WO2012111506A1

WO2012111506A1 - モータ制御装置

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Publication number: WO2012111506A1
Application number: PCT/JP2012/052849
Authority: WO
Inventors: 大輔廣野
Original assignee: サンデン株式会社
Priority date: 2011-02-15
Filing date: 2012-02-08
Publication date: 2012-08-23
Also published as: EP2665176A1; EP2665176B1; CN103370868B; EP2665176A4; US20130320897A1; JP2012170251A; JP5838032B2; US9035581B2; CN103370868A

Abstract

本発明は，永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。ロータ位置検出手段(10)は、検出した誘起電圧波高値と推定誘起電圧波高値との間の誘起電圧差をなくすべく、モータの機器定数であるパラメータ（コイルの巻線抵抗，永久磁石の磁束量）を補正するモータパラメータ補正手段(30)を有し、該補正したパラメータに基づいて前記ロータ位置を検出する。

Description

モータ制御装置

　本発明は、モータ制御装置に関し、詳しくは、永久磁石同期モータをセンサレス制御により可変速制御するモータ制御装置に関する。

　永久磁石同期モータ（Permanent Magnetic Synchronous
Motor:PMSM）、特にロータ（回転子）に永久磁石を埋め込んだ埋込型永久磁石同期モータ（Interior
Permanent Magnetic Synchronous Motor:IPMSM）は、高効率で可変速範囲の広いモータとして、車両用空調装置の圧縮機駆動用モータや電気自動車駆動用モータなどの用途にその応用範囲を拡大し、その需要が見込まれている。

　この種のモータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータ、インバータ、直流電源、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラから構成されている。
　前記モータの運転では、一般にモータのステータ（電機子）に巻回されたコイルに流れる電流をコントローラにおいて検出し、この電流が目標電流位相に追従するように電流フィードバック制御が行われる。この電流フィードバック制御では、目標電流位相を磁界と平行なｄ軸成分であるｄ軸電流Ｉｄと、これに直交するｑ軸成分であるｑ軸電流Ｉｑとに分解し、ｄ－ｑ軸座標上でｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから合成された電流ベクトルを目標電流位相として設定して制御することで、モータを最適なトルクで高効率に運転することができる。

　また、前記モータでは、コントローラにて検出される電流及び電圧の情報などからモータの誘起電圧を検出し、ひいてはロータ位置を検出し、物理的なセンサを用いずにモータを制御する、いわゆるセンサレス制御が一般に行われている。センサレス制御時には実際のｄ、ｑ軸が直接には不明であるため、コントローラでは本来のｄ、ｑ軸に対してそれぞれ仮想軸を置き、この仮想軸上で電流ベクトル制御が実行される。

　しかし、仮想軸はあくまでもコントローラ内で仮定した軸であるから、実際のｄ、ｑ軸との間にはΔθの角度誤差が存在し、モータを効率的に安定運転するためには、このΔθを迅速に且つ正確に零に収束させる必要があることが知られている。
　例えば特許文献１には、軸位置の角度誤差Δθｃを推定する以下の簡略化された軸位置誤差推定式が開示されている。

　前記式では、Δθｃ：軸位置推定誤差（ロータ位置誤差、電流位相誤差）、Ｖｄｃ：印加電圧のｄ軸成分、Ｖｑｃ：印加電圧のｑ軸成分、Ｉｄｃ：ｄ軸電流、Ｉｑｃ：ｑ軸電流、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｒ：コイルの巻線抵抗、ω１：印加電圧の周波数である。Ｖｄｃ、Ｖｑｃ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃは何れも仮想軸を前提にしたコントローラ内での仮定値であり、Ｌｑ、Ｌｄ、Ｒは何れもモータの機器定数であり、ω１は測定値である。そして、センサレス制御時には前記Δθｃを零に収束させるべくコントローラにて制御が行われる。

　数１の軸位置誤差推定式の巻線抵抗Ｒはモータの機器定数であり、モータ固有の器差を含むパラメータであるため、このパラメータの理論値と実際値との間の誤差が軸位置推定精度に大きく影響する。このようなパラメータの誤差は、モータの器差から生じるのみならず、モータが曝される環境によっても変動する。特に、概してコイルは銅線から形成されることから、モータが曝される温度によってコイルの実際の巻線抵抗は変動しやすく、パラメータ誤差も大きくなる。

　このパラメータ誤差が大きくなると、前記軸位置誤差推定式における分母項が零かマイナスになるおそれがあり、この場合には軸位置が推定できず、ロータ位置も推定できないため、モータがセンサレス制御にて安定的に運転可能な安定運転限界を逸脱して運転され、脱調を生じるおそれがある。
　そこで、上記従来技術では、巻線抵抗の理論値として設定される設定値Ｒ’と巻線抵抗の実際値Ｒとの間の誤差を前記ｄ－ｑ軸座標系で検出した電流位相に基づいて補正している。

特開２００６－８７１５２号公報

　しかしながら、上記従来技術では、モータパラメータとしての巻線抵抗Ｒの補正量のみを電流位相のみに基づいて計算する手法をとっており、巻線抵抗Ｒの実際値を推定しておらず、また電流位相のみに基づいて計算を行っているため、補正計算が複雑となり、センサレス制御に応答遅れが生じて制御の安定性に支障を来すおそれがある。
　本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

　上記の目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのロータ位置をセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、モータのコイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、電流検出手段で検出された電流と印加電圧検出手段で検出された電圧とに基づいて電流位相及び電流波高値、並びに誘起電圧位相及び誘起電圧波高値を検出し、検出された電流位相及び電流波高値、並びに誘起電圧位相とモータの機器定数であるパラメータとに基づいてロータ位置を検出するとともに推定誘起電圧波高値を検出するロータ位置検出手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出手段と、電流検出手段で検出された電流と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段とを備え、ロータ位置検出手段は、検出した誘起電圧波高値と推定誘起電圧波高値との間の誘起電圧差をなくすべくパラメータを補正するモータパラメータ補正手段を有し、該補正したパラメータに基づいてロータ位置を検出することを特徴としている（請求項１）。

　具体的には、パラメータは、コイルの巻線抵抗であり（請求項２）、モータの永久磁石の磁束量である（請求項３）。
　好ましくは、モータパラメータ補正手段は、モータの運転状態に応じてパラメータを補正する（請求項４）。
　また、モータパラメータ補正手段は、モータの運転状態として、ロータ位置検出手段で検出された電流位相と回転数検出手段で検出された回転数とに基づいてパラメータを補正する（請求項５）。

　更に、モータパラメータ補正手段は、モータの運転状態を変化させてパラメータの補正量を決定する（請求項６）。
　好ましくは、モータパラメータ補正手段のパラメータの補正によっても誘起電圧差が所定範囲以上にずれたとき、前記モータを異常と判定してこれを検出する異常検出手段を備える（請求項７）。

　請求項１記載のモータ制御装置によれば、ロータ位置検出手段は、検出した誘起電圧波高値と推定誘起電圧波高値との間の誘起電圧差をなくすべくパラメータを補正するモータパラメータ補正手段を有し、該補正したパラメータに基づいてロータ位置を検出する。これにより、モータパラメータの理論値と実際値との間の誤差を解消し、この誤差の発生に伴うセンサレス制御不能状態を回避することが可能となり、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができる。

　請求項２及び３記載の発明によれば、具体的には補正するパラメータはコイルの巻線抵抗や永久磁石の磁束量であり、これらパラメータはモータが曝される温度変化に影響を受けやすく、これらの誤差も大きい傾向にあることから、当該誤差の解消によりセンサレス制御の安定性を効果的に向上することができる。

　請求項４記載の発明によれば、モータパラメータ補正手段は、モータの運転状態に応じてパラメータを補正することにより、モータの運転状態に応じて変化するパラメータの補正量を変更することができるため、センサレス制御の精度を更に高めることができ、その安定性を更に向上することができる。
　請求項５記載の発明によれば、モータパラメータ補正手段は、具体的には、モータの運転状態として、ロータ位置検出手段で検出された電流位相と回転数検出手段で検出された回転数とに基づいてパラメータを補正する。

　請求項６記載の発明によれば、モータパラメータ補正手段は、モータの運転状態を変化させてパラメータの補正量を決定することにより、モータパラメータの補正を自発的に行うことができるため、センサレス制御の精度を更に高めることができ、その安定性を更に向上することができる。
　請求項７記載の発明によれば、モータパラメータ補正手段のパラメータの補正によっても誘起電圧差が所定範囲以上にずれたとき、モータを異常と判定してこれを検出する異常検出手段を備えることにより、モータパラメータ補正手段によっても誘起電圧差をなくすことができない場合をモータの異常として迅速に検出し、モータの出力を停止させることが可能であり、モータのセンサレス制御の信頼性を高めることができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。図１のコントローラで行われるモータのロータ位置のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。図２のロータ位置検出部の詳細を示した制御ブロック図である。図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図である。図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図である。図２のモータのロータが回転しているときのモータベクトル図である。本発明の第２実施形態に係るロータ位置検出部の詳細を示した制御ブロック図である。図７の場合にモータパラメータから推定される推定誘起電圧波高値Ｅｐ’を表したモータベクトル図である。図８の場合に比して磁束量Ψが減少した場合の実際値である誘起電圧波高値Ｅｐを表したモータベクトル図である。図７のモータパラメータ補正部でモータパラメータを補正する際に用いられるデータテーブルの作成方法の説明図である。本発明の第３実施形態に係るモータパラメータ補正部に用意されるマップを示した図である。本発明の第４実施形態に係るモータパラメータ補正部に用意されるマップを示した図である。本発明の第４実施形態に係るモータパラメータ補正部においてｄ軸電流Ｉｄを増加させた場合の誘起電圧波高値Ｅｐの減少について説明する説明図である。

　図１は本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置は、モータ１、インバータ２、直流電源４、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラ６から構成されている。
　図２はコントローラ６で行われるモータ１のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。コントローラ６は、ＰＷＭ信号作成部８、ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）１０、回転数検出部（回転数検出手段）１２、目標電流位相設定部（電流位相設定手段）１４、加算器１６、電圧波高値検出部１８、電圧位相検出部２０、相電圧設定部（相電圧設定手段）２２を備えている。

　モータ１は、３相ブラシレスＤＣモータであり、３相のコイル（Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃ）を含む図示しないステータと、永久磁石を含む図示しないロータとを有し、Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃは、図１に示すように中性点Ｎを中心としてスター状に結線されるか、或いは、デルタ状に結線されている。

　インバータ２は、３相バイポーラ駆動方式インバータであり、モータ１の３相のコイルに対応した３相のスイッチング素子、具体的にはＩＧＢＴ等から成る６個のスイッチング素子（上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓ）と、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３とを有している。
　上相スイッチング素子Ｕｓ、下相スイッチング素子Ｘｓ、シャント抵抗器Ｒ１と、上相スイッチング素子Ｖｓ、下相スイッチング素子Ｙｓ、シャント抵抗器Ｒ２と、上相スイッチング素子Ｗｓ、下相スイッチング素子Ｚｓ、シャント抵抗器Ｒ３とは、それぞれ直列に接続され、これら各直列接続線の両端には、高圧電圧Ｖｈを発生する直流電源４の出力端子が並列接続されている。

　また、上相スイッチング素子Ｕｓのエミッタ側はモータ１のＵ相コイルＵｃに接続され、上相スイッチング素子Ｖｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＶｃに接続され、上相スイッチング素子Ｗｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＷｃに接続されている。
　更に、上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートと直流電源４の２次側出力端子とは、それぞれＰＷＭ信号作成部８に接続されている。更に、シャント抵抗器Ｒ１の下相スイッチング素子Ｘｓ側とシャント抵抗器Ｒ２の下相スイッチング素子Ｙｓ側とシャント抵抗器Ｒ３の下相スイッチング素子Ｚｓ側とは、それぞれロータ位置検出部１０に接続されている。

　インバータ２は、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３それぞれで検出された電圧を利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに流れる電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗ）を検出し（電流検出手段）、これらをロータ位置検出部１０に送出する。
　ＰＷＭ信号作成部８は、直流電源４の高圧電圧Ｖｈを検出し、高圧電圧Ｖｈと相電圧設定部２２で設定された相電圧とに基づいて、インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートに各スイッチング素子をオンオフするためのＰＷＭ信号を作成し、インバータ２に送出する。

　インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓは、ＰＷＭ信号作成部８からのＰＷＭ信号によって所定パターンでオンオフされ、このオンオフパターンに基づく正弦波通電（１８０度通電）をモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し行う。
　また、ＰＷＭ信号作成部８は、ロータ位置検出部１０に接続されており、ＰＷＭ信号作成部８で検出された直流電源４の高圧電圧Ｖｈを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに印加されている電圧（Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗ）を検出し（印加電圧検出手段）、ロータ位置検出部１０に送出する。

　図３はロータ位置検出部１０について詳細に示した制御ブロック図である。ロータ位置検出部１０は、相電流位相検出部２４、誘起電圧位相検出部２６、ロータ位置・電流位相推定部２８、モータパラメータ補正部（モータパラメータ補正手段）３０を備えている。
　相電流位相検出部２４は、インバータ２から送出されるＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを利用して、相電流波高値Ｉｐ（電流位相）と相電流電気角θｉ（電流位相）とを検出し、これらをロータ位置・電流位相推定部２８に送出する。また、ここで検出された相電流波高値Ｉｐを目標電流位相設定部１４に送出する。

　詳しくは、図４のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。
　この相電流波形図からすれば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、相電流波高値Ｉｐと、相電流電気角θｉには、
・Ｉｕ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ）
・Ｉｖ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ－２／３π）
・Ｉｗ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ＋２／３π）
の式が成り立つ。

　相電流位相検出部２４における相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを利用して、前記式による計算によって相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとが求められる。
　誘起電圧位相検出部２６は、インバータ２から送出されるＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されるＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、実際値として、誘起電圧波高値Ｅｐ、誘起電圧電気角θｅ（誘起電圧位相）を検出し、これらをロータ位置・電流位相推定部２８に送出する。また、検出した誘起電圧波高値Ｅｐをモータパラメータ補正部３０に送出する。

　詳しくは、図５のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。
　この誘起電圧波形図からすれば、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗと、誘起電圧波高値Ｅｐと、誘起電圧電気角θｅには、
・Ｅｕ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ）
・Ｅｖ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ－２／３π）
・Ｅｗ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ＋２／３π）
の式が成り立つ。

　また、Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗと、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、Ｕ相コイル抵抗Ｒｕ，Ｖ相コイル抵抗Ｒｖ及びＷ相コイル抵抗Ｒｗと、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗとには、
・Ｖｕ－Ｉｕ×Ｒｕ＝Ｅｕ
・Ｖｖ－Ｉｖ×Ｒｖ＝Ｅｖ
・Ｖｗ－Ｉｗ×Ｒｗ＝Ｅｗ
の式が成り立つ。

　誘起電圧位相検出部２６における誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されたＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、前記式（後者の式）からＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗが求められ、そして、求めたＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗを利用して、前記式（前者の式）から誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅとが求められる。

　ロータ位置・電流位相推定部２８は、ここで検出された相電流電気角θｉと予め用意された後述するデータテーブルから選定した電流位相βとを利用して、
・θｍ＝θｉ－β－９０°
の式からロータ位置θｍを検出し、ロータ位置検出部１０では物理的なセンサによらないセンサレス制御が行われる。なお、前述したように、センサレス制御により検出されたロータ位置θｍは軸位置の角度誤差Δθが存在する。

　ここで用いられるデータテーブルは［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとして電流位相βを規定したものであって、所期の電流位相βを［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとして選定することができる。なお、［相電流波高値Ｉｐ］にはロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐが該当し、また、［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］にはロータ位置検出部１０で検出された誘起電圧電気角θｅから相電流電気角θｉを減算した値が該当する。

　図６はモータ１のロータが回転しているときのモータベクトル図であり、電圧Ｖ，電流Ｉ及び誘起電圧Ｅの関係をｄ－ｑ軸座標にベクトルで表してある。図中のＶｄは電圧Ｖのｄ軸成分、Ｖｑは電圧Ｖのｑ軸成分、Ｉｄは電流Ｉのｄ軸成分（ｄ軸電流）、Ｉｑは電流Ｉのｑ軸成分（ｑ軸電流）、Ｅｄは誘起電圧Ｅのｄ軸成分、Ｅｑは誘起電圧Ｅのｑ軸成分、αはｑ軸を基準とした電圧位相、βはｑ軸を基準とした電流位相、γはｑ軸を基準とした誘起電圧位相である。また、図中のΨａはロータの永久磁石の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒはステータの巻線抵抗、Ψはロータの総合鎖交磁束である。

　このモータベクトル図からすれば、ロータの回転数をωとすると、

の式が成り立ち、また、同式の右辺からωに関する値を左辺に移すと、

の式が成り立つ。

　ロータ位置・電流位相推定部２８でロータ位置θｍを検出する際に用いられるデータテーブルの作成は、前記モータベクトル図下で前記式が成り立つことを前提として行われ、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Ｉをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕が所定値のときの電流位相βを保存し、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］と〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕に相当する［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］とをパラメータとした電流位相βのデータテーブルを作成する。そして、この作成されたデータテーブルを利用してロータ位置・電流位相推定部２８で検出されたロータ位置θｍは回転数検出部１２に送出される。また、ここで利用される相電流波高値Ｉｐをモータパラメータ補正部３０に送出する。

　モータパラメータ補正部３０は、モータの固有の機器定数であるモータパラメータ（Ψ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｒ、ω）を利用して、図６に示すモータベクトル図と前記数２、３式とが成立することを前提に作成されたデータテーブルから、推定誘起電圧波高値Ｅｐ’を検出する。そして、誘起電圧位相検出部２６から送出されたＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗを利用して求めた、いわば実際値である誘起電圧波高値Ｅｐと前記推定誘起電圧波高値Ｅｐ’との誘起電圧波高値差ΔＥｐを検出する。そして、ロータ位置・電流位相推定部２８から送出された相電流波高値Ｉｐを利用して、以下の式により巻線抵抗Ｒの補正量△Ｒを計算する。

・Ｅｐ＝Ｒ・Ｉｐ
・Ｅｐ’＝Ｒ’・Ｉｐ
両式の差をとると、
・Ｅｐ－Ｅｐ’＝（Ｒ－Ｒ’）・Ｉｐ
の式が成り立つ。この式にＥｐ－Ｅｐ’＝ΔＥｐ、Ｒ－Ｒ’＝△Ｒを代入すると、
・△Ｒ＝ΔＥｐ／Ｉｐ
の式が成り立つ。

　この式により検出された補正量△Ｒを所定のローパスフィルタＬＰＦを通過させてそのノイズを除去し、これを理論値である巻線抵抗Ｒに加算することにより補正巻線抵抗Ｒ’を計算すると、
・Ｒ’＝Ｒ＋ＬＰＦ（△Ｒ）
の式が成り立つ。求められた補正巻線抵抗Ｒ’は、ロータ位置・電流位相推定部２８に送出され、ロータ位置・電流位相推定部２８では数式２，３に基づくデータテーブルにおいて理論巻線抵抗Ｒの代わりに使用され、ロータ位置θｍの検出に利用される。

　回転数検出部１２は、ロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍを利用して、ロータ位置θｍから演算周期が１周期前のロータ位置θｍ－１を減じることにより、ロータ位置変化量Δθｍを求め、このロータ位置変化量Δθｍに所定のフィルタを掛けてモータ１の回転数ωを検出し、これを加算器１６に送出する。そして、コントローラ６に対し指示されたモータ１の目標回転数ωｔに回転数検出部１２で求められた回転数ωを加算器１６を通じてフィードバックさせ、Ｐ制御やＰＩ制御等の処理により回転数差Δωを演算し、これを電圧波高値検出部１８に送出する。

　電圧波高値検出部１８は、求められた回転数差Δωを利用してＰ制御やＰＩ制御等の処理によりモータ１に印加する電圧の印加電圧波高値Ｖｐを検出し、これを相電圧設定部２２に送出する。
　目標電流位相設定部１４は、例えば最大トルク／電流制御と称す電流ベクトル制御によって相電流に対するモータ１の発生トルクが最大になるように目標電流位相が設定される。具体的には、ロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐと、予め用意されたデータテーブルとを利用して目標ｄ軸電流Ｉｄｔを設定し、これを電圧位相検出部２０に送出する。

　電圧位相検出部２０は、目標電流位相設定部１４で設定された目標ｄ軸電流Ｉｄｔを利用して、モータ１に印加する電圧の印加電圧位相θｖ（目標電圧位相）を検出し、これを相電圧設定部２２に送出する。
　相電圧設定部２２は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐ及び電圧位相検出部２０にて検出された印加電圧位相θｖを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃにこれから印加する印加設定電圧（Ｕ相印加設定電圧Ｖｕｔ，Ｖ相印加設定電圧Ｖｖｔ及びＷ相印加設定電圧Ｖｗｔ）を設定し、これをＰＷＭ信号作成部８に送出する。

　ＰＷＭ信号作成部８は、インバータ２を介してモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し相電圧設定部２２で設定された印加設定電圧をＰＷＭ信号のオンオフパターンに基づいて正弦波通電（１８０度通電）し、これよりモータ１が所望の回転数で運転される。
　以上のように、本実施形態では、誘起電圧位相に基づいてモータパラメータをその理論値と実際値との間の誤差をなくすべく補正するモータパラメータ補正部を備え、ロータ位置検出部は、モータパラメータ補正部で補正したモータパラメータに基づいてロータ位置を検出する。これにより、モータパラメータの理論値と実際値との間の誤差を解消し、この誤差の発生に伴うセンサレス制御不能状態を回避することが可能となり、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができる。

　また、補正するモータパラメータをコイルの巻線抵抗Ｒとすることにより、概してコイルは銅線から形成され、巻線抵抗Ｒはモータ１が曝される温度変化に影響を受けやすく、その誤差も大きい傾向があることから、当該誤差の解消によりセンサレス制御の安定性を効果的に向上することができる。

　次に、本発明の第２実施形態について説明する。
　図７は本実施形態に係るロータ位置検出部１０について詳細に示した制御ブロック図である。なお、モータ制御装置の基本構成やセンサレス制御などのモータ１の基本的な制御方法などは第１実施形態の場合と同様であるため、説明は省略する。

　本実施形態のモータパラメータ補正部３０は、第１実施形態の場合と同様に、モータの固有の機器定数であるモータパラメータ（Ψ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｒ、ω）を利用して、図６に示すモータベクトル図と前記数２、３式とが成立することを前提に作成されたデータテーブルから、推定誘起電圧波高値Ｅｐ’を検出する。そして、誘起電圧位相検出部２６から送出された実際値である誘起電圧波高値Ｅｐとロータ位置・電流位相推定部２８から送出された相電流波高値Ｉｐとを利用して、以下の式により永久磁石磁束量Ψの補正量△Ψを計算する。

・Ｅｐ＝ω・Ψ
・Ｅｐ’＝ω・Ψ
　これら式においてΨは理論値、Ψ’は補正後の実際値であって、両式の差をとると、
・Ｅｐ－Ｅｐ’＝ω・（Ψ－Ψ’）
の式が成り立ち、この式にＥｐ－Ｅｐ’＝ΔＥｐ、Ψ－Ψ’＝△Ψを代入すると、
・△Ψ＝ΔＥｐ／ω
の式が成り立つ。

　そして、この式により求められた補正量△Ψを所定のローパスフィルタＬＰＦを通過させてそのノイズを除去し、これを理論値である磁束量Ψに加算することにより補正磁束量Ψ’を計算する。
・Ψ’＝Ψ＋ＬＰＦ（△Ψ）
　この式により求められた補正磁束量Ψ’は、ロータ位置・電流位相推定部２８に送出され、ロータ位置・電流位相推定部２８では数式２，３に基づくデータテーブルにおいて理論磁束量Ψの代わりに使用され、ロータ位置θｍの検出に利用される。

　図８はモータの固有の機器定数であるモータパラメータ（Ψ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｒ、ω）から推定される推定誘起電圧波高値Ｅｐ’を表したモータベクトル図を示す。
　図９は図８の場合に比して磁束量Ψが減少した場合の実際値である誘起電圧波高値Ｅｐを表したモータベクトル図を示す。なお、図９には図８の場合のベクトルを点線で示してある。

　図８、９を比較すると、磁束量Ψが減少することにより、誘起電圧位相γに相当する誘起電圧電気角θｅと、電流位相βに相当する相電流電気角θｉとは何れも大きくなる。ロータ位置・電流位相推定部２８に予め用意されるデータテーブルは、［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとして電流位相βを規定したものであって、所期の電流位相βを［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとして選定することから、［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］に伴い電流位相βも変化することは明らかである。

　そこで、本実施形態のモータパラメータ補正部３０では、前記式により算出したΔＥｐを利用して、磁束量Ψの補正のみならず、電流位相β、即ち相電流電気角θｉ（電流位相θｉ）をも補正している。
　詳しくは、前記式から
・Ｅｐ／（ω・Ψ）＝Ｅｐ’／（ω・Ψ’）
の式が成り立ち、この式を変形すると、
・Ψ＝（Ｅｐ／Ｅｐ’）・Ψ’
の式が成り立つ。

　この式を利用して理論値Ψと補正後の実際値Ψ’との差をとると、
・Ψ－Ψ’＝（Ｅｐ／Ｅｐ’）・Ψ’－Ψ’
　　　　　＝（（Ｅｐ－Ｅｐ’）／Ｅｐ’）・Ψ’
の式が成り立ち、更にこの式を変形すると、
・（Ψ－Ψ’）／Ψ’＝（Ｅｐ－Ｅｐ’）／Ｅｐ’
の式が成り立つ。

　この式より、磁束量Ψは誘起電圧波高値Ｅｐと等しい変化率Ｒｃを有することが判る。
　更にこの式に磁束量変化率をΔΨ、誘起電圧波高値変化率をΔＥとして代入すると、
・（Ψ－Ψ’）／Ψ’＝ΔΨ＝（Ｅｐ－Ｅｐ’）／Ｅｐ’＝ΔＥ＝Ｒｃ
の式が成り立つ。
　そして、モータパラメータ補正部３０は、磁束量変化率ΔΨに対する相電流電気角θｉの電流位相変化率Ｒｃｉをデータテーブルにより検出している。

　ここで用いられるデータテーブルは［相電流波高値Ｉｐ］及び［相電流電気角θｉ］をパラメータとして電流位相θｉの変化率Ｒｃｉたる電流位相変化率Δθｉを規定したものであって、所期の電流位相変化率Δθｉを［相電流波高値Ｉｐ］及び［相電流電気角θｉ］をパラメータとして選定することができる。
　具体的には、変化率Ｒｃｉは、
・Ｒｃｉ＝ｆ（Ｉｐ，θｉ）
の関数式から計算され、この結果をデータとしたデータテーブルがモータパラメータ補正部３０に予め用意される。

　磁束量Ψが変化率Ｒｃで変化したときの電流位相変化率Δθｉは、以下の式で計算される。
・Δθｉ＝Ｒｃ・ΔＥ
　そして、補正後の電流位相θｉ’は、以下の式で計算される。
・θｉ’＝θｉ＋Δθｉ

　モータパラメータ補正部３０で変化率Ｒｃｉ、即ち電流位相変化率Δθｉを検出する際に用いられるデータテーブルの作成は図６のモータベクトル図下で数２、３の式が成り立つことを前提として行われるものであって、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Ｉをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕が所定値のときの電流位相βを保存して、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］と〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕に相当する［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとした電流位相βのデータテーブルを作成することによって行われる。

　詳しくは、図１０に示すように、電流位相βを－１８０°から１８０°まで０．００１°ずつ増加させ、且つ、電流Ｉを０Ａから６４まで１Ａずつ増加させながら（ステップＳＴ１，ＳＴ２及びＳＴ５～ＳＴ８参照）、モータ１固有のモータパラメータを利用して前記モータベクトル図から誘起電圧Ｅ、磁束Ψ、及び電圧位相αと電流位相βと誘起電圧位相γを求め、そして、［磁束Ψ］の変化率ΔΨが１％，２％，３％…のときの電流位相βを保存する（ステップＳＴ３及びＳＴ４参照）。これにより、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］を１つのパラメータとし、且つ、〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕に相当する［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］を他のパラメータとする電流位相βのデータテーブルが作成される。

　以上のように、本実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、モータパラメータの理論値と実際値との間の誤差を解消し、この誤差の発生に伴うセンサレス制御不能状態を回避することが可能となり、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上することができる。　また、補正するモータパラメータを永久磁石の磁束量Ψとすることにより、概して永久磁石はフェライト若しくはネオジウムから形成され、磁束量Ψはモータ１が曝される温度変化に影響を受けやすく、その誤差も大きい傾向があることから、当該誤差の解消によりセンサレス制御の安定性を効果的に向上することができる。

　次に、本発明の第３実施形態について説明する。
　本実施形態では、モータの運転状態に応じて磁束量Ψと巻線抵抗Ｒとを重み付けして補正する手法をとっている。
　詳しくは、モータが低速度・高トルクで運転されるときは、ωΨ＜ＲＩの関係式が成立することより、巻線抵抗Ｒの誤差の影響が大きいため、巻線抵抗Ｒの補正を優先させ、一方、モータが高速度・低トルクで運転されるときは、ωΨ＞ＲＩの関係式が成立することより、磁束量Ψの誤差の影響が大きいため、誘起電圧Ｅを補正することによって磁束量Ψの補正を優先させる。

　詳しくは、図１１のモータ１の回転数ωに対する電流Ｉの座標上に磁束量Ψのみを補正する運転領域Ａ１と誘起電圧Ｅのみを補正する運転領域Ａ２とを区分して設けたマップがモータパラメータ補正部３０に予め用意され、モータ１の運転状態が領域Ａ１、Ａ２のどちらにあるかを判定して補正対象を選定する。モータ１の運転状態が領域Ａ１にあるときには磁束量Ψのみを補正し、領域Ａ２にあるときには誘起電圧Ｅ、即ち磁束量Ψのみを補正する。

　また、モータ１の運転状態が各領域Ａ１、Ａ２の境界線Ｌ上にある場合には、磁束量Ψの補正量と巻線抵抗Ｒの補正量との割合を補間処理等の近似計算によって算出し、重み付けしたパラメータ補正によってモータ１を最適に制御する。
　具体的な重み付けの手法としては、補正量が影響する度合いを電圧の変動範囲として計算し、これを重み付けのパラメータとして利用することにより補正量を算出する。

　詳しくは、巻線抵抗Ｒの変化に対して変動する電圧をＶｒ、誘起電圧Ｅの変化に対して変動する電圧をＶｅ、総電圧変化量を△Ｅｐ、巻線抵抗補正電圧割合をＶｒ－ｒａｔｅ、誘起電圧補正電圧割合Ｖｅ－ｒａｔｅとすると、
・Ｖｒ－ｒａｔｅ＝Ｖｒ／（Ｖｒ＋Ｖｅ）
・Ｖｅ－ｒａｔｅ＝Ｖｅ／（Ｖｒ＋Ｖｅ）
の式が成り立つ。

　これらの式を利用して、巻き線抵抗補正電圧△Ｅｒ、誘起電圧補正電圧△Ｅｅの変化量を計算すると、
・△Ｅｒ＝△Ｅｐ・Ｖｒ－ｒａｔｅ
・△Ｅｅ＝△Ｅｐ・Ｖｅ－ｒａｔｅ
の式が成り立つ。更にこれらの式から、巻線抵抗補正量を△Ｒ、誘起電圧補正量を△Ｅとすると、
・△Ｒ＝△Ｅｒ／Ｉｐ
・△Ｅ＝△Ｅｒ／Ｅｐ
の式が成り立ち、各モータパラメータの補正量が計算される。

　以上のように、本実施形態では、モータパラメータ補正手段は、モータの運転状態に応じてパラメータを補正する。具体的には、モータの運転状態として、ロータ位置検出手段で検出された電流位相と回転数検出手段で検出された回転数とに基づいてパラメータを補正する。これにより、モータの運転状態に応じて変化するパラメータの補正量を変更することができるため、センサレス制御の精度を更に高めることができ、その安定性を更に向上することができる。

　次に、本発明の第４実施形態について説明する。
　本実施形態では、図１２のモータ１の回転数ωに対するトルクＴの座標上にモータ１の電圧誤差が異なるＡ１～Ａ３の各運転領域を区分して設けたマップがモータパラメータ補正部３０に予め用意され、モータ１の運転状態が領域Ａ１～Ａ３の何れにあるかを判定して補正対象を選定する。

　モータ１の運転状態が領域Ａ１にあるときには、回転数ωがほぼ零となることから、誘起電圧Ｅ、即ち磁束量Ψの誤差はほとんど生じず、巻線抵抗Ｒの誤差のみを考慮することとし、巻線抵抗Ｒの補正量を計算する。一方、モータ１の運転状態が領域Ａ２にあるときには、モータ１のトルクＴはほぼ零となり、モータ１のコイルを流れる相電流もほぼ零となることから、巻線抵抗Ｒの誤差はほとんど生じず、誘起電圧Ｅの誤差のみを考慮することとし、誘起電圧Ｅ、即ち磁束量Ψの補正量を計算する。

　また、モータ１の運転状態が各領域Ａ１、Ａ２間の領域にある場合には、磁束量Ψの補正量と巻線抵抗Ｒの補正量との割合を補間処理等の近似計算によって算出し、重み付けしたパラメータ補正によってモータ１を最適に制御する。
　一方、モータ１の運転状態が領域Ａ３にあるときには、誘起電圧Ｅがほぼ零となることから、インバータ２に印加する電圧誤差の補正量を計算し、これを補正する。

　以上のように、本実施形態では、本実施形態では、第３実施形態の場合と同様に、モータの運転状態に応じて前記パラメータを補正することにより、モータの運転状態に応じて変化するパラメータの補正量を変更することができるため、センサレス制御の精度を更に高めることができ、その安定性を更に向上することができる。

　次に、本発明の第５実施形態について説明する。
　本実施形態では、モータ１の運転中に例えばｄ軸電流Ｉｄを増減させ、これに伴う誘起電圧波高値Ｅｐの変化量によりモータパラメータ（Ｒ、Ψ）を補正する。
　例えば図１３に示すように、負のｄ軸電流Ｉｄを１Ａ増加させた場合、誘起電圧波高値Ｅｐは図中に示すように減少する。モータパラメータが誤差を有してばらつく場合には、誘起電圧波高値Ｅｐの減少度合いが異なることから、この特性を利用してモータパラメータの補正量を計算する。

　以上のように、本実施形態では、モータパラメータ補正部３０は、モータの運転状態を変化させて前記パラメータの補正量を決定することにより、モータパラメータの補正を自発的に行うことができるため、センサレス制御の精度を更に高めることができ、その安定性を更に向上することができる。
　以上で本発明の実施形態についての説明を終えるが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更ができるものである。

　具体的には、モータパラメータ補正部３０のパラメータの補正によっても誘起電圧差が所定範囲以上にずれたとき、モータ１を異常と判定してこれを検出する異常検出手段を備えるようにしても良い。これにより、モータパラメータ補正部３０によっても誘起電圧差をなくすことができない場合をモータ１の異常として迅速に検出し、モータ１の出力を停止させることが可能であり、モータ１のセンサレス制御の信頼性を高めることができる。
　また、上記実施形態では、モータ１として３相ブラシレスＤＣモータを例示し、且つ、インバータ２として３相バイポーラ駆動方式インバータについて説明したが、これに限らず、３相以外の同期モータ用のインバータを備えたモータ制御装置であれば、本発明を適用して前記同様の作用，効果を得ることができる。
　また、上記実施形態のモータ制御装置を車両用空調装置の圧縮機駆動用モータ制御に適用し、或いは電気自動車駆動用モータ制御に適用することにより、前述したようなセンサレス制御の不具合が改善され、圧縮機や電気自動車の制御性を向上することができて好適である。

　　１　　永久磁石同期モータ
　１０　　ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）
　１２　　回転数検出部（回転数検出手段）
　２２　　相電圧設定部（相電圧設定手段）
　３０　　モータパラメータ補正部（モータパラメータ補正手段）

３８９８ＷＯ＜ＦＰＳＮ１６０６ＰＣ＞

Claims

　永久磁石同期モータのロータ位置をセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、
　前記モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
　前記モータの前記コイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、
　前記電流検出手段で検出された前記電流と前記印加電圧検出手段で検出された前記電圧とに基づいて電流位相及び電流波高値、並びに誘起電圧位相及び誘起電圧波高値を検出し、検出された前記電流位相及び前記電流波高値、並びに前記誘起電圧位相と前記モータの機器定数であるパラメータとに基づいて前記ロータ位置を検出するとともに推定誘起電圧波高値を検出するロータ位置検出手段と、
　前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、
　前記電流検出手段で検出された前記電流と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段とを備え、
　前記ロータ位置検出手段は、検出した前記誘起電圧波高値と前記推定誘起電圧波高値との間の誘起電圧差をなくすべく前記パラメータを補正するモータパラメータ補正手段を有し、該補正したパラメータに基づいて前記ロータ位置を検出することを特徴とするモータ制御装置。
　前記パラメータは前記コイルの巻線抵抗であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
　前記パラメータは前記モータの永久磁石の磁束量であることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
　前記モータパラメータ補正手段は、前記モータの運転状態に応じて前記パラメータを補正することを特徴とする請求項１～３の何れかに記載のモータ制御装置。
　前記モータパラメータ補正手段は、前記モータの運転状態として、前記ロータ位置検出手段で検出された前記電流位相と前記回転数検出手段で検出された前記回転数とに基づいて前記パラメータを補正することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
　前記モータパラメータ補正手段は、前記モータの運転状態を変化させて前記パラメータの補正量を決定することを特徴とする請求項１～５の何れかに記載のモータ制御装置。
　前記モータパラメータ補正手段の前記パラメータの補正によっても前記誘起電圧差が所定範囲以上にずれたとき、前記モータを異常と判定してこれを検出する異常検出手段を備えることを特徴とする請求項１～６の何れかに記載のモータ制御装置。