WO2014033013A2 - Gleichspannungswandler - Google Patents

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WO2014033013A2 PCT/EP2013/067310 EP2013067310W WO2014033013A2 WO 2014033013 A2 WO2014033013 A2 WO 2014033013A2 EP 2013067310 W EP2013067310 W EP 2013067310W WO 2014033013 A2 WO2014033013 A2 WO 2014033013A2
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Definitions

  • the invention relates to a DC-DC converter.
  • a DC-DC converter also referred to as a DC-DC converter, DC-DC converter or DC-DC converter, is an electrical circuit that converts a DC voltage provided at an input into a DC voltage provided at an output with a higher, lower, or inverted voltage level.
  • the ratio of the switching frequency to a resonant frequency of a load circuit, which is applied to a voltage generated by the half-bridges determines an operating mode of the DC-DC converter with characteristic Wegentlastungsart for the semiconductor switches of the half-bridges.
  • a first operating mode is the subresonant operation, in which the switching frequency is lower than the resonance frequency.
  • the semiconductor switches of the half-bridges in ZCS mode Zero Current Switch, ie turning off at zero current
  • a second mode is the quasi-resonant operation in which the switching frequency corresponds approximately to the resonant frequency.
  • One of the half bridges operates in ZCS mode mode and the other of the half bridges in ZVS mode (Zero Voltage Switch, ie switching on at zero voltage).
  • the third operating mode is the over-resonant operation, in which the switching frequency is greater than the resonance frequency.
  • the half bridges are each operated in ZVS mode.
  • IGBTs insulator gate bipolar transistors
  • MOSFETs metal oxide semiconductor field effect transistors
  • the invention has for its object to provide a DC-DC converter, in particular a resonant switched potential-separating DC-DC converter, which provides an increased power density compared with conventional DC-DC converters and has more degrees of freedom in electrical and mechanical design.
  • the invention solves this problem by a DC-DC converter according to claim 1.
  • the DC-DC converter has a first half-bridge with a first semiconductor switch and a second semiconductor switch, wherein the first and second semiconductor switches are connected in series between a first input voltage terminal and a second input voltage terminal, wherein between the first and the second input voltage terminal an input DC voltage (also as intermediate circuit voltage) is present.
  • the DC input voltage may have a voltage level greater than 450V.
  • the DC-DC converter has a second half-bridge with a third semiconductor switch and a fourth semiconductor switch, wherein the third and fourth semiconductor switches are connected in series between the first input voltage terminal and the second input voltage terminal.
  • the first half-bridge and the second half-bridge are conventionally used to generate a square-wave voltage from the input DC voltage, so that in this respect reference is also made to the relevant specialist literature.
  • the DC-DC converter further has a load circuit with a load circuit resonance frequency, which is acted upon by the square-wave voltage generated by means of the two half-bridges.
  • a control unit of the DC-DC converter is used to control the semiconductor switches of the first and the second half-bridge, in particular in such a way that a specifiable level of an output equalizer is obtained. Adjusting voltage, for example, by conventionally a phase angle between drive signals is set appropriately. In that regard, reference is also made to the relevant specialist literature.
  • the DC-DC converter has a discharge circuit.
  • the relief circuit comprises a third half-bridge comprising a fifth semiconductor switch and a sixth semiconductor switch and a series resonant circuit having a capacitor and a series-connected coil.
  • the fifth and sixth semiconductor switches are connected in series between the first input voltage terminal and the second input voltage terminal, and the series resonant circuit is connected between a connection node of the fifth and sixth semiconductor switches and the connection nodes of the third and fourth semiconductor switches.
  • the discharge circuit enables operation of the DC-DC converter in the region of the load circuit resonance frequency, without resulting in an unfavorable switching load of the semiconductor switches.
  • the control unit may be designed to control the semiconductor switches of the third half-bridge in such a way that, when a switching state of the semiconductor switches of the second half-bridge, a current through that semiconductor switch of the second half-bridge, which is turned off, is minimized, in particular no current flows, so that the second half-bridge is operated due to the appropriately controlled discharge circuit as a result in ZCS mode.
  • the control unit may further be configured to cause a change in the switching state of the semiconductor switches of the first half-bridge at a time during which no current flows through that semiconductor switch of the first half-bridge which is switched off, ie the first half-bridge is conventionally operated in ZCS mode ,
  • the control unit may be further configured to drive the semiconductor switches of the first, the second and the third half-bridge with a switching frequency corresponding to the load circuit resonance frequency, ie the DC-DC converter is operated quasi-resonant.
  • the control unit may be further configured to turn on the first semiconductor switch of the third half-bridge during recurring first time periods, during the first time periods the first semiconductor switch of the second half-bridge is turned on and the second semiconductor switch of the second half-bridge is turned off and off outside of the first time ranges, and turn on the second semiconductor switch of the third half-bridge during recurring second time periods, wherein during the second time ranges the first semiconductor switch of the second half-bridge is turned off and the second semiconductor switch of the second half-bridge is turned on and off outside the second time ranges.
  • the series resonant circuit of the relieving circuit may have a series resonant circuit resonant frequency which is typically in a range between twenty times the load circuit resonant frequency and one hundred times the load circuit resonant frequency.
  • the semiconductor switches may be Insulated Gate Bipolar Transistors (IG-BTs).
  • IG-BTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • the load circuit may have a, for example, potential-separating, transformer or transformer with at least one primary winding and at least one secondary winding.
  • the load circuit may further comprise a rectifier circuit which is designed to convert the voltage output from a voltage across the at least one secondary winding of the transformer or transformer. To create tension. Between a connection node of the first and the second semiconductor switch and a connection node of the third and the fourth semiconductor switch, the at least one primary winding of the transformer, possibly with other intermediate-connected or looped components, looped.
  • the rectifier circuit may be a synchronous rectifier, which is operated synchronized to the first and / or second and / or third half-bridge.
  • FIG. 2 shows a time characteristic of signals of the one shown in FIG.
  • FIG. 3 shows a first alternative embodiment of a load circuit of the DC-DC converter shown in FIG. 1, FIG.
  • FIG. 4 shows a further alternative embodiment of a load circuit of the DC-DC converter shown in FIG. 1;
  • FIG. 5 shows a further alternative embodiment of a load circuit of the DC-DC converter shown in FIG.
  • Fig. 6 shows an alternative embodiment of a rectifier circuit shown in Figures 1 to 5.
  • the first half-bridge 2 comprises: a first semiconductor switch in the form of an IGBT 2a and a second semiconductor switch in the form of an IGBT 2b, wherein the first and second semiconductor switches 2a, 2b are connected in series between a first input voltage terminal 3 and a second input voltage terminal 4 are, between the first and the second input voltage terminal 3, 4 an input DC voltage or DC link voltage UZK is present.
  • the second half-bridge 5 comprises a third semiconductor switch in the form of an IGBT 5a and a fourth semiconductor switch in the form of an IGBT 5b, the third and fourth semiconductor switches 5a, 5b being connected in series between the first input voltage terminal 3 and the second input voltage terminal 4.
  • the semiconductor switches 2a, 2b, 5a, 5b, 10a, 10b are conventionally connected in parallel with respective free-wheeling diodes.
  • the load circuit 13 comprises: a transformer 6 having a primary winding 6a and a secondary winding 6b, a rectifier circuit 7, which is designed to generate from a voltage at the secondary winding 6b of the transformer 6, the DC output voltage UA, and capacitors 14, 20 and 24 and coils 15, 16, 17, 18, 19 and 23 connected as shown, with the coils 16, 17, 18 and 19 representing non-ideal characteristics of the transformer 6 and not implemented as discrete components.
  • the primary winding 6a is connected in series with the capacitor 14 and the coil 15 between a connection node N1 of the first and second Semiconductor switch 2a, 2b and a connection node N2 of the third and fourth semiconductor switch 5a, 5b looped.
  • the transformer 6 has a center tap, at which an output reference potential is present.
  • Rectifier diodes 21 and 22 of the rectifier circuit 7 cause a voltage rectification, wherein the thus rectified voltage is suppressed by means of the coil 23 and buffered by means of the capacitor 24.
  • a control unit 8 for example in the form of a microprocessor, is used to control the semiconductor switches 2a, 2b, 5a, 5b of the first and second half-bridges 2, 5 in such a way that a specifiable or desired level of the output direct voltage UA is set.
  • a discharge circuit 9 has a third half-bridge 10.
  • the third half-bridge 10 comprises a fifth semiconductor switch in the form of an IGBT 10a and a sixth semiconductor switch in the form of an IGBT 10b and a series resonant circuit with a capacitor 1 1 and a series-connected coil 12, wherein the fifth and the sixth semiconductor switches 10a, 10b in series are looped between the first input voltage terminal 3 and the second input voltage terminal 4 and the series resonant circuit 1 1, 12 between a connection node N3 of the fifth and sixth semiconductor switch 10a, 10b and the connection node N2 of the third and fourth semiconductor switch 5a, 5b is looped.
  • the semiconductor switches 10a and 10b are driven by the control unit 8.
  • Fig. 2 shows a timing of signals of the DC-DC converter 1 shown in Fig. 1 (i.e., a logic signal state over time).
  • S1 denotes a drive signal for the semiconductor switch 2a
  • S2 ⁇ a drive signal for the semiconductor switch 2b (in complementary S3) a drive signal for the semiconductor switch 5a
  • S4 a drive signal for the semiconductor switch 5b (in complementary representation)
  • S5 a drive signal for the semiconductor switch 10a
  • S6 a drive signal for the semiconductor switch 10b
  • VS1 a voltage dropping on the semiconductor switch 2a
  • iS 1 a current through the semiconductor switch 2a ID1 a current through the freewheeling diode of the semiconductor switch 2a
  • iS3 a current through the semiconductor switch 5a and iD3 a current through the freewheeling diode of the semiconductor switch 5a iS 1 a current through the semiconductor switch 2a
  • iD3 a current through the freewheeling diode of the semiconductor switch 5a.
  • the control unit 8 generates the drive signals S1 to S6 with a switching frequency which corresponds approximately to the load circuit resonance frequency, for example 100 kHz.
  • the DC-DC converter 1 is operated quasi-resonantly, the half-bridge 2 conventionally operating in the ZCS mode mode, i. a change in the switching state of the semiconductor switches 2a, 2b of the first half-bridge 2 is effected at a time during which no current flows through the semiconductor switch of the first half-bridge 2, which is turned off.
  • Due to the relief circuit 9 is also a transient resonant switching relief (ZCS) and the second half-bridge 5 in both current directions possible.
  • ZCS transient resonant switching relief
  • the control unit 8 switches on the first semiconductor switch 10a of the third half-bridge 10 during recurring first time ranges ZB1, during which the first semiconductor switch 5a of the second half-bridge is turned on and the second semiconductor switch 5b of the second half-bridge is switched off.
  • the control unit 8 turns on the second semiconductor switch 10b of the third half-bridge 10 during recurring second time ranges ZB2 while of which the first semiconductor switch 5a of the second half-bridge is turned off and the second semiconductor switch 5b of the second half-bridge is turned on.
  • a resonance frequency of the series resonant circuit of the discharge circuit 9 is substantially greater than the switching frequency of the control signals S1 to S6.
  • Corresponding to the switching frequency of the control signals S1 to S6, in the example according to FIG. 2 is approximately 100 kHz. Accordingly, the half-bridges 2 and 5 and their semiconductor switches are clocked.
  • the resonance frequency of the series resonant circuit of the discharge circuit 9 for a transient-resonant operating case is significantly higher and is typically 2 to 10 MHz.
  • the upper limit depends on the properties of the semiconductor switches, in particular the lifetime of the charge carriers in the barrier layer.
  • FIGS. 3 to 5 show an alternative embodiment of the load circuit 13 shown in FIG.
  • FIG. 3 shows a load circuit variant 13 'with an arrangement of capacitors 20a and 20b over the secondary winding 6b for limiting a voltage increase at the rectifier diodes 21 and 22, which has a favorable effect on their recovery behavior.
  • the series-side effective series inductance can be reduced to the stray inductance of the transformer 6 so that components can be saved.
  • FIG. 4 shows an embodiment of the load circuit 13 ", in which a split transformer 6 'is provided to increase the transmittable power, which is connected as a so-called power train, ie there are two series-connected primary windings 6a_1 and 6a_2 and two provided are secondary windings 6b_1 and 6b_2 connected in parallel
  • the elements 16 to 19 are correspondingly present twice (in each case designated x_1 or x_2)
  • FIG. 6 shows an alternative embodiment of the rectifier circuit 7 with synchronous rectification shown in FIGS.
  • the diodes 21 and 22 of the rectifier circuit 7 are replaced by n-channel MOSFETs 21' and 22 '.
  • the commutation temporary change of the current path
  • the parasitic body diodes of the MOSFETs 21 'and 22' wherein at low output voltages (eg 3.3V) and parallel circuits of MOSFET and silicon Schottky diode can be used in a component housing.
  • the MOSFET 21 'and 22' is turned on. Since a MOSFET is basically a unipolar component, the current direction is irrelevant at first. This creates a parallel connection of the rail resistance (Rdson) and body diode when switched on. The resulting voltage gap can be so small with suitable dimensioning that the body diode no longer carries electricity. The Leitendfraue be greatly reduced.
  • the switching or driving of the MOSFETs 21 'and 22' takes place via a drive circuit 21 'a or 22'a.
  • the drive circuits 21 'a and 22'a are supplied with a signal 21' b or 22'b for turning on or off the MOSFETs 21 'and 22', respectively.
  • the signals 21 'b and 22'b are synchronized with the control of the primary-side bridges 2, 5 and 10 according to the resulting secondary current flow.

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Abstract

Ein Gleichspannungswandler (1) weist eine Entlastungsschaltung (9) mit einem Serienschwingkreis (11, 12) zur Schaltentlastung auf.

Description

Beschreibung
Gleichspannungswandler Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler.
Ein Gleichspannungswandler, auch als Gleichstromwandler, DC-DC- Wandler oder Gleichstromsteller bezeichnet, ist eine elektrische Schaltung, die eine an einem Eingang bereitgestellte Gleichspannung in eine an einem Ausgang bereitgestellte Gleichspannung mit höherem, niedrigerem oder invertiertem Spannungsniveau umwandelt.
Aus der einschlägigen Fachliteratur sind so genannte resonant geschaltete potentialtrennende Gleichspannungswandler in Vollbrückentopolo- gie bekannt. Diese Gleichspannungswandler werden üblicherweise bei konstanter Schaltfrequenz im sogenannten Phase-Shift-Verfahren betrieben. Hierbei wird eine jeweilige Halbbrücke bzw. deren Halbleiterschalter mit einem Takt- bzw. Ansteuersignalsignal mit der Schaltfrequenz und einem An-Aus-Verhältnis von 1 :1 betrieben. Eine Leistungs- flusssteuerung wird über eine geeignete Einstellung der Phasenlage der beiden Taktsignale erreicht.
Das Verhältnis der Schaltfrequenz zu einer Resonanzfrequenz eines Lastkreises, der mit einer mittels der Halbbrücken erzeugten Spannung beaufschlagt wird, bestimmt eine Betriebsart des Gleichspannungswandlers mit charakteristischen Schaltentlastungsarten für die Halbleiterschalter der Halbbrücken. Grundsätzlich können drei Betriebsarten unterschieden werden: Eine erste Betriebsart ist der unterresonante Betrieb, bei dem die Schaltfrequenz kleiner als die Resonanzfrequenz ist. Hierbei werden die Halbleiterschalter der Halbbrücken im ZCS-Modus (Zero Current Switch, d.h. Ausschalten bei Strom Null) betrieben. Eine zweite Betriebsart ist der quasiresonante Betrieb, bei dem die Schaltfrequenz in etwa der Resonanzfrequenz entspricht. Eine der Halbbrücken arbeitet hierbei im ZCS-Modus Modus und die andere der Halbbrücken im ZVS-Modus (Zero Voltage Switch, d.h. Einschalten bei Spannung Null).
Die dritte Betriebsart ist der überresonante Betrieb, bei dem die Schaltfrequenz grösser als die Resonanzfrequenz ist. Die Halbbrücken werden hierbei jeweils im ZVS-Modus betrieben.
Aufgrund parasitärer Effekte sind Halbleiterschalter in Form von Insula- ted Gate Bipolar Transistoren (IGBTs) nur in Verbindung mit ZCS- Betrieb und Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) nur in Verbindung mit ZVS-Betrieb sinnvoll verwendbar.
Da bei Zwischenkreisspannungen von über 450V aus Kostengründen derzeit nur IGBTs als Halbleiterschalter in Frage kommen, ist herkömmlich die unterresonante Betriebsart in Verbindung mit ZCS zwingend. Nachteilig ist hierbei jedoch, dass die Halbleiterschalter hart auf Freilaufdioden der komplementären Halbleiterschalter einschalten müssen. Damit verbunden sind zusätzliche Schaltverluste durch die sogenannten Recovery-Ströme der Freilaufdioden. Lediglich die Verwendung teurer Siliziumkarbid-Dioden, die vernachlässigbare Recovery-Ströme aufwei- sen, könnte die zusätzlichen Schaltverluste reduzieren.
Ein weiterer Nachteil der beschriebenen Betriebsart ist zudem ein erhöhtes Spannungsgefälle und damit zusätzliche Verluste im Gesamtsystem.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler, insbesondere einen resonant geschalteten potentialtrennenden Gleichspannungswandler, zur Verfügung zu stellen, der eine verglichen mit herkömmlichen Gleichspannungswandlern erhöhte Leistungsdichte und mehr Freiheitsgrade beim elektrischen und mechanischen Design aufweist.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch einen Gleichspannungswandler nach Anspruch 1.
Der Gleichspannungswandler weist eine erste Halbbrücke mit einem ersten Halbleiterschalter und einem zweiten Halbleiterschalter auf, wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter in Serie zwischen einen ersten Eingangsspannungsanschluss und einen zweiten Eingangsspan- nungsanschluss eingeschleift sind, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsspannungsanschluss eine Eingangsgleichspannung (auch als Zwischenkreisspannung bezeichnet) ansteht. Die Eingangsgleichspannung kann einen Spannungspegel von größer als 450V auf- weisen.
Weiter weist der Gleichspannungswandler eine zweite Halbbrücke mit einem dritten Halbleiterschalter und einem vierten Halbleiterschalter auf, wobei der dritte und der vierte Halbleiterschalter in Serie zwischen den ersten Eingangsspannungsanschluss und den zweiten Eingangsspannungsanschluss eingeschleift sind.
Die erste Halbbrücke und die zweite Halbrücke dienen herkömmlich zur Erzeugung einer Rechteckspannung aus der Eingangsgleichspannung, so dass insoweit auch auf die einschlägige Fachliteratur verwiesen wird.
Der Gleichspannungswandler weist weiter einen Lastkreis mit einer Lastkreis-Resonanzfrequenz auf, der mit der mittels der beiden Halbbrücken erzeugten Rechteckspannung beaufschlagt ist.
Eine Steuereinheit des Gleichspannungswandlers dient zur Ansteuerung der Halbleiterschalter der ersten und der zweiten Halbbrücke, insbesondere derart, dass sich ein vorgebbarer Pegel einer Ausgangsgleich- Spannung einstellt, beispielsweise indem herkömmlich eine Phasenlage zwischen Ansteuersignalen geeignet eingestellt wird. Insoweit sei auch auf die einschlägige Fachliteratur verwiesen. Der Gleichspannungswandler weist eine Entlastungsschaltung auf. Die Entlastungsschaltung umfasst eine dritte Halbbrücke, aufweisend einen fünften Halbleiterschalter und einen sechsten Halbleiterschalter und einen Serienschwingkreis mit einem Kondensator und einer in Serie geschalteten Spule. Der fünfte und der sechste Halbleiterschalter sind in Serie zwischen den ersten Eingangsspannungsanschluss und den zweiten Eingangsspannungsanschluss eingeschleift und der Serienschwingkreis ist zwischen einen Verbindungsknoten des fünften und des sechsten Halbleiterschalters und den Verbindungsknoten des dritten und des vierten Halbleiterschalters eingeschleift.
Die Entlastungsschaltung ermöglicht einen Betrieb des Gleichspannungswandlers im Bereich der Lastkreis-Resonanzfrequenz, ohne dass es zu einer ungünstigen Schaltbelastung der Halbleiterschalter kommt. Die Steuereinheit kann dazu ausgebildet sein, die Halbleiterschalter der dritten Halbbrücke derart anzusteuern, dass bei einem Wechsel eines Schaltzustands der Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke ein Strom durch denjenigen Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke, der abgeschaltet wird, minimiert ist, insbesondere kein Strom fließt, so dass die zweite Halbbrücke aufgrund der geeignet angesteuerten Entlastungsschaltung im Ergebnis im ZCS-Modus betrieben wird.
Die Steuereinheit kann weiter dazu ausgebildet sein, einen Wechsel des Schaltzustands der Halbleiterschalter der ersten Halbbrücke zu einem Zeitpunkt zu bewirken, während dem kein Strom durch denjenigen Halbleiterschalter der ersten Halbbrücke fließt, der abgeschaltet wird, d.h. die erste Halbbrücke wird herkömmlich im ZCS-Modus betrieben. Die Steuereinheit kann weiter dazu ausgebildet sein, die Halbleiterschalter der ersten, der zweiten und der dritten Halbbrücke mit einer Schaltfrequenz anzusteuern, die der Lastkreis-Resonanzfrequenz entspricht, d.h. der Gleichspannungswandler wird quasiresonant betrieben.
Die Steuereinheit kann weiter dazu ausgebildet sein, den ersten Halbleiterschalter der dritten Halbbrücke während wiederkehrender erster Zeitbereiche einzuschalten, wobei während der ersten Zeitbereiche der erste Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke eingeschaltet wird und der zweite Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke ausgeschaltet wird, und außerhalb der ersten Zeitbereiche auszuschalten, und den zweiten Halbleiterschalter der dritten Halbbrücke während widerkehrender zweiter Zeitbereiche einzuschalten, wobei während der zweiten Zeitbereiche der erste Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke ausgeschaltet wird und der zweite Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke eingeschaltet wird, und außerhalb der zweiten Zeitbereiche auszuschalten.
Der Serienschwingkreis der Entlastungsschaltung kann durch geeignete Wahl der Bauelemente eine Serienschwingkreis-Resonanzfrequenz aufweisen, die typischerweise in einem Bereich zwischen der zwanzigfachen Lastkreis-Resonanzfrequenz und der hundertfachen Lastkreis- Resonanzfrequenz liegt.
Die Halbleiterschalter können Insulated Gate Bipolar Transistoren (IG- BTs) sein.
Der Lastkreis kann einen, beispielweise potentialtrennenden, Übertrager bzw. Transformator mit mindestens einer Primärwicklung und mindestens einer Sekundärwicklung aufweisen.
Der Lastkreis kann weiter eine Gleichrichterschaltung aufweisen, die dazu ausgebildet ist, aus einer Spannung an der mindestens einen Sekundärwicklung des Übertragers bzw. Transformators die Ausgangsgleich- Spannung zu erzeugen. Zwischen einen Verbindungsknoten des ersten und des zweiten Halbleiterschalters und einen Verbindungsknoten des dritten und des vierten Halbleiterschalters ist die mindestens eine Primärwicklung des Übertragers, gegebenenfalls mit weiteren zwischenge- schalteten oder eingeschleiften Bauelementen, eingeschleift.
Die Gleichrichterschaltung kann ein Synchrongleichrichter sein, der synchronisiert zu der ersten, und/oder zweiten und/oder dritten Halbbrücke betrieben wird.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen detailliert beschrieben. Hierbei zeigt schematisch:
Fig. 1 einen Gleichspanungswandler mit einer Entlastungsschaltung,
Fig. 2 einen zeitlichen Verlauf von Signalen des in Fig. 1 gezeigten
Gleichspannungswandlers,
Fig. 3 eine erste alternative Ausführungsform eines Lastkreises des in Fig. 1 gezeigten Gleichspannungswandlers,
Fig. 4 eine weitere alternative Ausführungsform eines Lastkreises des in Fig. 1 gezeigten Gleichspannungswandlers, Fig. 5 eine weitere alternative Ausführungsform eines Lastkreises des in Fig. 1 gezeigten Gleichspannungswandlers und
Fig. 6 eine alternative Ausführungsform einer in den Figuren 1 bis 5 gezeigten Gleichrichterschaltung.
Fig. 1 zeigt einen Gleichspannungswandler 1 in Vollbrückenschaltung mit einer ersten Halbbrücke 2 und einer zweiten Halbbrücke 5 zur Erzeugung einer Rechteckspannung UR aus einer Zwischenkreisspan- nung UZK mit einem Spannungspegel von mehr als 450V, wobei ein Lastkreis 13 des Gleichspannungswandlers 1 mit der derart erzeugten Rechteckspannung UR beaufschlagt wird. Insoweit sei auch auf die einschlägige Fachliteratur verwiesen.
Die erste Halbbrücke 2 weist auf: einen ersten Halbleiterschalter in Form eines IGBT 2a und einen zweiten Halbleiterschalter in Form eines IGBT 2b, wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter 2a, 2b in Serie zwischen einen ersten Eingangsspannungsanschluss 3 und einen zwei- ten Eingangsspannungsanschluss 4 eingeschleift sind, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsspannungsanschluss 3, 4 eine Eingangsgleichspannung bzw. Zwischenkreisspannung UZK ansteht.
Die zweite Halbbrücke 5 weist auf: einen dritten Halbleiterschalter in Form eines IGBT 5a und einen vierten Halbleiterschalter in Form eines IGBT 5b, wobei der dritte und der vierte Halbleiterschalter 5a, 5b in Serie zwischen den ersten Eingangsspannungsanschluss 3 und den zweiten Eingangsspannungsanschluss 4 eingeschleift sind. Den Halbleiterschaltern 2a, 2b, 5a, 5b, 10a, 10b sind herkömmlich jeweils zugehörige Freilaufdioden parallel geschaltet.
Der Lastkreis 13 weist auf: einen Transformator bzw. Übertrager 6 mit einer Primärwicklung 6a und einer Sekundärwicklung 6b, eine Gleich- richterschaltung 7, die dazu ausgebildet ist, aus einer Spannung an der Sekundärwicklung 6b des Übertragers 6 die Ausgangsgleichspannung UA zu erzeugen, und Kondensatoren 14, 20 und 24 und Spulen 15, 16, 17, 18, 19 und 23, die wie dargestellt verschaltet sind, wobei die Spulen 16, 17, 18 und 19 nichtideale Eigenschaften des Übertragers 6 abbilden und nicht als diskrete Bauelemente ausgeführt sind.
Die Primärwicklung 6a ist in Serie mit dem Kondensator 14 und der Spule 15 zwischen einen Verbindungsknoten N1 des ersten und des zweiten Halbleiterschalters 2a, 2b und einen Verbindungsknoten N2 des dritten und des vierten Halbleiterschalters 5a, 5b eingeschleift.
Der Übertrager 6 weist eine Mittenanzapfung auf, an der ein Ausgangs- bezugspotential ansteht. Gleichrichterdioden 21 und 22 der Gleichrichterschaltung 7 bewirken eine Spannungsgleichrichtung, wobei die derart gleichgerichtete Spannung mittels der Spule 23 entstört und mittels des Kondensators 24 gepuffert wird. Eine Steuereinheit 8, beispielsweise in Form eines Mikroprozessors, dient zur Ansteuerung der Halbleiterschalter 2a, 2b, 5a, 5b der ersten und zweiten Halbbrücke 2, 5 derart, dass sich ein vorgebbarer bzw. gewünschter Pegel der Ausgangsgleichspannung UA einstellt. Eine Entlastungsschaltung 9 weist eine dritte Halbbrücke 10 auf. Die dritte Halbbrücke 10 umfasst einen fünften Halbleiterschalter in Form eines IGBT 10a und einen sechsten Halbleiterschalter in Form eines IGBT 10b und einen Serienschwingkreis mit einem Kondensator 1 1 und einer in Serie geschalteten Spule 12, wobei der fünfte und der sechste Halbleiterschalter 10a, 10b in Serie zwischen den ersten Eingangsspan- nungsanschluss 3 und den zweiten Eingangsspannungsanschluss 4 eingeschleift sind und der Serienschwingkreis 1 1 , 12 zwischen einen Verbindungsknoten N3 des fünften und des sechsten Halbleiterschalters 10a, 10b und den Verbindungsknoten N2 des dritten und des vierten Halbleiterschalters 5a, 5b eingeschleift ist. Die Halbleiterschalter 10a und 10b werden durch die Steuereinheit 8 angesteuert.
Fig. 2 zeigt einen zeitlichen Verlauf von Signalen des in Fig. 1 gezeigten Gleichspannungswandlers 1 (d.h. einen logischen Signalzustand über der Zeit).
Hierbei bezeichnet S1 ein Ansteuersignal für den Halbleiterschalter 2a, S2\ ein Ansteuersignal für den Halbleiterschalter 2b (in komplementärer Darstellung), S3 ein Ansteuersignal für den Halbleiterschalter 5a, S4\ ein Ansteuersignal für den Halbleiterschalter 5b (in komplementärer Darstellung), S5 ein Ansteuersignal für den Halbleiterschalter 10a, S6 ein Ansteuersignal für den Halbleiterschalter 10b, VS1 eine am Halbleiterschal- ter 2a abfallende Spannung, iS 1 einen Strom durch den Halbleiterschalter 2a, ID1 einen Strom durch die Freilaufdiode des Halbleiterschalters 2a, VS3 eine am Halbleiterschalter 5a abfallende Spannung, iS3 einen Strom durch den Halbleiterschalter 5a und iD3 einen Strom durch die Freilaufdiode des Halbleiterschalters 5a.
Die Steuereinheit 8 erzeugt die Ansteuersignale S1 bis S6 mit einer Schaltfrequenz, die in etwa der Lastkreis-Resonanzfrequenz entspricht, beispielsweise 100 kHz. Mit anderen Worten wird der Gleichspannungswandler 1 quasiresonant betrieben, wobei die Halbbrücke 2 her- kömmlich im ZCS-Modus Modus arbeitet, d.h. ein Wechsel des Schaltzustands der Halbleiterschalter 2a, 2b der ersten Halbbrücke 2 wird zu einem Zeitpunkt bewirkt, während dem kein Strom durch denjenigen Halbleiterschalter der ersten Halbbrücke 2 fließt, der abgeschaltet wird. Aufgrund der Entlastungsschaltung 9 ist darüber hinaus eine transient- resonante Schaltentlastung (ZCS) auch der zweiten Halbbrücke 5 und zwar in beide Stromrichtungen möglich.
Hierzu schaltet die Steuereinheit 8 durch geeignetes Erzeugen des Sig- nals S5 den ersten Halbleiterschalter 10a der dritten Halbbrücke 10 während wiederkehrender erster Zeitbereiche ZB1 ein, während derer der erste Halbleiterschalter 5a der zweiten Halbbrücke eingeschaltet wird und der zweite Halbleiterschalter 5b der zweiten Halbbrücke ausgeschaltet wird.
Entsprechend schaltet die Steuereinheit 8 durch geeignetes Erzeugen des Signals S6 den zweiten Halbleiterschalter 10b der dritten Halbbrücke 10 während widerkehrender zweiter Zeitbereiche ZB2 ein, während derer der erste Halbleiterschalter 5a der zweiten Halbbrücke ausgeschaltet wird und der zweite Halbleiterschalter 5b der zweiten Halbbrücke eingeschaltet wird. Ein Teil desjenigen Stroms, der bei einem herkömmlichen Gleichspannungswandler über die Freilaufdioden der komplementären Halbleiterschalter fließen würde, wird erfindungsgemäß von der Entlastungsschaltung 9 bzw. deren Schwingkreis aufgenommen und auch wieder abgegeben, so dass Schaltverluste in den Freilaufdioden reduziert werden.
Wie aus dem zeitlichen Verlauf der Ströme iS3 und iD3 hervorgeht, ist eine Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises der Entlastungsschaltung 9 wesentlich größer als die Schaltfrequenz der Steuersignale S1 bis S6. Die Resonanzfrequenz des Lastkreises 13, d.h. entspre- chend die Schaltfrequenz der Steuersignale S1 bis S6, beträgt im Beispiel gemäß Fig. 2 ca. 100 kHz. Entsprechend werden auch die Halbbrücken 2 und 5 bzw. deren Halbleiterschalter getaktet. Die Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises der Entlastungsschaltung 9 für einen transient-resonanten Betriebsfall liegt dagegen deutlich höher und beträgt typisch 2 bis 10 MHz. Je höher die Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises der Entlastungsschaltung 9 gewählt wird, desto geringer werden die durch Totzeiten des Resonanzvorgangs entstehenden Spannungsabfälle im System. Die Obergrenze hängt von den Eigenschaften der Halbleiterschalter ab, insbesondere der Lebensdauer der Ladungsträger in der Sperrschicht.
Daher kann der Gleichspannungswandler 1 im Bereich der Lastkreis- Resonanzfrequenz betrieben werden, wodurch eine optimale Ausnutzung der Halbleiterschalter und der magnetischen Bauelemente erreicht werden kann. Durch die Kombination von Phase-Shift-Steuerung und Schaltfrequenzvariation ist zudem eine Optimierung des dynamischen Verhaltens des Gleichspannungswandlers 1 in Bezug auf Lastsprünge möglich. Die Figuren 3 bis 5 zeigen alternative Ausführungsform des in Fig. 1 gezeigten Lastkreises 13.
So zeigt Fig. 3 eine Lastkreis-Variante 13' mit einer Anordnung von Kondensatoren 20a und 20b über der Sekundärwicklung 6b zur Begren- zung eines Spannungsanstiegs an den Gleichrichterdioden 21 und 22, was sich günstig auf deren Recovery-Verhalten auswirkt.
Durch Minimierung eines Spannungsgefälles innerhalb des Lastkreises 13' kann die primärseitig wirksame Serieninduktivität auf die Streuinduk- tivität des Übertragers 6 reduziert werden, so dass Bauteile eingespart werden können.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform des Lastkreises 13", bei der zur Erhöhung der übertragbaren Leistung ein aufgeteilter Transformator 6' vor- gesehen ist, der als sogenannter Power-Train verschaltet ist, d.h. es sind zwei in Reihe geschaltete Primärwicklung 6a_1 und 6a_2 und zwei parallel geschaltete Sekundärwicklungen 6b_1 und 6b_2 vorgesehen. Die Elemente 16 bis 19 sind entsprechend zweifach vorhanden (jeweils bezeichnet mit x_1 bzw. x_2)
Fig. 5 zeigt ein vollständiges Powertrain-Konzept 13"', bei dem sekun- därseitig erst nach Glättungsdrosseln 23_1 und 23_2 die Parallelverbindung erfolgt. Fig. 6 zeigt eine alternative Ausführungsform der in den Figuren 1 bis 5 gezeigten Gleichrichterschaltung 7 mit Synchrongleichrichtung. Bei der in Fig. 6 gezeigten Gleichrichterschaltung in Form eines Synchrongleichrichters 7' werden die Dioden 21 und 22 der Gleichrichterschaltung 7 durch n-Kanal MOSFETs 21 ' und 22' ersetzt. Die Kommutierung (zeitlicher Wechsel des Strompfades) erfolgt über die parasitären Bodydioden der MOSFETs 21 ' und 22', wobei bei niedrigen Ausgangsspannungen (z.B. 3,3V) auch Parallelschaltungen aus MOSFET und Si- lizium-Schottky-Diode in einem Bauteilgehäuse verwendet werden können. In der anschließenden Leitendphase wird der MOSFET 21 ' bzw. 22' eingeschaltet. Da ein MOSFET grundsätzlich ein unipolares Bau- element ist, ist die Stromrichtung zunächst unerheblich. Damit entsteht im eingeschalteten Zustand eine Parallelschaltung von Bahnwiderstand (Rdson) und Bodydiode. Der resultierende Spannungsabstand kann bei geeigneter Dimensionierung so klein sein, dass die Bodydiode keinen Strom mehr trägt. Die Leitendverluste werden damit stark vermindert.
Bei der Rückkommutierung wird der MOSFET 21 ' bzw. 22' kurz vor der primärseitigen Brückenspannungsänderung wieder ausgeschaltet. Damit fließt der Strom wieder ausschließlich über die Bodydiode. Anschließend wird auf den anderen MOSFET 21 ' bzw. 22' über dessen Bodydiode kommutiert.
Das Schalten bzw. Ansteuern der MOSFETs 21 ' und 22' erfolgt über eine Ansteuerschaltung 21 'a bzw. 22'a. Die Ansteuerschaltungen 21 'a und 22'a werden mit einem Signal 21 'b bzw. 22'b zum Ein- bzw. Ausschalten der MOSFETs 21 ' bzw. 22' beaufschlagt. Die Signale 21 'b und 22'b sind mit der Ansteuerung der primärseitigen Brücken 2, 5 und 10 entsprechend des resultierenden sekundärseitigen Stromflusses synchronisiert.

Claims

Patentansprüche
1. Gleichspannungswandler (1 ), aufweisend:
- eine erste Halbbrücke (2), aufweisend:
- einen ersten Halbleiterschalter (2a) und
- einen zweiten Halbleiterschalter (2b),
- wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter (2a, 2b) in Serie zwischen einen ersten Eingangsspannungsanschluss (3) und einen zweiten Eingangsspannungsanschluss (4) eingeschleift sind, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsspannungsanschluss (3, 4) eine Eingangsgleichspannung (UZK) ansteht,
- eine zweite Halbbrücke (5), aufweisend:
- einen dritten Halbleiterschalter (5a) und
- einen vierten Halbleiterschalter (5b), wobei
- der dritte und der vierte Halbleiterschalter (5a, 5b) in Serie zwischen den ersten Eingangsspannungsanschluss (3) und den zweiten Eingangsspannungsanschluss (4) eingeschleift sind, wobei die erste Halbbrücke (2) und die zweite Halbrücke (5) zur Erzeugung einer Rechteckspannung (UR) aus der Eingangsgleichspannung (UZK) ausgebildet sind,
- einen Lastkreis (13, 13', 13", 13"') mit einer Lastkreis- Resonanzfrequenz, der mit der Rechteckspannung (UR) beaufschlagt ist, und
- eine Steuereinheit (8) zur Ansteuerung der Halbleiterschalter (2a, 2b, 5a, 5b) der ersten und zweiten Halbbrücke (2, 5) derart, dass sich ein vorgebbarer Pegel einer Ausgangsgleichspannung (UA) einstellt,
gekennzeichnet durch
- eine Entlastungsschaltung (9), aufweisend:
- eine dritte Halbbrücke (10), aufweisend:
- einen fünften Halbleiterschalter (10a) und
- einen sechsten Halbleiterschalter (10b) und - einen Serienschwingkreis mit einem Kondensator (1 1 ) und einer in Serie geschalteten Spule (12), wobei
- der fünfte und der sechste Halbleiterschalter (10a, 10b) in Serie zwischen den ersten Eingangsspannungsanschluss (3) und den zweiten Eingangsspannungsanschluss (4) eingeschleift sind und
- der Serienschwingkreis (1 1 , 12) zwischen einen Verbindungsknoten (N3) des fünften und des sechsten Halbleiterschalters (10a, 10b) und den Verbindungsknoten (N2) des dritten und des vierten Halbleiterschalters (5a, 5b) eingeschleift ist.
2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (8) dazu ausgebildet ist,
- die Halbleiterschalter (10a, 10b) der dritten Halbbrücke (10) derart anzusteuern, dass bei einem Wechsel eines Schaltzustands der Halbleiterschalter (5a, 5b) der zweiten Halbbrücke (5) ein Strom durch denjenigen Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke (5), der abgeschaltet wird, minimiert ist.
3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (8) dazu ausgebildet ist, einen Wechsel des Schaltzustands der Halbleiterschalter (2a, 2b) der ersten Halbbrücke (2) zu einem Zeitpunkt zu bewirken, während dem kein Strom durch denjenigen Halbleiterschalter der ersten Halbbrücke (2) fließt, der abgeschaltet wird.
4. Gleichspannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (8) dazu ausgebildet ist,
- die Halbleiterschalter (2a, 2b, 5a, 5b, 10a, 10b) der ersten, der zweiten und der dritten Halbbrücke (2, 5, 10) mit einer Schaltfre- quenz anzusteuern, die der Lastkreis-Resonanzfrequenz entspricht.
5. Gleichspannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (8) dazu ausgebildet ist,
- den ersten Halbleiterschalter (10a) der dritten Halbbrücke (10) während wiederkehrender erster Zeitbereiche (ZB1 ) einzuschalten, während derer der erste Halbleiterschalter (5a) der zweiten Halbbrücke eingeschaltet wird und der zweite Halbleiterschalter (5b) der zweiten Halbbrücke ausgeschaltet wird, und außerhalb der ersten Zeitbereiche (ZB1 ) auszuschalten, und
- den zweiten Halbleiterschalter (10b) der dritten Halbbrücke (10) während widerkehrender zweiter Zeitbereiche (ZB2) einzuschalten, während derer der erste Halbleiterschalter (5a) der zweiten Halbbrücke ausgeschaltet wird und der zweite Halbleiterschalter (5b) der zweiten Halbbrücke eingeschaltet wird, und außerhalb der zweiten Zeitbereiche (ZB2) auszuschalten.
6. Gleichspannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Serienschwingkreis (1 1 , 12) der Entlastungsschaltung (9) eine Serienschwingkreis- Resonanzfrequenz aufweist, die in einem Bereich zwischen der zwanzigfachen Lastkreis-Resonanzfrequenz und der hundertfachen Lastkreis-Resonanzfrequenz liegt.
7. Gleichspannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (2a, 2b, 5a, 5b, 10a, 10b) Insulated Gate Bipolar Transistoren sind.
8. Gleichspannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, der Lastkreis (13, 13', 13", 13"') aufweist:
- einen Übertrager (6, 6') mit mindestens einer Primärwicklung (6a;
6a_1 , 6a_2) und mindestens einer Sekundärwicklung (6b; 6b_1 , 6b_2) und
- eine Gleichrichterschaltung (7), die dazu ausgebildet ist, aus einer Spannung an der mindestens einen Sekundärwicklung (6b; 6b_1 , 6b_2) des Übertragers (6, 6') eine Ausgangsgleichspannung (UA) zu erzeugen,
- wobei zwischen einen Verbindungsknoten (N1 ) des ersten und des zweiten Halbleiterschalters (2a, 2b) und einen Verbindungsknoten (N2) des dritten und des vierten Halbleiterschalters (5a, 5b) die mindestens eine Primärwicklung (6b; 6b_1 , 6b_2) des Übertragers (6, 6') eingeschleift ist.
9. Gleichspannungswandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterschaltung ein Synchrongleichrichter (7') ist.
10. Gleichspannungswandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Synchrongleichrichter (7') synchron zu der ersten bis dritten Halbbrücke (2, 5, 10) betrieben ist.
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