WO2014203976A1 - アンテナ及びそれを備える無線装置 - Google Patents

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WO2014203976A1
WO2014203976A1 PCT/JP2014/066328 JP2014066328W WO2014203976A1 WO 2014203976 A1 WO2014203976 A1 WO 2014203976A1 JP 2014066328 W JP2014066328 W JP 2014066328W WO 2014203976 A1 WO2014203976 A1 WO 2014203976A1
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WO
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radiating element
conductor
antenna
radiating
plate
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PCT/JP2014/066328
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English (en)
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Inventor
龍太 園田
稔貴 佐山
井川　耕司
Original Assignee
旭硝子株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H01Q1/242—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use
    • H01Q1/243—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use with built-in antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/48—Earthing means; Earth screens; Counterpoises
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/28—Combinations of substantially independent non-interacting antenna units or systems
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/42—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole with folded element, the folded parts being spaced apart a small fraction of the operating wavelength

Definitions

  • the present invention relates to an antenna and a wireless device including the antenna (for example, a portable wireless device such as a mobile phone).
  • Patent Document 1 it is necessary to adjust the heat radiation plate to the size of the antenna radiation conductor, so that the size is not sufficient to obtain the heat radiation effect.
  • a plate-like conductor that requires a large area is provided in the portable wireless device, not only the heat sink, there are restrictions on the antenna layout as described above, and further, the size of the plate-like conductor is reduced. It is required that the antenna function sufficiently without any problems.
  • an object of the present invention is to provide an antenna that functions sufficiently even when a plate-like conductor having a large area is provided, and a wireless device including the antenna.
  • a ground plane A plate-like conductor having a portion opposed to the ground plane with a space therebetween;
  • a feed element connected to a feed point with the ground plane as a ground reference;
  • a wire radiating element connected to the plate-like conductor;
  • the radiating element is provided with an antenna and a wireless device including the antenna that are fed in a non-contact manner by the feeding element and function as a radiating conductor.
  • the antenna can sufficiently function.
  • FIG. 1 is a perspective view showing a simulation model on a computer for analyzing the operation of the antenna 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • Microwave Studio registered trademark
  • CST was used as an electromagnetic field simulator.
  • the antenna 1 includes a feeding point 38, a ground plane 70, a plate-like conductor 60 disposed opposite to the ground plane 70, a radiating element 31 connected to the plate-like conductor 60, and the Z-axis direction from the radiating element 31. And a power feeding element 37 which is a conductor arranged at a predetermined distance.
  • the feeding point 38 is a feeding part connected to a predetermined transmission line or feeding line using the ground plane 70.
  • the predetermined transmission line include a microstrip line, a strip line, and a coplanar waveguide with a ground plane (a coplanar waveguide having a ground plane disposed on the surface opposite to the conductor surface).
  • the feeder line include a feeder line and a coaxial cable.
  • the power feeding element 37 is connected to, for example, a power feeding circuit (for example, an integrated circuit such as an IC chip (not shown)) mounted on the substrate 80 via a power feeding point 38.
  • the feed element 37 and the feed circuit may be connected via a plurality of different types of transmission lines and feed lines.
  • the ground plane 70 is a planar ground pattern having at least one side as an outer edge
  • FIG. 1 illustrates a rectangular ground plane 70 extending in the XY plane.
  • the ground plane 70 in FIG. 1 has an outer edge portion 71 that extends linearly in the X-axis direction, an outer edge portion 72 that extends linearly in the Y-axis direction, and an outer edge portion 71 that extends linearly in the X-axis direction and faces the outer edge portion 71.
  • an outer edge portion 74 that extends linearly in the Y-axis direction and faces the outer edge portion 72.
  • the feeding point 38 is provided at the corner 75 of the ground plane 70 or in the vicinity of the corner 75.
  • the plate-like conductor 60 is a planar conductor that is disposed at an interval in the Z-axis direction so as to be arranged in parallel to the ground plane 70.
  • FIG. 1 illustrates a polygonal plate-like conductor 60 having outer edge portions 61 to 66 and extending in the XY plane.
  • the plate-like conductor 60 When the plate-like conductor 60 has an outer edge portion that is provided along at least one outer edge portion of the ground plane 70, resonance easily occurs between the plate-like conductor 60 and the ground plane 70. The number of resonances of 1 can be increased.
  • the outer edge portions 61, 62, 63, 64 of the plate-like conductor 60 are provided in parallel so as to run along the outer edge portions 71, 72, 73, 74 of the ground plane 70, respectively. .
  • the outer edge portion 61 may coincide with the position of the outer edge portion 71 or may be shifted in a plan view from the Z-axis direction. The same applies to the outer edge portions 62, 63, 64.
  • the plate-like conductor 60 has, for example, a plate-like portion 67 and a plate-like convex portion 68 connected to the plate-like portion 67 in a direct current manner.
  • the plate-like portion 67 and the plate-like convex portion 68 are planar portions extending in the same XY plane, and are integrally formed conductor portions.
  • the plate-like portion 67 is a facing portion that faces the ground plane 70 with a gap in the Z-axis direction, and is a square-shaped portion that is separated by a distance that can be coupled to the ground plane 70 in a high frequency manner.
  • the plate-like portion 67 includes an outer edge portion 61 linearly extending in the X-axis direction, a part of the outer edge portion 62 extending linearly in the Y-axis direction, and an outer edge portion 61 extending linearly in the X-axis direction.
  • the outer edge part 63 which opposes, and the outer edge part 64 which linearly extends in the Y-axis direction and opposes the outer edge part 62 are provided.
  • the plate-like convex portion 68 is a non-opposing portion that does not face the ground plane 70 in the Z-axis direction, and is a rectangular portion that protrudes in the Y-axis direction from the outer edge portion 61 side of the plate-like portion 67.
  • the plate-like convex portion 68 has an outer edge portion 65 extending linearly in the Y-axis direction, an outer edge portion 66 extending linearly in the X-axis direction, and extends linearly in the Y-axis direction and faces the outer edge portion 65. Part of the outer edge 62.
  • the radiation element 31 is a linear conductor connected to the plate-like conductor 60 and is a radiation conductor that linearly protrudes in the X-axis direction from the plate-like convex portion 68 of the plate-like conductor 60.
  • the radiating element 31 is formed so that at least a part of the radiating element 31 and the ground plane 70 do not overlap in a plan view in the Z-axis direction.
  • the radiating element 31 has one end 35 and the other end 34, and extends linearly from the one end 35 to the other end 34.
  • the end portion 35 is a root portion connected to the outer edge portion 65 of the plate-like convex portion 68 of the plate-like conductor 60, and the end portion 34 is an open end to which no other conductor is connected.
  • the radiating element 31 is a linear radiating conductor portion arranged along the outer edge portion 71.
  • the radiating element 31 extends in the X-axis direction parallel to the outer edge portion 71 at a predetermined shortest distance on the Y-axis direction side.
  • the conductor portion 32 is provided.
  • the directivity of the antenna 1 can be easily controlled.
  • the linear radiation element 31 is illustrated in FIG. 1, the radiation element 31 may have other shapes such as an L shape and a loop shape.
  • the power feeding element 37 is an element connected to a power feeding point 38 with the ground plane 70 as a ground reference, and is a linear conductor that can be fed to the radiating element 31 in a non-contact manner at a high frequency.
  • FIG. 1 shows a linear conductor extending in a direction perpendicular to the outer edge portion 71 of the ground plane 70 and parallel to the Y axis, and a linear shape extending parallel to the outer edge portion 71 parallel to the X axis.
  • a power feeding element 37 formed in an L shape by a conductor is illustrated. In the case of FIG.
  • the power feeding element 37 extends in the Y-axis direction starting from the power feeding point 38, is then bent in the X-axis direction, and extends to an end portion 39 that extends in the X-axis direction.
  • the end 39 is an open end to which no other conductor is connected.
  • the feed element 37 is formed such that at least a part of the feed element 37 and the plate-like conductor 60 do not overlap in a plan view in the Z-axis direction.
  • the radiating element 31 and the feeding element 37 overlap in a plan view in the Z-axis direction, but if the feeding element 37 is separated from the radiating element 31 by a non-contactable power feeding distance, It does not necessarily have to overlap in plan view in the Z-axis direction. For example, you may overlap in planar view in arbitrary directions, such as an X-axis or a Y-axis direction.
  • the feeding element 37 and the radiating element 31 are arranged, for example, separated by a distance that can be coupled to each other in high frequency.
  • the radiating element 31 is fed in a non-contact manner via a feeding element 37.
  • the radiating element 31 functions as a radiating conductor of the antenna.
  • the radiating element 31 is a linear conductor having one end connected to a plate-like conductor 60 having a large area and the other end being an open end, the same resonance current as that of a ⁇ / 4 monopole antenna is obtained. (Current distributed in a standing wave shape) is formed on the radiation element 31. That is, the radiating element 31 functions as a monopole antenna that resonates at a quarter wavelength of a predetermined frequency (hereinafter referred to as a monopole mode).
  • a monopole mode a quarter wavelength of a predetermined frequency
  • the plate-shaped conductor 60 having a relatively large area is provided, the plate-shaped conductor 60 and the radiating element 31 are connected, and the radiating element 31 is not connected by the feeding element 37.
  • the radiation element 31 can sufficiently function as a radiation conductor even in a limited space, and the plate-shaped conductor 60 and the antenna 1 having a large area can coexist.
  • the positional relationship between the power feeding element 37 and the radiating element 31 can be freely determined as long as the power feeding element 37 can secure a distance that can be coupled to the radiating element 31 in a high frequency manner. Restrictions on the shape and layout of the element 37 can be relaxed.
  • a structure that is strong against impact can be obtained by non-contact power feeding. That is, since power can be supplied to the radiating element 31 using the power feeding element 37 without bringing the power feeding element 37 and the radiating element 31 into physical contact by non-contact power feeding, compared with a contact power feeding method that requires physical contact. A structure that is strong against impact can be obtained.
  • the electrical length to provide a fundamental mode of resonance of the radiating element 31 Le31 is Le31, (1/8) ⁇ ⁇ Above (3/8) ⁇ ⁇ .
  • the radiating element 31 when the fundamental mode of resonance of the radiating element is a monopole mode (the radiating element is connected to the outer edge of the plate-like conductor and has an open end), (1/8) ⁇ ⁇ or more (3 / 8) ⁇ ⁇ or less, more preferably (3/16) ⁇ ⁇ or more and (5/16) ⁇ ⁇ or less, and particularly preferably (7/32) ⁇ ⁇ or more (9/32) ⁇ ⁇ or less. If Le31 is within this range, the radiating element 31 sufficiently functions as a radiating conductor, and the efficiency of the antenna 1 is good and preferable.
  • the physical length L13 of the radiating element 31 is expressed as follows.
  • k 1 is a relative dielectric constant of a medium (environment) such as a dielectric substrate provided with a radiating element such as an effective relative permittivity ( ⁇ r1 ) and an effective relative permeability ( ⁇ r1 ) of the environment of the radiating element 31. It is a value calculated from the rate, relative permeability, thickness, resonance frequency, and the like.
  • L13 is (1/8) ⁇ ⁇ g1 or more and (3/8) ⁇ ⁇ g1 or less when the fundamental mode of resonance of the radiating element is a monopole mode.
  • the shortening rate may be calculated from the above physical properties or may be obtained by actual measurement. For example, the resonance frequency of the target element installed in the environment where the shortening rate is to be measured is measured, and the resonance frequency of the same element is measured in an environment where the shortening rate for each arbitrary frequency is known. The shortening rate may be calculated from the difference.
  • the physical length L13 of the radiating element 31 is a physical length that gives Le31, and is equal to Le31 in an ideal case that does not include other elements. Even if L13 is shortened by using a matching circuit such as an inductor, it exceeds zero, preferably Le31 or less, and particularly preferably 0.4 times or more and 1 time or less of Le31.
  • the line width W12 of the radiating element 31 is preferably set to be (1/16) ⁇ ⁇ or less.
  • the physical line width W12 of the radiating element 31 in consideration of the mounting environment is (1/16) ⁇ ⁇ g1 or less. Adjusting the line width W12 of the radiating element 31 to such a length is advantageous in that the operating gain of the antenna 1 is improved by improving the operating gain of the radiating element 31.
  • the line width W12 is specifically 30 mm or less, preferably 20 mm or less, and more preferably 15 mm or less. Moreover, it is preferable that it is 0.05 mm or more from a viewpoint of ease of manufacture.
  • FIG. 2 is a perspective view showing a simulation model on a computer for analyzing the operation of the antenna 2 according to the second embodiment of the present invention.
  • Microwave Studio registered trademark
  • CST was used as an electromagnetic field simulator. A description of the same configuration as that of the above-described embodiment is omitted or simplified.
  • the antenna 2 includes a feeding point 38, a ground plane 70, a plate-like conductor 50 disposed opposite to the ground plane 70, a radiating element 41 connected to the plate-like conductor 50, and the radiating element 41 in the Z-axis direction. And a power feeding element 37 which is a conductor arranged at a predetermined distance.
  • the feeding point 38 is a feeding part connected to a transmission line (for example, a microstrip line) having a ground plane 70.
  • the feeding point 38 is provided at, for example, the corner 75 of the ground plane 70 or the vicinity 76 of the corner 75.
  • the plate-like conductor 50 is a planar conductor that is disposed at intervals in the Z-axis direction so as to be arranged in parallel to the ground plane 70.
  • FIG. 2 illustrates a polygonal plate-like conductor 50 having outer edge portions 51 to 54 and extending in the XY plane.
  • the plate-like conductor 50 When the plate-like conductor 50 has an outer edge portion that is provided along at least one outer edge portion of the ground plane 70, resonance easily occurs between the plate-like conductor 50 and the ground plane 70. 2 can be increased.
  • the outer edge portions 51, 52, 53, and 54 are provided in parallel so as to run along the outer edge portions 71, 72, 73, and 74, respectively.
  • the outer edge portion 51 may coincide with the position of the outer edge portion 71 or may be shifted in plan view from the Z-axis direction. The same applies to the outer edge portions 52, 53, and 54.
  • the plate-like conductor 50 has a facing portion facing the ground plane 70 with a gap in the Z-axis direction, and a part or all of the facing portion is the plate-shaped conductor 50.
  • the plate-like conductor 50 is a rectangular conductor separated by a distance that can be coupled to the ground plane 70 in a high frequency manner.
  • the plate-like conductor 50 includes an outer edge portion 51 that extends linearly in the X-axis direction, an outer edge portion 52 that extends linearly in the Y-axis direction, and an outer edge that extends linearly in the X-axis direction and faces the outer edge portion 51.
  • a portion 53 and an outer edge portion 54 that extends linearly in the Y-axis direction and faces the outer edge portion 52.
  • the radiating element 41 and the feeding element 37 are overlapped in a plan view in the Z-axis direction, but the feeding element 37 can be fed to the radiating element 41 in a non-contact manner in a high frequency manner.
  • they do not necessarily overlap in plan view in the Z-axis direction.
  • you may overlap in planar view in arbitrary directions, such as an X-axis or a Y-axis direction.
  • the radiating element 41 is a wire conductor connected to the plate-like conductor 50, and is an antenna conductor protruding from the outer edge portion 51 of the plate-like conductor 50 in the Y-axis direction.
  • the radiating element 41 is formed such that at least a part of the radiating element 41 and the ground plane 70 do not overlap in a plan view in the Z-axis direction.
  • the radiating element 41 has one end portion 45 and the other end portion 44, and extends in an arch shape from the one end portion 45 to the other end portion 44 via the bent portions 47 and 48.
  • the outer edge portion 51 of the conductor 50 and a loop-shaped conductor are formed.
  • the end portion 45 is one end portion 56 of the outer edge portion 51 of the plate-like conductor 50 or a root portion connected to the vicinity of the end portion 56, and the end portion 44 is the other end portion of the outer edge portion 51 of the plate-like conductor 50. It is a root portion connected to the end portion 55 or the vicinity of the end portion 55.
  • the loop 40 formed by the radiating element 41 and the outer edge portion 51 has a current path formed by sequentially connecting the end portion 45, the bent portion 47, the central portion 91, the bent portion 48, the end portion 44, and the outer edge portion 51 in a loop shape.
  • a resonance current current distributed in a standing wave shape
  • the radiating element 41 and the outer edge portion 51 function as a loop antenna that resonates at one wavelength of a predetermined frequency (hereinafter referred to as a loop mode).
  • the radiating element 41 is a linear antenna conductor portion arranged along the outer edge portion 71 and extends, for example, in the X-axis direction in parallel to the outer edge portion 71 at a predetermined shortest distance on the Y-axis direction side.
  • the conductor portion 42 is provided.
  • the radiating element 41 includes the conductor portion 42 along the outer edge portion 71, for example, the directivity of the antenna 2 can be easily controlled.
  • a square loop 40 is illustrated, but the loop 40 may have other shapes such as a circle.
  • the plate-like conductor 50 and the radiating element 41 are connected, and the radiating element 41 is not connected by the feeding element 37.
  • the radiation element 41 can sufficiently function as a radiation conductor even in a limited space, and the plate-like conductor 50 and the antenna 2 having a large area can coexist.
  • the positional relationship between the power feeding element 37 and the radiation element 41 can be freely determined as long as the power feeding element 37 can secure a distance that can be coupled to the radiation element 41 in a high frequency manner. Restrictions on the shape and layout of the element 37 can be relaxed.
  • a wavelength of on the radiating element 41 at the resonance frequency f 1 of the fundamental mode of the radiating elements 41 lambda is Le41, (7/8) ⁇ ⁇ Above (9/8) ⁇ ⁇ or less.
  • the radiating element 41 when the fundamental mode of resonance of the radiating element 41 is a loop mode (the radiating element is connected to the outer edge portion of the plate-like conductor and a loop is formed by the radiating element and the outer edge portion), (7/8) ⁇ ⁇ or more (9/8) ⁇ ⁇ or less is preferred, (15/16) ⁇ ⁇ or more (17/16) ⁇ ⁇ or less is more preferred, (31/32) ⁇ ⁇ or more (33/32) ⁇ ⁇ or less Is particularly preferred. If Le41 is within this range, the radiating element 41 sufficiently functions as a radiating conductor, and the efficiency of the antenna 2 is preferable.
  • the physical length of the radiating element 41 is determined by the same method as that of the radiating element 31 described above.
  • the line width W14 of the radiating element 41 is the same as the line width W12 of the radiating element 31, and is determined by the same method.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing the positional relationship in the Z-axis direction of each configuration of the antenna 1 or the antenna 2.
  • the power feeding element 37 is provided on the surface of the substrate 80, but may be provided inside the substrate 80.
  • a chip component including the power feeding element 37 and a medium in contact with the power feeding element 37 may be mounted on the substrate 80. Thereby, the power feeding element 37 in contact with the medium can be easily mounted on the substrate 80.
  • the substrate 80 is a substrate whose base material is a dielectric, a magnetic material, or a mixture of a dielectric and a magnetic material.
  • the dielectric include resin, glass, glass ceramics, LTCC (Low Temperature Co-Fired Ceramics), and alumina.
  • LTCC Low Temperature Co-Fired Ceramics
  • alumina As a specific example of a mixture of a dielectric and a magnetic material, it is sufficient to have either a transition element such as Fe, Ni, or Co, or a metal or oxide containing a rare earth element such as Sm or Nd. Examples thereof include crystal ferrite, spinel ferrite (Mn—Zn ferrite, Ni—Zn ferrite, etc.), garnet ferrite, permalloy, and Sendust (registered trademark).
  • the substrate 80 includes a ground plane 70 and a feeding point 38 with the ground plane 70 as a ground reference.
  • the ground plane 70 is a portion formed in the surface layer of the substrate 80, but may be a portion formed in the inner layer of the substrate 80.
  • the substrate 80 has a transmission line provided with a strip conductor 82 connected to the feeding point 38.
  • the strip conductor 82 is a signal line formed on the surface of the substrate 80 so that the substrate 80 is sandwiched between the strip conductor 82 and the ground plane 70, for example.
  • the radiating elements 31 and 41 are arranged apart from the power feeding element 37, and are provided on the substrate 110 facing the substrate 80 at a distance H2 away from the substrate 80, for example, as shown in FIG.
  • the substrate 110 is a substrate whose base material is a dielectric, a magnetic material, or a mixture of a dielectric and a magnetic material.
  • a specific example of the base material of the substrate 110 is the same as that of the substrate 80 described above.
  • the radiating elements 31 and 41 are disposed on the surface of the substrate 110 on the side facing the power feeding element 37, but the radiation elements 31 and 41 may be disposed on the surface of the substrate 110 opposite to the side facing the power feeding element 37. It may be arranged on the side surface of the substrate 110.
  • the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 are coupled in high frequency.
  • the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 are arranged apart from each other by a distance capable of electromagnetic coupling.
  • the electromagnetic field coupling is a coupling utilizing the resonance phenomenon of the electromagnetic field.
  • Non-patent literature A. Kurs, et al, “Wireless Power Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances,” Science Express, Vol.317, No. 5834, pp. 83-86, Jul. 2007.
  • Electromagnetic coupling is also referred to as electromagnetic resonance coupling or electromagnetic resonance coupling.
  • the electromagnetic field coupling means coupling by an electric field and a magnetic field at a high frequency excluding capacitive coupling and electromagnetic induction coupling.
  • excluding the capacitive coupling or coupling by electromagnetic induction does not mean that these couplings are eliminated at all, but means that the coupling is small enough not to be affected.
  • the medium between the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 may be air or a dielectric such as glass or a resin material.
  • a conductive material such as a ground plane or a display between the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41.
  • the change in the separation distance (coupling distance) between the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 is greater at the operating frequency than in the case where power is fed by capacitive coupling.
  • the operating gain (antenna gain) of the radiating elements 31 and 41 is unlikely to decrease.
  • the operating gain is an amount calculated by antenna radiation efficiency ⁇ return loss, and is an amount defined as antenna efficiency with respect to input power. Accordingly, by electromagnetically coupling the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41, the degree of freedom in determining the arrangement positions of the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 can be increased, and the position robustness can also be improved.
  • high position robustness means that even if the arrangement positions of the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 are shifted, the influence on the operation gain of the radiating elements 31 and 41 is low. Further, since the degree of freedom in determining the arrangement positions of the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 is high, it is advantageous in that the space necessary for installing the antennas 1 and 2 can be easily reduced. Further, by using electromagnetic field coupling, it is possible to supply power to the radiating elements 31 and 41 using the power feeding element 37 even if no extra parts such as a capacitor plate are formed. Therefore, power can be supplied with a simple configuration.
  • the power feeding portion 36 which is a part where the power feeding element 37 feeds the radiation element 31, is the lowest in the resonance frequency of the fundamental mode of the radiation element 31 connected to the plate-like conductor 60 of the radiation element 31.
  • the impedance matching of the antenna 1 can be easily achieved by being located at a portion close to the other end portion 34 side from the portion (end portion 35) that becomes the impedance. In particular, it is preferable to be positioned closer to the end 34 than the center 90.
  • the power feeding unit 36 is a part defined by a portion closest to the feeding point 38 among the conductor portions of the radiating element 31 where the radiating element 31 and the power feeding element 37 are closest to each other.
  • the power feeding unit 36 is a power feeding part for the radiating element 31, and is not a power feeding part as the antenna 1.
  • a feeding part as the antenna 1 is a feeding point 38.
  • the impedance of the radiating element 31 increases as it approaches the end 34 from the end 35 of the radiating element 31.
  • the impedance of the radiating element 31 increases as it approaches the end 34 from the end 35 of the radiating element 31.
  • the impedance between the feed element 37 and the radiating element 31 changes slightly, the effect on impedance matching is small if the coupling is performed with a high impedance above a certain level. Therefore, in order to make matching easy, it is preferable that the power feeding portion 36 of the radiating element 31 is located in a high impedance portion of the radiating element 31.
  • the power feeding unit 36 is 1 ⁇ 4 of the entire length of the radiating element 31 from a portion (end portion 35) having the lowest impedance at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element 31. It is good to be located in the part which separated the distance of the above (preferably 1/3 or more, more preferably 1/2 or more), more preferably the end part 34 side rather than central part 90.
  • the entire length of the radiating element 31 corresponds to L ⁇ b> 13
  • the power feeding portion 36 is located closer to the corner 75 of the ground plane 70 than the central portion 90.
  • the power feeding part 46 which is a part where the power feeding element 37 feeds power to the radiating element 41, is bent between the one end 44 and the bent part 48 of the radiating element 41 and the other end 45.
  • the impedance matching of the antenna 2 can be easily achieved by being positioned between the portions 47 (the portion having the lowest impedance at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element 41) on the central portion 91 side. In particular, it is preferable to locate the central portion 91 and the central portion 91.
  • the power feeding unit 46 is a part defined by a portion closest to the feeding point 38 among the conductor portions of the radiating element 41 where the radiating element 41 and the power feeding element 37 are closest to each other. Further, the power feeding unit 46 is a power feeding part for the radiation element 41 alone, and is not a power feeding part as the antenna 2.
  • a feeding part as the antenna 2 is a feeding point 38.
  • the impedance of the radiating element 41 increases from the end portions 44 and 45 of the radiating element 41 toward the central portion 91.
  • the power feeding portion 46 of the radiating element 41 is located in a high impedance portion of the radiating element 41.
  • the power feeding unit 46 has a loop 40 that extends from the portion (central portion 91) having the highest impedance at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element 41 toward both ends 44 and 45. It is good to be located in the site
  • the inner circumference side of the loop 40 corresponds to about (L42 ⁇ 2 + L34 ⁇ 2), and the power feeding part 46 is located between the central part 91 and the end part 44.
  • the wavelength on the feed element at the resonance frequency f 1 of the fundamental mode of the radiating elements 31 and 41 lambda is Le37, (3/8) ⁇ It is preferable that it is ⁇ or less.
  • the Le37 is preferably (3/8) ⁇ ⁇ or less. Further, when it is desired to give a degree of freedom to the shape of the ground plane 70, (1/8) ⁇ ⁇ or more and (3/8) ⁇ ⁇ or less is more preferable, and (3/16) ⁇ ⁇ or more (5/16) - ⁇ or less is particularly preferable. If Le 37 is within this range, the feed element 37 resonates well at the design frequency (resonance frequency f 1 ) of the radiating elements 31 and 41, so that the feed element does not depend on the ground plane 70 of the antennas 1 and 2. 37 and the radiating elements 31 and 41 resonate, and favorable electromagnetic field coupling is obtained.
  • the feeding element 37 interacts with the outer edge portion 71 to cause a resonance current (constant current) on the feeding element 37 and the ground plane.
  • Current distributed in the form of standing waves and resonate with the radiating elements 31 and 41 to be electromagnetically coupled. Therefore, there is no particular lower limit value for the electrical length Le37 of the power feeding element 37, as long as the power feeding element 37 can be physically electromagnetically coupled to the radiating elements 31 and 41.
  • the realization of electromagnetic field coupling means that matching is achieved.
  • the feeding element 37 since it is not necessary for the feeding element 37 to design the electrical length in accordance with the resonance frequency of the radiating elements 31 and 41, the feeding element 37 can be freely designed as a radiating conductor. 2 can be easily realized.
  • the outer edge portion 71 of the ground plane 70 along the radiating elements 31 and 41 has a total length of (1/4) ⁇ ⁇ or more of the design frequency (resonance frequency f 1 ) with the electrical length of the feeding element 37. It is good.
  • the physical length L37 of the feed element 37 (corresponding to L11 + L12 in the case of FIG. 1; corresponding to L31 + L32 in the case of FIG. 2) is the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element when the matching circuit is not included.
  • ⁇ g2 ⁇ 0 ⁇ k 2 , where ⁇ 0 is the wavelength of the radio wave in vacuum and k 2 is the shortening rate of the shortening effect depending on the mounting environment.
  • k 2 is the relative dielectric constant of a medium (environment) such as a dielectric substrate provided with a feed element such as an effective relative dielectric constant ( ⁇ r2 ) and an effective relative permeability ( ⁇ r2 ) of the environment of the feed element 37.
  • L37 is (3/8) ⁇ ⁇ g1 or less.
  • the physical length L37 of the feeding element 37 is a physical length that gives Le37, and is equal to Le37 in an ideal case that does not include other elements.
  • L37 is preferably greater than zero and less than or equal to Le37.
  • L37 can be shortened (size reduced) by using a matching circuit such as an inductor.
  • the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 are electromagnetically coupled, the coupling distance between the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 can be increased, and the position robustness can be improved.
  • the feeding element 37 may function as a radiating element.
  • the radiating element 31 is a radiating conductor that functions as a ⁇ / 4 monopole antenna by being fed by the feeding element 37 in a non-contact manner through electromagnetic coupling by the feeding portion 36.
  • the feed element 37 is a linear feed conductor that can feed power to the radiating elements 31, 41, but is fed by a feed point 38, thereby providing a monopole antenna (for example, a ⁇ / 4 monopole antenna). It is a radiation conductor that can also function as. If the resonance frequency of the radiating elements 31 and 41 is set to f 1 , the resonance frequency of the feeding element 37 is set to f 2, and the length of the feeding element 37 is adjusted as a monopole antenna that resonates at the frequency f 2 , the radiation of the feeding element is obtained. The function can be used, and the multi-frequency of the antennas 1 and 2 can be easily realized.
  • the physical length L37 is mounted with the wavelength of the radio wave in vacuum at the resonance frequency f 2 of the feed element 37 being ⁇ 1 when a matching circuit or the like is not included.
  • ⁇ g3 ⁇ 1 ⁇ k 2
  • k 2 is the shortening rate of the shortening effect due to the environment.
  • k 2 is a relative dielectric constant of a medium (environment) such as a dielectric substrate provided with a feeding element such as an effective relative dielectric constant ( ⁇ r2 ) and an effective relative permeability ( ⁇ r2 ) of the environment of the feeding element 37. It is a value calculated from the rate, relative permeability, thickness, resonance frequency, and the like.
  • L37 is (1/8) ⁇ ⁇ g3 or less (3/8) ⁇ ⁇ g3 or less, preferably (3/16) ⁇ ⁇ g3 or more (5/16) ⁇ ⁇ g3 or less.
  • the physical length L37 of the feeding element 37 is a physical length that gives Le37, and is equal to Le37 in an ideal case that does not include other elements.
  • L37 is preferably greater than zero and less than or equal to Le37.
  • L37 can be shortened (size reduced) by using a matching circuit such as an inductor.
  • the shortest distance H4 between the feed element 37 and the radiating element 31 and 41 0.2 ⁇ lambda 0 or less ( More preferably, it is 0.1 ⁇ ⁇ 0 or less, and further preferably 0.05 ⁇ ⁇ 0 or less. Disposing the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 apart by such a shortest distance H4 is advantageous in that the operating gain of the radiating elements 31 and 41 is improved.
  • the shortest distance H4 is a linear distance between the closest parts of the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41.
  • the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 may or may not intersect when viewed from an arbitrary direction as long as both are electromagnetically coupled, and the intersecting angle may also be arbitrary. An angle is sufficient.
  • the distance that the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 run in parallel at the shortest distance H4 is preferably 3/4 or less of the length of the radiating element 31 in the dipole mode. More preferably, it is 1/2 or less, and still more preferably 1/4 or less. In the case of the loop mode, it is preferable that the length is 3/16 or less of the inner circumference of the radiating element 41. More preferably, it is 1/8 or less, and more preferably 1/16 or less.
  • the position where the shortest distance H4 is located is a portion where the coupling between the feeding element 37 and the radiating elements 31 and 41 is strong. If the parallel distance at the shortest distance H4 is long, the radiating elements 31 and 41 have high and low impedance portions.
  • the radiating elements 31 and 41 are strongly coupled only to a portion where the impedance change is small, it is advantageous in terms of impedance matching that the distance of parallel running at the shortest distance H4 is short.
  • connection conductor 84 may be connected in a DC manner by the connection conductor 84.
  • the number of connecting conductors 84 may be one or more.
  • the plate-like conductors 60 and 50 can function as a heat radiating plate or a heat sink having a heat radiating action.
  • the plate conductors 60 and 50 may radiate the heat of the heating element 83 installed on the substrate 80 or may radiate the heat of a heating element (not shown) installed on the substrate 110.
  • connection conductor 84 includes wiring such as vias and wires, metal plates, and the like.
  • heating element 83 include circuit components (transistors, ICs, etc.) mounted on the substrate 80.
  • An antenna according to an embodiment of the present invention is mounted on a wireless device (for example, a communication terminal portable by a person).
  • a wireless device for example, a communication terminal portable by a person.
  • the wireless device include electronic devices such as an information terminal, a mobile phone, a smartphone, a personal computer, a game machine, a television, and a music and video player.
  • the substrate 110 is, for example, a cover glass that covers the entire image display surface of the display.
  • it may be a housing (in particular, a front cover, a back cover, a side wall, etc.) to which the substrate 80 is fixed.
  • the cover glass is a dielectric substrate that is transparent or translucent enough to allow a user to visually recognize an image displayed on the display, and is a flat plate member that is laminated on the display.
  • the radiating element 31 When the radiating element 31 is provided on the surface of the cover glass, the radiating element 31 may be formed by applying a conductive paste such as copper or silver on the surface of the cover glass and baking it. As the conductor paste at this time, a conductor paste that can be fired at a low temperature that can be fired at a temperature at which the strengthening of the chemically strengthened glass used for the cover glass is not dulled may be used. Further, plating or the like may be applied to prevent deterioration of the conductor due to oxidation. Further, the cover glass may be subjected to decorative printing, and a conductor may be formed on the decorative printed portion. Further, when a black masking film is formed on the periphery of the cover glass for the purpose of concealing the wiring or the like, the radiating element 31 may be formed on the black masking film. The same applies to the radiating element 41.
  • a conductive paste such as copper or silver
  • the positions of the feeding element 37, the radiating element 31, and the ground plane 70 in the height direction parallel to the Z-axis may be different from each other, or all or only a part thereof may be the same. The same applies to the radiating element 41.
  • a plurality of radiating elements may be fed by one feeding element 37.
  • a plurality of antennas may be mounted on one wireless communication apparatus.
  • the antenna according to the present embodiment may include a plurality of feeding elements and a plurality of radiating elements.
  • the antenna 3 in FIG. 4 or the antenna 4 in FIG. 5 includes two feeding elements 37 and two radiating elements 31, and a pair of the feeding element 37 and the radiating element 31 in the same form as FIG. One configuration is added to the above configuration.
  • the antenna 3 or the antenna 4 includes a first dipole antenna element 121 and a second dipole antenna element 122, and the first dipole antenna element 121 and the second dipole antenna element 122 are respectively connected to a feeding element 37 and It has a pair with the radiating element 31.
  • the first dipole antenna element 121 and the second dipole antenna element 122 are arranged so as to face the outer edge portions of the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 in line symmetry.
  • the first dipole antenna element 121 and the second dipole antenna element 122 are disposed so as to be point-symmetrically opposed to the outer edge portions of the ground plane 70 and the plate-like conductor 60.
  • the antenna 3 or the antenna 4 can function as a MIMO (Multiple Input Multiple Output) antenna.
  • a MIMO antenna is a multi-antenna capable of multiple input / output at a predetermined frequency using a plurality of antenna elements.
  • two pairs of the feeding element 37 and the radiating element 41 are arranged so as to face each other, so that suitable characteristics as a MIMO antenna can be obtained.
  • the S11 characteristic is a kind of characteristic of high-frequency electronic components and the like, and is represented by a reflection loss (return loss) with respect to the frequency in this specification.
  • As an electromagnetic simulator Microwave Studio (registered trademark) (CST) was used.
  • Each dimension shown in FIG. 1 at the time of measuring the S11 characteristic is expressed in units of mm.
  • Each dimension shown in FIG. 2 at the time of measuring the S11 characteristic is expressed in units of mm.
  • the thickness (height) in the Z-axis direction was set to 0.018 mm. Further, the calculation was performed with the substrate 80 and the substrate 110 omitted. Therefore, in FIG. 3, H1 is set to 0 mm, H2 is set to 2 mm, and H3 is set to 0 mm. The shortest distance H4 between the feeding element 37 and the radiating element 31 was set to 0.5 mm, and the feeding element 37 and the radiating element 31 were electromagnetically coupled.
  • FIG. 6 is an S11 characteristic diagram when the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 are not connected by a conductor in the antenna 1 of the form shown in FIGS.
  • FIG. 7 is an S11 characteristic diagram when the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 are connected by the connection conductor 84 in the antenna 1 having the configuration shown in FIGS.
  • the connection conductor 84 connects the corner 75 of the ground plane 70 and the corner 69 of the plate-like portion 67.
  • the corner portion 75 and the corner portion 69 are portions facing each other in the Z-axis direction.
  • the resonance frequency due to the resonance between the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 is a frequency band p1 of 2.0 GHz or more and 3.0 GHz or less and a frequency band p3 of 5.0 GHz or more and 6.0 GHz or less. It is appearing in.
  • the resonance frequency due to the monopole operation of the radiating element 31 appears in the frequency band p2 of 3.0 GHz to 3.5 GHz.
  • the resonance frequency due to the monopole operation of the feeding element 37 appears in the frequency band p4 of 5.8 GHz to 6.2 GHz.
  • FIG. 8 is an S11 characteristic diagram when the ground plane 70 and the plate-like conductor 50 are not connected by a conductor in the antenna 2 of the form shown in FIGS.
  • FIG. 9 is an S11 characteristic diagram when the ground plane 70 and the plate-like conductor 50 are connected by the connection conductor 84 in the antenna 2 of the form shown in FIGS.
  • the connection conductor 84 connects the corner portion 75 of the ground plane 70 and the end portion 55 of the plate-like conductor 50.
  • the corner portion 75 and the end portion 55 are portions facing each other in the Z-axis direction.
  • the resonance frequency due to resonance between the ground plane 70 and the plate-like conductor 50 is a frequency band p6 of 2.5 GHz to 3.0 GHz and a frequency band p8 of 5.0 GHz to 6.5 GHz. Appears at p9.
  • the resonance frequency due to the loop mode operation of the radiating element 41 appears in the frequency band p7 of 4.0 GHz to 4.5 GHz.
  • the resonance frequency due to the monopole operation of the feed element 37 appears in the frequency band p10 of 7.0 GHz or more and 8.0 GHz or less.
  • the antennas 1 and 2 can sufficiently function as a multiband antenna.
  • the connection conductor 84 when connected by the connection conductor 84, the heat radiation effect can be improved by the plate-like conductors 60 and 50 while the antennas 1 and 2 sufficiently function as a multiband antenna.
  • the S11 characteristic, the S21 characteristic, and the correlation coefficient characteristic when the antenna 3 having the form shown in FIG. The positional relationship in the Z-axis direction is the same as in FIG.
  • the dimensions shown in FIGS. 3 and 4 at the time of characteristic measurement are the same as those in the first embodiment.
  • FIG. 10 is an S11 characteristic diagram when the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 are connected by the connection conductor 84 in the antenna 3 of the form shown in FIGS.
  • FIG. 11 is an S21 characteristic diagram when the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 are connected by the connection conductor 84 in the antenna 3 having the configuration shown in FIGS.
  • FIG. 12 is a characteristic diagram of the correlation coefficient when the ground plane 70 and the plate-like conductor 60 are connected by the connection conductor 84 in the antenna 3 of the form shown in FIGS. 10, 11, and 12, in FIG. 4, the connection conductor 84 connects the corner 75 of the ground plane 70 and the corner 69 of the plate-like portion 67.
  • the corner portion 75 and the corner portion 69 are portions facing each other in the Z-axis direction.
  • the resonance frequency of the antenna 3 appears in the vicinity of 2.7 GHz and 3.5 GHz (FIGS. 10 and 11), and the phase at each resonance frequency between the first dipole antenna element 121 and the second dipole antenna element 122.
  • the number of relationships has dropped to near zero (FIG. 12). Therefore, even if there is a conductor having a large area such as the plate-like conductor 60, the heat dissipation effect can be improved by the plate-like conductor 60, and the antenna 3 can sufficiently function as a MIMO antenna.
  • the antenna and the wireless device including the antenna have been described by the embodiment.
  • the present invention is not limited to the embodiment.
  • Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with part or all of other example embodiments, are possible within the scope of the present invention.
  • the antenna is not limited to the illustrated form.
  • the antenna 1 of FIG. 1 may have a conductor portion that is directly connected to the radiating element 31 or indirectly via a connecting conductor, and is coupled to the radiating element 31 in a high-frequency manner (for example, capacitively). It may have a conductive portion. The same applies to the other antennas shown in FIG.
  • the antenna is not limited to a linear conductor portion extending linearly, and may include a bent conductor portion.
  • an L-shaped conductor portion may be included, a meander-shaped conductor portion may be included, or a conductor portion branched in the middle may be included.
  • the ground plane is not limited to the illustrated outer shape, and may be a conductor pattern having another outer shape. Further, the ground plane is not limited to a planar shape, and may be a curved surface.
  • the plate conductor is not limited to the illustrated outer shape, and may be a conductor having another outer shape. Further, the plate-like conductor is not limited to a flat shape, and may be a curved shape.
  • plate shape may include the meaning of “foil shape” or “film shape”.

Landscapes

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Abstract

　グランドプレーン７０と、前記グランドプレーン７０に間隔をあけて対向する板状部位６７を有する板状導体６０と、前記グランドプレーン７０をグランド基準とする給電点３８に接続された給電素子３７と、前記板状導体６０の板状部位６８の外縁部６５に接続された線条の放射素子３１とを備え、前記放射素子３１は、前記給電素子３７によって非接触で給電される、アンテナ及びそれを備える無線装置。

Description

アンテナ及びそれを備える無線装置
　本発明は、アンテナ及びそれを備える無線装置（例えば、携帯電話などの携帯無線機）に関する。
　近年、スマートフォンなどの携帯無線機において、演算処理の高速化にともなう演算処理装置の発熱に対して、放熱板によって放熱する構成が採用されている。しかし、放熱板を設けることにより、アンテナの形態やレイアウトなどが制約されるため、アンテナを充分に機能させることが難しいという問題があった。
　そこで、アンテナを備える無線装置において、板状のアンテナを放熱板として利用する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許第４６５１４１１号公報
　しかしながら、特許文献１の場合、放熱板をアンテナの放射導体としての寸法に合わせる必要があるため、放熱の効果を得るには充分とは言えない大きさであった。放熱板に限らず、携帯無線機に大きな面積を必要とする板状導体が設けられる場合には、上述のように、アンテナレイアウトの制約があり、さらには、板状導体の大きさを小さくすることなくアンテナを充分に機能させることが求められる。
　そこで本発明は、大きな面積を有する板状導体が設けられていても充分に機能するアンテナ及びそれを備える無線装置の提供を目的とする。
　上記目的を達成するため、
　グランドプレーンと、
　前記グランドプレーンに間隔をあけて対向する部位を有する板状導体と、
　前記グランドプレーンをグランド基準とする給電点に接続された給電素子と、
　前記板状導体に接続された線条の放射素子とを備え、
　前記放射素子は、前記給電素子によって非接触で給電され放射導体として機能する、アンテナ及びそれを備える無線装置が提供される。
　本発明によれば、大きな面積を有する板状導体が設けられていても、アンテナを充分に機能させることができる。
アンテナの解析モデルの一例を示した斜視図 アンテナの解析モデルの一例を示した斜視図 アンテナの各構成の位置関係の一例を模式的に示した図 アンテナの解析モデルの一例を示した斜視図 アンテナの解析モデルの一例を示した斜視図 図１のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されていない場合のＳ１１特性図 図１のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されている場合のＳ１１特性図 図２のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されていない場合のＳ１１特性図 図２のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されている場合のＳ１１特性図 図４のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されている場合のＳ１１特性図 図４のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されている場合のＳ２１特性図 図４のアンテナにおいて、グランドプレーンと板状導体が接続されている場合の相関係数特性図
　＜アンテナ１の構成＞
　図１は、本発明の第１の実施形態であるアンテナ１の動作を解析するためのコンピュータ上のシミュレーションモデルを示した斜視図である。電磁界シミュレータとして、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｔｕｄｉｏ（登録商標）（ＣＳＴ社）を使用した。
　アンテナ１は、給電点３８と、グランドプレーン７０と、グランドプレーン７０に対向して配置された板状導体６０と、板状導体６０に接続される放射素子３１と、放射素子３１からＺ軸方向に所定距離離れて配置された導体である給電素子３７とを備えている。
　給電点３８は、グランドプレーン７０を利用した所定の伝送線路や給電線等に接続される給電部位である。所定の伝送線路の具体例として、マイクロストリップライン、ストリップライン、グランドプレーン付きコプレーナウェーブガイド（導体面とは反対側の表面にグランドプレーンが配置されたコプレーナウェーブガイド）などが挙げられる。給電線としては、フィーダー線や同軸ケーブルが挙げられる。給電素子３７は、給電点３８を介して、例えば、基板８０に実装される給電回路（例えば、不図示のＩＣチップ等の集積回路）に接続される。給電素子３７と給電回路は、上記の異なる複数の種類の伝送線路や給電線を介して接続されてもよい。
　グランドプレーン７０は、少なくとも一本の辺を外縁部として有する平面状のグランドパターンであり、図１には、ＸＹ平面内に延在する方形状のグランドプレーン７０が例示されている。図１のグランドプレーン７０は、Ｘ軸方向に直線的に延伸する外縁部７１と、Ｙ軸方向に直線的に延伸する外縁部７２と、Ｘ軸方向に直線的に延伸し外縁部７１に対向する外縁部７３と、Ｙ軸方向に直線的に延伸し外縁部７２に対向する外縁部７４とを有している。給電点３８は、例えば、グランドプレーン７０の角部７５又は角部７５の近傍に設けられている。
　板状導体６０は、グランドプレーン７０に対して平行に配置されるようにＺ軸方向に間隔をあけて設置された平面状の導体である。図１には、外縁部６１～６６を有し、ＸＹ平面内に延在する多角形の板状導体６０が例示されている。
　板状導体６０が、グランドプレーン７０の少なくとも一つの外縁部に沿うように設けられた外縁部を有している場合、板状導体６０とグランドプレーン７０との間で共振しやすくなるため、アンテナ１の共振の数を増やすことができる。図１の場合、板状導体６０の外縁部６１，６２，６３，６４が、それぞれ、グランドプレーン７０の外縁部７１，７２，７３，７４に沿って並走するように平行に設けられている。外縁部６１は、Ｚ軸方向からの平面視において、外縁部７１の位置と一致していてもよいし、ずれていてもよい。外縁部６２，６３，６４についても同様である。
　板状導体６０は、例えば、板状部位６７と、板状部位６７に直流的に接続された板状凸部６８とを有している。板状部位６７と板状凸部６８は、同一のＸＹ平面内に延在する平面状の部位であり、一体的に形成された導体部位である。
　板状部位６７は、グランドプレーン７０にＺ軸方向に間隔をあけて対向している対向部位であり、グランドプレーン７０と高周波的に結合可能な距離離れた方形状の部位である。板状部位６７は、Ｘ軸方向に直線的に延伸する外縁部６１と、Ｙ軸方向に直線的に延伸する外縁部６２の一部と、Ｘ軸方向に直線的に延伸し外縁部６１に対向する外縁部６３と、Ｙ軸方向に直線的に延伸し外縁部６２に対向する外縁部６４とを有している。
　板状凸部６８は、Ｚ軸方向でグランドプレーン７０に対向していない非対向部位であり、板状部位６７の外縁部６１側からＹ軸方向に突き出た方形状の部位である。板状凸部６８は、Ｙ軸方向に直線的に延伸する外縁部６５と、Ｘ軸方向に直線的に延伸する外縁部６６と、Ｙ軸方向に直線的に延伸し外縁部６５に対向する外縁部６２の一部とを有している。
　放射素子３１は、板状導体６０に接続された線条の導体であり、板状導体６０の板状凸部６８からＸ軸方向に直線的に突出している放射導体である。放射素子３１は、放射素子３１の少なくとも一部とグランドプレーン７０とがＺ軸方向における平面視で重複しないように形成されている。放射素子３１は、一方の端部３５と他方の端部３４とを有し、一方の端部３５から他方の端部３４まで直線的に延伸している。端部３５は、板状導体６０の板状凸部６８の外縁部６５に接続される根元部であり、端部３４は、他の導体が接続されていない開放端である。
　放射素子３１は、外縁部７１に沿うように配置された線状の放射導体部分であり、例えばＹ軸方向側に所定の最短距離離れた状態で外縁部７１に平行にＸ軸方向に延在している導体部分３２を有している。放射素子３１が、外縁部７１に沿った導体部分３２を有することによって、例えばアンテナ１の指向性を容易に制御することが可能となる。図１には、直線状の放射素子３１が例示されているが、放射素子３１は、Ｌ字状やループ状などの他の形状であってよい。
　給電素子３７は、グランドプレーン７０をグランド基準とする給電点３８に接続される素子であり、放射素子３１に対して非接触で高周波的に結合して給電可能な線状導体である。図１には、グランドプレーン７０の外縁部７１に対して直角且つＹ軸に平行な方向に延在する直線状導体と、Ｘ軸に平行な外縁部７１に並走して延在する直線状導体とによって、Ｌ字状に形成された給電素子３７が例示されている。図１の場合、給電素子３７は、給電点３８を起点にＹ軸方向に延伸してからＸ軸方向に折り曲げられ、Ｘ軸方向への延伸の端部３９まで延伸している。端部３９は、他の導体が接続されていない開放端である。給電素子３７は、給電素子３７の少なくとも一部と板状導体６０とがＺ軸方向における平面視で重複しないように形成されている。
　なお、図１の場合、放射素子３１と給電素子３７は、Ｚ軸方向での平面視において重複しているが、給電素子３７が放射素子３１に非接触で給電可能な距離離れていれば、必ずしもＺ軸方向での平面視において重複していなくてもよい。例えば、Ｘ軸又はＹ軸方向などの任意の方向での平面視において重複していてもよい。
　給電素子３７と放射素子３１は、例えば、互いに高周波的に結合可能な距離で離れて配置されている。放射素子３１は、給電素子３７を介して非接触で給電される。このように給電されることによって、放射素子３１は、アンテナの放射導体として機能する。図１に示すように、放射素子３１が、一端が大きな面積の板状導体６０に接続され、他端が開放端である線状導体である場合、λ／４モノポールアンテナと同様の共振電流（定在波状に分布する電流）が放射素子３１上に形成される。すなわち、放射素子３１は、所定の周波数の４分の１波長で共振するモノポールアンテナとして機能（以下、モノポールモードという）する。
　このように、アンテナ１の構成の場合、比較的大きな面積を有する板状導体６０が設けられていても、板状導体６０と放射素子３１とが接続され、給電素子３７によって放射素子３１が非接触で給電されることにより、限られたスペースであっても放射素子３１を充分に放射導体として機能させることが可能となり、大きな面積の板状導体６０とアンテナ１とを共存させることができる。
　また、非接触給電であるため、給電素子３７が放射素子３１に高周波的に結合可能な距離さえ確保できれば、給電素子３７と放射素子３１との位置関係を自由に決められ、放射素子３１又は給電素子３７の形状やレイアウトなどの制約を緩和できる。
　また、非接触給電によって、衝撃に対して強い構造が得られる。すなわち、非接触給電によって、給電素子３７と放射素子３１を物理的に接触させることなく、給電素子３７を用いて放射素子３１に給電できるため、物理的な接触が必要な接触給電方式に比べて、衝撃に対して強い構造が得られる。
　また、放射素子３１の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ３１、放射素子３１の基本モードの共振周波数ｆ１における放射素子３１上での波長をλとして、Ｌｅ３１が、（１／８）・λ以上（３／８）・λ以下である。
　また、前記Ｌｅ３１は、放射素子の共振の基本モードがモノポールモード（放射素子が板状導体の外縁部に接続され、開放端を有する）である場合、（１／８）・λ以上（３／８）・λ以下が好ましく、（３／１６）・λ以上（５／１６）・λ以下がより好ましく、（７／３２）・λ以上（９／３２）・λ以下が特に好ましい。Ｌｅ３１がこの範囲内であれば、放射素子３１が充分に放射導体として機能し、アンテナ１の効率が良く好ましい。
　なお放射素子３１の物理的な長さＬ１３は、放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の電波の波長をλ０として、実装される環境による短縮効果の短縮率ｋ１をとしたとき、λｇ１＝λ０・ｋ１によって決定される。ここでｋ１は、放射素子３１の環境の実効比誘電率（εｒ１）および実効比透磁率（μｒ１）などの放射素子が設けられた誘電体基材等の媒質（環境）の比誘電率、比透磁率、および厚み、共振周波数などから算出される値である。すなわち、Ｌ１３は、放射素子の共振の基本モードがモノポールモードである場合、（１／８）・λｇ１以上（３／８）・λｇ１以下である。なお、短縮率は上記の物性から算出してもよいし、実測により求めても良い。例えば、短縮率を測定したい環境に設置された対象となる素子の共振周波数を測定し、任意の周波数ごとの短縮率が既知である環境において同じ素子の共振周波数を測定し、これらの共振周波数の差から短縮率を算出してもよい。
　放射素子３１の物理的な長さＬ１３は、Ｌｅ３１を与える物理的な長さであり、その他の要素を含まない理想的な場合、Ｌｅ３１と等しい。Ｌ１３は、インダクタ等の整合回路を利用することにより短くしたとしても、ゼロを超え、Ｌｅ３１以下が好ましく、Ｌｅ３１の０．４倍以上１倍以下が特に好ましい。
　また、放射素子３１の線幅Ｗ１２は、好ましくは、（１／１６）・λ以下となるようにするとよい。実装環境を考慮した放射素子３１の物理的な線幅Ｗ１２は（１／１６）・λｇ１以下である。放射素子３１の線幅Ｗ１２をこのような長さに調整することによって、放射素子３１の動作利得を向上させてアンテナ１の動作利得を向上させる点で有利である。なお、線幅Ｗ１２は、具体的には、３０ｍｍ以下であり、好ましくは２０ｍｍ以下であり、さらに好ましくは１５ｍｍ以下である。また、製造しやすさの観点から、０．０５ｍｍ以上であることが好ましい。
　＜アンテナ２の構成＞
　図２は、本発明の第２の実施形態であるアンテナ２の動作を解析するためのコンピュータ上のシミュレーションモデルを示した斜視図である。電磁界シミュレータとして、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｔｕｄｉｏ（登録商標）（ＣＳＴ社）を使用した。上述の実施形態と同様の構成についての説明は省略又は簡略する。
　アンテナ２は、給電点３８と、グランドプレーン７０と、グランドプレーン７０に対向して配置された板状導体５０と、板状導体５０に接続される放射素子４１と、放射素子４１からＺ軸方向に所定距離離れて配置された導体である給電素子３７とを備えている。給電点３８は、グランドプレーン７０を有する伝送線路（例えば、マイクロストリップラインなど）に接続される給電部位である。給電点３８は、例えば、グランドプレーン７０の角部７５又は角部７５の近傍７６に設けられている。
　板状導体５０は、グランドプレーン７０に平行に配置されるようにＺ軸方向に間隔をあけて設置された平面状の導体である。図２には、外縁部５１～５４を有し、ＸＹ平面内に延在する多角形の板状導体５０が例示されている。
　板状導体５０が、グランドプレーン７０の少なくとも一つの外縁部に沿うように設けられた外縁部を有している場合、板状導体５０とグランドプレーン７０との間で共振しやすくなるため、アンテナ２の共振周波数を増やすことができる。図２の場合、外縁部５１，５２，５３，５４が、それぞれ、外縁部７１，７２，７３，７４に沿って並走するように平行に設けられている。外縁部５１は、Ｚ軸方向からの平面視において、外縁部７１の位置と一致していてもよいし、ずれていてもよい。外縁部５２，５３，５４についても同様である。
　板状導体５０は、グランドプレーン７０にＺ軸方向に間隔をあけて対向している対向部位を有し、当該対向部位の一部又は全部が板状導体５０である。板状導体５０は、グランドプレーン７０と高周波的に結合可能な距離離れた方形状の導体である。板状導体５０は、Ｘ軸方向に直線的に延伸する外縁部５１と、Ｙ軸方向に直線的に延伸する外縁部５２と、Ｘ軸方向に直線的に延伸し外縁部５１に対向する外縁部５３と、Ｙ軸方向に直線的に延伸し外縁部５２に対向する外縁部５４とを有している。
　なお、図２の場合、放射素子４１と給電素子３７は、Ｚ軸方向での平面視において重複しているが、給電素子３７が放射素子４１に非接触で高周波的に結合して給電可能な距離離れていれば、必ずしもＺ軸方向での平面視において重複していなくてもよい。例えば、Ｘ軸又はＹ軸方向などの任意の方向での平面視において重複していてもよい。
　放射素子４１は、板状導体５０に接続された線条の導体であり、板状導体５０の外縁部５１からＹ軸方向に突出しているアンテナ導体である。放射素子４１は、放射素子４１の少なくとも一部とグランドプレーン７０とがＺ軸方向における平面視で重複しないように形成されている。放射素子４１は、一方の端部４５と他方の端部４４とを有し、一方の端部４５から曲折部４７，４８を経由して他方の端部４４までアーチ状に延伸し、板状導体５０の外縁部５１とループ状導体を形成している。端部４５は、板状導体５０の外縁部５１の一方の端部５６又は端部５６の近傍に接続される根元部であり、端部４４は、板状導体５０の外縁部５１の他方の端部５５又は端部５５の近傍に接続される根元部である。
　放射素子４１と外縁部５１によって形成されたループ４０は、端部４５、曲折部４７、中央部９１、曲折部４８、端部４４、外縁部５１を順にループ状に結んで形成される電流経路であり、このループ状の電流経路によって、ループアンテナと同様の共振電流（定在波状に分布する電流）が放射素子４１と外縁部５１上に形成される。すなわち、放射素子４１と外縁部５１は、所定の周波数の１波長で共振するループアンテナとして機能（以下、ループモードという）する。
　放射素子４１は、外縁部７１に沿うように配置された線状のアンテナ導体部分であり、例えばＹ軸方向側に所定の最短距離離れた状態で外縁部７１に平行にＸ軸方向に延在している導体部分４２を有している。放射素子４１が、外縁部７１に沿った導体部分４２を有することによって、例えばアンテナ２の指向性を容易に制御することが可能となる。図２には、方形状のループ４０が例示されているが、ループ４０は、円状などの他の形状であってよい。
　このように、アンテナ２の構成の場合、比較的大きな面積を有する板状導体５０が設けられていても、板状導体５０と放射素子４１とが接続され、給電素子３７によって放射素子４１が非接触で給電されることにより、限られたスペースであっても放射素子４１を充分に放射導体として機能させることが可能となり、大きな面積の板状導体５０とアンテナ２とを共存させることができる。
　また、非接触給電であるため、給電素子３７が放射素子４１に高周波的に結合可能な距離さえ確保できれば、給電素子３７と放射素子４１との位置関係を自由に決められ、放射素子４１又は給電素子３７の形状やレイアウトなどの制約を緩和できる。
　また、放射素子４１の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ４１、放射素子４１の基本モードの共振周波数ｆ１における放射素子４１上での波長をλとして、Ｌｅ４１が、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下である。
　また、前記Ｌｅ４１は、放射素子４１の共振の基本モードがループモード（放射素子が板状導体の外縁部に接続され、放射素子と外縁部によってループが形成）である場合、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下が好ましく、（１５／１６）・λ以上（１７／１６）・λ以下がより好ましく、（３１／３２）・λ以上（３３／３２）・λ以下が特に好ましい。Ｌｅ４１がこの範囲内であれば、放射素子４１が充分に放射導体として機能し、アンテナ２の効率が良く好ましい。
　なお放射素子４１の物理的な長さは、上述した放射素子３１と同様の方法にて決定される。また、放射素子４１の線幅Ｗ１４は、放射素子３１の線幅Ｗ１２と同様であり、同じ方法にて決定される。
　＜アンテナの各構成の位置関係＞
　図３は、アンテナ１又はアンテナ２の各構成のＺ軸方向の位置関係を模式的に示した図である。給電素子３７は、図３の場合、基板８０の表面に設けられているが、基板８０の内部に設けられてもよい。また、給電素子３７と給電素子３７に接する媒質とを含んで構成されたチップ部品を基板８０に実装されてもよい。これにより、媒質に接した給電素子３７を基板８０に容易に実装できる。
　基板８０は、誘電体、磁性体、又は誘電体と磁性体との混合物を基材とする基板である。誘電体の具体例として、樹脂、ガラス、ガラスセラミックス、ＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－Ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）、アルミナなどが挙げられる。誘電体と磁性体との混合物の具体例として、ＦｅやＮｉ、Ｃｏなどの遷移元素、ＳｍやＮｄなどの希土類元素を含む金属あるいは酸化物のいずれかを有していればよく、例えば、六方晶系フェライト、スピネル系フェライト（Ｍｎ－Ｚｎ系フェライト、Ｎｉ－Ｚｎ系フェライトなど）、ガーネット系フェライト、パーマロイ、センダスト（登録商標）などが挙げられる。
　基板８０は、グランドプレーン７０と、グランドプレーン７０をグランド基準とする給電点３８とを備えている。グランドプレーン７０は、図３の場合、基板８０の表層に形成された部位であるが、基板８０の内層に形成された部位であってよい。
　基板８０は、給電点３８に接続されるストリップ導体８２を備えた伝送線路を有している。ストリップ導体８２は、例えば、グランドプレーン７０との間に基板８０を挟むように基板８０の表面に形成された信号線である。
　放射素子３１，４１は、給電素子３７から離れて配置され、例えば図３に示されるように、基板８０から距離Ｈ２離れて基板８０に対向する基板１１０に設けられている。基板１１０は、誘電体、磁性体、又は誘電体と磁性体との混合物を基材とする基板である。基板１１０の基材の具体例は、上述の基板８０の場合と同様である。放射素子３１，４１は、図３では基板１１０の給電素子３７に対向する側の表面に配置されているが、基板１１０の給電素子３７に対向する側とは反対側の表面に配置されてもよいし、基板１１０の側面に配置されてもよい。
　給電素子３７と放射素子３１，４１は、高周波的に結合している。好ましくは、給電素子３７と放射素子３１，４１とは、互いに電磁界結合可能な距離で離れて配置されている。電磁界結合とは、電磁界の共鳴現象を利用した結合であり、例えば非特許文献（A.Kurs, et al,”Wireless Power Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances,”Science Express,Vol.317,No.5834,pp.83-86,Jul.2007.）に開示されている。電磁界結合は、電磁界共振結合又は電磁界共鳴結合とも称され、同じ周波数で共振する共振器同士を近接させ、一方の共振器を共振させると、共振器間に作られるニアフィールド（非放射界領域）での結合を介して、他方の共振器にエネルギーを伝送する技術である。また、電磁界結合とは、静電容量結合や電磁誘導による結合を除いた高周波における電界及び磁界による結合を意味する。なお、ここでの静電容量結合や電磁誘導による結合を除いたとは、これらの結合が全くなくなることを意味するのではなく、影響を及ぼさない程度に小さいことを意味する。給電素子３７と放射素子３１，４１との間の媒体は、空気でもよいし、ガラスや樹脂材等の誘電体でもよい。なお、給電素子３７と放射素子３１，４１との間には、グランドプレーンやディスプレイ等の導電性材料を配置しないことが好ましい。
　また、電磁界結合で給電する場合の方が、静電容量結合で給電する場合に比べて、給電素子３７と放射素子３１，４１の離間距離（結合距離）の変化に対して、動作周波数における放射素子３１，４１の動作利得（アンテナ利得）は低下しにくい。ここで、動作利得とは、アンテナの放射効率×リターンロスで算出される量であり、入力電力に対するアンテナの効率として定義される量である。したがって、給電素子３７と放射素子３１，４１を電磁界結合させることで、給電素子３７と放射素子３１，４１の配置位置を決める自由度を高めることができ、位置ロバスト性も高めることができる。なお、位置ロバスト性が高いとは、給電素子３７及び放射素子３１，４１の配置位置等がずれても、放射素子３１，４１の動作利得に与える影響が低いことを意味する。また、給電素子３７と放射素子３１，４１の配置位置を決める自由度が高いため、アンテナ１，２の設置に必要なスペースを容易に縮小できる点で有利である。また、電磁界結合の利用によって、容量板などの余計な部品を構成してなくても、給電素子３７を用いて放射素子３１，４１に給電できるため、静電容量結合で給電する場合に比べて、簡易な構成での給電が可能である。
　また、図１の場合、給電素子３７が放射素子３１に給電する部位である給電部３６は、放射素子３１の板状導体６０と接続している放射素子３１の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分（端部３５）から他方の端部３４の側に近い部位に位置することによって、アンテナ１のインピーダンスマッチングを容易に取ることができる。特には中央部９０より端部３４側に位置させることが好ましい。なお、給電部３６は、放射素子３１と給電素子３７とが最近接する放射素子３１の導体部分のうち給電点３８に最も近い部分で定義される部位である。また、給電部３６は、放射素子３１単体に対する給電部位であり、アンテナ１としての給電部位ではない。アンテナ１としての給電部位は、給電点３８である。
　放射素子３１のインピーダンスは、モノポールモードの場合、放射素子３１の端部３５から端部３４に近づくにつれて高くなる。電磁界結合における高インピーダンスでの結合の場合、給電素子３７と放射素子３１間のインピーダンスが多少変化しても一定以上の高インピーダンスで結合していればインピーダンスマッチングに対する影響は小さい。よって、マッチングを容易に取るために、放射素子３１の給電部３６は、放射素子３１の高インピーダンスの部分に位置することが好ましい。
　例えば、アンテナ１のインピーダンスマッチングを容易に取るために、給電部３６は、放射素子３１の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分（端部３５）から放射素子３１の全長の１／４以上（好ましくは、１／３以上、より好ましくは、１／２以上）の距離を離した部位、さらに好ましくは中央部９０よりも端部３４側に位置するとよい。図１の場合、放射素子３１の全長は、Ｌ１３に相当し、給電部３６は、中央部９０よりもグランドプレーン７０の角部７５側に位置している。
　また、図２の場合、給電素子３７が放射素子４１に給電する部位である給電部４６は、放射素子４１の一方の端部４４と曲折部４８の間より、および他方の端部４５と曲折部４７の間（放射素子４１の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分）より中央部９１側の部位に位置することによって、アンテナ２のインピーダンスマッチングを容易に取ることができる。特には中央部９１および中央部９１寄りに位置させることが好ましい。なお、給電部４６は、放射素子４１と給電素子３７とが最近接する放射素子４１の導体部分のうち給電点３８に最も近い部分で定義される部位である。また、給電部４６は、放射素子４１単体に対する給電部位であり、アンテナ２としての給電部位ではない。アンテナ２としての給電部位は、給電点３８である。
　放射素子４１のインピーダンスは、ループモードの場合、放射素子４１の端部４４、４５から中央部９１に近づくにつれて高くなる。電磁界結合における高インピーダンスでの結合の場合、給電素子３７と放射素子４１間のインピーダンスが多少変化しても一定以上の高インピーダンスで結合していればインピーダンスマッチングに対する影響は小さい。よって、マッチングを容易に取るために、放射素子４１の給電部４６は、放射素子４１の高インピーダンスの部分に位置することが好ましい。
　例えば、アンテナ２のインピーダンスマッチングを容易に取るために、給電部４６は、放射素子４１の基本モードの共振周波数における最も高いインピーダンスになる部分（中央部９１）から両端部４４、４５側にループ４０の内周側の周長の３／１６以下（好ましくは、１／８以下）の距離を離した範囲内の部位、さらに好ましくは中央部９１に位置するとよい。図２の場合、ループ４０の内周側の周長は、約（Ｌ４２×２＋Ｌ３４×２）に相当し、給電部４６は、中央部９１と端部４４の間に位置している。
　また、給電素子３７の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ３７、放射素子３１，４１の基本モードの共振周波数ｆ１における給電素子上での波長をλとして、Ｌｅ３７が、（３／８）・λ以下であることが好ましい。
　前記Ｌｅ３７は、（３／８）・λ以下が好ましい。また、グランドプレーン７０の形状に自由度を与えたい場合には、（１／８）・λ以上（３／８）・λ以下がより好ましく、（３／１６）・λ以上（５／１６）・λ以下が特に好ましい。Ｌｅ３７がこの範囲内であれば、給電素子３７が放射素子３１、４１の設計周波数（共振周波数ｆ１）にて良好に共振するため、アンテナ１、２のグランドプレーン７０に依存せずに給電素子３７と放射素子３１、４１とが共鳴して良好な電磁界結合が得られ好ましい。
　また、外縁部７１が放射素子３１、４１に沿うようにグランドプレーン７０が形成された場合、給電素子３７は外縁部７１との相互作用により、給電素子３７とグランドプレーン上に、共振電流（定在波状に分布する電流）を形成することができ、放射素子３１、４１と共鳴して電磁界結合する。そのため、給電素子３７の電気長Ｌｅ３７の下限値は特になく、給電素子３７が放射素子３１、４１と物理的に電磁界結合できる程度の長さであればよい。また、電磁界結合が実現しているとは整合が取れているということを意味している。また、この場合、給電素子３７が放射素子３１、４１の共振周波数に合わせて電気長を設計する必要がなく、給電素子３７を放射導体として自由に設計することが可能になるため、アンテナ１、２の多周波化を容易に実現できる。なお、放射素子３１、４１に沿うグランドプレーン７０の外縁部７１は、給電素子３７の電気長と合計して設計周波数（共振周波数ｆ１）の（１／４）・λ以上の長さであることがよい。
　なお給電素子３７の物理的な長さＬ３７（図１の場合、Ｌ１１＋Ｌ１２に相当。図２の場合、Ｌ３１＋Ｌ３２に相当。）は、整合回路などを含んでいない場合、放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の電波の波長をλ０として、実装される環境による短縮効果の短縮率をｋ２としたとき、λｇ２＝λ０・ｋ２によって決定される。ここでｋ２は、給電素子３７の環境の実効比誘電率（εｒ２）および実効比透磁率（μｒ２）などの給電素子が設けられた誘電体基材等の媒質（環境）の比誘電率、比透磁率、および厚み、共振周波数などから算出される値である。すなわち、Ｌ３７は、（３／８）・λｇ１以下である。給電素子３７の物理的な長さＬ３７はＬｅ３７を与える物理的な長さであり、その他の要素を含まない理想的な場合、Ｌｅ３７と等しい。給電素子３７が、整合回路などを含む場合、Ｌ３７は、ゼロを超え、Ｌｅ３７以下が好ましい。Ｌ３７はインダクタ等の整合回路を利用することにより短く（サイズを小さく）することが可能である。
　このように、給電素子３７と放射素子３１，４１が電磁界結合することにより、給電素子３７と放射素子３１，４１との間において、結合距離を長くでき、位置ロバスト性を高めることができる。また、給電素子３７とグランドプレーン７０の外縁部７１との相互作用を利用できる場合において、給電素子３７を放射素子として機能させてもよい。例えば、放射素子３１は、給電素子３７によって給電部３６で非接触に電磁界結合で給電されることにより、λ／４モノポールアンテナとして機能する放射導体である。一方、給電素子３７は、放射素子３１、４１に対して給電可能な線状の給電導体であるが、給電点３８で給電されることにより、モノポールアンテナ（例えば、λ／４モノポールアンテナ）として機能することも可能な放射導体である。放射素子３１、４１の共振周波数をｆ１、給電素子３７の共振周波数をｆ２と設定し、給電素子３７の長さを周波数ｆ２で共振するモノポールアンテナとして調整すれば、給電素子の放射機能を利用することができ、アンテナ１，２の多周波化を容易に実現できる。
　給電素子３７の放射機能を利用したときの物理的な長さＬ３７は、整合回路などを含んでいない場合、給電素子３７の共振周波数ｆ２における真空中の電波の波長をλ１として、実装される環境による短縮効果の短縮率をｋ２としたとき、λｇ３＝λ１・ｋ２によって決定される。ここでｋ２は、給電素子３７の環境の実効比誘電率（εｒ２）および実効比透磁率（μｒ２）などの給電素子が設けられた誘電体基材等の媒質（環境）の比誘電率、比透磁率、および厚み、共振周波数などから算出される値である。すなわち、Ｌ３７は、（１／８）・λｇ３以下（３／８）・λｇ３以下であり、好ましくは、（３／１６）・λｇ３以上（５／１６）・λｇ３以下である。給電素子３７の物理的な長さＬ３７は、Ｌｅ３７を与える物理的な長さであり、その他の要素を含まない理想的な場合、Ｌｅ３７と等しい。給電素子３７が、整合回路などを含む場合、Ｌ３７は、ゼロを超え、Ｌｅ３７以下が好ましい。Ｌ３７はインダクタ等の整合回路を利用することにより短く（サイズを小さく）することが可能である。
　また、放射素子３１，４１の基本モードの共振周波数における真空中の電波波長をλ０とする場合、給電素子３７と放射素子３１，４１との最短距離Ｈ４は、０．２×λ０以下（より好ましくは、０．１×λ０以下、更に好ましくは、０．０５×λ０以下）であると好適である。給電素子３７と放射素子３１，４１をこのような最短距離Ｈ４だけ離して配置することによって、放射素子３１，４１の動作利得を向上させる点で有利である。
　なお、最短距離Ｈ４とは、給電素子３７と放射素子３１，４１において、最も近接している部位間の直線距離である。また、給電素子３７と放射素子３１，４１は、両者が電磁界結合していれば、任意の方向から見たときに、交差しても交差しなくてもよいし、その交差角度も任意の角度でよい。
　また、給電素子３７と放射素子３１、４１とが最短距離Ｈ４で並走する距離は、ダイポールモードの場合は放射素子３１の長さの３／４以下であることが好ましい。より好ましくは、１／２以下、更に好ましくは、１／４以下である。ループモードの場合は、放射素子４１のループの内周側の周長の３／１６以下であることが好ましい。より好ましくは、１／８以下、更に好ましくは、１／１６以下である。最短距離Ｈ４となる位置は給電素子３７と放射素子３１、４１との結合が強い部位であり、最短距離Ｈ４で並走する距離が長いと、放射素子３１，４１のインピーダンスが高い部分と低い部分の両方と強く結合することになるため、インピーダンスマッチングが取れない場合がある。よって、放射素子３１，４１のインピーダンスの変化が少ない部位のみと強く結合するために最短距離Ｈ４で並走する距離は短い方がインピーダンスマッチングの点で有利である。
　また、グランドプレーン７０と板状導体６０，５０とが、接続導体８４によって、直流的に接続されてよい。接続導体８４の数は、一つでも複数でもよい。基板８０に発熱体８３が設置されている場合、発熱体８３が発する熱を基板８０及び接続導体８４を介して板状導体６０，５０に伝導させることができる。
　板状導体６０，５０は、放熱作用を有する放熱板又はヒートシンクとして機能することが可能である。板状導体６０，５０は、基板８０に設置された発熱体８３の熱を放熱してもよいし、基板１１０に設置された不図示の発熱体の熱を放熱してもよい。
　接続導体８４の具体例として、ビアやワイヤー等の配線、金属板などが挙げられる。発熱体８３の具体例として、基板８０に実装される回路構成部品（トランジスタ、ＩＣなど）が挙げられる。
　＜アンテナの搭載装置＞
　本発明の実施形態に係るアンテナは、無線装置（例えば、人が携帯可能な通信端末）に搭載される。無線装置の具体例として、情報端末機、携帯電話、スマートフォン、パソコン、ゲーム機、テレビ、音楽や映像のプレーヤーなどの電子機器が挙げられる。
　例えば図３において、ディスプレイを有する無線通信装置１００（無線装置の一例）にアンテナ１又は２が搭載される場合、基板１１０は、例えば、ディスプレイの画像表示面を全面的に覆うカバーガラスであってもよいし、基板８０が固定される筐体（特には、表蓋、裏蓋、側壁など）であってもよい。カバーガラスは、ディスプレイに表示される画像を透明又はユーザが視認可能な程度に半透明な誘電体基板であって、ディスプレイの上に積層配置された平板状の部材である。
　放射素子３１がカバーガラスの表面に設けられる場合、放射素子３１は、銅や銀などの導体ペーストをカバーガラスの表面に塗って焼成して形成されるとよい。このときの導体ペーストとして、カバーガラスに利用される化学強化ガラスの強化が鈍らない程度の温度で焼成できる低温焼成可能な導体ペーストを利用するとよい。また、酸化による導体の劣化を防ぐために、メッキなどを施してもよい。また、カバーガラスには加飾印刷が施されていてもよく、加飾印刷された部分に導体が形成されていてもよい。また、配線などを隠す目的でカバーガラスの周縁に黒色隠蔽膜が形成されている場合、放射素子３１が黒色隠蔽膜上に形成されてもよい。放射素子４１も同様である。
　また、給電素子３７及び放射素子３１、並びにグランドプレーン７０のＺ軸に平行な高さ方向における各位置は、互いに異なっていてもよいし、全て又は一部のみが同じでもよい。放射素子４１も同様である。
　また、一つの給電素子３７で複数の放射素子に給電してもよい。複数の放射素子を利用することにより、マルチバンド化、ワイドバンド化、指向性制御等の実施が容易となる。また、複数のアンテナが一つの無線通信装置に搭載されてもよい。
　また、本実施形態に係るアンテナは、複数の給電素子と複数の放射素子とを備えてもよい。例えば、図４のアンテナ３又は図５のアンテナ４は、２つの給電素子３７と２つの放射素子３１とを備え、給電素子３７と放射素子３１との図１と同形態のペアが、図１の構成に対して一つ追加された構成を有する。
　アンテナ３又はアンテナ４は、第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２とを備え、第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２とが、それぞれ、給電素子３７と放射素子３１とのペアを有する。アンテナ３の場合、第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２は、グランドプレーン７０と板状導体６０のそれぞれの外縁部に線対称に対向するように配置されている。アンテナ４の場合、第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２は、グランドプレーン７０と板状導体６０のそれぞれの外縁部に点対称に対向するように配置されている。
　第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２が互いに対向して配置されることにより、第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２との間の相関係数が低下する。よって、アンテナ３又はアンテナ４を、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）アンテナとして機能させることが可能である。ＭＩＭＯアンテナは、複数のアンテナ素子を用いて所定の周波数において多重の入出力が可能なマルチアンテナである。
　なお、図２のアンテナ２の場合も同様に、給電素子３７と放射素子４１とのペアの２組が互いに対向して配置されることで、ＭＩＭＯアンテナとしての好適な特性が得られる。
　図１，２，３で示した形態のアンテナ１，２をシミュレーション解析したときのＳ１１特性について説明する。Ｓ１１特性とは、高周波電子部品等の特性の一種であり、本明細書においては周波数に対する反射損失（リターンロス）で表す。電磁界シミュレータとして、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｔｕｄｉｏ（登録商標）（ＣＳＴ社）を使用した。
　Ｓ１１特性の測定時の図１で示した各寸法は、単位をｍｍとすると、
　Ｌ１１：５
　Ｌ１２：１０．５
　Ｌ１３：１５
　Ｌ１４：５．２５
　Ｗ１１：１　　（一定の線幅）
　Ｗ１２：０．５（一定の線幅）
　Ｌ２１：３０
　Ｌ２２：３０
　Ｌ２３：５０
　Ｌ２４：５０
　Ｌ２５：６０
　Ｌ２６：１５
とした。
　Ｓ１１特性の測定時の図２で示した各寸法は、単位をｍｍとすると、
　Ｌ３１：３．７５
　Ｌ３２：７．５
　Ｌ３４：３．２５
　Ｗ１３：１（一定の線幅）
　Ｗ１４：０．５（一定の線幅）
　Ｌ４１：３０
　Ｌ４２：３０
　Ｌ４３：５０
　Ｌ４４：５０
とした。
　また、グランドプレーン７０、板状導体６０，５０、給電素子３７及び放射素子３１，４１において、Ｚ軸方向の厚さ（高さ）は０．０１８ｍｍとした。また、基板８０と基板１１０は省略して計算した。よって、図３において、Ｈ１を０ｍｍ、Ｈ２を２ｍｍ、Ｈ３を０ｍｍに設定した。また、給電素子３７と放射素子３１との最短距離Ｈ４を０．５ｍｍに設定し、給電素子３７と放射素子３１とを電磁界結合させた。
　図６は、図１，３で示した形態のアンテナ１において、グランドプレーン７０と板状導体６０とを導体で接続していない場合のＳ１１特性図である。図７は、図１，３で示した形態のアンテナ１において、グランドプレーン７０と板状導体６０とを接続導体８４で接続している場合のＳ１１特性図である。図７の場合、図１において、接続導体８４は、グランドプレーン７０の角部７５と板状部位６７の角部６９とを接続している。角部７５と角部６９は、Ｚ軸方向に互いに対向した部位である。
　図６，７において、グランドプレーン７０と板状導体６０との間の共振による共振周波数が、２．０ＧＨｚ以上３．０ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ１と５．０ＧＨｚ以上６．０ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ３とに現れている。そして、放射素子３１のモノポール動作による共振周波数が、３．０ＧＨｚ以上３．５ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ２に現れている。さらに、給電素子３７のモノポール動作による共振周波数が、５．８ＧＨｚ以上６．２ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ４に現れている。
　図８は、図２，３で示した形態のアンテナ２において、グランドプレーン７０と板状導体５０とを導体で接続していない場合のＳ１１特性図である。図９は、図２，３で示した形態のアンテナ２において、グランドプレーン７０と板状導体５０とを接続導体８４で接続している場合のＳ１１特性図である。図９の場合、図２において、接続導体８４は、グランドプレーン７０の角部７５と板状導体５０の端部５５とを接続している。角部７５と端部５５は、Ｚ軸方向に互いに対向した部位である。
　図８，９において、グランドプレーン７０と板状導体５０との間の共振による共振周波数が、２．５ＧＨｚ以上３．０ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ６と５．０ＧＨｚ以上６．５ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ８，ｐ９とに現れている。そして、放射素子４１のループモード動作による共振周波数が、４．０ＧＨｚ以上４．５ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ７に現れている。さらに、給電素子３７のモノポール動作による共振周波数が、７．０ＧＨｚ以上８．０ＧＨｚ以内の周波数帯域ｐ１０に現れている。
　このように、板状導体５０，６０のような大きな面積を有する導体があっても、アンテナ１，２をマルチバンドアンテナとして充分に機能させることができる。また、接続導体８４で接続されている場合、アンテナ１，２をマルチバンドアンテナとして充分に機能させつつ、板状導体６０，５０によって放熱効果をアップすることができる。
　図４で示した形態のアンテナ３をシミュレーション解析したときにおいて、Ｓ１１特性及びＳ２１特性、並びに相関係数特性について説明する。Ｚ軸方向の位置関係は、図３と同様である。特性測定時の図３，４で示した各寸法は、実施例１と同様である。
　図１０は、図３，４で示した形態のアンテナ３において、グランドプレーン７０と板状導体６０とを接続導体８４で接続している場合のＳ１１特性図である。図１１は、図３，４で示した形態のアンテナ３において、グランドプレーン７０と板状導体６０とを接続導体８４で接続している場合のＳ２１特性図である。図１２は、図３，４で示した形態のアンテナ３において、グランドプレーン７０と板状導体６０とを接続導体８４で接続している場合の相関係数の特性図である。図１０，１１，１２の場合、図４において、接続導体８４は、グランドプレーン７０の角部７５と板状部位６７の角部６９とを接続している。角部７５と角部６９は、Ｚ軸方向に互いに対向した部位である。
　アンテナ３の共振周波数が２．７ＧＨｚ及び３．５ＧＨｚの付近に出現し（図１０，１１）、第１のダイポールアンテナ素子１２１と第２のダイポールアンテナ素子１２２との間の各共振周波数での相関係数は、０付近まで低下している（図１２）。したがって、板状導体６０のような大きな面積を有する導体があっても、板状導体６０によって放熱効果のアップが可能であるとともに、アンテナ３をＭＩＭＯアンテナとして充分に機能させることができる。
　以上、アンテナ及びそれを備える無線装置を実施形態例により説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではない。他の実施形態例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
　例えば、アンテナは、図示の形態に限られない。例えば、図１のアンテナ１は、放射素子３１に直接又は接続導体を介して間接的に接続された導体部分を有するものでもよいし、放射素子３１に高周波的（例えば、容量的）に結合された導体部分を有するものでもよい。図２等の他のアンテナも同様である。
　また、アンテナは、直線的に延びる線状の導体部分を含むものに限らず、曲がった導体部分を含むものでもよい。例えば、Ｌ字状の導体部分を含むものでもよいし、メアンダ形状の導体部分を含むものでもよいし、途中で分岐した導体部分を含むものでもよい。
　また、グランドプレーンは、図示の外形形状に限られず、他の外形形状を有する導体パターンでもよい。また、グランドプレーンは、平面状に形成された形態に限られず、曲面状に形成された形態でもよい。同様に、板状導体は、図示の外形形状に限られず、他の外形形状を有する導体でもよい。また、板状導体は、平面状に形成された形態に限られず、曲面状に形成された形態でもよい。
　また、「板状」には、「箔状」又は「フィルム状」の意味が含まれてよい。
　本国際出願は、２０１３年６月２１日に出願した日本国特許出願第２０１３－１３１１７７号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１３－１３１１７７号の全内容を本国際出願に援用する。
１，２，３，４　アンテナ
３１，４１　放射素子
３２，４２　導体部分
３６，４６　給電部
３７　給電素子
３８　給電点
４０　ループ
５０　板状導体
５１，５２，５３，５４　外縁部
６０　板状導体
６１，６２，６３，６４，６５，６６　外縁部
６７　板状部位
６８　板状凸部
７０　グランドプレーン
７１，７２，７３，７４　外縁部
７３　角部
８０，１１０　基板
８２　ストリップ導体
８３　発熱体
８４　接続導体
９０，９１　中央部
１００　無線通信装置
１２１　第１のダイポールアンテナ素子
１２２　第２のダイポールアンテナ素子

Claims (17)

  1. 　グランドプレーンと、
    　前記グランドプレーンに間隔をあけて対向する部位を有する板状導体と、
    　前記グランドプレーンをグランド基準とする給電点に接続された給電素子と、
    　前記板状導体に接続された線条の放射素子とを備え、
    　前記放射素子は、前記給電素子によって非接触で給電され放射導体として機能する、アンテナ。
  2. 　前記給電素子と前記放射素子が電磁界結合する、請求項１に記載のアンテナ。
  3. 　前記放射素子は、前記板状導体の外縁部に接続され、開放端を有する素子である、請求項１または２に記載のアンテナ。
  4. 　前記放射素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ３１、前記放射素子の基本モードの共振周波数における前記放射素子上での波長をλとして、Ｌｅ３１が、（１／８）・λ以上（３／８）・λ以下である、請求項３に記載のアンテナ。
  5. 　前記給電素子が前記放射素子に給電する給電部は、前記放射素子の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分から前記放射素子の全長の１／４以上の距離を離した部位に位置する、請求項３または４に記載のアンテナ。
  6. 　前記給電素子と前記放射素子とが最短距離で並走する距離は、前記放射素子の長さの３／４以下である、請求項３から５のいずれか一項に記載のアンテナ。
  7. 　前記放射素子は、前記板状導体の外縁部に接続された素子であり、
    　前記放射素子と前記外縁部によってループが形成された、請求項１又は２に記載のアンテナ。
  8. 　前記放射素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ４１、前記放射素子の基本モードの共振周波数における前記放射素子上での波長をλとして、Ｌｅ４１が、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下である、請求項７に記載のアンテナ。
  9. 　前記給電素子が前記放射素子に給電する給電部は、前記放射素子の基本モードの共振周波数における最も高いインピーダンスになる部分から前記ループの内周側の周長の３／１６以下の距離を離した範囲内の部位に位置する、請求項７または８に記載のアンテナ。
  10. 　前記給電素子と前記放射素子とが最短距離で並走する距離は、前記ループの内周側の周長の３／１６以下である、請求項７から９のいずれか一項に記載のアンテナ。
  11. 　前記放射素子の基本モードの共振周波数における前記放射素子上での波長をλとして、
    　前記放射素子の線幅は、（１／１６）・λ以下である、請求項１から１０のいずれか一項に記載のアンテナ。
  12. 　前記グランドプレーンと前記板状導体とが直流的に接続された、請求項１から１１のいずれか一項に記載のアンテナ。
  13. 　前記給電素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ３７、前記放射素子の基本モードの共振周波数における前記給電素子上での波長をλとして、Ｌｅ３７が、（３／８）・λ以下である、請求項１から１２のいずれか一項に記載のアンテナ。
  14. 　前記放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の電波の波長をλ０とする場合、
    　前記給電素子と前記放射素子との最短距離が、０．２×λ０以下である、請求項１から１３のいずれか一項に記載のアンテナ。
  15. 　前記給電素子が前記放射素子に給電する給電部は、前記放射素子の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分以外に位置する、請求項１から１４のいずれか一項に記載のアンテナ。
  16. 　前記板状導体は、放熱作用を有する、請求項１から１５のいずれか一項に記載のアンテナ。
  17. 　請求項１から１６のいずれか一項に記載のアンテナを備える無線装置。
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