WO2013132922A1 - 電動車両用インバータ装置 - Google Patents
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Definitions
- the present disclosure relates to an inverter device for an electric vehicle.
- an object of the present disclosure is to provide an inverter device for an electric vehicle that can reduce the size of the rapid discharge resistance while enabling the smooth discharge of the smoothing capacitor by the rapid discharge resistance.
- an inverter and a smoothing capacitor connected in parallel to a high-voltage power supply, a rapid discharge resistor and a discharging switch element connected in parallel to the smoothing capacitor, and the discharging switch element are controlled.
- the control device duty-controls on / off switching of the discharge switch element in a mode in which the duty ratio increases as the voltage across the smoothing capacitor decreases when a rapid discharge command is received.
- An inverter device for an electric vehicle is provided.
- an inverter device for an electric vehicle that can reduce the size of the rapid discharge resistance while allowing the smooth discharge of the smoothing capacitor by the rapid discharge resistance.
- FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a main configuration of a rapid discharge control device 60.
- FIG. It is a figure which shows an example of the electric power waveform in the rapid discharge resistance R1 at the time of the rapid discharge by a present Example, and the waveform of the both-ends voltage of the smoothing capacitor C.
- FIG. It is an enlarged view of the Y1 part thru
- FIG. 7 is a waveform diagram (part 2) showing a discharge operation realized by the rapid discharge control device 60A shown in FIG.
- FIG. 7 is a waveform diagram (part 2) showing a discharge operation realized by the rapid discharge control device 60A shown in FIG.
- FIG. 6 is a figure which shows the specific structure of the rapid discharge control apparatus 60B by another one Example.
- FIG. 6 shows various waveforms for description of operation
- FIG. 1 is a diagram showing an example of the overall configuration of a motor drive system 1 for an electric vehicle.
- the motor drive system 1 is a system that drives a vehicle by driving a traveling motor 40 using electric power of the high-voltage battery 10.
- the electric vehicle typically includes a hybrid (HV) vehicle whose power source is an engine and a travel motor 40, and an electric vehicle whose power source is only the travel motor 40.
- HV hybrid
- the motor drive system 1 includes a high voltage battery 10, an inverter 30, a traveling motor 40, and an inverter control device 50 as shown in FIG.
- the high voltage battery 10 is an arbitrary power storage device that accumulates electric power and outputs a DC voltage, and may be composed of a capacitive element such as a nickel metal hydride battery, a lithium ion battery, or an electric double layer capacitor.
- the high voltage battery 10 is typically a battery having a rated voltage exceeding 100V, and the rated voltage may be 288V, for example.
- the inverter 30 includes U-phase, V-phase, and W-phase arms arranged in parallel with each other between the positive electrode line and the negative electrode line.
- the U-phase arm consists of a series connection of switching elements (IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors)) Q1 and Q2 in this example
- the V-phase arm consists of a series connection of switching elements (IGBTs in this example) Q3 and Q4.
- the arm consists of a series connection of switching elements (IGBT in this example) Q5 and Q6.
- diodes D1 to D6 are arranged between the collectors and emitters of the switching elements Q1 to Q6 so that current flows from the emitter side to the collector side, respectively.
- the switching elements Q1 to Q6 may be switching elements other than the IGBT, such as a MOSFET (metal oxide semiconductor field-effect transistor).
- the traveling motor 40 is a three-phase AC motor, and one end of three coils of U, V, and W phases are commonly connected at a midpoint.
- the other end of the U-phase coil is connected to the midpoint M1 of the switching elements Q1 and Q2
- the other end of the V-phase coil is connected to the midpoint M2 of the switching elements Q3 and Q4
- the other end of the W-phase coil is Connected to midpoint M3 of switching elements Q5, Q6.
- a smoothing capacitor C is connected between the collector of the switching element Q1 and the negative electrode line.
- the inverter control device 50 controls the inverter 30.
- the inverter control device 50 includes, for example, a CPU, a ROM, a main memory, and the like, and various functions of the inverter control device 50 are realized by a control program recorded in the ROM or the like being read into the main memory and executed by the CPU. Is done.
- the control method of the inverter 30 is arbitrary, but basically, the two switching elements Q1, Q2 related to the U phase are turned on / off in opposite phases, and the two switching elements Q3, Q4 related to the V phase are The two switching elements Q5 and Q6 related to the W phase are turned on / off in mutually opposite phases.
- the motor drive system 1 includes a single traveling motor 40, but may include an additional motor (including a generator).
- the additional motor (s) may be connected to the high voltage battery 10 in parallel relationship with the traveling motor 40 and the inverter 30 along with the corresponding inverter.
- the motor drive system 1 does not include a DC / DC converter, but may include a DC / DC converter between the high-voltage battery 10 and the inverter 30.
- a cutoff switch SW1 for cutting off the power supply from the high voltage battery 10 is provided.
- the cutoff switch SW1 may be configured with a semiconductor switch, a relay, or the like.
- the cutoff switch SW1 is normally on and is turned off, for example, when a vehicle collision is detected.
- the on / off switching of the cutoff switch SW1 may be realized by the inverter control device 50, or may be realized by another control device.
- the motor drive system 1 further includes a discharge circuit 20.
- the discharge circuit 20 is connected in parallel to the smoothing capacitor C as shown in FIG.
- the discharge circuit 20 includes a rapid discharge resistor R1, a discharge switch element SW2, and a normal-time discharge resistor R2.
- the rapid discharge resistor R1, the discharge switch element SW2, and the normal-time discharge resistor R2 are connected in parallel to the smoothing capacitor C, respectively.
- the discharge circuit 20 is arranged between the high voltage battery 10 (and the cutoff switch SW1) and the smoothing capacitor C, but is arranged closer to the smoothing capacitor C than the cutoff switch SW1. It only has to be done. Therefore, the discharge circuit 20 may be disposed between the smoothing capacitor C and the inverter 30.
- the rapid discharge resistor R1 and the discharge switch element SW2 and the normal discharge resistor R2 do not need to be arranged in pairs.
- the rapid discharge resistor R1 and the discharge switch element SW2 and the normal discharge resistor R2 May be arranged on both sides of the smoothing capacitor C, respectively.
- the discharge switch element SW2 of the discharge circuit 20 is connected in series with the rapid discharge resistor R1 between the positive electrode line and the negative electrode line.
- the discharge switch element SW2 may have any configuration as long as the duty control described later can be performed, but is preferably a semiconductor switching element.
- the discharging switch element SW2 is a MOSFET, but may be another semiconductor switching element (for example, IGBT).
- the discharge switch element SW2 of the discharge circuit 20 is controlled by the rapid discharge control device 60.
- the rapid discharge control device 60 may be realized by any hardware, software, firmware, or any combination thereof.
- any or all of the functions of the rapid discharge control device 60 may be applied to an application-specific ASIC (application-specific). integrated circuit), FPGA (Field Programmable Gate) Array).
- any or all of the functions of the rapid discharge control device 60 may be realized by the inverter control device 50 or another control device.
- a method of controlling the discharge switch element SW2 by the rapid discharge control device 60 will be described in detail below.
- FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a main configuration of the rapid discharge control device 60. 2 shows components related to the rapid discharge control device 60 in the circuit shown in FIG.
- the rapid discharge control device 60 includes a power supply circuit 62, a variable duty generation circuit 64, an abnormality detection circuit 66, and a discharge SW control unit 68, as shown in FIG.
- An external discharge command is input to the power circuit 62.
- the discharge command is typically input when a vehicle collision is detected or when a vehicle collision unavoidable determination is made.
- the discharge command may be supplied from an airbag ECU, a pre-crash ECU or the like that controls a vehicle safety device (for example, an airbag).
- the power supply circuit 62 receives the discharge command, the power supply circuit 62 generates a power supply voltage using the voltage across the smoothing capacitor C (that is, the charge charged in the smoothing capacitor C from the high-voltage battery 10 before the discharge command).
- the power supply voltage generated by the power supply circuit 62 in this manner is preferably used for the operations of the variable duty generation circuit 64, the abnormality detection circuit 66, and the discharge SW control unit 68.
- the variable duty generation circuit 64 generates an on / off signal (pulse signal) for duty-controlling on / off switching of the discharge switch element SW2.
- the variable duty generation circuit 64 may be activated by being supplied with power from the power supply circuit 62.
- the ON signal is generated by the variable duty generation circuit 64 (that is, during the ON period of the ON / OFF signal)
- the discharge switch element SW2 is turned on (conducted) via the discharge SW control unit 68, thereby rapidly
- the smoothing capacitor C is discharged by the discharge resistor R1.
- the off signal is generated (that is, in the off period of the on / off signal)
- the discharge switch element SW2 is turned off via the discharge SW control unit 68, whereby the smoothing capacitor C of the rapid discharge resistor R1 is turned on.
- variable duty generation circuit 64 varies the duty ratio (on time / one period of the pulse signal) to generate an on / off signal. At this time, the variable duty generation circuit 64 generates the on / off signal in such a manner that the duty ratio increases as the voltage across the smoothing capacitor C decreases.
- variable duty generation methods are various and arbitrary. For example, the variable duty generation circuit 64 uses the fact that the voltage at both ends of the smoothing capacitor C gradually decreases as the discharge of the smoothing capacitor C progresses from the start of rapid discharge, according to the voltage at both ends of the smoothing capacitor C. An on / off signal with a fixed duty ratio may be generated.
- variable duty generation circuit 64 uses the fact that the voltage at both ends of the smoothing capacitor C gradually decreases as the discharge of the smoothing capacitor C progresses from the start of the rapid discharge, so that the elapsed time from the start of the rapid discharge is used. Accordingly, an on / off signal whose duty ratio is determined may be generated.
- the abnormality detection circuit 66 forcibly turns off the discharge switch element SW2 when a predetermined condition is satisfied after the start of discharge.
- the predetermined condition may be, for example, a case where the voltage across the smoothing capacitor C is equal to or higher than a predetermined value even after a predetermined time has elapsed since the start of rapid discharge. This is assumed to be the case where the cutoff switch SW1 is closed even when a discharge command is generated due to some abnormality (for example, when the cutoff switch SW1 is fixed on). In this case, even if the smoothing capacitor C is discharged by the rapid discharge resistor R1, since the connection state of the high voltage battery 10 is maintained, the voltage across the smoothing capacitor C does not decrease.
- the discharge switch element SW2 is forcibly turned off.
- the predetermined condition may be, for example, a case where a predetermined time has elapsed since the start of rapid discharge.
- the predetermined time is the time required for the voltage across the smoothing capacitor C to fall to the predetermined target voltage (or a predetermined margin is added thereto) when the cutoff switch SW1 is normally opened in response to the discharge command. Time) and may be adapted by testing or the like. Also in this case, the above-described inconvenience when a discharge command is erroneously generated due to noise or the like can be prevented.
- the discharge SW control unit 68 realizes on / off switching of the discharge switch element SW2 based on the on / off signal from the variable duty generation circuit 64.
- FIG. 3 is a diagram showing a rapid discharge mode according to the present embodiment.
- FIG. 3 (A) shows a power waveform at the rapid discharge resistor R1 during rapid discharge
- FIG. 3 (B) shows the smoothing capacitor C. It is a figure which shows an example of the waveform of a both-ends voltage.
- FIG. 4 shows an enlarged view of the Y1 to Y3 portions of the waveform shown in FIG.
- FIG. 5 is a diagram illustrating a rapid discharge mode according to a comparative example.
- FIG. 5A illustrates a power waveform at a rapid discharge resistance during rapid discharge
- FIG. 5B illustrates a voltage across the smoothing capacitor C. It is a figure which shows an example of this waveform.
- FIG. 3A shows two waveforms, ie, a waveform S1 of resistance instantaneous power and a waveform S2 of resistance effective power, with the horizontal axis representing time and the vertical axis representing power.
- FIG. 4 is an enlarged view of each part (Y1 part to Y3 part) of the waveform of the instantaneous resistance power in FIG.
- the resistance instantaneous power represents the power consumed by the rapid discharge resistor R1 during an instantaneous time (for example, the on time when the on / off signal has a minimum duty ratio).
- the resistance effective power represents the power consumed by the rapid discharge resistor R1 per time significantly longer than the time width related to the instantaneous resistance power (for example, per cycle of the on / off signal). Further, FIG.
- FIGS. 3A and 5A show a waveform of resistance effective power with the horizontal axis representing time and the vertical axis representing power.
- 3B and 5B show waveforms of the voltage across the smoothing capacitor C, with the horizontal axis representing time and the vertical axis representing voltage.
- the time axis is common to FIGS. 3 and 5.
- the scale of the vertical axis is common in FIGS. 3A and 5A, and is common in FIGS. 3B and 5B.
- the state at the start of the rapid discharge (the voltage across the smoothing capacitor C) is the same condition.
- the magnitude of the rapid discharge resistor R1 is determined so that the voltage across the smoothing capacitor C decreases to a predetermined target voltage before a predetermined time elapses from the start of rapid discharge.
- the predetermined time and the predetermined target voltage may be values determined according to laws and regulations.
- the comparative example shown in FIG. 5 is configured such that the discharge switch element SW2 is always on (that is, the duty ratio is always 1) during rapid discharge.
- the resistance effective power has a peak corresponding to the highest voltage across the smoothing capacitor C (maximum voltage Vi).
- the magnitude of the rapid discharge resistance R1 is determined based on the largest resistance effective power at the start of rapid discharge (that is, the voltage across the smoothing capacitor C at the start of rapid discharge).
- the steady maximum voltage Vi is applied to the rapid discharge resistor R1 at the start of rapid discharge. Therefore, the rapid discharge resistor R1 has a rated voltage that can withstand the maximum voltage Vi (steady). A large-sized resistance element is required.
- the resistance element has a rated pulse voltage that can correspond to a load only for a short time (for example, about 10 ms).
- a rated pulse voltage that can correspond to a load only for a short time (for example, about 10 ms).
- the rated voltage E and the rated pulse voltage Ep can be expressed by the following equations, respectively.
- P the rated power
- R is the rated resistance value
- ⁇ the pulse duration
- T is the period of the pulse (one period of the on / off signal).
- the discharge switch element SW2 is duty-controlled at the time of rapid discharge, and the duty ratio at that time is set in such a manner that it increases as the voltage across the smoothing capacitor C decreases.
- the resistance instantaneous power is larger than the resistance instantaneous power of the comparative example (in the case of the comparative example, substantially equal to the resistance effective power).
- the peak value of the effective power can be suppressed to the same value or less. That is, in this embodiment, the maximum voltage Vi similar to that in the comparative example is applied to the rapid discharge resistor R1 at the start of rapid discharge, but this application time is not steady as in the comparative example but is very short.
- the rapid discharge resistor R1 may have a resistance value such that the maximum voltage Vi is lower than the rated pulse voltage, and the physique can be reduced by that amount. That is, according to the present embodiment, the magnitude of the rapid discharge resistor R1 can be determined based on the rated pulse voltage higher than the rated voltage by duty-controlling the discharge switch element SW2 during rapid discharge. Thus, the physique of the rapid discharge resistor R1 can be reduced.
- the voltage across the smoothing capacitor C is highest at the start of rapid discharge, and gradually decreases thereafter, so that the duty ratio increases as the voltage across the smoothing capacitor C decreases. Set by. Therefore, according to the present embodiment, the rated pulse voltage can be uniformly increased over the entire rapid discharge period, thereby ensuring the necessary discharge capacity (resistance effective power) and the rapid discharge resistance.
- the physique of R1 can be reduced.
- FIG. 6 is a diagram showing a specific configuration of a rapid discharge control device 60A according to one embodiment.
- the rapid discharge control device 60A includes a power supply circuit 62A, a variable duty generation circuit 64A, an abnormality detection circuit 66, and a discharge SW control unit 68.
- the power source P represents the positive electrode side of the high-voltage battery 10.
- the power supply circuit 62A is connected to the smoothing capacitor C in parallel.
- the power supply circuit 62A uses the voltage of the smoothing capacitor C (discharge from the smoothing capacitor C) to generate a constant voltage (in this example, +15 V and, for example, Vcc that is +5 V).
- Power supply circuit 62A includes a switching element MOS1 made of a MOSFET, a Zener diode DZ, resistors R3 and R4, and voltage regulators (three-terminal regulators) 621 and 622.
- the drain of the switching element MOS1 is connected to the positive side of the smoothing capacitor C via a resistor R4, and the source of the switching element MOS1 is connected to the ground via a capacitor C2.
- the gate of the switching element MOS1 is connected between a resistor R3 and a Zener diode DZ connected in series between the positive electrode side and the ground.
- a constant voltage is applied to the gate of the switching element MOS1 by the Zener diode DZ, and the switching element MOS1 operates as a linear regulator.
- a voltage of about 17 V for example, is generated at the input terminals of the voltage regulators 621 and 622, and constant voltages (+15 V and Vcc in this example) are generated by the voltage regulators 621 and 622.
- This constant voltage is used in the variable duty generation circuit 64A, the abnormality detection circuit 66, and the discharge SW control unit 68, as shown in FIG.
- the discharge command is input to the power supply circuit 62A via the photocoupler PC.
- the variable duty generation circuit 64A includes a CPU 641, resistors R5 and R6, and a switching element MOS2.
- the voltage across the smoothing capacitor C divided by the resistors R5 and R6 is input to the CPU 641.
- the CPU 641 generates an on / off signal based on the divided voltage value of the voltage across the smoothing capacitor C in such a manner that the duty ratio increases as the voltage Vc across the smoothing capacitor C (capacitor voltage Vc) decreases.
- the CPU 641 sets the duty ratio so as to increase inversely proportional to the square of the voltage Vc across the smoothing capacitor C. That is the duty ratio [alpha] 1 / Vc 2.
- the on / off signal (in this example, Low / High level) is generated using the power supply voltage Vcc generated by the power supply circuit 62A and applied to the gate of the switching element MOS2.
- the drain of the switching element MOS2 is connected to the discharge SW control unit 68, and the source of the switching element MOS2 is connected to the ground.
- the duty control is off, the high level is applied to the gate of the switching element MOS2, and the switching element MOS2 is turned on.
- the duty control is on, the low level is applied to the gate of the switching element MOS2, and the switching element MOS2 is turned on. Turns off.
- the CPU 641 may generate an on / off signal in which the duty ratio increases as the voltage Vc across the smoothing capacitor C decreases in an arbitrary manner. For example, from the voltage Vi across the smoothing capacitor C at the start of rapid discharge.
- the duty ratio may be set so as to increase in proportion to the decrease range (Vi ⁇ Vc). That is, the duty ratio ⁇ a + b (Vi ⁇ Vc).
- a and b are predetermined coefficients.
- the abnormality detection circuit 66 includes a comparator CM1, resistors R7, R8, R9, and a capacitor C3.
- the output of the comparator CM1 is an open collector type.
- the voltage of the capacitor C3 charged via the resistor R9 by the power supply voltage + 15V generated by the power supply circuit 62A is input to the inverting input terminal of the comparator CM1.
- the voltage dividing value of the power supply voltage + 15V (power supply voltage generated by the power supply circuit 62A + 15V) by the resistors R7 and R8 is input to the non-inverting input terminal of the comparator CM1.
- the comparator CM1 uses the power supply voltage + 15V generated by the power supply circuit 62A as a single power supply.
- the power supply circuit 62A When the discharge command is generated, the power supply circuit 62A generates the power supply voltage + 15V, and accordingly, the voltage of the capacitor C3 rises according to an exponential function curve determined by the time constant C3 ⁇ R9. While the voltage of the capacitor C3 is smaller than the divided value of the power supply voltage + 15V by the resistors R7 and R8, the output of the comparator CM1 is at a high level, and the voltage of the capacitor C3 is the power supply voltage + 15V by the resistors R7 and R8. The output of the comparator CM1 becomes low level. Accordingly, the output of the comparator CM1 changes from the High level to the Low level when a predetermined time has elapsed from the time when the discharge command is generated.
- the discharge SW control unit 68 includes resistors R10 and R10 'connected in series between the power supply voltage + 15V generated by the power supply circuit 62A and the ground. Between the resistors R10 and R10 ', the drain of the switching element MOS2 and the output of the comparator CM1 are connected, and the gate of the discharge switch element SW2 (MOSFET in this example) is connected. When the switching element MOS2 is off and the output of the comparator CM1 is at a high level, a divided value of the power supply voltage + 15V by the resistors R10 and R10 ′ is applied to the gate of the discharge switch element SW2, and the discharge switch element SW2 is turned on. On the other hand, when the switching element MOS2 is on or the output of the comparator CM1 is at the low level, the gate of the discharge switch element SW2 becomes the ground potential (0 V), and the discharge switch element SW2 is turned off.
- the discharging switch element SW2 is turned off / on according to the on / off of the switching element MOS2, and the duty ratio thereof is This corresponds to the duty ratio of the on / off signal from the variable duty generation circuit 64A.
- FIG. 7 is a waveform diagram (part 1) showing a discharge operation realized by the rapid discharge control device 60A shown in FIG. 6, and FIG. 7 (A) shows a waveform of the on / off state of the discharge switch element SW2. 7B shows the waveform of the current flowing through the rapid discharge resistor R1 in a simultaneous sequence, and FIG. 7C shows the instantaneous resistance power consumed instantaneously by the rapid discharge resistor R1. Waveforms are shown in simultaneous series.
- FIG. 8 is a waveform diagram showing the discharge operation (part 2) realized by the rapid discharge control device 60A shown in FIG. 6, and FIG. 8A shows the waveform of the voltage Vc across the smoothing capacitor C in time series.
- FIG. 8B shows the waveform of the resistance effective power in the rapid discharge resistor R1 in a simultaneous series
- FIG. 8C shows the waveform of the duty ratio of the discharging switch element SW2 in the simultaneous series.
- the duty ratio is set to increase from a small value (for example, around 0.2) to 1 in inverse proportion to the square of the voltage Vc across the smoothing capacitor C. Is done. Accordingly, the effective resistance power (power peak value ⁇ duty ratio) becomes substantially constant until the duty ratio reaches 1 as shown in FIG. As shown in FIG. 8A, the voltage Vc across the smoothing capacitor C gradually decreases due to the discharge through the rapid discharge resistor R1, and is reduced to a predetermined target voltage within a predetermined time from the start of the rapid discharge.
- FIG. 9 is a diagram showing a specific configuration of a rapid discharge control device 60B according to another embodiment.
- the rapid discharge control device 60B includes a power supply circuit 62B, a variable duty generation circuit 64B, an abnormality detection circuit 66, and a discharge SW control unit 68.
- the abnormality detection circuit 66 and the discharge SW control unit 68 may be the same as the abnormality detection circuit 66 and the discharge SW control unit 68 of the rapid discharge control device 60A described above with reference to FIG.
- the power supply circuit 62B is connected in parallel to the smoothing capacitor C.
- the power supply circuit 62B generates a constant voltage (+15 V in this example) using the voltage of the smoothing capacitor C.
- Power supply circuit 62B includes a switching element MOS1 made of a MOSFET, a Zener diode DZ, resistors R3 and R4, and a voltage regulator 621.
- the drain of the switching element MOS1 is connected to the positive side of the smoothing capacitor C via a resistor R4, and the source of the switching element MOS1 is connected to the ground via a capacitor C2.
- the gate of the switching element MOS1 is connected between a resistor R3 and a Zener diode DZ connected in series between the positive electrode side and the ground.
- a constant voltage is applied to the gate of the switching element MOS1 by the Zener diode DZ, and the switching element MOS1 operates as a linear regulator.
- a voltage of about 17 V for example, is generated at the input terminal of the voltage regulator 621, and a constant voltage (+15 V in this example) is generated by the voltage regulator 621.
- the constant voltage is used in the variable duty generation circuit 64B, the abnormality detection circuit 66, and the discharge SW control unit 68, as shown in FIG.
- the variable duty generation circuit 64B includes a comparator CM2, resistors R11, R12, R13, R14, R15, and R16, a capacitor C4, and a switching element MOS2.
- the resistors R11 and R12 are connected in series between the positive electrode side of the smoothing capacitor C and the ground.
- a non-inverting input terminal of the comparator CM2 is connected between the resistor R11 and the resistor R12 via the resistor R13.
- the comparator CM2 is an open collector type output.
- a power supply voltage +15 V is connected between the resistor R13 and the non-inverting input terminal of the comparator CM2 via resistors R14 and R15.
- variable duty generation circuit 64B generates an on / off signal having a duty ratio that increases substantially in proportion to a decrease width (Vi ⁇ Vc) from the voltage Vi across the smoothing capacitor C at the start of rapid discharge. To do. That is, the duty ratio ⁇ a + b (Vi ⁇ Vc). However, a and b are predetermined coefficients.
- the on / off signal (Low / High level in this example) is generated using the power supply voltage +15 V generated by the power supply circuit 62B and applied to the gate of the switching element MOS2.
- the drain of the switching element MOS2 is connected to the discharge SW control unit 68, and the source of the switching element MOS2 is connected to the ground.
- the duty control When the duty control is off, the high level is applied to the gate of the switching element MOS2, and the switching element MOS2 is turned on.
- the duty control is on, the low level is applied to the gate of the switching element MOS2, and the switching element MOS2 is turned on. Turns off.
- the principle of generating the on / off signal by the variable duty generation circuit 64B will be described with reference to FIGS.
- the resistance value of the resistor R15 is very small compared to the other resistors R11, R12, R13, R14, and R16 and can be ignored.
- the comparator CM2 has a very large current sink capability at the time of low level output, and the voltage at the time of low level output is 0V.
- V refH the voltage Vref of the non-inverting input terminal of the comparator CM2 when the output of the comparator CM2 is at the high level
- VrefH the voltage Vref of the non-inverting input terminal of the comparator CM2 when the output of the comparator CM2 is at the low level.
- VrefH (Vc * R12 * R14 + 15 * Ry) / Rx
- V refL Vc ⁇ R12 ⁇ R14 / Rx Equation (2)
- Rx R11 ⁇ R12 + (R13 + R14) ⁇ (R11 + R12)
- Ry R11 ⁇ R12 + R13 (R11 + R12)
- ⁇ ref 15 ⁇ Ry / Rx
- V refH and V refL decrease as the voltage Vc across the smoothing capacitor C decreases, as can be seen from the equations (1) and (2).
- the resistance values of R11 to R14 are set so that V refH and V refL satisfy the following equations even when the voltage Vc across the smoothing capacitor C is the maximum voltage Vi (voltage at the start of rapid discharge). .
- the voltage Vch at the inverting input terminal of the comparator CM2 increases according to an exponential function curve determined by the time constant C4 ⁇ R16 when the output Vout of the comparator CM2 is at a high level.
- FIGS. 11 to 13 are explanatory views of the principle that the duty ratio increases as the voltage Vc across the smoothing capacitor C decreases.
- a curve when the voltage of the capacitor C4 increases from 0V to 15V (during charging operation) is indicated by Z1
- Z2 a curve when the voltage of the capacitor C4 decreases from 15V to 0V (discharge operation) (B) is shown by Z2.
- V refH and V refL are, for example, 14V and 11V, respectively, as shown in FIG.
- the time required for the voltage Vch of the inverting input terminal of the comparator CM2 is increased from V refL to V refH is required for next tr1
- the voltage Vch of the inverting input terminal of the comparator CM2 is reduced from V refH to V refL
- the time is tf1.
- the duty ratio is tf1 / (tf1 + tr1). As can be seen from FIG. 11, since tf1 ⁇ tr1, the duty ratio is smaller than 0.5.
- V refH and V refL become 9 V and 6 V, respectively, as shown in FIG. 12, for example.
- the time required for the voltage Vch at the inverting input terminal of the comparator CM2 to rise from V refL to V refH is tr2, and it is necessary for the voltage Vch at the inverting input terminal of the comparator CM2 to fall from V refH to V refL.
- the time is tf2.
- V refH and V refL become 4 V and 1 V, respectively, as shown in FIG.
- the time required for the voltage Vch at the inverting input terminal of the comparator CM2 to rise from V refL to V refH is tr3 , and it is necessary for the voltage Vch at the inverting input terminal of the comparator CM2 to fall from V refH to V refL.
- Time is tf3.
- the duty ratio is tf3 / (tf3 + tr3). As can be seen from FIG. 13, since tf3> tr3, the duty ratio is larger than 0.5. From the above, it can be seen that the duty ratio increases as the voltage Vc across the smoothing capacitor C decreases.
- FIG. 14 shows the relationship between the voltage Vc across the smoothing capacitor C and the duty ratio when the variable duty generation circuit 64B is operated. As shown in FIG. 14, there are portions where the duty ratio is slightly lacking in the vicinity of 0 and near 1, but the linearity is ensured over almost the entire region. Thus, the variable duty generation circuit 64B can generate an on / off signal having a duty ratio that increases substantially in proportion to a reduction width (Vi ⁇ Vc) from the voltage Vi across the smoothing capacitor C at the start of rapid discharge. I understand.
- FIG. 15 is a waveform diagram showing the discharge operation realized by the rapid discharge control device 60B shown in FIG. 9, and FIG. 15A shows the waveform of the voltage Vc across the smoothing capacitor C in time series.
- 15B shows the waveform of the resistance effective power in the rapid discharge resistor R1 in a simultaneous series, and
- FIG. 15C shows the waveform of the duty ratio of the discharging switch element SW2 in the simultaneous series.
- the duty ratio is changed from a small value (for example, around 0.2) to 1 from the voltage Vi across the smoothing capacitor C at the start of rapid discharge (( Vi-Vc) is set so as to increase substantially in proportion to the resistance effective power (power peak value ⁇ duty ratio), as shown in FIG.
- the peak value is sufficiently small, and the voltage Vc across the smoothing capacitor C gradually decreases due to the discharge through the rapid discharge resistor R1, as shown in FIG. It is reduced to a predetermined target voltage in time.
- variable duty generation circuit 64A generates a variable duty using a microcomputer (CPU 641)
- variable duty generation circuit 64B generates a variable duty using an analog circuit without using a microcomputer.
- a similar variable duty may be generated using a triangular wave.
- the function of the abnormality detection circuit 66 may be realized using a microcomputer.
- the power supply circuit 64 generates a power supply using the voltage Vc across the smoothing capacitor C.
- a necessary power supply may be generated from a low-voltage battery.
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Abstract
本開示は、高圧電源に並列に接続されるインバータ及び平滑コンデンサと、平滑コンデンサに並列に接続される急速放電抵抗及び放電用スイッチ素子と、放電用スイッチ素子を制御する制御装置とを備えた電動車両用インバータ装置に関する。制御装置は、急速放電指令を受けた場合に、平滑コンデンサの両端電圧が降下するに従ってデューティー比が大きくなる態様で、放電用スイッチ素子のオン/オフの切換をデューティー制御する。
Description
本開示は、電動車両用インバータ装置に関する。
従来から、電動車両の衝突を検知した場合に、主回路コンデンサ(平滑コンデンサ)に充電された電荷を強制放電回路部によって放電させる電動車両用インバータ装置が知られている(例えば、特許文献1参照)。
ところで、車両の衝突時などには、インバータ装置の平滑コンデンサの両端電圧を所定の時間内に目標電圧まで低減させる必要がある。この際、上記の特許文献1の記載の構成のように、単に平滑コンデンサと急速放電抵抗とを導通させる構成では、急速放電抵抗で消費する電力は、導通開始時(急速放電開始時)をピークとして時間の経過と共に指数関数で減少していくため、初期のピーク電力に耐えられる(定常)定格電力を持つ体格の大きな抵抗素子が急速放電抵抗として必要となるという問題点がある。
そこで、本開示は、急速放電抵抗により平滑コンデンサの必要な放電を可能としつつ、急速放電抵抗の小型化が可能な電動車両用インバータ装置の提供を目的とする。
本開示の一局面によれば、高圧電源に並列に接続されるインバータ及び平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに並列に接続される急速放電抵抗及び放電用スイッチ素子と、前記放電用スイッチ素子を制御する制御装置とを備えた電動車両用インバータ装置において、
前記制御装置は、急速放電指令を受けた場合に、前記平滑コンデンサの両端電圧が降下するに従ってデューティー比が大きくなる態様で、前記放電用スイッチ素子のオン/オフの切換をデューティー制御することを特徴とする、電動車両用インバータ装置が提供される。
前記制御装置は、急速放電指令を受けた場合に、前記平滑コンデンサの両端電圧が降下するに従ってデューティー比が大きくなる態様で、前記放電用スイッチ素子のオン/オフの切換をデューティー制御することを特徴とする、電動車両用インバータ装置が提供される。
本開示の一局面によれば、急速放電抵抗により平滑コンデンサの必要な放電を可能としつつ、急速放電抵抗の小型化が可能な電動車両用インバータ装置が得られる。
以下、図面を参照して、実施例の説明を行う。
図1は、電動車両用モータ駆動システム1の全体構成の一例を示す図である。モータ駆動システム1は、高圧バッテリ10の電力を用いて走行用モータ40を駆動することにより車両を駆動させるシステムである。尚、電動車両は、電力を用いて走行用モータ40を駆動して走行するものであれば、その方式や構成の詳細は任意である。電動車両は、典型的には、動力源がエンジンと走行用モータ40であるハイブリッド(HV)自動車や、動力源が走行用モータ40のみである電気自動車を含む。
モータ駆動システム1は、図1に示すように、高圧バッテリ10、インバータ30、走行用モータ40、及び、インバータ制御装置50を備える。
高圧バッテリ10は、電力を蓄積して直流電圧を出力する任意の蓄電装置であり、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリや電気2重層キャパシタ等の容量性素子から構成されてもよい。高圧バッテリ10は、典型的には、定格電圧が100Vを超えるバッテリであり、定格電圧が例えば288Vであってもよい。
インバータ30は、正極ラインと負極ラインとの間に互いに並列に配置されるU相、V相、W相の各アームから構成される。U相アームはスイッチング素子(本例ではIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor))Q1,Q2の直列接続からなり、V相アームはスイッチング素子(本例ではIGBT)Q3,Q4の直列接続からなり、W相アームはスイッチング素子(本例ではIGBT)Q5,Q6の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Q1~Q6のコレクタ-エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードD1~D6が配置される。尚、スイッチング素子Q1~Q6は、MOSFET(metal oxide semiconductor field-effect transistor)のような、IGBT以外の他のスイッチング素子であってもよい。
走行用モータ40は、3相の交流モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点で共通接続されている。U相コイルの他端は、スイッチング素子Q1,Q2の中点M1に接続され、V相コイルの他端は、スイッチング素子Q3,Q4の中点M2に接続され、W相コイルの他端は、スイッチング素子Q5,Q6の中点M3に接続される。スイッチング素子Q1のコレクタと負極ラインとの間には、平滑コンデンサCが接続される。
インバータ制御装置50は、インバータ30を制御する。インバータ制御装置50は、例えばCPU,ROM、メインメモリなどを含み、インバータ制御装置50の各種機能は、ROM等に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてCPUにより実行されることによって実現される。インバータ30の制御方法は、任意であるが、基本的には、U相に係る2つのスイッチング素子Q1,Q2が互いに逆相でオン/オフし、V相に係る2つのスイッチング素子Q3,Q4が互いに逆相でオン/オフし、W相に係る2つのスイッチング素子Q5,Q6が互いに逆相でオン/オフする。
尚、図1に示す例では、モータ駆動システム1は、単一の走行用モータ40を備えているが、追加のモータ(発電機を含む)を備えてもよい。この場合、追加のモータ(複数も可)は、対応するインバータと共に、走行用モータ40及びインバータ30と並列な関係で、高圧バッテリ10に接続されてもよい。また、図1に示す例では、モータ駆動システム1は、DC/DCコンバータを備えていないが、高圧バッテリ10とインバータ30の間にDC/DCコンバータを備えてもよい。
高圧バッテリ10と平滑コンデンサCとの間には、図1に示すように、高圧バッテリ10から電力供給を遮断するための遮断用スイッチSW1が設けられる。遮断用スイッチSW1は、半導体スイッチやリレー等で構成されてもよい。遮断用スイッチSW1は、常態でオン状態であり、例えば車両の衝突検出時等にオフとされる。尚、遮断用スイッチSW1のオン/オフの切換はインバータ制御装置50により実現されてもよいし、他の制御装置により実現されてもよい。
モータ駆動システム1は、放電回路20を更に含む。放電回路20は、図1に示すように、平滑コンデンサCに並列に接続される。放電回路20は、急速放電抵抗R1及び放電用スイッチ素子SW2と、通常時放電抵抗R2とを含む。急速放電抵抗R1及び放電用スイッチ素子SW2と、通常時放電抵抗R2は、それぞれ、平滑コンデンサCに対して並列に接続される。尚、図1に示す例では、放電回路20は、高圧バッテリ10(及び遮断用スイッチSW1)と平滑コンデンサCとの間に配置されているが、遮断用スイッチSW1よりも平滑コンデンサC側に配置されていればよい。従って、放電回路20は、平滑コンデンサCとインバータ30との間に配置されてもよい。また、急速放電抵抗R1及び放電用スイッチ素子SW2と、通常時放電抵抗R2とは、対に配置される必要はなく、例えば、急速放電抵抗R1及び放電用スイッチ素子SW2と、通常時放電抵抗R2とは、平滑コンデンサCの両側にそれぞれ配置されてもよい。
放電回路20の放電用スイッチ素子SW2は、図1に示すように、正極ラインと負極ラインとの間に急速放電抵抗R1と直列に接続される。放電用スイッチ素子SW2は、後述のデューティー制御が可能である限り、任意の構成であってもよいが、好ましくは半導体スイッチング素子である。尚、図示の例では、放電用スイッチ素子SW2は、MOSFETであるが、他の半導体スイッチング素子(例えばIGBT等)であってもよい。
放電回路20の放電用スイッチ素子SW2は、急速放電制御装置60により制御される。急速放電制御装置60は、任意のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらの任意の組み合わせにより実現されてもよい。例えば、急速放電制御装置60の機能の任意の一部又は全部は、特定用途向けASIC(application-specific
integrated circuit)、FPGA(Field Programmable Gate
Array)により実現されてもよい。また、急速放電制御装置60の機能の任意の一部又は全部は、インバータ制御装置50又は他の制御装置により実現されてもよい。急速放電制御装置60による放電用スイッチ素子SW2の制御方法については、以下で詳説する。
integrated circuit)、FPGA(Field Programmable Gate
Array)により実現されてもよい。また、急速放電制御装置60の機能の任意の一部又は全部は、インバータ制御装置50又は他の制御装置により実現されてもよい。急速放電制御装置60による放電用スイッチ素子SW2の制御方法については、以下で詳説する。
図2は、急速放電制御装置60の主要構成の一例を示す図である。尚、図2には、図1に示した回路における急速放電制御装置60に関連する構成要素が示されている。
急速放電制御装置60は、図2に示すように、電源回路62と、可変Duty生成回路64と、異常検出回路66と、放電SW制御部68とを含む。
電源回路62には、外部からの放電指令が入力される。放電指令は、典型的には、車両衝突検出時又は車両衝突不可避判定時に入力される。放電指令は、車両の安全装置(例えばエアバック)を制御するエアバックECUやプリクラッシュECU等から供給されてよい。電源回路62は、放電指令を受けると、平滑コンデンサCの両端電圧(即ち放電指令前に高圧バッテリ10から平滑コンデンサCに充電された電荷)を利用して電源電圧を生成する。このようにして電源回路62により生成される電源電圧は、好ましくは、可変Duty生成回路64、異常検出回路66及び放電SW制御部68の動作に利用される。これにより、低圧バッテリからの配線が不要となり、かかる低圧バッテリからの配線を利用する場合の不都合(例えば、車両衝突時に配線が切断し、可変Duty生成回路64、異常検出回路66及び放電SW制御部68の動作が不能となる不都合)を回避することができる。尚、放電指令が生成された場合は、基本的には(遮断用スイッチSW1の固着等の異常がない限り)、遮断用スイッチSW1が開き、高圧バッテリ10が遮断された状態が速やかに形成される。
可変Duty生成回路64は、放電用スイッチ素子SW2のオン/オフの切換をデューティー制御するためのオン/オフ信号(パルス信号)を生成する。可変Duty生成回路64は、電源回路62から電源供給されて、起動するものであってよい。可変Duty生成回路64によりオン信号が生成されると(即ちオン/オフ信号のオン期間では)、放電SW制御部68を介して放電用スイッチ素子SW2がオンし(導通し)、これにより、急速放電抵抗R1による平滑コンデンサCの放電が実現される状態となる。また、オフ信号が生成されると(即ちオン/オフ信号のオフ期間では)、放電SW制御部68を介して放電用スイッチ素子SW2がオフし、これにより、急速放電抵抗R1による平滑コンデンサCの放電が行われない状態となる。可変Duty生成回路64は、デューティー比(オン時間/パルス信号の1周期)を可変して、オン/オフ信号を生成する。この際、可変Duty生成回路64は、平滑コンデンサCの両端電圧が降下するに従ってデューティー比が大きくなる態様で、オン/オフ信号を生成する。このような可変デューティーの生成方法は、多種多様であり、任意であってよい。例えば、可変Duty生成回路64は、急速放電開始時から平滑コンデンサCの放電が進むにつれて平滑コンデンサCの両端電圧が徐々に低下していくことを利用して、平滑コンデンサCの両端電圧に応じてデューティー比が定まるオン/オフ信号を生成してもよい。或いは、可変Duty生成回路64は、急速放電開始時から平滑コンデンサCの放電が進むにつれて平滑コンデンサCの両端電圧が徐々に低下していくことを利用して、急速放電開始時からの経過時間に応じてデューティー比が定まるオン/オフ信号を生成してもよい。可変デューティーの生成方法の幾つかの例(可変Duty生成回路64の構成例)については後述する。
異常検出回路66は、放電開始後に所定条件が成立したときに放電用スイッチ素子SW2を強制的にオフにする。所定条件は、例えば、急速放電開始時から所定時間経過しても平滑コンデンサCの両端電圧が所定値以上である場合であってもよい。これは、何らかの異常(例えば、遮断用スイッチSW1がオン固着している場合等)により放電指令が発生している状態でも遮断用スイッチSW1が閉じている場合が想定される。この場合、急速放電抵抗R1による平滑コンデンサCの放電が行われていても、高圧バッテリ10の接続状態が維持されているので、平滑コンデンサCの両端電圧が低下しない。従って、このような状態が検出されると、放電用スイッチ素子SW2が強制的にオフにされる。この場合、例えばノイズ等により放電指令が誤って発生した場合でも、急速放電抵抗R1による平滑コンデンサCの放電(ひいては高圧バッテリ10からの無駄な電力消費)が継続して長時間エネルギ損失が生じてしまうのを防止することができる。或いは、所定条件は、例えば、急速放電開始時から所定時間経過した場合であってもよい。この場合、所定時間は、放電指令を受けて遮断用スイッチSW1が正常に開いた場合に平滑コンデンサCの両端電圧が所定の目標電圧まで低下するのに要する時間(又はそれに所定のマージンを付加した時間)に対応してよく、試験等により適合されてよい。この場合も、ノイズ等により放電指令が誤って発生した場合の上述の不都合を防止することができる。
放電SW制御部68は、可変Duty生成回路64からのオン/オフ信号に基づいて、放電用スイッチ素子SW2のオン/オフの切換を実現する。
図3は、本実施例による急速放電態様を示す図であり、図3(A)は、急速放電時の急速放電抵抗R1での電力波形を示し、図3(B)は、平滑コンデンサCの両端電圧の波形の一例を示す図である。図4は、図3に示す波形のY1部乃至Y3部の拡大図を示す。図5は、比較例による急速放電態様を示す図であり、図5(A)は、急速放電時の急速放電抵抗での電力波形を示し、図5(B)は、平滑コンデンサCの両端電圧の波形の一例を示す図である。
図3(A)には、横軸を時間として、縦軸を電力として、2つの波形、即ち抵抗瞬間電力の波形S1と抵抗実効電力の波形S2が示されている。図4は、図3(A)における抵抗瞬間電力の波形の各部(Y1部乃至Y3部)を拡大して示す。抵抗瞬間電力とは、瞬間的な時間(例えばオン/オフ信号の最小デューティー比の時のオン時間)に急速放電抵抗R1で消費される電力を表す。また、抵抗実効電力とは、抵抗瞬間電力に係る時間幅よりも有意に長い時間当たり(例えばオン/オフ信号の1周期当たり)に急速放電抵抗R1で消費される電力を表す。また、図5(A)には、横軸を時間として、縦軸を電力として、抵抗実効電力の波形が示されている。図3(B)及び図5(B)には、横軸を時間として、縦軸を電圧として、平滑コンデンサCの両端電圧の波形が示される。尚、時間軸は、図3及び図5で共通である。また、縦軸のスケールは、図3(A)及び図5(A)で共通であり、図3(B)及び図5(B)で共通である。
尚、本実施例及び比較例においては、急速放電開始時の状態(平滑コンデンサCの両端電圧)は同じ条件である。また、本実施例及び比較例において、急速放電開始時から所定時間経過するまでに所定の目標電圧まで平滑コンデンサCの両端電圧が低下するように急速放電抵抗R1の大きさがそれぞれ決定されている。尚、この所定時間及び所定の目標電圧は、法規や規制等に応じて定まる値であってよい。
図5に示す比較例は、急速放電時に放電用スイッチ素子SW2が常にオン(即ちデューティー比が常時1)とされる構成である。この場合、図5(A)及び図5(B)に示すように、急速放電開始時は、平滑コンデンサCの両端電圧が最も高い(最大電圧Vi)ことに対応して、抵抗実効電力はピーク値を取り、その後、平滑コンデンサCの放電の進行に従って(時間の経過に従って)、平滑コンデンサCの両端電圧及び抵抗実効電力は共に徐々に低減していく。この比較例では、急速放電抵抗R1の大きさは、急速放電開始時の最も大きい抵抗実効電力(即ち急速放電開始時の平滑コンデンサCの両端電圧)を基準として決定される。即ち、この比較例では、急速放電抵抗R1には、急速放電開始時に定常的な最大電圧Viが印加されるので、急速放電抵抗R1としては、かかる最大電圧Viに耐えられる(定常)定格電圧となる体格の大きな抵抗素子が必要となる。
ここで、抵抗素子には、連続した負荷に対応できる(定常)定格電圧とは別に、短時間(例えば10ms程度)のみの負荷に対応できる定格パルス電圧があり、この定格パルス電圧は、(定常)定格電圧よりも高く、パルス持続時間が短いほど大きな値となる。より具体的には、定格電圧E、及び、定格パルス電圧Epは、それぞれ、以下の式で表せる。
E=√(P・R)
Ep=√(P・R・T/τ)
ここで、Pは定格電力、Rは定格抵抗値、τはパルス持続時間、Tはパルスの周期(オン/オフ信号の1周期)である。
E=√(P・R)
Ep=√(P・R・T/τ)
ここで、Pは定格電力、Rは定格抵抗値、τはパルス持続時間、Tはパルスの周期(オン/オフ信号の1周期)である。
この点、本実施例では、急速放電時に放電用スイッチ素子SW2がデューティー制御され、その際のデューティー比は、平滑コンデンサCの両端電圧が降下するに従って大きくなる態様で設定される。これにより、図3(A)及び図4に示すように、抵抗瞬間電力としては、比較例の抵抗瞬間電力(比較例の場合、抵抗実効電力と実質的に等しい)よりも大きくなるが、抵抗実効電力のピーク値は同等又はそれ以下に抑えることができる。即ち、本実施例では、急速放電抵抗R1には、急速放電開始時に比較例と同様の最大電圧Viが印加されるが、この印加時間は、比較例のように定常的ではなく非常に短時間(即ちオン/オフ信号のオン時間であり、10ms以下)であるので、印加される電圧の実効値を低くすることができる。これにより、急速放電抵抗R1としては、かかる最大電圧Viが定格パルス電圧を下回るような抵抗値であればよく、その分だけ体格を小さくすることができる。即ち、本実施例によれば、急速放電時に放電用スイッチ素子SW2をデューティー制御することで、定格電圧よりも高い定格パルス電圧を基準に急速放電抵抗R1の大きさを決定することができ、これにより、急速放電抵抗R1の体格を小さくすることができる。また、本実施例では、平滑コンデンサCの両端電圧が急速放電開始時に最も高く、以後徐々に低減していくことを考慮して、デューティー比は平滑コンデンサCの両端電圧が降下するに従って大きくなる態様で設定される。従って、本実施例によれば、急速放電期間の全体に亘って定格パルス電圧を均一的に大きくすることができ、これにより、必要な放電能力(抵抗実効電力)を確保しつつ、急速放電抵抗R1の体格を低減することができる。
図6は、一実施例による急速放電制御装置60Aの具体的構成を示す図である。急速放電制御装置60Aは、図6に示すように、電源回路62Aと、可変Duty生成回路64Aと、異常検出回路66と、放電SW制御部68とを含む。尚、図6に示す図において、電源Pは、高圧バッテリ10の正極側を表す。
電源回路62Aは、平滑コンデンサCに並列に接続される。電源回路62Aは、平滑コンデンサCの電圧(平滑コンデンサCからの放電)を利用して定電圧(本例では、+15V、及び、例えば+5VであるVcc)を生成する。電源回路62Aは、MOSFETからなるスイッチング素子MOS1と、ツェナーダイオードDZと、抵抗R3,R4と、電圧レギュレータ(3端子レギュレータ)621,622とを含む。スイッチング素子MOS1のドレインは、抵抗R4を介して平滑コンデンサCの正極側に接続され、スイッチング素子MOS1のソースは、コンデンサC2を介してグランドに接続される。スイッチング素子MOS1のゲートは、正極側とグランドの間に直列接続された抵抗R3とツェナーダイオードDZの間に接続される。放電指令が生成されると、スイッチング素子MOS1のゲートには、ツェナーダイオードDZにより一定の電圧が印加され、スイッチング素子MOS1がリニアレギュレータとして動作する。これにより、電圧レギュレータ621,622の入力端子には例えば17V程度の電圧が発生し、電圧レギュレータ621,622により定電圧(本例では+15V及びVcc)が生成される。この定電圧は、図6に示すように、可変Duty生成回路64A、異常検出回路66及び放電SW制御部68で使用される。尚、図示の例では、放電指令は、フォトカプラPCを介して電源回路62Aに入力される。
可変Duty生成回路64Aは、CPU641と、抵抗R5,R6と、スイッチング素子MOS2とを備える。CPU641には、抵抗R5,R6で分圧された平滑コンデンサCの両端電圧が入力される。CPU641は、平滑コンデンサCの両端電圧の分圧値に基づいて、平滑コンデンサCの両端電圧Vc(コンデンサ電圧Vc)が降下するに従ってデューティー比が大きくなる態様で、オン/オフ信号を生成する。本例では、CPU641は、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの二乗に反比例して大きくなるようにデューティー比を設定する。即ち、デューティー比∝1/Vc2とされる。オン/オフ信号(本例ではLow/Highレベル)は、電源回路62Aで生成される電源電圧Vccを用いて生成され、スイッチング素子MOS2のゲートに印加される。スイッチング素子MOS2のドレインは、放電SW制御部68に接続され、スイッチング素子MOS2のソースは、グランドに接続される。デューティー制御のオフ期間のとき、スイッチング素子MOS2のゲートにHighレベルが印加され、スイッチング素子MOS2がオンし、デューティー制御のオン期間のとき、スイッチング素子MOS2のゲートにLowレベルが印加され、スイッチング素子MOS2がオフする。尚、CPU641は、任意の態様で平滑コンデンサCの両端電圧Vcが降下するに従ってデューティー比が大きくなるオン/オフ信号を生成してもよく、例えば急速放電開始時の平滑コンデンサCの両端電圧Viからの減少幅(Vi-Vc)に比例して大きくなるようにデューティー比を設定してもよい。即ち、デューティー比∝a+b(Vi-Vc)とされる。但し、a,bは所定の係数である。
異常検出回路66は、コンパレータCM1と、抵抗R7,R8,R9と、コンデンサC3とを含む。コンパレータCM1は、出力がオープンコレクタタイプである。コンパレータCM1の反転入力端子には、電源回路62Aで生成される電源電圧+15Vにより抵抗R9を介して充電されるコンデンサC3の電圧が入力される。コンパレータCM1の非反転入力端子には、抵抗R7,R8による電源電圧+15V(電源回路62Aで生成される電源電圧+15V)の分圧値が入力される。尚、コンパレータCM1は、電源回路62Aで生成される電源電圧+15Vを片電源としている。放電指令が生成されると、電源回路62Aで電源電圧+15Vが生成され、これに伴い、コンデンサC3の電圧は、時定数C3・R9で定まる指数関数カーブに従い上昇していく。そして、コンデンサC3の電圧が、抵抗R7,R8による電源電圧+15Vの分圧値よりも小さい間は、コンパレータCM1の出力はHighレベルであり、コンデンサC3の電圧が、抵抗R7,R8による電源電圧+15Vの分圧値よりも大きくなると、コンパレータCM1の出力がLowレベルとなる。従って、コンパレータCM1は、放電指令が生成された時点から所定時間経過した時点で出力がHighレベルからLowレベルへと変わる。
放電SW制御部68は、電源回路62Aで生成される電源電圧+15Vとグランドの間に直列に接続される抵抗R10,R10’を含む。抵抗R10,R10’の間には、スイッチング素子MOS2のドレイン及びコンパレータCM1の出力が接続されると共に、放電用スイッチ素子SW2(本例ではMOSFET)のゲートが接続される。スイッチング素子MOS2がオフであり且つコンパレータCM1の出力がHighレベルであるとき、放電用スイッチ素子SW2のゲートには、抵抗R10,R10’による電源電圧+15Vの分圧値が印加され、放電用スイッチ素子SW2がオンする。他方、スイッチング素子MOS2がオンであり又はコンパレータCM1の出力がLowレベルであるとき、放電用スイッチ素子SW2のゲートはグランド電位(0V)となり、放電用スイッチ素子SW2がオフする。
このように図6に示す例では、異常検出回路66のコンパレータCM1の出力がHighレベルである間、放電用スイッチ素子SW2は、スイッチング素子MOS2のオン/オフに従ってオフ/オンし、そのデューティー比は、可変Duty生成回路64Aからのオン/オフ信号のデューティー比に対応する。
図7は、図6に示した急速放電制御装置60Aにより実現される放電動作を示す波形図(その1)であり、図7(A)は、放電用スイッチ素子SW2のオン/オフ状態の波形を時系列で示し、図7(B)は、急速放電抵抗R1を流れる電流の波形を同時系列で示し、図7(C)は、急速放電抵抗R1で瞬間的に消費される抵抗瞬時電力の波形を同時系列で示す。
図7に示すように、本実施例では、急速放電開始時には、平滑コンデンサCの両端電圧Vcが大きいことから、デューティー比が小さい。従って、放電用スイッチ素子SW2のオン時間は短い。尚、当然ながら、急速放電抵抗R1を流れる電流及び抵抗瞬時電力は、放電用スイッチ素子SW2のオン期間だけ値を持ち、他の期間は0となる。平滑コンデンサCの急速放電が進み、平滑コンデンサCの両端電圧Vcが低減していくと(図の右側に行くと)、デューティー比が増加し始めていく。尚、平滑コンデンサCの両端電圧Vcが低減していくと、図7(B)及び図7(C)に示すように、急速放電抵抗R1を流れる電流及び抵抗瞬時電力は、共に値自体は小さくなる。但し、オン期間の増加に伴い、急速放電抵抗R1を電流が流れる時間が増加し、抵抗瞬時電力の積分値(電力波高値×デューティー比、即ち抵抗実効電力に相当)は、デューティー比が1に到達するまで略一定となる。
図8は、図6に示した急速放電制御装置60Aにより実現される放電動作(その2)を示す波形図であり、図8(A)は、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの波形を時系列で示し、図8(B)は、急速放電抵抗R1における抵抗実効電力の波形を同時系列で示し、図8(C)は、放電用スイッチ素子SW2のデューティー比の波形を同時系列で示す。
図8(C)に示すように、本例では、デューティー比は、小さい値(例えば0.2付近)から1へと、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの二乗に反比例して大きくなるように設定される。これに伴い、抵抗実効電力(電力波高値×デューティー比)は、図8(B)に示すように、デューティー比が1に到達するまで略一定となる。平滑コンデンサCの両端電圧Vcは、図8(A)に示すように、かかる急速放電抵抗R1を介した放電により徐々に減少し、急速放電開始時から所定時間内に所定の目標電圧まで低減される。
図9は、他の一実施例による急速放電制御装置60Bの具体的構成を示す図である。急速放電制御装置60Bは、図9に示すように、電源回路62Bと、可変Duty生成回路64Bと、異常検出回路66と、放電SW制御部68とを含む。異常検出回路66及び放電SW制御部68は、図6を参照して上述した急速放電制御装置60Aの異常検出回路66及び放電SW制御部68と同様であってよい。
電源回路62Bは、平滑コンデンサCに並列に接続される。電源回路62Bは、平滑コンデンサCの電圧を利用して定電圧(本例では+15V)を生成する。電源回路62Bは、MOSFETからなるスイッチング素子MOS1と、ツェナーダイオードDZと、抵抗R3,R4と、電圧レギュレータ621とを含む。スイッチング素子MOS1のドレインは、抵抗R4を介して平滑コンデンサCの正極側に接続され、スイッチング素子MOS1のソースは、コンデンサC2を介してグランドに接続される。スイッチング素子MOS1のゲートは、正極側とグランドの間に直列接続された抵抗R3とツェナーダイオードDZの間に接続される。放電指令が生成されると、スイッチング素子MOS1のゲートには、ツェナーダイオードDZにより一定の電圧が印加され、スイッチング素子MOS1がリニアレギュレータとして動作する。これにより、電圧レギュレータ621の入力端子には例えば17V程度の電圧が発生し、電圧レギュレータ621により定電圧(本例では+15V)が生成される。この定電圧は、図9に示すように、可変Duty生成回路64B、異常検出回路66及び放電SW制御部68で使用される。
可変Duty生成回路64Bは、コンパレータCM2と、抵抗R11,R12,R13,R14,R15,R16と、コンデンサC4と、スイッチング素子MOS2とを備える。抵抗R11,R12は、平滑コンデンサCの正極側とグランドとの間に直列に接続される。抵抗R11及び抵抗R12間には、抵抗R13を介してコンパレータCM2の非反転入力端子が接続される。コンパレータCM2は、出力がオープンコレクタタイプである。抵抗R13とコンパレータCM2の非反転入力端子の間には、電源電圧+15Vが抵抗R14,R15を介して接続される。電源電圧+15Vとグランドの間には、抵抗R15,R16及びコンデンサC4が直列に接続される。コンデンサC4と抵抗R16間には、コンパレータCM2の反転入力端子が接続される。コンパレータCM2の出力は、抵抗R15,R16間に接続されると共に、スイッチング素子MOS2のゲートに接続される。可変Duty生成回路64Bは、後述するように、急速放電開始時の平滑コンデンサCの両端電圧Viからの減少幅(Vi-Vc)に略比例して大きくなるデューティー比となるオン/オフ信号を生成する。即ち、デューティー比∝a+b(Vi-Vc)とされる。但し、a,bは所定の係数である。オン/オフ信号(本例ではLow/Highレベル)は、電源回路62Bで生成される電源電圧+15Vを用いて生成され、スイッチング素子MOS2のゲートに印加される。スイッチング素子MOS2のドレインは、放電SW制御部68に接続され、スイッチング素子MOS2のソースは、グランドに接続される。デューティー制御のオフ期間のとき、スイッチング素子MOS2のゲートにHighレベルが印加され、スイッチング素子MOS2がオンし、デューティー制御のオン期間のとき、スイッチング素子MOS2のゲートにLowレベルが印加され、スイッチング素子MOS2がオフする。
ここで、可変Duty生成回路64Bによるオン/オフ信号の生成原理について、図10乃至図14を参照して説明する。ここでは、説明を簡単にするために、抵抗R15は、他の抵抗R11,R12,R13,R14,R16に比べて抵抗値が非常に小さく無視できるものとする。また、コンパレータCM2はLowレベル出力時の電流吸い込み能力が非常に大きく、Lowレベル出力時の電圧は0Vであるものとする。
先ず、コンパレータCM2の出力がHighレベルであるときのコンパレータCM2の非反転入力端子の電圧VrefをVrefHとし、コンパレータCM2の出力がLowレベルであるときのコンパレータCM2の非反転入力端子の電圧VrefをVrefLとしたとき、VrefH及びVrefLは、以下の通りである。
VrefH=(Vc・R12・R14+15・Ry)/Rx 式(1)
VrefL=Vc・R12・R14/Rx 式(2)
但し、Rx=R11・R12+(R13+R14)・(R11+R12)
Ry=R11・R12+R13(R11+R12)
従って、VrefH及びVrefLの差Δrefは、以下の通りである。
Δref=15・Ry/Rx 式(3)
この式(3)から判るように、Δrefは平滑コンデンサCの両端電圧Vcに依存せずに一定である。他方、VrefH及びVrefLは、式(1)及び(2)から判るように、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの低下に伴い低下する。尚、R11乃至R14の抵抗値は、平滑コンデンサCの両端電圧Vcが最大電圧Vi(急速放電開始時の電圧)であるときも、VrefH及びVrefLが以下の式を満たすように設定される。
VrefL<VrefH<15 式(4)
コンパレータCM2の反転入力端子の電圧Vchは、コンパレータCM2の出力VoutがHighレベルであるとき、時定数C4・R16で定まる指数関数カーブに従い上昇する。電圧Vchが上昇し、VrefHに達したときコンパレータCM2の出力VoutはLowレベル(0V)に切り替わり、コンデンサC4を放電する動作となる。従って、電圧Vchは、時定数C4・R16で定まる指数関数カーブに従い低下する。そして、電圧Vchが低下し、VrefLに達したときコンパレータCM2の出力VoutはHighレベル(15V)に切り替わり、コンデンサC4を充電する動作となる。従って、電圧Vchは、時定数C4・R16で定まる指数関数カーブに従い上昇する。このような繰り返し動作は、図10の波形に示される。尚、図10には、上側から順に、コンパレータCM2の出力Voutの波形、コンパレータCM2の非反転入力端子の電圧Vrefの波形、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧Vchの波形、及び、放電用スイッチ素子SW2のオン/オフ状態が示されている。実際には、放電用スイッチ素子SW2がオンする毎に平滑コンデンサCの電荷が放電されるため、Vcは低下する動きになり、これに伴い、VrefH及びVrefLは、上述の如くVcと共に少しずつ低下していくが、この点は、図10の説明では省略されており、以下で図11乃至図13を参照して説明する。
VrefH=(Vc・R12・R14+15・Ry)/Rx 式(1)
VrefL=Vc・R12・R14/Rx 式(2)
但し、Rx=R11・R12+(R13+R14)・(R11+R12)
Ry=R11・R12+R13(R11+R12)
従って、VrefH及びVrefLの差Δrefは、以下の通りである。
Δref=15・Ry/Rx 式(3)
この式(3)から判るように、Δrefは平滑コンデンサCの両端電圧Vcに依存せずに一定である。他方、VrefH及びVrefLは、式(1)及び(2)から判るように、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの低下に伴い低下する。尚、R11乃至R14の抵抗値は、平滑コンデンサCの両端電圧Vcが最大電圧Vi(急速放電開始時の電圧)であるときも、VrefH及びVrefLが以下の式を満たすように設定される。
VrefL<VrefH<15 式(4)
コンパレータCM2の反転入力端子の電圧Vchは、コンパレータCM2の出力VoutがHighレベルであるとき、時定数C4・R16で定まる指数関数カーブに従い上昇する。電圧Vchが上昇し、VrefHに達したときコンパレータCM2の出力VoutはLowレベル(0V)に切り替わり、コンデンサC4を放電する動作となる。従って、電圧Vchは、時定数C4・R16で定まる指数関数カーブに従い低下する。そして、電圧Vchが低下し、VrefLに達したときコンパレータCM2の出力VoutはHighレベル(15V)に切り替わり、コンデンサC4を充電する動作となる。従って、電圧Vchは、時定数C4・R16で定まる指数関数カーブに従い上昇する。このような繰り返し動作は、図10の波形に示される。尚、図10には、上側から順に、コンパレータCM2の出力Voutの波形、コンパレータCM2の非反転入力端子の電圧Vrefの波形、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧Vchの波形、及び、放電用スイッチ素子SW2のオン/オフ状態が示されている。実際には、放電用スイッチ素子SW2がオンする毎に平滑コンデンサCの電荷が放電されるため、Vcは低下する動きになり、これに伴い、VrefH及びVrefLは、上述の如くVcと共に少しずつ低下していくが、この点は、図10の説明では省略されており、以下で図11乃至図13を参照して説明する。
図11乃至図13は、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの低下に伴ってデューティー比が増加する原理の説明図である。図11乃至図13には、コンデンサC4の電圧が0Vから15Vまで上昇する際(充電動作の際)の曲線がZ1で示され、コンデンサC4の電圧が15Vから0Vまで低下する際(放電動作の際)の曲線がZ2で示されている。
ここで、放電開始後間もない時点では、VrefH及びVrefLは、例えば図11に示すように、それぞれ14V、11Vとなる。この場合、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧VchがVrefLからVrefHまで上昇するのに要する時間はtr1となり、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧VchがVrefHからVrefLまで低下するのに要する時間はtf1となる。このとき、デューティー比は、tf1/(tf1+tr1)である。図11から判るようにtf1<tr1であるので、デューティー比は、0.5よりも小さい。放電が進行すると、VrefH及びVrefLは、例えば図12に示すように、それぞれ9V、6Vとなる。この場合、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧VchがVrefLからVrefHまで上昇するのに要する時間はtr2となり、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧VchがVrefHからVrefLまで低下するのに要する時間はtf2となる。このとき、デューティー比は、tf2/(tf2+tr2)である。尚、図12に示す例では、tf2=tr2であり、デューティー比は、0.5である。更に放電が進行すると、VrefH及びVrefLは、例えば図13に示すように、それぞれ4V、1Vとなる。この場合、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧VchがVrefLからVrefHまで上昇するのに要する時間はtr3となり、コンパレータCM2の反転入力端子の電圧VchがVrefHからVrefLまで低下するのに要する時間はtf3となる。このとき、デューティー比は、tf3/(tf3+tr3)である。図13から判るようにtf3>tr3であるので、デューティー比は、0.5よりも大きい。以上から、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの低下に従ってデューティー比が増加していることがわかる。
図14は、可変Duty生成回路64Bを動作させたときの平滑コンデンサCの両端電圧Vcとデューティー比との関係を示す。図14に示すように、デューティー比が0付近と1付近でやや線形性に欠ける部分があるが、略全域に亘って線形性が確保されている。このことから、可変Duty生成回路64Bが、急速放電開始時の平滑コンデンサCの両端電圧Viからの減少幅(Vi-Vc)に略比例して大きくなるデューティー比となるオン/オフ信号を生成できることが分かる。
図15は、図9に示した急速放電制御装置60Bにより実現される放電動作を示す波形図であり、図15(A)は、平滑コンデンサCの両端電圧Vcの波形を時系列で示し、図15(B)は、急速放電抵抗R1における抵抗実効電力の波形を同時系列で示し、図15(C)は、放電用スイッチ素子SW2のデューティー比の波形を同時系列で示す。
図15(C)に示すように、本例では、デューティー比は、小さい値(例えば0.2付近)から1へと、急速放電開始時の平滑コンデンサCの両端電圧Viからの減少幅((Vi-Vc)に略比例して大きくなるように設定される。抵抗実効電力(電力波高値×デューティー比)は、図15(B)に示すように、急速放電開始時から一定にはならないが、ピーク値は十分小さい値となる。平滑コンデンサCの両端電圧Vcは、図15(A)に示すように、かかる急速放電抵抗R1を介した放電により徐々に減少し、急速放電開始時から所定時間内に所定の目標電圧まで低減される。
以上、好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
例えば、上述した実施例において、可変Duty生成回路64Aは、マイコン(CPU641)を用いて可変デューティーを生成し、可変Duty生成回路64Bは、マイコンを用いずにアナログ回路で可変デューティーを生成していたが、可変デューティーを生成方法は多種多様である。例えば、三角波を利用して同様の可変デューティーを生成してもよい。また、異常検出回路66の機能は、マイコンを用いて実現されてもよい。
また、上述した実施例では、好ましい実施例として、電源回路64は平滑コンデンサCの両端電圧Vcを利用して電源を生成しているが、低圧バッテリから必要な電源を生成してもよい。
1 モータ駆動システム
10 高圧バッテリ
20 放電回路
30 インバータ
40 走行用モータ
50 インバータ制御装置
60、60A、60B 急速放電制御装置
62、62A、62B 電源回路
64、64A、64B 可変Duty生成回路
66 異常検出回路
68 放電SW制御部
SW1 遮断用スイッチ
SW2 放電用スイッチ素子
R1 急速放電抵抗
C 平滑コンデンサ
10 高圧バッテリ
20 放電回路
30 インバータ
40 走行用モータ
50 インバータ制御装置
60、60A、60B 急速放電制御装置
62、62A、62B 電源回路
64、64A、64B 可変Duty生成回路
66 異常検出回路
68 放電SW制御部
SW1 遮断用スイッチ
SW2 放電用スイッチ素子
R1 急速放電抵抗
C 平滑コンデンサ
Claims (8)
- 高圧電源に並列に接続されるインバータ及び平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに並列に接続される急速放電抵抗及び放電用スイッチ素子と、前記放電用スイッチ素子を制御する制御装置とを備えた電動車両用インバータ装置において、
前記制御装置は、急速放電指令を受けた場合に、前記平滑コンデンサの両端電圧が降下するに従ってデューティー比が大きくなる態様で、前記放電用スイッチ素子のオン/オフの切換をデューティー制御することを特徴とする、電動車両用インバータ装置。 - 前記デューティー比は、急速放電開始時からの時間の経過に従って大きくなる態様で設定される、請求項1に記載の電動車両用インバータ装置。
- 前記デューティー比は、前記急速放電抵抗の定格パルス電圧未満の電圧パルスが前記急速放電抵抗に印加されるように設定される、請求項1又は2に記載の電動車両用インバータ装置。
- 前記デューティー比は、前記平滑コンデンサの両端電圧の二乗に反比例して増加するように設定される、請求項1~3のうちのいずれか1項に記載の電動車両用インバータ装置。
- 前記デューティー比は、急速放電開始時からの前記平滑コンデンサの両端電圧の降下幅に略比例して増加するように設定される、請求項1~3のうちのいずれか1項に記載の電動車両用インバータ装置。
- 前記制御装置は、可変デューティー生成回路を含み、
前記可変デューティー生成回路は、前記放電用スイッチ素子のオン/オフの切換を行うための出力を生成するコンパレータを含み、
前記コンパレータは、前記平滑コンデンサの両端電圧から生成される参照電圧値であって、前記コンパレータの出力のHighレベルとLowレベルの切り替わりに応じて一定幅で変化する参照電圧値と、前記コンパレータの出力のHighレベルとLowレベルの切り替わりに応じて所定時定数で増減するコンデンサ電圧と、を比較するように構成される、請求項5に記載の電動車両用インバータ装置。 - 前記制御装置は、前記平滑コンデンサの両端電圧から電源電圧を生成する電源回路を含む、請求項1~6のうちのいずれか1項に記載の電動車両用インバータ装置。
- 前記制御装置は、急速放電開始時からの前記平滑コンデンサの両端電圧の変化態様又は急速放電開始時からの時間の経過に基づいて、前記放電用スイッチ素子を強制的にオフする異常検出回路を含む、請求項1~7のうちのいずれか1項に記載の電動車両用インバータ装置。
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