JP2010233354A - 給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 送電側と受電側との間で電磁誘導作用を利用して受電側で得る出力電圧を制御する非接触給電装置にあって、部品点数を少なくして装置の小型化を図ることができる給電装置を提供する。
【解決手段】 給電装置は、給電コイルＬ_１と、この給電コイルとの間での電磁誘導により出力電圧を発生可能な受電コイルＬ_２と、給電コイルＬ_１に高周波電流を通電する電力変換手段３と、受電コイルとで受電側回路１５に共振を発生させる共振手段５と、この共振手段５のインピーダンスを可変することで出力電圧を制御するインピーダンス可変手段６と、を備えたことを特徴とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、電磁誘導作用を利用して非接触で電力を変換伝送する給電装置に関する。

従来、この電磁誘導作用を利用した給電装置としては、地上側の電源装置がコンバータ、インバータ、可変インダクタ、コンデンサを有し、可変インダクタとコンデンサとの間に誘導線路が接続されて電流が流される一方、搬送台車に受電コイル、コンデンサ、整流ダイオード、安定化電源回路、インバータ、走行モータが搭載され、誘導線路により受電コイルに起電力が誘起されて走行モータを駆動可能にしたものが知られている（たとえば、特許文献１参照）。

特開２００５−３１３８８４号公報

しかしながら、上記従来の装置にあっては、送電側と受電側との間で電力負荷の値を制御する目的で、受電側の電圧を安定させる安定化電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が備えられており、この安定化電源回路がリアクトル等の部品を内蔵する構成となっているので、部品点数が増大し装置が大型化するといった問題点がある。

本発明は、上記問題に着目してなされたもので、その目的とするところは、送電側と受電側との間で電磁誘導作用を利用して電力を変換伝達することにより受電側で得られる出力電圧を制御する非接触給電装置にあって、その部品点数を少なくして装置の小型化を図ることができる給電装置を提供することにある。

この目的のため本発明は、電磁誘導作用を利用した非接触給電装置にあって、その受電側に用いる共振手段のインピーダンスを可変に制御することで受電側の出力電圧を制御可能なインピーダンス可変手段を設けたことを特徴とする。

本発明の給電装置にあっては、受電側の共振手段のインピーダンスを可変として負荷電圧の値を制御するようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するリアクトルやダイオードなどを必要とする従来技術の安定化給電装置を不要として、その部品点数を削減することができ、装置全体の小型化を図ることができる。

本発明に係る実施例１の給電装置の主な回路を示す図である。 実施例１の給電装置の受電側回路図で用いられるコンデンサ切替回路の双方向スイッチの構成を示す図であり、（ａ）、（ｂ）はその異なる例を示す図である。 実施例の１給電装置の回路とこの制御を行う制御部分の構成を示す図である。 実施例１の給電装置のデューティ演算部による、給電側回路の電圧型インバータの出力線間電圧の制御方法を説明する図であり、（ａ）は３値の電圧による交流電圧を生成する場合の図、（ｂ）は２値の電圧による交流電圧を生成する場合の図である。 実施例１の給電装置に用いる可変コンデンサでの出力電圧の制御を説明する図であって、（ａ）は図１における給電コイルから負荷側までの等価回路を示す図である。（ｂ）は（ａ）の等価回路でのインピーダンスと負荷との関係を示すベクトル図である。 実施例１の給電装置においてバッテリへの充電方法を説明する図である。 実施例１の給電装置においてコンデンサ切替部の双方向スイッチを定電流制御するための定電流制御部の構成を示すブロック図である。 コンデンサ切替部の双方向スイッチを定電流制御するための定電圧制御部の構成を示すブロック図である。 実施例１の給電装置において定電流制御部及び定電圧制御部における電圧指令値を生成する方法を説明する図である。 実施例１の給電装置において、双方向スイッチを定電圧モードに切り替えた場合に生じる、受電側共振回路の出力電圧の変化状態のシミュレーション結果を示す図である。 双実施例１の給電装置において、方向スイッチを定電圧モードに切り替えた場合に生じる、受電側の負荷電圧の実効値の変化状態のシミュレーション結果を示す図である。 本発明に係る実施例２の給電装置の回路を示す図である。 本発明に係る実施例３の給電装置の回路を示す図である。 本発明に係る実施例４の給電装置の回路を示す図である。 本発明に係る実施例５の給電装置のうち受電側回路を示す図である。 実施例５の給電装置において受電側の負荷電圧の実効値の変化状態のシミュレーション結果を示す図である。

本発明では、受電側の出力電圧を制御するのに必要な部品点数を減らし装置の小型化を図るという目的を、送信側と受電側とで電磁誘導作用を利用して電力を変換伝達する給電装置にあって、受電コイルにインピーダンスを可変に制御可能なインピーダンス可変制御手段を設け、インピーダンスを可変することにより給電装置の出力電圧を制御することで実現した。

以下、本発明の実施の形態を、図面に示す実施例に基づき詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の給電装置の電力変換部分の主な回路を示す図、図２は実施例１の給電装置の制御部分を示す図、図３は双方向スイッチの構成を示す図、図４〜図６は実施例１の給電装置での各制御を説明する図、図７は図２の制御部を構成する定電流（ＣＣ）制御部の構成を示すブロック図、図８は定電圧（ＣＶ）制御部の構成を示すブロック図である。

実施例１の給電装置は、図１に示すように、地上側に設置される給電側（一次側）回路１４と、車両などの移動体に搭載される受電側（二次側）回路１５とで構成される。

まず、給電側回路１４の詳細構成から説明する。

給電側回路１４は、商用周波数の電力を供給可能な交流電源部１と、この交流電源部１から給電された交流電圧を直流電圧に変換する直流電源部２と、この直流電源部２から出力される直流電圧を１〜５０Ｈｚ程度の高周波電力に逆変換する電圧型インバータ３と、この電圧型インバータ３から出力される高周波電力を受電側回路１５に電磁誘導作用にて非接触で供給する給電コイル（一次コイル）Ｌ_１と、この給電コイルＬ_１およびこれに直列に接続した一次コンデンサＣ_２からなる給電側の共振回路４と、を備えている。なお、電圧型インバータ３は、本発明の電力変換手段を構成する。

直流電源部２は、本実施例では、６個の整流ダイオードを用いて３組のブリッジ結線を行ったコンバータで構成し、交流電源部１から給電された交流電圧を直流電圧に整流する。なお、この直流電源部２は上記構成に限られず、周知の他の整流回路を用いてもよいことは言うまでもない。

電圧型インバータ３は、直流電源部２に並列に接続した平滑コンデンサＣ１と、ブリッジ接続した第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４及びこれら第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４にそれぞれ並列に接続した４個の逆接続ダイオードと、で構成する。本実施例では、第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４に絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いる。なお、この電圧型インバータ３も上記構成に限られず、周知の他のインバータを用いてもよいことは言うまでもない。

給電コイルＬ_１と一次コンデンサＣ_２とは直列に接続され、その一端側が第１スイッチＳ_１と第２スイッチＳ_２との間に、またその他端側が第３スイッチＳ_３と第４スイッチＳ_４との間に、それぞれ接続する。なお、給電コイルＬ_１は、コイルに限ることなく導線を用いても良い。

次に、受電側回路１５の詳細構成につき説明する。

受電側回路１５は、給電側回路１４の給電コイルＬ_１からの高周波電力を電磁誘導作用により非接触状態で受電する受電コイル（二次コイル）Ｌ_２と、この受電コイルＬ_２及びこれに直列に接続したコンデンサＣ_３からなる受電側の共振回路５と、双方向スイッチＳ_５及びコンデンサＣ_４からなるコンデンサ切替部６と、受電コイルＬ_２で受電した高周波電力を整流する整流部１０と、この整流器１０の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２０と、負荷としてのバッテリ１１と、を備えている。バッテリ１１としては、リチウム・イオン電池などを用いる。

なお、上記受電側の共振回路５は本発明の共振手段を、また、コンデンサＣ_３は本発明の第１のコンデンサを、また、コンデンサ切替部６は本発明の第１のコンデンサ切替手段を、また、バッテリ１１は本発明の蓄電装置を、それぞれ構成する。

受電コイルＬ_２は、少なくとも１つ以上のコイルで構成する。

コンデンサ切替部６は、双方向スイッチＳ_５及びコンデンサＣ_４を直列に接続したものであり、コンデンサＣ_３に並列に接続する。したがって、双方向スイッチＳ_５をＯＮ、ＯＦＦ切替することで、コンデンサＣ_３とコンデンサＣ_４との組み合わせでそれぞれ決まる異なった容量を得ることができ、その結果、この選択したコンデンサ容量と受電コイルＬ_２とで決まる受電側共振回路のインピーダンスを変えることが可能となる。なお、コンデンサＣ_３とコンデンサＣ_４とは、本発明の可変コンデンサを構成する。

整流器１０は、４個のダイオードをブリッジ結合して全波整流を行う回路であって、２個のダイオードのカソード同士を結合した一端側と他の２個のダイオードのアノード同士を結合した他端側との間に、この間の出力電圧のリップルを平滑化する平滑コンデンサ２０とバッテリ１１とを並列にした状態で結合する。なお、直列に接続した２個のダイオード間と、直列に接続した他の２個のダイオード間には、インピーダンス可変回路の一端側、受電コイルＬ_２の一端側をそれぞれ接続する。

双方向スイッチＳ_５は、図２に示すように構成する。すなわち、図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴとこれに並列に接続した逆並列ダイオードの組を逆接続して構成したものや、あるいは図２（ｂ）に示すように、逆阻止ＩＧＢＴ同士を逆接続したものなどで構成する。

次に、上記図１に示した給電側回路１４と受電側回路１５との制御を行う給電装置の制御部分につき説明する。

図３に示すように、給電装置の制御回路は、給電側回路１４の第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４及び受電側回路１５の双方向スイッチＳ_５を、それぞれＯＮ／ＯＦＦ切替制御する電力変換制御部１６と、バッテリ１１の負荷制御及び電力変換制御部１６を制御するバッテリ制御部２１と、を有する。なお、電力変換制御部１６は本発明の電力変換制御手段を、また、バッテリ制御部２１は本発明の充電制御手段を、それぞれ構成する。

まず、上記電力変換制御部１６の詳細構成につき説明する。

電力変換制御部１６は、給電側回路１４の第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４のＯＮ／ＯＦＦ制御を行ってパルス幅変調（ＰＷＭ）方式による制御を可能とするとともに、バッテリ制御部２１からの定電流／定電圧（ＣＣ／ＣＶ）指令に基づき、受電側回路１５の双方向スイッチＳ_５のＯＮ／ＯＦＦ切替を制御して受電側回路１５中のコンデンサ容量を可変とすることで、受電側回路１５のインピーダンスを変えるように構成する。

そのため、電力変換制御部１６は、デューティ演算部６１、パルス生成部６２、定電流制御／定電圧制御切替部（ＣＣ／ＶＶ切替部）６３、定電流（ＣＣ）制御部６４、及び定電圧（ＣＶ）制御部６５を備えている。

デューティ演算部６１は、電圧型インバータ３が出力する基準電圧を生成するためのデューティ比を演算して、パルス生成部６２に供給する。パルス生成部６２は入力されたデューティ比に基づいて電圧型インバータ３の各ＩＧＢＴのゲートに入力するパルスを生成しこれらに供給する。

一方、ＣＣ／ＣＶ切替部６３は、バッテリ制御部２１から入力されるＣＣ／ＣＶ指令に基づき、ＣＣ制御とＣＶ制御とを切り替えるように定電流制御部６４と定電圧制御部６５とのうちから選択した一方を作動させる。

定電流制御部６４は、バッテリ１１である負荷に対する定電流制御を実施可能であり、また、定電圧制御部６５は、負荷に対する定電圧制御を実施可能である。定電流制御部６４及び定電圧制御部６５のいずれも受電側回路１５のスイッチＳ_５を切替可能に構成してある。なお、ＣＣ制御とＣＶ制御との内容については、後で説明する。

一方、バッテリ制御部２１は、バッテリ１１の充電状態（S.O.C.）を監視してバッテリ１１の各セルの過電圧、過充電を制御するセルフ・コントローラを有し、充電電力の指令値としてのＣＣ／ＣＶ指令値を生成する。

次に、上記のように構成した給電装置の作用につき、説明する。

給電側回路１４では、交流電源１から供給された商用交流電力を、直流電源部２にて直流電圧に変換する。平滑コンデンサＣ１は、直流電源部２からの出力電圧を平滑化する。

この直流電圧は、上記デューティ演算部６１及びパルス生成部６２により制御される電圧型インバータ３に供給し、ここで１〜５０Ｈｚ程度の高周波電力に逆変換する。

ここで、上記デューティ演算部６１及びパルス生成部６２による、給電側回路１４の電圧型インバータ３を制御する方法につき説明する。

なお、本実施例では、電圧型インバータ３は、一定の基準電圧をオープンループで出力するように制御する。

すなわち、図４（ａ）に示すように、デューティ演算部６１は、電圧型インバータ３の出力電圧が基準値となるような第１デューティ比Ｄ_１、第２デューティ比Ｄ_２を演算する。パルス生成部６２では、デューティ演算部６１で演算したデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２と図示しないタイマにより一定周期で生成させた三角波のキャリアとを比較して、矩形の制御パルスを生成する。

すなわち、図４（ａ）の中央上段に示すように、パルス生成部６２では、キャリアと第２デューティ比Ｄ_２との比較により、第１スイッチＳ_１用の制御パルス及び第２スイッチＳ_２用の制御パルスを以下のようにそれぞれ生成する。

第１スイッチＳ_１用の制御パルスを得るには、

キャリア ＞ Ｄ_２ のとき、 ＯＮ

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_２ のとき、 ＯＦＦ
として幅広のＯＮとなる矩形信号を得る。

第２スイッチＳ_２用の制御パルスを得るには、

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_２ のとき、 ＯＮ

キャリア ＞ Ｄ_２ のとき、 ＯＦＦ
として幅広のＯＦＦとなる矩形信号を得る。

一方、図４（ａ）の中央下段に示すように、パルス生成部６２では、上記三角波のキャリアと第１デューティ比Ｄ_１との比較により、第３スイッチＳ_３用の制御パルス及び第４スイッチＳ_４用の制御パルスを以下のようにそれぞれ生成する。

第３スイッチＳ_３用の制御パルスを得るには、

キャリア ＞ Ｄ_１ のとき、 ＯＮ

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_１ のとき、 ＯＦＦ
として幅狭のＯＮとなる矩形信号を得る。

第４スイッチＳ_４用の制御パルスを得るには、

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_１ のとき、 ＯＮ

キャリア ＞ Ｄ_１ のとき、 ＯＦＦ
として幅狭のＯＦＦとなる矩形信号を得る。

なお、パルス生成手段６２では、第１スイッチＳ_１及び第３スイッチＳ_３の間、また第２スイッチＳ_２及び第４スイッチＳ_４との間とがアーム短絡しないように、デッド・タイムを生成する。

したがって、図４（ａ）の最下段に示すように、上記各矩形信号を組み合わせた３つの電圧値の矩形パルスからなる交流電圧が、電圧型インバータ３からの一定の電力出力（電圧型インバータ３の出力線間電圧V_inv）として得られる。

なお、上記では３値の電圧での矩形交流電圧を得るようにしたが、これに限る必要はなく、たとえば図４（ｂ）に示すように、２値の電圧を有する矩形パルスによる交流波を得るようにしても良い。この場合、矩形パルスを用いたデューティ比５０％の波形で制御するようにして、第１スイッチＳ_１と第４スイッチＳ_４とを矩形パルスの同波形とするとともに、第２スイッチＳ_２と第３スイッチＳ_３とを矩形パルスの反転波形とする。したがって、本ケースの場合、デューティ演算部６１を省略することができ、電圧型インバータ３の制御をより簡単な構成でより簡単に制御できる。

このようにして得られた交流電圧は、送信側の共振回路（給電コイルＬ１と一次コンデンサＣ_２）で決まるインピーダンスに応じた値となって給電コイルＬ_１に供給される。この結果、給電コイルＬ_１に対向する受電側コイルＬ_２に交流の誘導起電力が発生する。この受電側コイルＬ_２から出力される交流電圧は、受電側の共振回路５（受電側コイルＬ_２とコンデンサＣ_３、Ｃ_４）で決まるインピーダンスに応じた値にされることになり、受電側共振回路の出力電圧V_2outを制御することができる。したがって、整流器１０に印加され平滑コンデンサ２０に蓄えられた電圧を制御して、バッテリ１１へ供給する電圧、電流を制御することが可能となる。

このバッテリ１１への充電を最適に行うため、本実施例の給電装置では、コンデンサＣ_３に並列に、かつコンデンサＣ_４に直列に接続した双方向スイッチＳ_５をＣＣ制御部６４又はＣＶ制御部６５で切り替えながら、受電側回路１５の共振回路５でのインピーダンスを可変に制御して行う。

すなわち、この双方向スイッチＳ_５での制御は以下のようにして行う。

受電側回路１５のインピーダンスは、双方向スイッチＳ_５を開いた場合は、コンデンサＣ_３と受電コイルＬ_２とで決まるのに対し、双方向スイッチＳ_５を閉じた場合は、並列配置したコンデンサＣ_３及びコンデンサＣ_４の合成容量（この合成容量はコンデンサＣ_３単独の場合よりも大きくなる）と受電コイルＬ_２とで決まり、変化する（インピーダンスは減少する）。この結果、受電側共振回路１５の出力電圧V_2outを制御することが可能となる。

このようにインピーダンスを可変にすることで出力電圧V_2outを制御した場合の特性につき、図５に基づき説明する。図５（ａ）には、図１における給電コイルＬ_１から負荷側までの等価回路を示してある。なお、この図中、整流器１０以降のインピーダンスはすべてまとめてＺ_Ｌとしている。

ここで、給電コイルＬ_１と受電コイルＬ_２との間の相互インダクタンスをＭ、給電コイルＬ_１を流れる電流をＩ_１、受電コイルＬ_２を流れる電流をＩ_２、コンデンサＣ_３及びコンデンサＣ_４を合成したコンデンサのインピーダンスをＣｓ、ωを角周波数、ｊを虚数とする。この場合、給電コイルＬ_１により受電側に励起される電圧源はｊωＭＩ_１、また２受電コイルＬ_２により送電側に励起される電圧源はｊωＭＩ_２となる。

ここで、受電側コイルＬ_２は受電側共振回路の出力電圧V_2outを下げる方向に作用するが、合成コンデンサの容量は上がってこのインピーダンスＣｓを下げるので、コンデンサＣ_３及びコンデンサＣ_４を合成すると、上記電圧V_2outを上げるように作用することになる。このことから、受電側共振回路のコンデンサの容量、したがってインピーダンスＣｓを可変に制御することで、整流器１０以降のすべてのインピーダンスＺ_Ｌへの入力電圧を制御できることが分かる。

図５（ｂ）は、上記関係を説明するベクトル図であって、横軸を実軸、縦軸を虚軸にそれぞれとっている。

ここで、理解を簡単にするために、Ｚ_Ｌを抵抗負荷とみなすことにすると、虚軸方向のｊωＬ_２を打ち消す方向に1/ｊωＣｓが作用することとなるので、出力電圧を上げることが可能になる。すなわち、コンデンサのインピーダンスを可変とすることで、その出力電圧の大きさを制御することができることとなる。

次に、バッテリ１１への充電方法につき、以下に説明する。

ここで、リチウム・イオン電池などのバッテリ１１を充電するにあたっては、図６に示すように、二つの制御モードを切り替えて行う必要がある。

すなわち、これらのバッテリを充電するにあたっては、S.O.Cが低くセル電圧が比較的低い状態では、定電流モードで充電を行い、充電が進んでS.O.Cが高くなってセル電圧が目標セル電圧に達した状態の後では、定電圧モードにて充電を行うようにする。

このため、定電流モードと定電圧モードとの切り替えは、バッテリ制御部２１がセルの状態を監視してその検出状態に応じてＣＣ／ＣＶ指令を生成するように構成する。なお、図６には、充電時間と制御モードとに応じたセル電圧及び充電電流の推移を併せて示してある。

そこで、上記充電方法を考慮して、双方向スイッチＳ_５の制御を構成する。

図２に示したように、定電流制御／定電圧制御切替部６３は、バッテリ１１のS.O.C.を監視しているバッテリ制御部２１から入力されたＣＣ／ＣＶ指令に基づき、定電流制御又は定電圧制御を行うように定電流制御部６４、定電圧制御部６５を切り替える。

ＣＣ／ＣＶ指令が定電流制御モードである場合には、定電流制御部６４で定電流制御を行う。

すなわち、定電流制御部６４では、図７に示すように、減算器６４Ａにて負荷の電流値I_{bat_r}から負荷の電流値I_batを引き算してその差をとり、電流制御部６４Ｂに入力する。電流制御部６４Ｂでは、この差をゼロにすべくＰＩ制御などによる電流制御を行って電圧指令値V_refを生成し、パルス生成部６３Ｃに入力する。パルス生成部６３Ｃでは、図９に示すように、三角波のキャリアと電圧指令値V_refとを比較して２値の矩形パルスを生成して、双方向スイッチＳ_５に供給しこれを切替える。

このパルス生成部６３Ｃでの上記比較は、以下のように実行する。

キャリア ＜ｏｒ＝ V_ref のとき、 ＯＮ

キャリア ＞ V_ref のとき、 ＯＦＦ
とし、V_refが大きくなることで双方向スイッチＳ_５のデューティ比が大きくなるので、コンデンサＣ_３とコンデンサＣ_４との合成コンデンサの容量が大きくなることで、出力電圧V_2outが大きくなる。

一方、ＣＣ／ＣＶ指令が定電圧制御モードである場合には、定電圧制御部６５で定電圧制御を行う。

すなわち、定電圧制御部６５では、図８に示すように、減算器６５Ａに負荷電圧指令値V_{Bat_r}から負荷の電圧値V_Batを引き算してその差をとり、この差を電圧制御部６５Ｂに入力する。電圧制御部６５Ｂではこの差をゼロにすべくＰＩ制御などの電圧制御を行い、電圧指令値Ｖ_refを生成して、パルス生成部６５Ｃに入力する。パルス生成部６５Ｃでは、図９に示すように、定電流制御部６４のパルス生成部６４Ｃの場合と同様に、三角波のキャリアと電圧指令値V_refとを比較して２値の矩形パルスを生成して、双方向スイッチＳ_５に供給しこれを切替える。

なお、定電流制御モード時にあっては、定電圧制御モードより低いスイッチング周波数にて双方向スイッチＳ_５を駆動するようにしてもよい。なお、このスイッチング周波数は、バッテリ１１に求められる品質や効率目標などに応じて設定する。

上記のように構成した実施例１の給電装置を用いて、定電圧制御を行った場合のシミュレーション結果を、図１０及び図１１に示す。

図１０は、横軸に時間を、また縦軸に受電側共振回路の出力電圧V_2outをそれぞれとって示したもので、時間Ｔ_１秒に双方向スイッチＳ_５を定電圧制御モードに切り替えた場合の出力電圧V_2outの変化を示している。双方向スイッチＳ_５をＯＮにすることで、受電側共振回路のインピーダンスが下がる結果、出力電圧V_2outが上昇することが分かる。

一方、図１１は、横軸に時間を、また縦軸に受電側の負荷電圧V_Batの実効値をそれぞれとって示したもので、時間Ｔ_１秒に双方向スイッチＳ_５を定電圧制御モードに切り替えた場合の負荷電圧V_Batの実効値の変化を示している。双方向スイッチＳ_５をＯＮにすることで、受電側の負荷電圧が上昇し、電圧を制御できていることが示されている。

以上、説明したように、本発明の実施例１の給電装置にあっては、以下に挙げる効果を得ることができる。

（１） 実施例１の給電装置では、受電側の共振回路５のインピーダンスを可変として負荷電圧の値を制御するようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するリアクトルやダイオードなどを必要とする従来技術の安定化給電装置を不要として部品点数を削減することにより装置の小型化を図ることができ、またリアクトルやＤＣ−ＤＣコンバートを構成する複数のダイオード等のコスト分を削減できる。

（２） さらに、実施例１の給電装置では、受電側回路のインピーダンスを可変とするため、コンデンサＣ_３とコンデンサＣ_４とからなる可変コンデンサを受電コイルＬ_２に直列に接続して、可変コンデンサの容量を変化させるようにしたので、可変コンデンサの容量を変化させるだけで容易に受電側の共振回路のインピーダンスを可変にでき、装置を簡素化できる。

（３） さらに、実施例１の給電装置では、受電コイルＬ_２に直列に接続した第１のコンデンサＣ_３と、双方向スイッチＳ_５とコンデンサＣ_４とを直列接続したコンデンサ切替部と、を備え、このコンデンサ切替部を第１のコンデンサＣ_３に並列に接続して可変コンデンサを構成し、双方向スイッチを切り替えることで可変コンデンサのインピーダンスを可変とするコンデンサ切替部６を設けたので、双方向スイッチＳ_５の切り替えやＰＭＷによるデューティ比制御により、簡単な構成で可変コンデンサを得ることが可能となる。

（４） さらに、実施例１の給電装置では、双方向スイッチＳ_５を周期的に切り替えてＯＮ時間とＯＦＦ時間との割合を可変とすることにより、可変コンデンサのインピーダンスを制御するようにしたので、負荷の状態に応じた最適な制御が可能となり、効率を高めることが可能となる。

（５） さらに、実施例１の給電装置では、双方向スイッチＳ_５のＯＮ時間及びＯＦＦ時間の割合とスイッチング周波数とを制御する電力変換制御部１６を設け、この電力変換制御部１６が負荷電流を一定にする定電流制御を行う定電流制御部６４と、負荷電圧を一定に制御する定電圧制御を行う定電圧制御部６５と、定電流制御部６４と定電圧制御部６５との切り替えを行うＣＣ／ＶＶ切替部６２と、を有し、定電流制御／定電圧制御切替部６２により定電流制御部６４と定電圧制御部６５とを切り替えるとともに、定電流制御／定電圧制御切替部６２の切り替えに応じて双方向スイッチＳ_５のスイッチング周波数を切り替えるようにしたので、選択した制御モードに応じてスイッチング周波数を下げて双方向スイッチＳ_５のスイッチング損失を減らすことが可能となり、この結果、効率を向上させることができる。あるいは、選択した制御モードに応じてスイッチング周波数を上げて電圧リップルを減らすことにより、高精度での電圧制御が可能となり、信頼性を向上させることができる

（６） さらに、実施例１の給電装置では、上記スイッチング周波数は、定電流制御時のスイッチング周波数を定電圧制御時のスイッチング周波数よりも低く設定することにより、充電初期の定電流制御モードにおけるスイッチング損失を減らすことができる。

（７） さらに、実施例１の給電装置では、負荷としてのバッテリ１１の充電状態(S.O.C.)を制御するバッテリ制御部２１を備え、定電流制御／定電圧制御切替部６２がバッテリ制御部２１からのＣＣ／ＣＶ指令に基づいて定電流制御モードと定電圧制御モードのいずれかを選択するようにしたので、個々のセルの充電状態を監視してより最適な充電のための制御モードへ切り替えることが可能となり、この結果、負荷電圧や負荷電流を直接検出して充電制御を行う場合に比べて、信頼性を向上することができる。

次に、本発明に係る実施例２の給電装置につき、添付の図面とともに説明する。

図１２は、実施例２の給電装置の回路を示す図である。なお、実施例２にあって実施例１と同じ部品、同じ部分については図中で同じ番号を付し、それらの説明については省略する。

図１２に示すように、実施例２の給電装置では、受電側コイルＬ_２に直列に接続したコンデンサＣ_３の後段にコンデンサＣ_６及びこれに直列接続した双方向スイッチＳ_６からなる第２のコンデンサ切替部１７を並列に接続する。なお、その他の構成は、実施例１と同じ構成である。

実施例２の給電装置にあっては、双方向スイッチＳ_６を閉じた場合には、受電側（二次側）コイルＬ_２とコンデンサＣ_６とによって並列共振回路が形成されることになる。したがって、ダイオードで構成した整流器１０からこの前段側をみた場合にこの給電装置は定電流源の特性を示す。

一方、双方向スイッチＳ_６を開いた場合には、直列共振回路となって定電圧源の特性を示すこととなる。

なお、双方向スイッチＳ_６は、図２に示したバッテリ制御部２１からのＣＣ／ＣＶ指令に基づいて定電流制御モードと定電圧制御モードとの間で選択、切り替えるように構成してある

実施例２の給電装置にあっても、実施例１と同様の効果に加え、下記の効果を得ることができる。

（８） 双方向スイッチＳ_６とコンデンサＣ_６とからなる第２のコンデンサ切替部１７を、受電コイルＬ_２と可変コンデンサに並列に設けて切替可能にしたので、第２のコンデンサ切替部１７の双方向スイッチＳ６を閉じれば電流出力型に、また双方向スイッチＳ_６を開けば電力出力型に特性を変えることができる。この結果、たとえば受電側回路１５の励磁電圧がバッテリ１１の電圧よりも低い場合にあっても電流出力型にすることで、バッテリ１１を充電することが可能となり、さまざまの負荷に値応することができ、汎用性が拡大する。また、定電圧出力とすれば、第２のコンデンサ切替部１７に流れる電流がゼロとなるので、効率が向上する。このように、この２つのモードを最適に切り替えて制御することにより、汎用性が高く、効率が高い電源を得ることができる。

次に、本発明に係る実施例３の給電装置につき、添付の図面とともに説明する。

図１３は、実施例３の給電装置の回路を示す図である。なお、実施例３にあっては、実施例１と同じ部品、同じ部分については図中で同じ番号を付し、それらの説明については省略する。

実施例３の給電装置では、送電側回路１４の共振回路４を、絶縁トランス１９と、一次コンデンサＣ_２と、並列コンデンサＣ_５と、から構成する。一次コンデンサＣ_２は、この一方の端子を電圧型インバータ３の一方の出力端子に接続し、他方の端子を絶縁トランス１９の一次コイルに直列に接続する。並列コンデンサＣ_５は、受電コイルＬ_１とともに、絶縁トランス１９の二次コイルに並列に接続する。

なお、その他の構成は、実施例１と同じと構成である。

上記のように構成した実施例３の給電装置も、実施例１と同様の効果を得ることが可能となる。

次に、本発明に係る実施例４の給電装置につき、添付の図面とともに説明する。

図１４は、実施例４の給電装置の回路を示す図である。なお、実施例４にあって実施例１と同じ部品、同じ部分については図中で同じ番号を付し、それらの説明については省略する。

実施例４の給電装置では、送電側回路１４の共振回路４を、共振用リアクトルＬ_３と、並列コンデンサＣ_５と、で構成する。共振用リアクトルＬ_３は、この一方の端子を電圧型インバータ３の出力端子に接続し、他方の端子を給電コイルＬ_１に接続する。並列コンデンサＣ_５は、給電コイルＬ_１に並列に接続する。なお、その他の構成は、実施例１と同じ構成である。

上記のように構成した実施例４の給電装置も、実施例１と同様の効果を得ることが可能となる。

次に、本発明に係る実施例５の給電装置につき、添付の図面とともに説明する。

図１５は、実施例５の給電回路であって、実施例１の給電装置の回路のうち実施例１と異なる構成を有する受電側回路１５のみを示す図である。なお、実施例５にあっては、実施例１と同じ部品、同じ部分については図中で同じ番号を付し、それらの説明については省略する。

本実施例５の給電装置にあっては、インピーダンス可変手段であるコンデンサ切替部のスイッチをＰＷＭ制御する代わりに、単にＯＮ、ＯＦＦを切り替えるだけの静的な動作を行わせるようにしたものである。また、コンデンサ切替部を複数個並列に設けている。なお、その他の構成は、実施例１と同じ構成である。

すなわち、図１５に示すように、コンデンサＣ_５とこれに直列に接続した双方向スイッチＳ_５とからなるコンデンサ切替部７、コンデンサＣ_６とこれに直列に接続した双方向スイッチＳ_６とからなるコンデンサ切替部８、・・・、コンデンサＣ_ｎとこれに直列に接続した双方向スイッチＳ_ｎとからなるコンデンサ切替部９を、それぞれ、受電側回路１５のコンデンサＣ_３に並列にｎ組接続する。なお、これらのコンデンサ切替部７〜９は、本発明のインピーダンス可変手段を構成する。

双方向スイッチＳ_２〜Ｓ_ｎは、たとえばサイリスタを逆並列接続したものを用いる。また、複数のコンデンサＣ_２〜Ｃ_ｎの容量は、以下のように設定する。すなわち、コンデンサＣ_３の容量を最も小さい値としてこれを１に正規化した場合に、他のコンデンサＣ_４〜Ｃ_ｎの容量が小さいほうから順に２、４、８、１６と等比数列をなすように各容量を設定する。これにより、たとえば容量３を得るには容量１と容量２とを並列に接続し、また容量１０を得るには容量２と容量８とを並列に接続するといった具合に、複数のコンデンサを種々組み合わせることによりコンデンサ容量を細かく可変にする。

図１６に、図１５の上記構成（ただし、ｎ=２とした）を用いた実施例５の給電装置において、シミュレーションにて負荷電力の実効値を得た結果を示す。まず、双方向スイッチＳ_５をＯＮにしてスイッチコンデンサＣ_５を接続することで受電側回路１５のインピーダンスが下がって負荷電圧の実効値が上昇する。その後、双方向スイッチＳ_６をＯＮにしてさらにコンデンサＣ_６を接続することでさらにインピーダンスが上昇して負荷電圧の実効値が上昇する。なお、これらの双方向スイッチＳ_５、Ｓ_６の切替は、実施例１と同様に、定電流制御／定電圧制御切替部からのＣＣ／ＣＶ指令に基づき行う。

したがって、実施例５の給電装置では、実施例１での上記効果（１）〜（３）の効果に加えて、下記の効果を得ることができる。

（９） 複数のコンデンサ切替部７〜９を設け、これらを構成する複数のコンデンサＣＣ５〜Ｃｎのうちから選択してコンデンサを組み合わせることで、可変コンデンサ（インピーダンス可変手段）を構成したので、コンデンサ切替部の双方向スイッチをＰＷＭ制御する場合に比べて、双方向スイッチでの損失を大幅に減らすことができ、効率が良くなる。また、各コンデンサの容量を、容量が最も近いコンデンサ同士間での容量比を２とすることで、複数のコンデンサを組み合わせて可変にする場合に、負荷の状態に応じた最適に近い値のコンデンサ容量を選択でき、効率が良くなる。

以上のように、本発明の給電装置を上記のように構成した各実施例に基づき、説明してきたが、本発明はこれらの実施例に限られることなく、本発明の要旨を逸脱しないかぎり、設計変更や変形例は本発明に含まれる。

本発明の給電装置は、電気モータで走行する車両に適用したが、これに限られず、電磁誘導作用を利用する他の非接触給電装置に用いることも可能である。

Ｌ_１ 給電コイル
Ｌ_２ 受電コイル
Ｃ_１〜Ｃ_６ コンデンサ
Ｓ_５、Ｓ_６ 双方向スイッチ（インピーダンス可変手段）
１ 交流電源
２ 直流電源部
３ 電圧型インバータ（電力変換手段）
４ 送電側の共振回路
５ 受電側の共振回路（共振手段）
６ コンデンサ切替部（インピーダンス可変手段、第１のコンデンサ切替手段）
７〜９ コンデンサ切替部（インピーダンス可変手段）
１０ 整流部
１１ バッテリ（蓄電装置）
１４ 給電側回路
１５ 受電側回路
１６ 電力変換制御装置（電力変換制御手段）
１７ 第２のコンデンサ切替部
２１ バッテリ制御部（充電制御手段）
６１ デューティ演算部
６２ パルス生成部
６３ 定電流制御／定電圧制御切替部
６４ 定電流制御部
６５ 定電圧制御部

Claims (9)

1. コイルもしくは導線からなる給電コイルと、
   少なくとも１つ以上のコイルからなり、前記給電コイルとの間での電磁誘導作用により出力電圧を発生可能な受電コイルと、
   前記給電コイルに高周波電流を通電する電力変換手段と、
   該受電コイルと協同して、負荷を接続した受電側回路に共振を発生させる共振手段と、
   該共振手段のインピーダンスを可変することで前記出力電圧を制御するインピーダンス可変手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
2. 請求項１に記載の給電装置において、
   前記インピーダンス可変手段は、前記受電コイルに直列に接続され、容量を可変する可変コンデンサであることを特徴とする給電装置。
3. 請求項２に記載の給電装置において、
   前記インピーダンス可変手段は、前記受電コイルに直列に接続した第１のコンデンサと、
   双方向スイッチとコンデンサとを直列接続した第１のコンデンサ切替手段と、
   を備え、
   該第１のコンデンサ切替手段を前記第１のコンデンサに並列に接続して前記可変コンデンサを構成し、前記双方向スイッチを切り替えるようにしたことを特徴とする給電装置。
4. 請求項２に記載の給電装置において、
   前記双方向スイッチを周期的に切り替えてＯＮ時間とＯＦＦ時間との割合を可変にすることにより、前記可変コンデンサのインピーダンスを制御するようにしたことを特徴とする給電装置。
5. 請求項４に記載の給電装置において、
   前記双方向スイッチのＯＮ時間及びＯＦＦ時間の割合とスイッチング周波数とを制御する電力変換制御手段を備え、
   該電力変換制御手段が、
   負荷電流を一定にする定電流制御を行う定電流制御手段と、
   負荷電圧を一定に制御する定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
   前記定電流制御手段と前記定電圧制御手段との切り替えを行う定電流制御／定電圧制御切手段と、
   を有し、
   該定電流制御／定電圧制御切替手段により前記定電流制御手段と前記定電圧制御手段とを切り替えるとともに、前記定電流制御／定電圧制御切替手段の切り替えに応じて前記双方向スイッチのスイッチング周波数を切り替えるようにしたことを特徴とする給電装置。
6. 請求項５に記載の給電装置において、
   前記スイッチング周波数は、定電流制御時のスイッチング周波数を定電圧制御時のスイッチング周波数よりも低く設定したことを特徴とする給電装置。
7. 請求項３乃至６のいずれか1項に記載の給電装置において、
   双方向スイッチとコンデンサとを直列接続した第２のコンデンサ切替手段を備え、
   該第２のコンデンサ切替手段を前記受電コイル及び前記可変コンデンサに対して並列に接続し、
   第２のコンデンサ切替手段の双方向スイッチを切り替えることで給電装置の出力特性を電流出力特性と電力出力特性との間で切り替え可能としたことを特徴とする給電装置。
8. 請求項３に記載の給電装置において、
   双方向スイッチとコンデンサとを直列接続した複数のコンデンサ切替手段を備え、
   前記複数のコンデンサの組み合わせを可変とすることで前記可変コンデンサを構成するとともに、
   前記各コンデンサの容量を、容量が最も近いコンデンサ同士の間での容量比が２となるように設定したことを特徴とする給電装置。
9. 請求項５乃至８のいずれか1項に記載の給電装置において、
   前記負荷は、バッテリであり、
   該バッテリの充電状態を制御するバッテリ制御手段を備え、
   前記定電流制御／定電圧制御切替手段が前記バッテリ制御手段からの指令に基づいて定電流制御モードと定電圧制御モードとのうちのいずれかを選択するようにしたことを特徴とする給電装置。

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