WO2015194493A1 - 電力変換制御装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a control technology for a power converter.
- the control technique can be applied to a control device for a capacitorless inverter described later, for example.
- Patent Document 1 describes an electric motor control device.
- the electric motor control device has a rectification unit and an inverter.
- the rectifier and the inverter are connected to each other via a DC link.
- the rectification unit receives an AC voltage, full-wave rectifies it, converts it to a DC voltage, and outputs it to the DC link.
- the inverter receives the DC voltage, converts it to an AC voltage, and outputs it to the motor.
- the DC link is provided with an LC filter having a reactor and a capacitor. More specifically, the capacitor and the reactor are connected in series between the pair of output terminals of the rectifying unit, and the voltage across the capacitor is input to the inverter as a DC voltage.
- the capacitance of the capacitor is smaller than that of a so-called smoothing capacitor, and the voltage across the capacitor has a pulsating component due to full-wave rectification.
- the capacitance of the capacitor provided in the DC link is small, the DC link, the rectification unit and the inverter connected through the DC link may be collectively referred to as a “capacitor-less inverter”.
- the inverter is controlled based on the voltage across the reactor in order to reduce the harmonic component of the DC voltage caused by the resonance of the LC filter.
- the target value of the voltage control rate is calculated by performing a correction by subtracting the value obtained by multiplying the voltage across the reactor and the gain from the initial value of the voltage control rate of the inverter.
- an inverter control signal is generated based on the target value of the voltage control rate and the voltage command value calculated by a known method.
- the harmonic component of the voltage across the capacitor is reduced, which in turn reduces the distortion of the current input to the motor control device.
- Such control based on the voltage of the reactor is also referred to as a VL control system in the present application.
- Patent Document 2 proposes a technique for suppressing the resonance of the DC voltage input to the inverter based on the voltage across the capacitor.
- control gain is determined from the inductance of the reactor forming the LC filter and the capacitance of the capacitor.
- this impedance is referred to as a power supply impedance
- the power supply impedance differs depending on the region or place where the motor control device is connected. Therefore, in the above-mentioned VL control system, the voltage of the DC link, in other words, the input voltage of the inverter may fluctuate due to the difference in the power supply impedance, and thus the control characteristics may change. Such a change becomes remarkable particularly when the inductance component of the power source impedance is large.
- the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object thereof is to maintain the attenuation coefficient of the voltage fluctuation of the DC link at a desired value regardless of the magnitude of the impedance on the power source side.
- the power conversion control device (3) controls the power conversion device.
- the power converter includes a pair of power supply lines (LH, LL), a capacitor (C1) provided between the pair of power supply lines, and a reactor that forms a choke input type LC filter (8) together with the capacitor ( L1), a rectifier (1) that rectifies the first AC voltage input from the power source (E1) into a DC voltage and outputs the DC voltage to the LC filter, and the voltage across the capacitor based on the switching signal (S)
- the power conversion control device is a command value for any one of the attenuation coefficient ( ⁇ cal) of the voltage across the reactor (VL), the current input to the reactor (IL), and the voltage across the capacitor.
- a gain setting unit (313A, 313B) that sets a control gain (k) based on an attenuation coefficient command ( ⁇ z); and a voltage that is a ratio of the amplitude of the second AC voltage to the average value of the voltage across the capacitor
- the command value (K **) for the control rate is set to any one of the voltage across the reactor, the current (IL) input to the reactor, and the voltage across the capacitor (W2), the control gain,
- a voltage control rate command generation unit (32) that subtracts and corrects and outputs the voltage control rate command (K *) as the voltage control rate command; and the switching based on the voltage control rate command
- the first aspect of the power conversion control device further includes a power source impedance estimating unit (312) for obtaining an estimated value (Z ⁇ ) of the power source side impedance (Z) viewed from the rectifying unit.
- the gain setting unit (313A) includes the estimated value, the inductance (L) of the reactor (L1), the capacitance (C) of the capacitor (C1), and the damping coefficient command ( ⁇ z).
- the control gain (k) is set.
- the voltage control rate command generation unit (32) subtracts the product of the control gain and the both-ends voltage (VL) of the reactor from the command value (K **), and the voltage control rate command (K *). Is output.
- a second aspect of the power conversion control device is the first aspect, wherein the both-ends voltage (VL) of the reactor (L1), the current (IL) input to the reactor, and the A voltage cycle calculation unit (311) for obtaining any one oscillation cycle ( ⁇ ) of the both-end voltage (VC) of the capacitor (C1) is further provided.
- the power source impedance estimation unit (312) obtains at least an inductance component (l) of the estimated value (Z ⁇ ) from the vibration cycle, the inductance (L), and the capacitance (C).
- the gain setting unit (313A) sets the control gain (k) from at least the inductance component of the estimated value, the capacitance, and the damping coefficient command ( ⁇ z).
- a third mode of the power conversion control device is the second mode thereof, wherein the power source impedance estimation unit (312) includes a line voltage (VS) of the power source (E1), the reactor ( L1), the voltage (VL) across the capacitor (C1), the current (IL) flowing through the reactor, and the inductance component (l) of the estimated value (Z ⁇ ).
- the resistance component (r) of the value (Z ⁇ ) is further obtained.
- the gain setting unit (313A) sets the control gain (k) from the inductance component and the resistance component of the estimated value, the capacitance (C), and the attenuation coefficient command ( ⁇ z). .
- VL the both-end voltage
- VC the both-end voltage
- W1 a measurement object
- W1 further includes an attenuation coefficient solution circuit (310) for obtaining the attenuation coefficient ( ⁇ cal) of the measurement object.
- the gain setting unit (313B) sets the control gain (k) based on a deviation ( ⁇ ) obtained by subtracting the attenuation coefficient from the attenuation coefficient command ( ⁇ z).
- the voltage control rate command generation unit (32) corrects the command value (K **) by subtracting the product of the control gain and the measurement object, and outputs the corrected value as the voltage control rate command (K *).
- a fifth aspect of the power conversion control device is the fourth aspect thereof, wherein the first AC voltage (VS) is three-phase, and the frequency of the first AC voltage to be measured is measured. A sixth-order component is removed, and the attenuation coefficient ( ⁇ cal) of the measurement object is obtained.
- a sixth aspect of the power conversion control device is the fifth aspect thereof, wherein the attenuation coefficient solving circuit (310) includes a pair of maximum values (a (j)) of the measurement target (W1). , A (j + m)), a peak value detection circuit (314), an integer (m) larger than the number of other maximum values generated between the pair of maximum values, and the pair of maximum values And an attenuation coefficient calculation circuit (316) for calculating a logarithmic attenuation rate ( ⁇ ) of the measurement object from the ratio between them and calculating the attenuation coefficient ( ⁇ cal) from the logarithmic attenuation rate.
- the attenuation coefficient solving circuit (310) includes a pair of maximum values (a (j)) of the measurement target (W1). , A (j + m)), a peak value detection circuit (314), an integer (m) larger than the number of other maximum values generated between the pair of maximum values, and the pair of maximum values
- an attenuation coefficient calculation circuit (316) for calculating a loga
- the attenuation coefficient of the voltage fluctuation on the input side of the power conversion unit is maintained at a desired value regardless of the magnitude of the impedance on the power supply side.
- a voltage control rate command that takes into account the magnitude of the impedance on the power supply side can be obtained.
- the inductance component of the estimated value of the impedance on the power supply side can be obtained.
- the resistance component of the estimated value of the impedance on the power supply side can also be obtained.
- the attenuation coefficient of the voltage fluctuation on the input side of the power conversion unit is maintained at a desired value without estimating the impedance on the power supply side.
- the influence of pulsation caused by rectification in the rectification unit is small, and the attenuation coefficient is accurately obtained.
- the attenuation coefficient is obtained from the logarithmic attenuation rate.
- FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit when power supply impedance is ignored in the equivalent circuit of FIG. 3.
- FIG. 8 is a block diagram obtained by modifying the block diagram of FIG. 7.
- FIG. 9 is a block diagram obtained by modifying the block diagram of FIG. 8.
- FIG. 10 is a block diagram obtained by modifying the block diagram of FIG. 9.
- the graph which shows the relationship between the inductance component of a power supply impedance in the prior art, an attenuation coefficient, and a control gain.
- the graph which shows the relationship between the inductance component of the power supply impedance in 1st Embodiment, an attenuation coefficient, and a control gain.
- the Bode diagram of the transfer function in the prior art The Bode diagram of the transfer function in the first embodiment.
- the functional block diagram which illustrates the composition of the gain output part and the voltage control factor amendment part in a 2nd embodiment.
- the graph which illustrates the waveform of a measuring object.
- the block diagram which illustrates the composition of a gain setting part.
- the block diagram which illustrates partially the structure of the gain output part as the 3rd structure of 3rd Embodiment.
- FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a conceptual configuration of a power conversion device employed in the following embodiment.
- the power conversion apparatus includes a pair of power supply lines LH and LL, an LC filter 8, a rectifying unit 1, and a power conversion unit 2.
- the LC filter 8 has a capacitor C1 and a reactor L1.
- Capacitor C1 is provided between power supply line LH and power supply line LL.
- the reactor L1 and the capacitor C1 form an LC filter 8 that is a choke input type low-pass filter.
- the rectifying unit 1 converts an N-phase AC voltage (N is a positive integer) input from the AC power supply E1 into a DC voltage, and outputs the DC voltage to the LC filter 8.
- the rectifier 1 is a diode rectifier circuit.
- the rectifier 1 is not limited to the diode rectifier circuit, and may be another AC-DC converter that converts an AC voltage into a DC voltage.
- a thyristor bridge rectifier circuit or a PWM (Pulse-Width-Modulation) type AC-DC converter can be employed.
- the rectifying unit 1 is a three-phase rectifier circuit to which a three-phase AC voltage is input.
- the number of phases of the AC voltage input to the rectification unit 1, that is, the number of phases of the rectification unit 1 is not limited to three phases, and may be set as appropriate.
- the power conversion unit 2 is, for example, a voltage source inverter, and inputs a DC voltage (a voltage across the capacitor C1) VC between the power supply lines LH and LL. Then, the power conversion unit 2 converts the both-end voltage VC into an AC voltage based on the switching signal S from the power conversion control device 3, and outputs the AC voltage to the load M1.
- the AC voltage output from the power converter 2 is also referred to as an output voltage.
- the power conversion unit 2 includes a pair of switching units connected in series between the power supply lines LH and LL for three phases.
- a pair of switching units Su1 and Su2 are connected in series, a pair of switching units Sv1 and Sv2 are connected in series, and a pair of switching units Sw1 and Sw2 are connected. They are connected in series with each other.
- the connection point of a pair of switching part Sx1, Sx2 (x represents u, v, w, and so on) of each phase is connected to the load M1.
- the switching units Sx1 and Sx2 are appropriately turned on / off based on the switching signal S, so that the power conversion unit 2 converts the both-end voltage VC into a three-phase AC voltage and outputs it to the load M1. As a result, a three-phase alternating current flows through the load M1.
- a rotating machine for example, an induction machine or a synchronous machine
- the load M1 is adopted as the load M1.
- the three-phase load M1 is illustrated in the illustration of FIG. 1, the number of phases is not limited to this.
- the power converter 2 is not limited to a three-phase power converter.
- the power supply lines LH and LL function as a DC link that connects the rectification unit 1 and the power conversion unit 2.
- the LC filter 8 is provided in this DC link, it is not necessary to have a function of smoothing the voltage input by the power conversion unit 2, that is, the voltage VC across the capacitor C1. In other words, the LC filter 8 may allow pulsation of the rectified voltage rectified by the rectifying unit 1.
- the both-end voltage VC is a pulsation component resulting from rectification of the N-phase AC voltage (for example, a pulsation component having a frequency 2N times the frequency of the N-phase AC voltage if full-wave rectification is used: The frequency of the component is also called pulsation frequency).
- the both-end voltage VC pulsates at a frequency six times the frequency of the three-phase AC voltage. That is, the pulsation component is the sixth component of the three-phase AC voltage.
- capacitorless inverter can be adopted as the power conversion device shown in FIG.
- the capacitor C1 is not required to have a large capacitance. Therefore, as the capacitor C1, for example, a film capacitor that is cheaper and smaller than an electrolytic capacitor can be employed.
- the resonance frequency of the LC filter 8 tends to increase.
- the resonance frequency tends to increase as the inductance of the reactor L1 is decreased.
- the resonance frequency is about 1.125 kHz.
- the voltage control rate is a value indicating how much AC voltage is output with respect to the voltage input by the power conversion unit 2. For example, when the amplitude of the output voltage is Vm and the average value of the both-end voltage VC is VC0, the voltage control rate is expressed by the ratio Vm / VC0.
- the both-ends voltage VC varies with switching. That is, a harmonic component is generated in the voltage VC at both ends.
- the switching frequency is higher than the pulsation frequency of the both-ends voltage VC by rectification, the frequency of the harmonic component here is higher than the pulsation frequency.
- This power converter has the LC filter 8 formed by the capacitor C1 and the reactor L1 as described above. Therefore, the fluctuation range of the harmonic component of the both-end voltage VC increases due to the resonance phenomenon contributed by the LC filter 8.
- the first embodiment it is newly proposed to consider not only the contribution of the LC filter 8 to the resonance phenomenon but also the contribution of the power supply impedance Z of the AC power supply E1.
- a technique for controlling the attenuation coefficient of the both-end voltage VC without depending on the power source impedance Z is proposed.
- the potential on the capacitor C1 side of the reactor L1 is adopted as the reference as the both-end voltage VL.
- Control configuration> A specific control configuration will be described.
- the power converters in the following embodiments operate under the control of the power conversion control device 3.
- the configuration of the power conversion control device 3 is shown in FIG. 1 together with the power converter as a block diagram.
- This power converter is provided with a reactor voltage detection unit 4 and a current detection unit 5.
- the reactor voltage detection unit 4 detects the voltage VL across the reactor L1 and outputs, for example, information obtained by performing analog / digital conversion to the power conversion control device 3.
- the current detection unit 5 detects the alternating current (the alternating current flowing through the load M1) output from the power conversion unit 2, and outputs, for example, information obtained by performing analog / digital conversion to this to the power conversion control device 3. .
- the power conversion unit 2 outputs three-phase (u-phase, v-phase, and w-phase) alternating currents, of which two-phase (u-phase, v-phase) alternating currents iu and iv are detected. Yes. Since the sum of the three-phase alternating currents is ideally zero, the power conversion control device 3 can calculate the remaining one-phase alternating current iw from the two-phase alternating currents iu and iv. These currents are appropriately used by a known method for the purpose of generating the switching signal S.
- the power conversion control device 3 includes a gain output unit 31, a voltage control rate command generation unit 32, and a switching signal generation unit 33.
- the power conversion control device 3 includes a microcomputer and a storage device, for example.
- the microcomputer executes each processing step (in other words, a procedure) described in the program.
- the storage device is composed of one or more of various storage devices such as a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a rewritable nonvolatile memory (EPROM (Erasable Programmable ROM), etc.), and a hard disk device, for example. Is possible.
- the storage device stores various information, data, and the like, stores a program executed by the microcomputer, and provides a work area for executing the program. It can be understood that the microcomputer functions as various means corresponding to each processing step described in the program, or can realize that various functions corresponding to each processing step are realized.
- the power conversion control device 3 is not limited to this, and various procedures executed by the power conversion control device 3 or various means or various functions to be realized may be realized by hardware.
- the gain output unit 31 also inputs information indicating the voltage VL at both ends and an attenuation coefficient command ⁇ z which is a command for a reactor attenuation coefficient, or further an inductance L of the reactor L1 and an electrostatic capacity C of the capacitor C1, and sets a control gain k. .
- the gain output unit 31 may be provided with information about the voltage VC or the current flowing through the reactor instead of the voltage VL.
- the attenuation coefficient command ⁇ z is a command value for the attenuation coefficient in the transfer function of the both-end voltage VC with respect to the power supply voltage VS that is the line voltage of the AC voltage input from the AC power supply E1.
- the gain output unit 31 sets a control gain k that realizes the input attenuation coefficient command ⁇ z by processing in each embodiment described later.
- the voltage control rate command generation unit 32 receives the control gain k and the both-end voltage VL, and based on these, the voltage control necessary for the voltage control rate of the power conversion unit 2 to become the command value K **.
- the rate command K * is output. Specifically, the voltage control rate command K * is obtained by correcting the command value K ** by subtracting the product of the control gain k and the both-ends voltage VL.
- the voltage control ratio command generation unit 32 may be provided with information on the current flowing through the voltage VC or the reactor L1 instead of the voltage VL.
- FIG. 2 is a functional block diagram showing an example of a specific internal configuration of the gain output unit 31 and the voltage control rate command generation unit 32 in the first embodiment.
- the gain output unit 31 includes a voltage cycle calculation unit 311, a power source impedance estimation unit 312, and a gain setting unit 313 ⁇ / b> A.
- the voltage cycle calculation unit 311 obtains the vibration cycle ⁇ of the both-end voltage VL.
- the power source impedance estimating unit 312 obtains an estimated value Z ⁇ of the power source impedance Z (here, the impedance on the AC power source E1 side as viewed from the rectifying unit 1).
- the estimated value Z ⁇ can be obtained from the vibration period ⁇ of the voltage VL at both ends, the inductance L, and the capacitance C. A specific method for obtaining the estimated value Z ⁇ will be described later.
- the gain setting unit 313A sets the control gain k from the estimated value Z ⁇ , the inductance L, the capacitance C, and the damping coefficient command ⁇ z, and outputs this.
- the voltage control rate command generation unit 32 includes a multiplier 321 and a subtracter 322.
- the multiplier 321 calculates a product k ⁇ VL of the control gain k and the both-ends voltage VL.
- the subtracter 322 subtracts the product k ⁇ VL from the command value K ** to obtain a voltage control rate command K *, and outputs this to the switching signal generator 33.
- the switching signal generator 33 generates a voltage command for the AC voltage output from the power converter 2 based on the voltage control rate command K *.
- the switching signal generator 33 further generates a switching signal S by comparing the voltage command with a carrier, for example.
- the switching signal S is output to the power converter 2. Since the operation of the switching signal generator 33 is realized by a known method (for example, Patent Document 1), details thereof are omitted here.
- an output voltage based on the voltage control rate command K * is obtained. Therefore, the harmonic component of the both-end voltage VC can be suppressed. Moreover, since the output voltage is set based on the voltage control rate command K * obtained by correcting the command value K ** in consideration of the power source impedance Z, the power conversion is performed regardless of the magnitude of the power source impedance Z.
- the attenuation coefficient of fluctuation of the input side voltage (both-end voltage VC) of the unit 2 is maintained at a desired attenuation coefficient command ⁇ z.
- FIG. 3 shows a simple equivalent circuit of the power conversion device of FIG.
- the load M1 is an inductive load
- the power conversion unit 2 and the load M1 are collectively understood as the current source 20.
- the power source impedance Z is indicated by a resistance component r and an inductance component l that exist in series in each phase between the AC power source E1 and the rectifying unit 1.
- a current IL flowing through the reactor L1, a current IC flowing through the capacitor C1, a current I0 flowing through the current source 20, and a voltage VZ generated at the power source impedance Z are also shown.
- the reactor L1 is connected in series with the capacitor C1 together with the two phases of the inductance component l. Therefore, the resonance frequency in the equivalent circuit is obtained by the equation (1) in consideration of the power source impedance Z.
- FIG. 4 is a graph schematically showing the waveform of the both-end voltage VL.
- Time t is adopted on the horizontal axis.
- the period in which the fluctuation of the both-end voltage VL is large is represented by F as the frequency of the power supply voltage VS, (6F).
- the reciprocal 1 / fc of the resonance frequency fc obtained by the equation (1) is grasped as the cycle ⁇ with the smaller fluctuation of the both-end voltage VL.
- this period ⁇ is treated as a vibration period in distinction from the period (1 / (6F)) represented by the reciprocal of the pulsation frequency.
- Such a vibration period ⁇ of the both-end voltage VL is acquired by the voltage period calculation unit 311.
- the vibration period ⁇ is determined by the time between adjacent extreme values of the both-end voltage VL.
- the vibration period ⁇ can be directly adopted as the vibration period ⁇ .
- a period in which the time between the adjacent minimum value and the maximum value is doubled may be adopted as the vibration period ⁇ .
- the capacitorless inverter since the capacitance C is small, the voltage VC between both ends is difficult to be smoothed, and the resonance phenomenon generated by the power source impedance Z and the LC filter becomes remarkable. Therefore, it is preferable that the capacitorless inverter be employed in the present embodiment from the viewpoint of improving the accuracy of obtaining the vibration period ⁇ .
- the power source impedance Z (particularly its inductance component 1) is estimated from the capacitance C of the capacitor C1, the inductance L of the reactor L1, and the vibration period ⁇ .
- Such estimation of the power source impedance Z that is, acquisition of the estimated value Z ⁇ is performed in the power source impedance estimation unit 312.
- the attenuation coefficient command ⁇ z but also the inductance L of the reactor L1 and the capacitance C of the capacitor C1 are input to the gain output unit 31 in order to obtain the estimated value Z ⁇ .
- FIG. 5 shows an equivalent circuit when the power source impedance Z is ignored in the equivalent circuit of FIG. This may be understood as the equivalent circuit shown in Patent Document 1. Therefore, as shown in Patent Document 1, by introducing the control gain k and setting the current I0 to the value ( ⁇ k ⁇ VL), the equivalent circuit of FIG. 5 is rewritten to the block diagram of FIG. A Laplace variable s is introduced.
- Equation (7) The attenuation coefficient command ⁇ z obtained from Equation (6) is expressed by Equation (7) with reference to Equation (4).
- Equation (7) the first term (Cr) of the numerator in Equation (7) can be ignored relative to the second term of the numerator. Further, with reference to equation (5), the attenuation coefficient command ⁇ z is expressed by equation (8).
- control gain k is obtained by approximation ignoring the resistance component r of the power supply impedance Z.
- the control gain k is determined by the inductance component l of the power supply impedance Z, the capacitance C of the capacitor C1, the inductance L of the reactor L1, and the damping coefficient command ⁇ z. And determined by.
- Equation (2) the inductance component l of the power source impedance Z is estimated. Therefore, the control gain k is set by inputting a desired damping coefficient command ⁇ z. Such setting is performed in the gain setting unit 313A as described above.
- the inductance component l of the estimated value Z ⁇ is obtained from the vibration period ⁇ , the inductance L, and the capacitance C.
- the resistance component r of the power source impedance Z can also be estimated.
- the damping coefficient command ⁇ z may be determined by adding the term (Cr) to the numerator of Expression (8) using the resistance component r estimated as follows.
- the gain setting unit 313A can set the control gain k using at least the inductance component l of the estimated value Z ⁇ or using the resistance component r.
- FIG. 11 is a graph showing the relationship between the value of the inductance component l, the attenuation coefficient ⁇ , and the control gain k.
- FIG. 11 shows a case where the control gain k is set to a constant value 1, which corresponds to the conventional technique.
- FIG. 12 is a graph showing the relationship between the value of the inductance component l, the damping coefficient command ⁇ z, and the control gain k.
- FIG. 12 shows a case where the control gain k is set based on the equation (8) and corresponds to the technique of the present embodiment.
- the value 2l which is twice the inductance component l, is adopted on the horizontal axis.
- the control gain k at this time is common in FIGS. 11 and 12.
- the resistance component r 0 is set.
- the damping coefficient ⁇ decreases as the inductance component l increases.
- the damping coefficient command ⁇ z is maintained regardless of the inductance component l. Therefore, according to the present embodiment, unlike the prior art, it can be seen that the control gain k is set so that the desired attenuation coefficient command ⁇ z is maintained regardless of the inductance component l.
- FIG. 13 and 14 are both Bode diagrams of the transfer function G (s).
- FIG. 13 shows a case where the control gain k is constant and corresponds to the conventional technique.
- FIG. 14 shows a case where the control gain k is set based on the equation (8) and corresponds to the technique of the present embodiment.
- the gain setting unit 313A can obtain the estimated value Z ⁇ , and the above-described effect can be obtained in a desired driving operation thereafter.
- the reactor L1 is provided on the power supply line LH on the rectifying unit 1 side with respect to the capacitor C1.
- the present invention is not limited to this, and the above description is valid even when the power supply line LL is provided.
- the power conversion unit 2 is controlled using the voltage control rate command K * in consideration of the power source impedance Z, so that the input side of the power conversion unit 2 is independent of the size of the power source impedance Z.
- the voltage fluctuation attenuation coefficient ⁇ can be maintained at a desired value (attenuation coefficient command ⁇ z).
- the vibration period ⁇ may be obtained from the both-end voltage VC instead of the both-end voltage VL. More specifically, the vibration period ⁇ may be obtained by the time between adjacent extreme values of the both-end voltage VC. Alternatively, the vibration period ⁇ may be obtained from the current IL in the same manner. This is because, in view of the equivalent circuit shown in FIG. 3, it is considered that both the voltages VL and VC and the current IL vibrate with the same vibration period ⁇ . The detection of the both-end voltage VC and the current IL can be achieved using a known technique.
- the vibration period ⁇ is used to estimate the inductance component l.
- the vibration period ⁇ does not appear in the equations (3) to (9). Therefore, the control gain k determined by the equation (8) may be determined based on the vibration period ⁇ obtained from any of the both-end voltages VL and VC and the current IL. That is, when calculating the vibration period ⁇ , the voltage period calculation unit 311 may determine the vibration period ⁇ of the both-end voltage VC or the vibration period ⁇ of the current IL instead of the vibration period ⁇ of the both-end voltage VL. That is, instead of the information on the voltage VL at both ends, the information on the voltage VC or current IL may be input to the gain output unit 31.
- Equation (3) based on the block diagram shown in FIG. 6 is based on the premise that the product of the control gain k and the both-end voltage VL is used. Therefore, regardless of whether the control gain k is determined based on the vibration period ⁇ obtained from the both-end voltages VL and VC or the current IL, the command value K ** is the product of the both-end voltage VL and the control gain k. Is corrected to obtain a voltage control rate command K *.
- Second Embodiment> the damping coefficient itself is evaluated, and a technique for shifting the damping coefficient to the damping coefficient command ⁇ z that is the command value is employed. Therefore, the estimation of the power source impedance Z shown in the first embodiment is not necessary.
- FIG. 15 is a functional block diagram showing an example of a specific internal configuration of the gain output unit 31 and the voltage control rate command generation unit 32 in the second embodiment.
- the gain output unit 31 includes a peak value detection circuit 314, a counter 315, an attenuation coefficient calculation circuit 316, and a gain setting unit 313B.
- the peak value detection circuit 314, the counter 315, and the attenuation coefficient calculation circuit 316 are collectively grasped as an attenuation coefficient solution circuit 310 that has a function of obtaining an attenuation coefficient ⁇ cal described in detail later.
- the specific internal configuration of the voltage control rate command generation unit 32 employed in the present embodiment is the same as that of the first embodiment.
- the gain output unit 31 receives any one of the voltages VC and VL at both ends and the current IL as the measurement target W1.
- the gain output unit 31 sets a control gain k based on the measurement target W1 and the attenuation coefficient command ⁇ z, and outputs this.
- any one of the both-end voltages VC and VL and the current IL is input as a multiplicand W2 with respect to the control gain k.
- the voltage control rate command generator 32 corrects the command value K ** by subtracting the product k ⁇ W2 of the multiplicand W2 and the control gain k from the command value K ** to obtain the voltage control rate command K *. .
- the measurement object W1 and the multiplicand W2 are all selected from the both-end voltages VC and VL and the current IL, and may be the same or different from each other. However, as will be described later, the measurement object W1 is different from the multiplicand W2 in that it is desirable to perform the filtering process.
- the peak value detection circuit 314 detects the maximum value a (i) (for example, i is a positive integer) of the measurement object W1, and holds this.
- the peak value detection circuit 314 gives a notification G to the counter 315 that, for example, a maximum value has been detected.
- FIG. 16 is a graph illustrating the waveform of the measurement target W1.
- the counter 315 gives an output command H to the peak value detection circuit 314 by receiving the notification G when it is reset.
- the peak value detection circuit 314 outputs the local maximum value a (j) to the attenuation coefficient calculation circuit 316 or stores it in the peak value detection circuit 314.
- the counter 315 also gives an output command H to the peak value detection circuit 314 by receiving the (m + 1) th notification G including the notification G when reset.
- the peak value detection circuit 314 outputs the local maximum value a (j + m) to the attenuation coefficient calculation circuit 316 or stores it in the peak value detection circuit 314.
- the pair of local maximum values a (j) and a (j + m) may be output to the attenuation coefficient calculation circuit 316 each time the output command H is given to the peak value detection circuit 314 as described above.
- the notification G may be output to the attenuation coefficient calculation circuit 316 as a pair at the timing when the notification G is given. For example, in the notification G when the reset signal R is given to the counter 315, the pair of maximum values a (j) and a (j + m) stored in the peak value detection circuit 314 before the reset signal R is generated are attenuated. It may be output to the coefficient calculation circuit 316.
- FIG. 16 also shows the vibration period ⁇ and m periods ⁇ of the vibration period ⁇ .
- (m ⁇ 1) maximum values are generated between the pair of maximum values a (j) and a (j + m).
- the attenuation coefficient calculation circuit 316 has a ratio a (j) / a (j + m) between an integer m larger than the number (m ⁇ 1) and a pair of local maximum values a (j) and a (j + m).
- the logarithmic attenuation rate ⁇ of the measuring object W1 is obtained from the equation (10).
- the symbol “ln ()” indicates a natural logarithm (a logarithm with the Napier number as the base) in parentheses.
- the attenuation coefficient ⁇ cal is obtained by the equation (11) using the logarithmic attenuation rate ⁇ and the circumferential rate ⁇ . However, an approximate equal sign (nearly equal) is appropriate when the attenuation coefficient ⁇ cal is sufficiently smaller than 1.
- the attenuation coefficient ⁇ cal obtained in this way may be grasped as a measured value of the attenuation coefficient in the measurement target W1.
- the attenuation coefficient calculation circuit 316 may obtain the attenuation coefficient ⁇ cal by using an equation obtained by substituting Equation (10) into Equation (11) without once obtaining the logarithmic attenuation rate ⁇ .
- FIG. 17 is a block diagram illustrating the configuration of the gain setting unit 313B.
- the gain setting unit 313B includes a subtracter 3131 and a gain determination unit 3132.
- the subtractor 3131 obtains a deviation ⁇ by subtracting the attenuation coefficient ⁇ cal from the attenuation coefficient command ⁇ z.
- the gain determination unit 3132 determines the control gain k higher as the deviation ⁇ is larger. However, if there is no restriction on the fluctuation range of the control gain k, the effect of correcting the command value K ** is excessive, which is not desirable. Therefore, it is desirable that the gain determination unit 3132 has a function as a limiter having an upper limit and a lower limit.
- Equation (1) it is considered that the attenuation coefficient due to resonance of the multiplicand W2 coincides with the attenuation coefficient ⁇ cal due to resonance of the measurement target W1. Therefore, the command value K ** is corrected by subtracting by the product k ⁇ W2 of the control gain k and the multiplicand W2 set based on the damping coefficient ⁇ cal, thereby obtaining the voltage control rate command K *.
- the desired damping coefficient command ⁇ z is maintained.
- FIG. 18 is a block diagram partially illustrating the configuration of the gain output unit 31 as a modification of the present embodiment.
- the gain output unit 31 in this modification employs a configuration in which a filter 317 is added to the configuration shown in FIG.
- the peak value detection circuit 313 receives not the measurement target W1 itself but the measurement target W1 in which the low frequency components are reduced.
- the attenuation coefficient calculation circuit 316 and the gain setting unit 313B shown in FIG. 15 are omitted (the same applies to FIGS. 19, 21, and 23 described later).
- the measurement target W1 When either the current IL or the both-end voltage VC is adopted as the measurement target W1, these also have a DC component.
- the direct current component is also reduced by the high pass filter. Therefore, even if any of the current IL and the both-end voltages VL and VC is adopted as the measurement target W1, the influence of both the pulsation frequency component and the DC component on the ratio a (j) / a (j + m) between the maximum values is small. Therefore, the attenuation coefficient ⁇ cal is accurately obtained.
- the pulsation frequency is close to the resonance frequency fc, it is not easy to configure a high-pass filter that reduces the pulsation frequency component while leaving the resonance frequency fc component. Therefore, in the third embodiment, a technique for removing the component of the pulsation frequency from the measurement target W1 by calculation is employed.
- FIG. 19 is a block diagram showing a first configuration of the third embodiment. Specifically, FIG. 19 partially illustrates the configuration of the gain output unit 31. In the first configuration, the both-end voltage VC is adopted as the measurement target W1. In the first configuration, a configuration in which the filter 317 illustrated in FIG. 18 is replaced with a pulsation component removing unit 318a and a DC component removing circuit 319 is employed.
- the pulsation component removing unit 318a is provided with information on the power supply voltage VS (in the drawing, the information is also indicated by the symbol VS for the sake of simplicity). As a result, it is possible to calculate the phase ⁇ t (where t represents time and ⁇ represents angular frequency) and the effective value Vn of the amplitude of the N-phase AC voltage input from the AC power supply E1.
- FIG. 20 is a graph showing the waveform of the value VCh when the multiphase AC voltage input from the AC power supply E1 is a three-phase AC voltage and the rectifier 1 performs full-wave rectification.
- the solid line shows the waveform of the value VCh, and the broken line shows the waveform of the three-phase AC voltage.
- the value VCh illustrated in FIG. 20 is a periodic function having a period ⁇ / 3.
- the function D ( ⁇ t) of the phase ⁇ t is expressed by the following equation (13).
- the value VCh has a DC component, and thus the voltage VC at both ends also has a DC component.
- Such a DC component is removed by a DC component removal circuit 319.
- the function similar to that of the filter 317 can be realized by the functions of the pulsation component removal unit 318a and the DC component removal circuit 319 as described above.
- FIG. 21 is a block diagram showing a second configuration of the present embodiment. Specifically, FIG. 20 partially illustrates the configuration of the gain output unit 31. In the second configuration, the current IL is employed as the measurement target W1. In the second configuration, a configuration in which the pulsation component removal unit 318a illustrated in FIG. 19 is replaced with a pulsation component removal unit 318b is employed.
- FIG. 22 is a graph showing the waveform of the value ILh of the current IL when there is no vibration due to resonance and the loss is ignored.
- the multiphase AC voltage input from the AC power supply E1 is a three-phase AC voltage and the rectifier 1 performs full-wave rectification.
- the value ILh illustrated in FIG. 22 is a periodic function having a period ⁇ / 3.
- the pulsation component removing unit 318b is provided with information on the power supply voltage VS and command values V * and I * which are command values for the output voltage and output current of the power conversion unit 2, respectively.
- the command values V * and I * are employed in the power conversion control device 3 by a known technique. Therefore, the command values V * and I * are given to the pulsation component removing unit 318b inside the power conversion control device 3.
- the power Pinv input to the power conversion unit 2 is expressed by the following equation (14) as a product of values ILh and VCh.
- the input power Pinv is equal to the output power of the power converter 2. Since the output power can be expressed by a known function J (V *, I *) with the command values V * and I * as variables, the following expression (15) is established.
- the pulsation component due to rectification is removed from the measurement target W1.
- the value ILh has a direct current component, and thus the current IL also has a direct current component.
- Such a DC component is removed by a DC component removal circuit 319.
- the function similar to that of the filter 317 can be realized by the functions of the pulsation component removal unit 318a and the DC component removal circuit 319 as described above.
- FIG. 23 is a block diagram showing a third configuration of the present embodiment. Specifically, FIG. 23 partially illustrates the configuration of the gain output unit 31. In the third configuration, the both-end voltage VL is adopted as the measurement target W1. In the third configuration, a configuration in which the pulsation component removal unit 318b and the DC component removal circuit 319 shown in FIG. 21 are replaced with a pulsation component removal unit 318c is employed. As with the pulsation component removal unit 318b, the pulsation component removal unit 318c is provided with information on the power supply voltage VS and command values V * and I *.
- FIG. 24 is a graph showing a waveform of the value VLh of the both-end voltage VL when there is no vibration due to resonance and the loss is ignored.
- the multiphase AC voltage input from the AC power supply E1 is a three-phase AC voltage and the rectifier 1 performs full-wave rectification.
- the value VLh illustrated in FIG. 22 is a periodic function having a period ⁇ / 3.
- VLh is obtained by the following equation (16) using the current equations (12) to (15).
- both-end voltage VL is proportional to the differential value of the current ILh, and thus has no DC component. Therefore, the DC component removal circuit 319 is unnecessary.
- the capacitance C is obtained even though the inductance L is used when obtaining the control gain k. Not used. Therefore, the input of the capacitance C to the gain output unit 31 as shown in FIG. 1 can be omitted.
- neither the inductance L nor the capacitance C is used when obtaining the control gain k. Accordingly, the input of the inductance L and the capacitance C to the gain output unit 31 as shown in FIG. 1 can be omitted.
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Abstract
電源側のインピーダンスの大きさによらず、直流リンクの電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。電圧周期計算部(311)は、両端電圧(VL)の振動周期(τ)を取得する。電源インピーダンス推定部(312)は、電源インピーダンス(Z)の推定値(Z^)を、振動周期(τ)と、インダクタンス(L)と、静電容量(C)とから求める。ゲイン設定部(313A)は推定値(Z^)と、インダクタンス(L)と、静電容量(C)と、所望の減衰係数指令(ζz)とから、制御ゲイン(k)を設定し、これを出力する。乗算器(321)は制御ゲイン(k)と両端電圧(VL)との積(k・VL)を求める。減算器(322)は指令値(K**)から積(k・VL)を減算して電圧制御率指令(K*)を求める。
Description
本発明は、電力変換装置の制御技術に関する。当該制御技術は、例えば後述するコンデンサレスインバータの制御装置に適用できる。
特許文献1には電動機制御装置が記載されている。当該電動機制御装置は、整流部とインバータとを有している。整流部とインバータとは直流リンクを介して互いに接続される。整流部は交流電圧を入力し、これを全波整流して直流電圧に変換して直流リンクに出力する。インバータは当該直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して電動機へと出力する。
直流リンクにはリアクトルとコンデンサとを有するLCフィルタが設けられる。より詳細には、コンデンサとリアクトルとは整流部の一対の出力端の間で互いに直列に接続され、コンデンサの両端電圧が直流電圧としてインバータに入力される。コンデンサの静電容量はいわゆる平滑コンデンサの静電容量よりも小さく、コンデンサの両端電圧は全波整流による脈動成分を有する。このように、直流リンクにおいて設けられるコンデンサの静電容量が小さい場合、当該直流リンク並びにこれを介して連結される整流部およびインバータは纏めて「コンデンサレスインバータ」と称されることがある。
特許文献1では、LCフィルタの共振に起因する直流電圧の高調波成分を低減すべく、リアクトルの両端電圧に基づいてインバータが制御される。例えばインバータの電圧制御率についての初期値に対して、リアクトルの両端電圧とゲインとを乗算した値を減算する補正を行って、電圧制御率の目標値が算出される。そして、この電圧制御率の目標値と、公知の手法により算出される電圧指令値とに基づいて、インバータの制御信号が生成される。これによってコンデンサの両端電圧の高調波成分は低減し、ひいては電動機制御装置に入力する電流のゆがみが低減する。このようなリアクトルの電圧に基づく制御は、本願においてはVL制御系とも称される。
特許文献2では、コンデンサの両端電圧に基づいて、インバータに入力する直流電圧の共振を抑制する技術が提案されている。
特許文献1で紹介されたVL制御系では、LCフィルタを形成するリアクトルのインダクタンスとコンデンサの静電容量とから制御ゲインが決定されている。
しかし、実際には、電動機制御装置に接続される電源にもインピーダンス(以下、このインピーダンスは電源インピーダンスと称される)が存在する。電動機制御装置が接続される地域や場所によって電源インピーダンスは相違する。よって上述のVL制御系では、電源インピーダンスの相違によって、直流リンクの電圧、換言すればインバータの入力側電圧が変動し、ひいては制御特性が変化する可能性がある。かかる変化は、特に電源インピーダンスのインダクタンス成分が大きい場合に顕著となる。
この発明は上記の課題に鑑みてなされたもので、電源側のインピーダンスの大きさによらず、直流リンクの電圧変動の減衰係数を、所望の値に維持することを目的とする。
この発明にかかる電力変換制御装置(3)は電力変換装置を制御する。当該電力変換装置は、一対の電源線(LH,LL)と、前記一対の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記コンデンサと共にチョークインプット型のLCフィルタ(8)を形成するリアクトル(L1)と、電源(E1)から入力される第1交流電圧を直流電圧に整流して前記LCフィルタに出力する整流部(1)と、スイッチング信号(S)に基づいて、前記コンデンサの両端電圧(VC)を第2交流電圧に変換する電力変換部(2)とを備える。
この発明にかかる電力変換制御装置は、前記リアクトルの両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つの減衰係数(ζcal)の指令値たる減衰係数指令(ζz)に基づいて、制御ゲイン(k)を設定するゲイン設定部(313A,313B)と;前記第2交流電圧の振幅の、前記コンデンサの前記両端電圧の平均値に対する比たる電圧制御率についての指令値(K**)を、前記リアクトルの両端電圧、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つ(W2)と前記制御ゲインとの積を減算して補正して電圧制御率指令(K*)として出力する電圧制御率指令生成部(32)と;前記電圧制御率指令に基づいて前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部(33)とを備える。
この発明にかかる電力変換制御装置の第1の態様は、前記整流部から見た前記電源側のインピーダンス(Z)の推定値(Z^)を求める電源インピーダンス推定部(312)を更に備える。前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値と、前記リアクトル(L1)のインダクタンス(L)と、前記コンデンサ(C1)の静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する。前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)から前記制御ゲインと前記リアクトルの前記両端電圧(VL)との積を減算して前記電圧制御率指令(K*)を出力する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第2の態様は、その第1の態様であって、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つの振動周期(τ)を求める電圧周期計算部(311)を更に備える。そして前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記振動周期と、前記インダクタンス(L)と、前記静電容量(C)とから少なくとも前記推定値(Z^)のインダクタンス成分(l)を求める。前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の少なくとも前記インダクタンス成分と、前記静電容量と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第3の態様は、その第2の態様であって、前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記電源(E1)の線間電圧(VS)、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記コンデンサ(C1)の両端電圧(VC)、前記リアクトルに流れる前記電流(IL)、前記推定値(Z^)の前記インダクタンス成分(l)とから前記推定値(Z^)の抵抗成分(r)を更に求める。前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の前記インダクタンス成分および前記抵抗成分と、前記静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第4の態様は、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つを測定対象(W1)とし、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)を求める減衰係数求解回路(310)を更に備える。前記ゲイン設定部(313B)は、前記減衰係数指令(ζz)から前記減衰係数を差し引いて得られる偏差(Δζ)に基づいて前記制御ゲイン(k)を設定する。前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)を前記制御ゲインと前記測定対象との積を減算して補正して前記電圧制御率指令(K*)として出力する。
この発明にかかる電力変換制御装置の第5の態様は、その第4の態様であって、前記第1交流電圧(VS)は三相であり、前記測定対象の前記第1交流電圧の周波数の6次成分が除去されて、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)が求められる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第6の態様は、その第5の態様であって、前記減衰係数求解回路(310)は、前記測定対象(W1)の一対の極大値(a(j),a(j+m))を検出するピーク値検出回路(314)と、前記一対の前記極大値の間に発生する他の極大値の個数よりも1大きい整数(m)と前記一対の前記極大値同士の比とから前記測定対象の対数減衰率(δ)を求め、前記対数減衰率から前記減衰係数(ζcal)を求める計算を行う減衰係数計算回路(316)とを含む。
この発明にかかる電力変換制御装置によれば、電源側のインピーダンスの大きさによらず、電力変換部の入力側の電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。
この発明にかかる電力変換制御装置の第1の態様によれば、電源側のインピーダンスの大きさを考慮した電圧制御率指令が得られる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第2の態様によれば、電源側のインピーダンスの推定値のインダクタンス成分が得られる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第3の態様によれば、電源側のインピーダンスの推定値の抵抗成分もが得られる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第4の態様によれば、電源側のインピーダンスを推定すること無く、電力変換部の入力側の電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。
この発明にかかる電力変換制御装置の第5の態様によれば、整流部での整流に起因する脈動の影響が小さく、減衰係数が正確に求められる。
この発明にかかる電力変換制御装置の第6の態様によれば、対数減衰率から減衰係数が求められる。
この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
<1.電力変換装置の構成>
図1は以下の実施の形態において採用される電力変換装置の、概念的な構成を例示する回路図である。本電力変換装置は、一対の電源線LH,LLと、LCフィルタ8と、整流部1と、電力変換部2とを備える。
図1は以下の実施の形態において採用される電力変換装置の、概念的な構成を例示する回路図である。本電力変換装置は、一対の電源線LH,LLと、LCフィルタ8と、整流部1と、電力変換部2とを備える。
LCフィルタ8は、コンデンサC1とリアクトルL1とを有する。コンデンサC1は電源線LHと電源線LLとの間に設けられる。リアクトルL1は、コンデンサC1と共に、チョークインプット型のローパスフィルタであるLCフィルタ8を形成する。
整流部1は交流電源E1から入力されるN(Nは正の整数)相交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をLCフィルタ8に出力する。図1の例示では、整流部1はダイオード整流回路である。
なお整流部1は、ダイオード整流回路に限らず、交流電圧を直流電圧に変換する他のAC-DCコンバータであってもよい。例えばサイリスタブリッジ整流回路やPWM(Pulse-Width-Modulation:パルス幅変調)方式のAC-DCコンバータを採用できる。
また図1の例示では整流部1は、三相交流電圧が入力される三相の整流回路である。ただし整流部1に入力される交流電圧の相数、即ち整流部1の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。
電力変換部2は例えば電圧形インバータであって、電源線LH,LLの間の直流電圧(コンデンサC1の両端電圧)VCを入力する。そして電力変換部2は、電力変換制御装置3からのスイッチング信号Sに基づいて両端電圧VCを交流電圧に変換し、この交流電圧を負荷M1へと出力する。以下では、電力変換部2が出力する交流電圧は出力電圧とも称される。
図1では、例えば電力変換部2は、電源線LH,LLの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図1の例示では電源線LH,LLの間で、一対のスイッチング部Su1,Su2が互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Sv1,Sv2が互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Sw1,Sw2が互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Sx1,Sx2(xはu,v,wを代表する、以下同様)同士の接続点が負荷M1に接続される。
これらのスイッチング部Sx1,Sx2がスイッチング信号Sに基づいて適切に導通/非導通することで、電力変換部2は両端電圧VCを三相交流電圧に変換してこれを負荷M1へと出力する。これにより、負荷M1には三相の交流電流が流れる。
負荷M1には、例えば回転機(例えば誘導機又は同期機)が採用される。また図1の例示では三相の負荷M1が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換部2は三相の電力変換部に限られない。
電源線LH,LLは整流部1と電力変換部2とを連結する直流リンクとして機能する。LCフィルタ8はこの直流リンクにおいて設けられるものの、電力変換部2が入力する電圧、即ちコンデンサC1の両端電圧VCを平滑する機能を有する必要はない。言い換えれば、LCフィルタ8は整流部1が整流した整流電圧の脈動を許容してもよい。
具体的には、両端電圧VCは、N相交流電圧の整流に起因する脈動成分(例えば全波整流を用いれば、N相交流電圧の周波数の2N倍の周波数を有する脈動成分:以下、当該脈動成分の周波数は脈動周波数とも称される)を有する。図1の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、両端電圧VCは三相交流電圧の周波数の6倍の周波数で脈動する。つまり脈動成分は三相交流電圧の6次成分である。
つまり図1で示された電力変換装置として、いわゆるコンデンサレスインバータを採用することができる。このときコンデンサC1には大きな静電容量は要求されない。よってコンデンサC1としては、電解コンデンサに比べて安価で小型の、例えばフィルムコンデンサを採用できる。
コンデンサC1の静電容量が上述の通り小さければ、LCフィルタ8の共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルL1のインダクタンスを小さくするほど、共振周波数は高くなる傾向にある。例えば図1において、コンデンサC1の静電容量が40μFであり、リアクトルL1のインダクタンスが0.5mHである場合、共振周波数は約1.125kHz程度になる。
<2.制御>
以下、電圧制御率に基づいた電力変換部2の制御について説明する。ここでいう電圧制御率とは、電力変換部2が入力する電圧に対して、どの程度の割合で交流電圧が出力されるか、を示す値である。例えば出力電圧の振幅をVmとし、両端電圧VCの平均値をVC0とすると、電圧制御率は比Vm/VC0で表される。
以下、電圧制御率に基づいた電力変換部2の制御について説明する。ここでいう電圧制御率とは、電力変換部2が入力する電圧に対して、どの程度の割合で交流電圧が出力されるか、を示す値である。例えば出力電圧の振幅をVmとし、両端電圧VCの平均値をVC0とすると、電圧制御率は比Vm/VC0で表される。
電力変換部2はスイッチング動作を行うので、スイッチングに伴って両端電圧VCが変動する。つまり両端電圧VCに高調波成分が生じる。なお、スイッチング周波数は、整流による両端電圧VCの脈動周波数よりも高いので、ここでいう高調波成分の周波数は脈動周波数よりも高い。
本電力変換装置は、上述のように、コンデンサC1とリアクトルL1とによって形成されるLCフィルタ8を有している。よってこのLCフィルタ8が寄与する共振現象によって両端電圧VCの高調波成分の変動幅が増大する。
このような両端電圧VCの高調波成分の変動を考慮して電圧制御率を制御すること、とりわけリアクトルL1の両端電圧VLに基づいて電圧制御率を制御すること自体は、例えば特許文献1で公知である。
第1の実施の形態では上記共振現象に対するLCフィルタ8の寄与のみならず、交流電源E1の電源インピーダンスZの寄与をも考慮することが、新たに提案される。また第2の実施の形態では電源インピーダンスZに依存せず両端電圧VCの減衰係数を制御する技術が提案される。
なお、整流部1には電源線LLから電流が流れ込み、電源線LHへと電流が流れ出すことを考慮して、両端電圧VLとしてはリアクトルL1のコンデンサC1側の電位が基準として採用される。
<3.制御構成>
具体的な制御構成が説明される。以下の実施の形態における電力変換器は、電力変換制御装置3の制御の下で動作する。電力変換制御装置3の構成はブロック図として、電力変換器と共に図1において併記されている。
具体的な制御構成が説明される。以下の実施の形態における電力変換器は、電力変換制御装置3の制御の下で動作する。電力変換制御装置3の構成はブロック図として、電力変換器と共に図1において併記されている。
この電力変換装置にはリアクトル電圧検出部4、電流検出部5が設けられる。
リアクトル電圧検出部4はリアクトルL1の両端電圧VLを検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して得られる情報を、電力変換制御装置3に出力する。
電流検出部5は、電力変換部2が出力する交流電流(負荷M1を流れる交流電流)を検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して得られる情報を、電力変換制御装置3に出力する。
図1の例示では、電力変換部2が三相(u相、v相、w相)の交流電流を出力し、そのうち二相(u相、v相)の交流電流iu,ivが検出されている。三相の交流電流の和は理想的には零であるので、電力変換制御装置3は、二相の交流電流iu,ivから残りの一相の交流電流iwを算出することができる。これらの電流はスイッチング信号Sを生成する目的で、公知の手法で適宜に用いられる。
電力変換制御装置3は、ゲイン出力部31、電圧制御率指令生成部32、スイッチング信号生成部33を備える。
電力変換制御装置3は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ(換言すれば手順)を実行する。上記記憶装置は、例えばROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。
また、電力変換制御装置3はこれに限らず、電力変換制御装置3によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部がハードウェアで実現されても構わない。
ゲイン出力部31は、両端電圧VLを示す情報及びリアクトル減衰係数の指令たる減衰係数指令ζz、あるいは更にリアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC1の静電容量Cをも入力し、制御ゲインkを設定する。但し後述されるように、両端電圧VLに代えて両端電圧VCあるいはリアクトルに流れる電流の情報がゲイン出力部31に与えられてもよい。
減衰係数指令ζzは、両端電圧VCの、交流電源E1から入力される交流電圧の線間電圧たる電源電圧VSに対する伝達関数における減衰係数についての指令値である。ゲイン出力部31は、入力された減衰係数指令ζzを実現するような制御ゲインkを、後述する各実施の形態における処理によって設定する。
電圧制御率指令生成部32は、制御ゲインkと両端電圧VLとを入力し、これらに基づいて、電力変換部2の電圧制御率が、その指令値K**となるために必要な電圧制御率指令K*を出力する。具体的には、指令値K**を、制御ゲインkと両端電圧VLとの積を減算して補正することにより、電圧制御率指令K*を得る。但し第2の実施の形態においては、両端電圧VLに代えて両端電圧VCあるいはリアクトルL1に流れる電流の情報を電圧制御率指令生成部32に与えてもよい。
<4.第1の実施の形態>
図2は第1の実施の形態におけるゲイン出力部31および電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。
図2は第1の実施の形態におけるゲイン出力部31および電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。
ゲイン出力部31は、電圧周期計算部311と、電源インピーダンス推定部312と、ゲイン設定部313Aとを備える。
電圧周期計算部311は両端電圧VLの振動周期τを得る。電源インピーダンス推定部312は、電源インピーダンスZ(ここでは整流部1から見た交流電源E1側のインピーダンス)の推定値Z^を求める。例えば推定値Z^は、両端電圧VLの振動周期τと、インダクタンスLと、静電容量Cとから求めることができる。この推定値Z^の具体的な求め方については後述される。
ゲイン設定部313Aは推定値Z^と、インダクタンスLと、静電容量Cと、減衰係数指令ζzとから、制御ゲインkを設定し、これを出力する。
電圧制御率指令生成部32は乗算器321と減算器322とを備える。乗算器321は制御ゲインkと両端電圧VLとの積k・VLを求める。減算器322は指令値K**から積k・VLを減算して電圧制御率指令K*を求め、これをスイッチング信号生成部33に出力する。
スイッチング信号生成部33は、電力変換部2が出力する交流電圧についての電圧指令を、電圧制御率指令K*に基づいて生成する。スイッチング信号生成部33は更に、例えば当該電圧指令をキャリアと比較して、スイッチング信号Sを生成する。スイッチング信号Sは電力変換部2へと出力される。スイッチング信号生成部33の動作は公知の手法(例えば特許文献1)で実現されるので、ここではその詳細は省略される。
以上のようにして電圧制御率指令K*に基づいた出力電圧が得られる。よって、両端電圧VCの高調波成分を抑制することができる。しかも出力電圧が、電源インピーダンスZを考慮して指令値K**を補正して得られた電圧制御率指令K*に基づいて設定されるので、電源インピーダンスZの大きさによらず、電力変換部2の入力側の電圧(両端電圧VC)の変動の減衰係数は、所望の減衰係数指令ζzに維持される。
次に、推定値Z^を求めるための具体的な手法が例示される。
図3は、図1の電力変換装置の簡易的な等価回路を示している。ここでは負荷M1が誘導性負荷であり、電力変換部2と負荷M1とが纏めて電流源20として把握されている。電源インピーダンスZは、交流電源E1と整流部1との間で、各相において直列に存在する抵抗成分rとインダクタンス成分lとで示されている。リアクトルL1に流れる電流IL、コンデンサC1に流れる電流IC、電流源20が流す電流I0、電源インピーダンスZにおいて発生する電圧VZも併記されている。
この等価回路において、リアクトルL1がインダクタンス成分lの二相分と共に、コンデンサC1と直列に接続される。よって等価回路における共振周波数は電源インピーダンスZも考慮して、式(1)で求められる。
図4は両端電圧VLの波形を模式的に示すグラフである。横軸には時間tが採用されている。ここでは整流部1が三相電圧の全波整流を行う場合が例に取られているので、両端電圧VLの変動の大きな周期は、電源電圧VSの周波数をFとして、脈動周波数の逆数1/(6F)で表される。式(1)で求められる共振周波数fcの逆数1/fcが、両端電圧VLの変動の小さい方の周期τとして把握される。以下、この周期τは振動周期として、脈動周波数の逆数で表される周期(1/(6F))とは区別して扱われる。
このような両端電圧VLの振動周期τは電圧周期計算部311で取得される。具体的には両端電圧VLの隣接する極値同士の間の時間で振動周期τが求められる。例えば図4に例示されるように、隣接する極大値同士の間の時間をそのまま振動周期τとして採用することができる。あるいは隣接する極小値と極大値との間の時間が二倍された期間が振動周期τとして採用されてもよい。
特にコンデンサレスインバータの場合、静電容量Cが小さいため、両端電圧VCは平滑されにくく、電源インピーダンスZとLCフィルタとで発生する共振現象は顕著となる。よって振動周期τを求める精度を高める観点でも、本実施の形態においてコンデンサレスインバータが採用されることは好適である。
式(1)およびτ=1/fcの関係から、インダクタンス成分lは式(2)から求められる。
このようにして電源インピーダンスZ(特にそのインダクタンス成分l)は、コンデンサC1の静電容量Cと、リアクトルL1のインダクタンスLと、振動周期τとから推定される。このような電源インピーダンスZの推定、つまり推定値Z^の取得は、電源インピーダンス推定部312において行われる。このように推定値Z^を取得すべく、本実施の形態では減衰係数指令ζzのみならず、リアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC1の静電容量Cもゲイン出力部31に入力される。
次に、本実施の形態の動作について、より詳細に説明される。当該説明を理解しやすくするため、まず電源インピーダンスZを考慮しない従来の場合が考察される。
図5は図3の等価回路において電源インピーダンスZを無視した場合の等価回路を示す。これは特許文献1で示された等価回路であると把握されてもよい。よって特許文献1に示されたように、制御ゲインkを導入して電流I0を値(-k・VL)に設定することにより、図5の等価回路は図6のブロック図に書き換えられる。なお、ラプラス変数sが導入される。
図6から伝達関数G(s)=VC/VSは式(3)~(5)で表される。但し、電源インピーダンスZを無視した場合の減衰係数ζが導入され、これは大きく設定されるべきなので、[(2ζ√(LC)s+1]/[(ζ+√(ζ2-1))√(LC)s+1]が1に近似して扱われる。
さて、本実施の形態にかかる図3の等価回路は、図6のブロック図に対して電圧VZを考慮したブロックを追加して、図7のブロック図に書き換えられる。これを変形して図8の構成が得られる。図8の構成を更に変形して図9の構成が得られる。
図9において破線で囲まれた部分は従来の技術にかかる図6の構成と同じである。よってこの部分の伝達関数は(従来の減衰係数ζが大きいことによる近似を採用して)式(3)~(5)で表される。従って図9の構成は更に、図10の構成へと変形される。
よって本実施の形態での伝達関数は、式(6)で表される。
式(6)から求められる減衰係数指令ζzは式(4)を参照して式(7)で表される。
従来の減衰係数ζが大きいことから式(7)の分子の第1項(Cr)は分子の第2項に対して無視できる。更に式(5)を参照して、減衰係数指令ζzは式(8)で表される。
このように電源インピーダンスZの抵抗成分rを無視した近似により、制御ゲインkは、電源インピーダンスZのインダクタンス成分lと、コンデンサC1の静電容量Cと、リアクトルL1のインダクタンスLと、減衰係数指令ζzとで決定される。
式(2)で示されたように、電源インピーダンスZのインダクタンス成分lが推定される。よって所望の減衰係数指令ζzを入力することにより、制御ゲインkが設定される。かかる設定は上述のようにゲイン設定部313Aにおいて行われる。
このようにして、振動周期τと、インダクタンスLと、静電容量Cとから推定値Z^のインダクタンス成分lが得られる。
もちろん、電源インピーダンスZの抵抗成分rを推定することも可能である。たとえば下記のように推定される抵抗成分rを用いて、式(8)の分子に項(Cr)を加算して減衰係数指令ζzが決定されてもよい。
具体的には、図3を参照して、電源電圧VS、両端電圧VL,VC、電流IL、電源インピーダンスZの抵抗成分rおよびインダクタンス成分lとの間には式(9)の関係がある。よって上述のようにしてインダクタンス成分lが推定されれば、これを用いて、推定値Z^の抵抗成分rが得られる。
つまりゲイン設定部313Aは、推定値Z^の少なくともインダクタンス成分lを用いて、あるいは更に抵抗成分rをも用いて制御ゲインkを設定することができる。
図11はインダクタンス成分lの値と減衰係数ζと制御ゲインkとの関係を示すグラフである。図11は制御ゲインkを一定値1に設定した場合であって、従来の技術に相当する。
図12はインダクタンス成分lの値と減衰係数指令ζzと制御ゲインkとの関係を示すグラフである。図12は制御ゲインkを式(8)に基づいて設定した場合であって本実施の形態の技術に相当する。
両者ともに横軸にはインダクタンス成分lの二倍の値2lが採用される。また、2・l=0.0001[H](即ちl=0.05[mH])のときの減衰係数ζ、減衰係数指令ζzは互いに等しい。またこのときの制御ゲインkは、図11および図12において共通している。また抵抗成分r=0に設定されている。
図11に示されたグラフでは、インダクタンス成分lが大きいほど減衰係数ζが低下してしまう。これに対して図12に示されたグラフでは、インダクタンス成分lによらずに減衰係数指令ζzが維持されることがわかる。よって本実施の形態によれば、従来の技術と異なり、インダクタンス成分lによらずに所望の減衰係数指令ζzが維持されるように、制御ゲインkが設定されることがわかる。
図13および図14はいずれも伝達関数G(s)のボード線図である。図13は制御ゲインkが一定である場合であって、従来の技術に相当する。図14は制御ゲインkが式(8)に基づいて設定された場合であって本実施の形態の技術に相当する。
図13における曲線Q1,Q3および図14における曲線Q5,Q7はl=0.05[mH]の場合を示し、図13における曲線Q2,Q4および図14における曲線Q6,Q8はl=0.2[mH]の場合を示す。いずれも抵抗成分r=0に設定されている。
図13に示されたグラフでは、インダクタンス成分lが大きいほど共振しやすいことがわかる。これに対して図14に示されたグラフでは、インダクタンス成分が大きくても共振しにくいことがわかる。よって本実施の形態によれば、従来の技術と異なり、インダクタンス成分lによらずに、電力変換部2に入力する両端電圧VCの変動が抑制されることがわかる。
負荷M1に所望の運転動作をさせる前に、前駆期間を設け、当該前駆期間において仮の指令値K**、仮の減衰係数指令ζzを用いて電力変換装置を駆動することは望ましい処理の一つである。これにより、ゲイン設定部313Aは推定値Z^を得ることができ、その後の所望の運転動作において上記の効果が得られるからである。
なお、図1の例示ではリアクトルL1はコンデンサC1よりも整流部1側で電源線LHに設けられている。ただしこれに限らず、電源線LLに設けられても、上記の説明が妥当する。
このように本実施の形態では電源インピーダンスZを考慮した電圧制御率指令K*を用いて電力変換部2を制御することにより、電源インピーダンスZの大きさによらず、電力変換部2の入力側の電圧変動の減衰係数ζを、所望の値(減衰係数指令ζz)に維持することができる。
コンデンサレスインバータの場合、両端電圧VCは平滑されにくい。よって振動周期τは両端電圧VLからではなく、両端電圧VCから得られてもよい。より具体的には、両端電圧VCの隣接する極値同士の間の時間で振動周期τが求められればよい。あるいは電流ILから、同様にして、振動周期τが得られてもよい。図3に示された等価回路に鑑みて、両端電圧VL,VC、電流ILのいずれもが同じ振動周期τで振動すると考えられるからである。両端電圧VCや電流ILの検出は、周知の技術を用いて達成することができる。
式(2)を用いて示されたように、振動周期τはインダクタンス成分lの推定に用いられる。そして式(3)~(9)には振動周期τは現れない。よって式(8)で決定される制御ゲインkは、両端電圧VL,VC、電流ILのいずれから求めた振動周期τに基づいて決定されてもよい。つまり電圧周期計算部311は、振動周期τを求めるに際し、両端電圧VLの振動周期τではなく、両端電圧VCの振動周期τ、あるいは電流ILの振動周期τを求めてもよい。つまりゲイン出力部31には両端電圧VLの情報の代わりに、両端電圧VCあるいは電流ILの情報が入力されてもよい。
また、図6に示されたブロック図に基づいた式(3)は、制御ゲインkと両端電圧VLとの積が用いられることが前提となっている。よって、制御ゲインkが両端電圧VL,VC、電流ILのいずれから求めた振動周期τに基づいて決定されるかに依らずに、両端電圧VLと制御ゲインkとの積で指令値K**を補正して、電圧制御率指令K*が得られる。
<5.第2の実施の形態>
本実施の形態では減衰係数それ自身が評価され、減衰係数をその指令値たる減衰係数指令ζzへと移行させる技術が採用される。従って第1の実施の形態で示された電源インピーダンスZの推定は不要である。
本実施の形態では減衰係数それ自身が評価され、減衰係数をその指令値たる減衰係数指令ζzへと移行させる技術が採用される。従って第1の実施の形態で示された電源インピーダンスZの推定は不要である。
図15は第2の実施の形態におけるゲイン出力部31および電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。
本実施の形態においてゲイン出力部31は、ピーク値検出回路314、カウンタ315、減衰係数計算回路316、ゲイン設定部313Bを備えている。ピーク値検出回路314、カウンタ315、減衰係数計算回路316は纏めて、後に詳述する減衰係数ζcalを求める機能を担う減衰係数求解回路310として把握される。
本実施の形態において採用される電圧制御率指令生成部32の具体的な内部構成は、第1の実施の形態のそれと同じである。
ゲイン出力部31には、両端電圧VC,VL及び電流ILのいずれか一つが測定対象W1として入力する。ゲイン出力部31は、測定対象W1と減衰係数指令ζzとに基づいて制御ゲインkを設定し、これを出力する。
電圧制御率指令生成部32には、両端電圧VC,VL及び電流ILのいずれか一つが制御ゲインkに対する被乗数W2として入力する。電圧制御率指令生成部32は、指令値K**を、指令値K**から被乗数W2と制御ゲインkとの積k・W2を差し引くことで補正して、電圧制御率指令K*を得る。
測定対象W1と被乗数W2とは、いずれも両端電圧VC,VL及び電流ILの中からいずれか一つ選択されるものであり、互いに一致していても、異なっていてもよい。但し、後述するように、測定対象W1はフィルタリング処理されることが望ましい点で、被乗数W2とは異なる。
ピーク値検出回路314は測定対象W1の極大値a(i)(例えばiは正整数)を検出し、これを保持する。ピーク値検出回路314はカウンタ315に対して、例えば極大値を検出した旨の通知Gを与える。
図16は測定対象W1の波形を例示するグラフである。測定対象W1は、時間tの経過と共に振動しつつ減衰する。よって減衰係数ζcalを正しく求めるために必要な極大値は、測定対象W1が減衰している途中で取得される極大値でなければならない。よって、ピーク値検出回路314が連続して取得した一対の極大値が時間的な増加を示す場合には、ピーク値検出回路314は、カウンタ315を初期値(例えばi=1)へリセットするリセット信号Rを、カウンタ315に与える。
カウンタ315はリセットされた際の通知Gを受けることにより、ピーク値検出回路314に対して出力指令Hを与える。ピーク値検出回路314はこの出力指令Hに対応して、極大値a(j)を減衰係数計算回路316へ出力、あるいはピーク値検出回路314に格納する。
カウンタ315はまた、リセットされた際の通知Gを含めて(m+1)回目の通知Gを受けることにより、ピーク値検出回路314に対して出力指令Hを与える。ピーク値検出回路314はこの出力指令Hに対応して、極大値a(j+m)を減衰係数計算回路316へ出力、あるいはピーク値検出回路314に格納する。
一対の極大値a(j),a(j+m)は、上述のようにしてピーク値検出回路314に対して出力指令Hが与えられる度にそれぞれ減衰係数計算回路316へ出力されてもよいし、通知Gが与えられるタイミングで一対として減衰係数計算回路316へ出力されてもよい。例えばリセット信号Rがカウンタ315に与えられる際の通知Gで、リセット信号Rが発生する前にピーク値検出回路314に格納されていた一対の極大値a(j),a(j+m)が、減衰係数計算回路316へ出力されてもよい。
図16では振動周期τ、及び振動周期τのm個分の期間m・τをも併記した。測定対象W1において、一対の極大値a(j),a(j+m)の間には(m-1)個の極大値が発生する。このことに鑑み、減衰係数計算回路316は、個数(m-1)よりも1大きい整数mと一対の極大値a(j),a(j+m)同士の比a(j)/a(j+m)とから、測定対象W1の対数減衰率δを、式(10)から求める。但し、記号「ln()」は丸括弧内の自然対数(ネイピア数を底とする対数)を示す。
減衰係数ζcalは対数減衰率δと円周率πとを用いて式(11)で求められる。但し、近似的な等号(ニアリイコール)は減衰係数ζcalが1よりも十分に小さい場合に妥当である。
このようにして得られた減衰係数ζcalは測定対象W1における減衰係数の測定値であると把握されてもよい。
もちろん、減衰係数計算回路316は、対数減衰率δを一旦求めること無く、式(10)を式(11)に代入して得られる式を用いて、減衰係数ζcalを求めてもよい。
図17はゲイン設定部313Bの構成を例示するブロック図である。ゲイン設定部313Bは、減算器3131とゲイン決定部3132とを有する。減算器3131は、減衰係数指令ζzから減衰係数ζcalを差し引いて偏差Δζを得る。ゲイン決定部3132は偏差Δζが大きいほど制御ゲインkを高く決定する。但し、制御ゲインkの変動幅に制限を設けなければ、指令値K**を補正することによる効果が過剰となって望ましくない。よってゲイン決定部3132は上限及び下限を設けたリミッタとしての機能を併有することが望ましい。
式(1)に鑑みて、被乗数W2の共振による減衰係数は、測定対象W1の共振による減衰係数ζcalと一致すると考えられる。よって減衰係数ζcalに基づいて設定された制御ゲインkと被乗数W2との積k・W2で差し引くことによって指令値K**を補正し、以て電圧制御率指令K*を得ることで、第1の実施の形態と同様の効果、即ち、所望の減衰係数指令ζzが維持される。しかも本実施の形態では電源インピーダンスZを推定する必要が無い。
但し、測定対象W1には脈動周波数による変動も重畳しているので、測定対象W1の極大値から減衰係数ζcalを正確に求めるには、当該変動(脈動)の影響が除去されることが望ましい。
図18は本実施の形態の変形としてのゲイン出力部31の構成を部分的に例示するブロック図である。当該変形におけるゲイン出力部31では、図15に示された構成に対してフィルタ317が追加された構成が採用される。ピーク値検出回路313には測定対象W1それ自体ではなく、低域の周波数成分が低減された測定対象W1が入力する。但し、図18では、図15に示された減衰係数計算回路316、ゲイン設定部313Bの図示を省略した(後述する図19、図21、図23においても同様である)。
フィルタ317には、共振周波数fc(=1/τ)よりも低い成分、具体的には脈動周波数及びこれよりも低い周波数成分を低減させる機能を有するハイパスフィルタが採用される。測定対象W1として電流IL、両端電圧VCのいずれかが採用される場合、これらは直流成分も有する。しかし当該直流成分も当該ハイパスフィルタによって低減される。よって測定対象W1として電流IL、両端電圧VL,VCのいずれを採用しても、極大値同士の比a(j)/a(j+m)に対する脈動周波数成分及び直流成分のいずれの影響も小さい。よって減衰係数ζcalが正確に求められる。
但し、脈動周波数と共振周波数fcとが近い場合、共振周波数fcの成分を残して脈動周波数の成分を低減するようなハイパスフィルタを構成することは容易ではない。そこで、第3の実施の形態では、測定対象W1からその脈動周波数の成分を計算にて除去する技術が採用される。
<6.第3の実施の形態>
図19は第3の実施の形態の第1の構成を示すブロック図である。具体的には図19はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第1の構成では、測定対象W1として両端電圧VCが採用される。第1の構成では、図18に示されたフィルタ317が脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319に置換された構成が採用される。
図19は第3の実施の形態の第1の構成を示すブロック図である。具体的には図19はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第1の構成では、測定対象W1として両端電圧VCが採用される。第1の構成では、図18に示されたフィルタ317が脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319に置換された構成が採用される。
脈動成分除去部318aには、電源電圧VSの情報(図では簡単の為に当該情報をも記号VSで示す)が与えられる。これにより、交流電源E1から入力されるN相交流電圧の位相ωt(tは時間を、ωは角周波数を、それぞれ示す)、振幅の実効値Vnの計算が可能となる。
共振に起因した振動が存在せず、損失が無視された場合の両端電圧VCの値VChが、以下に検討される。整流部1が整流した整流電圧の脈動成分は存在するので、位相ωtの関数D(ωt)が導入される。
図20は、交流電源E1から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部1が全波整流を行う場合における値VChの波形を示すグラフである。実線は値VChの波形を、破線は三相交流電圧の波形を、それぞれ示す。
図20に例示された値VChは、周期π/3を有する周期関数である。この場合、位相ωtの関数D(ωt)は下式(13)で表される。
かかる値VChで両端電圧VCを除算することにより、測定対象W1から、整流に起因した脈動成分が除去される。
図20からも理解されるように、値VChは直流成分を有しており、よって両端電圧VCも直流成分を有している。かかる直流成分は直流成分除去回路319によって除去される。
脈動周波数と共振周波数fcとが近い場合であっても、以上のようにして、脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319の機能によりフィルタ317と同様の機能が実現できる。
図21は本実施の形態の第2の構成を示すブロック図である。具体的には図20はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第2の構成では、測定対象W1として電流ILが採用される。第2の構成では、図19に示された脈動成分除去部318aが脈動成分除去部318bに置換された構成が採用される。
図22は、共振に起因した振動が存在せず、損失を無視した場合の電流ILの値ILhの波形を示すグラフである。ここでは交流電源E1から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部1が全波整流を行う場合が想定されている。図22に例示された値ILhは、周期π/3を有する周期関数である。
脈動成分除去部318bには、電源電圧VSの情報と、それぞれ電力変換部2の出力電圧、出力電流の指令値となる指令値V*,I*が与えられる。指令値V*,I*は電力変換制御装置3において周知の技術で採用される。よって指令値V*,I*は、電力変換制御装置3の内部において脈動成分除去部318bに与えられる。
電力変換部2に入力する電力Pinvは、値ILh,VChの積として下式(14)で表される。
理想的には電力変換部2における損失がなく、入力する電力Pinvは電力変換部2の出力電力と等しい。当該出力電力は指令値をV*,I*を変数とした既知の関数J(V*,I*)で表すことができるので、下式(15)が成立する。
かかる値ILhで電流ILを除算することにより、測定対象W1から、整流に起因した脈動成分が除去される。
図22からも理解されるように、値ILhは直流成分を有しており、よって電流ILも直流成分を有している。かかる直流成分は直流成分除去回路319によって除去される。
脈動周波数と共振周波数fcとが近い場合であっても、以上のようにして、脈動成分除去部318a及び直流成分除去回路319の機能によりフィルタ317と同様の機能が実現できる。
図23は本実施の形態の第3の構成を示すブロック図である。具体的には図23はゲイン出力部31の構成を部分的に例示する。この第3の構成では、測定対象W1として両端電圧VLが採用される。第3の構成では、図21に示された脈動成分除去部318b及び直流成分除去回路319が脈動成分除去部318cに置換された構成が採用される。脈動成分除去部318cには、脈動成分除去部318bと同様、電源電圧VSの情報と、指令値V*,I*が与えられる。
図24は、共振に起因した振動が存在せず、損失が無視された場合の両端電圧VLの値VLhの波形を示すグラフである。ここでは交流電源E1から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部1が全波整流を行う場合が想定されている。図22に例示された値VLhは、周期π/3を有する周期関数である。
値VLhは、電流式(12)~(15)を用いて下式(16)によって求められる。
かかる値VLhで両端電圧VLを除算することにより、測定対象W1から、整流に起因した脈動成分が除去される。
なお、両端電圧VLは電流ILhの微分値に比例するので直流成分を有しない。よって直流成分除去回路319は不要である。
以上のように、第2の実施の形態並びに第3の実施の形態の第1の構成乃至第3の構成では制御ゲインkを得るに際し、インダクタンスLを用いることはあっても静電容量Cを用いることはない。よって図1において示されるような、ゲイン出力部31への静電容量Cの入力は省略できる。
また、第2の実施の形態並びに第3の実施の形態の第1の構成及び第2の構成では制御ゲインkを得るに際し、インダクタンスL及び静電容量Cのいずれも用いることはない。よって図1において示されるような、ゲイン出力部31へのインダクタンスL及び静電容量Cの入力は省略できる。
この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
Claims (7)
- 一対の電源線(LH,LL)と、
前記一対の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、
前記コンデンサと共にチョークインプット型のLCフィルタ(8)を形成するリアクトル(L1)と、
電源(E1)から入力される第1交流電圧を直流電圧に整流して前記LCフィルタに出力する整流部(1)と、
スイッチング信号(S)に基づいて、前記コンデンサの両端電圧(VC)を第2交流電圧に変換する電力変換部(2)と
を備える電力変換装置を制御する制御装置(3)であって、
前記リアクトルの両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つの減衰係数(ζcal)の指令値たる減衰係数指令(ζz)に基づいて
、制御ゲイン(k)を設定するゲイン設定部(313A,313B)と、
前記第2交流電圧の振幅の、前記コンデンサの前記両端電圧の平均値に対する比たる電圧制御率についての指令値(K**)を、前記リアクトルの前記両端電圧、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つ(W2)と前記制御ゲインとの積を減算して補正して電圧制御率指令(K*)として出力する電圧制御率指令生成部(32)と、
前記電圧制御率指令に基づいて前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部(33)と
を備える、電力変換制御装置。 - 前記整流部から見た前記電源側のインピーダンス(Z)の推定値(Z^)を求める電源インピーダンス推定部(312)
を更に備え、
前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値と、前記リアクトル(L1)のインダクタンス(L)と、前記コンデンサ(C1)の静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定し、
前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)から前記制御ゲインと前記リアクトルの前記両端電圧(VL)との積を減算して前記電圧制御率指令(K*)を出力する、請求項1記載の電力変換制御装置。 - 前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、及び前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つの振動周期(τ)を求める電圧周期計算部(311)
を更に備え、
前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記振動周期と、前記インダクタンス(L)と、前記静電容量(C)とから少なくとも前記推定値(Z^)のインダクタンス成分(l)を求め、
前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の少なくとも前記インダクタンス成分と、前記静電容量と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する、請求項2記載の電力変換制御装置。 - 前記電源インピーダンス推定部(312)は、前記電源(E1)の線間電圧(VS)、前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)、前記リアクトルに流れる前記電流(IL)、前記推定値(Z^)の前記インダクタンス成分(l)とから前記推定値(Z^)の抵抗成分(r)を更に求め、
前記ゲイン設定部(313A)は、前記推定値の前記インダクタンス成分および前記抵抗成分と、前記静電容量(C)と、前記減衰係数指令(ζz)とから、前記制御ゲイン(k)を設定する、請求項3記載の電力変換制御装置。 - 前記リアクトル(L1)の前記両端電圧(VL)、前記リアクトルに入力する前記電流(IL)、前記コンデンサ(C1)の前記両端電圧(VC)の何れか一つを測定対象(W1)とし、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)を求める減衰係数求解回路(310)
を更に備え、
前記ゲイン設定部(313B)は、前記減衰係数指令(ζz)から前記減衰係数を差し引いて得られる偏差(Δζ)に基づいて前記制御ゲイン(k)を設定し、
前記電圧制御率指令生成部(32)は、前記指令値(K**)を前記制御ゲインと前記測定対象との積を減算して補正して前記電圧制御率指令(K*)として出力する、請求項1記載の電力変換制御装置。 - 前記第1交流電圧(VS)は三相であり、
前記測定対象の前記第1交流電圧の周波数の6次成分が除去されて、前記測定対象の前記減衰係数(ζcal)が求められる、請求項5記載の電力変換制御装置。 - 前記減衰係数求解回路(310)は、
前記測定対象(W1)の一対の極大値(a(j),a(j+m))を検出するピーク値検出回路(314)と、
前記一対の前記極大値の間に発生する他の極大値の個数よりも1大きい整数(m)と前記一対の前記極大値同士の比とから前記測定対象の対数減衰率(δ)を求め、前記対数減衰率から前記減衰係数(ζcal)を求める計算を行う減衰係数計算回路(316)と
を含む、請求項6記載の電力変換制御装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP15810434.9A EP3160031B1 (en) | 2014-06-19 | 2015-06-15 | Power conversion control device |
US15/316,922 US9819281B2 (en) | 2014-06-19 | 2015-06-15 | Power conversion control device |
CN201580028430.7A CN106464156B (zh) | 2014-06-19 | 2015-06-15 | 电力变换控制装置 |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014126108 | 2014-06-19 | ||
JP2014-126108 | 2014-06-19 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2015194493A1 true WO2015194493A1 (ja) | 2015-12-23 |
Family
ID=54602147
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2015/067126 WO2015194493A1 (ja) | 2014-06-19 | 2015-06-15 | 電力変換制御装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US9819281B2 (ja) |
EP (1) | EP3160031B1 (ja) |
JP (1) | JP5817947B1 (ja) |
CN (1) | CN106464156B (ja) |
WO (1) | WO2015194493A1 (ja) |
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- 2015-06-11 JP JP2015118275A patent/JP5817947B1/ja active Active
- 2015-06-15 CN CN201580028430.7A patent/CN106464156B/zh active Active
- 2015-06-15 EP EP15810434.9A patent/EP3160031B1/en active Active
- 2015-06-15 WO PCT/JP2015/067126 patent/WO2015194493A1/ja active Application Filing
- 2015-06-15 US US15/316,922 patent/US9819281B2/en active Active
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---|---|
EP3160031B1 (en) | 2021-07-21 |
EP3160031A4 (en) | 2018-02-28 |
CN106464156B (zh) | 2018-10-09 |
US20170117816A1 (en) | 2017-04-27 |
EP3160031A1 (en) | 2017-04-26 |
CN106464156A (zh) | 2017-02-22 |
US9819281B2 (en) | 2017-11-14 |
JP2016021854A (ja) | 2016-02-04 |
JP5817947B1 (ja) | 2015-11-18 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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Ref document number: 15810434 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
WWE | Wipo information: entry into national phase |
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|
REEP | Request for entry into the european phase |
Ref document number: 2015810434 Country of ref document: EP |
|
WWE | Wipo information: entry into national phase |
Ref document number: 2015810434 Country of ref document: EP |
|
NENP | Non-entry into the national phase |
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