WO2011101314A1 - Mikroakustisches filter mit kompensiertem übersprechen und verfahren zur kompensation - Google Patents

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coupling
filter
pad
substrate
transducer
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PCT/EP2011/052136
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Guillermo Moreno Granado
Jürgen KIWITT
Maximilian Pitschi
Tilo GÄRTNER
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Epcos Ag
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    • H03H9/6489—Compensation of undesirable effects
    • H03H9/6493—Side lobe suppression

Definitions

  • SAW surface acoustic wave
  • BAW bulk acoustic wave
  • Crosstalk occurs when there are two current-carrying metallizations in the filter, such as electrodes, transducers or supply lines, which are connected to the input and output and which couple electromagnetically to one another.
  • a coupling may include one or more different interactions, either remotely via capacitive, inductive, or waveguide coupling, or a direct coupling through a galvanic connection.
  • the crosstalk leads to interactions between the
  • shielding structures for example a grounded shielding beam
  • Such a shielding bar can be realized, for example, in the form of additional reflector strips or in the form of terminal, widened and earth-connected electrode fingers of the converter. Another possibility is to maintain a sufficient distance between the input and output transducers.
  • the coupling capacitance which forms one of the two balanced output terminals to an input ⁇ converter, to increase, in order therefore to obtain the same coupling and both output-side terminals to compensating coupling capacitors has been proposed.
  • a reduction and local extinction of electromagnetic ⁇ rule crosstalk in a narrow frequency range can also be achieved by experimental way by changing the on-chip layouts that an elaborate optimization may require, however, depending on the production facilities.
  • the electro ⁇ magnetic crosstalk can also be compensated.
  • the said known measures for the compensation of electromagnetic crosstalk are either limited in their effect or only consuming to implement.
  • Object of the present invention is therefore, a
  • micro-acoustic filter having the features of claim 1.
  • a microacoustic filter which has a first and a second converter, which are realized on a common piezoelectric substrate.
  • the first converter is connected to an input side, the second converter to an output side of the filter.
  • Each transducer has two connection pads, which are connected to the under ⁇ different electrodes of the converter.
  • the two connection pads can be arranged on the same side or on different sides of an acoustic track. The arrangement of both
  • Connection pads on the same side of the acoustic track succeed, for example, by an extended electrode finger, the busbar on one side of the acoustic track with the connection pad on the other side of the
  • acoustic track connects.
  • the microacoustic filter has a coupling line which connects a first connection pad of the first converter to a coupling pad.
  • the coupling pad is designed as a metal surface and arranged in the vicinity of that terminal pads of the second transducer, which has the greater distance to the first terminal pad of the first transducer.
  • this additional coupling can be adjusted in size.
  • the undesired coupling specified by the design can even be completely compensated for by the additionally introduced but oppositely acting coupling.
  • the additional coupling pad not only succeeds in compensating for the existing undesired electromagnetic couplings between the input and output transducers or between the first and second transducers, but also the
  • first and second transducers are separated by a shielding structure.
  • the shielding structure comprises a metallic strip, which is guided in SAW filters, for example transversely across the acoustic track, in which the two first and second transducers which are coupled to one another can be arranged, or which is generally arranged between the connection pads or electrodes of two transducers coupling to one another ,
  • the shielding structure reduces the undesirable capacitive crosstalk between the first and second transducers.
  • one of the grounded connection pads of the shielding structure is formed as a shielding pad and at least partially guided around an adjacent connection pad of the adjacent transducer. This means that the grounded shielding pad in one direction - in SAW filters in the transverse direction - has a greater extent than the adjacent terminal pad. In addition, it still has one
  • the grounded pad of the shielding structure may be extended to the shielding pad such that it is again guided toward the acoustic track around the adjacent pad. In this way, the adjacent terminal pad is practically surrounded on three sides by the extended shielding pad.
  • the coupling line can be arranged as a metallic conductor section on the piezoelectric substrate. At SAW Filtering the ladder section can be performed completely outside the acoustic track to the coupling pad.
  • Conductor section continue on the substrate.
  • the coupling line at least partially as a bonding wire.
  • the coupling line comprises
  • Conductor portions which are arranged ⁇ not directly on the substrate, but may be formed above or below the substrate. Such conductor sections may ⁇ example, on a housing part of the micro-acoustic filter, below the substrate or, in particular in flip-chip assembly of the substrate on a carrier substrate
  • Vertical connections between conductor sections of the coupling line that are directly on the substrate and those that are not disposed directly on the substrate can be realized by bumps, bonds, bonding wires or vias.
  • the SAW filter is formed so that the electromagnetic coupling between the first and second converter is reduced.
  • the current path comprising power supply lines and discharges to the connection pads, the connection pads themselves and the portion of the current path extending over the acoustics are guided in such a way that they are at least projected on the surface of the substrate forms a crossover.
  • This crossover completely closes a first loop and at least partially forms a second current loop. Both loops can couple with an electromagnetic field in opposite directions.
  • the current path in the second converter is guided so that, at least in the mentioned projection, a crossover of the current-carrying conductor sections results.
  • the filter usually includes a chip formed from the material of the substrate. This chip can now be mounted on a lower housing part or on a carrier substrate. The electrical connection between the Verbin ⁇ pads on the chip and corresponding connecting surfaces on the housing lower part or on the carrier substrate can be effected by means of bonding wires. In this case, the shaping of the at least one current path to a fully closed loop by appropriate
  • Support substrate run and over which, projected onto the substrate, the desired crossover can be realized. It is also possible, however, the current path through
  • conductor levels can be realized, for example, on the underside of the substrate, on the underside of the carrier substrate or on the underside of the housing base.
  • Said current path comprises at least a portion realized by the acoustics between electrode fingers of different polarity of the same transducer. is If this converter is built up homogeneously, the current path blurs over the entire converter area. It may be advantageous if, in the case of a SAW filter, at least one of the transducers is cascaded in the transverse direction, wherein the
  • FIG. 1 shows two transducers of a filter with a coupling line leading to a coupling pad
  • FIG. 1 shows two converters with two coupling lines
  • Figure 3 shows two transducers as in Figure 1, in which additionally a shielding structure between the first and second
  • Transducer is arranged
  • FIG. 4a shows two transducers with a shielding structure as in FIG.
  • FIG. 4b shows two transducers with a variation of one
  • FIG. 6 shows a schematic cross-section of a SAW component which is bonded to a carrier in a flip-chip design
  • Figure 7 shows the transfer function for a filter with the
  • FIGS. 8A and 8B show the transfer function of a filter with two transducers as in FIG. 2, 9 shows a SAW filter in which a coupling line couples two transducers arranged in different acoustic tracks.
  • FIG. 1 shows a simple embodiment of the invention. Shown are two transducers Wl and W2 of a SAW filter, which together form a transversal filter or are part of a transversal filter. Although shown here as a normal finger transducer, the transducers W1, W2 may also have a SPUDT or RSPUDT structure, and may also be implemented as a FAN converter or as a weighted converter.
  • the first transducers Wl and W2 of a SAW filter which together form a transversal filter or are part of a transversal filter.
  • the transducers W1, W2 may also have a SPUDT or RSPUDT structure, and may also be implemented as a FAN converter or as a weighted converter.
  • Transducer Wl has an upper terminal pad AP11 and a lower terminal pad AP12.
  • the second converter W2 has an upper terminal pad AP21 and a lower terminal pad AP22.
  • a further coupling between the upper terminal pad AP11 of the first transducer Wl and the lower terminal pad AP22 of the second transducer is generated.
  • This is achieved by arranging a coupling pad KP in the vicinity of the connection pad AP22, which forms a coupling capacitor CK to the connection pad AP22.
  • Via a coupling conduit which any, given if ⁇ comprises structurally different conductor sections and here for example as an axis extending to the substrate conductor is shown which Koppelpad with the upper terminal pad AP11 of the first transducer is connected Wl. Since upper and lower terminal pad of a transducer have a different polarity, this additional coupling ⁇ capacitance CK compensation of the existing coupling reached between the two immediately adjacent connection pads AP11 and AP21.
  • Change pad AP22 is simpler to leave the relative position of the two coupling pads and only to change the size of the coupling pad KP. This can also be done for example by subsequent trimming after generating the filter.
  • FIG. 2 shows a further optimized embodiment of a filter, of which again two transducers Wl, W2 are shown, which represent, for example, an input transducer and an output transducer of the filter.
  • an upper connection pad AP21 of the second converter W2 is also connected via a coupling line KL1 to a coupling pad KP1, which is arranged in relative proximity to the lower connection pad AP12 of the first converter Wl and has one Koppelkapa ⁇ capacity CK1 formed.
  • a further artificially introduced coupling capacitor CK2 is realized in this embodiment, which is formed between a second coupling pad KP2 and the lower connection pad AP22 of the second converter.
  • the second coupling pad KP2 is connected to the upper connection pad AP11 of the first converter W1 via an extended electrode finger, ie across the acoustic track.
  • an extended electrode finger ie across the acoustic track.
  • insulating material is arranged. This can be one
  • the second level may be, for example, on a carrier substrate, on a housing part or on the underside of the piezoelectric Be substrate on which the two transducers are realized. In the latter case it is necessary to use the appropriate
  • a transition to another plane on a carrier substrate or housing may be via bumps or other electrically conductive raised structures having a height
  • FIG. 3 shows a further embodiment of the invention in which, similarly to FIG. 1, a coupling pad KP is connected via a coupling line KL to the upper connection pad of a first converter W1.
  • the coupling pad KP forms a coupling capacitance CK with the lower connection pad, that is to say with the terminal pad of the second converter W2 that is farther away.
  • a shield is realized, which serves to reduce the electromagnetic crosstalk.
  • This shielding structure AS consists of one or more ground-connected metallic strips, which extend transversely across the two transducers W1, W2
  • the strips of the shielding structure AS have a greater width than the electrode fingers of the transducers W.
  • connection pads of the shielding structure AS are sufficiently wide and long that they at least extend to the shielding structure AS facing ends of the adjacent hard connection pads AP of the two converters W protrude or even partially enclose.
  • this shielded structure connected to ground, formed by the strips passing over the acoustic track and their enlarged connection pads, is sufficient to form part of the electromagnetic coupling
  • FIG. 4A shows a development of such a shielding structure AS for avoiding the electromagnetic crosstalk.
  • the connection pad connected to ground of the shielding structure AS is completely guided around an adjacent connection pad AP11 of the first converter Wl. In this way, an electromagnetic field which is concentrated on the connection pad AP11 in the region of the bonding point indicated by a circle is even better shielded than in the exemplary embodiment according to FIG. 3.
  • a capacitive decoupling is also reduced by introducing a compensating coupling capacitance CK.
  • the coupling capacity is between the lower
  • FIG. 4B shows a variant of FIG. 4A, in which now the coupling line KL on the other side is guided around the transducers W1 and W2 and therefore now around the shielding structure.
  • FIG. 9 shows a further embodiment of the invention with reference to an SAW filter having at least two acoustic tracks.
  • a first transducer Wll connected to the input is arranged, e.g. Part of a
  • This converter Wll is connected to two connection pads AP INI and AP IN 2.
  • the transducers W22 and W24 arranged in the second acoustic track alternating with the transducers W21, W23 and W25 are connected to the output terminal pads ⁇ 0 ⁇ , ⁇ 0 ⁇ 2
  • a coupling line KL here connects the connection pad ⁇ 0 ⁇ 2 of the output with a coupling pad KP, which is arranged in the vicinity of the connection pad connected to the input APi N 2.
  • the input is capacitively coupled to the output via two acoustic tracks.
  • Coupling line KL be guided by a transducer or a reflector of the second acoustic track.
  • Figure 5 shows in a further embodiment, in particular the inductive crosstalk, or the coupling to the Crosstalk leads, can be compensated almost completely.
  • the current routing ie the exact course of the current path in the region of a transducer, is predetermined in such a way that a current loop is formed which inductively generates an electromagnetic field.
  • the current guide is designed so that at least partially forms an additional loop.
  • a predetermined current caused by the design at least partially forms another loop with a cross-sectional area F0 projected onto the substrate surface, which generates a further electromagnetic field.
  • the electromagnetic field across the first transducer Wl now couples with the two fields formed by the inductive effect of the two current loops on the second transducer W2 in opposite directions.
  • the cross-sectional area of those Loop which is farther away from the first transducer Wl, is greater than the closer to the first transducer Wl arranged first current loop with the surface Fl.
  • all current-carrying parts that is to say all metallizations on the substrate, contribute the transducers W1, W2 and their connection pads AP, as well as corresponding conductor sections arranged on the substrate or optionally above or below the substrate. Shown are as an example of such conductor sections connected to the connection pads AP
  • Bonding wires BD
  • Coupling of the two sub-electrodes of the two transducers takes place.
  • the electro-acoustic conversion or the excitation of surface acoustic waves leads to a current flow corresponding energy transfer, which takes place via a geometrically assignable current path.
  • a cascading is obtained when a transducer in the transverse direction, ie transverse to the propagation direction of the Surface acoustic wave is divided into two partial transducers, which are connected in series with each other. Cascading reduces the voltage between the partial electrodes of the partial transducers and thus also the excitation intensity and the current flowing through this cascade. As a result, the current flow is greatest where the lowest degree of cascading is set.
  • the first converter Wl is divided into three longitudinal segments which - when viewed from left to right - a longitudinal ⁇ segment with a Quadcascade, a second longitudinal segment having a dual cascade, and a third longitudinal segment representing a six-cascade ,
  • the lowest Kaska ⁇ d istsgrad is here in the second or middle longitudinal segment so that the current path is effected across the transducer mainly through the second longitudinal segment.
  • the figure 5 is the
  • the longitudinal segments can be varied so that the current path follows across the ent ⁇ speaking converter via another longitudinal segment. In this way, it is possible to shift the current path and thereby also to change the projected to the substrate surface cross- sectional area F of the respective current loop and thus the strength of the electromagnetic field generated thereby.
  • Figure 5 In the lower part of Figure 5 is indicated how the simplified notation used in the upper part in the form of electrode structures of the transducer, that can be realized by transducer structures.
  • the capacitive coupling between the first and the second converter can be completely compensated for by appropriate adjustment of the coupling capacitance.
  • by appropriate shaping of the current loops and the inductive or other forms of electromagnetic crosstalk can be compensated.
  • a filter based on these two converters therefore ideally shows no crosstalk between input and output
  • FIG. 6 shows a micro ⁇ acoustic filter in schematic cross-section, here specifically a SAW filter, which is in the form of transducer structures WS, lead portions and connection pads embodying metallizations on a piezoelectric substrate constructed SU.
  • the filter is electrically and mechanically connected to a carrier substrate TS via bump connections BU, the converter structures WS, from which the transducers are formed, being formed on the surface of the substrate SU facing the carrier substrate TS.
  • the carrier substrate TS may be part of a housing and form, for example, its underside or top side. However, it is also possible to encapsulate the filter, which is essentially realized on the substrate, by means of a suitable cover which concludes with the carrier substrate TS. With such a structure, it is now possible to conductor sections LA on the surface of the substrate SU facing the carrier substrate TS, on the surface of the carrier substrate TS facing the substrate SU, as well as inside or below the carrier substrate. By arranging the conductor sections LAS and LAT at different levels, it is possible to design the current supply and removal to the transducer structures in such a way that the current loops explained in FIG. 5 are formed.
  • One of the metallization planes which contribute to the shaping of the current path can be arranged between two dielectric layers of the preferably multilayer carrier substrate TS.
  • electrical connections through the carrier substrate TS can lead to external contacts of the filter arranged on its underside.
  • Figure 7 shows by way of transfer curve (here the ge ⁇ metered course of the scattering parameter S21) the effect can be achieved by reducing the capacitive crosstalk.
  • a trained as in Figure 3 filter with coupling line and coupling pad is compared to a similarly constructed filter, which has no coupling ⁇ line and no coupling pad.
  • the effect of compen ⁇ overbased capacitive coupling is particularly pronounced.
  • FIGS. 8A and 8B show the transfer function of a SAW filter designed according to FIG. 5 on the basis of the scattering parameter S21, wherein FIG. 8A shows a narrower frequency range around the pass band and in FIG. 8B additionally the upper stop band. It can also be seen here that the compensated capacitive and electromagnetic couplings result in markedly improved selection. In almost all frequency ranges, the attenuation is in
  • LA T LA S (metallic) ladder section

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Abstract

Es wird ein mikroakustisches Filter mit einem ersten und einem zweiten Wandler vorgeschlagen, bei dem das elektromagnetische und kapazitive Übersprechen zwischen erstem und zweitem Wandler durch das Vorsehen von zusätzlichen Koppelkapazitäten und zusätzlichen Stromschleifen kompensiert wird. Zusätzliche Koppelkapazitäten und Stromschleifen sind dabei so angeordnet, dass sie der durch das Design vorgegebenen natürlichen Kopplung im Vorzeichen entgegenwirken und dieses somit vollständig kompensieren können.

Description

Beschreibung
Mikroakustisches Filter mit kompensiertem Übersprechen und Verfahren zur Kompensation
Die Selektion von mikroakustischen Filtern wie SAW-Filtern (SAW = surface acoustic wave) oder BAW Filtern (BAW = bulk acoustic wave) wird von elektromagnetischem Übersprechen beeinflusst. Eine optimale und reproduzierbare Selektion erfordert ein Unterdrücken des elektromagnetischen
Übersprechens unter das Niveau der Akustik im Sperrbereich.
Ein Übersprechen tritt auf, wenn im Filter zwei stromführende Metallisierungen wie Elektroden, Wandler oder Zuleitungen vorhanden sind, die mit dem Ein- bzw. Ausgang verbunden sind und die elektromagnetisch miteinander koppeln. Eine solche Kopplung kann eine oder mehrere verschiedene Wechselwirkungen umfassen, die entweder per Fernwirkung über kapazitive, induktive oder Wellenleiter-Kopplung erfolgen, oder die eine direkte Kopplung über eine galvanische Verbindung darstellen. Das Übersprechen führt zu Wechselwirkungen zwischen dem
Eingang und dem Ausgang von Filtern, die nicht von der
Akustik bestimmt sind. Das Übersprechen führt daher in der Transferfunktion zu unerwünschten Signalen, die die genannte Selektion im Sperrbereich verschlechtern.
Zur Verminderung kapazitiven Übersprechens ist es bekannt, Abschirmstrukturen, beispielsweise einen mit Masse verbundenen Abschirmbalken zwischen Ein- und Ausgangswandlern anzuord- nen. Ein solcher Abschirmbalken kann beispielsweise in Form von zusätzlichen Reflektorstreifen oder in Form von im Wandler endständigen, verbreiterten und mit Masse verbundenen Elektrodenfingern des Wandlers realisiert sein. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, einen ausreichenden Abstand zwischen den Ein- und Ausgangswandlern einzuhalten.
Für ein symmetrisch/unsymmetrisch arbeitendes SAW-Filter wurde vorgeschlagen, die Koppelkapazität, die einer der beiden symmetrischen Ausgangsanschlüsse zu einem Eingangs¬ wandler ausbildet, zu erhöhen, um für beide ausgangsseitigen Anschlüsse die gleiche Kopplung und sich daher kompensierende Koppelkapazitäten zu erhalten.
Eine Reduzierung und lokale Auslöschung des elektromagneti¬ schen Übersprechens in einem schmalen Frequenzbereich gelingt auch auf experimentellem Weg durch Änderung des On-Chip- Layouts, die allerdings je nach Fertigungsmöglichkeiten eine aufwändige Optimierung erfordern kann.
Mit Hilfe eines externen passiven Netzwerks kann das elektro¬ magnetische Übersprechen ebenfalls kompensiert werden. Die genannten bekannten Maßnahmen zur Kompensation des elektromagnetischen Übersprechens sind entweder in ihrer Wirkung begrenzt oder nur aufwändig zu realisieren.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine
einfache Möglichkeit anzugeben, mit der das elektromag¬ netische Übersprechen reduziert oder im Idealfall sogar vollständig kompensiert werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein mikroakustisches Filter mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sowie ein Verfahren zur
Reduzierung des Übersprechens sind weiteren Ansprüchen zu entnehmen . Es wird ein mikroakustisches Filter vorgeschlagen, welches einen ersten und einen zweiten Wandler aufweist, die auf einem gemeinsamen piezoelektrischen Substrat realisiert sind. Der erste Wandler ist mit einer Eingangsseite, der zweite Wandler mit einer Ausgangsseite des Filters verbunden. Jeder Wandler weist zwei Anschlusspads auf, die mit den unter¬ schiedlichen Elektroden des Wandlers verbunden sind. Bei einem SAW Filter können die beiden Anschlusspads auf der gleichen Seite oder auf unterschiedlichen Seiten einer akustischen Spur angeordnet sein. Die Anordnung beider
Anschlusspads auf die gleiche Seite der akustischen Spur gelingt beispielsweise durch einen verlängerten Elektrodenfinger, der den Busbar auf der einen Seite der akustischen Spur mit dem Anschlusspad auf der anderen Seite der
akustischen Spur verbindet.
Weiter weist das mikroakustische Filter eine Koppelleitung auf, die ein erstes Anschlusspad des ersten Wandlers mit einem Koppelpad verbindet. Das Koppelpad ist als Metallfläche ausgebildet und in der Nähe desjenigen Anschlusspads des zweiten Wandlers angeordnet, welches die größere Entfernung zum ersten Anschlusspad des ersten Wandlers aufweist.
Mit diesem Koppelpad und der Zuleitung wird eine zusätzliche elektromagnetische Kopplung in das Filter eingebaut, die vom Vorzeichen her der vorhandenen, unerwünschten aber durch das Design unvermeidbaren, elektromagnetische Kopplung entgegenwirkt. Eine unerwünschte kapazitive Kopplung tritt z. B.
üblicherweise zwischen solchen Strukturen an unterschied- liehen Wandlern auf, die einander am nächsten benachbart sind, in der Regel zwischen benachbarten Anschlusspads von erstem und zweitem Wandler. Mit der Koppelleitung und dem damit verknüpften Koppelpad wird eine Kopplung mit dem weiter entfernten Anschlusspad hergestellt, welches üblicherweise eine dem nächstgelegenen benachbarten Anschlusspad entgegengesetzte Polarität aufweist. Die unerwünschte Kopplung zwischen dem ersten und dem nächstgelegenen benachbarten Anschlusspad wird dadurch kompensiert .
Durch geeignete Dimensionierung des Koppelpads und/oder geeignete Wahl des Abstands zwischen Koppelpad und ent¬ sprechendem Anschlusspad des zweiten Wandlers kann diese zusätzliche Kopplung in der Größe eingestellt werden. Im optimalen Fall kann die vom Design vorgegebene unerwünschte Kopplung durch die zusätzlich eingeführte, aber entgegen gesetzt wirkende Kopplung sogar vollständig kompensiert werden .
Mit dem zusätzlichen Koppelpad gelingt es, nicht nur die Kompensation der vorhandenen unerwünschten elektromagne- tischen Kopplungen zwischen Ein- und Ausgangswandler bzw. zwischen erstem und zweitem Wandler, sondern auch der
Effekte, die durch elektromagnetisches Übersprechen zwischen erstem und zweitem Wandler hervorgerufen werden. Das Koppelpad und die dazugehörige Koppelleitung können mit nur geringem Flächenbedarf auf der Oberfläche des piezoelektrischen Substrats erzeugt werden und benötigen zur Herstellung keine aufwändigen Prozesse. Auch die Optimierung von Koppelleitungen und insbesondere von Koppelpads gelingt ohne Probleme und kann nahezu unabhängig vom übrigen Design des SAW- oder BAW-Filters durchgeführt werden. In einer Ausführung der Erfindung sind erster und zweiter Wandler durch eine Abschirmstruktur getrennt. Die Abschirmstruktur umfasst einen metallischen Streifen, der bei SAW- Filtern z.B. quer über die akustische Spur, in der die beiden miteinander koppelnden ersten und zweiten Wandler angeordnet sein können, geführt ist, oder der allgemein zwischen den Anschlusspads oder Elektroden zweier miteinander koppelnder Wandler angeordnet ist. Die Abschirmstruktur vermindert das unerwünschte kapazitive Übersprechen zwischen erstem und zweitem Wandler.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist eines der mit Masse verbundenen Anschlusspads der Abschirmstruktur als Abschirmpad ausgebildet und dazu zumindest teilweise um ein benachbartes Anschlusspad des benachbarten Wandlers geführt. Dies bedeutet, dass das mit Masse verbundene Abschirmpad in einer Richtung - bei SAW Filtern in transversaler Richtung - eine größere Ausdehnung als das benachbarte Anschlusspad aufweist. Darüber hinaus weist es noch eine solche
longitudinale Ausdehnung auf, dass es in longitudinaler Richtung, also parallel zur Ausbreitungsrichtung der
akustischen Welle, das benachbarte Anschlusspad zumindest teilweise überlappt. In einer Ausführung der Erfindung kann das mit Masse verbundene Anschlusspad der Abschirmstruktur so zum Abschirmpad verlängert sein, dass es um das benachbarte Anschlusspad herum wieder Richtung akustische Spur geführt ist. Auf diese Weise ist das benachbarte Anschlusspad praktisch an drei Seiten von dem verlängerten Abschirmpad umgeben.
Die Koppelleitung kann als metallischer Leiterabschnitt auf dem piezoelektrischen Substrat angeordnet sein. Bei SAW- Filtern kann der Leiterabschnitt vollständig außerhalb der akustischen Spur zum Koppelpad geführt werden.
Möglich ist es auch, die Koppelleitung durch die akustische Spur hindurch zu führen und dazu beispielsweise einen mit dem ersten Anschlusspad des ersten Wandlers verbundenen Elektro¬ denfinger transversal zur Ausbreitungsrichtung entsprechend zu verlängern und dann mit einem weiteren metallischen
Leiterabschnitt auf dem Substrat weiterzuführen.
Möglich ist es jedoch auch, die Koppelleitung zumindest teilweise als Bonddraht auszuführen.
In einer weiteren Ausführung umfasst die Koppelleitung
Leiterabschnitte, die nicht direkt auf dem Substrat ange¬ ordnet sind, sondern oberhalb oder unterhalb des Substrats ausgebildet sein. Solche Leiterabschnitte können beispiels¬ weise auf einem Gehäuseteil des mikroakustischen Filters, unterhalb des Substrats oder insbesondere bei Flip-Chip- Anordnung des Substrats auch auf einem Trägersubstrat
ausgeführt sein. Vertikale Verbindungen zwischen Leiterabschnitten der Koppelleitung, die direkt auf dem Substrat und solchen, die nicht direkt auf dem Substrat angeordnet sind, können durch Bumps, Bondverbindungen, Bonddrähte oder Durchkontaktierungen realisiert sein.
In einer weiteren Ausgestaltung wird das SAW-Filter so ausgebildet, dass die elektromagnetische Kopplung zwischen erstem und zweitem Wandler reduziert ist. Dazu wird in zumindest einem der Wandler der Strompfad, umfassend Stromzuführungen und -abführungen zu den Anschlusspads , die Anschlusspads selbst sowie den über die Akustik verlaufenden Anteil des Strompfads so geführt, dass er zumindest in einer Projektion auf die Oberfläche des Substrats eine Überkreuzung ausbildet. Durch diese Überkreuzung wird eine erste Schleife vollständig geschlossen und eine zweite Stromschleife zumindest zum Teil ausgebildet. Beide Schleifen können mit einem elektromagne- tischen Feld jeweils in einander entgegengesetzter Weise koppeln .
Durch die Überkreuzung wird in der vollständig geschlossenen Schleife ein Feld induziert, das dem Feld, das in der zu- mindest teilweisen zweiten Schleife induziert wird, entgegen¬ gesetzt ist. Somit üben die auf die beiden Schleifen
einwirkende vorhandenen elektromagnetischen Felder einander entgegenwirkende Kopplungseffekte auf den Strompfade aus, die sich im Idealfall vollständig kompensieren.
In der Projektion der beiden Schleifen auf die Substratoberfläche ergeben sich dort von den Schleifen umschlossene erste und zweite Flächen, die in einem einstellbaren gewünschten Verhältnis zueinander stehen. Ein optimales Verhältnis kann z.B. dann erreicht sein, wenn die durch die beiden Schleifen induzierten Kopplungen einander im Betrag entsprechen und aufgrund der gegenläufigen Wirkung einander kompensieren.
In einer weiteren Ausführung wird vorgeschlagen, auch den entsprechenden Strompfad des zweiten Wandlers so zu führen, dass eine dritte Schleife ausgebildet wird. Somit gelingt es, durch Variation der Flächenverhältnisse der von den Schleifen umschlossenen, auf das Substrat projizierten Flächen die elektromagnetische Kopplung und damit das Übersprechen zwischen erstem und zweiten Wandler sowie auch zwischen erster und dritter sowie zwischen zweiter und dritter
Schleife zu kompensieren. In einer weiteren Ausgestaltung wird der Strompfad im zweiten Wandler so geführt, dass sich auch hier zumindest in der genannten Projektion eine Überkreuzung der Strom führenden Leiterabschnitte ergibt. Das Filter umfasst üblicherweise einen Chip, der aus dem Material des Substrats ausgebildet ist. Dieser Chip kann nun auf einem Gehäuseunterteil oder auf einem Trägersubstrat montiert sein. Die elektrische Verbin¬ dung zwischen den Anschlusspads auf dem Chip und entsprechenden Anschlussflächen am Gehäuseunterteil oder auf dem Träger- Substrat kann mittels Bonddrähten erfolgen. In diesem Fall kann die Formung des zumindest einen Strompfads zu einer vollständig geschlossenen Schleife durch entsprechende
Führung der Bonddrähte bewerkstelligt werden. Möglich ist es jedoch auch, das einen Chip umfassende Filter mittels Flip-Chip-Montage des Chips auf einem Gehäuseunter¬ teil oder einem Trägersubstrat zu montieren. Die Bump-Verbin- dungen, mit denen die Flip-Chip-Montage erfolgt, stellen dabei die vertikalen Leiterabschnitte des Strompfads dar. Zur Ausbildung der Stromschleifen werden dann Leiterabschnitte vorgesehen, die auf dem Gehäuseunterteil oder auf dem
Trägersubstrat verlaufen und über die, auf das Substrat projiziert, die gewünschte Überkreuzung realisiert werden kann. Möglich ist es jedoch auch, den Strompfad durch
Leiterabschnitte zu realisieren, die in mehr als zwei
voneinander unterschiedlichen Leiterebenen angeordnet sind. Weitere Leiterebenen können beispielsweise auf der Unterseite des Substrats, auf der Unterseite des Trägersubstrats oder auf der Unterseite des Gehäuseunterteils realisiert sein.
Der genannte Strompfad umfasst zumindest einen Abschnitt, der durch die Akustik zwischen Elektrodenfingern unterschiedlicher Polarität des gleichen Wandlers realisiert ist. Ist dieser Wandler homogen aufgebaut, so verschmiert sich der Strompfad über die gesamte Wandlerfläche. Vorteilhaft kann es sein, wenn bei einem SAW-Filter zumindest einer der Wandler in transversaler Richtung kaskadiert ist, wobei die
Kaskadierung in zumindest zwei Längsabschnitten des Wandlers, die den Wandler in longitudinaler Richtung unterteilen, unterschiedlich ist. Der Strompfad verläuft dann im
Wesentlichen über die Längsabschnitte, die innerhalb des Wandlers den geringsten Kaskadierungsgrad aufweisen. Durch eine entsprechende Aufteilung des Wandlers in Längsabschnitte mit unterschiedlicher Kaskadierung ist es daher möglich, den (Haupt- ) Strompfad innerhalb des Wandlers geometrisch zu definieren . Vorteilhaft ist es, wenn der Längsabschnitt mit der gering¬ sten Kaskadierungsstufe nicht am zum benachbarten zweiten Wandler weisenden Ende des ersten Wandlers angeordnet ist. Auf diese Weise wird von Haus aus durch den größeren Abstand des Strompfads in beiden Wandlern die Kopplung reduziert. Erfindungsgemäß kann es jedoch vorteilhaft sein, den Längsab¬ schnitt mit dem geringsten Kaskadierungsgrad in Längsrichtung so anzuordnen, dass die durch eine Überkreuzung des
Strompfads eingeschlossene, auf die Oberfläche des Chips projizierte Fläche eine ausreichende Größe aufweist.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungs¬ beispielen und den dazugehörigen Figuren näher erläutert. Diese dienen allein zur Veranschaulichung der Erfindung und sind daher schematisch, nicht detailgetreu und auch nicht maßstabsgetreu ausgeführt. Zur besseren Darstellung können einzelne Teile auch in der Größe verzerrt dargestellt sein. Es zeigen:
Figur 1 zwei Wandler eines Filters mit einer Koppelleitung, die zu einem Koppel-Pad führt,
Figur 2 zwei Wandler mit zwei Koppelleitungen, die zu
jeweils einem Koppel-Pad führen,
Figur 3 zwei Wandler wie in Figur 1, bei denen zusätzlich eine Abschirmstruktur zwischen erstem und zweitem
Wandler angeordnet ist,
Figur 4a zwei Wandler mit einer Abschirmstruktur wie in
Figur 3, bei denen ein Abschirm-Pad verlängert ist,
Figur 4b zwei Wandler mit einer Variation einer
Abschirmstruktur wie in Figur 3, bei denen ein Abschirm-Pad verlängert ist, Figur 5 zwei Wandler, bei denen die Stromzuführungen zu dem
Wandler jeweils eine Schleife ausbilden,
Figur 6 im schematischen Querschnitt ein SAW-Bauelement , welches in Flip-Chip-Bauweise auf einen Träger gebondet ist,
Figur 7 die Übertragungsfunktion für ein Filter mit den
beiden Wandlern von Figur 1,
Figur 8A und 8B die Übertragungsfunktion eines Filters mit zwei Wandlern wie in Figur 2, Figur 9 ein SAW-Filter, bei dem eine Koppelleitung zwei in unterschiedlichen akustischen Spuren angeordnete Wandler verkoppelt. Figur 1 zeigt eine einfache Ausführungsform der Erfindung. Dargestellt sind zwei Wandler Wl und W2 eines SAW-Filters, die zusammen ein Transversalfilter bilden oder Teil eines Transversalfilters sind. Obwohl hier als Normalfingerwandler dargestellt, können die Wandler Wl, W2 auch eine SPUDT- oder RSPUDT-Struktur aufweisen, und außerdem noch als FAN-Wandler oder als gewichteter Wandler ausgeführt sein. Der erste
Wandler Wl weist ein oberes Anschlusspad AP11 und ein unteres Anschlusspad AP12 auf. Ebenso weist der zweite Wandler W2 ein oberes Anschlusspad AP21 und ein unteres Anschlusspad AP22 auf. Zusätzlich zu der nicht vermeidbaren elektromagnetischen Kopplung zwischen direkt benachbarten Anschlusspads
unterschiedlicher Wandler, beispielsweise der Kopplung zwischen den beiden oberen Anschlusspads AP11 und AP21 von erstem und zweitem Wandler, ist hier erfindungsgemäß eine weitere Kopplung zwischen dem oberen Anschlusspad AP11 des ersten Wandlers Wl und dem unteren Anschlusspad AP22 des zweiten Wandlers erzeugt. Dies wird erreicht, indem in der Nähe des Anschlusspads AP22 ein Koppelpad KP angeordnet ist, welches zum Anschlusspad AP22 eine Koppelkapazität CK aus- bildet. Über eine Koppelleitung, welche beliebige, gegebenen¬ falls strukturell unterschiedliche Leiterabschnitte umfasst und hier beispielsweise als eine auf dem Substrat verlaufende Leiterbahn dargestellt ist, ist das Koppelpad mit dem oberen Anschlusspad AP11 des ersten Wandlers Wl verbunden. Da oberes und unteres Anschlusspad eines Wandlers eine unterschiedliche Polarität aufweisen, wird durch diese zusätzliche Koppel¬ kapazität CK eine Kompensation der bestehenden Kopplung zwischen den beiden unmittelbar benachbarten Anschlusspads AP11 und AP21 erreicht.
Weiterhin ist es nun möglich, die Größe dieser zusätzlichen Koppelkapazität CK durch verschiedene einfache Maßnahmen zu verändern und geeignet so einzustellen, dass die beiden sich kompensierenden Kopplungen betragsmäßig gleich sind und sich so vollständig kompensieren können. Dazu ist es möglich, den Abstand zwischen dem Koppelpad KP und dem benachbarten
Anschlusspad AP22 zu verändern. Einfacher ist es jedoch, die relative Lage der beiden koppelnden Pads zu belassen und lediglich die Größe des Koppelpads KP zu verändern. Dies kann beispielsweise auch durch nachträgliches Trimmen nach dem Erzeugen des Filters erfolgen.
Weiterhin ist es möglich, über die Stromführung zum Koppelpad, also über die Lage der Koppelleitung relativ zu den beiden Wandlern weitere elektromagnetische und insbesondere induktive Wirkungen gezielt zu erzeugen, die ebenfalls zur Kompensation bestehender Kopplungen genutzt werden können.
Figur 2 zeigt eine weiter optimierte Ausgestaltung eines Filters, von dem hier wieder zwei Wandler Wl, W2 dargestellt sind, die beispielsweise einen Eingangswandler und einen Ausgangswandler des Filters darstellen. Ähnlich wie im ersten Ausführungsbeispiel (Figur 1) beschrieben, ist auch hier ein oberes Anschlusspad AP21 des zweiten Wandlers W2 über eine Koppelleitung KL1 mit einem Koppelpad KP1 verbunden, welches in relativer Nähe zum unteren Anschlusspad AP12 des ersten Wandlers Wl angeordnet ist und mit diesem eine Koppelkapa¬ zität CK1 ausbildet. Zusätzlich wird in diesem Ausführungsbeispiel eine weitere künstlich eingeführte Koppelkapazität CK2 realisiert, die sich zwischen einem zweiten Koppelpad KP2 und dem unteren Anschlusspad AP22 des zweiten Wandlers ausbildet. Das zweite Koppelpad KP2 ist über einen verlängerten Elektrodenfinger, also quer über die akustische Spur hinweg mit dem oberen Anschlusspad AP11 des ersten Wandlers Wl verbunden. Mit diesen beiden Koppelkapazitäten CK1 und CK2 wird jeweils ein Paar weit voneinander entfernter Anschlusspads miteinander verkoppelt. Durch geeignete Bemessung der Kapazität und damit der Kopplung gelingt es, alle Kopplungen, die zwischen
Metallisierungen der beiden Wandler bzw. des Filters
auftreten, vollständig zu kompensieren. In einer Abwandlung dieses Ausführungsbeispiels ist es möglich, die zweite Koppelleitung KL2 nicht über einen verlängerten Elektrodenfinger, sondern über eine um die beiden Wandler herum laufende Koppelleitung an das obere Anschlusspad AP11 anzuschließen. Dazu wäre allerdings eine Überkreuzung der ersten Koppelleitung KL1 erforderlich. Dies kann auf dem Substrat erfolgen, indem im Kreuzungsbereich zwischen den beiden Koppelleitungen ein elektrisch
isolierendes Material angeordnet wird. Dies kann ein
organisches oder anorganisches und entsprechend auf den
Bereich der Überkreuzung der beiden Koppelleitungen
strukturiertes Dielektrikum sein.
Möglich ist es jedoch auch, die zweite Koppelleitung
zumindest im Kreuzungsbereich in einer anderen Ebene zu führen, um einen direkten galvanischen Kontakt der beiden
Koppelleitungen KL1, KL2 miteinander zu vermeiden. Die zweite Ebene kann beispielsweise auf einem Trägersubstrat, auf einem Gehäuseteil oder auf der Unterseite des piezoelektrischen Substrats sein, auf dem die beiden Wandler realisiert sind. Im letzten Fall ist es erforderlich, die entsprechende
Koppelleitung um die Substratkante herum zu führen oder mittels einer Durchkontaktierung durch das piezoelektrische Substrat hindurch zu führen.
Ein Übergang in eine andere Ebene auf einem Trägersubstrat oder einem Gehäuse kann über Bumps oder andere elektrisch leitende erhabene Strukturen erfolgen, die eine Höhe
aufweisen, die die Höhe der zu überkreuzenden anderen Leitung übertrifft .
Figur 3 zeigt eine weitere Ausgestaltung der Erfindung, bei der ähnlich wie in Figur 1 ein Koppelpad KP über eine Koppel- leitung KL mit dem oberen Anschlusspad eines ersten Wandlers Wl verbunden ist. Das Koppelpad KP bildet mit dem unteren Anschlusspad, also mit dem weiter entfernten Anschlusspad des zweiten Wandlers W2, eine Koppelkapazität CK aus. Zusätzlich zu dieser Maßnahme, die das kapazitive Über¬ sprechen kompensiert, ist hier auch noch eine Abschirmung realisiert, die zur Reduzierung des elektromagnetischen Übersprechens dient. Diese Abschirmstruktur AS besteht aus einem oder mehreren mit Masse verbundenen metallischen Streifen, die zwischen den beiden Wandlern Wl, W2 quer über die
akustische Spur verlaufen.
Vorzugsweise haben die Streifen der Abschirmstruktur AS eine größere Breite als die Elektrodenfinger der Wandler W.
Zusätzlich sind die Anschlusspads der Abschirmstruktur AS ausreichend breit und lang ausgebildet, dass sie zumindest die zur Abschirmstruktur AS hin weisenden Enden der benach- harten Anschlusspads AP der beiden Wandler W überragen bzw. sogar teilweise umschließen.
Allein diese mit Masse verbundene Abschirmstruktur, gebildet aus den über die akustische Spur verlaufenden Streifen und deren vergrößerten Anschlusspads, ist ausreichend, einen Teil des durch elektromagnetische Kopplung erzeugten
Übersprechens zu vermeiden bzw. die durch den Stromfluss innerhalb eines Wandlers induzierten elektromagnetischen Felder in Richtung des benachbarten Wandlers abzuschirmen.
Figur 4A zeigt eine Weiterbildung einer solchen Abschirmstruktur AS zur Vermeidung des elektromagnetischen Übersprechens. In dieser Ausführung ist das mit Masse verbundene Anschlusspad der Abschirmstruktur AS vollständig um ein benachbartes Anschlusspad AP11 des ersten Wandlers Wl geführt. Auf diese Weise ist ein elektromagnetisches Feld, welches sich im Bereich der durch einen Kreis angedeuteten Bondstelle auf dem Anschlusspad AP11 konzentriert, noch besser abgeschirmt als im Ausführungsbeispiel gemäß Figur 3.
Zusätzlich ist auch hier eine kapazitive Entkopplung durch Einführung einer kompensierenden Koppelkapazität CK reduziert. Die Koppelkapazität wird zwischen dem unteren
Anschlusspad AP12 des ersten Wandlers Wl und einem Koppelpad KP gebildet, welches über eine Koppelleitung KL mit den oberen Anschlusspads AP21 des zweiten Wandlers W2 verbunden ist. Mittels dieser beiden Maßnahmen kann das kapazitive Übersprechen zwischen erstem und zweitem Wandler vollständig kompensiert und das elektromagnetische Übersprechen durch entsprechende Abschirmung des Anschlusspads AP eines Wandlers weitgehend vermieden werden. Figur 4B zeigt eine Variante von Figur 4A, bei der nun die Koppelleitung KL auf der anderen Seite um die Wandler Wl und W2 herum und daher nun um die Abschirmstruktur herum geführt ist .
Figur 9 zeigt eine weitere Ausführung der Erfindung anhand eines zumindest zwei akustische Spuren aufweisenden SAW- Filters. In einer ersten Spur ist ein erster mit dem Eingang verbundener Wandler Wll angeordnet, der z.B. Teil eines
Resonators ist. Dieser Wandler Wll ist mit zwei Anschlusspads APINI und APIN2 verbunden.
In einer zweiten zur ersten Spur parallelen akustischen Spur sind fünf weitere Wandler W21 bis W25 nebeneinander
angeordnet, von denen drei Wandler W21, W23 und W25
elektrisch in Reihe mit dem Wandler Wll geschaltet. Die in der zweiten akustischen Spur alternierend zu den Wandlern W21, W23 und W25 angeordneten Wandler W22 und W24 sind mit dem Ausgang zuzuordnenden Anschlusspads ΑΡ0υτι, ΑΡ0υτ2
verbunden.
Eine Koppelleitung KL verbindet hier das Anschlusspad ΑΡ0υτ2 des Ausgangs mit einem Koppelpad KP, das in der Nähe des mit dem Eingang verbundenen Anschlusspad APiN2 angeordnet ist.
Dadurch ist der Eingang kapazitiv mit dem Ausgang über zwei akustische Spuren hinweg gekoppelt.
In einer (nicht dargestellten) Ausführung kann die
Koppelleitung KL durch einen Wandler oder einen Reflektor der zweiten akustischen Spur geführt sein.
Figur 5 zeigt in einer weiteren Ausführung, wie insbesondere das induktive Übersprechen, bzw. die Kopplung, die zum Übersprechen führt, nahezu vollständig kompensiert werden kann. Dazu wird die Stromführung, also der genaue Verlauf des Strompfads im Bereich eines Wandlers so vorgegeben, dass sich eine Stromschleife ausbildet, die induktiv ein elektromagne- tisches Feld erzeugt. Vorzugsweise wird die Stromführung so gestaltet, dass sich noch eine zusätzliche Schleife zumindest teilweise ausbildet.
In der Figur 5 ist eine vollständige Schleife dargestellt, die eine auf die Substratoberfläche projizierte Querschnitts¬ fläche Fl aufweist. Weiter ist zumindest teilweise eine zweite Schleife mit der auf die Substratoberfläche
projizierten Querschnittsfläche F2 ausbildet. Aufgrund der Überkreuzung ergibt sich für die beiden Schleifen ein jeweils anderer Drehsinn und damit ein entgegengesetzt gepoltes elektromagnetisches Feld.
Im Bereich des ersten Wandlers Wl ist durch eine vorgegebene durch das Design bedingte Stromführung zumindest ansatzweise eine weitere Schleife mit einer auf die Substratoberfläche projizierten Querschnittsfläche F0 gebildet, die ein weiteres elektromagnetisches Feld erzeugt.
Das elektromagnetische Feld über dem ersten Wandler Wl koppelt nun mit den beiden durch den induktiven Effekt der beiden Stromschleifen gebildeten Feldern über dem zweiten Wandler W2 in einander entgegengesetzter Weise. Erfindungsgemäß ist es nun möglich, das Verhältnis der Querschnitts¬ flächen Fl und F2, die von den beiden Stromschleifen am zweiten Wandler W2 gebildet werden, so einzustellen, dass sich die entsprechenden Kopplungen mit dem Feld am ersten Wandler bestmöglich kompensieren. In der Regel ist es dazu erforderlich, dass die Querschnittsfläche derjenigen Schleife, die weiter vom ersten Wandler Wl entfernt ist, größer ist als die näher zum ersten Wandler Wl angeordnete erste Stromschleife mit der Fläche Fl. Zur Ausbildung von Stromschleifen im Bereich eines Wandlers tragen alle Strom führenden Teile, also alle Metallisierungen auf dem Substrat, die Wandler W1,W2 und ihre Anschlusspads AP, sowie entsprechende auf dem Substrat oder gegebenenfalls oberhalb oder unterhalb des Substrats angeordnete Leiter- abschnitte bei. Dargestellt sind als Beispiel für solche Leiterabschnitte mit den Anschlusspads AP verbundene
Bonddrähte BD.
Zusätzlich trägt der Strom, der innerhalb des Wandlers vom oberen zum unteren Anschlusspad oder umgekehrt fließt, zur Stromführung bei, obwohl hier keine direkte galvanische
Kopplung der beiden Teilelektroden der beiden Wandler stattfindet. Die elektroakustische Wandlung bzw. die Anregung von akustischen Oberflächenwellen führt zu einer einem Stromfluss entsprechenden Energieübertragung, die über einen geometrisch zuordenbaren Strompfad erfolgt.
Während die Stromführung über Leiterabschnitte, Bumps und Bonddrähte BD in einfacher Weise geometrisch vorgegeben werden kann, kann die Stromführung in einem Normalfinger- wandler in der Regel nicht gesteuert werden, da sich der Strom dort über alle Finger annähernd gleichmäßig verteilt. Möglich ist es jedoch, einen Wandler in Längsabschnitte zu unterteilen und in den Längsabschnitten unterschiedliche Kaskadierungen von Wandlerstrukturen zu schaffen.
Eine Kaskadierung erhält man, wenn ein Wandler in transversaler Richtung, also quer zur Ausbreitungsrichtung der akustischen Oberflächenwelle, in zwei Teilwandler aufgeteilt wird, die seriell miteinander verschaltet sind. Durch die Kaskadierung wird die Spannung zwischen den Teilelektroden der Teilwandler reduziert und somit auch die Anregungsstärke und der Stromfluss, der durch diese Kaskade fließt. Dies bedeutet im Ergebnis, dass der Stromfluss dort am größten ist, wo der geringste Kaskadierungsgrad eingestellt ist.
In der Figur 5 ist der erste Wandler Wl in drei Längssegmente aufgeteilt, die - von links nach rechts gesehen - ein Längs¬ segment mit einer Vierfach-Kaskade, ein zweites Längssegment mit einer Zweifach-Kaskade und ein drittes Längssegment mit einer Sechsfach-Kaskade darstellen. Der geringste Kaska¬ dierungsgrad ist hier im zweiten oder mittleren Längssegment, sodass der Strompfad quer durch den Wandler überwiegend durch das zweite Längssegment erfolgt. In der Figur 5 ist die
Kaskadierung des zweiten Wandlers W2 der Einfachheit halber spiegelbildlich ausgeführt, sodass auch hier der durch den zweiten Wandler W2 führende Strompfad durch das zweite
Längssegment erfolgt. Dies hat den weiteren Vorteil, dass bereits dadurch die Entfernung der Strompfade in den beiden Wandlern erhöht und so die Kopplung reduziert ist.
In einer Ausgestaltung der Erfindung können die Längssegmente so variiert werden, dass der Strompfad quer durch den ent¬ sprechenden Wandler über ein anderes Längssegment folgt. Auf diese Weise gelingt es, den Strompfad zu verschieben und dabei auch die auf die Substratoberfläche projizierte Quer¬ schnittsfläche F der jeweiligen Stromschleife zu verändern und damit die Stärke des dabei erzeugten elektromagnetischen Feldes. Im unteren Teil von Figur 5 ist angedeutet, wie die im oberen Teil eingesetzte vereinfachte Schreibweise in Form von Elektrodenstrukturen des Wandlers, also durch Wandlerstrukturen, realisiert werden kann.
Im Ausführungsbeispiel gemäß Figur 5 kann die kapazitive Kopplung zwischen erstem und zweitem Wandler durch entsprechende Einstellung der Koppelkapazität vollständig kompensiert werden. Darüber hinaus können durch entsprechende Ausformung der Stromschleifen auch das induktive oder andere Formen elektromagnetischen Übersprechens kompensiert werden. Ein Filter auf der Basis dieser beiden Wandler zeigt daher im Idealfall überhaupt kein Übersprechen zwischen Ein- und
Ausgang mehr, sodass auch keine durch das Übersprechen induziertem Signale mehr in der Übertragungsfunktion
auftauchen, die möglicherweise in einem unerwünschten
Frequenzbereich zum Auftreten von Störsignalen bei der
Signalübertragung führen könnten.
Figur 6 zeigt im schematischen Querschnitt ein mikro¬ akustisches Filter, hier speziell ein SAW-Filter, das in Form von Wandlerstrukturen WS, Leiterabschnitten und Anschlusspads realisierenden Metallisierungen auf einem piezoelektrischen Substrat SU aufgebaut ist. Das Filter ist über Bump-Verbin- dungen BU elektrisch und mechanisch mit einem Trägersubstrat TS verbunden, wobei die Wandlerstrukturen WS, aus der die Wandler ausgebildet sind, auf der zum Trägersubstrat TS hin weisenden Oberfläche des Substrats SU ausgebildet sind.
Das Trägersubstrat TS kann Teil eines Gehäuses sein und beispielsweise dessen Unterseite oder Oberseite ausbilden. Möglich ist es jedoch auch, das Filter, das im Wesentlichen auf dem Substrat realisiert ist, durch eine geeignete, mit dem Trägersubstrat TS abschließende Abdeckung zu verkapseln. Mit einem derartigen Aufbau gelingt es nun, Leiterabschnitte LA auf der zum Trägersubstrat TS weisenden Oberfläche des Substrats SU, auf der zum Substrat SU weisenden Oberfläche des Trägersubstrats TS als auch innerhalb oder unterhalb des Trägersubstrats auszubilden. Durch die Anordnung der Leiter- abschnitte LAS und LAT auf unterschiedlichen Ebenen gelingt es, die Stromzu- und -abführung zu den Wandlerstrukturen so zu gestalten, dass sich die in Figur 5 erläuterten Stromschleifen ausbilden. Dazu ist es auch möglich, den Übergang von einer Metallisierungsebene zur nächsten in Form separater Bumps herzustellen, die nur der Gestaltung des Strompfads dienen. Eine der Metallisierungsebenen, die zur Ausformung des Strompfads beitragen, kann zwischen zwei dielektrischen Schichten des vorzugsweise mehrschichtigen Trägersubstrats TS angeordnet sein. Zusätzlich können elektrische Verbindungen durch das Trägersubstrat TS hindurch zu auf dessen Unterseite angeordneten Außenkontakten des Filters führen.
Figur 7 zeigt anhand einer Übertragungskurve (hier der ge¬ messene Verlauf des Streuparameters S21) den Effekt, der durch eine Verminderung des kapazitiven Übersprechens erzielt werden kann. In der Figur ist ein wie in Figur 3 ausgebildetes Filter mit Koppelleitung und Koppelpad einem ähnlich aufgebauten Filter gegenübergestellt, welches keine Koppel¬ leitung und kein Koppelpad aufweist. In einem Frequenzbereich unterhalb des Passbandes zeigt sich der Effekt der kompen¬ sierten kapazitiven Kopplung besonders deutlich. Durch die Verschiebung der Frequenzlage eines vorhandenen Pols liegt die Kurve für das kompensierte Filter (gemäß Figur 3) deutlich unter der Kurve des Filters ohne kompensierte
Kopplung.
Figuren 8A und 8B zeigen die Übertragungsfunktion eines gemäß Figur 5 ausgebildeten SAW-Filters anhand des Streuparameters S21, wobei in Figur 8A ein engerer Frequenzbereich um das Passband und in Figur 8B zusätzlich der obere Sperrbereich dargestellt ist. Es zeigt sich auch hier, dass durch die kompensierten kapazitiven und elektromagnetischen Kopplungen eine deutlich verbesserte Selektion zu beobachten ist. In nahezu allen Frequenzbereichen liegt die Dämpfung im
Sperrbereich unterhalb der Übertragungskurve eines Filters ohne Kompensation kapazitiven oder elektromagnetischen
Übersprechens. Damit ist gezeigt, dass durch die vorge- schlagenen erfindungsgemäßen Maßnahmen kapazitives und elektromagnetisches Übersprechen weitgehend bis vollständig gelingt und auf diese Weise Filter erhalten werden können, die ein verbessertes Übertragungsverhalten und insbesondere eine verbesserte Selektion im Sperrbereich aufweisen.
Bezugs zeichenliste
AP Anschlusspad
AS Abschirmstruktur
BD Bonddraht
BU Bump
CK Koppelkapazitat
FO, Fl, F2 Flächen innerhalb von Stromschleifen
KL Koppelleitung
KP Koppelpad
LAT, LAS (metallischer) Leiterabschnitt
SU piezoelektrisches Substrat
S Trägersubstrat
Wl, W2 erster, zweiter Wandler
WS Wandlerstrukturen

Claims

Patentansprüche
1. Mikroakustisches Filter
mit einem ersten und einem zweiten Wandler, die auf einem gemeinsamen piezoelektrischen Substrat realisiert sind
wobei der erste Wandler und der zweite Wandler jeweils zwei Anschlusspads aufweisen,
mit einer Koppelleitung, die ein erstes Anschlusspad des ersten Wandlers mit einem Koppelpad verbindet,
wobei das Koppelpad als Metallfläche ausgebildet und in der Nähe desjenigen Anschlusspads des zweiten Wandlers angeordnet ist, welches die größere Entfernung zum ersten Anschlusspad des ersten Wandlers aufweist.
2. Filter nach Anspruch 1,
bei dem der erste und der zweite Wandler durch eine Abschirmstruktur getrennt sind, die über zumindest ein Anschlusspad mit Masse verbunden ist,
wobei die Abschirmstruktur metallische Streifen umfasst, die entweder quer über eine akustische Spur eines als SAW Filters ausgebildeten Filters geführt sind, in der die zwei miteinander koppelnden Wandler angeordnet sind, oder zwischen den Anschlusspads oder Elektroden zweier miteinander koppelnder Wandler angeordnet sind.
3. Filter nach Anspruch 2,
bei dem ein Anschlusspad der Abschirmstruktur zumindest teilweise um ein benachbartes Anschlusspad eines der Wandler geführt ist.
4. Filter nach einem der Ansprüche 1-3,
bei dem die Koppelleitung entweder als auf dem Substrat verlaufender metallischer
Leiterabschnitt ausgebildet ist, oder
als Bonddraht oder anderer, nicht direkt auf, sondern über oder unter dem Substrat angeordneter
Leiterabschnitt ausgebildet ist.
5. Filter nach einem der Ansprüche 1-4,
bei dem bei mindestens einem der Wandler der Strompfad zu diesem Wandler, umfassend die Stromzuführungen zu den Anschlusspads , die Anschlusspads selbst und den über die Akustik verlaufenden Anteil des Strompfads, zumindest eine Überkreuzung ausbildet, so dass in der gedachten geometrischen Projektion des Strompfads auf die
Substratebene eine vollständige Schleife und zumindest ein Teil einer zweiten Schleife gebildet sind.
6. Filter nach Anspruch 5,
bei dem der Strompfad zum oder durch den zweiten
Wandlers eine dritte Schleife ausbildet,
bei dem zwischen erster und dritter sowie zwischen zweiter und dritter Schleife jeweils eine induktive Kopplung stattfindet,
bei dem die durch erste und zweite Schleife
umschlossenen auf das Substrat projizierten Flächen in einem solchen Verhältnis zueinander stehen, dass sich die beiden Kopplungen gegenseitig kompensieren.
7. Filter nach einem der Ansprüche 5 oder 6,
bei dem die Strompfade im oder zum ersten und im oder zum zweiten Wandler jeweils zwei Schleifen ausbilden, so dass sich die induktiven Kopplungen zwischen den
Schleifen des ersten und zweiten Wandlers gegenseitig kompensieren .
Filter nach einem der Ansprüche 5-7,
bei dem das Filter einen aus dem Material des Substrats ausgebildeten Chip umfasst,
bei dem der Chip auf einem Gehäuseunterteil oder einem Trägersubstrat montiert ist,
bei dem die Anschlusspads auf dem Chip mit Bonddrähten über Anschlussflächen auf dem Gehäuseunterteil oder auf dem Trägersubstrat mit äußeren Anschlüssen an der
Unterseite des Gehäuseunterteils oder des
Trägersubstrats verbunden sind,
bei dem die zu Schleifen geformten Strompfade zumindest teilweise die Bonddrähte umfassen.
Filter nach einem der Ansprüche 5-7,
bei dem das Filter einen aus dem Material des Substrats ausgebildeten Chip umfasst,
bei dem der Chip mittels Flip-Chip-Verbindungen auf einem Gehäuseunterteil oder einem Trägersubstrat
montiert ist,
bei dem eine der Schleifen von den Anschlusspads, dem über die Akustik verlaufenden Anteil des Strompfads, den Flip-Chip-Verbindungen und auf dem Gehäuseunterteil oder dem Trägersubstrat angeordneten Leiterabschnitten gebildet ist.
Filter nach einem der Ansprüche 5-9,
ausgebildet als SAW Filter, bei dem zumindest einer der Wandler kaskadiert ist,
wobei die Kaskadierung in zumindest zwei
Längsabschnitten des Wandlers unterschiedlich ist, bei dem der durch die Akustik gebildete Abschnitt des Strompfads im Wesentlichen quer durch denjenigen
Längsabschnitt des Wandlers verläuft, der den geringsten Kaskadierungsgrad aufweist.
Verfahren zur Verminderung des Übersprechens in einem mikroakustischen Filter nach Anspruch 1,
wobei die Größe des Koppelpads und/oder dessen Abstand zu dem weiter entfernten Anschlusspad des zweiten
Wandlers, variiert wird, bis eine optimale Entkopplung zu erreicht ist.
Verfahren nach Anspruch 11,
a) bei dem das Koppelpad in einer ausreichenden Größe vorgesehen wird,
b) bei dem zur Bestimmung der Kopplung geeignete
Filtereigenschaften bestimmt werden,
c) bei dem die Fläche des metallischen Koppelpads durch Materialabtrag um einen gegen die Größe des Koppelpads relativ geringen Betrag reduziert wird,
d) bei dem zumindest eine Filtereigenschaft erneut bestimmt wird,
e) bei dem ermittelt wird, ob sich diese Filtereigen¬ schaft gegenüber der Bestimmung in Verfahrensschritt b) positiv verändert hat, und bei dem im Falle einer ermittelten Verbesserung die Verfahrensschritte c) und d) wiederholt werden.
Verfahren nach Anspruch 12,
bei dem die Transferfunktion des Filters bestimmt wird und als Maß für die Kopplung die Unterdrückung in einem gegebenen Sperrbereich herangezogen wird.
14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13,
bei dem in den Verfahrensschritten b) und d) die Transferfunktion des Filters bestimmt und als Maß für die Kopplung die Anzahl der Phasenwechsel der Transferfunktion in einem gegebenen Frequenzbereich rund um ein Passband des Filters ermittelt wird, bei dem im Verfahrensschritt e) geprüft wird, ob eine Erhöhung der Anzahl der Phasenwechsel statt gefunden hat, wobei eine Erhöhung als verbesserte Entkopplung gewertet wird.
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