JP5938704B1 - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents
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Abstract
本モータ制御装置は、3相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、モータの動作を制御するモータ制御装置である。本モータ制御装置は、PWMスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、PWMスイッチング信号による駆動電圧を巻線に印加する電力変換部と、巻線に流れる電流をアナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、アナログ電圧を1ビットディジタル信号に変換するΔΣ型ADコンバータと、1ビットディジタル信号からモータ電流検出値を生成するAD変換間引きフィルタと、ΔΣ型ADコンバータとAD変換間引きフィルタとのクロックを生成するクロック生成部と、クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備える。そして、停止信号生成部は、PWMスイッチング信号のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック生成部がクロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけクロックを停止させる。
Description
本発明は、PWM制御により生成した駆動電圧をモータの巻線に印加し、流れる電流を制御することでモータの回転を自在にコントロールするモータ制御装置およびモータ制御方法に関し、特に、巻線への駆動電圧の印加により発生する電流値を検出する機能を備えたモータ制御装置およびその装置のモータ制御方法に関する。
FA(Factory Automation)で用いられるサーボモータでは、上位装置(上位コントローラ)からの駆動指令(位置指令)に追従するようにモータの位置・速度・トルクが制御される。そして、その制御演算装置として、マイクロプロセッサを用いたディジタル制御が広く使われている。モータのトルクを制御するため一般的に用いられるPWM(Pulse Width Modulation)制御方式では、モータの巻線に流れる電流(以下、モータ電流と呼ぶ)の電流値を検出して利用する手法がある。そして、この手法のディジタル制御では、一定の周期毎にモータ電流の電流値を検出し、電流指令値と一致するようにPID制御(比例+積分+微分制御)などを用いて制御が行われる。サーボモータで使用される表面磁石構造の同期モータ(Surface Permanent Magnet Synchronous Motor)が出力するトルクは、モータ電流と比例関係にあるので、PWM制御を利用しながらモータ電流の電流値が電流指令値と一致するように制御することで、モータから出力されるトルクを自在にコントロールすることができる。
図8は、従来例としてのインバータを含むモータ制御装置90の構成図である。この従来のモータ制御装置90は、モータ電流の電流値を検出するために、インバータである電力変換部98とモータ30の巻線との間に、電流検出抵抗91を設けている。そして、モータ電流が流れることで電流検出抵抗91の両端子間に生じる電圧を、AD(Analog−Digital)変換部95でディジタル変換し、そのディジタルデータDiをディジタル制御部97に供給する。従来、このような構成により、モータ電流を検出することが一般的に行われている。最近では、ゲイン誤差やオフセットが発生しにくいという面から、AD変換部95には、図8に示すように、ΔΣ(デルタシグマ)AD変換器92を用いることが提案されている(例えば、特許文献1)。このようなAD変換部95は、例えば、ΔΣAD変換器92に加えて、ホトカップラ、ディジタルフィルタなども含む。
しかしながら、PWM制御を利用してモータを駆動するような構成において、このΔΣAD変換器は、PWM制御に基づく漏れ電流の影響を受けやすいという問題がある。
すなわち、PWM制御方式では、モータに印加する電圧をスイッチング素子のスイッチングにより制御するため、スイッチングの瞬間に漏れ電流が発生する。通常、漏れ電流は、筐体や配線などを通して接地している箇所へ流れる。ところが、その際にシャント抵抗を経由する漏れ電流が存在し、シャント抵抗の両端の電圧が漏れ電流によって変化する。そして、その電圧をΔΣ型AD変換器が1ビットディジタル信号に変換する。このため、AD変換間引きフィルタ後の電流検出値には、本来モータに流れていない不要な電流成分が含まれることになる。
そして、ディジタル制御では、不要な電流成分が外乱として処理され、外乱を打ち消すような電圧がモータに印加されるため、モータに不要なトルクが発生する。特に、モータに流れる電流が小さく、各相のスイッチングタイミングが重なりやすいサーボロック時や低速回転時には、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、例えば本来はモータ出力軸が静止状態となるサーボロック時であっても、不要なトルクによるモータ出力軸の微振動が発生するという問題を有していた。
本発明のモータ制御装置は、3相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、モータの動作を制御するモータ制御装置である。本モータ制御装置は、上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とによりPWMスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、PWMスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン/オフすることで巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、駆動電圧により巻線に流れる電流をアナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、アナログ電圧を1ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ADコンバータと、1ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換してモータ電流検出値として出力するAD変換間引きフィルタと、ΔΣ型ADコンバータとAD変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備える。そして、停止信号生成部は、PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック生成部は、クロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけ動作クロックを停止させる構成である。
また、本発明のモータ制御方法は、上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とによりPWMスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、PWMスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン/オフすることで巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、駆動電圧により巻線に流れる電流をアナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、アナログ電圧を1ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ADコンバータと、1ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換してモータ電流検出値として出力するAD変換間引きフィルタと、ΔΣ型ADコンバータとAD変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備え、3相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、モータの動作を制御するモータ制御装置のモータ制御方法である。そして、本モータ制御方法は、PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけ動作クロックを停止させる。
よって、本モータ制御装置およびモータ制御方法によれば、PWMスイッチングによる漏れ電流による検出精度劣化を低減することができるので、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図であり、図2は、モータ電流の検出に使用するAD変換部の動作を説明するための動作波形図である。
図1は、本発明の実施の形態1におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図であり、図2は、モータ電流の検出に使用するAD変換部の動作を説明するための動作波形図である。
図1に示すように、本モータ制御システム100は、上位装置35の指令制御に従ってモータ制御装置10がモータ30の動作を制御するように構成されている。
上位装置35は、例えばパーソナルコンピュータなどを利用して構成され、モータ制御装置10に対して指令などにより制御する。上位装置35とモータ制御装置10とは制御バスラインなどを介して通信可能なように接続されており、上位装置35からの指令がモータ制御装置10に伝送されるとともに、モータ制御装置10からの情報が上位装置35へと伝送される。
図1のモータ30は、効率や制御性の点から広く利用されている3相のブラシレスモータが好適である。この3相のブラシレスモータであるモータ30は、U相、V相、W相とする各相の巻線をステータコアに巻回したステータと、永久磁石を有したロータとを備えている。そして、モータ制御装置10で生成した駆動電圧Vdを、U相の巻線には駆動電圧VdUとし、V相の巻線には駆動電圧VdVとし、W相の巻線には駆動電圧VdWとして印加することで、ロータが回転する。また、ロータの回転位置を検出するため、ロータの近辺にはエンコーダ31が配置されている。エンコーダ31は、検出したロータの位置の情報を位置情報Senとしてモータ制御装置10へ出力する。
次に、モータ制御装置10は、モータ30の回転動作を制御するためのディジタル制御部17と、モータ30の巻線を通電駆動するための電力変換部18とに加えて、モータ電流を検出して処理するために、モータ電流検出部11とAD変換部15と停止信号生成部19とを備えている。
ディジタル制御部17は、DSP(Digital Signal Processor)やマイクロコンピュータのソフトウェアあるいはASIC(Application Specific Integrated Circuit)やFPGA(Field Programmable Gate Array)のロジック回路で構成されている。すなわち、ディジタル制御部(以下、適宜、単に制御部と呼ぶ)17は、プログラムなどの処理手順を示すソフトウェアに従って各処理を実行するように構成されている。また、制御部17は、処理する信号として、所定のビット数のデータを並べたデータ列で構成されるディジタル信号を主体にして処理している。
制御部17には、上位装置35から、位置、速度、トルクなどを指令する動作指令の情報などが伝送される。また、制御部17は、モータ制御装置10の情報などを上位装置35へ伝送する。制御部17は、このような情報を伝送する通信機能とともに、モータ30の回転動作を制御し、モータ30が所定の動きをするように例えば速度や位置などの動作制御を行う。
制御部17のより具体的な処理の一例として、制御部17は、フィードバック制御に基づき、次のような制御処理を実行する。制御部17は、上位装置35からの位置を指令する動作指令とエンコーダ31の位置情報Senとで位置制御演算して速度指令を生成する。次に、制御部17は、位置情報Senの微分により、モータ30の実速度に対応するモータ速度値を算出し、モータ速度値と速度指令とから速度制御演算で電流指令を算出する。次に、制御部17は、モータ電流検出部11およびAD変換部15を介して得られたU相のモータ電流検出値DiUとW相のモータ電流検出値DiWと、算出した電流指令とから電流制御演算により各相の電圧指令を算出する。次に、算出した電圧指令によりPWM(パルス幅変調)することで、電力変換部18をスイッチング駆動するためのPWMスイッチング信号(以下、適宜、PWM信号と呼ぶ)Pwとして、U相のPWM信号PwU、V相のPWM信号PwV、およびW相のPWM信号PwWを出力する。
制御部17は、具体的には次のようにして、PWMされたPWM信号Pwを生成している。まず、制御部17は、PWMを行うため、アップダウンカウンタを利用して、三角の波形のPWM三角波を生成している。そして、制御部17は、PWM三角波と電流制御演算で算出した電圧指令とを比較することで、PWM信号Pwを生成している。
図2の上段において、これらPWM三角波、電圧指令およびPWM信号Pw(PwU、PwV、PwW)を示している。図2に示すように、PWM三角波のレベルが順次増加する期間において、PWM三角波のレベルが電圧指令のレベル以上となった時点で、PWM信号Pwはハイレベルからローレベルへと立下がる。そして、PWM三角波のレベルが順次減少する期間において、PWM三角波のレベルが電圧指令のレベル以下となった時点で、PWM信号Pwはローレベルからハイレベルへと立上がる。制御部17は、このような動作を繰り返すことにより、電圧指令のレベルに応じたパルス幅、あるいはデューティ比のパルス列で構成されるPWM信号Pwを相ごとに生成している。このようにして生成されたPWM信号Pwが電力変換部18に供給される。
電力変換部18は、ディジタル制御部17からのPWM信号Pwを受けて駆動電圧Vdを生成し、U相の駆動電圧VdU、V相の駆動電圧VdV、W相の駆動電圧VdWとして、モータ線を介してモータ30のそれぞれの巻線にこれらの電圧を印加する。電力変換部18は、いわゆるインバータであり、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)とダイオードなどとの電力素子で構成される。すなわち、電力変換部18は、IGBTのようなスイッチング素子を用いて、電源から供給された電圧をPWM信号Pwに応じてスイッチング、すなわちオン/オフすることにより駆動電圧Vdを生成している。最近では電力素子を駆動するためのプリドライブ回路を内蔵したIPM(Intelligent Power Module)により、一体成型されたものがよく用いられる。
モータ電流検出部11は、駆動電圧Vdを巻線に印加したとき、その巻線に流れるモータ電流の電流量を検出し、電流検出信号Siとして出力する。具体的には、U相のモータ線とW相のモータ線とに流れるモータ電流をそれぞれ電圧に変換して、U相の電流検出信号SiUとW相の電流検出信号SiWとして出力する。モータ電流検出部11は、モータ電流が小電流の場合はシャント抵抗、大電流の場合はCT(Current Transfer)が一般的に用いられる。モータ電流検出部11が出力する電流検出信号Siは、AD変換部15に供給される。
AD変換部15としては、図1に示すように、U相の電流検出信号SiUが供給される第1のAD変換部15Uと、W相の電流検出信号SiWが供給される第2のAD変換部15Wとで構成される。また、AD変換部15のそれぞれは、ΔΣ型ADコンバータ12とAD変換間引きフィルタ14とクロック生成部13とで構成され、供給されたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する。特に、本実施の形態では、上述したようなΔΣ型のアナログ−ディジタル変換器であるΔΣ型ADコンバータ(以下、適宜、単にADコンバータと呼ぶ)12を用いている。
図3は、このようなAD変換部15、および以下で詳細に説明する停止信号生成部19の構成図である。
図3のAD変換部15において、まず、クロック生成部13は、クロック発生器130と論理積ゲート131とを有している。クロック発生器130は、ADコンバータ12の変換周期を決める原クロックCkaを生成する。また、論理積ゲート131により、原クロックCkaとクロック停止信号Stpとの論理積を取り、AD変換クロックCkcとして出力する。なお、クロック停止信号Stpの詳細については以下で説明する。また、原クロックCkaの周波数は、ディジタル制御部17の電流制御で必要なAD変換分解能とフィルタの間引きによる遅延の許容量で決めればよく、通常、数十MHzの周波数を使用する。
次に、ADコンバータ12は、例えば閾値と比較する比較器を有しており、供給された電流検出信号Siをその閾値と大小比較する。次に、ADコンバータ12は、その比較結果を二値に対応させることで、1ビットのディジタル信号に変換する。そして、ADコンバータ12は、その変換した1ビットディジタル信号を、AD変換クロックCkc毎にAD変換信号dSiとして出力する。すなわち、ADコンバータ12から出力されるAD変換信号dSiは、パルスで構成された信号であり、例えばその信号のハイとローのレベルが1ビットディジタル信号の1と0の値に対応している。このように、ΔΣ型ADコンバータ12は、入力されたアナログ電圧を1ビットのディジタル信号に変換する。
次に、AD変換間引きフィルタ(以下、適宜、間引きフィルタと呼ぶ)14は、sincフィルタと呼ばれる周波数特性がsinc関数のディジタルフィルタを構成しており、加算器を含む加算部140と減算器を含む減算部141とで構成される。加算部140は、ADコンバータ12から出力された1ビットのディジタル信号であるAD変換信号dSiをAD変換クロックCkc毎に加算器で積分することで、多ビットとなる加算データDsiを生成している。この加算データDsiのビット数が、AD変換部15のAD変換分解能に対応している。次に、AD変換クロック分周器142は、AD変換クロックCkcを1/N(Nは2のn乗、nは整数)に分周した間引きクロックCknを生成する。すなわち、いわゆるオーバサンプリングクロックと呼ばれるAD変換クロックCkcの高クロックレートから所望の低クロックレートの間引きクロックCknに分周している。減算部141は、この間引きクロックCkn毎に動作し、加算データDsiの前回値と今回値の差分を演算することで、sinc関数となる周波数特性を得ている。このような加算部140と減算部141とで構成される間引きフィルタ14により、ローパス特性のフィルタを実現しており、高周波ノイズをカットするとともに、所望の分解能のビット数に変換したフィルタ後のモータ電流検出値Diを生成する。
図1に戻り、このように第1のAD変換部15Uで生成されたモータ電流検出値DiUと、第2のAD変換部15Wで生成されたモータ電流検出値DiWとは、ディジタル制御部17に供給される。ディジタル制御部17は、供給されたモータ電流検出値DiU、DiWを用いて電流制御演算を行い、それぞれの駆動電圧Vdを生成するための電圧指令を算出している。
ところで、上述したように、モータ制御装置10は、電源に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより、巻線を駆動する駆動波形をPWMパルスで擬似的に形成した駆動電圧Vdを生成している。このため、スイッチングの瞬間に漏れ電流が発生し、この漏れ電流がAD変換部15にノイズなどとして影響し、その結果、モータ電流検出値DiU、DiWの精度が劣化する可能性がある。そこで、本実施の形態では、漏れ電流の影響を抑制するため、図1で示すように、停止信号生成部19をさらに備えている。本実施の形態では、この停止信号生成部19が所定の期間だけAD変換部15の動作を停止させることで、漏れ電流の影響を抑制している。
図1および図3に示すように、停止信号生成部19には、各相のPWM信号Pw(PwU、PwV、PwW)が供給される。そして、停止信号生成部19は、供給されたPWM信号Pwのレベルが変化するエッジを利用して、所定のタイミングおよび所定のパルス幅のクロック停止信号Stpを生成している。このクロック停止信号Stpは、AD変換部15それぞれに供給され、さらに、クロック生成部13の論理積ゲート131の一方の入力に供給される。このような構成により、クロック停止信号Stpがクロック停止を示すとき、論理積ゲート131を利用してクロック生成部13からは原クロックCkaが出力されず、逆に、クロック停止信号Stpがクロック停止を示さないとき、クロック生成部13からは原クロックCkaがAD変換クロックCkcとして出力される。
より具体的には、図1〜図3において、クロック停止信号Stpがローレベルのとき、クロック停止を示す一例を挙げている。まず、図1および図3に示すように、停止信号生成部19には、U相のPWM信号PwU、V相のPWM信号PwV、およびW相のPWM信号PwWが供給される。そして、停止信号生成部19は、図2に示すように、U相のPWM信号PwU、V相のPWM信号PwV、W相のPWM信号PwWのそれぞれのスイッチングタイミングから、例えばタイマやワンショット回路等を用いて、所定の期間だけローレベルとなるU相、V相、W相の各停止判定用信号Sdを生成している。
図3に示す停止信号生成部19の構成例では、U相のPWM信号PwUをタイマ191Uに入力して停止判定用信号SdUを出力し、V相のPWM信号PwVをタイマ191Vに入力して停止判定用信号SdVを出力し、W相のPWM信号PwWをタイマ191Wに入力して停止判定用信号SdWを出力している。また、この構成により、図2に示すように、PWM信号Pwの立下りおよび立上りのタイミングから、所定の期間として時間Tsjの期間だけ信号がローレベルとなるそれぞれの停止判定用信号Sdを出力している。
そして、次に、論理判定回路192により、停止判定用信号SdU、停止判定用信号SdV、および停止判定用信号SdWの論理値を判定することでクロック停止信号Stpを生成して出力する。さらに具体的には、図2では、論理判定回路192がそれら停止判定用信号SdU、SdVおよびSdWの論理和を取ることで、図2に示すようなクロック停止信号Stpを生成して出力する例を示している。なお、時間Tsjはスイッチングによる漏れ電流の持続時間(一般に数μs)より長く設定すればよい。
次に、AD変換部15のクロック生成部13では、停止信号生成部19からのクロック停止信号Stpにより原クロックCkaの出力の有無が制御され、クロック停止期間を含むAD変換クロックCkcとして出力される。具体的な一例として、図2に示すように、クロック停止信号Stpがローレベルの場合は、AD変換クロックCkcと間引きクロックCknが停止し、ADコンバータ12と間引きフィルタ14の動作も停止する。
以上、PWMスイッチング直後の所定の期間にAD変換部15の動作を停止させるような構成とすることにより、その期間に発生した漏れ電流による電流検出信号Siの検出精度劣化を低減することができる。そして、不要な成分の混入が抑制された電流検出信号Siが得られるので、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができる。
なお、以上の説明では各停止判定用信号Sdの論理和を取ることでクロック停止信号Stpを生成するような一例を挙げて説明したが、次のようにクロック停止信号Stpを生成してもよい。
図4は、クロック停止信号Stpを生成するための他の構成例での動作波形図であり、図4に示すクロック停止信号Stpの波形となるような構成としてもよい。すなわち、図4に示すようなクロック停止信号Stpは、論理判定回路192が少なくとも2相以上の停止判定用信号Sdがローレベルとなる場合を判定し、その場合にクロック停止信号Stpがローレベルとなるように構成している。
このような構成とすることによっても、PWMスイッチング直後の所定の期間にAD変換部15の動作を停止でき、その期間に発生した漏れ電流による電流検出信号Siの検出精度劣化を低減することができる。さらに、この構成によれば、クロック停止時間を拡げることができ、検出精度劣化の低減量を大きくできる。
図5は、クロック停止信号Stpを生成するためのさらに他の構成例での動作波形図であり、図5に示すクロック停止信号Stpの波形となるような構成としてもよい。すなわち、図5に示すようなクロック停止信号Stpは、論理判定回路192がU相、V相、W相の停止判定用信号Sdの論理積を取ることでクロック停止信号Stpを生成するように構成している。
このような構成とすることによっても、PWMスイッチング直後の所定の期間にAD変換部15の動作を停止でき、その期間に発生した漏れ電流による電流検出信号Siの検出精度劣化を低減することができる。さらに、この構成によれば、モータ回転中に各相のスイッチングがばらついた場合でも漏れ電流による検出精度劣化を低減できる。
(実施の形態2)
図6は、本発明の実施の形態2におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図である。図1に示した実施の形態1と異なるのは、停止信号生成部59のクロック停止信号Stpを生成するための構成であり、以下に説明する。なお、図1と同じ構成要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。
図6は、本発明の実施の形態2におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図である。図1に示した実施の形態1と異なるのは、停止信号生成部59のクロック停止信号Stpを生成するための構成であり、以下に説明する。なお、図1と同じ構成要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。
まず、背景技術で説明したように、モータ30が停止状態となるサーボロック時や低速回転時のような低駆動のときには、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、本実施の形態では、駆動状態に応じて、上述のようなAD変換部15の動作停止を制御する構成としている。
このような制御を行うため、本実施の形態では、ディジタル制御部17から停止信号生成部59には、U相のPWM信号PwU、V相のPWM信号PwV、およびW相のPWM信号PwWに加えて、現在制御している速度を示すモータ速度値Spdが供給される。
停止信号生成部59は、ディジタル制御部17からのモータ速度値Spdを監視し、あらかじめ決められた速度(速度閾値)以上になった場合は、クロック停止信号Stpをハイレベルとし、速度閾値未満の場合は、実施の形態1で説明した停止判定信号によるクロック停止信号Stpを出力する。このように、本実施の形態の図6の構成では、停止信号生成部59は、モータ30の速度が速度閾値未満と判定した場合のみ、漏れ電流の影響を受けやすい低駆動状態であると判断し、クロック停止信号Stpによる所定の期間だけのクロック停止の制御を実行する。一方、停止信号生成部59は、モータ30の速度が速度閾値以上になると、このようなクロック停止の制御を解除する。なお、速度閾値はモータ電流に対するPWMスイッチング信号による漏れ電流の影響が小さくなる速度とすればよく、数百r/minとする。
図7は、本発明の実施の形態2におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの他の構成を示す構成図である。図7では、駆動状態に応じてAD変換部15の動作停止を制御する他の構成例を示している。図6との比較において、図7に示すモータ制御装置10は、停止信号生成部69を備えている。
このような制御を行うため、図7に示すモータ制御装置10では、ディジタル制御部17から停止信号生成部69には、U相のPWM信号PwU、V相のPWM信号PwV、およびW相のPWM信号PwWに加えて、モータ電流検出値Di(DiU、DiW)が供給される。
停止信号生成部69は、U相のモータ電流検出値DiUもしくはW相のモータ電流検出値DiWの振幅値を監視し、あらかじめ決められた値(電流閾値)以上になった場合は、クロック停止信号Stpをハイレベルとし、電流閾値未満の場合は、実施の形態1で説明した停止判定信号によりクロック停止信号Stpを出力する。このように、本実施の形態の図7の構成では、停止信号生成部69は、モータ30の巻線に流す電流が電流閾値未満と判定した場合のみ、漏れ電流の影響を受けやすい低駆動状態であると判断し、クロック停止信号Stpによる所定の期間だけのクロック停止の制御を実行する。一方、停止信号生成部69は、巻線に流す電流が速度閾値を超えると、このようなクロック停止の制御を解除する。なお、モータ電流検出値Diについては、U相のモータ電流検出値DiUとW相のモータ電流検出値DiWからV相のモータ電流検出値を導出し、回転座標変換による直流値の大きさで判定してもよい。要するに、電流閾値は、モータ電流に対するPWMスイッチング信号による漏れ電流の影響が小さくなる電流値とすればよく、モータ定格電流値の10%〜20%とする。
また、図6および図7の構成に代えて、モータ速度値Spd、モータ電流検出値Diの少なくともいずれか一方が閾値(速度閾値、電流閾値)以上になった場合はクロック停止信号StpをHレベルとし、閾値未満の場合は実施の形態1で説明した停止判定信号によりクロック停止信号Stpを出力するように構成してもよい。
なお、以上の説明では、停止信号生成部19、59、69をロジック回路等で構成するような構成例を挙げて説明したが、例えば、ソフトウェアによるモータ制御方法で実現することも可能である。すなわち、PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、クロック停止信号を利用して、所定のパルス幅の期間だけクロックを停止させるモータ制御方法で実現してもよい。
以上のような構成とすることにより、漏れ電流の影響が大きくなるサーボロック時や低速回転時の検出精度劣化を低減できる。
本発明によれば、ΔΣ型ADコンバータとAD変換間引きフィルタでモータ電流を検出するモータ制御装置において、PWMスイッチングタイミングから生成したクロック停止信号に従いAD変換クロックを停止させることで、PWMスイッチングによる漏れ電流による検出精度劣化を低減することができる。このため、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができるので、モータ電流を検出してモータ制御を行う制御装置として特に有効である。
10,90 モータ制御装置
11 モータ電流検出部
12 ΔΣ型ADコンバータ
13 クロック生成部
14 AD変換間引きフィルタ
15,15U,15W,95 AD変換部
17,97 ディジタル制御部
18,98 電力変換部
19,59,69 停止信号生成部
30 モータ
31 エンコーダ
35 上位装置
100 モータ制御システム
130 クロック発生器
131 論理積ゲート
140 加算部
141 減算部
142 AD変換クロック分周器
191U,191V,191W タイマ
192 論理判定回路
11 モータ電流検出部
12 ΔΣ型ADコンバータ
13 クロック生成部
14 AD変換間引きフィルタ
15,15U,15W,95 AD変換部
17,97 ディジタル制御部
18,98 電力変換部
19,59,69 停止信号生成部
30 モータ
31 エンコーダ
35 上位装置
100 モータ制御システム
130 クロック発生器
131 論理積ゲート
140 加算部
141 減算部
142 AD変換クロック分周器
191U,191V,191W タイマ
192 論理判定回路
Claims (6)
- 3相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、前記巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と前記巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とにより、PWMスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、
前記PWMスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン/オフすることで前記巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、
前記駆動電圧により前記巻線に流れる電流を、アナログ電圧に変換する前記モータ電流検出部と、
前記アナログ電圧を1ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ADコンバータと、
前記1ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換し、前記モータ電流検出値として出力するAD変換間引きフィルタと、
前記ΔΣ型ADコンバータと前記AD変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、
前記クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備え、
前記停止信号生成部は、前記PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、
前記クロック生成部は、前記クロック停止信号を利用して、前記所定のパルス幅の期間だけ前記クロックを停止させることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記停止信号生成部は、前記PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングからあらかじめ設定した時間までのパルス幅の停止判定用信号を相ごとに生成し、3相全ての前記停止判定用信号が重なる時に、前記クロック停止信号を出力し、前記クロックを停止させることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
- 前記停止信号生成部は、前記PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングからあらかじめ設定した時間までのパルス幅の停止判定用信号を相ごとに生成し、いずれか2相以上の前記停止判定用信号が重なる範囲で、前記クロック停止信号を出力し、前記クロックを停止させることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
- 前記停止信号生成部は、前記PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングからあらかじめ設定した時間までのパルス幅の停止判定用信号を相ごとに生成し、いずれか1相以上の前記停止判定用信号が存在する場合に、前記クロック停止信号を出力し、前記クロックを停止させることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
- 前記停止信号生成部は、前記モータ電流検出値またはモータ速度値の少なくともいずれか一方があらかじめ設定した値以上になった時は停止判定用信号によらず前記クロックを出力することを特徴とする請求項2から請求項4のいずれか1項に記載のモータ制御装置。
- 上位装置からの動作指令とエンコーダからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とにより、PWMスイッチング信号を出力するディジタル制御部と、
前記PWMスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン/オフすることで前記巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、
前記駆動電圧により前記巻線に流れる電流を、アナログ電圧に変換するモータ電流検出部と、
前記アナログ電圧を1ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ADコンバータと、
前記1ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換し、前記モータ電流検出値として出力するAD変換間引きフィルタと、
前記ΔΣ型ADコンバータと前記AD変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部と、
前記クロック生成部のクロックを所定の期間だけ停止させるクロック停止信号を生成する停止信号生成部とを備え、
3相の前記巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記PWMスイッチング信号の信号変化のタイミングに基づき、所定のパルス幅のクロック停止信号を生成し、
前記クロック停止信号を利用して、前記所定のパルス幅の期間だけ前記クロックを停止させることを特徴とするモータ制御装置のモータ制御方法。
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