WO2016051741A1 - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置およびモータ制御方法 Download PDF

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clock
motor
stop
stop signal
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隆宏 増田
太郎 岸部
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and a motor control method for freely controlling the rotation of a motor by applying a drive voltage generated by PWM control to the winding of the motor and controlling the flowing current, and in particular, to the winding.
  • the present invention relates to a motor control device having a function of detecting a current value generated by applying a drive voltage, and a motor control method of the device.
  • a servo motor used in FA the position, speed, and torque of a motor are controlled so as to follow a drive command (position command) from a host device (host controller).
  • Digital control using a microprocessor is widely used as the control arithmetic unit.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a motor current a current value of a current flowing in a motor winding.
  • the current value of the motor current is detected at regular intervals, and control is performed using PID control (proportional + integral + differential control) or the like so as to coincide with the current command value. Since the torque output by the synchronous motor (Surface Permanent Magnet Synchronous Motor) used in servo motors is proportional to the motor current, the current value of the motor current is compared with the current command value while using PWM control. By controlling to match, the torque output from the motor can be freely controlled.
  • PID control proportional + integral + differential control
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a motor control device 90 including an inverter as a conventional example.
  • This conventional motor control device 90 is provided with a current detection resistor 91 between the power converter 98 that is an inverter and the winding of the motor 30 in order to detect the current value of the motor current.
  • the voltage generated between the two terminals of the current detection resistor 91 when the motor current flows is digitally converted by an AD (Analog-Digital) converter 95, and the digital data Di is supplied to the digital controller 97.
  • AD Analog-Digital
  • the motor current is generally detected by such a configuration.
  • a ⁇ (delta sigma) AD converter 92 is used in the AD conversion unit 95 as shown in FIG. Reference 1).
  • Such an AD conversion unit 95 includes, for example, a photocoupler, a digital filter, and the like in addition to the ⁇ AD converter 92.
  • this ⁇ AD converter has a problem that it is easily affected by leakage current based on PWM control.
  • the leakage current is generated at the moment of switching.
  • the leakage current flows to a grounded location through a housing or wiring.
  • the ⁇ AD converter converts the voltage into a 1-bit digital signal. For this reason, the current detection value after the AD conversion thinning filter includes an unnecessary current component that does not originally flow to the motor.
  • the motor control device of the present invention is a motor control device that has a motor current detection unit that detects a current flowing through a winding for a motor including a stator wound with a three-phase winding, and controls the operation of the motor. is there.
  • the motor control device includes a digital control unit that outputs a PWM switching signal based on an operation command from a host device, position information from an encoder, and a motor current detection value that is a current value flowing through a winding, and a switching element according to the PWM switching signal.
  • a power converter that applies a drive voltage to the winding by turning on / off, a motor current detector that converts the current flowing through the winding by the drive voltage into an analog voltage, and converts the analog voltage into a 1-bit digital signal
  • a ⁇ type AD converter that converts a 1-bit digital signal into a multi-bit digital signal and outputs it as a motor current detection value
  • a ⁇ type AD converter and an AD conversion decimation filter A clock generator for generating a clock, and a clock of the clock generator Generating a clock stop signal for stopping only between and a stop signal generation unit.
  • the stop signal generation unit generates a clock stop signal having a predetermined pulse width based on the signal change timing of the PWM switching signal.
  • the clock generation unit uses the clock stop signal to generate a period of a predetermined pulse width. Only the operation clock is stopped.
  • the motor control method of the present invention includes a digital control unit that outputs a PWM switching signal based on an operation command from a host device, position information from an encoder, and a motor current detection value that is a current value flowing through a winding, and PWM switching.
  • a power converter that applies a drive voltage to the winding by turning on and off the switching element according to the signal, a motor current detector that converts the current flowing through the winding by the drive voltage into an analog voltage, and the analog voltage of 1 bit
  • a delta-sigma type AD converter that converts to a digital signal
  • an AD conversion decimation filter that converts a 1-bit digital signal into a multi-bit digital signal and outputs it as a motor current detection value
  • a clock generator that generates a clock for operation, and a clock of the clock generator
  • a motor of a motor control device that controls the operation of the motor with respect to a motor including a stator having a stator around which a three-phase winding is wound, and a stop signal generating unit that generates a clock stop signal for stopping the clock for a predetermined period It is a control method.
  • the motor control method generates a clock stop signal having a predetermined pulse width based on the
  • the present motor control device and motor control method it is possible to reduce deterioration in detection accuracy due to leakage current due to PWM switching, so that unnecessary torque generated in the motor is reduced and fine vibration can be suppressed.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control system including a motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an operation waveform diagram for explaining the operation of the AD converter used for detecting the motor current in the motor control device.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of an AD conversion unit in the motor control device.
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram in another configuration example for generating the clock stop signal Stp in the motor control device.
  • FIG. 5 is an operation waveform diagram in still another configuration example for generating the clock stop signal Stp in the motor control device.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a motor control system including the motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing another configuration of the motor control system including the motor control device.
  • FIG. 8 is a block diagram of a conventional motor control device.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control system including a motor control device according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 2 is an operation waveform diagram for explaining the operation of an AD conversion unit used for detecting a motor current. It is.
  • the motor control system 100 is configured such that the motor control device 10 controls the operation of the motor 30 according to the command control of the host device 35.
  • the host device 35 is configured by using, for example, a personal computer and controls the motor control device 10 by a command or the like.
  • the host device 35 and the motor control device 10 are connected so as to be communicable via a control bus line or the like.
  • a command from the host device 35 is transmitted to the motor control device 10, and a command from the motor control device 10 is also transmitted.
  • Information is transmitted to the host device 35.
  • the motor 30 which is a three-phase brushless motor, includes a stator in which windings of phases U, V, and W are wound around a stator core, and a rotor having permanent magnets.
  • the drive voltage Vd generated by the motor control device 10 is applied as the drive voltage VdU for the U-phase winding, as the drive voltage VdV for the V-phase winding, and as the drive voltage VdW for the W-phase winding.
  • the rotor rotates.
  • An encoder 31 is disposed in the vicinity of the rotor in order to detect the rotational position of the rotor. The encoder 31 outputs the detected position information of the rotor as position information Sen to the motor control device 10.
  • the motor control device 10 detects the motor current in addition to the digital control unit 17 for controlling the rotation operation of the motor 30 and the power conversion unit 18 for energizing and driving the windings of the motor 30.
  • a motor current detection unit 11, an AD conversion unit 15, and a stop signal generation unit 19 are provided.
  • the digital control unit 17 is composed of a DSP (Digital Signal Processor), microcomputer software, ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or FPGA (Field Programmable Gate Array) logic circuit. That is, the digital control unit (hereinafter simply referred to as a control unit as appropriate) 17 is configured to execute each process according to software indicating a processing procedure such as a program.
  • the control unit 17 mainly processes a digital signal composed of a data string in which data of a predetermined number of bits are arranged as a signal to be processed.
  • the control unit 17 receives information on operation commands for commanding position, speed, torque, and the like from the host device 35. In addition, the control unit 17 transmits information of the motor control device 10 and the like to the host device 35. The control unit 17 controls the rotation operation of the motor 30 together with the communication function for transmitting such information, and performs operation control such as speed and position so that the motor 30 performs a predetermined movement.
  • control unit 17 executes the following control processing based on feedback control.
  • the control unit 17 generates a speed command by performing position control calculation based on the operation command for commanding the position from the host device 35 and the position information Sen of the encoder 31.
  • the control unit 17 calculates a motor speed value corresponding to the actual speed of the motor 30 by differentiation of the position information Sen, and calculates a current command by speed control calculation from the motor speed value and the speed command.
  • the control unit 17 calculates a current from the U-phase motor current detection value DiU and the W-phase motor current detection value DiW obtained via the motor current detection unit 11 and the AD conversion unit 15 and the calculated current command.
  • the voltage command for each phase is calculated by control calculation.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a PWM switching signal (hereinafter, referred to as a PWM signal) Pw for switching driving the power conversion unit 18 is used as a U-phase PWM signal PwU.
  • V phase PWM signal PwV and W phase PWM signal PwW are output.
  • the control unit 17 generates the PWM signal Pw that is PWMed as follows. First, in order to perform PWM, the control unit 17 generates a triangular PWM waveform having a triangular waveform using an up / down counter. Then, the control unit 17 generates the PWM signal Pw by comparing the PWM triangular wave and the voltage command calculated by the current control calculation.
  • the PWM signal Pw falls from the high level to the low level when the level of the PWM triangular wave becomes equal to or higher than the level of the voltage command in the period in which the level of the PWM triangular wave increases sequentially.
  • the PWM signal Pw rises from the low level to the high level when the level of the PWM triangular wave becomes equal to or lower than the level of the voltage command during the period in which the level of the PWM triangular wave gradually decreases.
  • the control unit 17 repeats such an operation to generate a PWM signal Pw composed of a pulse width or a duty ratio pulse train corresponding to the voltage command level for each phase.
  • the PWM signal Pw generated in this way is supplied to the power converter 18.
  • the power converter 18 receives the PWM signal Pw from the digital controller 17 to generate a drive voltage Vd, and uses the motor line as the U-phase drive voltage VdU, the V-phase drive voltage VdV, and the W-phase drive voltage VdW. These voltages are applied to the respective windings of the motor 30.
  • the power conversion unit 18 is a so-called inverter and includes a power element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a diode. That is, the power conversion unit 18 uses a switching element such as an IGBT to generate a drive voltage Vd by switching, that is, turning on / off the voltage supplied from the power source according to the PWM signal Pw. Recently, an integrated power module using an IPM (Intelligent Power Module) incorporating a pre-drive circuit for driving a power element is often used.
  • IPM Intelligent Power Module
  • the motor current detection unit 11 detects the amount of motor current flowing through the winding and outputs it as a current detection signal Si. Specifically, the motor currents flowing through the U-phase motor line and the W-phase motor line are converted into voltages, respectively, and output as a U-phase current detection signal SiU and a W-phase current detection signal SiW.
  • a shunt resistor is generally used when the motor current is small, and a CT (Current Transfer) is generally used when the motor current is large.
  • the current detection signal Si output from the motor current detection unit 11 is supplied to the AD conversion unit 15.
  • the AD converter 15 includes a first AD converter 15U to which a U-phase current detection signal SiU is supplied and a second AD converter to which a W-phase current detection signal SiW is supplied. Part 15W.
  • Each of the AD converters 15 includes a ⁇ AD converter 12, an AD conversion decimation filter 14, and a clock generator 13, and converts the supplied analog signal into a digital signal and outputs the digital signal.
  • a ⁇ AD converter hereinafter simply referred to as an AD converter 12 which is a ⁇ analog-digital converter as described above is used.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of such an AD conversion unit 15 and a stop signal generation unit 19 described in detail below.
  • the clock generation unit 13 includes a clock generator 130 and an AND gate 131.
  • the clock generator 130 generates an original clock Cka that determines the conversion cycle of the AD converter 12.
  • the logical product 131 calculates the logical product of the original clock Cka and the clock stop signal Stp and outputs it as an AD conversion clock Ckc. Details of the clock stop signal Stp will be described below.
  • the frequency of the original clock Cka may be determined by the AD conversion resolution required for the current control of the digital control unit 17 and the allowable delay due to the thinning out of the filter, and usually a frequency of several tens of MHz is used.
  • the AD converter 12 includes, for example, a comparator that compares with a threshold value, and compares the supplied current detection signal Si with the threshold value.
  • the AD converter 12 converts the comparison result to a binary value to convert it into a 1-bit digital signal.
  • the AD converter 12 outputs the converted 1-bit digital signal as an AD conversion signal dSi for each AD conversion clock Ckc. That is, the AD conversion signal dSi output from the AD converter 12 is a signal composed of pulses.
  • the high and low levels of the signal correspond to the values 1 and 0 of the 1-bit digital signal.
  • the ⁇ AD converter 12 converts the input analog voltage into a 1-bit digital signal.
  • the AD conversion decimation filter (hereinafter referred to as a decimation filter as appropriate) 14 forms a digital filter having a sinc function in frequency characteristics called a sinc filter, and includes an adder 140 including an adder and a subtractor. And a subtracting unit 141.
  • the adder 140 generates the multi-bit addition data Dsi by integrating the AD conversion signal dSi, which is a 1-bit digital signal output from the AD converter 12, with an adder for each AD conversion clock Ckc. .
  • the number of bits of the addition data Dsi corresponds to the AD conversion resolution of the AD converter 15.
  • the AD conversion clock divider 142 generates a thinned clock Ckn obtained by dividing the AD conversion clock Ckc by 1 / N (N is 2 to the power of n, where n is an integer). That is, the frequency is divided from a high clock rate of the AD conversion clock Ckk called a so-called oversampling clock to a thinned-out clock Ckn at a desired low clock rate.
  • the subtraction unit 141 operates for each thinning clock Ckn, and obtains a frequency characteristic that becomes a sinc function by calculating a difference between the previous value and the current value of the addition data Dsi.
  • a low-pass characteristic filter is realized by the thinning filter 14 composed of the adder 140 and the subtractor 141, and the motor after the filter that cuts the high-frequency noise and converts it into the number of bits of a desired resolution.
  • a current detection value Di is generated.
  • the motor current detection value DiU generated by the first AD converter 15U and the motor current detection value DiW generated by the second AD converter 15W in this way are sent to the digital controller 17. Supplied.
  • the digital control unit 17 performs a current control calculation using the supplied motor current detection values DiU and DiW, and calculates a voltage command for generating each drive voltage Vd.
  • the motor control device 10 generates the drive voltage Vd in which the drive waveform for driving the winding is formed in a pseudo manner by the PWM pulse by switching the switching element connected to the power source. .
  • a leakage current is generated at the moment of switching, and this leakage current affects the AD converter 15 as noise or the like, and as a result, the accuracy of the motor current detection values DiU and DiW may deteriorate. Therefore, in this embodiment, in order to suppress the influence of the leakage current, a stop signal generation unit 19 is further provided as shown in FIG. In the present embodiment, the stop signal generator 19 stops the operation of the AD converter 15 for a predetermined period, thereby suppressing the influence of leakage current.
  • the stop signal generator 19 is supplied with PWM signals Pw (PwU, PwV, PwW) for each phase.
  • the stop signal generation unit 19 generates a clock stop signal Stp having a predetermined timing and a predetermined pulse width by using an edge where the level of the supplied PWM signal Pw changes.
  • This clock stop signal Stp is supplied to each AD converter 15 and further supplied to one input of the AND gate 131 of the clock generator 13.
  • FIGS. 1 to 3 an example is shown in which the clock is stopped when the clock stop signal Stp is at a low level.
  • the stop signal generator 19 is supplied with a U-phase PWM signal PwU, a V-phase PWM signal PwV, and a W-phase PWM signal PwW.
  • the stop signal generation unit 19 determines, for example, a timer, a one-shot circuit, or the like from the switching timings of the U-phase PWM signal PwU, the V-phase PWM signal PwV, and the W-phase PWM signal PwW. Are used to generate U-phase, V-phase, and W-phase stop determination signals Sd that are low for a predetermined period.
  • the U-phase PWM signal PwU is input to the timer 191U and the stop determination signal SdU is output, and the V-phase PWM signal PwV is input to the timer 191V and stopped.
  • the determination signal SdV is output
  • the W-phase PWM signal PwW is input to the timer 191W
  • the stop determination signal SdW is output.
  • the stop determination signal Sd whose signal is at a low level only for the period of time Tsj is output as a predetermined period from the falling and rising timings of the PWM signal Pw. ing.
  • the logic determination circuit 192 generates and outputs the clock stop signal Stp by determining the logical values of the stop determination signal SdU, the stop determination signal SdV, and the stop determination signal SdW. More specifically, in FIG. 2, the logic determination circuit 192 generates and outputs the clock stop signal Stp as shown in FIG. 2 by taking the logical sum of these stop determination signals SdU, SdV and SdW. Is shown.
  • the time Tsj may be set longer than the duration of leakage current due to switching (generally several ⁇ s).
  • the clock generation unit 13 of the AD conversion unit 15 whether or not the original clock Cka is output is controlled by the clock stop signal Stp from the stop signal generation unit 19 and is output as an AD conversion clock Ckc including a clock stop period.
  • the clock stop signal Stp is at a low level
  • the AD conversion clock Ckk and the thinning clock Ckn are stopped, and the operations of the AD converter 12 and the thinning filter 14 are also stopped.
  • the clock stop signal Stp may be generated as follows. .
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram in another configuration example for generating the clock stop signal Stp, and may be configured to have the waveform of the clock stop signal Stp shown in FIG. That is, the clock stop signal Stp as shown in FIG. 4 is determined when the logic determination circuit 192 determines that the stop determination signal Sd of at least two phases is at a low level, and in this case, the clock stop signal Stp is at a low level. It is comprised so that it may become.
  • the operation of the AD conversion unit 15 can be stopped in a predetermined period immediately after PWM switching, and deterioration in detection accuracy of the current detection signal Si due to leakage current generated in that period can be reduced.
  • the clock stop time can be extended, and the amount of reduction in detection accuracy degradation can be increased.
  • FIG. 5 is an operation waveform diagram in still another configuration example for generating the clock stop signal Stp, and may be configured to have the waveform of the clock stop signal Stp shown in FIG. That is, the clock stop signal Stp as shown in FIG. 5 is configured such that the logic determination circuit 192 generates the clock stop signal Stp by taking the logical product of the U-phase, V-phase, and W-phase stop determination signals Sd. is doing.
  • the operation of the AD conversion unit 15 can be stopped in a predetermined period immediately after PWM switching, and deterioration in detection accuracy of the current detection signal Si due to leakage current generated in that period can be reduced. . Furthermore, according to this configuration, it is possible to reduce deterioration in detection accuracy due to leakage current even when the switching of each phase varies during motor rotation.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a motor control system including the motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • a difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is a configuration for generating the clock stop signal Stp of the stop signal generation unit 59, which will be described below.
  • the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the digital control unit 17 in addition to the U-phase PWM signal PwU, the V-phase PWM signal PwV, and the W-phase PWM signal PwW, the digital control unit 17 to the stop signal generation unit 59 Thus, a motor speed value Spd indicating the currently controlled speed is supplied.
  • the stop signal generation unit 59 monitors the motor speed value Spd from the digital control unit 17, and if the motor speed value Spd is equal to or higher than a predetermined speed (speed threshold), the clock stop signal Stp is set to a high level and is less than the speed threshold. In this case, the clock stop signal Stp based on the stop determination signal described in the first embodiment is output. As described above, in the configuration of FIG. 6 of the present embodiment, the stop signal generation unit 59 determines that the low drive state is easily affected by the leakage current only when the speed of the motor 30 is determined to be less than the speed threshold. Then, the control of the clock stop only for a predetermined period by the clock stop signal Stp is executed.
  • the speed threshold may be a speed at which the influence of the leakage current due to the PWM switching signal on the motor current is reduced, and is several hundreds r / min.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing another configuration of the motor control system including the motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows another configuration example for controlling the operation stop of the AD conversion unit 15 according to the driving state.
  • the motor control device 10 illustrated in FIG. 7 includes a stop signal generation unit 69.
  • the digital control unit 17 to the stop signal generation unit 69 send the U-phase PWM signal PwU, the V-phase PWM signal PwV, and the W-phase PWM.
  • a motor current detection value Di Di (DiU, DiW) is supplied.
  • the stop signal generation unit 69 monitors the amplitude value of the U-phase motor current detection value DiU or the W-phase motor current detection value DiW, and if the amplitude value exceeds a predetermined value (current threshold), the stop signal generation unit 69 When Stp is set to the high level and is less than the current threshold, the clock stop signal Stp is output by the stop determination signal described in the first embodiment. As described above, in the configuration of FIG. 7 of the present embodiment, the stop signal generation unit 69 is in the low drive state that is easily affected by the leakage current only when the current flowing through the winding of the motor 30 is determined to be less than the current threshold. And the control of the clock stop only for a predetermined period by the clock stop signal Stp is executed.
  • the stop signal generation unit 69 releases such clock stop control.
  • the motor current detection value Di is determined based on the magnitude of the DC value obtained by rotating coordinate conversion by deriving the V-phase motor current detection value from the U-phase motor current detection value DiU and the W-phase motor current detection value DiW. May be.
  • the current threshold value may be a current value at which the influence of the leakage current caused by the PWM switching signal on the motor current is small, and is 10% to 20% of the motor rated current value.
  • the clock stop signal Stp is set to the H level when at least one of the motor speed value Spd and the motor current detection value Di is equal to or higher than a threshold value (speed threshold value, current threshold value). If it is less than the threshold value, the clock stop signal Stp may be output by the stop determination signal described in the first embodiment.
  • the stop signal generation units 19, 59, and 69 are described with reference to a configuration example in which the stop signal generation units 19, 59, and 69 are configured with a logic circuit or the like. That is, it is realized by a motor control method that generates a clock stop signal with a predetermined pulse width based on the signal change timing of the PWM switching signal, and stops the clock for a predetermined pulse width period using the clock stop signal. May be.
  • a leakage current due to PWM switching is stopped by stopping an AD conversion clock according to a clock stop signal generated from PWM switching timing. It is possible to reduce the detection accuracy degradation due to. For this reason, unnecessary torque generated in the motor is reduced and fine vibrations can be suppressed. Therefore, the present invention is particularly effective as a control device that detects motor current and performs motor control.

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  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

本モータ制御装置は、３相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、モータの動作を制御するモータ制御装置である。本モータ制御装置は、ＰＷＭスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、ＰＷＭスイッチング信号による駆動電圧を巻線に印加する電力変換部と、巻線に流れる電流をアナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、アナログ電圧を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤコンバータと、１ビットディジタル信号からモータ電流検出値を生成するＡＤ変換間引きフィルタと、ΔΣ型ＡＤコンバータとＡＤ変換間引きフィルタとのクロックを生成するクロック生成部と、クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備える。そして、停止信号生成部は、ＰＷＭスイッチング信号のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック生成部がクロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけクロックを停止させる。

Description

モータ制御装置およびモータ制御方法
　本発明は、ＰＷＭ制御により生成した駆動電圧をモータの巻線に印加し、流れる電流を制御することでモータの回転を自在にコントロールするモータ制御装置およびモータ制御方法に関し、特に、巻線への駆動電圧の印加により発生する電流値を検出する機能を備えたモータ制御装置およびその装置のモータ制御方法に関する。
　ＦＡ（Ｆａｃｔｏｒｙ　Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）で用いられるサーボモータでは、上位装置（上位コントローラ）からの駆動指令（位置指令）に追従するようにモータの位置・速度・トルクが制御される。そして、その制御演算装置として、マイクロプロセッサを用いたディジタル制御が広く使われている。モータのトルクを制御するため一般的に用いられるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式では、モータの巻線に流れる電流（以下、モータ電流と呼ぶ）の電流値を検出して利用する手法がある。そして、この手法のディジタル制御では、一定の周期毎にモータ電流の電流値を検出し、電流指令値と一致するようにＰＩＤ制御（比例＋積分＋微分制御）などを用いて制御が行われる。サーボモータで使用される表面磁石構造の同期モータ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）が出力するトルクは、モータ電流と比例関係にあるので、ＰＷＭ制御を利用しながらモータ電流の電流値が電流指令値と一致するように制御することで、モータから出力されるトルクを自在にコントロールすることができる。
　図８は、従来例としてのインバータを含むモータ制御装置９０の構成図である。この従来のモータ制御装置９０は、モータ電流の電流値を検出するために、インバータである電力変換部９８とモータ３０の巻線との間に、電流検出抵抗９１を設けている。そして、モータ電流が流れることで電流検出抵抗９１の両端子間に生じる電圧を、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ－Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部９５でディジタル変換し、そのディジタルデータＤｉをディジタル制御部９７に供給する。従来、このような構成により、モータ電流を検出することが一般的に行われている。最近では、ゲイン誤差やオフセットが発生しにくいという面から、ＡＤ変換部９５には、図８に示すように、ΔΣ（デルタシグマ）ＡＤ変換器９２を用いることが提案されている（例えば、特許文献１）。このようなＡＤ変換部９５は、例えば、ΔΣＡＤ変換器９２に加えて、ホトカップラ、ディジタルフィルタなども含む。
　しかしながら、ＰＷＭ制御を利用してモータを駆動するような構成において、このΔΣＡＤ変換器は、ＰＷＭ制御に基づく漏れ電流の影響を受けやすいという問題がある。
　すなわち、ＰＷＭ制御方式では、モータに印加する電圧をスイッチング素子のスイッチングにより制御するため、スイッチングの瞬間に漏れ電流が発生する。通常、漏れ電流は、筐体や配線などを通して接地している箇所へ流れる。ところが、その際にシャント抵抗を経由する漏れ電流が存在し、シャント抵抗の両端の電圧が漏れ電流によって変化する。そして、その電圧をΔΣ型ＡＤ変換器が１ビットディジタル信号に変換する。このため、ＡＤ変換間引きフィルタ後の電流検出値には、本来モータに流れていない不要な電流成分が含まれることになる。
　そして、ディジタル制御では、不要な電流成分が外乱として処理され、外乱を打ち消すような電圧がモータに印加されるため、モータに不要なトルクが発生する。特に、モータに流れる電流が小さく、各相のスイッチングタイミングが重なりやすいサーボロック時や低速回転時には、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、例えば本来はモータ出力軸が静止状態となるサーボロック時であっても、不要なトルクによるモータ出力軸の微振動が発生するという問題を有していた。
特開平７－１５９７２号公報
　本発明のモータ制御装置は、３相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、モータの動作を制御するモータ制御装置である。本モータ制御装置は、上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とによりＰＷＭスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、ＰＷＭスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン／オフすることで巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、駆動電圧により巻線に流れる電流をアナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、アナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤコンバータと、１ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換してモータ電流検出値として出力するＡＤ変換間引きフィルタと、ΔΣ型ＡＤコンバータとＡＤ変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備える。そして、停止信号生成部は、ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック生成部は、クロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけ動作クロックを停止させる構成である。
　また、本発明のモータ制御方法は、上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とによりＰＷＭスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、ＰＷＭスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン／オフすることで巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、駆動電圧により巻線に流れる電流をアナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、アナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤコンバータと、１ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換してモータ電流検出値として出力するＡＤ変換間引きフィルタと、ΔΣ型ＡＤコンバータとＡＤ変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備え、３相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、モータの動作を制御するモータ制御装置のモータ制御方法である。そして、本モータ制御方法は、ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけ動作クロックを停止させる。
　よって、本モータ制御装置およびモータ制御方法によれば、ＰＷＭスイッチングによる漏れ電流による検出精度劣化を低減することができるので、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができる。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図である。 図２は、同モータ制御装置におけるモータ電流の検出に使用するＡＤ変換部の動作を説明するための動作波形図である。 図３は、同モータ制御装置におけるＡＤ変換部の構成図である。 図４は、同モータ制御装置におけるクロック停止信号Ｓｔｐを生成するための他の構成例での動作波形図である。 図５は、同モータ制御装置におけるクロック停止信号Ｓｔｐを生成するためのさらに他の構成例での動作波形図である。 図６は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図である。 図７は、同モータ制御装置を含むモータ制御システムの他の構成を示す構成図である。 図８は、従来例のモータ制御装置の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図であり、図２は、モータ電流の検出に使用するＡＤ変換部の動作を説明するための動作波形図である。
　図１に示すように、本モータ制御システム１００は、上位装置３５の指令制御に従ってモータ制御装置１０がモータ３０の動作を制御するように構成されている。
　上位装置３５は、例えばパーソナルコンピュータなどを利用して構成され、モータ制御装置１０に対して指令などにより制御する。上位装置３５とモータ制御装置１０とは制御バスラインなどを介して通信可能なように接続されており、上位装置３５からの指令がモータ制御装置１０に伝送されるとともに、モータ制御装置１０からの情報が上位装置３５へと伝送される。
　図１のモータ３０は、効率や制御性の点から広く利用されている３相のブラシレスモータが好適である。この３相のブラシレスモータであるモータ３０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とする各相の巻線をステータコアに巻回したステータと、永久磁石を有したロータとを備えている。そして、モータ制御装置１０で生成した駆動電圧Ｖｄを、Ｕ相の巻線には駆動電圧ＶｄＵとし、Ｖ相の巻線には駆動電圧ＶｄＶとし、Ｗ相の巻線には駆動電圧ＶｄＷとして印加することで、ロータが回転する。また、ロータの回転位置を検出するため、ロータの近辺にはエンコーダ３１が配置されている。エンコーダ３１は、検出したロータの位置の情報を位置情報Ｓｅｎとしてモータ制御装置１０へ出力する。
　次に、モータ制御装置１０は、モータ３０の回転動作を制御するためのディジタル制御部１７と、モータ３０の巻線を通電駆動するための電力変換部１８とに加えて、モータ電流を検出して処理するために、モータ電流検出部１１とＡＤ変換部１５と停止信号生成部１９とを備えている。
　ディジタル制御部１７は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロコンピュータのソフトウェアあるいはＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）のロジック回路で構成されている。すなわち、ディジタル制御部（以下、適宜、単に制御部と呼ぶ）１７は、プログラムなどの処理手順を示すソフトウェアに従って各処理を実行するように構成されている。また、制御部１７は、処理する信号として、所定のビット数のデータを並べたデータ列で構成されるディジタル信号を主体にして処理している。
　制御部１７には、上位装置３５から、位置、速度、トルクなどを指令する動作指令の情報などが伝送される。また、制御部１７は、モータ制御装置１０の情報などを上位装置３５へ伝送する。制御部１７は、このような情報を伝送する通信機能とともに、モータ３０の回転動作を制御し、モータ３０が所定の動きをするように例えば速度や位置などの動作制御を行う。
　制御部１７のより具体的な処理の一例として、制御部１７は、フィードバック制御に基づき、次のような制御処理を実行する。制御部１７は、上位装置３５からの位置を指令する動作指令とエンコーダ３１の位置情報Ｓｅｎとで位置制御演算して速度指令を生成する。次に、制御部１７は、位置情報Ｓｅｎの微分により、モータ３０の実速度に対応するモータ速度値を算出し、モータ速度値と速度指令とから速度制御演算で電流指令を算出する。次に、制御部１７は、モータ電流検出部１１およびＡＤ変換部１５を介して得られたＵ相のモータ電流検出値ＤｉＵとＷ相のモータ電流検出値ＤｉＷと、算出した電流指令とから電流制御演算により各相の電圧指令を算出する。次に、算出した電圧指令によりＰＷＭ（パルス幅変調）することで、電力変換部１８をスイッチング駆動するためのＰＷＭスイッチング信号（以下、適宜、ＰＷＭ信号と呼ぶ）Ｐｗとして、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、およびＷ相のＰＷＭ信号ＰｗＷを出力する。
　制御部１７は、具体的には次のようにして、ＰＷＭされたＰＷＭ信号Ｐｗを生成している。まず、制御部１７は、ＰＷＭを行うため、アップダウンカウンタを利用して、三角の波形のＰＷＭ三角波を生成している。そして、制御部１７は、ＰＷＭ三角波と電流制御演算で算出した電圧指令とを比較することで、ＰＷＭ信号Ｐｗを生成している。
　図２の上段において、これらＰＷＭ三角波、電圧指令およびＰＷＭ信号Ｐｗ（ＰｗＵ、ＰｗＶ、ＰｗＷ）を示している。図２に示すように、ＰＷＭ三角波のレベルが順次増加する期間において、ＰＷＭ三角波のレベルが電圧指令のレベル以上となった時点で、ＰＷＭ信号Ｐｗはハイレベルからローレベルへと立下がる。そして、ＰＷＭ三角波のレベルが順次減少する期間において、ＰＷＭ三角波のレベルが電圧指令のレベル以下となった時点で、ＰＷＭ信号Ｐｗはローレベルからハイレベルへと立上がる。制御部１７は、このような動作を繰り返すことにより、電圧指令のレベルに応じたパルス幅、あるいはデューティ比のパルス列で構成されるＰＷＭ信号Ｐｗを相ごとに生成している。このようにして生成されたＰＷＭ信号Ｐｗが電力変換部１８に供給される。
　電力変換部１８は、ディジタル制御部１７からのＰＷＭ信号Ｐｗを受けて駆動電圧Ｖｄを生成し、Ｕ相の駆動電圧ＶｄＵ、Ｖ相の駆動電圧ＶｄＶ、Ｗ相の駆動電圧ＶｄＷとして、モータ線を介してモータ３０のそれぞれの巻線にこれらの電圧を印加する。電力変換部１８は、いわゆるインバータであり、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とダイオードなどとの電力素子で構成される。すなわち、電力変換部１８は、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を用いて、電源から供給された電圧をＰＷＭ信号Ｐｗに応じてスイッチング、すなわちオン／オフすることにより駆動電圧Ｖｄを生成している。最近では電力素子を駆動するためのプリドライブ回路を内蔵したＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ　Ｐｏｗｅｒ　Ｍｏｄｕｌｅ）により、一体成型されたものがよく用いられる。
　モータ電流検出部１１は、駆動電圧Ｖｄを巻線に印加したとき、その巻線に流れるモータ電流の電流量を検出し、電流検出信号Ｓｉとして出力する。具体的には、Ｕ相のモータ線とＷ相のモータ線とに流れるモータ電流をそれぞれ電圧に変換して、Ｕ相の電流検出信号ＳｉＵとＷ相の電流検出信号ＳｉＷとして出力する。モータ電流検出部１１は、モータ電流が小電流の場合はシャント抵抗、大電流の場合はＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ）が一般的に用いられる。モータ電流検出部１１が出力する電流検出信号Ｓｉは、ＡＤ変換部１５に供給される。
　ＡＤ変換部１５としては、図１に示すように、Ｕ相の電流検出信号ＳｉＵが供給される第１のＡＤ変換部１５Ｕと、Ｗ相の電流検出信号ＳｉＷが供給される第２のＡＤ変換部１５Ｗとで構成される。また、ＡＤ変換部１５のそれぞれは、ΔΣ型ＡＤコンバータ１２とＡＤ変換間引きフィルタ１４とクロック生成部１３とで構成され、供給されたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する。特に、本実施の形態では、上述したようなΔΣ型のアナログ－ディジタル変換器であるΔΣ型ＡＤコンバータ（以下、適宜、単にＡＤコンバータと呼ぶ）１２を用いている。
　図３は、このようなＡＤ変換部１５、および以下で詳細に説明する停止信号生成部１９の構成図である。
　図３のＡＤ変換部１５において、まず、クロック生成部１３は、クロック発生器１３０と論理積ゲート１３１とを有している。クロック発生器１３０は、ＡＤコンバータ１２の変換周期を決める原クロックＣｋａを生成する。また、論理積ゲート１３１により、原クロックＣｋａとクロック停止信号Ｓｔｐとの論理積を取り、ＡＤ変換クロックＣｋｃとして出力する。なお、クロック停止信号Ｓｔｐの詳細については以下で説明する。また、原クロックＣｋａの周波数は、ディジタル制御部１７の電流制御で必要なＡＤ変換分解能とフィルタの間引きによる遅延の許容量で決めればよく、通常、数十ＭＨｚの周波数を使用する。
　次に、ＡＤコンバータ１２は、例えば閾値と比較する比較器を有しており、供給された電流検出信号Ｓｉをその閾値と大小比較する。次に、ＡＤコンバータ１２は、その比較結果を二値に対応させることで、１ビットのディジタル信号に変換する。そして、ＡＤコンバータ１２は、その変換した１ビットディジタル信号を、ＡＤ変換クロックＣｋｃ毎にＡＤ変換信号ｄＳｉとして出力する。すなわち、ＡＤコンバータ１２から出力されるＡＤ変換信号ｄＳｉは、パルスで構成された信号であり、例えばその信号のハイとローのレベルが１ビットディジタル信号の１と０の値に対応している。このように、ΔΣ型ＡＤコンバータ１２は、入力されたアナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換する。
　次に、ＡＤ変換間引きフィルタ（以下、適宜、間引きフィルタと呼ぶ）１４は、ｓｉｎｃフィルタと呼ばれる周波数特性がｓｉｎｃ関数のディジタルフィルタを構成しており、加算器を含む加算部１４０と減算器を含む減算部１４１とで構成される。加算部１４０は、ＡＤコンバータ１２から出力された１ビットのディジタル信号であるＡＤ変換信号ｄＳｉをＡＤ変換クロックＣｋｃ毎に加算器で積分することで、多ビットとなる加算データＤｓｉを生成している。この加算データＤｓｉのビット数が、ＡＤ変換部１５のＡＤ変換分解能に対応している。次に、ＡＤ変換クロック分周器１４２は、ＡＤ変換クロックＣｋｃを１／Ｎ（Ｎは２のｎ乗、ｎは整数）に分周した間引きクロックＣｋｎを生成する。すなわち、いわゆるオーバサンプリングクロックと呼ばれるＡＤ変換クロックＣｋｃの高クロックレートから所望の低クロックレートの間引きクロックＣｋｎに分周している。減算部１４１は、この間引きクロックＣｋｎ毎に動作し、加算データＤｓｉの前回値と今回値の差分を演算することで、ｓｉｎｃ関数となる周波数特性を得ている。このような加算部１４０と減算部１４１とで構成される間引きフィルタ１４により、ローパス特性のフィルタを実現しており、高周波ノイズをカットするとともに、所望の分解能のビット数に変換したフィルタ後のモータ電流検出値Ｄｉを生成する。
　図１に戻り、このように第１のＡＤ変換部１５Ｕで生成されたモータ電流検出値ＤｉＵと、第２のＡＤ変換部１５Ｗで生成されたモータ電流検出値ＤｉＷとは、ディジタル制御部１７に供給される。ディジタル制御部１７は、供給されたモータ電流検出値ＤｉＵ、ＤｉＷを用いて電流制御演算を行い、それぞれの駆動電圧Ｖｄを生成するための電圧指令を算出している。
　ところで、上述したように、モータ制御装置１０は、電源に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより、巻線を駆動する駆動波形をＰＷＭパルスで擬似的に形成した駆動電圧Ｖｄを生成している。このため、スイッチングの瞬間に漏れ電流が発生し、この漏れ電流がＡＤ変換部１５にノイズなどとして影響し、その結果、モータ電流検出値ＤｉＵ、ＤｉＷの精度が劣化する可能性がある。そこで、本実施の形態では、漏れ電流の影響を抑制するため、図１で示すように、停止信号生成部１９をさらに備えている。本実施の形態では、この停止信号生成部１９が所定の期間だけＡＤ変換部１５の動作を停止させることで、漏れ電流の影響を抑制している。
　図１および図３に示すように、停止信号生成部１９には、各相のＰＷＭ信号Ｐｗ（ＰｗＵ、ＰｗＶ、ＰｗＷ）が供給される。そして、停止信号生成部１９は、供給されたＰＷＭ信号Ｐｗのレベルが変化するエッジを利用して、所定のタイミングおよび所定のパルス幅のクロック停止信号Ｓｔｐを生成している。このクロック停止信号Ｓｔｐは、ＡＤ変換部１５それぞれに供給され、さらに、クロック生成部１３の論理積ゲート１３１の一方の入力に供給される。このような構成により、クロック停止信号Ｓｔｐがクロック停止を示すとき、論理積ゲート１３１を利用してクロック生成部１３からは原クロックＣｋａが出力されず、逆に、クロック停止信号Ｓｔｐがクロック停止を示さないとき、クロック生成部１３からは原クロックＣｋａがＡＤ変換クロックＣｋｃとして出力される。
　より具体的には、図１～図３において、クロック停止信号Ｓｔｐがローレベルのとき、クロック停止を示す一例を挙げている。まず、図１および図３に示すように、停止信号生成部１９には、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、およびＷ相のＰＷＭ信号ＰｗＷが供給される。そして、停止信号生成部１９は、図２に示すように、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、Ｗ相のＰＷＭ信号ＰｗＷのそれぞれのスイッチングタイミングから、例えばタイマやワンショット回路等を用いて、所定の期間だけローレベルとなるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各停止判定用信号Ｓｄを生成している。
　図３に示す停止信号生成部１９の構成例では、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵをタイマ１９１Ｕに入力して停止判定用信号ＳｄＵを出力し、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶをタイマ１９１Ｖに入力して停止判定用信号ＳｄＶを出力し、Ｗ相のＰＷＭ信号ＰｗＷをタイマ１９１Ｗに入力して停止判定用信号ＳｄＷを出力している。また、この構成により、図２に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｗの立下りおよび立上りのタイミングから、所定の期間として時間Ｔｓｊの期間だけ信号がローレベルとなるそれぞれの停止判定用信号Ｓｄを出力している。
　そして、次に、論理判定回路１９２により、停止判定用信号ＳｄＵ、停止判定用信号ＳｄＶ、および停止判定用信号ＳｄＷの論理値を判定することでクロック停止信号Ｓｔｐを生成して出力する。さらに具体的には、図２では、論理判定回路１９２がそれら停止判定用信号ＳｄＵ、ＳｄＶおよびＳｄＷの論理和を取ることで、図２に示すようなクロック停止信号Ｓｔｐを生成して出力する例を示している。なお、時間Ｔｓｊはスイッチングによる漏れ電流の持続時間（一般に数μｓ）より長く設定すればよい。
　次に、ＡＤ変換部１５のクロック生成部１３では、停止信号生成部１９からのクロック停止信号Ｓｔｐにより原クロックＣｋａの出力の有無が制御され、クロック停止期間を含むＡＤ変換クロックＣｋｃとして出力される。具体的な一例として、図２に示すように、クロック停止信号Ｓｔｐがローレベルの場合は、ＡＤ変換クロックＣｋｃと間引きクロックＣｋｎが停止し、ＡＤコンバータ１２と間引きフィルタ１４の動作も停止する。
　以上、ＰＷＭスイッチング直後の所定の期間にＡＤ変換部１５の動作を停止させるような構成とすることにより、その期間に発生した漏れ電流による電流検出信号Ｓｉの検出精度劣化を低減することができる。そして、不要な成分の混入が抑制された電流検出信号Ｓｉが得られるので、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができる。
　なお、以上の説明では各停止判定用信号Ｓｄの論理和を取ることでクロック停止信号Ｓｔｐを生成するような一例を挙げて説明したが、次のようにクロック停止信号Ｓｔｐを生成してもよい。
　図４は、クロック停止信号Ｓｔｐを生成するための他の構成例での動作波形図であり、図４に示すクロック停止信号Ｓｔｐの波形となるような構成としてもよい。すなわち、図４に示すようなクロック停止信号Ｓｔｐは、論理判定回路１９２が少なくとも２相以上の停止判定用信号Ｓｄがローレベルとなる場合を判定し、その場合にクロック停止信号Ｓｔｐがローレベルとなるように構成している。
　このような構成とすることによっても、ＰＷＭスイッチング直後の所定の期間にＡＤ変換部１５の動作を停止でき、その期間に発生した漏れ電流による電流検出信号Ｓｉの検出精度劣化を低減することができる。さらに、この構成によれば、クロック停止時間を拡げることができ、検出精度劣化の低減量を大きくできる。
　図５は、クロック停止信号Ｓｔｐを生成するためのさらに他の構成例での動作波形図であり、図５に示すクロック停止信号Ｓｔｐの波形となるような構成としてもよい。すなわち、図５に示すようなクロック停止信号Ｓｔｐは、論理判定回路１９２がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の停止判定用信号Ｓｄの論理積を取ることでクロック停止信号Ｓｔｐを生成するように構成している。
　このような構成とすることによっても、ＰＷＭスイッチング直後の所定の期間にＡＤ変換部１５の動作を停止でき、その期間に発生した漏れ電流による電流検出信号Ｓｉの検出精度劣化を低減することができる。さらに、この構成によれば、モータ回転中に各相のスイッチングがばらついた場合でも漏れ電流による検出精度劣化を低減できる。
　（実施の形態２）
　図６は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図である。図１に示した実施の形態１と異なるのは、停止信号生成部５９のクロック停止信号Ｓｔｐを生成するための構成であり、以下に説明する。なお、図１と同じ構成要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。
　まず、背景技術で説明したように、モータ３０が停止状態となるサーボロック時や低速回転時のような低駆動のときには、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、本実施の形態では、駆動状態に応じて、上述のようなＡＤ変換部１５の動作停止を制御する構成としている。
　このような制御を行うため、本実施の形態では、ディジタル制御部１７から停止信号生成部５９には、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、およびＷ相のＰＷＭ信号ＰｗＷに加えて、現在制御している速度を示すモータ速度値Ｓｐｄが供給される。
　停止信号生成部５９は、ディジタル制御部１７からのモータ速度値Ｓｐｄを監視し、あらかじめ決められた速度（速度閾値）以上になった場合は、クロック停止信号Ｓｔｐをハイレベルとし、速度閾値未満の場合は、実施の形態１で説明した停止判定信号によるクロック停止信号Ｓｔｐを出力する。このように、本実施の形態の図６の構成では、停止信号生成部５９は、モータ３０の速度が速度閾値未満と判定した場合のみ、漏れ電流の影響を受けやすい低駆動状態であると判断し、クロック停止信号Ｓｔｐによる所定の期間だけのクロック停止の制御を実行する。一方、停止信号生成部５９は、モータ３０の速度が速度閾値以上になると、このようなクロック停止の制御を解除する。なお、速度閾値はモータ電流に対するＰＷＭスイッチング信号による漏れ電流の影響が小さくなる速度とすればよく、数百ｒ／ｍｉｎとする。
　図７は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの他の構成を示す構成図である。図７では、駆動状態に応じてＡＤ変換部１５の動作停止を制御する他の構成例を示している。図６との比較において、図７に示すモータ制御装置１０は、停止信号生成部６９を備えている。
　このような制御を行うため、図７に示すモータ制御装置１０では、ディジタル制御部１７から停止信号生成部６９には、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、およびＷ相のＰＷＭ信号ＰｗＷに加えて、モータ電流検出値Ｄｉ（ＤｉＵ、ＤｉＷ）が供給される。
　停止信号生成部６９は、Ｕ相のモータ電流検出値ＤｉＵもしくはＷ相のモータ電流検出値ＤｉＷの振幅値を監視し、あらかじめ決められた値（電流閾値）以上になった場合は、クロック停止信号Ｓｔｐをハイレベルとし、電流閾値未満の場合は、実施の形態１で説明した停止判定信号によりクロック停止信号Ｓｔｐを出力する。このように、本実施の形態の図７の構成では、停止信号生成部６９は、モータ３０の巻線に流す電流が電流閾値未満と判定した場合のみ、漏れ電流の影響を受けやすい低駆動状態であると判断し、クロック停止信号Ｓｔｐによる所定の期間だけのクロック停止の制御を実行する。一方、停止信号生成部６９は、巻線に流す電流が速度閾値を超えると、このようなクロック停止の制御を解除する。なお、モータ電流検出値Ｄｉについては、Ｕ相のモータ電流検出値ＤｉＵとＷ相のモータ電流検出値ＤｉＷからＶ相のモータ電流検出値を導出し、回転座標変換による直流値の大きさで判定してもよい。要するに、電流閾値は、モータ電流に対するＰＷＭスイッチング信号による漏れ電流の影響が小さくなる電流値とすればよく、モータ定格電流値の１０％～２０％とする。
　また、図６および図７の構成に代えて、モータ速度値Ｓｐｄ、モータ電流検出値Ｄｉの少なくともいずれか一方が閾値（速度閾値、電流閾値）以上になった場合はクロック停止信号ＳｔｐをＨレベルとし、閾値未満の場合は実施の形態１で説明した停止判定信号によりクロック停止信号Ｓｔｐを出力するように構成してもよい。
　なお、以上の説明では、停止信号生成部１９、５９、６９をロジック回路等で構成するような構成例を挙げて説明したが、例えば、ソフトウェアによるモータ制御方法で実現することも可能である。すなわち、ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけクロックを停止させるモータ制御方法で実現してもよい。
　以上のような構成とすることにより、漏れ電流の影響が大きくなるサーボロック時や低速回転時の検出精度劣化を低減できる。
　本発明によれば、ΔΣ型ＡＤコンバータとＡＤ変換間引きフィルタでモータ電流を検出するモータ制御装置において、ＰＷＭスイッチングタイミングから生成したクロック停止信号に従いＡＤ変換クロックを停止させることで、ＰＷＭスイッチングによる漏れ電流による検出精度劣化を低減することができる。このため、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができるので、モータ電流を検出してモータ制御を行う制御装置として特に有効である。
　１０，９０　　モータ制御装置
　１１　　モータ電流検出部
　１２　　ΔΣ型ＡＤコンバータ
　１３　　クロック生成部
　１４　　ＡＤ変換間引きフィルタ
　１５，１５Ｕ，１５Ｗ，９５　　ＡＤ変換部
　１７，９７　　ディジタル制御部
　１８，９８　　電力変換部
　１９，５９，６９　　停止信号生成部
　３０　　モータ
　３１　　エンコーダ
　３５　　上位装置
　１００　　モータ制御システム
　１３０　　クロック発生器
　１３１　　論理積ゲート
　１４０　　加算部
　１４１　　減算部
　１４２　　ＡＤ変換クロック分周器
　１９１Ｕ，１９１Ｖ，１９１Ｗ　　タイマ
　１９２　　論理判定回路

Claims (6)

  1. ３相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、前記巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
    上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と前記巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とにより、ＰＷＭスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、
    前記ＰＷＭスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン／オフすることで前記巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、
    前記駆動電圧により前記巻線に流れる電流を、アナログ電圧に変換する前記モータ電流検出部と、
    前記アナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤコンバータと、
    前記１ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換し、前記モータ電流検出値として出力するＡＤ変換間引きフィルタと、
    前記ΔΣ型ＡＤコンバータと前記ＡＤ変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、
    前記クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備え、
    前記停止信号生成部は、前記ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、
    前記クロック生成部は、前記クロック停止信号を利用して、前記所定のパルス幅の期間だけ前記クロックを停止させることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記停止信号生成部は、前記ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングからあらかじめ設定した時間までのパルス幅の停止判定用信号を相ごとに生成し、３相全ての前記停止判定用信号が重なる時に、前記クロック停止信号を出力し、前記クロックを停止させることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記停止信号生成部は、前記ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングからあらかじめ設定した時間までのパルス幅の停止判定用信号を相ごとに生成し、いずれか２相以上の前記停止判定用信号が重なる範囲で、前記クロック停止信号を出力し、前記クロックを停止させることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 前記停止信号生成部は、前記ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングからあらかじめ設定した時間までのパルス幅の停止判定用信号を相ごとに生成し、いずれか１相以上の前記停止判定用信号が存在する場合に、前記クロック停止信号を出力し、前記クロックを停止させることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  5. 前記停止信号生成部は、前記モータ電流検出値またはモータ速度値の少なくともいずれか一方があらかじめ設定した値以上になった時は停止判定用信号によらず前記クロックを出力することを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  6. 上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とにより、ＰＷＭスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、
    前記ＰＷＭスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン／オフすることで前記巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、
    前記駆動電圧により前記巻線に流れる電流を、アナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、
    前記アナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤコンバータと、
    前記１ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換し、前記モータ電流検出値として出力するＡＤ変換間引きフィルタと、
    前記ΔΣ型ＡＤコンバータと前記ＡＤ変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、
    前記クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備え、
    ３相の前記巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
    前記ＰＷＭスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、
    前記クロック停止信号を利用して、前記所定のパルス幅の期間だけ前記クロックを停止させることを特徴とするモータ制御装置のモータ制御方法。
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