，如关于滤波器20B说明的那样，能够根据与并联臂谐振器p1串联连接的开关SW1的接通以及断开而使通带的低频端可变。
因此，通过将开关SW1以及SW2一起接通或者一起断开，从而能够将通带的低频端以及高频端一起向低频侧或者高频侧移动。即，能够将通带的中心频率向低频侧或者高频侧移动。此外，通过将开关SW1以及SW2的一方从接通设为断开并且将另一方从断开设为接通，由此能够将通带的低频端以及高频端的双方移动以使得它们的频率差变宽或者变窄。即，能够使通带的中心频率大致一定，并且使通带宽度可变。此外，通过在将开关SW1以及SW2的一方接通或者断开的情况下将另一方接通以及断开，由此能够在将通带的低频端以及高频端的一方固定的状态下将另一方向低频侧或者高频侧移动。即，能够使通带的低频端或者高频端可变。
这样，通过具有电容器C1以及C2和开关SW1以及SW2，从而能够提高使通带可变的自由度。
[应用例4]
图13A是实施方式2的应用例4中的滤波器20D的电路结构图。
该图所示的滤波器20D相比于图10A所示的滤波器20A，不同点在于，相互并联连接的一对电容器C以及开关SW相对于并联臂谐振器p1与并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接。
换言之，在滤波器20D中，并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)与并联臂谐振器p2(第2并联臂谐振器)并联连接。此外，一对电容器C以及开关SW并联连接的电路即阻抗电路相对于并联臂谐振器p1与并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接。
图13B是表示实施方式2的应用例4中的滤波器20D的特性的图表。具体而言，该图的(a)以及(b)与图10B的(a)以及(b)同样地是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路的合成阻抗特性的图表。该图的(c)是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的图表。
在本应用例中，在开关SW断开的情况下，对并联连接的并联臂谐振器p1以及p2附加电容器C。因此，如该图的(b)的黑色箭头所示，若开关SW从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个反谐振频率均不移动，两个谐振频率的双方一起向高频侧移动。
因此，如该图的(c)所示，通过开关SW从接通切换为断开，由此滤波器20D的通过特性从第1通过特性切换为通带两侧的极(衰减极)一起向高频侧移动的第2通过特性。
即使是这样的滤波器20D，也能够通过并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1由纵横比小的IDT电极构成，从而分别关于第1通过特性以及第2通过特性，与实施方式1同样地谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善。也就是说，滤波器20D构成能够谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善的可调谐滤波器。
[应用例5]
图14A是实施方式2的应用例5中的滤波器20E的电路结构图。
该图所示的滤波器20E相比于图8A所示的滤波器10A，还具有与并联臂谐振器p1以及p2(第1并联臂谐振器以及第2并联臂谐振器)的一个并联臂谐振器并联连接的开关SW。此外，并联臂谐振器p1以及p2的另一个并联臂谐振器相对于该一个并联臂谐振器与开关SW并联连接的电路而串联连接。
在本应用例中，开关SW与并联臂谐振器p2并联连接。另外，根据对滤波器20E的要求规格，在允许并联臂谐振器p2的衍射损耗所导致的影响等情况下，开关SW也可以与并联臂谐振器p1并联连接。
图14B是表示实施方式2的应用例5中的滤波器20E的特性的图表。具体而言，该图的(a)以及(b)与图10B的(a)以及(b)同样地是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路(在本应用例中为由并联臂谐振器p1、p2以及开关SW构成的电路)的合成阻抗特性的图表。该图的(c)是对开关SW接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性进行比较来表示的图表。
在本应用例中，在开关SW接通的情况下，并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)成为并联臂谐振器p1单体的阻抗特性。另一方面，在开关SW断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加并联臂谐振器p2。因此，如该图的(b)的黑色箭头所示，若开关SW从接通切换为断开，则并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)成为并联臂谐振器p1以及p2的串联连接电路的合成阻抗特性。
因此，如该图的(c)所示，通过开关SW从接通切换为断开，从而关于滤波器20E的通过特性，通带低频侧的衰减极向高频侧移动，并且对通带高频侧追加衰减极(图中的PoleH)，因此也能够得到通带高频侧的衰减。换言之，滤波器20E能够根据开关SW的接通以及断开的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且能够切换通带高频侧的衰减极的数量。
即使是这样的滤波器20E，也能够通过并联臂谐振器p2相比于并联臂谐振器p1由纵横比小的IDT电极构成，从而关于对并联臂谐振器p1附加了并联臂谐振器p2时的特性，与实施方式1同样地谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善。也就是说，滤波器20E构成能够谋求通带高频侧的低损耗化以及锐度的改善的可调谐滤波器。
(实施方式3)
以上的实施方式1以及2和其变形例中说明过的滤波器(弹性波滤波器装置)能够应用于多工器以及高频前端电路等。
因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路进行说明。
图15是实施方式3所涉及的高频前端电路1及其周边电路的结构图。在该图中示出高频前端电路1、天线元件2、和RF信号处理电路(RFIC)3。高频前端电路1、天线元件2以及RFIC3构成通信装置4。天线元件2、高频前端电路1以及RFIC3例如被配置于多模式/多频带对应的便携电话的前端部。
天线元件2是收发高频信号的例如符合3GPP(Third Generation PartnershipProject；第三代合作伙伴计划)等的通信标准而使用的多频带对应的天线。另外，天线元件2也可以不对应于例如通信装置4的所有频带，也可以仅对应于低频带组或者高频带组的频带。此外，天线元件2也可以不内置于通信装置4，而与通信装置4分别设置。
高频前端电路1是在天线元件2与RFIC3之间传递高频信号的电路。具体而言，高频前端电路1将从RFIC3输出的高频发送信号经由发送侧信号路径而传递到天线元件2。此外，高频前端电路1将由天线元件2接收到的高频接收信号经由接收侧信号路径而传递到RFIC3。
高频前端电路1具备：双工器120、发送放大电路140、和接收放大电路160。
双工器120是具有发送侧滤波器120Tx以及接收侧滤波器120Rx并在它们的至少一方具备上述说明过的弹性波滤波器装置的多工器。发送侧滤波器120Tx以及接收侧滤波器120Rx的天线侧的输入输出端子被汇集在一起并与天线元件2连接，其他端子与发送放大电路140或者接收放大电路160连接。
发送放大电路140是对从RFIC3输出的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。
接收放大电路160是对由天线元件2接收到的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
RFIC3是对由天线元件2收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体而言，RFIC3通过下转换等来对从天线元件2经由高频前端电路1的接收侧信号路径而输入的高频接收信号进行信号处理，并将该信号处理而生成的接收信号输出到基带信号处理电路(未图示)。此外，RFIC3通过上转换等来对从基带信号处理电路输入的发送信号进行信号处理，并将该信号处理而生成的高频发送信号输出到高频前端电路1的发送侧信号路径。
根据这样的高频前端电路1，通过具备上述说明过的弹性波滤波器装置，从而能够谋求低损耗化与高选择度化(与相邻于本频带的其他频带的相互干扰的抑制)的兼顾。因此，作为应用于与多频带对应的通信装置4的高频前端电路1，特别有用。
(实施方式3的变形例)
以上的实施方式1以及2和其变形例中说明过的滤波器(弹性波滤波器装置)与实施方式3所涉及的高频前端电路1相比，进一步地也能够应用于使用频带数多的***所对应的高频前端电路。因此，在本变形例中，对这样的高频前端电路进行说明。
图16是实施方式3的变形例所涉及的高频前端电路1A的结构图。
如该图所示，高频前端电路1A具备天线端子ANT、发送端子Tx1以及Tx2和接收端子Rx1以及Rx2，从天线端子ANT侧起依次具备：由多个开关构成的开关组110、由多个滤波器构成的滤波器组120、发送侧开关131以及132和接收侧开关151、152以及153、和发送放大电路141以及142和接收放大电路161以及162。
开关组110按照来自控制部(未图示)的控制信号，将天线端子ANT与规定的频带所对应的信号路径连接，例如由多个SPST型的开关构成。另外，与天线端子ANT连接的信号路径并不局限于一个，也可以是多个。也就是说，高频前端电路1A也可以与载波聚合对应。
滤波器组120例如由在通带具有如下频带的多个滤波器(包含双工器)构成。具体而言，该频带是(i)Band12的发送频带、(ii)Band13的发送频带、(iii)Band14的发送频带、(iv)Band27(或者Band26)的发送频带、(v)Band29以及Band14(或者Band12、Band67以及Band13)的接收频带、(vi-Tx)Band68以及Band28a(或者Band68以及Band28b)的发送频带、(vi-Rx)Band68以及Band28a(或者Band68以及Band28b)的接收频带、(vii-Tx)Band20的发送频带、(vii-Rx)Band20的接收频带、(viii)Band27(或者Band26)的接收频带、(ix-Tx)Band8的发送频带、和(ix-Rx)Band8的接收频带。
发送侧开关131是具有与低频带侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子和与发送放大电路141连接的共用端子的开关电路。发送侧开关132是具有与高频带侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子和与发送放大电路142连接的共用端子的开关电路。这些发送侧开关131以及132是被设置于滤波器组120的前级(这里是发送侧信号路径中的前级)，按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换连接状态的开关电路。由此，由发送放大电路141以及142放大后的高频发送信号经由滤波器组120的规定的滤波器而从天线端子ANT输出到天线元件2(参照图15)。
接收侧开关151是具有与低频带侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路161连接的共用端子的开关电路。接收侧开关152是具有与规定的频带(这里是Band20)的接收侧信号路径连接的共用端子和与接收侧开关151的选择端子以及接收侧开关153的选择端子连接的两个选择端子的开关电路。接收侧开关153是具有与高频带侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路162连接的共用端子的开关电路。这些接收侧开关151～153被设置于滤波器组120的后级(这里是接收侧信号路径中的后级)，按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换连接状态。由此，输入到天线端子ANT的高频接收信号经由滤波器组120的规定的滤波器，被接收放大电路161以及162放大，从接收端子Rx1以及Rx2输出到RFIC3(参照图15)。另外，与低频带对应的RFIC和与高频带对应的RFIC也可以独立地设置。
发送放大电路141是对低频带的高频发送信号进行功率放大的功率放大器，发送放大电路142是对高频带的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。
接收放大电路161是对低频带的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路162是对高频带的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
这样构成的高频前端电路1A作为在通带具有(iv)Band27(或者Band26)的发送频带的滤波器，具备实施方式2的应用例1所涉及的滤波器20A。也就是说，该滤波器按照控制信号由Band27的发送频带和Band26的发送频带来切换通带。
此外，高频前端电路1A作为在通带具有(vi-Rx)Band68以及Band28a(或者Band68以及Band28b)的接收频带的接收滤波器，具备实施方式2的应用例2所涉及的滤波器20B，作为在通带具有(vi-Tx)Band68以及Band28a(或者Band68以及Band28b)的发送频带的发送滤波器，具备实施方式2的应用例3所涉及的滤波器20C。也就是说，由该发送滤波器以及该接收滤波器构成的双工器按照控制信号由Band68以及Band28a的发送频带以及接收频带和Band68以及Band28b的发送频带以及接收频带来切换通带。
此外，高频前端电路1A作为在通带具有(viii)Band27(或者Band26)的接收频带的滤波器，具备实施方式2的应用例2所涉及的滤波器20B。也就是说，该滤波器按照控制信号由Band27的接收频带和Band26的接收频带来切换通带。
根据如以上那样构成的高频前端电路1A，通过具备上述实施方式2的应用例1～3所涉及的滤波器20A～20C(弹性波滤波器装置)，从而与按照每个频带设置滤波器的情况相比，能够削减滤波器的个数，因此能够小型化。
此外，根据本实施方式所涉及的高频前端电路1A，具备设置在滤波器组120(多个弹性波滤波器装置)的前级或者后级的发送侧开关131以及132和接收侧开关151～153(开关电路)。由此，能够将传递高频信号的信号路径的一部分共用化。因此，例如，能够将多个弹性波滤波器装置所对应的发送放大电路141以及142或者接收放大电路161以及162(放大电路)共用化。因此，能够实现高频前端电路1A的小型化以及低成本化。
另外，发送侧开关131以及132和接收侧开关151～153至少设置一个即可。此外，发送侧开关131以及132的个数和接收侧开关151～153的个数并不局限于上述说明过的个数，例如，也可以设置一个发送侧开关和一个接收侧开关。此外，发送侧开关以及接收侧开关的选择端子等的个数也并不局限于本实施方式，可以分别为两个。
此外，也可以对滤波器组所包含的多个滤波器之中的至少一个滤波器应用实施方式1及其变形例所涉及的滤波器的结构。
(其他实施方式)
以上，举例实施方式1～3以及变形例，对本发明的实施方式所涉及的弹性波滤波器装置以及高频前端电路进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式以及变形例。将上述实施方式以及变形例中的任意的结构要素组合而实现的其它的实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置有本发明所涉及的弹性波滤波器装置以及高频前端电路的各种设备也包含于本发明。
例如，具备上述的高频前端电路和RFIC3(RF信号处理电路)的通信装置4也包含于本发明。根据这样的通信装置4，能够谋求低损耗化和高选择度化。
此外，串联臂谐振器s1及并联臂谐振器p1以及p2中的IDT电极的占空比可以相同也可以不同。但是，从提高滤波器特性的观点出发，优选并联臂谐振器p2中的IDT电极131的占空比大于并联臂谐振器p1中的IDT电极121的占空比。
图17是示意性地表示这样构成的滤波器10B的电极构造的俯视图。
如该图所示，并联臂谐振器p32(第2并联臂谐振器)中的IDT电极相比于并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)中的IDT电极121，占空比大，所述占空比为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比。具体而言，将并联臂谐振器p1的IDT电极121的多个电极指的宽度设为Wp1，将彼此相邻的电极指间的空间宽度设为Sp1。将并联臂谐振器p32的IDT电极331的电极指的宽度设为Wp32，将彼此相邻的电极指间的空间宽度设为Sp32。此时，IDT电极331的占空比即Wp32/(Wp32+5p32)比IDT电极121的占空比即Wp1/(Wpl+Sp1)大。也就是说，在此，并联臂谐振器p32中的IDT电极331与并联臂谐振器p1中的IDT电极121相比，纵横比于且占空比大。
本申请发明人发现，利用不仅依赖于谐振器中的IDT电极的纵横比还依赖于谐振器中的IDT电极的占空比地该谐振器的谐振频率以及反谐振频率的Q改变这一性质，能够改善滤波器特性。即，关于谐振器单体的阻抗特性，IDT电极的纵横比越小占空比越大，则谐振频率的Q越高，相反地，IDT电极的纵横比越大占空比越小，则反谐振频率的Q越高。此外，关于滤波器特性，并联臂谐振器p32的谐振频率的Q越高，并联臂谐振器p1的反谐振频率的Q越高，则越能够改善通带内的低损耗化以及通带高频侧的锐度。因此，使并联臂谐振器p32中的IDT电极的占空比大于并联臂谐振器p1中的IDT电极的占空比，并且，使并联臂谐振器p32中的IDT电极的纵横比小于并联臂谐振器p1中的IDT电极的纵横比。由此，能够谋求通带内的进一步的低损耗化以及通带高频侧的锐度的进一步的改善。
此外，串联臂谐振器s1并不局限于使用了声表面波的弹性波谐振器，例如，也可以由使用了体波(bulk wave)或者声边界波的弹性波谐振器构成。也就是说，串联臂谐振器s1也可以不具有IDT电极。即使是具有这样的串联臂谐振器s1的弹性波滤波器装置，由于弹性波谐振器一般表示高Q的特性，因此也能够谋求低损耗化与高选择度化(与相邻于本频带的其他频带的相互干扰的抑制)的兼顾。
此外，串联臂谐振器s1中的IDT电极111相比于第2并联臂谐振器中的IDT电极(在上述说明中为并联臂谐振器p2中的IDT电极131或者并联臂谐振器p32中的IDT电极331)，纵横比也可以同等或者较大。进一步地，串联臂谐振器s1中的IDT电极111相比于并联臂谐振器p1(第1并联臂谐振器)中的IDT电极121，纵横比也可以同等或者较大。
此外，从低损耗化的观点出发，优选各谐振器具有反射器，但例如在存在安装布局等的制约的情况下，谐振器也可以不具有反射器。
此外，例如，在高频前端电路或者通信装置中，在各结构要素之间，也可以连接电感器、电容器。另外，该电感器中也可以包含基于将各结构要素间连结的布线的布线电感器。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频带***的小型的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携电话等的通信设备。
符号说明
1、1A 高频前端电路；
2 天线元件；
3 RFIC(RF信号处理电路)；
4 通信装置；
10、10A、10B、20A～20E 滤波器(弹性波滤波器装置)；
11m 输入输出端子(第1输入输出端子)；
11n 输入输出端子(第2输入输出端子)；
101、111、121、131、331 IDT电极；
101a、101b 梳齿电极；
101g 密接层；
101h 主电极层；
102 压电基板；
103 保护层；
110a、110b 电极指；
111a、111b 汇流条电极；
112、122、132 反射器；
120 双工器；
120 滤波器组；
120Rx 接收侧滤波器；
120Tx 发送侧滤波器；
131、132 发送侧开关；
140、141、142 发送放大电路；
151～153 接收侧开关；
160、161、162 接收放大电路；
C、C1、C2 电容器(阻抗元件)；
p1、p2 并联臂谐振器；
s1 串联臂谐振器(串联臂谐振电路)；
SW、SW1、SW2 开关(开关元件)。

Claims (15)

1.一种弹性波滤波器装置，具有：
串联臂谐振电路，被连接在将第1输入输出端子与第2输入输出端子连结的路径上；和
第1并联臂谐振器以及第2并联臂谐振器，被连接在所述路径上的同一节点与地线之间，
所述第2并联臂谐振器中的谐振频率比所述第1并联臂谐振器中的谐振频率高，
所述第2并联臂谐振器中的反谐振频率比所述第1并联臂谐振器中的反谐振频率高，
所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器由具有IDT电极的弹性波谐振器构成，
所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，纵横比小，其中，所述纵横比为多个电极指的交叉宽度相对于多个电极指的对数之比，
所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述对数多，从而所述纵横比小。
2.根据权利要求1所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述交叉宽度小，从而所述纵横比小。
3.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述串联臂谐振电路具有弹性波谐振器，所述弹性波谐振器具有IDT电极，
所述串联臂谐振电路中的所述IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述纵横比小。
4.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述串联臂谐振电路中的所述IDT电极与所述第2并联臂谐振器中的所述IDT电极相比，所述纵横比大。
5.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
还具有一对阻抗元件以及开关元件并联连接的阻抗电路，
所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器之中的至少一方与所述阻抗电路串联连接。
6.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第2并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接，
所述第1并联臂谐振器相对于所述第2并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接的电路而并联连接。
7.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接，
所述第2并联臂谐振器相对于所述第1并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接的电路而并联连接。
8.根据权利要求5所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第1并联臂谐振器与所述第2并联臂谐振器并联连接，
所述阻抗电路相对于所述第1并联臂谐振器与所述第2并联臂谐振器并联连接的电路而串联连接。
9.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
还具有一对阻抗元件以及开关元件并联的两个阻抗电路，
所述第1并联臂谐振器与两个所述阻抗电路之中的一个阻抗电路串联连接，
所述第2并联臂谐振器与两个所述阻抗电路之中的另一个阻抗电路串联连接，
所述第1并联臂谐振器与所述一个阻抗电路串联连接的电路和所述第2并联臂谐振器与所述另一个阻抗电路串联连接的电路并联连接。
10.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
还具有与所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器的一个并联臂谐振器并联连接的开关元件，
所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器的另一个并联臂谐振器相对于所述一个并联臂谐振器与所述开关元件并联连接的电路而串联连接。
11.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述第2并联臂谐振器中的IDT电极与所述第1并联臂谐振器中的IDT电极相比，占空比大，其中，所述占空比为多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比。
12.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述串联臂谐振电路是由一个弹性波谐振器构成的串联臂谐振器，与所述第1并联臂谐振器以及所述第2并联臂谐振器一起构成梯型的滤波器构造。
13.根据权利要求1或2所述的弹性波滤波器装置，其中，
所述串联臂谐振电路是由多个弹性波谐振器构成的纵耦合谐振器。
14.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～13中任意一项所述的弹性波滤波器装置；和
放大电路，与所述弹性波滤波器装置连接。
15.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和
权利要求14所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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