WO2017212843A1

WO2017212843A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: WO2017212843A1
Application number: PCT/JP2017/017467
Authority: WO
Inventors: 羽田　正二
Original assignee: Ntn株式会社
Priority date: 2016-06-10
Filing date: 2017-05-09
Publication date: 2017-12-14
Also published as: EP3471249A1; KR20190016479A; CN109196765B; KR102399320B1; JP2017221073A; US10778095B2; EP3471249A4; US20190149042A1; CN109196765A

Abstract

スイッチング素子のオン期間とオフ期間の双方において電力を出力することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。　第１入力端T1に一端が接続された一次コイルL1と、一次コイルに対し磁気結合されかつ第１入力端に他端が接続された二次コイルL2とを具備するトランスTRと、一次コイルを接続又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子Qと、二次コイルの一端と第１出力端T3の間に接続され、オン期間には第１入力端から二次コイルを通り第１出力端に至る経路の第１電流i1を導通させかつオフ期間には第１電流を遮断する第１整流デバイスD1と、一次コイルの他端と第１出力端の間に接続され、オン期間には第１入力端から一次コイルを通り第１出力端に至る経路の第２電流を遮断しかつオフ期間には第２電流を導通させる第２整流デバイスD2と、を有する。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ

　本発明は、スイッチング方式によるＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特にフォワード方式とフライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

　トランスの一次コイルに入力される直流電力をスイッチング素子によりオンオフすることにより、二次コイルから所望する直流電力を取り出すＤＣ／ＤＣコンバータが周知である。ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるフォワード方式及びフライバック方式もまた周知である。

　フォワード方式では、スイッチング素子のオン期間に一次コイルに励磁電流が流れ、相互誘導により巻数比に応じて二次コイルに負荷電流が流れ、対応して一次コイルにも負荷電流が流れる。二次コイルの負荷電流は、出力ダイオードと外付けチョークコイルを通して出力されると共に、外付けチョークコイルを励磁して磁気エネルギーを蓄積する。スイッチング素子のオフ期間には外付けチョークコイルに蓄積された磁気エネルギーを放出するように還流ダイオードを通して出力に負荷電流が流れる。

　フライバック方式では、スイッチング素子のオン期間に一次コイルに励磁電流が流れトランスに磁気エネルギーが蓄積される。二次コイルは出力ダイオードが逆バイアスとなるため電流は流れない。スイッチング素子のオフ期間には、二次コイルに出力ダイオードの順バイアスとなる逆起電力が生じ、コアに蓄積された磁気エネルギーを放出するように二次コイルに負荷電流が流れ、出力ダイオードを通して出力される。フライバック方式は、フォワード方式に比べて構成がシンプルである。

　スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、オン期間とオフ期間の双方において直流電力を出力する構成として特許文献１、２等が提示されている。特許文献１では、疎結合トランスを用い、オン期間に一次コイルと二次コイルの相互誘導によるフォワード電流を出力すると共に、一次コイルと二次コイルに蓄積された磁束（磁気エネルギー）の不均衡を生じさせ、オフ期間に一次コイルに短絡電流を流して一次コイルの磁束減少を抑制し二次コイルの磁束増加を持続させることにより、オフ期間にも二次コイルから相互誘導によるフォワード電流を出力することを可能としている。

　特許文献２では、疎結合トランスを用いてオン期間にはフォワード電流を出力し、オフ期間にはフライバック電流を出力することを可能としている。

特開２００７－９７２９７号公報特開２０１３－９０４９１号公報

　フォワード方式は、フライバック方式に比べて大きな電力を出力できるが、外付けチョークコイルと還流ダイオードが必要であるため、部品数が多くかつ大きなスペースを占める。

　フライバック方式は、スイッチング素子のオン期間に電力を出力することができない。またフライバック方式のトランスでは、コアを磁気飽和させずに磁気エネルギーを蓄積するためにコアにギャップが設けられている。ギャップのためにインダクタンスが小さくなるので大電流を取り出し難く、フォワード方式に比べて小さな電力用途に用いられる。

　また、特許文献１の方式は外付けチョークコイルが不要なフォワード方式の一種ではあるが、オフ期間の電流は残留的な相互誘導によるものであるので大きな電流は得られない。特許文献２の方式は部品数が多いという問題がある。

　以上の問題点に鑑み本発明の目的は、スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、簡易かつコンパクトな構成によりスイッチング素子のオン期間とオフ期間の双方において電力を出力することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。

　上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。

・　本発明の態様は、第１及び第２入力端（T1,T2）と第１及び第２出力端（T3,T4）の間で直流電力を変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータであって、該第２入力端（T2）と該第２出力端（T4）は共通端であり、
　（ａ）前記第１入力端（T1）に一端が接続された一次コイル（L1）と、該一次コイル（L1）に対し磁気結合されかつ該第１入力端（T1）に他端が接続された二次コイル（L2）とを具備するトランス（TR）と、
　（ｂ）前記一次コイル（L1）の他端と前記共通端（T2,T4）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子（Q）と、
　（ｃ）前記二次コイル（L2）の一端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導に起因する相互誘導により前記二次コイル（L2）の一端に生じる電位に対して順バイアスとなりかつオフ時に逆バイアスとなる第１整流デバイス（D1）と、
　（ｄ）前記一次コイル（L1）の他端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導により該一次コイル（L1）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に順バイアスとなる第２整流デバイス（D2）と、を有することを特徴とする。
・　上記態様において、前記一次コイル（L1）と前記二次コイル（L2）の磁気結合が疎結合であることが、好適である。
・　上記態様において、前記第１整流デバイス（D1）及び前記第２整流デバイス（D2）がそれぞれダイオードであることが、好適である。
・　上記態様において、前記一次コイル（L1）と前記二次コイル（L2）が前記トランス（TR）のコアに離隔して巻回されていることが、好適である。
・　上記態様において、前記トランスがギャップを有することが、好適である。
・　本発明の別の態様は、第１及び第２入力端（T1,T2）と第１及び第２出力端（T3,T4）の間で直流電力を変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　（ａ）前記第１入力端（T1）に一端が接続された一次コイル（L1）と、該一次コイル（L1）に対し磁気結合されかつ該第２出力端（T4）に他端が接続された第１の二次コイル（L21）と、該一次コイル（L1）に対し磁気結合されかつ該第２出力端（T4）に一端が接続された第２の二次コイル（L22）とを具備するトランス（TR）と、
　（ｂ）前記一次コイル（L1）の他端と前記第２入力端（T2）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子（Q）と、
　（ｃ）前記第１の二次コイル（L21）の一端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導に起因する相互誘導により該第１の二次コイル（L21）の一端に生じる電位に対して順バイアスとなりかつオフ時に逆バイアスとなる第１整流デバイス（D1）と、
　（ｄ）前記第２の二次コイル（L22）の他端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導に起因する相互誘導により該第２の二次コイル（L22）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に順バイアスとなる第２整流デバイス（D2）と、を有することを特徴とする。
・　上記態様において、前記一次コイル（L1）と前記第１の二次コイル（L21）の磁気結合が疎結合であり、かつ、前記一次コイル（L1）と前記第２の二次コイル（22）の磁気結合が密結合であることが、好適である。
・　上記態様において、前記第１整流デバイス（D1）及び前記第２整流デバイス（D2）がそれぞれダイオードであることが、好適である。
・　上記態様において、前記一次コイル（L1）と前記第１の二次コイル（L21）が前記トランス（TR）のコアに離隔して巻回されておりかつ前記一次コイル（L1）と前記第２の二次コイル（L22）が前記トランス（TR）のコアに重ね巻きされていることが、好適である。
・　上記態様において、前記トランス（TR）がギャップを有することが、好適である。

　本発明は、スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、一次コイルとの相互誘導によりオン期間には二次コイルからフォワード電流を出力し、オフ期間に一次コイル又は第２の二次コイルからフライバック電流を出力することができる。これにより、オン期間もオフ期間も出力することができるので、従来のフライバック方式よりも大きな電力を出力することができる。

　また、従来のフォワード方式においてオフ期間に電流を出力していた外付けチョークコイルが不要となる。

　一次コイルと二次コイルを疎結合とすることにより突入電流を回避し、スイッチング素子及び負荷の損傷を避けることができる。

図１は、本発明の第１の実施形態の基本構成例を示す回路図である。図２（ａ）（ｂ）は、図１に示した回路におけるオン期間及びオフ期間の電流の流れをトランスの構成例と共に模式的に示した図である。図３は、図１に示した回路における電流及び電圧の時間変化の例を模式的に示した図である。図４は、本発明の第２の実施形態の基本構成の一例を示す回路図である。図５（ａ）（ｂ）は、図４に示した回路図におけるオン期間及びオフ期間の電流の流れをトランスの構成例と共に模式的示した図である。

　以下、図面を参照しつつ、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について詳細に説明する。

　本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、一対の入力端と一対の出力端の間で直流電力を変換するものである。一対の入力端の間に直流電力が供給される。供給される直流電力は、別の任意の直流電源の出力でもよく、交流電源の整流後の出力でもよい。一対の出力端には負荷が接続される（図面では省略）。

　本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧型及び降圧型のいずれでも構成することが可能である。以下では、入力側と出力側が絶縁されていない非絶縁型の実施形態と、入力側と出力側が絶縁された絶縁型の実施形態を示す。また、以下の説明中、「フォワード方式」、「フライバック方式」は各方式おける周知の原理的回路の意味で用いている。

（１）第１の実施形態（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）
（１－１）非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成
　図１は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施形態の基本構成例を示す回路図である。
　本回路は、入力端Ｔ１と入力端Ｔ２の間に直流電力が供給される。すなわち直流電圧が印加される。また、出力端Ｔ３と出力端Ｔ４の間に直流電力が出力される。第１の実施形態は非絶縁型であり、入力端Ｔ２と出力端Ｔ４は接続され、共通端となっている。この共通端は通常は接地される。以下では、共通端を接地電位とし、入力端Ｔ１及び出力端Ｔ３を正電位の入出力端とした場合について説明するが、負電位の入出力端とすることもできる。

　本回路は、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を具備するトランスＴＲを有する。各コイルの巻き始め端子を黒丸で示している（黒丸はコイルの極性を示す）。本明細書でコイルについて「一端」と「他端」という場合は、「巻き始め端子」と「巻き終わり端子」をいう場合も、「巻き終わり端子」と「巻き始め端子」をいう場合も、いずれも含むものとする（他の実施形態でも同様）。また、本明細書の各コイルの説明において、「一端」を「第１端」と、「他端」を「第２端」と称してもよい。

　一次コイルＬ１と二次コイルＬ２は、疎結合とすることが好適である。「疎結合」とは、トランスに巻回された２つのコイルの磁気結合の結合係数が１ではなく、一次コイルＬ１から出た磁束の全てを二次コイルＬ２に通過させるのではなく一部の磁束を漏洩させるようにした構成をいう。従って、相互誘導による電圧比が巻数比のみによっては決定されないことになるが、これは設計上のことであり本発明の本質ではない。２つのコイルを疎結合とするためには、トランスのコアにギャップを設けたり、一次コイルと二次コイルを離隔して巻回したりする。

　一次コイルＬ１の一端（本例では巻き始め端子）及び二次コイルＬ２の他端（本例では巻き終わり端子）が入力端Ｔ１に接続されている。一次コイルＬ１と二次コイルＬ２は、入力端Ｔ１に対して極性が逆になるように接続される。従って、一次コイルＬ１の巻き終わり端子と二次コイルの巻き始め端子が入力端Ｔ１に接続されてもよい。

　二次コイルＬ２の一端（本例では巻き始め端子）と出力端Ｔ３の間にはダイオードＤ１が接続されている。ダイオードＤ１のアノードが二次コイルＬ２の一端に接続され、カソードが出力端Ｔ３に接続されている。

　一次コイルＬ１の他端（本例では巻き終わり端子）と出力端Ｔ３の間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ２のアノードが一次コイルＬ１の他端に接続され、カソードが出力端Ｔ３に接続されている。

　ダイオードＤ１、Ｄ２は、順バイアスの電圧が印加されると導通し、逆バイアスに対して遮断される。負荷に供給される電圧の低下を小さくするために順方向電圧降下の小さいショットキーバリアダイオードや高速スイッチング用ダイオードを用いることが好適である（他の実施形態でも同様）。ダイオードに替えてその他の整流素子、整流回路等の整流デバイスを用いてもよい（他の実施形態でも同様）。

　さらに、一次コイルＬ１の他端（本例では巻き終わり端子）にＮチャネルＦＥＴであるスイッチング素子Ｑのドレインが接続され、ソースが共通端Ｔ２、Ｔ４に接続されている。スイッチング素子Ｑの制御端であるゲートには、制御信号として所定の周波数及びデューティ比のパルス信号が入力される。本例では、制御信号が正電位のときスイッチング素子Ｑはオンとなり、一次コイルＬ１の他端と共通端Ｔ２、Ｔ４の間の電流路が導通する。制御信号が零のときスイッチング素子はオフとなり、一次コイルＬ１の他端と共通端Ｔ２、Ｔ４の間の電流路は遮断される。

　スイッチング素子Ｑとして、ＮチャネルＦＥＴに替えてＰチャネルＦＥＴを用いることもできる。また、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタを用いることもできる（他の実施形態でも同様）。

　出力端Ｔ３と出力端Ｔ４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。図示しないが、これらの出力端Ｔ３、Ｔ４の間には負荷が接続されている。

　図１には、本回路に流れる電流の経路と向きを概略的に示している。電流ｉｄ及び第１電流ｉ１はスイッチング素子Ｑのオン期間に流れる電流であり、電流ｉ２はスイッチング素子Ｑのオフ期間に流れる電流である。

（１－２）非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作
　図２（ａ）（ｂ）は、図１に示した回路図におけるオン期間及びオフ期間の電流の流れをトランスＴＲの構成例と共に模式的に示した図である。図３は、図１に示した回路の各箇所における電流及び電圧の時間変化の例を模式的に示した図である。図２及び図３を参照して図１の回路の動作を説明する。

　＜オン期間の動作＞
　図２（ａ）中に、オン期間の電流の経路を示している。スイッチング素子Ｑのゲートに入力されるパルス電圧である制御信号Ｖｇは、例えば図３（ａ）の通りである。本例では、制御信号Ｖｇがオンになるとスイッチング素子Ｑの電流路が導通し、直流電圧が一次コイルＬ１の一端に印加され、一次コイルＬ１の一端が正電位、他端が負電位となる。これにより、入力端Ｔ１→一次コイルＬ１→スイッチング素子Ｑ→入力端Ｔ２の経路で電流ｉｄが流れる。電流ｉｄのオン期間の変化は、図３（ｂ）の通りである。このとき、一次コイルＬ１の他端に接続されたダイオードＤ２は逆バイアスとなるので電流は流れない。

　一方、一次コイルＬ１に電流が流れるとトランスＴＲのコアを通って二次コイルＬ２を通る磁束が増加し、相互誘導による逆起電力が二次コイルＬ２に生じ、二次コイルＬ２の一端が正電位、他端が負電位となる。これによりダイオードＤ１が順バイアスとなって導通し、入力端Ｔ１→二次コイルＬ２→ダイオードＤ１→出力端Ｔ３→負荷→出力端Ｔ４（入力端Ｔ２）の経路で第１電流ｉ１が流れる。第１電流ｉ１のオン期間の変化は、図３（ｃ）の通りである。第１電流ｉ１は、フォワード方式におけるオン期間のフォワード電流に相当する。

　ここで、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２は疎結合としている。図示のトランスＴＲの例では、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２をＵＵ形コアの別々の脚に離隔して巻回し、かつコアに２箇所のギャップを設けていることで疎結合を実現している。ＵＵ形コアは、疎結合トランスに向いておりコイル間の絶縁が容易で小型化できるので好適であるが、コア形状はこれに限定されるものではない。

　一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を疎結合とすることにより、スイッチング素子Ｑをオンにした瞬間に突入電流が流れることが回避され、スイッチング素子Ｑの損傷を防止できる。また、オンした瞬間に二次コイルＬ２に激しいピーク電流が流れることが避けられ、突入電流による負荷の損傷を防止できる。

　なお、一次コイルＬ１に流れる電流ｉｄは、二次コイルＬ２との相互誘導による負荷電流と、トランスＴＲに磁気エネルギーを蓄積する励磁電流を含むものである。オン期間には、励磁電流によりトランスＴＲの磁束が増加し磁気エネルギーが蓄積される。

　＜オフ期間の動作＞
　図２（ｂ）は、オフ期間の電流の経路を示している。制御信号Ｖｇがオフになると、スイッチング素子Ｑの電流路が遮断され、一次コイルＬ１を流れる電流ｉｄは消失する。これにより、一次コイルＬ１及び二次コイルＬ２にそれぞれ逆起電力が生じる。二次コイルＬ２に生じた逆起電力によりダイオードＤ１は逆バイアスとなるので第１電流ｉ１は零となる。一方、一次コイルＬ１に生じた逆起電力によりダイオードＤ２が順バイアスとなって導通し、入力端Ｔ１→一次コイルＬ１→ダイオードＤ２→出力端Ｔ３→負荷→出力端Ｔ４（入力端Ｔ２）の経路で第２電流ｉ２が流れる。第２電流ｉ２のオフ期間の変化は、図３（ｄ）の通りである。第２電流ｉ２は、フライバック方式におけるオフ期間のフライバック電流に相当する。

　オン期間にトランスＴＲに蓄積された磁気エネルギーは、ダイオードＤ２を通して第２電流ｉ２が流れることにより放出される（オン期間の最初の状態に戻る）。

　また、ダイオードＤ２を通して第２電流ｉ２が流れることにより、スイッチング素子Ｑをオフにした瞬間に一次コイルＬ１に生じるサージ電圧によりスイッチング素子Ｑが破壊されることが回避される。これはスナバ回路と同じ効果である。よってＤＣ／ＤＣコンバータにおいて通常設けられるスナバ回路を省略できる。

　第１の実施形態における一次コイルＬ１と二次コイルＬ２は、フォワード方式の一次コイルと二次コイルにそれぞれ相当する。同時に、第１の実施形態における一次コイルＬ１は、フライバック方式における一次コイルと二次コイルを１つのコイルで兼用させていると言える。

　＜出力端における電流及び電圧＞
　ダイオードＤ１、Ｄ２から出力端Ｔ３に出力される電流ｉ１とｉ２を合わせると、図３（ｅ）のようになる。図３では電流を臨界モードで示しているが、連続モード又は不連続モードの場合も本発明の範囲に含まれるものとする。

　図３（ｆ）に示すように、出力端Ｔ３、Ｔ４に出力される実際の電圧Ｖｏ及び電流Ｉｏの波形は平滑コンデンサの働きにより平滑化されて出力される（リップルは省略）。

　基本的に、出力電圧は一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻数比及び結合係数により決定され、出力電流はスイッチング素子Ｑの制御信号のデューティ比より決定される。稼働時には、出力電圧の負帰還によって制御信号のデューティ比を制御することにより出力電圧を制御することができる。

（２）第２の実施形態（絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）
（２－１）絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成
　図４は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施形態の基本構成例を示す回路図である。第２の実施形態は絶縁型であり、入力端Ｔ１と入力端Ｔ２の間に直流電力を供給される入力側と、出力端Ｔ３と出力端Ｔ４の間に直流電力を出力する出力側が、トランスＴＲにより絶縁されている。以下では、入力端Ｔ１及び出力端Ｔ３を正電位の入出力端とし、入力端Ｔ２及び出力端Ｔ４を接地電位とした場合について説明するが、負電位の入出力端とすることもできる。

　本回路は、一次コイルＬ１と、第１の二次コイルＬ２１と、第２の二次コイルＬ２２とを具備するトランスＴＲを有する。

　一次コイルＬ１と第１の二次コイルＬ２１は疎結合とすることが好適である。疎結合については、上述した第１の実施形態の一次コイルと二次コイルと同様の意味である。

　また、一次コイルＬ１と第２の二次コイルＬ２２は密結合をすることが好適である。「密結合」では、トランスに巻回された２つのコイルの磁気結合の結合係数が１である。２つのコイルを密結合とするためには、漏れ磁束を生じないように重ね巻きをしたりする。

　一次コイルＬ１の一端（本例では巻き始め端子）が入力端Ｔ１に接続されている。一次コイルＬ１の他端（本例では巻き終わり端子）にＮチャネルＦＥＴであるスイッチング素子Ｑのドレインが接続され、ソースが入力端Ｔ２に接続されている。スイッチング素子Ｑの制御端であるゲートには、制御信号として所定の周波数及びデューティ比のパルス電圧が入力される。この場合、制御信号が正電位のときスイッチング素子Ｑはオンとなり、一次コイルＬ１の他端と入力端Ｔ２の間の電流路が導通する。制御信号が零のときスイッチング素子はオフとなり、一次コイルＬ１の他端と入力端Ｔ２の間の電流路は遮断される。

　第１の二次コイルＬ２１の一端（本例では巻き始め端子）と出力端Ｔ３の間にはダイオードＤ１が接続されている。ダイオードＤ１のアノードが第１の二次コイルＬ２１の一端に、カソードが出力端Ｔ３に接続されている。第１の二次コイルＬ２１の他端は、出力端Ｔ４に接続されている。

　第２の二次コイルＬ２２の他端（本例では巻き終わり端子）と出力端Ｔ３の間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ２のアノードが第２の二次コイルＬ２２の他端に、カソードが出力端Ｔ３に接続されている。第２の二次コイルＬ２２の一端は、出力端Ｔ４に接続されている。

　ダイオードＤ１、Ｄ２は、順バイアスの電圧が印加されると導通し、逆バイアスに対して遮断される。出力端Ｔ３と出力端Ｔ４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。図示しないが、これらの出力端Ｔ３、Ｔ４の間には負荷が接続されている。

　図４には、本回路に流れる電流の経路と向きを概略的に示している。電流ｉｄ及び第１電流ｉ１はスイッチング素子Ｑのオン期間に流れる電流であり、電流ｉ２はスイッチング素子Ｑのオフ期間に流れる電流である。

（２－２）絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作
　図５（ａ）（ｂ）は、図４に示した回路図におけるオン期間及びオフ期間の電流の流れをトランスの構成例と共に模式的に示した図である。図３の波形図は第２の実施形態でも共通するので、図５及び図３を参照して図４の回路の動作を説明する。

　＜オン期間の動作＞
　図５（ａ）は、オン期間の電流の経路を示している。スイッチング素子Ｑのゲートに入力されるパルス電圧である制御信号Ｖｇは、例えば図３（ａ）の通りである。制御信号Ｖｇがオンになると、スイッチング素子Ｑの電流路が導通し、直流電圧が一次コイルＬ１の一端に印加され、一次コイルＬ１の一端が正電位、他端が負電位となる。これにより、入力端Ｔ１→一次コイルＬ１→スイッチング素子Ｑ→入力端Ｔ２の経路で電流ｉｄが流れる。電流ｉｄのオン期間の変化は、図３（ｂ）の通りである。

　一次コイルＬ１に電流が流れるとトランスＴＲのコアを通って第１の二次コイルＬ２１を通る磁束が増加し、相互誘導による起電力が第１の二次コイルＬ２１に生じ、第１の二次コイルＬ２１の一端が正電位、他端が負電位となる。これによりダイオードＤ１が順バイアスとなって導通し、第１の二次コイルＬ２１→ダイオードＤ１→出力端Ｔ３→負荷→出力端Ｔ４→第１の二次コイルＬ２１の経路で第１電流ｉ１が流れる。第１電流ｉ１のオン期間の変化は、図３（ｃ）の通りである。第１電流ｉ１は、フォワード方式におけるオン期間のフォワード電流に相当する。

　一方、一次コイルＬ１に重ね巻きされた第２の二次コイルＬ２２は、一端が正電位、他端が負電位となり、他端に接続されたダイオードＤ２は逆バイアスとなるので電流は流れない。

　ここで、一次コイルＬ１と第１の二次コイルＬ２１は、第１の実施形態における一次コイルと二次コイルと同様の構成で疎結合としているので、上述したことと同じ効果が得られる。

　なお、一次コイルＬ１に流れる電流ｉｄは、第１の二次コイルＬ２１との相互誘導による負荷電流とトランスＴＲに磁気エネルギーを蓄積する励磁電流を含むものである。オン期間には、励磁電流によりトランスＴＲの磁束が増加し磁気エネルギーが蓄積される。

　＜オフ期間の動作＞
　図５（ｂ）は、オフ期間の電流の経路を示している。制御信号Ｖｇがオフになると、スイッチング素子Ｑの電流路が遮断され、一次コイルＬ１を流れる電流ｉｄは消失する。これにより、一次コイルＬ１、第１の二次コイルＬ２１及び第２の二次コイルＬ２２のそれぞれに逆起電力が生じる。一次コイルＬ１は電流路が遮断され、電流は零となる。

　第１の二次コイルＬ２１は、逆起電力によりダイオードＤ１は逆バイアスとなるので第１電流ｉ１は零となる。一方、第２の二次コイルＬ２２に生じた逆起電力によりダイオードＤ２が順バイアスとなって導通し、第２の二次コイルＬ２２→ダイオードＤ２→出力端Ｔ３→負荷→出力端Ｔ４→第２の二次コイルＬ２２の経路で第２電流ｉ２が流れる。第２電流ｉ２のオフ期間の変化は、図３（ｄ）の通りである。第２電流ｉ２は、フライバック方式におけるオフ期間のフライバック電流に相当する。

　オン期間にトランスＴＲに蓄積された磁気エネルギーは、ダイオードＤ２を通して第２電流ｉ２が流れることにより放出される。

　また、ダイオードＤ２を通して第２電流ｉ２が流れることにより、スイッチング素子Ｑをオフにした瞬間に一次コイルＬ１に生じるサージ電圧によりスイッチング素子Ｑが破壊されることが回避される。これはスナバ回路と同じ効果である。よってフライバック方式において通常設けられるスナバ回路を省略できる。

　第２の実施形態における一次コイルＬ１と第１の二次コイルＬ２１は、フォワード方式の一次コイルと二次コイルにそれぞれ相当する。同時に、第２の実施形態における一次コイルＬ１と第２の二次コイルＬ２２は、フライバック方式における一次コイルと二次コイルにそれぞれ相当する。この場合、フォワード方式とフライバック方式の一次コイルを兼用していることになる。

　出力端における電流と電圧の波形及び、出力電圧及び出力電流の設定及び制御方法は、第１の実施形態と同様である。

　ＴＲ　トランス
　Ｌ１　一次コイル
　Ｌ２、Ｌ２１、Ｌ２２　二次コイル
　Ｔ１、Ｔ２　入力端
　Ｔ３、Ｔ４　出力端
　Ｑ　スイッチング素子
　Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
　Ｃ　平滑コンデンサ

Claims

　第１及び第２入力端（T1,T2）と第１及び第２出力端（T3,T4）の間で直流電力を変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、該第２入力端（T2）と該第２出力端（T4）は共通端であり、
　（ａ）前記第１入力端（T1）に一端が接続された一次コイル（L1）と、該一次コイル（L1）に対し磁気結合されかつ該第１入力端（T1）に他端が接続された二次コイル（L2）とを具備するトランス（TR）と、
　（ｂ）前記一次コイル（L1）の他端と前記共通端（T2,T4）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子（Q）と、
　（ｃ）前記二次コイル（L2）の一端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導に起因する相互誘導により前記二次コイル（L2）の一端に生じる電位に対して順バイアスとなりかつオフ時に逆バイアスとなる第１整流デバイス（D1）と、
　（ｄ）前記一次コイル（L1）の他端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導により該一次コイル（L1）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に順バイアスとなる第２整流デバイス（D2）と、を有することを特徴とする
　ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記一次コイル（L1）と前記二次コイル（L2）の磁気結合が疎結合であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第１整流デバイス（D1）及び前記第２整流デバイス（D2）がそれぞれダイオードであることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記一次コイル（L1）と前記二次コイル（L2）が前記トランス（TR）のコアに離隔して巻回されていることを特徴とする請求項１～３のいずれか記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記トランス（TR）がギャップを有することを特徴とする請求項１～４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　第１及び第２入力端（T1,T2）と第１及び第２出力端（T3,T4）の間で直流電力を変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　（ａ）前記第１入力端（T1）に一端が接続された一次コイル（L1）と、該一次コイル（L1）に対し磁気結合されかつ該第２出力端（T4）に他端が接続された第１の二次コイル（L21）と、該一次コイル（L1）に対し磁気結合されかつ該第２出力端（T4）に一端が接続された第２の二次コイル（L22）とを具備するトランス（TR）と、
　（ｂ）前記一次コイル（L1）の他端と前記第２入力端（T2）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子（Q）と、
　（ｃ）前記第１の二次コイル（L21）の一端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導に起因する相互誘導により該第１の二次コイル（L21）の一端に生じる電位に対して順バイアスとなりかつオフ時に逆バイアスとなる第１整流デバイス（D1）と、
　（ｄ）前記第２の二次コイル（L22）の他端と前記第１出力端（T3）の間に接続され、前記スイッチング素子（Q）のオン時に前記一次コイル（L1）の自己誘導に起因する相互誘導により該第２の二次コイル（L22）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に順バイアスとなる第２整流デバイス（D2）と、を有することを特徴とする
　ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記一次コイル（L1）と前記第１の二次コイル（L21）の磁気結合が疎結合であり、かつ、前記一次コイル（L1）と前記第２の二次コイル（22）の磁気結合が密結合であることを特徴とする請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第１整流デバイス（D1）及び前記第２整流デバイス（D2）がそれぞれダイオードであることを特徴とする請求項６又は７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記一次コイル（L1）と前記第１の二次コイル（L21）が前記トランス（TR）のコアに離隔して巻回されておりかつ前記一次コイル（L1）と前記第２の二次コイル（L22）が前記トランス（TR）のコアに重ね巻きされていることを特徴とする請求項６～８のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記トランス（TR）がギャップを有することを特徴とする請求項６～９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。