WO2011105258A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2011105258A1
WO2011105258A1 PCT/JP2011/053221 JP2011053221W WO2011105258A1 WO 2011105258 A1 WO2011105258 A1 WO 2011105258A1 JP 2011053221 W JP2011053221 W JP 2011053221W WO 2011105258 A1 WO2011105258 A1 WO 2011105258A1
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switching element
voltage
circuit
switching
power supply
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PCT/JP2011/053221
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English (en)
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Inventor
細谷達也
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株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device including a transformer and two switching elements.
  • Patent Documents 1 and 2 show one of switching power supply devices configured to alternately and alternately turn on and off two switching elements.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device disclosed in Patent Document 1.
  • a switching power supply device 1 is a circuit that applies a circuit generally called a flyback converter.
  • the switching power supply device 1 employs a so-called active clamp system that clamps a surge voltage applied to the main switching element Q1, and realizes a zero voltage switching operation of the main switching element Q1 and the sub switching element Q2. It is.
  • the FET Q1 as the main switching element, the primary winding N1 of the transformer T and the DC power source E are connected in series, and the series circuit of the FET Q2 and the capacitor C1 as the sub switching element is the primary of the transformer T. It is connected between both ends of the winding N1.
  • the gate of the FET Q1 is connected to one end of the first drive winding N3 via the main switching element control circuit (main control circuit) 2.
  • the source of the FET Q2 is connected to the drain of the FET Q1, and the gate is connected to one end of the second drive winding N4 of the transformer T via the sub switching element control circuit (sub control circuit) 3.
  • the gate and source of the FET Q2 are connected between both ends of the second drive winding N4 via the sub control circuit 3.
  • the sub control circuit 3 includes a transistor Q3, a capacitor C2, a resistor R1, a capacitor C3, a resistor R2, and an inductor 4.
  • the capacitor C2 and the resistor R1 constitute a time constant circuit.
  • the switching power supply device 1 includes a rectifier diode Do and a smoothing capacitor C4 on the secondary side of the transformer T.
  • Patent Document 2 discloses a switching power supply device in which both low-side and high-side switching elements are driven by an IC.
  • JP 2001-37220 A Japanese Patent Laid-Open No. 7-274498
  • the switching power supply device of Patent Document 1 is a simple circuit configured to drive the high-side switching element Q2 by the drive winding N4 of the transformer T and the time constant circuit. However, it is desirable to change the on-time of the switching element Q2 in control that further changes the frequency. However, since the on-time of the switching element Q2 is substantially fixed by a time constant circuit, it is difficult to cope with it. is there.
  • An object of the present invention is to provide a low-cost switching power supply device that eliminates the need for a high-breakdown-voltage IC and can drive both the low-side and high-side switching elements at a substantially constant on-time ratio. In particular, even when the load current changes and, therefore, the switching frequency changes, the ratio of the on-time of each of the two switching elements is substantially constant and can be alternately turned on / off in a complementary manner. Another object is to provide a switching power supply device.
  • the switching power supply device of the present invention is configured as follows.
  • a transformer (T) comprising at least a magnetically coupled primary winding (np), a secondary winding (ns) and a high side drive winding (nb2);
  • a low-side first switching element (Q1) that repeatedly turns on and off in a complementary manner so that the DC input voltage is intermittently applied to the primary winding (np); Is a second switching element (Q2) on the high side with different ground levels,
  • a second switching control circuit for controlling the second switching element (Q2) A switching power supply that outputs a load current by a voltage output from the secondary winding (ns) and supplies an output voltage (Vo);
  • the first switching control circuit outputs a signal that lasts a predetermined on-time to the control terminal of the first switching element (Q1), and turns on the first switching element (Q1) for a predetermined on-
  • the second switching control circuit includes: A first capacitor; The first capacitor is discharged in a negative direction with a substantially constant discharge current based on a voltage (negative voltage) generated in the high-side drive winding (nb2) during the ON period of the first switching element (Q1).
  • a discharge current setting circuit for setting a discharge current value (Ib1) to be generated, and a voltage (positive voltage) generated in the high-side drive winding (nb2) during the off period of the first switching element (Q1)
  • a bidirectional constant current circuit comprising: a charging current setting circuit for setting a charging current value (Ib2) for charging the first capacitor in a positive direction with a substantially constant charging current; The voltage is controlled by the charging voltage of the first capacitor, and when the charging voltage of the first capacitor exceeds a predetermined threshold value, the voltage of the control terminal of the second switching element (Q2) is controlled to control the first capacitor.
  • a charge / discharge current ratio (Di) ( Ib2 / Ib1), which is a ratio of the charge current value (Ib2) to the discharge current value (Ib1), is set.
  • the on-time ratio (Da) ( ton2 / ton1), which is the ratio of the on-time (ton2) of the second switching element (Q2) to the on-time (ton1) of the first switching element (Q1), is the load.
  • the on-time (ton2) of the second switching element (Q2) is controlled so as to be substantially constant with respect to a change in current.
  • the second switching control circuit passes through the turn-on signal transmission circuit by the voltage generated in the high-side drive winding (nb2) triggered by the turn-off of the first switching element (Q1).
  • the switching element (Q2) is turned on, the charge / discharge current ratio (Di) is set to approximately 1, and the second time period is set so that the on-time ratio (Da) is approximately 1 with respect to the change in the load current.
  • the on-time of the switching element (Q2) is controlled.
  • the second switching control circuit causes the second switching control circuit to pass through the turn-on signal transmission circuit by the voltage generated in the high-side drive winding (nb2) triggered by the turn-off of the first switching element (Q1).
  • the switching element Q2 When the charge / discharge current ratio is Di, the DC input voltage is Vi, the output voltage is Vo, the number of turns of the primary winding is np, and the number of turns of the secondary winding is ns, Di is ns
  • the on-time of the second switching element (Q2) is set to be larger than Vi / np ⁇ Vo so that the on-time ratio (Da) is substantially constant with respect to the change in the load current. To control.
  • the bidirectional constant current circuit includes a constant current circuit using an operational amplifier.
  • the base of the first transistor (Q11) is connected to the collector of the second transistor (Q12), and the emitter of the first transistor (Q11) is the second transistor (Q12).
  • a constant current circuit composed of a transistor circuit connected to the base of the circuit.
  • the bidirectional constant current circuit includes a constant current circuit composed of a Zener diode and a resistor.
  • the bidirectional constant current circuit includes a diode bridge rectifier circuit using four diodes and one constant current circuit connected between output terminals of the diode bridge rectifier circuit.
  • the bidirectional constant current circuit includes a bidirectional constant voltage circuit in which two Zener diodes are connected in series in the opposite direction, and the voltage of the high-side drive winding (nb2) is inputted to the bidirectional constant voltage circuit. Is generated.
  • a capacitor is connected in parallel to at least one of the rectifier diodes that rectifies the voltage generated in the high-side drive winding (nb2) and supplies current to the discharge current setting circuit or the charge current setting circuit.
  • a resistor is connected in parallel to at least one of the rectifier diodes that rectifies the voltage generated in the high-side drive winding (nb2) and supplies current to the discharge current setting circuit or the charge current setting circuit.
  • the transformer (T) includes a low-side drive winding (nb1), one end of the low-side drive winding (nb1) is connected to the low potential side of the DC power input, and the other end is a second rectifying and smoothing.
  • the first switching control circuit is connected via a circuit so as to be supplied as a DC power supply voltage.
  • the first switching control circuit generates a driving voltage signal for turning on the first switching element (Q1) when detecting the reversal of the voltage polarity of the transformer (T) by the low-side driving winding (nb1).
  • the switching element driving circuit for outputting and the first switching element (Q1) from the turn-on to the first in response to the voltage of the feedback signal generated by detecting the output voltage and comparing it with a reference voltage (target voltage).
  • a voltage-time conversion circuit that controls a time until the switching element (Q1) is turned off.
  • the cost can be reduced.
  • the drive circuit and the control circuit of the high-side switching element Q2 are integrated, and the second switching control circuit can be configured by one transistor (Q3). Therefore, cost reduction can be achieved.
  • the second switching control circuit turns on the second switching element so that the ratio of the on-time of the second switching element to the first switching element is substantially constant, the load current changes, and therefore switching is performed. Even when the frequency changes, for example, if the ratio of the on-time is approximately 1, the first and second switching elements can be easily operated with substantially the same on-time.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 101 according to a first embodiment.
  • FIG. The relationship between the gate-source voltage Vgs1 of the first switching element Q1, the gate-source voltage Vgs2 of the second switching element Q2, the drain-source voltage Vds1 of the first switching element Q1, and the voltage of the capacitor Cb2.
  • FIG. It is a wave form diagram which shows the relationship between the voltage Vnb2 of the high side drive winding nb2, and the voltage VCb2 of the capacitor Cb2.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply apparatus according to a second embodiment. It is a circuit diagram of switching power supply device 103 concerning a 3rd embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a sixth embodiment.
  • It is a wave form diagram which shows the relationship of Vcb2.
  • It is a circuit diagram of the switching power supply device 107 which concerns on 7th Embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply device according to an eighth embodiment.
  • the gate-source voltage Vgs1 of the first switching element Q1, the gate-source voltage Vgs2 of the second switching element Q2, the drain-source voltage Vds1 of the first switching element Q1, and the voltage of the capacitor Cb2 in FIG. It is a wave form diagram which shows the relationship of Vcb2.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 101 according to the first embodiment.
  • the voltage of the DC input power supply Vi is input between the input terminals PI (+)-PI (G) of the switching power supply device 101.
  • a predetermined DC voltage is output to the load Ro connected between the output terminals PO (+)-PO (G) of the switching power supply apparatus 101.
  • a capacitor Cr, an inductor Lr, a primary winding np of the transformer T, a first switching element Q1, and a current detection resistor Ri are connected in series between the input terminals PI (+)-PI (G).
  • the series circuit is configured.
  • the first switching element Q1 is composed of an FET, the drain terminal is connected to the primary winding np of the transformer T, and the source terminal is connected to the current detection resistor Ri.
  • a second series circuit in which a second switching element Q2, a capacitor Cr, and an inductor Lr are connected in series is configured.
  • a first rectifying and smoothing circuit including diodes Ds and Df and a capacitor Co is configured.
  • the first rectifying / smoothing circuit performs full-wave rectification and smoothing of the AC voltage output from the secondary windings ns1 and ns2, and outputs it to the output terminals PO (+) ⁇ PO (G).
  • a rectifying and smoothing circuit including a diode Db and a capacitor Cb is connected to the low-side drive winding nb1 of the transformer T.
  • a DC voltage obtained by this rectifying / smoothing circuit is supplied as a power supply voltage between the GND terminal and the VCC terminal of the switching control IC 81.
  • the switching control IC 81 corresponds to the first switching control circuit of the present invention.
  • the switching control IC 81 includes a switching element driving circuit that outputs a driving voltage from the OUT terminal to the gate of the first switching element Q1.
  • the first switching element Q1 is turned on / off by the driving voltage.
  • a second switching control circuit 61 is provided between the high-side drive winding nb2 of the transformer T and the second switching element Q2. Specifically, the first end of the high-side drive winding nb2 of the transformer T is connected to a connection point (a source terminal of the second switching element Q2) between the first switching element Q1 and the second switching element Q2. The second switching control circuit 61 is connected between the second end of the high-side drive winding nb2 and the gate terminal of the second switching element Q2.
  • a resistor Rgs is connected between the gate terminal and the source terminal of the second switching element Q2.
  • the second switching control circuit 61 forcibly turns off the second switching element Q2 when the same time as the on-time of the first switching element Q1 has elapsed after the second switching element Q2 is turned on.
  • a feedback circuit is provided between the output terminals PO (+) and PO (G) and the switching control IC 81.
  • the feedback circuit generates a feedback signal by comparing a divided voltage value between the output terminals PO (+) and PO (G) with a reference voltage, and supplies the feedback signal to the FB terminal of the switching control IC 81 in an insulated state. Input feedback voltage.
  • the switching control IC 81 outputs a driving voltage signal for turning on the first switching element Q1 when the reversal of the voltage polarity of the transformer T is detected by the low-side driving winding nb1.
  • a voltage for controlling the on-time from the turn-on to the turn-off of the first switching element Q1 according to the voltage of the feedback signal generated by detecting the output voltage to the load and comparing with the reference voltage (target voltage) -It has a time conversion circuit.
  • the second switching control circuit 61 includes a diode bridge rectifier circuit composed of four diodes D1, D2, D3, and D4, and a constant current circuit CC2 connected between the output terminals of the diode bridge rectifier circuit. This is a bidirectional constant current circuit.
  • the negative voltage induced in the high-side drive winding nb2 causes the capacitor Cb2 to pass through the path of the capacitor Cb2, the diode D3, the constant current circuit CC2, the diode D2, and the high-side drive winding nb2. Is discharged in the negative direction by a constant current.
  • the discharging time of the capacitor Cb2, that is, the on time of the first switching element Q1, and the charging time of the capacitor Cb2, that is, the on time of the second switching element Q2 become equal.
  • the resistor Rgs connected between the gate terminal and the source terminal of the second switching element Q2 adjusts the voltage value applied between the gate and the source of the second switching element Q2 and discharges the residual charge. Although it is provided, the basic operation is not greatly affected even if it is not used.
  • FIG. 3 shows the gate-source voltage Vgs1 of the first switching element Q1, the gate-source voltage Vgs2 of the second switching element Q2, the drain-source voltage Vds1 of the first switching element Q1, and the capacitor Cb2. It is a wave form diagram which shows the relationship of a voltage.
  • the gradient of the charging voltage VCb2 is equal. That is, the charge / discharge current ratio Di is 1: 1. Therefore, the on-time of the second switching element Q2 is equal to the on-time of the first switching element Q1.
  • T Q1ON (1) and T Q2ON (1) are equalized by the above-described operation.
  • Vds1 and VCb2 are waveform diagrams shown by dotted lines.
  • T Q1ON (2) and T Q2ON (2) are equalized by the above-described operation.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing the relationship between the voltage Vnb2 of the high-side drive winding nb2 and the voltage VCb2 of the capacitor Cb2.
  • the reverse bias voltage is applied to the base and emitter of the transistor Q3 due to the discharge of the capacitor Cb2, it normally has a breakdown voltage of about -5V, and -4V-0 Charge and discharge can be performed in a wide range up to .6V.
  • Increasing the voltage fluctuation range for the capacitor Cb2 increases resistance to disturbance noise, and also reduces errors with respect to temperature changes and variations in the electrical characteristics of components, allowing stable operation. .
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 can be alternately turned on and off in a symmetrical waveform with substantially the same on time.
  • the on-time detection of the first switching element Q1 and the circuit for turning on and off the second switching element Q2 can be integrated, and the second switching control circuit can be configured with a minimum number of discrete components. Can be configured.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are turned on using a voltage change generated in the transformer winding as a trigger, and are alternately turned on and off with a minimum dead time. That is, both switching elements are not turned on simultaneously, and high reliability can be ensured. Further, since the dead time is the minimum value that can achieve the ZVS (zero voltage switching) operation, high power conversion efficiency can be obtained.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 102 according to the second embodiment.
  • the configuration of the second switching control circuit 62 is different from the first switching power supply device 101 shown in FIG.
  • the constant current circuit is shown more specifically. That is, the base of the first transistor Q11 is connected to the collector of the second transistor Q12, the emitter of the first transistor Q11 is connected to the base of the second transistor Q12, and between the collector and base of the first transistor Q11.
  • the resistor R12 is connected to the second transistor Q12, and the resistor R11 is connected between the emitter and base of the second transistor Q12, thereby forming one constant current circuit.
  • the second switching control circuit can be configured with the minimum number of discrete components.
  • a series circuit of a resistor R6 and a diode D6 is connected in parallel to the resistor R5. Therefore, a charging path for turning on the second switching element Q2 by charging the input capacitance of the second switching element Q2 with the voltage generated in the high-side drive winding nb2, and the second switching element Q2
  • the impedance can be varied by changing the discharge path when discharging the charge from the input capacitance. Therefore, the delay time from the time when the voltage change occurs in the high side drive winding nb2 can be adjusted, and the second switching element Q2 can be designed to be turned on at an optimal timing.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 103 according to the third embodiment. What is different from the first switching power supply device 101 shown in FIG. 2 is the configuration of the second switching control circuit 63. In this example, capacitors C1, C2, C3, and C4 are connected in parallel to the diodes D1, D2, D3, and D4, respectively.
  • the capacitor does not have to be connected in parallel with all of the diodes D1 to D4. If the capacitor is connected in parallel with at least one, the distortion of the charge / discharge current can be corrected.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the switching power supply device 104 according to the fourth embodiment.
  • the configuration of the second switching control circuit 64 is different from the first switching power supply apparatus 102 shown in FIG.
  • capacitors C1, C2, C3, and C4 are connected in parallel to the diodes D1, D2, D3, and D4, respectively.
  • the capacitors C1, C2, C3, In the dead time when the charge is stored in C4 and the voltage of the high-side drive winding nb2 changes, the charge stored in the capacitors C1, C2, C3, and C4 can be discharged. In addition, it is possible to pass a current with a leading phase. This makes it possible to adjust the amount of charge / discharge current to the capacitor Cb2, and to adjust the dead time, in particular, the distortion of the charge / discharge current when the direction of the charge / discharge current to the capacitor Cb2 changes, to the capacitors C1, C2, C3. It can be corrected with C4.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply device 105 according to the fifth embodiment.
  • the configuration of the second switching control circuit 65 is different from the first switching power supply device 101 shown in FIG.
  • capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the diodes D1 and D2, respectively.
  • Resistors R3 and R4 are connected in parallel to the diodes D3 and D4, respectively.
  • the impedance (time constant) of the charging path and discharging path for the capacitor Cb2 can be made different by making the resistance values of the resistors R3 and R4 different. Therefore, a slight difference in on-time between the first switching element Q1 and the second switching element Q2 can be corrected. Further, by adjusting the resistance value using the resistors R3 and R4, it is possible to correct a slight difference in on-time required when the input voltage or the output voltage changes. That is, the resistance value is adjusted using the resistors R3 and R4 by utilizing the change in the voltage of the high-side drive winding nb2.
  • the input / output voltage is changed by adding the voltage of the high-side drive winding nb2 and the current determined by the resistor R3 or the resistor R4 to the current determined by the constant current circuit and superimposing the current to charge or discharge the capacitor Cb2. Correction can be performed. As a result, the ON times of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 can be equalized with higher accuracy.
  • the resistor may be connected in parallel with at least one of the diodes D1 to D4. It should be noted that a capacitor may or may not be connected instead at a location where resistors are not connected in parallel.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the switching power supply device 106 according to the sixth embodiment.
  • the configuration of the second switching control circuit 66 is different from the switching power supply devices shown in the first to fifth embodiments.
  • a circuit is provided in which two Zener diodes Dz1 and Dz2 are connected in series in the reverse direction, and further a resistor R7 is connected in series. This circuit receives the output voltage of the high side drive winding nb2 and generates a constant voltage in both directions.
  • the voltage across the Zener diodes Dz1 and Dz2 connected in series is applied to the charge / discharge circuit including the capacitor Cb2 and the resistor R8.
  • the zener voltages of the two zener diodes Dz1 and Dz2 are basically equal.
  • FIG. 10 shows a gate-source voltage Vgs1 of the first switching element Q1, a gate-source voltage Vgs2 of the second switching element Q2, a drain-source voltage Vds1 of the first switching element Q1, and It is a wave form diagram showing the relation of voltage Vcb2 of capacitor Cb2.
  • the negative voltage induced in the high-side drive winding nb2 is made constant by the series circuit of the Zener diodes Dz1 and Dz2 and the resistor R7, and is generated by the capacitor Cb2 and the resistor R8. Applied to constant circuit.
  • a positive voltage induced in the high-side drive winding nb2 is applied to the second switching element Q2 via the resistor R5, and Q2 is turned on.
  • the positive voltage induced in the high-side drive winding nb2 is made constant by the series circuit of the Zener diodes Dz1 and Dz2 and the resistor R7, and the stabilized positive voltage is added to the time constant circuit by the capacitor Cb2 and the resistor R8. A voltage is applied.
  • the transistor Q3 When the voltage of the capacitor Cb2 exceeds about 0.6V, the transistor Q3 is turned on, whereby the second switching element Q2 is turned off.
  • the charging time of the capacitor Cb2, that is, the ON time of the first switching element Q1, and the discharging time of the capacitor Cb2, that is, the ON time of the second switching element Q2 are substantially equal.
  • T Q1ON (1) and T Q2ON (1) are equalized by the above-described operation.
  • Vds1 and VCb2 are waveform diagrams shown by dotted lines.
  • T Q1ON (2) and T Q2ON (2) are equalized by the above-described operation.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the switching power supply device 107 according to the seventh embodiment.
  • the configuration of the second switching control circuit 67 is different from the switching power supply device shown in the first embodiment.
  • two constant current circuits CC21 and CC22 and backflow prevention diodes D1 and D2 capacitors C5 are provided.
  • the voltage induced in the high-side drive winding nb2 causes the capacitor Cb2 to be driven by a constant current in the path of the capacitor Cb2, the constant current circuit CC22, the diode D2, and the high-side drive winding nb2. Discharged in the negative direction.
  • the discharging time of the capacitor Cb2 that is, the on time of the first switching element Q1
  • the charging time of the capacitor Cb2 that is, the on time of the second switching element Q2
  • the power conversion circuit has a circuit configuration using a flyback converter. Furthermore, the reset time of the transformer ends after the switching element Q2 is turned off, and the current flowing through the transformer is changed to the current critical mode by turning on the switching element Q1 using the reversal of the transformer voltage due to the completion of the transformer reset. Consider the case of operating with.
  • the product T Q1ON ⁇ Ib1 of the discharge time T Q1ON of the capacitor Cb2 and the discharge current value Ib1 is the discharge charge amount.
  • the charge amount is expressed as TQ2ON ⁇ Ib2 .
  • the second switching element Q2 By setting the second switching element Q2 to be larger than / (np ⁇ Vo) and controlling the on-time of the second switching element Q2 so that the on-time ratio (Da) is substantially constant with respect to the change in the load current, Even if the converter is operated in the current critical mode, the on-time of the switching element Q1 changes with respect to the load change, and even if the switching period changes, zero voltage switching is achieved and the reverse of the secondary side rectifier diode It becomes possible to reduce the loss accompanying the recovery time.
  • FIG. 12 shows a gate-source voltage Vgs1 of the first switching element Q1, a gate-source voltage Vgs2 of the second switching element Q2, a drain-source voltage Vds1 of the first switching element Q1, and It is a wave form diagram showing the relation of voltage Vcb2 of capacitor Cb2.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the switching power supply device 108 according to the eighth embodiment.
  • the difference from the switching power supply device shown in FIG. 11 is the configuration of the second switching control circuit 68.
  • a series circuit of a resistor R81 and a diode D81 and a series circuit of a resistor R82 and a diode D82 are connected in parallel, and a resistor R7 is connected in series to this parallel circuit.
  • This series circuit is connected between the high-side drive winding nb and the capacitor Cb2.
  • a circuit in which a diode D11 and a Zener diode Dz12 are connected in series in the reverse direction is connected to both ends of the capacitor Cb2.
  • the output voltage of the high-side drive winding nb2 is input to generate a constant voltage in both directions.
  • the charging current for the capacitor Cb2 passes through the resistor R81 and the discharging current passes through the resistor R82, the charging time constant and the discharging time constant for the capacitor Cb2 are different.
  • the charge time constant and the discharge time constant for the capacitor Cb2 are also different from each other by the capacitor C82.
  • the charge can be stored in the capacitor C82, and the charge stored in the capacitor C82 can be discharged in the dead time when the voltage of the high-side drive winding nb2 changes.
  • it is possible to pass a current with a leading phase as compared with the case of only the rectifier diode. This makes it possible to adjust the amount of charge / discharge current to the capacitor Cb2, and the capacitor C82 can correct the dead time, particularly the distortion of the charge / discharge current when the direction of the charge / discharge current to the capacitor Cb2 changes.
  • the circuit in which the diode D11 and the Zener diode Dz12 connected to both ends of the capacitor Cb2 are connected in series in the reverse direction clamps the voltage applied in the reverse direction between the base and the emitter of the transistor Q3, and the overvoltage is increased. It becomes possible to protect what is added.
  • Vgs1 of the first switching element Q1 shows a gate-source voltage Vgs1 of the first switching element Q1, a gate-source voltage Vgs2 of the second switching element Q2, a drain-source voltage Vds1 of the first switching element Q1, and It is a wave form diagram showing the relation of voltage Vcb2 of capacitor Cb2.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the switching power supply device 109 according to the ninth embodiment. What is different from the switching power supply device shown in FIG. 13 is the configuration of the second switching control circuit 69.
  • a series circuit of a resistor R81 and a diode D81 and a series circuit of a resistor R82 and a diode D82 are connected in parallel. Between the connection point of the parallel circuit and the resistor R7 and one end of the high-side drive winding nb.
  • a circuit in which two zener diodes Dz1 and Dz2 are connected in series in the opposite direction is connected. That is, Zener diodes Dz1 and Dz2 are added.
  • the output of the high-side drive winding nb is input to the series circuit of the Zener diodes Dz1 and Dz2 and the resistor R7, and the voltage of the series circuit of the Zener diodes Dz1 and Dz2 is supplied. It is possible to suppress (correct) the influence of fluctuations in the voltage of the side drive winding nb.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the switching power supply device 110 according to the tenth embodiment. What is different from the switching power supply device shown in FIG. 15 is the configuration of the second switching control circuit 70. Although the connection relations of the Zener diodes Dz1 and Dz2 and other connection relations are different, the operation and effect are basically the same as those of the ninth embodiment.
  • the output of the high-side drive winding nb2 is input to the series circuit of the Zener diodes Dz1 and Dz2 and the resistors R71 and R72, and the voltage applied to the Zener diodes Dz1 and Dz2 is input to the capacitor Cb2 and the resistor R81 or R82.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the switching power supply device 111 according to the eleventh embodiment.
  • a difference from the switching power supply device shown in FIG. 16 is the configuration of the second switching control circuit 71.
  • the capacitor C5 is connected in series with the resistor R5.
  • the capacitor C5 and the resistor R5 act as a delay circuit based on the time constant with respect to the voltage application to the gate of the second switching element Q2, and in relation to the input capacitance between the gate and the source of the second switching element Q2, The turn-on delay time of the second switching element Q2 and the voltage value between the gate and the source are controlled.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the switching power supply device 112 according to the twelfth embodiment.
  • the second embodiment is different from the switching power supply device shown in FIG. 5 in the configuration of the first switching control circuit 89.
  • the drive control circuit of the first switching element Q1 is configured with discrete components instead of ICs.
  • a specific example of the output voltage detection circuit 90 is also shown.
  • the output voltage detection circuit 90 includes a resistor R23, a light emitting element of the photocoupler PC, and a series circuit of a Zener diode Dz3, a resistor voltage divider circuit of resistors R21 and R22, and an output portion of the resistor divider circuit and a cathode of the Zener diode Dz3.
  • the resistor R24 and the capacitor C24 are connected.
  • the amount of light emitted from the photocoupler PC increases as the output voltage increases or as the rate of change in increase increases.
  • one end of the low-side drive winding nb1 is connected to the gate of the first switching element Q1 via a resistor R9 and a capacitor C9.
  • a series circuit of a diode D7 and a transistor Q4 is connected between the gate of the first switching element Q1 and the ground.
  • a light receiving element of the photocoupler PC, a resistor R10, and a charge / discharge circuit (time constant circuit) of the capacitor C10 are connected to both ends of the low-side drive winding nb1.
  • the capacitor C10 is connected to the transistor Q4 so that the voltage of the capacitor C10 is applied to the base of the transistor Q4.
  • a series circuit of a diode D8 and a transistor Q5 is connected between the gate of the first switching element Q1 and the ground. Further, a resistor R11 is connected between the source of the first switching element Q1 and the base of the transistor Q5.
  • the operation of the first switching control circuit 89 is as follows. First, a start-up operation by turning on the first switching element Q1 by an unillustrated start-up circuit (for example, a start-up resistor connected between PI (+) and the gate terminal of Q1), that is, an overcurrent protection operation to be described later Is started. In the rated operation, charging of the charge / discharge circuit (time constant circuit) that charges and discharges the capacitor C10 is started by the positive voltage generated in the low-side drive winding nb1 through the parallel circuit of the phototransistor element of the photocoupler PC and the resistor R10. The When the charging voltage of the capacitor C10 reaches about 0.6V, the transistor Q4 is turned on.
  • an unillustrated start-up circuit for example, a start-up resistor connected between PI (+) and the gate terminal of Q1
  • the gate potential of the first switching element Q1 is lowered, and the first switching element Q1 is turned off.
  • the negative voltage generated in the low-side drive winding nb1 discharges the capacitor C10 and charges the negative voltage.
  • the second switching control circuit 62 is turned on after the second switching element Q2 is turned on for the same time as the on time of the first switching element Q1.
  • a series circuit of a diode D8 and a transistor Q5 is connected between the gate of the first switching element Q1 and the ground, and a resistor R11 is connected between the source of the first switching element Q1 and the base of the transistor Q5. ing.
  • the number of components is small and the switching power supply can be reduced in size and weight.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of the switching power supply device 113 according to the thirteenth embodiment.
  • the first embodiment is different from the switching power supply device shown in FIG. 2 in the configuration of the first switching control IC 84 and its peripheral circuits.
  • the switching control IC 84 is a generally inexpensive IC that operates in a current mode having an IS terminal.
  • a series circuit of a constant current circuit CC1 and a capacitor Cb1 is connected to the OUT terminal of the switching control IC 84 so that a charging voltage of the capacitor Cb1 is input to the IS terminal.
  • the switching control IC 84 sets the OUT terminal to the high level. As a result, the first switching element Q1 is turned on.
  • the constant current circuit CC1 charges the capacitor Cb1 with a constant current by the voltage of the OUT terminal of the switching control IC 84.
  • the comparator in the switching control IC 84 compares the voltage of the capacitor Cb1 with the voltage of the FB terminal. The lower the voltage of the FB terminal, the shorter the charging time of the capacitor Cb1. That is, the on-time of the first switching element Q1 is shortened and the voltage is made constant.
  • the diode D9 constitutes a discharge path for the charge of the capacitor Cb1.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of the switching power supply device 114 according to the fourteenth embodiment. What is different from the switching power supply device shown in FIG. 19 in the thirteenth embodiment is the configuration of the peripheral circuit of the first switching control IC 84.
  • a constant voltage circuit including a resistor R13 and a Zener diode Dz4 is configured at the OUT terminal of the switching control IC 84.
  • the Zener diode Dz4 is connected to a time constant circuit including a resistor R14 and a capacitor Cb1.
  • a resistance dividing circuit including resistors R15 and R16 is connected to both ends of the capacitor Cb1.
  • the output voltage of this resistance divider circuit is connected to the IS terminal of the switching control IC 84.
  • Other configurations are the same as those of the seventh embodiment. In this way, the time constant circuit may be charged with a constant voltage.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of the switching power supply device 115 according to the fifteenth embodiment.
  • the first embodiment is different from the switching power supply device shown in FIG. 2 in the position of the capacitor Cr.
  • the secondary side of the transformer T is represented as a rectifying and smoothing circuit 91 in a block form.
  • the resonance capacitor Cr may be inserted in a path through which a current flowing through the inductor Lr flows when the first switching element Q1 is turned off. Therefore, the capacitor Cr may be connected between the drain of the second switching element Q2 and the input terminal PI (+) as shown in FIG.
  • FIG. 22 is a circuit diagram of the switching power supply 116 according to the sixteenth embodiment.
  • the first embodiment differs from the switching power supply shown in FIG. 2 in the positions of the second switching element Q2 and the capacitor Cr.
  • the resonance capacitor Cr Since the resonance capacitor Cr only needs to be inserted in the path through which the current flowing through the inductor Lr flows when the first switching element Q1 is off, the capacitor Cr is connected to the drain of the second switching element Q2 and the input as shown in FIG. It may be connected between the terminal PI (G).
  • FIG. 23 is a circuit diagram of the switching power supply device 117 according to the seventeenth embodiment.
  • the first embodiment differs from the switching power supply shown in FIG. 2 in the positions of the second switching element Q2 and the capacitor Cr.
  • the resonance capacitor Cr Since the resonance capacitor Cr only needs to be inserted in the path through which the current flowing through the inductor Lr flows when the first switching element Q1 is off, the capacitor Cr is connected to one end of the primary winding np and the second winding as shown in FIG. May be connected to the source of the switching element Q2.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of the switching power supply device 118 according to the eighteenth embodiment. What is different from the switching power supply device shown in FIG. 23 in the seventeenth embodiment is that capacitors Cr1 and Cr2 are provided in addition to the capacitor Cr.
  • the capacitors Cr and Cr1 are provided so that the inductor, the primary winding np, the capacitor Cr, the second switching element Q2, and the capacitor Cr1 form a closed loop.
  • the capacitor Cr2 is connected between the connection point between the capacitor Cr1 and the inductor Lr and the input terminal PI (G).
  • a plurality of resonant capacitors (Cr1, Cr2) connected in series to the second switching element Q2 may be provided.
  • the current supplied from the power supply voltage Vi flows during both the on-time of the first switching element Q1 and the on-time of the second switching element Q2, and the first switching element Q1.
  • the effective current of the current supplied from the power supply voltage Vi is reduced as compared with the circuit configuration of FIG. Thereby, the conduction loss due to the current supplied from the power supply voltage Vi can be reduced.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of the switching power supply device 119 according to the nineteenth embodiment.
  • a rectifying / smoothing circuit including a diode Ds and a capacitor Co is provided in the secondary winding ns of the transformer T. Further, a capacitor Cs is connected in parallel to the diode Ds.
  • the switching power supply 119 acts as a half-wave rectifier converter.
  • the parasitic diode Dq1 and parasitic capacitance Cq1 of the first switching element Q1, and the parasitic diode Dq2 and parasitic capacitance Cq2 of the second switching element Q2 are shown. Diodes in the same direction as the parasitic diodes may be externally attached to both ends of the switching elements Q1 and Q2. A capacitor may be externally attached to both ends of the switching elements Q1, Q2.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of the switching power supply device 120 according to the twentieth embodiment. What is different from the switching power supply device shown in FIG. 2 in the first embodiment is the configuration on the secondary side of the transformer T.
  • a diode bridge circuit composed of diodes D21, D22, D23, and D34 and a capacitor Co are connected to the secondary winding ns of the transformer T. In this way, full-wave rectification may be performed by the diode bridge circuit.
  • FIG. 27 is a circuit diagram of the switching power supply 121 according to the twenty-first embodiment. What is different from the switching power supply device shown in FIG. 2 in the first embodiment is the configuration on the secondary side of the transformer T.
  • a rectifying and smoothing circuit including a diode Ds and a capacitor Co1 is configured at both ends of the secondary winding ns1 of the transformer T, and the capacitor Co3 is connected between the output terminals PO (+)-PO (G). ing.
  • the middle point of the series circuit of the diode Df and the capacitor Co2 is connected to the output terminal PO (G), and both ends are connected to both ends of the secondary winding ns1 of the transformer T.
  • a voltage doubler rectifier circuit may be used.
  • a rectifier circuit using a diode is configured in the circuit on the secondary side of the transformer T.
  • a rectifying FET may be provided for synchronous rectification. This can reduce the loss of the secondary side circuit.
  • the present invention can be applied not only to a half-bridge converter but also to a switching power supply device that alternately turns on / off two switching elements in a multi-stone converter such as a full-bridge converter, a voltage clamp converter, and the like. .

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Abstract

　スイッチング制御ＩＣ（８１）は第１のスイッチング素子（Ｑ１）をオン・オフ制御する。トランス（Ｔ）のハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）と第２のスイッチング素子（Ｑ２）との間には第２のスイッチング制御回路（６１）が設けられている。第２のスイッチング制御回路（６１）は、第１のスイッチング素子（Ｑ１）のオン時間にキャパシタ（Ｃｂ２）に対して定電流で負方向に放電し、第２のスイッチング素子（Ｑ２）がターンオンした後、キャパシタ（Ｃｂ２）を定電流で正方向に充電する。放電電流値に対する充電電流値の比率に応じて、第１のスイッチング素子（Ｑ１）のオン時間に対する第２のスイッチング素子（Ｑ２）のオン時間の比率が常にほぼ一定となるように、トランジスタ（Ｑ３）は第２のスイッチング素子（Ｑ２）のオン時間を制御する。

Description

スイッチング電源装置
　この発明は、トランスと二つのスイッチング素子を備えたスイッチング電源装置に関するものである。
　従来、二つのスイッチング素子を相補的に交互にオン／オフさせるように構成されたスイッチング電源装置の一つが特許文献１、特許文献２に示されている。
　図１は特許文献１に示されているスイッチング電源装置の回路図である。図１において、スイッチング電源装置１は、一般にフライバックコンバータと呼ばれる回路を応用したものであり、主スイッチング素子Ｑ１がオンとオフとを交互に繰り返し、オンのとき、トランス１にエネルギが蓄積され、オフのとき、負荷に電力が供給される。また、スイッチング電源装置１は、主スイッチング素子Ｑ１に掛かるサージ電圧をクランプする、所謂アクティブクランプ方式を採用したものであり、主スイッチング素子Ｑ１および副スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作が実現されるものである。
　スイッチング電源装置１は、主スイッチング素子としてのＦＥＴＱ１、トランスＴの１次巻線Ｎ１および直流電源Ｅが直列に接続され、副スイッチング素子としてのＦＥＴＱ２およびキャパシタＣ１の直列回路が、トランスＴの１次巻線Ｎ１の両端間に接続されている。
　ここで、ＦＥＴＱ１のゲートは、主スイッチング素子制御回路（主制御回路）２を介して、第１の駆動巻線Ｎ３の一端に接続される。また、ＦＥＴＱ２のソースは、ＦＥＴＱ１のドレインに接続され、ゲートは、副スイッチング素子制御回路（副制御回路）３を介して、トランスＴの第２の駆動巻線Ｎ４の一端に接続されている。
　また、ＦＥＴＱ２のゲートおよびソースは、副制御回路３を介して第２の駆動巻線Ｎ４の両端間に接続されている。副制御回路３は、トランジスタＱ３、キャパシタＣ２、抵抗Ｒ１、キャパシタＣ３、抵抗Ｒ２およびインダクタ４を備えている。このうち、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ１は時定数回路を構成している。
　また、スイッチング電源装置１は、トランスＴの２次側に、整流ダイオードＤｏ、および、平滑コンデンサＣ４を備えている。
　一方、特許文献２にはローサイド及びハイサイドの両方のスイッチング素子をＩＣで駆動するようにしたスイッチング電源装置が開示されている。
特開２００１－３７２２０号公報 特開平７－２７４４９８号公報
　特許文献１のスイッチング電源装置においては、トランスＴの駆動巻線Ｎ４と時定数回路でハイサイドのスイッチング素子Ｑ２を駆動するように構成されていて、シンプルな回路である。しかし、さらに周波数を変化させるような制御では、スイッチング素子Ｑ２のオン時間も変化させることが望ましいが、スイッチング素子Ｑ２のオン時間は時定数回路でほぼ固定されているため、対応することは困難である。
　一方、特許文献２のスイッチング電源装置のように、ローサイド及びハイサイドの両方のスイッチング素子をＩＣで駆動する構成では、前記時比率の設定や周波数の設定が比較的容易に行える。しかし、ハイサイドのスイッチング素子のグランド電位が電源電圧と同電位となる期間が存在するため、ＩＣで直接駆動させるためには高耐圧設計のＩＣが必要になる。高耐圧設計のＩＣは、その設計が複雑であり、非常に高価なＩＣを用いることになる。また一つのＩＣで２つのスイッチング素子を直接駆動する構成では、ＩＣの周辺回路の経路は２つのスイッチング素子にそれぞれ接続する必要があるため、周辺回路も複雑になる。そのため、さらに高コストなスイッチング電源装置とならざるを得ない。
　この発明の目的は、高耐圧のＩＣを不要にし、ローサイドとハイサイドの両方のスイッチング素子をオン時間比率ほぼ一定で駆動できるようにした低コストなスイッチング電源装置を提供することにある。また、特に、負荷電流が変化し、そのためにスイッチング周波数が変化した場合であっても、二つのスイッチング素子のそれぞれのオン時間の比率がほぼ一定で、かつ相補的に交互にオン／オフできるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
　前記課題を解決するために、この発明のスイッチング電源装置は次にように構成する。
　直流入力電圧が入力される直流電源入力部と、
　磁気的に結合された１次巻線（ｎｐ）、２次巻線（ｎｓ）及びハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）を少なくとも備えたトランス（Ｔ）と、
　前記直流入力電圧を断続的に前記１次巻線（ｎｐ）に印加するように相補的にオン・オフを繰り返す、ローサイドの第１のスイッチング素子（Ｑ１）と、ローサイドの第１のスイッチング素子とはグランドレベルの異なるハイサイドの第２のスイッチング素子（Ｑ２）と、
　前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）を制御する第１のスイッチング制御回路と、
　前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）を制御する第２のスイッチング制御回路と、を備え、
　前記２次巻線（ｎｓ）から出力される電圧によって負荷電流を出力し出力電圧（Ｖｏ）を供給するスイッチング電源装置であって、
　前記第１のスイッチング制御回路は、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）の制御端子へ所定のオン時間持続する信号を出力して、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）を所定のオン時間だけオンさせた後にターンオフさせる回路であり、
　前記第２のスイッチング制御回路は、
　第１のキャパシタと、
　前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のオン期間に前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧（負電圧）を基にして前記第１のキャパシタを略一定の放電電流で負方向に放電する放電電流値（Ｉｂ１）を設定する放電電流設定回路と、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のオフ期間に前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧（正電圧）を基にして前記第１のキャパシタを略一定の充電電流で正方向に充電する充電電流値（Ｉｂ２）を設定する充電電流設定回路と、を備えた双方向定電流回路と、
　前記第１のキャパシタの充電電圧によって制御され、前記第１のキャパシタの充電電圧が所定のしきい値を超えるときに前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）の制御端子の電圧を制御して前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）をターンオフさせるトランジスタ（Ｑ３）と、
　前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧を前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）の制御端子に印加して前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）をターンオンさせるターンオン信号伝達回路と、を備え、
　前記放電電流値（Ｉｂ１）に対する前記充電電流値（Ｉｂ２）の比率である充放電電流比率（Ｄｉ）（＝Ｉｂ２／Ｉｂ１）を設定して、
　前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のオン時間（ｔｏｎ１）に対する前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）のオン時間（ｔｏｎ２）の比率であるオン時間比率（Ｄａ）（＝ｔｏｎ２／ｔｏｎ１）が前記負荷電流の変化に対して、ほぼ一定となるように前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）のオン時間（ｔｏｎ２）を制御することを特徴とする。
　例えば、前記第２のスイッチング制御回路は、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のターンオフをトリガとして前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧により前記ターンオン信号伝達回路を経て前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）をターンオンさせ、前記充放電電流比率（Ｄｉ）をほぼ１に設定して、前記オン時間比率（Ｄａ）が前記負荷電流の変化に対してほぼ１となるように前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）のオン時間を制御する。
　例えば、前記第２のスイッチング制御回路は、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のターンオフをきっかけとして前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧により前記ターンオン信号伝達回路を経て前記第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、
　前記充放電電流比率をＤｉ、前記直流入力電圧をＶｉ、前記出力電圧をＶｏ、前記１次巻線の巻回数をｎｐ、前記２次巻線の巻回数をｎｓで表したとき、Ｄｉがｎｓ・Ｖｉ／ｎｐ・Ｖｏよりも大きくなるように設定して、前記オン時間比率（Ｄａ）が前記負荷電流の変化に対してほぼ一定となるように前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）のオン時間を制御する。
　例えば、前記双方向定電流回路は、オペアンプによる定電流回路を含む。
　例えば、前記双方向定電流回路は、第１のトランジスタ（Ｑ１１）のベースが第２のトランジスタ（Ｑ１２）のコレクタに接続され、第１のトランジスタ（Ｑ１１）のエミッタが第２のトランジスタ（Ｑ１２）のベースに接続されたトランジスタ回路で構成された定電流回路を含む。
　例えば、前記双方向定電流回路は、ツェナーダイオードと抵抗で構成された定電流回路を含む。
　例えば、前記双方向定電流回路は、４つのダイオードによるダイオードブリッジ整流回路と、前記ダイオードブリッジ整流回路の出力端間に接続された１つの定電流回路とで構成される。
　例えば、前記双方向定電流回路は、２つのツェナーダイオードが逆方向に直列接続された双方向定電圧回路を含み、前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）の電圧を入力して双方向に一定電圧を生成する。
　例えば、前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧を整流して、前記放電電流設定回路又は前記充電電流設定回路に電流を流す整流ダイオードのうち少なくとも一つにキャパシタが並列に接続されている。
　例えば、前記ハイサイド駆動巻線（ｎｂ２）に発生する電圧を整流して、前記放電電流設定回路又は前記充電電流設定回路に電流を流す整流ダイオードのうち少なくとも一つに抵抗が並列接続されている。
　例えば、前記トランス（Ｔ）はローサイド駆動巻線（ｎｂ１）を備え、前記ローサイド駆動巻線（ｎｂ１）の一端は前記直流電源入力部の低電位側に接続され、他端は第２の整流平滑回路を介して前記第１のスイッチング制御回路に対して直流電源電圧として供給されるように接続されている。
　例えば、前記第１のスイッチング制御回路は、前記ローサイド駆動巻線（ｎｂ１）により前記トランス（Ｔ）の電圧極性の反転を検出したとき前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）をターンオンさせる駆動電圧信号を出力するスイッチング素子駆動回路と、前記出力電圧を検出して基準電圧（目標電圧）との比較により発生される帰還信号の電圧に応じて、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のターンオンから前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）のターンオフまでの時間を制御する電圧－時間変換回路と、を備える。
　この発明によれば、高耐圧のＩＣが不要であるので、低コスト化が図れる。また、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２の駆動回路と制御回路とが一体化されて、一つのトランジスタ（Ｑ３）で第２のスイッチング制御回路が構成できる。そのため低コスト化が図れる。
　第２のスイッチング制御回路は、第１のスイッチング素子に対する第２のスイッチング素子のオン時間の比率がほぼ一定となるように第２のスイッチング素子をオンするので、負荷電流が変化し、そのためにスイッチング周波数が変化した場合であっても、例えばこのオン時間の比率がほぼ１であれば、第１・第２のスイッチング素子を容易にほぼ同じオン時間で動作させることができる。
特許文献１に示されているスイッチング電源装置の回路図である。 第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。 第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧の関係を示す波形図である。 ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧Ｖｎｂ２とキャパシタＣｂ２の電圧ＶＣｂ２の関係を示す波形図である。 第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。 第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３の回路図である。 第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４の回路図である。 第５の実施形態に係るスイッチング電源装置１０５の回路図である。 第６の実施形態に係るスイッチング電源装置１０６の回路図である。 図９における第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧Ｖｃｂ２の関係を示す波形図である。 第７の実施形態に係るスイッチング電源装置１０７の回路図である。 図１１における第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧Ｖｃｂ２の関係を示す波形図である。 第８の実施形態に係るスイッチング電源装置１０８の回路図である。 図１３における第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧Ｖｃｂ２の関係を示す波形図である。 第９の実施形態に係るスイッチング電源装置１０９の回路図である。 第１０の実施形態に係るスイッチング電源装置１１０の回路図である。 第１１の実施形態に係るスイッチング電源装置１１１の回路図である。 第１２の実施形態に係るスイッチング電源装置１１２の回路図である。 第１３の実施形態に係るスイッチング電源装置１１３の回路図である。 第１４の実施形態に係るスイッチング電源装置１１４の回路図である。 第１５の実施形態に係るスイッチング電源装置１１５の回路図である。 第１６の実施形態に係るスイッチング電源装置１１６の回路図である。 第１７の実施形態に係るスイッチング電源装置１１７の回路図である。 第１８の実施形態に係るスイッチング電源装置１１８の回路図である。 第１９の実施形態に係るスイッチング電源装置１１９の回路図である。 第２０の実施形態に係るスイッチング電源装置１２０の回路図である。 第２１の実施形態に係るスイッチング電源装置１２１の回路図である。
《第１の実施形態》
　第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について、図２・図３を参照して説明する。
　図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。このスイッチング電源装置１０１の入力端子ＰＩ（＋）－ＰＩ（Ｇ）間に直流入力電源Ｖｉの電圧が入力される。そして、スイッチング電源装置１０１の出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）間に接続される負荷Ｒｏへ所定の直流電圧が出力される。
　入力端子ＰＩ（＋）－ＰＩ（Ｇ）間には、キャパシタＣｒ、インダクタＬｒ、トランスＴの１次巻線ｎｐ、第１のスイッチング素子Ｑ１及び電流検出用抵抗Ｒｉが直列に接続された第１の直列回路が構成されている。第１のスイッチング素子Ｑ１はＦＥＴからなり、ドレイン端子がトランスＴの１次巻線ｎｐに接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒｉに接続されている。
　トランスＴの１次巻線ｎｐの両端には、第２のスイッチング素子Ｑ２とキャパシタＣｒ及びインダクタＬｒが直列に接続された第２の直列回路が構成されている。
　トランスＴの２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２には、ダイオードＤｓ，Ｄｆ及びキャパシタＣｏからなる第１の整流平滑回路が構成されている。この第１の整流平滑回路は２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２から出力される交流電圧を全波整流し平滑して、出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）へ出力する。
　トランスＴのローサイド駆動巻線ｎｂ１には、ダイオードＤｂ及びキャパシタＣｂによる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路によって得られる直流電圧がスイッチング制御ＩＣ８１のＧＮＤ端子及びＶＣＣ端子間に電源電圧として供給される。
　スイッチング制御ＩＣ８１は、本発明の第１のスイッチング制御回路に相当する。スイッチング制御ＩＣ８１は、そのＯＵＴ端子から第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して駆動電圧を出力するスイッチング素子駆動回路を備えている。第１のスイッチング素子Ｑ１は、前記駆動電圧によってオン・オフ動作する。
　トランスＴのハイサイド駆動巻線ｎｂ２と第２のスイッチング素子Ｑ２との間には第２のスイッチング制御回路６１が設けられている。具体的には、トランスＴのハイサイド駆動巻線ｎｂ２の第１端は第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点（第２のスイッチング素子Ｑ２のソース端子）に接続され、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の第２端と第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート端子との間に第２のスイッチング制御回路６１が接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート端子とソース端子間には抵抗Ｒｇｓが接続されている。
　第２のスイッチング制御回路６１は第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンした後、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と同じ時間が経過した時に強制的に第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせる。
　出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（Ｇ）及びスイッチング制御ＩＣ８１の間には帰還回路が設けられている。但し、図２では簡易的に帰還の経路のみを一本の線（Ｆｅｅｄ　ｂａｃｋ）で表している。前記帰還回路は、具体的には出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）間の電圧の分圧値と基準電圧との比較によって帰還信号を発生し、絶縁状態でスイッチング制御ＩＣ８１のＦＢ端子へフィードバック電圧を入力する。
　スイッチング制御ＩＣ８１は、ローサイド駆動巻線ｎｂ１によりトランスＴの電圧極性の反転を検出したとき、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる駆動電圧信号を出力する。また、負荷への出力電圧を検出して基準電圧（目標電圧）との比較により発生される帰還信号の電圧に応じて、第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオンからターンオフまでのオン時間を制御する電圧－時間変換回路を備えている。
　前記第２のスイッチング制御回路６１は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４から構成されるダイオードブリッジ整流回路と、このダイオードブリッジ整流回路の出力端間に接続された定電流回路ＣＣ２とで構成された双方向定電流回路である。
　第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される負電圧で、キャパシタＣｂ２→ダイオードＤ３→定電流回路ＣＣ２→ダイオードＤ２→ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の経路で、キャパシタＣｂ２が定電流によって負方向に放電される。
　その後、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される正電圧で抵抗Ｒ５を介して第２のスイッチング素子Ｑ２に正電圧が印加されて、Ｑ２がターンオンする。また、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２→ダイオードＤ１→定電流回路ＣＣ２→ダイオードＤ４→キャパシタＣｂ２の経路で、キャパシタＣｂ２が定電流によって正方向に充電される。キャパシタＣｂ２の電圧がトランジスタのしきい値電圧である約０．６Ｖを超えた時点でトランジスタＱ３がオンし、これにより、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフする。
　以上の動作によって、前記キャパシタＣｂ２の放電時間すなわち第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と、キャパシタＣｂ２の充電時間すなわち第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間は等しくなる。
　なお、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート端子とソース端子間に接続されている抵抗Ｒｇｓは第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に加わる電圧値を調整したり、残留電荷を放電するように設けられているが、用いなくとも基本動作に大きな影響は無い。
　図３は、第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧の関係を示す波形図である。
　第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に負電圧が誘起され、キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２はしきい値電圧の約０．６Ｖから低下していく。その後、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に正電圧が誘起され、キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２は上昇していく。このキャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２がしきい値電圧の約０．６Ｖを超えると、トランジスタＱ３がオンする。これにより、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート電位が０Ｖになって、第２のスイッチング素子Ｑ２はターンオフする。キャパシタＣｂ２は同じ電流値の定電流で充放電されるので、充電電圧ＶＣｂ２の傾きは等しい。すなわち充放電電流比率Ｄｉは１：１である。そのため、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間は第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間に等しい。
　図３においてＴＱ１ＯＮ（１）とＴＱ２ＯＮ（１）は上述の動作により等しくなっている。ここで第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなりＴＱ１ＯＮ（２）となったとき、Ｖｄｓ１およびＶＣｂ２は点線で示された波形図となる。このときもＴＱ１ＯＮ（２）とＴＱ２ＯＮ（２）は上述の動作により等しくなっている。
　図４は、前記ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧Ｖｎｂ２と前記キャパシタＣｂ２の電圧ＶＣｂ２の関係を示す波形図である。
　このように、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間が変化すれば、それに追従して、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間が変化する。
　なお、キャパシタＣｂ２の電荷が放電することで、トランジスタＱ３のベース・エミッタに逆バイアス電圧が掛かるが、通常－５Ｖ程度までの耐圧を有していて、設計余裕を考慮しても－４Ｖ～０．６Ｖまでの広い範囲で充放電を行うことができる。キャパシタＣｂ２に対する電圧の変動幅を大きくすると、外乱ノイズへの耐量が大きくなり、また温度変化や部品の電気特性のばらつきなどに対しても誤差が小さくなり、安定して動作することが可能になる。
　第１の実施形態によれば、次のような効果を奏する。
（ａ）第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とはほぼ同じオン時間で対称波形で交互にオン・オフ動作させることができる。
（ｂ）第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間の検出と第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオン及びターンオフさせる回路を一体化することができ、最小の部品数のディスクリート部品で第２のスイッチング制御回路を構成できる。
（ｃ）第２のスイッチング素子Ｑ２のトランスＴの１次巻線に接続されているグランド端子電位は第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチングによって変動するが、第２のスイッチング制御回路６１は、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に発生する交流電圧を用いて動作する回路であるため、前記グランド端子電位の変動にかかわらず誤動作が生じにくい。
（ｄ）トランス巻線に発生する電圧変化をトリガに用いて第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２はターンオンをし、最小のデッドタイムを挟んで交互にオン・オフ動作する。すなわち両スイッチング素子が同時にオンすることがなく、高い信頼性を確保することができる。また、デッドタイムは、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を達成できる最小値となるので、高い電力変換効率が得られる。
《第２の実施形態》
　図５は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。
　図２に示した第１のスイッチング電源装置１０１と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６２の構成である。この図５の例では、定電流回路をより具体的に表している。すなわち、第１のトランジスタＱ１１のベースが第２のトランジスタＱ１２のコレクタに接続され、第１のトランジスタＱ１１のエミッタが第２のトランジスタＱ１２のベースに接続され、第１のトランジスタＱ１１のコレクタとベース間に抵抗Ｒ１２が接続され、第２のトランジスタＱ１２のエミッタとベース間に抵抗Ｒ１１が接続されることによって、一つの定電流回路が構成されている。
　この構成によれば、最小の部品数のディスクリート部品で第２のスイッチング制御回路を構成できる。
　なお、図５に示した例では、抵抗Ｒ６とダイオードＤ６との直列回路が抵抗Ｒ５に対して並列に接続されている。そのため、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に発生した電圧で第２のスイッチング素子Ｑ２の入力容量に電荷を充電して第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンする際の充電経路と、第２のスイッチング素子Ｑ２の入力容量から電荷を放電する際の放電経路とを変えてインピーダンスに差を持たせることができる。そのため、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に電圧変化が発生した時点からの遅延時間を調整することができ、第２のスイッチング素子Ｑ２を最適なタイミングでターンオンできるように設計できる。
《第３の実施形態》
　図６は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３の回路図である。
　図２に示した第１のスイッチング電源装置１０１と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６３の構成である。この例では、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のそれぞれに並列にキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４が接続されている。
　このように、定電流回路ＣＣ２の入出力電流を整流するダイオードにキャパシタを並列接続することにより、整流ダイオードに逆方向電圧が印加されている期間において、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に電荷を蓄え、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧が変化するデッドタイムにおいて、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に蓄えられた電荷を放電することができ、結果的にダイオードよりも進み位相で電流を流すことができる。これによりキャパシタＣｂ２への充放電の電流量を調整することが可能となり、デッドタイム、特にキャパシタＣｂ２への充放電電流の方向が変化する際における充放電電流の歪みをキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４で補正できる。なおキャパシタは、ダイオードＤ１～Ｄ４の全てと並列に接続する必要はなく、少なくとも１つと並列に接続すれば、充放電電流の歪みを補正することができる。
《第４の実施形態》
　図７は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４の回路図である。
　図５に示した第１のスイッチング電源装置１０２と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６４の構成である。この例では、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のそれぞれに並列にキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４が接続されている。
　このように、トランジスタＱ１１，Ｑ１２による定電流回路の入出力電流を整流するダイオードにキャパシタを並列接続することにより、整流ダイオードに逆方向電圧が印加されている期間において、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に電荷を蓄え、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧が変化するデッドタイムにおいて、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に蓄えられた電荷を放電することができ、結果的に整流ダイオードだけの場合よりも進み位相で電流を流すことができる。これによりキャパシタＣｂ２への充放電の電流量を調整することが可能となり、デッドタイム、特にキャパシタＣｂ２への充放電電流の方向が変化する際における充放電電流の歪みをキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４で補正できる。
《第５の実施形態》
　図８は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置１０５の回路図である。
　図２に示した第１のスイッチング電源装置１０１と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６５の構成である。この例では、ダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれに並列にキャパシタＣ１，Ｃ２が接続されている。また、ダイオードＤ３，Ｄ４のそれぞれに並列に抵抗Ｒ３，Ｒ４が接続されている。
　この抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を異ならせることによって、キャパシタＣｂ２に対する充電経路と放電経路のインピーダンス（時定数）を異ならせることができる。そのため、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２の若干のオン時間の差分を補正することができる。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４を用いて抵抗値を調整することにより、入力電圧若しくは出力電圧が変化した際に必要となる若干のオン時間の差分を補正することができる。すなわち、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧が変化することを利用して、抵抗Ｒ３，Ｒ４を用いて抵抗値を調整する。定電流回路により決まる電流にハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧と抵抗Ｒ３または抵抗Ｒ４により決まる電流を加算して重畳し、キャパシタＣｂ２に対する充電または放電の電流とすることにより、入出力電圧が変化した際の補正を行うことができる。これらにより、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間をより高精度に等しくできる。なお、抵抗はダイオードＤ１～Ｄ４の少なくとも１つと並列に接続すればよい。なお抵抗を並列に接続しない箇所には、代わりにキャパシタを接続してもよいし、しなくてもよい。
《第６の実施形態》
　図９は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置１０６の回路図である。
　第１～第５の実施形態で示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６６の構成である。この例では、２つのツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２が逆方向に直列接続され、さらに抵抗Ｒ７が直列接続された回路が設けられている。この回路はハイサイド駆動巻線ｎｂ２の出力電圧を入力して双方向に一定電圧を発生する。この直列接続されたツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２の両端電圧が、キャパシタＣｂ２及び抵抗Ｒ８による充放電回路に印加される。
　キャパシタＣｂ２の充電と放電の電流を等しくするため、基本的に、２つのツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２のツェナー電圧は等しい。
　図１０は、図９における第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧Ｖｃｂ２の関係を示す波形図である。
　先ず、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される負電圧が、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２及び抵抗Ｒ７の直列回路で定電圧化され、キャパシタＣｂ２及び抵抗Ｒ８による時定数回路に印加される。
　その後、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される正電圧が抵抗Ｒ５を介して第２のスイッチング素子Ｑ２に正電圧が印加されて、Ｑ２がターンオンする。また、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される正電圧が、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２及び抵抗Ｒ７の直列回路で定電圧化され、キャパシタＣｂ２及び抵抗Ｒ８による時定数回路に、前記安定化された正電圧が印加される。
　キャパシタＣｂ２の電圧が約０．６Ｖを超えた時点でトランジスタＱ３がオンし、これにより、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフする。
　以上の動作によって、キャパシタＣｂ２の充電時間すなわち第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と、キャパシタＣｂ２の放電時間すなわち第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間はほぼ等しくなる。
　図１０においてＴＱ１ＯＮ（１）とＴＱ２ＯＮ（１）は上述の動作により等しくなっている。ここで第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなりＴＱ１ＯＮ（２）となったとき、Ｖｄｓ１およびＶＣｂ２は点線で示された波形図となる。このときもＴＱ１ＯＮ（２）とＴＱ２ＯＮ（２）は上述の動作により等しくなっている。
《第７の実施形態》
　図１１は第７の実施形態に係るスイッチング電源装置１０７の回路図である。
　第１～第６の実施形態ではオン時間比率Ｄａ（＝TQ2ON／TQ1ON）＝１　となるようにしたが、第７の実施形態では、オン時間比率Ｄａ（＝TQ2ON／TQ1ON）≠１　に対応する例である。
　第１の実施形態で示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６７の構成である。この例では、２つの定電流回路ＣＣ２１，ＣＣ２２、逆流防止用のダイオードＤ１，Ｄ２キャパシタＣ５を備えている。
　第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される電圧で、キャパシタＣｂ２→定電流回路ＣＣ２２→ダイオードＤ２→ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の経路で、キャパシタＣｂ２が定電流によって負方向に放電される。
　その後、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に誘起される正電圧で抵抗Ｒ５及びキャパシタＣ５を介して第２のスイッチング素子Ｑ２に正電圧が印加されて、Ｑ２がターンオンする。また、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２→ダイオードＤ１→定電流回路ＣＣ２１→キャパシタＣｂ２の経路で、キャパシタＣｂ２が定電流によって正方向に充電される。キャパシタＣｂ２の電圧が約０．６Ｖを超えた時点でトランジスタＱ３がオンし、これにより、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフする。
　キャパシタＣｂ２に対する充電電流と放電電流が独立に定められるので、キャパシタＣｂ２の放電時間すなわち第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と、キャパシタＣｂ２の充電時間すなわち第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間は異なる。但し、キャパシタＣｂ２に対する充電時間と放電時間との比は一定であり、且つ第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と比例関係（線形）にある。そのため、オン時間比率Ｄａ（＝TQ2ON／TQ1ON）は予め定めた関係で一定に保たれる。
　ここで例えば、電力変換回路がフライバックコンバータを応用した回路構成であるとする。さらに、スイッチング素子Ｑ２がターンオフしてからトランスのリセット時間が終了し、トランスのリセットが終了したことによるトランス電圧の反転を利用してスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせることでトランスに流れる電流を電流臨界モードで動作させる場合について検討する。
　電流臨界モードで動作させるとゼロ電圧スイッチングが容易に達成でき、また2次側の整流ダイオードの逆回復時間に伴う損失を低減でき、特定の設計条件において、高効率な動作が実現できる。しかしながら、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）のように電流臨界モードで動作させると、負荷の変動に対してスイッチング素子Ｑ１のオン時間が大きく変化し、これに追従してスイッチング素子Ｑ２のオン時間を変化させて、スイッチング周期を変化させることは、従来技術では非常に困難であった。本実施例では、このような課題を次のように解決している。
　図１１において、直流入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、１次巻線の巻回数をｎｐ、２次巻線の巻回数をｎｓで表したとき、トランスを励磁する時間ｔｓとトランスをリセットする時間ｔｒとの間には、トランスの磁束の連続性より、ｔｓ・Ｖｉ／ｎｐ＝ｔｒ・Ｖｏ／ｎｓの関係式が成り立つ。よってトランスを励磁する時間ｔｓに対するトランスをリセットする時間ｔｒの比は、ｔｒ／ｔｓ＝（ｎｓ・Ｖｉ）／（ｎｐ・Ｖｏ）と表せる。
　ここでキャパシタＣｂ２の放電時間TQ1ONと放電電流値Ｉｂ１との積TQ1ON・Ｉｂ１は、放電電荷量となる。同様に、充電電荷量はTQ2ON・Ｉｂ２と表される。定常状態では、放電電荷量と充電電荷量が等しいことから、TQ1ON・Ｉｂ１＝TQ2ON・Ｉｂ２が成り立つ。したがって、オン時間比率Ｄａ＝TQ2ON／TQ1ON＝Ｉｂ１／Ｉｂ２＝1／Ｄｉが成り立つ。
　今、Ｄｉ（＝１／Ｄａ）＞（ｔｒ／ｔｓ）、すなわちＤａ＜（ｔｒ／ｔｓ）と設定すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間TQ1ONが変化しても、スイッチング素子Ｑ２のオン時間TQ2ONは、トランスのリセット時間ｔｒよりも常に短くなる。このように設定すると、スイッチング素子Ｑ２がターンオフしてから、トランスのリセット時間が終了することになり、トランスのリセットが終了したことによるトランス電圧の反転を利用してスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせることでトランスに流れる電流を電流臨界モードで動作させることができる。さらに、負荷の変動に対してスイッチング素子Ｑ１のオン時間が大きく変化した場合においても、これに追従してスイッチング素子Ｑ２のオン時間を変化させ、電流臨界モードで動作が実現できる。
　すなわち本実施例では、充放電電流比率Ｄｉ（＝Ｉｂ２／Ｉｂ１）とオン時間比率Ｄａ（＝TQ2ON／TQ1ON）とは、Ｄｉ＝１／Ｄａの関係が成り立ち、Ｄｉが（ｎｓ・Ｖｉ）／（ｎｐ・Ｖｏ）よりも大きくなるように設定し、オン時間比率（Ｄａ）が負荷電流の変化に対してほぼ一定となるように第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間を制御することにより、コンバータを電流臨界モードで動作させ、負荷の変化に対してスイッチング素子Ｑ１のオン時間が変化して、スイッチング周期が変化しても、ゼロ電圧スイッチングを達成して、2次側の整流ダイオードの逆回復時間に伴う損失を低減することが可能となる。
　このように、ローサイドのオン時間に応じた適切なハイサイドのオン時間を、常に一定比率で生成できるので、ハイサイドとローサイドのオン時間が一定でなくてもよい回路方式（例えば前述のフライバック方式やフォワード方式など）にも適用できる。
　図１２は、図１１における第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧Ｖｃｂ２の関係を示す波形図である。
　第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に負電圧が誘起され、キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２は約０．６Ｖから低下していく。その後、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に正電圧が誘起され、キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２は上昇していく。このキャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２が約０．６Ｖを超えると、トランジスタＱ３がオンする。これにより、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート電位が０Ｖになって、第２のスイッチング素子Ｑ２はターンオフする。
　キャパシタＣｂ２は定電流回路ＣＣ２１で充電され、定電流回路ＣＣ２２で放電されるので、充電電圧ＶＣｂ２の上昇過程の傾きと下降過程の傾きは異なる。しかし、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間が変化しても充電電圧ＶＣｂ２の上昇過程の傾きと下降過程の傾きはそれぞれ一定である。そのため、オン時間比率Ｄａ（＝TQ2ON／TQ1ON）は予め定めた関係で一定に保たれる。
《第８の実施形態》
　図１３は、第８の実施形態に係るスイッチング電源装置１０８の回路図である。
　図１１に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６８の構成である。この例では、抵抗Ｒ８１及びダイオードＤ８１の直列回路と、抵抗Ｒ８２及びダイオードＤ８２の直列回路とが並列接続され、この並列回路に抵抗Ｒ７が直列されている。この直列回路がハイサイド駆動巻線ｎｂとキャパシタＣｂ２との間に接続されている。また、ダイオードＤ１１とツェナーダイオードＤｚ１２が逆方向に直列接続された回路がキャパシタＣｂ２の両端に接続されている。
　この回路構成によって、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の出力電圧を入力して双方向に一定電圧を発生する。但し、キャパシタＣｂ２に対する充電電流は抵抗Ｒ８１を経由し、放電電流は抵抗Ｒ８２を経由するので、キャパシタＣｂ２に対する充電時定数と放電時定数は異なる。
　なお、ダイオードＤ８２にキャパシタＣ８２を並列接続することによって、このキャパシタＣ８２によっても、キャパシタＣｂ２への充電時定数と放電時定数を異ならせている。ダイオードＤ８２に逆方向電圧が印加されている期間において、キャパシタＣ８２に電荷を蓄え、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧が変化するデッドタイムにおいて、キャパシタＣ８２に蓄えられた電荷を放電することができ、結果的に整流ダイオードだけの場合よりも進み位相で電流を流すことができる。これによりキャパシタＣｂ２への充放電の電流量を調整することが可能となり、デッドタイム、特にキャパシタＣｂ２への充放電電流の方向が変化する際における充放電電流の歪みをキャパシタＣ８２で補正できる。
　また、キャパシタＣｂ２の両端に接続されているダイオードＤ１１とツェナーダイオードＤｚ１２が逆方向に直列接続された回路は、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間の逆方向に印加される電圧をクランプして、過電圧が加えられるのを保護することが可能となる。
　図１４は、図１３における第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、及びキャパシタＣｂ２の電圧Ｖｃｂ２の関係を示す波形図である。
　第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に負電圧が誘起され、キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２は約０．６Ｖから低下していく。その後、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に正電圧が誘起され、キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２は上昇していく。このキャパシタＣｂ２の充電電圧ＶＣｂ２が約０．６Ｖを超えると、トランジスタＱ３がオンする。これにより、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート電位が０Ｖになって、第２のスイッチング素子Ｑ２はターンオフする。
　キャパシタＣｂ２に対する充電時定数と放電時定数は異なるが、その比はほぼ一定である。そのため、オン時間比率Ｄａ（＝TQ2ON／TQ1ON）は予め定めた関係で一定に保たれる。
《第９の実施形態》
　図１５は、第９の実施形態に係るスイッチング電源装置１０９の回路図である。
　図１３に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング制御回路６９の構成である。この例では、抵抗Ｒ８１及びダイオードＤ８１の直列回路と、抵抗Ｒ８２及びダイオードＤ８２の直列回路とが並列接続され、この並列回路と抵抗Ｒ７との接続点とハイサイド駆動巻線ｎｂの一端との間に、２つのツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２が逆方向に直列接続された回路が接続されている。すなわち、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２を付加している。
　このように、ハイサイド駆動巻線ｎｂの出力を、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２と抵抗Ｒ７との直列回路に入力し、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２の直列回路の電圧を供給するようにしたことにより、ハイサイド駆動巻線ｎｂの電圧の変動による影響を抑制（補正）できる。
《第１０の実施形態》
　図１６は、第１０の実施形態に係るスイッチング電源装置１１０の回路図である。
　図１５に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング制御回路７０の構成である。ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２の接続関係及びその他の接続関係が異なるが、作用効果は基本的に第９の実施形態と同様である。
　このように、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の出力を、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２と抵抗Ｒ７１、Ｒ７２との直列回路に入力し、ツェナーダイオードＤｚ１，Ｄｚ２に加えられる電圧をキャパシタＣｂ２と抵抗Ｒ８１またはＲ８２とから成る直列回路に供給するようにしたことにより、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧の変動による影響を抑制（補正）できる。
《第１１の実施形態》
　図１７は、第１１の実施形態に係るスイッチング電源装置１１１の回路図である。
　図１６に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング制御回路７１の構成である。第２のスイッチング制御回路７１では、キャパシタＣ５を抵抗Ｒ５に対して直列接続している。
　キャパシタＣ５と抵抗Ｒ５は、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲートへの電圧印加に関して時定数に基づいた遅延回路として作用し、第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間の入力容量に関連して、第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオン遅延時間、ゲート・ソース間の電圧値を制御する。
《第１２の実施形態》
　図１８は第１２の実施形態に係るスイッチング電源装置１１２の回路図である。
　第２の実施形態で図５に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第１のスイッチング制御回路８９の構成である。この例では、第１のスイッチング素子Ｑ１の駆動制御回路をＩＣではなくディスクリートの部品で構成している。また、この例では出力電圧検出回路９０の具体例も示している。
　出力電圧検出回路９０は、抵抗Ｒ２３、フォトカプラＰＣの発光素子、及びツェナーダイオードＤｚ３の直列回路、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗分圧回路、この抵抗分割回路の出力部とツェナーダイオードＤｚ３のカソード間を接続する抵抗Ｒ２４及びキャパシタＣ２４から構成されている。
　前記出力電圧検出回路９０の構成により、出力電圧が上昇する程、又、上昇変化率が大きい程、フォトカプラＰＣの発光量が増大する、
　第１のスイッチング制御回路８９おいて、ローサイド駆動巻線ｎｂ１の一端が抵抗Ｒ９及びキャパシタＣ９を介して第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートとグランドとの間には、ダイオードＤ７及びトランジスタＱ４の直列回路が接続されている。ローサイド駆動巻線ｎｂ１の両端には、フォトカプラＰＣの受光素子、抵抗Ｒ１０、及びキャパシタＣ１０の充放電回路（時定数回路）が接続されている。そしてキャパシタＣ１０の電圧がトランジスタＱ４のベースに印加されるように、キャパシタＣ１０がトランジスタＱ４に接続されている。
　また、第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートとグランドとの間にダイオードＤ８とトランジスタＱ５との直列回路が接続されている。さらに、第１のスイッチング素子Ｑ１のソースとトランジスタＱ５のベースとの間に抵抗Ｒ１１が接続されている。
　前記第１のスイッチング制御回路８９の動作は次のとおりである。
　先ず、図外の起動回路（例えばＰＩ（＋）とＱ１のゲート端子間に接続される起動抵抗など）によって、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすることにより起動動作、すなわち後述する過電流保護動作が開始される。定格動作では、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に生じる正電圧によって、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ素子と抵抗Ｒ１０の並列回路を介してキャパシタＣ１０を充放電する充放電回路（時定数回路）の充電が開始される。キャパシタＣ１０の充電電圧が約０．６Ｖに達すると、トランジスタＱ４がターンオンする。これにより、第１のスイッチング素子Ｑ１のゲート電位が低下して、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフする。第１のスイッチング素子Ｑ１のオフにより、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する負電圧により、キャパシタＣ１０の電荷が放電され、負電圧が充電される。
　前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオフ後、第２のスイッチング制御回路６２の作用により、第２のスイッチング素子Ｑ２が第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と同じ時間だけオンした後、ターンオフする。
　第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオフにより、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する正電圧が抵抗Ｒ９及びキャパシタＣ９を介して第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されて、Ｑ１がターンオンする。
　以上の動作を繰り返す。
　なお、第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートとグランドとの間にダイオードＤ８及びトランジスタＱ５の直列回路が接続され、第１のスイッチング素子Ｑ１のソースとトランジスタＱ５のベースとの間に抵抗Ｒ１１が接続されている。この構成により、トランジスタＱ５のベース電位が約０．６Ｖを超えるほどの過電流が第１のスイッチング素子Ｑ１に流れると、トランジスタＱ５のオンにより、第１のスイッチング素子Ｑ１が強制的にターンオフされる。すなわち、起動動作や過負荷動作において過電流保護動作をする。
　第１２の実施形態によれば、部品数が少なくスイッチング電源の小型軽量化を図ることができる。
《第１３の実施形態》
　図１９は第１３の実施形態に係るスイッチング電源装置１１３の回路図である。
　第１の実施形態で図２に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第１のスイッチング制御ＩＣ８４及びその周辺回路の構成である。
　前記スイッチング制御ＩＣ８４は、ＩＳ端子を備えた電流モードで動作する一般に廉価なＩＣである。
　スイッチング制御ＩＣ８４のＯＵＴ端子には定電流回路ＣＣ１及びキャパシタＣｂ１の直列回路が接続されていて、キャパシタＣｂ１の充電電圧がＩＳ端子に入力されるように接続されている。
　第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオフによりローサイド駆動巻線ｎｂ１に誘起される逆起電力の電圧がＺＴ端子に入力されることにより、スイッチング制御ＩＣ８４はＯＵＴ端子をハイレベルにする。これにより、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。
　定電流回路ＣＣ１は、スイッチング制御ＩＣ８４のＯＵＴ端子の電圧によりキャパシタＣｂ１を定電流充電する。スイッチング制御ＩＣ８４内のコンパレータはキャパシタＣｂ１の電圧とＦＢ端子の電圧とを比較し、ＦＢ端子の電圧が低くなるほど、キャパシタＣｂ１の充電時間が短くなる。すなわち、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなって、定電圧化される。
　なお、ダイオードＤ９はキャパシタＣｂ１の電荷の放電経路を構成する。
《第１４の実施形態》
　図２０は第１４の実施形態に係るスイッチング電源装置１１４の回路図である。
　第１３の実施形態で図１９に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第１のスイッチング制御ＩＣ８４の周辺回路の構成である。
　スイッチング制御ＩＣ８４のＯＵＴ端子には、抵抗Ｒ１３及びツェナーダイオードＤｚ４からなる定電圧回路が構成されている。このツェナーダイオードＤｚ４には、抵抗Ｒ１４及びキャパシタＣｂ１による時定数回路が接続されている。キャパシタＣｂ１の両端には、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６による抵抗分割回路が接続されている。そしてこの抵抗分割回路の出力電圧がスイッチング制御ＩＣ８４のＩＳ端子に接続されている。
　その他の構成は、第７の実施形態と同様である。
　このように、定電圧で時定数回路を充電するようにしてもよい。
《第１５の実施形態》
　図２１は第１５の実施形態に係るスイッチング電源装置１１５の回路図である。
　第１の実施形態で図２に示したスイッチング電源装置と異なるのは、キャパシタＣｒの位置である。図２１においては、トランスＴの二次側を整流平滑回路９１としてブロック化して表している。
　共振キャパシタＣｒは、第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬｒに流れる電流が流れる経路に挿入されていればよい。そのため、キャパシタＣｒは図２１のように、第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインと入力端子ＰＩ（＋）との間に接続されていてもよい。
《第１６の実施形態》
　図２２は第１６の実施形態に係るスイッチング電源装置１１６の回路図である。
　第１の実施形態で図２に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング素子Ｑ２及びキャパシタＣｒの位置である。
　共振キャパシタＣｒは、第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬｒに流れる電流が流れる経路に挿入されていればよいので、キャパシタＣｒは図２２のように、第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインと入力端子ＰＩ（Ｇ）との間に接続されていてもよい。
《第１７の実施形態》
　図２３は第１７の実施形態に係るスイッチング電源装置１１７の回路図である。
　第１の実施形態で図２に示したスイッチング電源装置と異なるのは、第２のスイッチング素子Ｑ２及びキャパシタＣｒの位置である。
　共振キャパシタＣｒは、第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬｒに流れる電流が流れる経路に挿入されていればよいので、キャパシタＣｒは図２３のように、１次巻線ｎｐの一端と第２のスイッチング素子Ｑ２のソースとの間に接続されていてもよい。
《第１８の実施形態》
　図２４は第１８の実施形態に係るスイッチング電源装置１１８の回路図である。
　第１７の実施形態で図２３に示したスイッチング電源装置と異なるのは、キャパシタＣｒ以外にキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２を設けた点である。
　インダクタ、１次巻線ｎｐ、キャパシタＣｒ、第２のスイッチング素子Ｑ２、キャパシタＣｒ１が閉ループを構成するように、キャパシタＣｒ及びＣｒ１を設けている。
　また、キャパシタＣｒ１とインダクタＬｒとの接続点と入力端子ＰＩ（Ｇ）との間にキャパシタＣｒ２を接続している。このように、第２のスイッチング素子Ｑ２に対して直列接続される共振キャパシタ（Ｃｒ１，Ｃｒ２）は複数であってもよい。
　キャパシタＣｒ２を接続することにより、電源電圧Ｖｉから供給される電流は、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間と第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間の双方の期間において流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間しか流れない図２３の回路構成と比較して、電源電圧Ｖｉから供給される電流の実効電流が低減される。これにより、電源電圧Ｖｉから供給される電流による導通損を低減することができる。
《第１９の実施形態》
　図２５は第１９の実施形態に係るスイッチング電源装置１１９の回路図である。
　この例では、トランスＴの二次巻線ｎｓに、ダイオードＤｓ及びキャパシタＣｏによる整流平滑回路を設けている。また、ダイオードＤｓに対してキャパシタＣｓを並列に接続している。この二次側の構成により、スイッチング電源装置１１９は半波整流のコンバータとして作用する。
　また、図２５では、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤｑ１及び寄生容量Ｃｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードＤｑ２及び寄生容量Ｃｑ２をそれぞれ図示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端には、寄生ダイオードと同方向のダイオードを外付けしてもよい。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端にキャパシタを外付けしてもよい。
《第２０の実施形態》
　図２６は第２０の実施形態に係るスイッチング電源装置１２０の回路図である。
　第１の実施形態で図２に示したスイッチング電源装置と異なるのは、トランスＴの二次側の構成である。
　第２０の実施形態では、トランスＴの２次巻線ｎｓに、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ３４によるダイオードブリッジ回路及びキャパシタＣｏが接続されている。
　このようにダイオードブリッジ回路で全波整流してもよい。
《第２１の実施形態》
　図２７は第２１の実施形態に係るスイッチング電源装置１２１の回路図である。
　第１の実施形態で図２に示したスイッチング電源装置と異なるのは、トランスＴの二次側の構成である。
　第２１の実施形態では、トランスＴの２次巻線ｎｓ１の両端に、ダイオードＤｓ及びキャパシタＣｏ１による整流平滑回路が構成され、出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）間にキャパシタＣｏ３が接続されている。またダイオードＤｆ及びキャパシタＣｏ２の直列回路の中点が出力端子ＰＯ（Ｇ）に接続され、両端はトランスＴの２次巻線ｎｓ１の両端に接続されている。
　このように倍電圧整流回路としてもよい。
　なお、以上に示した各実施形態では、トランスＴの二次側の回路にダイオードによる整流回路を構成したが、このダイオードに代えて整流用のＦＥＴを設けて同期整流してもよい。このことにより、二次側の回路の損失を低減することができる。
　また、本発明は、ハーフブリッジコンバータだけでなく、フルブリッジコンバータなどの多石式のコンバータ、電圧クランプコンバータなどにおいて、二つのスイッチング素子を相補的に交互にオン／オフするスイッチング電源装置に適用できる。
ＣＣ１，ＣＣ２…定電流回路
Ｌｒ…インダクタ
ｎｂ１…ローサイド駆動巻線
ｎｂ２…ハイサイド駆動巻線
ｎｐ…１次巻線
ｎｓ…２次巻線
ｎｓ１，ｎｓ２…２次巻線
ＰＣ…フォトカプラ
ＰＩ（＋），ＰＩ（Ｇ）…入力端子
ＰＯ（＋），ＰＯ（Ｇ）…出力端子
Ｑ１…第１のスイッチング素子
Ｑ２…第２のスイッチング素子
Ｔ…トランス
ｎｐ…１次巻線
ｎｓ…２次巻線
ｎｓ１，ｎｓ２…２次巻線
８１，８４…スイッチング制御ＩＣ（第１のスイッチング制御回路）
６１～７１…第２のスイッチング制御回路
８５，８６，８７，８８…第２のスイッチング制御回路
８９…第１のスイッチング制御回路
９０…出力電圧検出回路
９１…整流平滑回路
１０１～１２１…スイッチング電源装置

Claims (12)

  1. 　直流入力電圧が入力される直流電源入力部と、
    　磁気的に結合された１次巻線、２次巻線及びハイサイド駆動巻線を少なくとも備えたトランスと、
    　前記直流入力電圧を断続的に前記１次巻線に印加するように相補的にオン・オフを繰り返す、ローサイドの第１のスイッチング素子と、ローサイドの第１のスイッチング素子とはグランドレベルの異なるハイサイドの第２のスイッチング素子と、
    　前記第１のスイッチング素子を制御する第１のスイッチング制御回路と、
    　前記第２のスイッチング素子を制御する第２のスイッチング制御回路と、を備え、
    　前記２次巻線から出力される電圧によって負荷電流を出力し出力電圧を供給するスイッチング電源装置であって、
    　前記第１のスイッチング制御回路は、前記第１のスイッチング素子の制御端子へ所定のオン時間持続する信号を出力して、前記第１のスイッチング素子を所定のオン時間だけオンさせた後にターンオフさせる回路であり、
    　前記第２のスイッチング制御回路は、
    　第１のキャパシタと、
    　前記第１のスイッチング素子のオン期間に前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧を基にして前記第１のキャパシタを略一定の放電電流で負方向に放電する放電電流値を設定する放電電流設定回路と、前記第１のスイッチング素子のオフ期間に前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧を基にして前記第１のキャパシタを略一定の充電電流で正方向に充電する充電電流値を設定する充電電流設定回路と、を備えた双方向定電流回路と、
    　前記第１のキャパシタの充電電圧によって制御され、前記第１のキャパシタの充電電圧が所定のしきい値を超えるときに前記第２のスイッチング素子の制御端子の電圧を制御して前記第２のスイッチング素子をターンオフさせるトランジスタと、
    　前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧を前記第２のスイッチング素子の制御端子に印加して前記第２のスイッチング素子をターンオンさせるターンオン信号伝達回路と、を備え、
    　前記放電電流値に対する前記充電電流値の比率である充放電電流比率を設定して、
    　前記第１のスイッチング素子のオン時間に対する前記第２のスイッチング素子のオン時間の比率であるオン時間比率が前記負荷電流の変化に対して、ほぼ一定となるように前記第２のスイッチング素子のオン時間を制御するスイッチング電源装置。
  2. 　前記第２のスイッチング制御回路は、前記第１のスイッチング素子のターンオフをトリガとして前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧により前記ターンオン信号伝達回路を経て前記第２のスイッチング素子をターンオンさせ、
    　前記充放電電流比率をほぼ１に設定して、前記オン時間比率が前記負荷電流の変化に対してほぼ１となるように前記第２のスイッチング素子のオン時間を制御する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記第２のスイッチング制御回路は、前記第１のスイッチング素子のターンオフをきっかけとして前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧により前記ターンオン信号伝達回路を経て前記第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、
    　前記充放電電流比率をＤｉ、前記直流入力電圧をＶｉ、前記出力電圧をＶｏ、前記１次巻線の巻回数をｎｐ、前記２次巻線の巻回数をｎｓで表したとき、Ｄｉがｎｓ・Ｖｉ／ｎｐ・Ｖｏよりも大きくなるように設定して、
    　前記オン時間比率が前記負荷電流の変化に対してほぼ一定となるように前記第２のスイッチング素子のオン時間を制御する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記双方向定電流回路は、オペアンプによる定電流回路を含む、請求項１乃至３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記双方向定電流回路は、第１のトランジスタのベースが第２のトランジスタのコレクタに接続され、第１のトランジスタのエミッタが第２のトランジスタのベースに接続されたトランジスタ回路で構成された定電流回路を含む、請求項１乃至３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記双方向定電流回路は、ツェナーダイオードと抵抗で構成された定電流回路を含む、請求項１乃至３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記双方向定電流回路は、４つのダイオードによるダイオードブリッジ整流回路と、前記ダイオードブリッジ整流回路の出力端間に接続された１つの定電流回路とで構成された、請求項４乃至６の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記双方向定電流回路は、２つのツェナーダイオードが逆方向に直列接続された双方向定電圧回路を含み、前記ハイサイド駆動巻線の電圧を入力して双方向に一定電圧を生成する、請求項１乃至３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧を整流して、前記放電電流設定回路又は前記充電電流設定回路に電流を流す整流ダイオードのうち少なくとも一つにキャパシタが並列に接続された、請求項２又は３に記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記ハイサイド駆動巻線に発生する電圧を整流して、前記放電電流設定回路又は前記充電電流設定回路に電流を流す整流ダイオードのうち少なくとも一つに抵抗が並列接続された、請求項２又は３に記載のスイッチング電源装置。
  11. 　前記トランスはローサイド駆動巻線を備え、前記ローサイド駆動巻線の一端は前記直流電源入力部の低電位側に接続され、他端は第２の整流平滑回路を介して前記第１のスイッチング制御回路に対して直流電源電圧として供給されるように接続された、請求項１乃至１０の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  12. 　前記第１のスイッチング制御回路は、
    　前記ローサイド駆動巻線により前記トランスの電圧極性の反転を検出したとき前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる駆動電圧信号を出力するスイッチング素子駆動回路と、
    　前記出力電圧を検出して基準電圧との比較により発生される帰還信号の電圧に応じて、前記第１のスイッチング素子のターンオンから前記第１のスイッチング素子のターンオフまでの時間を制御する電圧－時間変換回路と、を備えた、請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
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