WO2011090028A1

WO2011090028A1 - 通信装置及び基地局装置

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Publication number: WO2011090028A1
Application number: PCT/JP2011/050760
Authority: WO
Inventors: 英史持田
Original assignee: 住友電気工業株式会社
Priority date: 2010-01-22
Filing date: 2011-01-18
Publication date: 2011-07-28
Also published as: US9014149B2; US20120243503A1; CN102725969A

Abstract

　演算負荷を軽減しつつ、受信信号から効果的に干渉波を除去することができる通信装置を提供する。本発明の基地局装置ＢＳ２は、受信信号のウェイトを算出するウェイト算出部８を備えている。ウェイト算出部８は、算出部８ａと選択部８ｂとを備えている。算出部８ａは、第一のウェイト及び第二のウェイトを算出する。第一のウェイトは、更新対象となる対象既知信号について、前記対象既知信号を用いて更新する直前に更新された第一の他の既知信号のウェイトを、当該対象既知信号を用いて更新することで得られる。第二のウェイトは、更新対象となる対象既知信号について、前記第一の他の既知信号とは異なる第二の他の既知信号のウェイトを、当該対象既知信号を用いて更新することで得られる。選択部８ｂは、前記第一のウェイト及び前記第二のウェイトの内、その推定誤差の少ないウェイトを受信参照信号のウェイトとして、複数の受信参照信号ごとに選択する。

Description

通信装置及び基地局装置

　本発明は、通信装置及び基地局装置に関するものである。

　従来から、無線通信システムにおいては、基地局装置とこれに無線接続する移動可能な端末装置とを備えたものがある。基地局装置は、端末装置との間で通信可能な通信エリア（セル）を形成する。セル内に位置する端末装置は、当該セルを形成する基地局装置との間で無線通信を行うことができる（例えば、特許文献１参照）。

　上記無線通信システムにおいて、複数の基地局装置それぞれが設定する通信エリア（セル）が重複している場合、ある基地局装置から送信された信号が、近傍の他の基地局装置のセル内にある端末装置に届いてしまい、その端末装置にとって干渉信号となることがある。
　さらに、上記無線通信システムでは、基地局装置として、例えば、数キロメートルの大きさのセル（マクロセル）を形成するマクロ基地局装置と、前記マクロセル内に設置され数十メートル程度の比較的小さなセル（フェムトセル）を当該マクロセル内に形成するフェムト基地局装置とを備えたものもある。この無線通信システムでは、フェムト基地局装置が形成するフェムトセルは、そのほぼ全域がマクロセルと重複するため、相互に干渉を生じさせ易い環境といえる。

　このような環境下で干渉波を抑制する方法としては、干渉を与える側の送信電力を低く抑えたり、マルチアンテナシステムにより干渉波を除去したりといった対策が考えられる。

　この内、マルチアンテナシステムにより干渉波を除去する方法としては、本発明者が出願した下記特許文献２に示すように、無線リソース割り当ての最小単位ごとにウェイトを算出することで、同一ユーザから受信した信号のみに基づいてウェイトを算出する方法がある。この方法によれば、前記最小単位における干渉源の個数が制限されるため、適切なウェイトが得られることから、効果的に干渉波の除去を行うことができる。

特開２００９－１７７５３２号公報特願２００９－２４５３３７号公報

服部武　編著、「ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ教科書」、初版、株式会社インプレスＲ＆Ｄ、２００８，ｐｐ３１０－ｐｐ３１２，ｐｐ３２９

　上記特許文献２に記載の方法では、効果的に干渉波の除去を行うことができる一方、前記最小単位ごとにウェイトを求めるための相関行列の推定と、その逆行列の演算を行わなければならず、その演算負荷が比較的大きくなるという問題を有している。

　そこで、上記観点（第１の観点）からみた本発明の目的は、演算負荷を軽減しつつ、受信信号から効果的に干渉波を除去することができる通信装置を提供することである。

　さて、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ－Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）などの通信規格では、ユーザ端末から基地局装置への上りリンクのスケジューリングにおいて、時間及び周波数領域のスケジューリングのほか、空間多重(Ｓｐａｔｉａｌ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)スケジューリングが行われる。
　空間多重スケジューリングは、同一周波数領域が同時に複数のユーザ端末に割り当てられるマルチユーザＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）によって行われる。例えば、ＬＴＥの空間多重スケジューリングでは、同一のリソースブロック（ＲＢ；ユーザへのリソース割り当ての最小単位）が同時に複数のユーザ端末に割り当てられることになる。

　ＬＴＥの上りリンクでマルチユーザＭＩＭＯを行う場合、複数のユーザ端末の参照信号は、サイクリックシフトを用いた符号多重により伝送される。複数のユーザ端末から同時に送信された信号は多重信号として基地局装置により受信される。基地局装置は、受信した多重信号を各ユーザ端末ごとの信号に分離し、ユーザ端末ごとのチャネル推定に用いる（例えば、非特許文献１参照）。

　上記基地局装置は、サイクリックシフトによって符号多重された参照信号を分離するために、通常、多重化された参照信号の伝送路周波数応答をＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆離散フーリエ変換）によって時間領域に変換する。その後、基地局装置は、窓関数を用いて各ユーザごとの伝送路時間応答に分離し、分離した各ユーザごとそれぞれの伝送路時間応答についてＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）を行い再び周波数領域の信号に変換することで、各ユーザごとのチャネル特性を推定する。

　しかし、上記方法で多重化された信号を分離し推定されるチャネル特性は、帯域の両端に歪みが生じやすいという問題を有していた。その理由は、以下の通りである。すなわち、多重化された参照信号の伝達係数をＩＤＦＴによって時間領域に変換する際、有限個のデータを切り出して周期拡張するため、拡張部分の境界でデータが不連続となり、高次の係数が発生し易く、この結果、時間領域に変換した後のデータにおける遅延広がりが大きくなることが考えられる。このようにデータの遅延広がりが大きくなると、その後に窓関数を用いて各ユーザごとのデータに分離する際に、その窓幅以上にデータの広がりが大きくなることで、窓幅外のデータについて損失が生じるために、推定チャネル特性に歪みが生じると考えられる。

　上記のように、推定したチャネル特性の帯域の両端に歪みが生じると、当該チャネル特性を用いた復調処理に悪影響を及ぼすおそれがあるため、このような歪みを抑制しチャネル推定精度をより高めることができる技術が嘱望されていた。

　上記観点（第２の観点）からみた本発明の目的は、多重化された参照信号を好適に分離し、チャネル推定精度をより高めることができる通信装置を提供することである。

　また、前述のように、ＬＴＥの上りリンクでマルチユーザＭＩＭＯを行う場合、複数のユーザ端末の参照信号は、符号多重を用いて多重される。図２６に示すように、複数のユーザ端末から同時に送信された信号ｘ₁，ｘ₂は空間多重信号となり、この空間多重信号は、基地局装置において、複数の受信アンテナで受信され、各ユーザ端末からの信号に分離される。

　空間多重信号の一般的な分離方法としては、Ｚｅｒｏ－Ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）・Ｍｉｎｉｍｕｍｕ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ（ＭＭＳＥ）などの線形分離や最尤推定がある。
　ＬＴＥでは、参照信号（パイロット）について、ユーザ端末毎で異なるサイクリックシフトを用いることにより、各ユーザ端末間の直交性を確保し、空間多重を実現している。したがって、基地局装置では、チャネル行列Ｈを推定することで、受信した空間多重信号を分離し、ユーザ端末からの送信信号ｘ₁，ｘ₂の推定値を得ることができる。

　上記の分離方法による空間多重信号の分離には、チャネル行列Ｈの推定が必要となるが、このためには空間多重されたユーザ端末の参照信号（パイロット）間における直交性（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）が必要となる。
　したがって、非特許文献１にも記載されているように、空間多重スケジューリングでは、空間多重する複数ユーザ端末は完全に同一のＲＢが割り当てられる必要がある。

　空間多重する複数ユーザ端末は完全に同一のＲＢが割り当てられる必要があるという制約のため、空間多重の際のリソース割り当ての自由度が低いという問題が生じる。
　すなわち、図２７に示すように、ユーザ１と空間多重されたユーザ２は、ユーザ１と完全に同じ周波数（ＲＢ）が割り当てられる必要があり、ユーザ５と空間多重されたユーザ６もユーザ５と完全に同じ周波数（ＲＢ）が割り当てられる必要がある。このような制約は、空間多重スケジューリングを行う際に、リソース割り当ての柔軟性を低下させる。

　そこで、上記観点（第３の観点）からみた本発明の目的は、空間多重スケジューリングを行う際のリソース割り当ての自由度を高めることである。

　本発明者は、演算負荷を軽減しつつ、受信信号から効果的に干渉波を除去可能な通信装置を得るために鋭意研究を重ねていた。その過程で、本発明者は、次の点に着目した。例えば、ＬＴＥにおける上りリンクに採用されているＳＣ－ＦＤＭＡのように、無線リソース割り当ての最小単位を割り当てる際に、連続的に並ぶ複数の前記最小単位を一のユーザに対して割り当てる通信方式であれば、その一のユーザに対して割り当てられる複数の最小単位が連続する方向においては、互いに隣接する最小単位の間で相関がある可能性が高い。また、干渉源となる通信装置からの干渉波についても、同様に互いに隣接する最小単位の間で相関がある可能性が高い。このため、干渉波による影響を含めて互いに相関がある複数の最小単位が連続して存在する可能性がある。つまり、上記のような通信方式であれば、最小単位ごとにウェイトの算出を行わずとも、一のユーザに対して割り当てられる複数の最小単位が連続する方向に沿って、ユーザ割り当て状況に関わらずウェイトの算出を逐次更新方式の算出方法によって行えば、相関がある領域ごとに、効果的に干渉波を除去しうる精度の高いウェイトが得られることを、本発明者は見出し、本発明に至った。

（１）すなわち、第１の観点からみた本発明は、受信信号に含まれる複数の既知信号それぞれのウェイトを、当該複数の既知信号ごとに逐次更新する算出方法によって算出するウェイト算出部を備えた通信装置であって、前記ウェイト算出部は、更新対象となる対象既知信号について、前記対象既知信号を用いて更新する直前に更新された第一の他の既知信号のウェイトを、当該対象既知信号を用いて更新することで得られる第一のウェイトと、前記第一の他の既知信号とは異なる第二の他の既知信号のウェイトを、当該対象既知信号を用いて更新することで得られる第二のウェイトと、を少なくとも含む複数のウェイトを算出する算出部と、前記対象既知信号についての複数のウェイトの内、その推定誤差の少ないウェイトを前記対象既知信号のウェイトとして選択する選択部と、を備えていることを特徴としている。上記本発明によれば、演算負荷を軽減しつつ、受信信号から効果的に干渉波を除去することができる。

（２）より具体的には、前記算出部は、一又は複数の無線割り当ての最小単位からなる複数の所定領域を、少なくとも、第一の順序、及び、前記第一の順序とは異なる第二の順序を含む複数の順序で選択し、少なくとも、前記第一の順序で選択するごとにその選択した所定領域に含まれる既知信号を用いて前記第一のウェイトを算出するとともに、前記第二の順序で選択するごとにその選択した所定領域に含まれる既知信号を用いて第二のウェイトを算出することが好ましい。

　上記構成の通信装置よれば、ウェイト算出部の算出部が、前記複数の既知信号それぞれについてのウェイトを当該複数の既知信号ごとに逐次更新する算出方法によって複数算出するので、上記従来例のように、最小単位ごとにウェイトを求めるための相関行列の推定やその演算を行う必要がなく、その演算量を減らすことができ演算負荷を軽減することができる。
　また、本発明においては、上述したように、一のユーザに対して連続的に並ぶ複数の最小単位を割り当てる方式によって送信される信号を受信する場合には、干渉波による影響を含めて互いに相関がある複数の最小単位が連続して存在する可能性がある。
　このため、算出部が、ウェイトを算出するための既知信号を含む所定領域の選択順序である複数の順序の内、少なくとも、互いに異なる第一及び第二の順序を好適に設定することで、相関がある複数の最小単位が連続的に存在する領域の中で、両ウェイトを逐次更新して算出できる。この結果、相関がある複数の最小単位が連続的に存在する領域の中で、逐次更新に用いる既知信号をより多く確保でき、推定誤差の少ない精度の高い値を得ることができる。
　さらに、選択部が、対象既知信号についての複数のウェイトの内、その推定誤差の少ないウェイトを既知信号のウェイトとして、複数の既知信号ごとに選択するので、ウェイト算出部は、その相関がある複数の最小単位が連続的に存在する領域ごとに、精度の高い既知信号のウェイトを得ることができる。
　以上により、本発明によれば、演算負荷を軽減しつつも、精度の高い既知信号のウェイトを得ることができ、受信信号から効果的に干渉波を除去することができる。

（３）また、算出部は、前記第一の順序で選択するごとにその選択した所定領域に含まれる既知信号を用いて前記第一のウェイトを算出し、前記第二の順序で選択するごとにその選択した所定領域に含まれる既知信号を用いて第二のウェイトを算出するので、前記第二の順序は、前記第一の順序の逆の順序であることが好ましく、この場合、所定領域の選択順序が逆の順序で更新された第一のウェイト及び第二のウェイトを得ることができ、選択部において、より精度の高い既知信号のウェイトを得ることができる。

（４）（５）前記所定領域は、ユーザ割り当て情報を参照することなく同一ユーザに割り当てられていることが識別可能な領域であることが好ましく、この場合、所定領域の選択によって、相関がある複数の最小単位が連続的に存在する領域を、ユーザ割り当て情報を参照することなく広範囲に捕捉することができる。なお、前記無線割り当ての最小単位は、リソースブロックであることが好ましい。

（６）（７）また、前記第一及び第二の順序は、前記所定領域が周波数方向又は時間方向の少なくともいずれか一方に沿って並ぶ順序であることが好ましく、さらに、前記対象既知信号、前記第一の他の既知信号、及び、前記第二の他の既知信号は、周波数方向又は時間方向の少なくともいずれか一方に沿って配置されていることが好ましい。
　この場合、算出部は、受信信号に応じて精度の高いウェイトが得られるように、第一及び第二の順序や、第一の他の既知信号及び第二の他の既知信号の配列を好適に設定することができる。

（８）（９）上記通信装置が受信する前記受信信号は、連続的に並ぶ複数の前記最小単位を一のユーザに対して割り当てる方式によって送信される信号であることが好ましく、より具体的には、前記連続的に並ぶ複数の前記最小単位を一のユーザに対して割り当てる方式が、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式であることが好ましい。
　ＳＣ－ＦＤＭＡ方式の場合、その方式上、周波数方向に連続的に並ぶ複数の最小単位を一のユーザに割り当てるので、周波数方向に沿って連続する最小単位に相関がある可能性が高く、ウェイト算出部は、既知信号のウェイトについて周波数方向に沿って好適に算出することができる。

（１０）第２の観点からみた本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換することで得られる前記受信多重信号の伝送路時間応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。上記本発明によれば、多重化された参照信号を好適に分離し、チャネル推定精度をより高めることができる。

（１１）より具体的には、前記チャネル推定部は、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換し、前記受信多重信号の伝送路時間応答を得る第一変換部と、前記受信多重信号の伝送路時間応答から前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に分離する窓処理部と、分離した前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答を、逆離散コサイン変換し、前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を得る第二変換部と、を備え、前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定するものであることが好ましい。

　上記構成の通信装置によれば、チャネル推定部の第一変換部が、受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換によって伝送路時間応答に変換するので、上記従来例のＩＤＦＴでみられる周期拡張時のデータの不連続な部分が生じるのを防止することができ、受信多重信号の伝送路時間応答における複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に生じる遅延広がりが大きくなるのを防止できる。このため、窓処理部によって複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に分離する際におけるデータ損失を抑制することができ、この結果、推定するチャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。

（１２）また、第２の観点からみた他の本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称拡張処理を行うことで得られる被処理関数に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。

（１３）より具体的には、前記チャネル推定部は、前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理することで、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数を得る拡張処理部と、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定するものであることが好ましい。

　上記構成の通信装置によれば、チャネル推定部の拡張処理部が、受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理を行うので、フィルタ部によって複数の参照信号の伝送路周波数応答を分離し取得する際におけるデータ損失を抑制することができる。この結果、推定するチャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
　また、本発明の通信装置では、周波数領域内で複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を取得するので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく、装置に対する負荷を軽減できる構成とすることができる。

（１４）前記複数の拡張処理部は、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記多重信号の伝送路周波数応答の周波数軸の前後に、前記フィルタ部の群遅延の長さ分だけ拡張するものであることが好ましく、この場合、必要最小限のデータ分をもって拡張しつつ、フィルタ部によるデータ損失をより効果的に抑制することができる。

（１５）さらに、フィルタ部により取得される伝送路時間応答には、当該フィルタ部を通過することにより生じる遅延成分が含まれるので、前記チャネル推定部は、前記複数のフィルタ部により取得される前記複数の参照信号の伝送路周波数応答の部分において生じる遅延成分を除去する複数の除去部をさらに備えていることが好ましく、これにより、複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答を、より精度よく取得することができる。

（１６）また、第２の観点からみた他の本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称性に基づく処理を行うことにより、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。
　上記構成の通信装置によれば、チャネル推定部が、受信多重信号の伝送路周波数応答に対して偶対称性に基づく処理を行うので、当該処理後の伝送路周波数応答から複数の参照信号の伝送路周波数応答を分離し取得する際におけるデータ損失を抑制することができる。この結果、推定するチャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。

（１７）また、第２の観点からみた本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部は、前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。

　上記構成の通信装置によれば、周波数領域内で複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を取得するので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく簡易な構成とすることができる。

（１８）第３の観点からみた本発明は、複数のユーザ端末に対する空間多重スケジューリング処理が可能なスケジューリング部を備えた基地局装置であって、空間多重信号を、各ユーザ端末それぞれからの信号に分離する信号分離部を備え、前記信号分離部は、分離して取り出したい一のユーザ端末からの信号を希望信号とみなすとともに、当該希望信号に空間多重されている他のユーザ端末からの信号を干渉信号とみなして、空間多重信号に対してアダプティブアレー処理を行い、各ユーザ端末それぞれからの信号を得るよう構成されていることを特徴とする基地局装置である。

　上記本発明によれば、離して取り出したい一のユーザ端末からの信号を希望信号とみなすとともに、当該希望信号に空間多重されている他のユーザ端末からの信号を干渉信号とみなして、空間多重信号に対してアダプティブアレー処理を行い、各ユーザ端末それぞれからの信号を得ることができる。この場合、前記他のユーザ端末からのパイロット信号は必要とされない。したがって、空間多重する複数ユーザ端末は完全に同一のリソース（周波数）が割り当てられる必要があるという制約がなくなり、リソース割り当ての自由度が高まる。

（１９）前記基地局装置は、フェムト基地局装置であるのが好ましい。フェムトセルは比較的小さいため、マルチパスや遅延が少なく、空間多重信号に対してアダプティブアレー処理を行うのに適した状況が得られ易い。

（２０）前記信号分離部は、前記複数のユーザ端末間でパイロット信号の相互相関が所定の閾値よりも小さくなるようにサイクリックシフト量が前記複数のユーザ端末毎に設定された前記パイロット信号を用いて、前記アダプティブアレー処理のためのウェイト計算を行うことができる。この場合、パイロット信号間の直交性を確保することができ、空間多重された複数ユーザ端末のパイロット信号を区別することができる。

（２１）前記アダプティブアレー処理は、ユーザへのリソース割り当ての最小単位毎に計算されたウェイトを用いて行われるのが好ましい。ユーザへのリソース割り当ての最小単位では、干渉信号とみなされる信号を送信する前記他のユーザ端末が一定となるため、適切なアダプティブアレー処理が行える。

（２２）前記アダプティブアレー処理による信号の分離が可能であるか否かを判定する判定部を備えるのが好ましい。前記アダプティブアレー処理による信号の分離が可能であるか否かを判定することで、分離不能である場合の対処が可能となる。

（２３）前記判定部は、干渉端末の有無を判定することで、前記アダプティブアレー処理による信号の分離が可能であるか否かを判定するのが好ましい。干渉端末が存在する場合には、前記アダプティブアレー処理による信号の分離が困難になるため、かかる判定を行うことで、そのようなケースへの対処が可能となる。

（２４）前記判定部は、前記アダプティブアレー処理による信号の分離を試みた結果に基づいて、信号の分離が可能であるか否かを判定するのが好ましい。かかる判定を行うことで、分離不能であった場合への対処が可能となる。

（２５）前記スケジューリング部は、前記判定部によって信号の分離が不可能であると判定されると、空間多重を用いないスケジューリング処理を行うか、又は、再度の空間多重スケジューリング処理を行うことができる。これにより、分離不能であった場合に適切に対処できる。

ＬＴＥ方式を採用した無線通信システム（例えば、携帯電話用通信システム）の構成を示す概略図である。ＬＴＥの上り回線の無線フレームの構成を示す図である。スロットの構造をより詳細に示した図である。本実施形態に係る基地局装置における受信回路構成を示すブロック図である。算出部が受信参照信号のウェイトの算出を行う際の受信参照信号に対する更新方向を説明するための図である。算出部及び選択部が受信参照信号のウェイトを算出する際の手順を示すフローチャートである。上り回線における、各移動端末に対する無線リソースの割り当て状況の一例を示す模式図である。図７に示す状況下で、算出部及び選択部が受信参照信号のウェイトを算出した場合の一例を示す図であり、（ａ）は、第一のウェイトｕ_iに対応する推定誤差ｅ_up（ｉ）の算出結果を示すグラフ、図８（ｂ）は、第二のウェイトｖ_iに対応する推定誤差ｅ_down（ｉ）の算出結果を示すグラフ、（ｃ）は、両ウェイトに対応する推定誤差の内、小さい方を選択したときの推定誤差ｅを示したグラフである。（ａ）は、算出部が受信参照信号のウェイトの算出を行う際の受信参照信号に対する更新方向についての他の態様を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）と異なる他の態様を示す図である。算出部が受信参照信号のウェイトの算出を行う際の受信参照信号に対する更新方向について、周波数方向及び時間方向に逐次更新する際の態様を示す図である。ＬＴＥ方式における無線通信システムの構成を示す概略図である。基地局装置の受信系の要部構成を示すブロック図である。チャネル推定部の構成を示すブロック図である。離散コサイン変換による周期拡張の態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合を示している。伝送路周波数応答を時間領域に変換したときの態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合の一例、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合の一例を示している。本発明の第二の実施形態に係る基地局装置が備えるチャネル推定部の構成を示すブロック図である。（ａ）は、偶対称拡張処理を行った後の被処理関数の一例を模式的に示した図であり、（ｂ）は、ＬＰＦ部により得られる一のユーザ端末の伝送路周波数応答を示した模式図である。各実施例及び比較例のチャネル推定結果を表したグラフであり、（ａ－１），（ａ－２）は、実施例１、（ｂ－１），（ｂ－２）は、実施例２、（ｃ－１），（ｃ－２）は、比較例のチャネル推定結果を示したグラフである。上記シミュレーションにより検証した実施例１及び比較例によるチャネル推定結果によって復調した際のデータをコンスタレーションマップに示した一例であり、（ａ）は、実施例１によるもの、（ｂ）は、比較例によるものを示している。無線通信システムの構成図である。信号分離部のブロック図である。アダプティブアレー処理による信号分離の仕方を説明する図である。空間多重スケジューリングの例を示す図である。基地局装置の処理フローチャートである。本来的な意味での干渉端末の存在を示す図である。従来の信号分離方法の説明図である。従来の空間多重スケジューリングの例を示す図である。

　以下、本発明の好ましい実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
［第１章　ウェイト算出］
　第１章では、通信方式としてＬＴＥ（Ｌｏｎｇ－Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）を例として説明するが、これに限られるものではない。
〔１．１　通信システムの構成〕
　図１は、ＬＴＥ方式を採用した無線通信システム（例えば、携帯電話用通信システム）の構成を示す概略図である。
　この無線通信システムは、複数の基地局装置ＢＳ１，ＢＳ２と、この基地局装置ＢＳ１との間で無線通信を行うことができる複数の移動端末（ユーザ端末）ＭＳ１～６とを備えている。
　基地局装置ＢＳ１は、例えば数キロメートルの大きさの通信エリア（マクロセル）ＭＣを形成する複数のマクロ基地局装置として構成されており、基地局装置ＢＳ２は、マクロセルＭＣ内に設置され数十メートル程度の比較的小さなフェムトセルＦＣを形成するフェムト基地局装置として構成されている。

　基地局装置ＢＳ１は、マクロセルＭＣ内にある移動端末との間で無線通信を行うことができる。
　また、基地局装置ＢＳ２は、例えば、屋内等、マクロ基地局装置の無線波を受信し難い場所等に配置され、上記フェムトセルＦＣを形成する。基地局装置ＢＳ２は、自己が形成するフェムトセルＦＣ内にある移動端末との間で無線通信が可能であり、本システムでは、マクロ基地局装置の無線波が受信し難い場所等においても、その場所に比較的小さいフェムトセルＦＣを形成するフェムト基地局装置である基地局装置ＢＳ２を設置することで、移動端末に対して十分なスループットでのサービスの提供を可能にする。

　本実施形態の無線通信システムでは、下り回線は直交周波数多重分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）が採用され、上り回線は単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ－ＦＤＭＡ）が採用されている。このため、基地局装置ＢＳ１，ＢＳ２は、ＯＦＤＭＡ方式に対応した送信回路と、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式に対応した受信回路とを有している。また、移動端末ＭＳ１～６は、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式に対応した送信回路と、ＯＦＤＭＡ方式に対応した受信回路とを有している。

　図２は、ＬＴＥの上り回線の無線フレームの構成を示す図である。このフレームは、周波数多重分割により複数の移動端末によって共用され、基地局装置による多元接続が可能となっている。また、周波数多重に加えて、空間多重も行っても良い。各移動端末は、基地局装置との間で通信接続を確立する際に、フレームの同期をとる。

　図２に示すようにＬＴＥ上り回線の１無線フレーム（ｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂ　ｆｒａｍｅ）を時間軸方向に並べて構成されており、その時間長は１０ミリ秒である。
　また、１サブフレームは、２個のスロット（ｓｌｏｔ）を時間軸方向に並べて構成されており、その時間長は１ミリ秒である。１スロットは、７個（又は６個）のシンボルを時間軸方向に並べて構成されており、その時間長は０．５ミリ秒である。

　スロットを構成する各シンボルの先頭には、各シンボルの最後の部分のコピーがＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）として付加されている。なお、シンボルは、それぞれが変調データシンボル（ＱＰＳＫ変調データシンボルやＱＡＭ変調データシンボルなど）であるＮ個（Ｎは、２以上の整数）のサブシンボルから構成されている。

　図３は、スロットの構造をより詳細に示した図である。図２及び図３を参照して、スロットは、当該スロットを構成しているシンボルの内、４シンボル目（シンボル番号３）が、既知信号である参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　Ｓｉｇｎａｌ，ハッチングされた丸印）とされ、他のシンボルはデータ信号（Ｄａｔａ　Ｓｉｇｎａｌ、白抜きの丸印）とされている。１スロットのうちの４シンボル目（シンボル番号３）には、全サブキャリアが参照信号となっている。

　また、ＬＴＥでは、リソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ　Ｂｌｏｃｋ）と呼ばれる無線リソース割り当ての最小単位が設定されており、１リソースブロックは、７又は６シンボル×１２サブキャリアである。
　ＳＣ－ＦＤＭＡ方式を採用しているＬＴＥの上り回線では、ＳＣ－ＦＤＭＡの特徴である低ＰＡＰＲを維持するために、周波数方向に連続的に並ぶ複数のリソースブロックに対して、一のユーザの送信データが割り当てられる。

　なお、ユーザへの割り当て（周波数割り当て）は、基地局装置ＢＳ１，ＢＳ２が決定する。基地局装置ＢＳ１，ＢＳ２は、決定したユーザ割り当て情報を、下り回線のフレームによって、自基地局装置と接続している又は接続しようとしている移動端末へ通知する。この通知を受けた移動端末は、基地局装置によって割り当てられた周波数（サブキャリア）を用いて、上り回線の通信を行う。

〔１．２　基地局装置の構成〕
　図４は、本発明の一実施形態に係る基地局装置ＢＳ２における受信回路構成を示すブロック図である。なお、ここでは、フェムト基地局装置を構成する基地局装置ＢＳ２の受信回路について説明するが、マクロ基地局装置である基地局装置ＢＳ１の受信回路も、基本的に以下で説明する基地局装置ＢＳ２の受信回路と同様である。

　基地局装置ＢＳ２は、アダプティブアレーを構成する複数のアンテナ（図例では２本）１ａ，１ｂと、アンテナ１ａ，１ｂの数に対応した数の受信処理系列Ａ，Ｂを有しており、各アンテナ１ａ，１ｂによって受信した受信信号を、各アンテナに対応した処理系列Ａ，Ｂごとで、周波数領域信号に変換する。

　各受信処理系列Ａ，Ｂは、それぞれ、ＲＦ部２ａ，２ｂ、ＣＰ除去部３ａ，３ｂ、直並列変換部４ａ，４ｂ、ＦＦＴ部５ａ，５ｂを備えている。
　各ＲＦ部２ａ，２ｂは、それぞれ、各アンテナ１ａ，１ｂで受信した受信信号（ＳＣ－ＦＤＭＡ信号）に対して増幅処理や、Ａ／Ｄ変換処理等を行う。
　各ＣＰ除去部３ａ，３ｂは、受信信号を構成するシンボルに付加されているＣＰを除去する処理を行う。
　各直並列変換部４ａ，４ｂは、ＣＰ除去部３ａ，３ｂによってＣＰが除去された各受信信号を並列信号に変換し、対応するＦＦＴ部５ａ，５ｂに出力する。
　ＦＦＴ部５ａ，５ｂは、直並列変換部４ａ，４ｂから与えられる変換後の各受信信号について、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、周波数領域信号に変換する。
　ＦＦＴ部５ａ，５ｂは、周波数領域に変換した受信信号をマルチアンテナ信号処理部６に出力する。

　マルチアンテナ信号処理部６は、各ＦＦＴ部５ａ，５ｂから与えられる複数の受信信号に基づいてマルチアンテナ信号処理を行い、当該受信信号の内、自基地局装置に接続するユーザ端末からのユーザ信号以外の干渉信号等を除去した信号を出力する。

　マルチアンテナ信号処理部６は、アダプティブアレー方式によるマルチアンテナ信号処理を行うように構成されており、干渉局となる他のセルにおける移動端末からの干渉波を除去して、受信品質を向上させることができる。なお、アダプティブアレー方式としては、ＺＦ（Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）方式、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）方式があり、これらの方式では、既知信号である参照信号を利用してウェイトを算出する。

　マルチアンテナ信号処理部６は、合成部７と、ウェイト算出部８とを備えている。
　合成部７は、ウェイト算出部８が算出するウェイトに基づいて、複数のアンテナ１ａ，１ｂで受信した複数の受信信号それぞれを合成し、処理結果として干渉波が除去された単一の処理信号を出力する。
　ウェイト算出部８は、ＦＦＴ部５ａ，５ｂからの複数の受信信号それぞれに含まれる複数の受信参照信号のみを取得し、複数の受信参照信号それぞれのウェイトを算出する。
　また、複数の受信信号それぞれに含まれる複数の受信データ信号のウェイトについては、算出した受信参照信号のウェイトを用いて推定する。ウェイト算出部８は、そのウェイトを求めようとしている受信データ信号を周波数方向又は時間軸方向に挟んで位置する複数の受信参照信号のウェイトを用いて外挿推定することで、受信データ信号についてのウェイトを求める。
　ウェイト算出部８は、受信参照信号のウェイトを算出するための機能部として、算出部８ａと、選択部８ｂとを備えている。これら、算出部８ａ及び選択部８ｂによる受信参照信号のウェイトの算出方法については、後に説明する。

　マルチアンテナ信号処理部６は、複数の受信信号をマルチアンテナ信号処理することにより得た処理信号をユーザ分離部９に出力する。ユーザ分離部９は、各ユーザ端末への周波数割り当てを示す割り当て情報に基づいて、マルチアンテナ信号処理部６からの処理信号（周波数領域信号）から、各ユーザ端末ごとの信号を分離する。

　ユーザ分離部９により分離された各ユーザ端末ごとの信号（周波数領域信号）は、各ユーザに対応するＩＤＦＴ部１０ａ，１０ｂ，１０ｃに出力される。
　ＩＤＦＴ部１０ａ，１０ｂ，１０ｃは、マルチアンテナ信号処理部６からの処理信号について、逆離散フーリエ変換を行い、ユーザ端末からの信号を時間領域の信号に変換し、各移動端末ごとの復調信号を得る。

〔１．３　受信参照信号のウェイト算出方法について〕
　ウェイト算出部８は、上述したように、算出部８ａと、選択部８ｂとによって、受信参照信号のウェイトを算出する機能を有している。
　算出部８ａは、各受信系列Ａ，Ｂそれぞれからの受信信号に含まれる複数の受信参照信号について、逐次更新する算出方法によって、既知である送信時の送信参照信号との間の推定誤差と、それに対応する受信参照信号のウェイトとを算出する。
　なお、本実施形態では、逐次更新型のウェイト算出方法として、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいた算出方法を採用している。

　図５は、算出部８ａが受信参照信号のウェイトの算出を行う際の受信参照信号に対する更新方向を説明するための図である。
　図５においては、受信信号の一部を、当該受信信号を構成する受信データ信号及び受信参照信号によって表しており、横軸は周波数、縦軸はシンボルを示している。なお、受信データ信号は白抜きの丸印、受信参照信号はハッチングされた丸印で示している。

　算出部８ａは、各受信系列Ａ，Ｂそれぞれからの複数の受信信号それぞれに含まれる複数の受信参照信号を取得すると、所定領域としてのリソースブロックを所定の順序で選択し、選択したリソースブロックに含まれる受信参照信号を用いてウェイトを算出する。

　本実施形態では、上り回線はＳＣ－ＦＤＭＡ方式を採用しており、上述のように、周波数方向に連続的に並ぶ複数のリソースブロックに対して、一のユーザが割り当てられる。
　従って、算出部８ａは、リソースブロックが周波数方向に連続して並んでいる順序で当該リソースブロックを選択し、各受信参照信号のウェイトを算出するように構成される。

　また、算出部８ａは、更新対象となる同一の対象受信参照信号について、第一のウェイトと、第二のウェイトと、を算出する。第一のウェイトは、前記対象受信参照信号を用いて更新する直前に更新された第一の他の受信参照信号のウェイトを、当該対象受信参照信号を用いて更新することで得られるウェイトである。第二のウェイトは、第一の他の受信参照信号とは異なる第二の他の受信参照信号のウェイトを、当該対象受信参照信号を用いて更新することで得られるウェイトである。

　本実施形態では、算出部８ａは、図５に示すように、同一シンボル上の各サブキャリアごとに配置されている受信参照信号を取得し、これら受信参照信号それぞれについて、周波数方向に並ぶ順序でリソースブロックを選択し、選択するごとにその選択したリソースブロックに含まれる受信参照信号を用いて逐次更新演算を行い、推定誤差及び対応する第一及び第二のウェイトを算出する。
　算出部８ａは、図５中、周波数方向に沿う図中矢印Ｐの方向に沿った順序（第一の順序）でリソースブロックを選択し、選択したリソースブロック内の受信参照信号について、サブキャリア番号順に帯域幅全体に亘って逐次更新演算することで得られる第一のウェイトと、矢印Ｐとは逆方向である図中矢印Ｑの方向に沿った順序（第一の順序とは異なる第二の順序）でリソースブロックを選択し、サブキャリア番号の大きいものから小さいものの順に帯域幅全体に亘って逐次更新演算することで得られる第二のウェイトとを、受信参照信号ごとに算出する。

　算出部８ａは、図５に示すように、第一の順序では、対象受信参照信号Ｋに対してサブキャリア番号の少ない方に隣接する受信参照信号を第一の他の受信参照信号Ｌとし、第二の順序では、対象受信参照信号Ｋに対してサブキャリア番号の多い方に隣接する受信参照信号を第二の他の受信参照信号Ｍとして、第一及び第二のウェイトを求める。
　従って、算出部８ａは、選択したリソースブロックに含まれる受信参照信号の第一及び第二のウェイトを求めるにあたって、第一の他の受信参照信号Ｌ、第二の他の受信参照信号Ｍ、及び対象受信参照信号Ｋが、周波数方向に沿って配置されていることを利用して、逐次更新演算を行う。

　選択部８ｂは、算出部８ａが求めた両ウェイトの内、その推定誤差の少ないウェイトをその受信参照信号のウェイトとして、受信参照信号ごとに選択し、受信データ信号のウェイトの推定に用いる。

　図６は、算出部８ａ及び選択部８ｂが受信参照信号のウェイトを算出する際の手順を示すフローチャートである。
　算出部８ａは、同一シンボル上の各サブキャリアごとに配置されている受信参照信号を取得すると、まず、ウェイト算出部８が内部的に有するカウンタのカウント値ｉを「１」に設定する（ステップＳ１０１）。なお、このカウント値ｉは、以下で演算におけるサブキャリア番号に対応している。
　次いで、算出部８ａは、推定誤差ｅ_up（ｉ）及び第一のウェイトｕ_iを演算し（ステップＳ１０２）、カウント値ｉが受信信号の全サブキャリア数（に一致するサブキャリア番号）以上であるか否かを判定する（ステップＳ１０３）。カウント値ｉが全サブキャリア数以上でない場合、算出部８ａは、ステップＳ１０４に進み、カウント値ｉをインクリメントして再度演算を行い（ステップＳ１０２）、カウント値ｉが全サブキャリア数以上になるまでステップＳ１０２～Ｓ１０４の処理を反復する。これにより算出部８ａは、サブキャリア番号順に全サブキャリア数、すなわち、受信信号の帯域幅全体に亘って、各サブキャリアの受信参照信号についての推定誤差ｅ_up（ｉ）及びこれに対応する第一のウェイトｕ_iを求める。

　ステップＳ１０２において、算出部８ａは、下記式（１）及び式（２）に基づいて、推定誤差ｅ_up（ｉ）及びこれに対応する第一のウェイトｕ_iを演算する。

　上記式中、ｘ（ｉ）は、受信参照信号の電力であり、各アンテナごとに対応する受信参照信号の電力を要素とするベクトルである。また、第一のウェイトｕ_iは、各アンテナごとの受信参照信号に対応するウェイトを要素とするベクトルである。ｓ（ｉ）は、送信時の送信参照信号の電力であり、既知である。ｕ_i-1 ^Hは、カウント値（サブキャリア番号）ｉが一つ前である第一のウェイトの複素共役転置、ｅ_up（ｉ）^*は、推定誤差ｅ_up（ｉ）の複素共役である。
　なお、カウント値ｉが、「１」の場合における複素共役転置ｕ_i-1 ^Hについては、算出部８ａは、予め初期値を記憶しておき、それを用いて演算を行う。

　上記式（１）及び式（２）に示すように、算出部８ａは、ステップＳ１０２～Ｓ１０４を反復することで、カウント値ｉが一つ前の演算で求めた第一のウェイトｕ_i-1及び現状の推定誤差ｅ_up（ｉ）を用いて、現状の第一のウェイトｕ_iを求める。つまり、算出部８ａは、サブキャリア番号順に逐次更新演算しつつ第一のウェイトｕ_iを算出することで、全サブキャリアの受信参照信号についての第一のウェイトｕ_iを得る。
　算出部８ａは、上記の手順で第一のウェイトｕ_iを求めることで、結果的に図５中矢印Ｐの方向に沿った第一の順序でリソースブロックを選択し、選択したリソースブロックに含まれる受信参照信号それぞれの第一のウェイトｕ_iを求める。

　ステップＳ１０３において、カウント値ｉが全サブキャリア数以上であると判定されると、算出部８ａは、カウント値ｉを「全サブキャリア数」に設定する（ステップＳ１０５）。
　次いで、算出部８ａは、推定誤差ｅ_down（ｉ）及び第二のウェイトｖ_iを演算し（ステップＳ１０６）、カウント値ｉが「１」以下であるか否かを判定する（ステップＳ１０７）。カウント値ｉが「１」以下でない場合、算出部８ａは、ステップＳ１０８に進み、カウント値ｉをデクリメントして再度演算を行い（ステップＳ１０６）、カウント値ｉが「１」以下となるまでステップＳ１０６～Ｓ１０８の処理を反復する。これにより算出部８ａは、サブキャリア番号の大きいものから小さいものの順に全サブキャリア数、すなわち、受信信号の帯域幅全体に亘って、各サブキャリアの受信参照信号についての推定誤差ｅ_down（ｉ）及びこれに対応する第二のウェイトｖ_iを求める。

　ステップＳ１０６において、算出部８ａは、下記式（３）及び式（４）に基づいて、推定誤差ｅ_down（ｉ）及び第二のウェイトｖ_iを演算する。

　上記式中、ｘ（ｉ）は、受信参照信号の電力であり、各アンテナごとに対応する受信参照信号の電力を要素とするベクトルである。また、第二のウェイトｖ_iは、各アンテナごとの受信参照信号に対応するウェイトを要素とするベクトルである。ｖ_i+1 ^Hは、カウント値（サブキャリア番号）ｉが一つ前である第二のウェイトの複素共役転置、ｅ_down（ｉ）^*は、推定誤差ｅ_down（ｉ）の複素共役である。
　なお、カウント値ｉが、「全サブキャリア数」の場合における複素共役転置ｖ_i+1 ^Hについては、算出部８ａは、予め初期値を記憶しておき、それを用いて演算を行う。

　上記式（３）及び式（４）に示すように、算出部８ａは、ステップＳ１０６～Ｓ１０８を反復することで、カウント値ｉが一つ前の演算で求めた第二のウェイトｖ_i+1及び現状の推定誤差ｅ_down（ｉ）を用いて、現状の第二のウェイトｖ_iを求める。つまり、算出部８ａは、サブキャリア番号の大きいものから小さいものの順に逐次更新演算しつつ第二のウェイトｖ_iを算出することで、全サブキャリアの受信参照信号についての第二のウェイトｖ_iを得る。

　以上のようにして、算出部８ａは、図５中矢印Ｐの方向（順方向）に沿ってサブキャリア番号順に帯域幅全体に亘って逐次更新演算することで得られる第一のウェイトｕ_iと、矢印Ｐとは逆方向である図５中矢印Ｑの方向に沿ってサブキャリア番号の大きいものから小さいものの順に帯域幅全体に亘って逐次更新演算することで得られる第二のウェイトｖ_iとを、受信参照信号ごとに算出する。
　算出部８ａは、上記の手順で第二のウェイトｖ_iを求めることで、結果的に図５中矢印Ｑの方向に沿った第二の順序でリソースブロックを選択し、選択したリソースブロックに含まれる受信参照信号それぞれの第二のウェイトｖ_iを求める。

　ステップＳ１０７において、カウント値ｉが「１」以下であると判定されると、算出部８ａは、カウント値ｉを「１」に設定する（ステップＳ１０９）。
　そして、第一のウェイトｕ_iに対応する推定誤差ｅ_up（ｉ）と、第二のウェイトｖ_iに対応する推定誤差ｅ_down（ｉ）とを比較し、推定誤差ｅ_up（ｉ）が推定誤差ｅ_down（ｉ）よりも小さいか否かを判定する（ステップＳ１１０）。

　推定誤差ｅ_up（ｉ）が推定誤差ｅ_down（ｉ）よりも小さい場合、選択部８ｂは、推定誤差ｅ_up（ｉ）に対応する第一のウェイトｕ_iを、算出結果としての受信参照信号（サブキャリア番号ｉ）のウェイトｗ_iとして採用し（ステップＳ１１１）、ステップＳ１１３に進む。
　一方、推定誤差ｅ_up（ｉ）が推定誤差ｅ_down（ｉ）よりも小さくない場合、選択部８ｂは、推定誤差ｅ_down（ｉ）に対応する第二のウェイトｖ_iを、受信参照信号のウェイトｗ_iとして採用し（ステップＳ１１２）、ステップＳ１１３に進む。つまり、選択部８ｂは、同一の受信参照信号に対応する第一及び第二のウェイトｕ_i，ｖ_iの内、推定誤差の小さい方のウェイトを受信参照信号のウェイトｗ_iとして採用する。
　そして、選択部８ｂは、ステップＳ１１３において、カウント値ｉが「全サブキャリア数」以上であるか否かを判定する（ステップＳ１１３）。カウント値ｉが全サブキャリア数以上でない場合、選択部８ｂは、ステップＳ１１４に進み、カウント値ｉをインクリメントしてステップＳ１１０に進み、再度を行い（ステップＳ１１０）、カウント値ｉが全サブキャリア数以上になるまでステップＳ１１０～Ｓ１１４の処理を反復する。ステップＳ１１３において、カウント値ｉが全サブキャリア数以上であると判定された場合、選択部８ｂは、処理を終える。
　これにより選択部８ｂは、受信信号の帯域幅全体（全サブキャリア数）に亘って、各サブキャリアごとの受信参照信号のウェイトｗ_iを求めることができる。

　以上のように、算出部８ａ及び選択部８ｂは、各受信系列Ａ，Ｂそれぞれからの受信信号に含まれる複数の受信参照信号について、逐次更新する算出方法によって受信参照信号のウェイトｗ_iを算出する。

〔１．４　ウェイト算出の具体的態様について〕
　次に、算出部８ａ及び選択部８ｂによる受信参照信号のウェイト算出の具体的態様について説明する。
　ここで、図１中、移動端末ＭＳ１～４が、マクロ基地局装置である基地局装置ＢＳ１に接続し、移動端末ＭＳ５，６が、フェムト基地局装置である基地局装置ＢＳ２に接続している状況において、基地局装置ＢＳ２が、移動端末ＭＳ５，６からの受信信号のウェイトを算出する場合を考える。
　この場合、移動端末ＭＳ１～４は、基地局装置ＢＳ１に接続しているので、基地局装置ＢＳ２が移動端末ＭＳ５，６に割り当てるリソースと重なるおそれがあり、基地局装置ＢＳ２にとっては干渉源となる。
　図７は、上記の場合の、上り回線における、各移動端末ＭＳ１～６に対する無線リソースの割り当て状況の一例を示す模式図である。なお、図７では、周波数方向の帯域幅について、リソースブロック１０個分（ＲＢ１～ＲＢ１０）の範囲で示し、この範囲における各移動端末ＭＳ１～６に対する無線リソースの割り当て状況を模式的に示している。また、各リソースブロックＲＢ１～ＲＢ１０は、サブキャリア番号順に並んでいるものとする。

　図７において、基地局装置ＢＳ２に接続する移動端末ＭＳ５には、ＲＢ１～ＲＢ６の範囲で周波数方向に連続するリソースブロックが割り当てられている。また、基地局装置ＢＳ２に接続する移動端末ＭＳ６には、ＲＢ７～ＲＢ１０の範囲で周波数方向に連続するリソースブロックが割り当てられている。
　一方、基地局装置ＢＳ１に接続する移動端末ＭＳ１には、ＲＢ１～ＲＢ３の範囲で、周波数方向に連続するリソースブロックが割り当てられ、移動端末ＭＳ２には、ＲＢ４，５の範囲、移動端末ＭＳ３には、ＲＢ６～ＲＢ８の範囲、移動端末ＭＳ４には、ＲＢ９，ＲＢ１０の範囲でリソースブロックが割り当てられている。

　この図７の場合では、基地局装置ＢＳ２に接続する移動端末ＭＳ５，６に割り当てられているリソースブロックは、全て、基地局装置ＢＳ１に接続する移動端末ＭＳ１～４に割り当てられているリソースブロックと重複している。
　ここで、基地局装置ＢＳ２では、互いに割り当てられたリソースブロックが重複する移動端末の組み合わせが異なる組み合わせとなるリソースブロックの領域ごとに、受信信号の指向性が異なると考えられる。つまり、図７に示すように、リソースブロックＲＢ１～１０で表される帯域は、周波数ごとに指向性が異なるリソースブロックの領域として、移動端末ＭＳ５と移動端末ＭＳ１とが重複する第一相関領域、移動端末ＭＳ５と移動端末ＭＳ２とが重複する第二相関領域、移動端末ＭＳ５と移動端末ＭＳ３とが重複する第三相関領域、移動端末ＭＳ６と移動端末ＭＳ３とが重複する第四相関領域、及び、移動端末ＭＳ６と移動端末ＭＳ４とが重複する第五相関領域の五つの領域に分けることができる。
　これら各相関領域内に属するリソースブロック同士の間では、これらに属する受信データ信号や受信参照信号は、干渉波による影響を含めて互いに周波数方向の相関が高く、各受信参照信号のウェイトｗは、ほぼ同じような値になると考えられる。

　本実施形態の算出部８ａ及び選択部８ｂは、図７に示すような状況下においても、移動端末ＭＳ５，６の割り当て等に関わらず、周波数方向に沿った順序でリソースブロックを選択し、選択したリソースブロックに含まれる受信参照信号のウェイトの算出を行う。
　図８は、図７に示す状況下で、算出部８ａ及び選択部８ｂが受信参照信号のウェイトを算出した場合の一例を示す図である。
　図８では、算出部８ａが、各リソースブロックＲＢ１～１０に含まれる受信参照信号を取得し、図中矢印Ｐに沿って、各リソースブロックＲＢ１からＲＢ１０の順序で選択し、これらリソースブロックそれぞれに含まれる複数の受信参照信号を逐次更新演算することで第一のウェイトｕ_iを算出するとともに、図中矢印Ｑに沿って、リソースブロックＲＢ１０からＲＢ１の順序で選択し、これらリソースブロックそれぞれに含まれる複数の受信参照信号を逐次更新演算することで第二のウェイトｖ_iを算出した場合を示している。

　図８（ａ）は、第一のウェイトｕ_iに対応する推定誤差ｅ_up（ｉ）の算出結果を示すグラフ、図８（ｂ）は、第二のウェイトｖ_iに対応する推定誤差ｅ_down（ｉ）の算出結果を示すグラフである。図において、縦軸は、推定誤差ｅに「－１」を乗算した値であり、横軸は、リソースブロックＲＢ１からＲＢ１０に対応する周波数である。
　図に示すように、第一のウェイトｕ_iに対応する推定誤差ｅ_up（ｉ）を示す線図Ｒは、各相関領域ごとに、矢印Ｐの方向に向かって推定誤差が「０」に収束するように小さくなり、隣接する相関領域との間の境界部分では、一時的に推定誤差が大きくなった後、再度、「０」に収束するように小さくなり、これを各相関領域ごとに繰り返すように表される。

　これは、上述したように、各相関領域では、各相関領域内に属するリソースブロック同士の間では、これらに属する受信データ信号や受信参照信号における周波数方向の相関が高く、各受信参照信号のウェイトｗは、ほぼ同じような値になるため、同一の相関領域内に属する受信参照信号を逐次更新してウェイトを算出することで、当該相関領域内における最適なウェイトに収束し、その推定精度が序々に上昇するためである。
　一方、隣接する相関領域との間の境界を超えると、指向性が変わり、その隣接する相関領域内における最適なウェイトも異なるので、前記境界の部分では、一時的に推定誤差が大きくなる。

　また、図８（ｂ）中の第二のウェイトｖ_iに対応する推定誤差ｅ_down（ｉ）を示す線図Ｓについても、上記と同様の理由により、各領域ごとに、矢印Ｑの方向に向かって推定誤差が「０」に収束するように小さくなり、隣接する相関領域との間の境界部分では、一時的に推定誤差が大きくなった後、再度、「０」に収束するように小さくなり、これを各相関領域ごとに繰り返すように表される。

　図８（ｃ）は、両ウェイトに対応する推定誤差の内、小さい方を選択したときの推定誤差ｅを示したグラフである。選択部８ｂは、両ウェイトに対応する推定誤差の内、小さい方の推定誤差に対応するウェイトを選択するので、算出結果としての受信参照信号のウェイトｗ_iの推定誤差ｅ_iは、図中の線図Ｔに示すような値となる。
　このように、本実施形態では、選択部８ｂが、両ウェイトに対応する推定誤差の内、小さい方の推定誤差に対応するウェイトを選択するので、第一のウェイトｕ_i及び第二のウェイトｖ_iの内、推定精度の高い部分を受信参照信号のウェイトｗ_iとして得ることができる。

　上記構成の基地局装置ＢＳ２によれば、ウェイト算出部８の算出部８ａが、各受信系列からの受信信号それぞれに含まれる複数の受信参照信号それぞれのウェイトを逐次更新する算出方法によって算出するので、上記従来例のように、最小単位（リソースブロック）ごとにウェイトを求めるための相関行列の推定やその演算を行う必要がなく、その演算量を減らすことができ演算負荷を軽減することができる。

　また、本実施形態においては、一のユーザに対して連続的に並ぶ複数のリソースブロックを割り当てる方式であるＳＣ－ＦＤＭＡ方式によって送信される信号を受信することにより、干渉波による影響を含めて互いに相関がある複数のリソースブロックが連続して存在する可能性がある。このため、周波数方向に沿う選択順序である第一及び第二の順序でリソースブロックを選択することで、その相関がある複数のリソースブロックが連続的に存在する相関領域の中で、逐次更新に用いる受信参照信号をより多く確保でき、推定誤差の少ない精度の高い値を得ることができる。
　以上により、本実施形態によれば、演算負荷を軽減しつつも、精度の高い受信参照信号のウェイトを得ることができ、受信信号から効果的に干渉波を除去することができる。

　また、本実施形態では、ウェイト算出部８の算出部８ａは、周波数方向に沿う第一の順序でリソースブロックを進むことでサブキャリア番号順に帯域幅全体に亘って受信参照信号を用いて逐次更新して第一のウェイトｕ_iを算出し、その後、第二の順序でリソースブロックを進むことで帯域幅全体に亘って受信参照信号を逐次更新して第二のウェイトｖ_iを求めたが、各移動端末の割り当て状況が、図７で示した割り当て状況である場合において、例えば、図９（ａ）に示すように、まず、ＲＢ１０からＲＢ１に向かう順序を第一の順序として第一のウェイトｕ_iを算出し、その後、ＲＢ１からＲＢ１０に向かう順序を第二の順序として第二のウェイトｖ_iを算出してもよい。

　さらに、図９（ｂ）に示すように、ＲＢ１からＲＢ１０に向かう順序を第一の順序、ＲＢ１０からＲＢ１に向かう順序を第二の順序として、帯域幅全体をランダムに往復し、最終的に全帯域について両ウェイトｕ_i，ｖ_iを算出するようにしてもよい。同一の領域について第一又は第二ウェイトを３回以上算出した場合には、最終的に最も小さい推定誤差に対応するウェイトを受信参照信号のウェイトｗ_iとして採用する。なおこの場合、いずれの領域も、少なくとも、順方向及び逆方向で逐次更新演算を行い、第一及び第二のウェイトｕ_i，ｖ_iを得ることが必要である。

　また、ＬＴＥにおいて、無線リソースの割り当てに際して周波数ホッピング方式を適用しない場合には、サブフレームを構成する二つのスロットにおける同一周波数帯域に配置される一対のリソースブロックは、ユーザ割り当て情報等を参照することなく同一のユーザに対して割り当てられることが識別可能なので、算出部８ａは、この一対のリソースブロックを所定領域として周波数方向に沿う所定の順序で逐次選択し、図１０（ａ）及び図１０（ｂ）に示すように、その所定領域内に含まれる受信参照信号それぞれを用いて、逐次更新し、第一及び第二のウェイトｕ_i，ｖ_iを求めることもできる。

　なお、本発明は、上記各実施形態に限定されることはない。
　上記実施形態では、逐次更新型のウェイト算出方法として、ＬＭＳアルゴリズムに基づいた算出方法を採用した場合を例示したが、例えば、これに代えて、ＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ　ＬＭＳ）アルゴリズムを用いた算出方法、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　Ｌｅａｓｔ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いた算出方法、カルマンフィルタを用いた算出方法を用いることもできる。

　また、上記実施形態では、周波数方向に連続的に並ぶ複数のリソースブロックを一のユーザに対して割り当てる方式であるＳＣ－ＦＤＭＡ方式を採用した場合を例示したが、例えば、時間方向に連続的に並ぶ複数のリソースブロックを一のユーザに対して割り当てる方式の場合も、本発明は適用できる。つまり、この場合、時間方向に沿う第一の順序でリソースブロックを選択して第一のウェイトを求めると共に、第一の順序とは異なる第二の順序でリソースブロックを選択して第二のウェイトを求め、これらから受信参照信号のウェイトを求めるように構成される。
　また、周波数方向、及び、時間方向の両方向それぞれで第一及び第二のウェイトを求め、これらの内で推定誤差の最も小さいウェイトを、受信参照信号のウェイトとして求めることもできる。

［第２章　チャネル推定］
〔２．１　第一の実施形態〕
〔２．１．１　通信システムの構成〕
　第２章では、通信方式としてＬＴＥを例として説明するが、これに限られるものではない。
　図１１は、ＬＴＥ方式における無線通信システムの構成を示す概略図である。この無線通信システムは、基地局装置２０１と、ユーザ端末２０２ａ，２０２ｂと、を備えている。
　基地局装置２０１は、複数のアンテナを備えており、基地局装置２０１及びユーザ端末２０２ａ，２０２ｂは、マルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う機能を有している。

　この通信システムでは、下り回線は直交周波数多重分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）が採用され、上り回線は単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ－ＦＤＭＡ）が採用されている。
　ＬＴＥの上り回線のフレームは、周波数多重分割により複数のユーザ端末によって共用され、基地局装置への多元接続が可能となっている。また、周波数多重に加えて、空間多重も行われる。

　ＬＴＥでは、フレーム中にリソースブロック（ＲＢ）と呼ばれるリソース割り当ての最小単位が設定されており、図１１に示すように、１リソースブロックは、７又は６シンボル×１２サブキャリアである。ＬＴＥの上りのデータチャネルにおいては、１スロットのうちの４シンボル目においては、全サブキャリアが、既知信号である参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　Ｓｉｇｎａｌ）とされており、図１１では黒塗りの丸印で示している。以下では、参照信号を「パイロット信号」ともいう。
　１リソースブロック内における他のシンボルはデータ信号（Ｄａｔａ　Ｓｉｇｎａｌ）とされており、図１１では白抜きの丸印で示している。

　空間多重が行われているある１つのリソースブロックに着目すると、複数のユーザ端末２０２ａ，２０２ｂは、その１つのリソースブロックの信号ｘ₁，ｘ₂を用いて同時に送信することになる。
　このため、基地局装置２０１は、送信信号ｘ₁，ｘ₂が多重化された信号（受信信号ｙ１，ｙ２）を複数のアンテナ２０３（２０３ａ，２０３ｂ）それぞれで受信する。つまり、アンテナ２０３ａが受信する受信信号ｙ₁は、送信信号ｘ₁に対応する受信信号ｙ_1x1と、送信信号ｘ₂に対応する受信信号ｙ_1x2とが多重化され、アンテナ２０３ｂが受信する受信信号ｙ₂は、送信信号ｘ₁に対応する受信信号ｙ_2x1と、送信信号ｘ₂に対応する受信信号ｙ_2x2とが多重化されている。
　基地局装置２０１は、複数のアンテナ２０３ａ，２０３ｂそれぞれで受信した受信信号ｙ₁，ｙ₂から、当該受信信号ｙ₁，ｙ₂それぞれに含まれる受信パイロット信号を取得する。この受信パイロット信号は、送信信号ｘ₁，ｘ₂それぞれに対応するパイロット信号が多重化されている。

　ユーザ端末２０２ａ，２０２ｂは、送信信号ｘ₁，ｘ₂に含まれるパイロット信号について、サイクリックシフト処理を行った上で当該送信信号ｘ₁，ｘ₂を送信する。サイクリックシフト処理は、各ユーザ端末ごとで、パイロット信号を周波数軸方向に異なるシフト量で巡回シフトさせる処理であり、これにより基地局装置２０１で多重化されて受信される受信パイロット信号は分離可能である。

　基地局装置２０１は、受信信号ｙ₁，ｙ₂から取得する多重化された受信パイロット信号に基づいて、送信信号ｘ₁，ｘ₂それぞれに対応する受信パイロット信号それぞれの周波数応答を分離して取得し、送信信号ｘ₁，ｘ₂それぞれに対応する受信信号のチャネル推定を行う。基地局装置２０１は、推定したチャネルを用いて、多重化された他のデータ信号から各ユーザごとのデータ信号を分離し、各ユーザ端末２０２ａ，２０２ｂそれぞれに対応する受信データ信号ｘ＾₁，ｘ＾₂を取得するように構成されている。

〔２．１．２　基地局装置の構成〕
　図１２は、基地局装置２０１の受信系の要部構成を示すブロック図である。
　本発明の第一の実施形態の通信装置としての基地局装置２０１は、アンテナ２０３が接続された受信部２０４の他、ＦＦＴ部２０５、分離・等化部２０６、ＩＤＦＴ部２０７、復調部２０８、及びチャネル推定部２１０を備えている。基地局装置２０１は、これら各部を、基地局装置２０１が備える複数のアンテナ２０３（２０３ａ，２０３ｂ）ごとそれぞれに備えている。

　受信部２０４は、増幅器、Ａ／Ｄ変換器等を備えており、複数のアンテナ２０３が受信する受信信号ｙを増幅するとともにデジタル信号に変換した信号ｙ（ｋ）（ｋ＝１，２，・・・Ｌ、Ｌはサンプリング時間中に含まれるサンプル数）をＦＦＴ部２０５に出力する。
　ＦＦＴ部２０５は、信号ｙ（ｋ）について、高速フーリエ変換し、時間領域から周波数領域のデータに変換してサブキャリア等を分波し、サブキャリアを除いたデータ信号を分離・等化部２０６に出力する。また、ＦＦＴ部２０５は、周波数領域に変換したデータ信号の内、受信パイロット信号ｒ（ｋ）をチャネル推定部２１０に出力する。

　チャネル推定部２１０は、受信パイロット信号ｒ（ｋ）に基づいて、複数のユーザ端末２０２ａ，２０２ｂに対応する受信信号のチャネル特性を推定し、その推定結果を分離・等化部２０６に出力する。
　分離・等化部２０６は、チャネル推定部２１０により推定された複数のユーザ端末２０２ａ，２０２ｂそれぞれの受信信号（例えば、受信信号ｙ₁の場合、受信信号ｙ_1x1，ｙ_1x2）のチャネル推定結果に基づいて、ＦＦＴ部２０５から与えられる周波数領域のデータ信号を各ユーザ端末ごとのデータ信号に分離し、等化処理を行う。

　分離・等化部２０６により各ユーザ端末ごとに分離、等化されたデータ信号は、ＩＤＦＴ部２０７に与えられ、時間領域のデータに変換された後、復調部２０８によって復調される。

〔２．１．３．チャネル推定部の構成〕
　図１３は、チャネル推定部２１０の構成を示すブロック図である。
　チャネル推定部２１０は、図に示すように、除算部２１１、ＤＣＴ部２１２、窓処理部２１３、及び、複数のＩＤＣＴ部２１４を備えている。
　除算部２１１は、ＦＦＴ部２０５から与えられる受信パイロット信号ｒ（ｋ）から、既知信号である基本パイロット信号ｓ（ｋ）を除算することで正規化し、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を得る。
　受信パイロット信号ｒ（ｋ）は、各ユーザ端末が送信したパイロット信号が多重化された多重信号であり、下記式（１１）のように表される。

　式（１１）中、ｈ_n（ｋ）（ｎ＝１～Ｎ）は、各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答、Ｎは、ユーザ端末の数、α_nは、下記式（１２）で示される、各ユーザ端末ごとの周波数領域におけるシフト量である。
　α_n　＝　２πｎ_cs　／　Ｎ　（ｎ_cs　＝　０，１，・・・，Ｎ－１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１２）

　除算部２１１は、既知の基本パイロット信号ｓ（ｋ）を除算することで、下記式（１３）に示される、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を得る。

　第一変換部としてのＤＣＴ部２１２は、除算部２１１が得た受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）について、離散コサイン変換（ＤＣＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｃｏｓｉｎｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことで、時間領域に変換し、下記式（１４）に示される、伝送路時間応答Ｈ（ｔ）（ｋ＝１，２，・・・Ｌ、Ｌはサンプリング時間中に含まれるサンプル数）を得る。

　上記のようにＤＣＴ部２１２は、周波数を余弦関数によって表すことで、周波数領域のデータを時間領域に変換する。
　窓処理部２１３は、ＤＣＴ部２１２が得た、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）について、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路時間応答に分離する窓処理を行う。
　受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）は、下記式（１５）のように示される。

　なお、上記式（１５）中、Ｔは、シンボル長である。
　複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答である、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）（ｎ＝１，・・・Ｎ）は、上記式（１５）に示すように、時間軸方向に「Ｔ／Ｎ」の間隔ごとに配列される。
　窓処理部２１３は、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）から、上記のように時間軸方向に配列された各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）（以下、単に伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）ともいう）を切り出すことで、各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）に分離する。

　また、窓処理部２１３は、分離した各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）それぞれに対して、時間軸方向のオフセット量（上記式（１５）中、「ｎＴ／Ｎ」）を除くことで、サイクリックシフト処理によってシフトされた（時間軸方向の）位置から元の位置に戻す処理も行う。

　窓処理部２１３は、分離した各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）を、ＩＤＣＴ部２１４に出力する。
　第二変換部としてのＩＤＣＴ部２１４は、ユーザ端末の伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）について、逆離散コサイン変換（ＩＤＣＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｃｏｓｉｎｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことで、周波数領域に変換し、下記式（１６）に示される、ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を得る。

　各ＩＤＣＴ部２１４は、上記のようにして得た、ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を、各ユーザ端末に対応する受信信号のチャネル特性の推定結果として、分離・等化部２０６に出力する。

　上記構成の基地局装置２０１によれば、チャネル推定部２１０のＤＣＴ部２１２が、多重化された受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を離散コサイン変換によって、伝送路時間応答Ｈ（ｔ）に変換するので、上記従来例のＩＤＦＴでみられる周期拡張時のデータの不連続な部分が生じるのを防止することができる。その結果、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）における、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号それぞれの伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）に生じる遅延広がりが大きくなるのを防止できる。

　図１４は、離散コサイン変換による周期拡張の態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合を示している。
　ＩＤＦＴは、データ長がＬである元の周波数領域信号を周期拡張した可算無限個の信号系列に対し、離散時間フーリエ変換を適用することで、時間領域への変換を行う演算である。このため、図１４（ｂ）に示すように、拡張部分の境界においてデータが不連続となりやすい。この不連続性は、高次の係数の増大を招き、時間領域変換後の遅延広がりを大きくする原因となってしまう。
　一方、離散コサイン変換は、データ長がＬである元の関数信号を、境界点で偶対称となるような拡張を施すことにより生成される信号に対し、離散フーリエ変換を適用することと等価である。そのため、離散コサイン変換では、図１４（ａ）に示すように、拡張部分の境界においてデータの連続性が保たれる。
　この拡張部分の境界における連続性から、離散コサイン変換は、信号成分を低周波数側に集中させるという特性をもつ。したがって、時間領域に変換した後のデータにおける遅延広がりを小さく抑えることができる。

　図１５は、伝送路周波数応答を時間領域に変換したときの態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合の一例、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合の一例を示している。図中、横軸は時間、縦軸は電力を示している。また、図１５では、２つの隣接するユーザ端末のデータを表しており、黒塗りの四角印、及び白抜きの四角印でそれぞれを描き分けている。
　図において、離散コサイン変換の場合、ＩＤＦＴの場合と比較して時間軸方向の広がりが小さく、一のユーザ端末のデータが窓幅の範囲内に収まる。一方、ＩＤＦＴの場合、時間方向の広がりが大きく、また、窓幅を超える位置に比較的大きい値をもつ信号が存在しており、これら窓幅外に位置するデータは、取得されず損失することとなる。

　このように、本実施形態によれば、時間領域に変換した後のデータにおける遅延広がりを小さく抑えることができるので、窓処理部２１３によって、ユーザ端末ごとそれぞれの伝送路時間応答Ｈ_n（ｔ）に分離する際に、データ部分が窓処理における窓幅以上に広がるのを抑制でき、データ損失を抑制することができる。この結果、推定チャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。

　また、本実施形態において、多重化された受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を離散コサイン変換によって、伝送路時間応答Ｈ（ｔ）に変換したときに、図１５に示すように、所定の閾値以下の電力の信号を雑音とみなして除くように構成することもできる。この場合、データ信号に含まれる雑音の影響を抑えることができる。
　なお、上記所定の閾値以下の電力の信号を雑音とみなして除く構成は、ＩＤＦＴによるチャネル推定においても用いることができる。

〔２．２　第二の実施形態〕
　図１６は、本発明の第二の実施形態に係る基地局装置２０１が備えるチャネル推定部２１０の構成を示すブロック図である。
　本実施形態のチャネル推定部２１０は、除算部２１１と、乗算部２２１と、拡張処理部２２２と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２３と、遅延成分除去部２２４とを備えている。
　除算部２１１は、上記第一の実施形態と同様、ＦＦＴ部２０５から与えられる受信パイロット信号ｒ（ｋ）から、既知信号である基本パイロット信号ｓ（ｋ）を除算することで、多重化された受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を得る。

　乗算部２２１は、各ユーザ端末ごとに設定されたパイロット信号それぞれのサイクリックシフトに基づくシフト量（を表す複素定数ｅ^-jαNk）を、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）に乗算することで、各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）をもとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈ_n’（ｋ）を得る。
　乗算部２２１は、もとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈ_n’（ｋ）を、各ユーザ端末の受信パイロット信号ごとに対応して得る。

　拡張処理部２２２は、乗算部２２１がユーザ端末の受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）（以下、単に伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）ともいう）をもとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈ_n’（ｋ）について偶対称拡張処理を行い、偶対称拡張処理を行った被処理関数を、各ユーザ端末ごとに対応して得る。
　図１７（ａ）は、偶対称拡張処理を行った後の被処理関数ｈ_n’’（ｋ）の一例を模式的に示した図である。

　図に示すように、被処理関数ｈ_n’’（ｋ）は、伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を構成するデータＤ１と、その周波数軸前後に配置された拡張データＤ２，Ｄ３とを有している。これら拡張データＤ２，Ｄ３は、データＤ１との境界に対してデータＤ１と線対称となるように設けられ、データＤ１に対して偶対称とされている。

　また、拡張データＤ２，Ｄ３は、ＬＰＦ２２３の群遅延の長さとなるように設けられている。本実施形態では、後述するようにＬＰＦ２２３は、群遅延の長さがタップ長の１／２となるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタにより構成されており、拡張データＤ２，Ｄ３は、ＬＰＦ２２３のタップ長の１／２となるように設けられている。従って、データＤ１（伝送路周波数応答ｈ（ｋ））を構成する各要素を、下記式（１７）で表した場合、
　　　伝送路周波数応答ｈ（ｋ）＝［ｘ（１），ｘ（２），・・・，ｘ（Ｌ）］
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１７）
伝送路周波数応答ｈ（ｋ）に偶対称拡張処理を行った被処理関数被処理関数ｈ_n’’（ｋ）を構成する要素は、下記式（１８）のように表すことができる。
　被処理関数ｈ_n’’（ｋ）＝［ｘ（Ｍ／２），ｘ（（Ｍ／２）－１），・・・
　　　　　・・・，ｘ（１），ｘ（１），・・・，ｘ（Ｌ），ｘ（Ｌ－１），・・・
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・，ｘ（Ｌ－（Ｍ／２）－１）］
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１８）

　なお、上記式（８）中、ＭはＬＰＦ２２３のタップ長である。
　また、上記式（８）中、「ｘ（Ｍ／２），ｘ（（Ｍ／２）－１），・・・，ｘ（１）」の部分が、拡張データＤ２の部分であり、「ｘ（Ｌ－１），・・・，ｘ（Ｌ－（Ｍ／２）－１）」の部分が、拡張データＤ３の部分である。

　ＬＰＦ２２３は、例えば、ＦＩＲフィルタにより構成されており、拡張処理部２２２が得る上記被処理関数ｈ_n’’（ｋ）から、もとの周波数にシフトさせたユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）のみを取得する機能を有している。
　すなわち、上記被処理関数ｈ_n’’（ｋ）は、一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）がもとの周波数にシフトされているので、この部分のみを通過させ、他の部分を通過させないように、ＬＰＦ２２３のカットオフ値を設定することで、当該ＬＰＦ２２３は、もとの周波数にシフトさせたユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）のみを取得することができる。

　遅延成分除去部２２４は、ＬＰＦ２２３により得られる各ユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）において発生が不可避な遅延成分を除去する機能を有している。
　図１７（ｂ）は、ＬＰＦ２２３により得られる一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を示した模式図である。図に示すように、一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を構成するデータｄ１の低周波数側には、ＬＰＦ２２３を通過することで生じる遅延成分が存在している。この遅延成分は、一般に、ＬＰＦ２２３のタップ長分の長さで生じるものであり、ＬＰＦ２２３を通過した後における、遅延成分を含む一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を構成する要素は、下記式（１９）により表される。
　一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）（遅延成分を含む）＝
　　　　　　　　　　　　　［ｈ_n（１），ｈ_n（２），・・・，ｈ_n（Ｌ＋Ｍ）］
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１９）

　また、式（１９）に示す一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）から遅延成分を除去した一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）は、下記式（２０）により表される。
　　一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）＝
　　　　　　［ｈ_n（Ｍ＋１），ｈ_n（Ｍ＋２），・・・，ｈ_n（Ｍ＋Ｌ）］
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２０）

　このように、本実施形態では、ＬＰＦ２２３を通過した後の一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）に含まれる遅延成分を除去する遅延成分除去部２２４を備えているので、各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答ｈ_n（ｋ）を、より精度よく取得することができる。
　以上のようにして、本実施形態のチャネル推定部２１０は、遅延成分除去部２２４により遅延成分を除くことで得られる各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を、各ユーザ端末に対応する受信信号のチャネル特性の推定結果として、分離・等化部２０６に出力する。

　上記構成の基地局装置２０１によれば、チャネル推定部２１０の拡張処理部２２２が、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）について偶対称拡張処理を行うので、乗算部２２１及びＬＰＦ２２３によって各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を分離し取得する際におけるデータ損失を抑制することができる。この結果、推定チャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
　また、本実施形態の基地局装置２０１では、周波数領域内で各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を取得するので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく、装置に対する負荷を軽減できる構成とすることができる。

　また、本実施形態において、拡張処理部２２２は、偶対称拡張処理は、ＬＰＦ２２３の群遅延の長さ分（拡張データＤ２，Ｄ３）だけ拡張するので、必要最小限のデータ分をもって拡張しつつ、ＬＰＦ２２３によるデータ損失をより効果的に抑制することができる。

　なお、本発明は、上記各実施形態に限定されることはない。上記各実施形態では、本発明の通信装置を基地局装置に適用した場合を例示したが、ユーザ端末側に適用することもできる。

　また、上記第二の実施形態において、チャネル推定部２１０は、除算部２１１と、乗算部２２１と、拡張処理部２２２と、ＬＰＦ２２３と、遅延成分除去部２２４とを備えている場合を例示したが、これらの内、拡張処理部２２２を省略した形、すなわち、除算部２１１と、乗算部２２１と、ＬＰＦ２２３と、遅延成分除去部２２４とによってチャネル推定部２１０を構成することもできる。

　この場合、乗算部２２１が得た、各ユーザ端末の受信パイロット信号ごとのもとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈ_n’（ｋ）は、そのままＬＰＦ２２３に出力される。
　ＬＰＦ２２３は、もとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈ_n’（ｋ）から、もとの周波数にシフトさせたユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）のみを取得する。遅延成分除去部２２４は、ＬＰＦ２２３により得られる各ユーザ端末の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）に含まれる遅延成分を除去する。
　以上のようにして、上記構成のチャネル推定部２１０は、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈ_n（ｋ）を、各ユーザ端末に対応する受信信号のチャネル特性の推定結果として得ることができる。

　上記構成のチャネル推定部２１０を備えた基地局装置によれば、周波数領域内で複数の受信パイロット信号それぞれの伝送路周波数応答を取得することができるので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく簡易な構成とすることができる。

〔２．３　効果の確認について〕
　本発明者は、上記各実施形態による基地局装置によって、多重化された受信パイロット信号を分離してチャネル推定するシミュレーションを行い、従来方法でチャネル推定を行った場合と比較してその効果の検証を行った。
　比較例としては、上記従来例で述べたように、多重化された受信パイロット信号の伝送路周波数応答をＩＤＦＴによって伝送路時間応答に変換し、分離した後、ＤＦＴによって周波数領域に変換する方法によりチャネル推定を行う基地局装置を用いた。
　本発明の実施例としては、上記第一の実施形態で示した、ＤＣＴ部２１２及びＩＤＣＴ部２１４を備えた基地局装置２０１を実施例１とし、第二の実施形態で示した、ＬＰＦ部を備えた基地局装置２０１を実施例２とした。

　検証方法としては、ユーザ端末２０２つ分のパイロット信号が多重化された受信パイロット信号を用い、実施例１，２、及び比較例それぞれで同一条件下に設定した上で、チャネル推定についてのシミュレーションを行い、そのシミュレーションによって得られた推定結果をグラフに表すことで比較した。

　図１８は、各実施例及び比較例のチャネル推定結果を表したグラフであり、（ａ－１），（ａ－２）は、実施例１、（ｂ－１），（ｂ－２）は、実施例２、（ｃ－１），（ｃ－２）は、比較例のチャネル推定結果を示したグラフである。図１７において、横軸は、周波数、縦軸は、振幅を示しており、図面左側に一方のユーザ端末のチャネル推定結果、右側に他方のユーザ端末のチャネル推定結果を示している。
　図中、比較例によるチャネル推定結果を見ると、帯域の両端に歪みが生じていることが判る。
　一方、実施例１，２によるチャネル推定結果では、比較例に見られるような歪みは見られず、精度よくチャネル推定されていることが判る。

　図１９は、上記シミュレーションにより検証した実施例１及び比較例によるチャネル推定結果によって復調した際のデータをコンスタレーションマップに示した一例であり、（ａ）は、実施例１によるもの、（ｂ）は、比較例によるものを示している。
　比較例によるものは、各データが各ビット位置周辺に散在しているのに対して、実施例１によるものは、各データそれぞれが各ビット位置に精度よく復調されていることが判る。
　このように、本検証における条件下では、本実施形態による基地局装置２０１は、従来方法によるものと比較して、チャネル推定精度を向上でき、復調精度を高めることが明らかとなった。

［第３章　リソース割り当て］
　以下、本発明の好ましい実施形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態では、通信方式としてＬＴＥを例として説明するが、これに限られるものではない。

　図２０は、ＬＴＥ方式における無線通信システム（例えば、携帯電話用通信システム）を示している。この無線通信システムには、基地局装置３０１とユーザ端末３０２ａ，３０２ｂとが含まれる。基地局装置３０１は、複数のアンテナを備えており、マルチユーザＭＩＭＯ伝送が可能となっている。
　また、本実施形態の基地局装置３０１は、通信エリアが比較的小さいフェムトセルを形成するフェムト基地局装置として好適に用いられる。フェムト基地局装置３０１は、通信エリアが比較的大きいマクロセルを形成するマクロ基地局装置では電波が届かない場所等に設置される。
　なお、ＬＴＥについては、第２章で説明したとおりである。

　基地局装置３０１は、上りリンク及び下りリンクにおける、ユーザへのリソース割り当て（リソースブロック割り当て）を行うスケジューリング部３１１を備えている。スケジューリング部３１１は、フレーム中のリソースブロックを各ユーザ端末に割り当てる周波数多重のほか、１つのリソースブロックが複数のユーザ端末に割り当てられる空間多重も用いてスケジューリングを行うことができる。
　なお、上りリンクのユーザ割り当て情報（ＭＡＰ情報）は、下りリンクのフレームにて各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂへ通知される。各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂは、基地局装置３０１によって割り当てられた１又は複数のリソースブロックを用いて、上りリンクの通信を行う。

　空間多重が行われているある１つのリソースブロックに着目すると、複数のユーザ端末３０２ａ，３０２ｂが、その１つのリソースブロックの信号ｘ₁，ｘ₂を同時に送信することになる。
　ＬＴＥでは、上り信号の参照信号（パイロット信号）として、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ／ＣＧＳ（ＺＣ）が用いられる。本実施形態の空間多重では、空間多重する複数ユーザ端末に対し、完全に同一のリソースブロックを割り当てずに、一部異なるリソースブロックが割り当てられる。このように、完全に同一のリソースを用いない場合、ＺＣの系列長が複数ユーザ端末においてそれぞれ異なることになる。この場合、複数ユーザ端末に対して、単に異なるサイクリックシフトを用いるだけでは、直交性が保証されない。そこで、本実施形態では、効果的に干渉除去が行えるように、パイロット信号間の互いの相互相関が小さくなる（直交性を確保するための基準となる所定の閾値を下回る）ようにパイロット信号のサイクリックシフト量が設定されている。これにより、パイロット信号間の直交性が保証され、確実に空間多重信号を分離することができる。

　基地局装置３０１は、複数のユーザ端末３０２ａ，３０２ｂからの空間多重信号を複数の受信アンテナで受信する。基地局装置は、受信した空間多重信号を、各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂそれぞれからの信号に分離する信号分離部３１２を備えている。
　信号分離部３１２は、従来の一般的な信号分離方法ではなく、アダプティブアレー処理を使った信号分離を行う。図２１に示すように、信号分離部３１２は、アダプティブアレー処理のためのウェイト計算を行うウェイト計算部１２１ａ，１２１ｂと、パイロット信号を生成するパイロット生成部１２２ａ，１２２ｂと、アレー合成部１２３ａ，１２３ｂと、を備えている。

　図２１では、第１ユーザ端末３０２ａからの信号を得るための第１ウェイト計算部１２１ａ、第１パイロット生成部１２２ａ、及び第１アレー合成部１２３ａと、第２ユーザ端末３０２ｂからの信号を得るための第２ウェイト計算部１２１ｂ、第２パイロット生成部１２２ｂ、及び第２アレー合成部１２３ｂと、を備えている。なお、ユーザ端末数は２個に限定されるものではない。

　信号分離部３１２は、複数（ここでは２個）のアンテナによって受信した空間多重信号ｙ₁，ｙ₂を、各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂからの信号ｘ＾₁，ｘ＾₂に分離する。なお、信号ｘ＾₁は、第１ユーザ端末３０２ａの送信信号ｘ₁の推定値（信号分離部３１２によって得た値）であり、信号ｘ＾₂は、第２ユーザ端末３０２ｂの送信信号ｘ₂の推定値（信号分離部３１２によって得た値）である。

　図２２（ａ）に示すように、空間多重されている複数の信号ｘ₁，ｘ₂のうち、第１ユーザ端末３０２ａからの信号ｘ₁を得たい場合には、信号分離部３１２は、複数の信号ｘ₁，ｘ₂のうち第１ユーザ端末３０２ａからの信号ｘ₁だけを希望信号とみなして、アダプティブアレー処理を行う。これにより、第２ユーザ端末３０２ｂからの信号ｘ₂は干渉信号とみなされる。アダプティブアレー処理では希望信号の方向にアンテナ指向性が向けられ、干渉信号の方向にはヌルとなるため、希望信号とみなされた信号ｘ₁だけを取り出すことができる。

　一方、図２２（ｂ）に示すように、空間多重されている複数の信号ｘ₁，ｘ₂のうち、第２ユーザ端末３０２ｂからの信号ｘ₂を得たい場合には、信号分離部３１２は、複数の信号ｘ₁，ｘ₂のうち第２ユーザ端末３０２ｂからの信号ｘ₂だけを希望信号とみなして、アダプティブアレー処理を行う。これにより、第１ユーザ端末３０２ａからの信号ｘ₁は干渉信号とみなされ、希望信号とみなされた信号ｘ₂だけを取り出すことができる。

　前記ウェイト計算部１２１ａ，１２１ｂでは、ユーザへのリソース割り当ての最小単位であるリソースブロック毎にウェイトを計算する。すなわち、ある特定のリソースブロック内のウェイトを計算する際には、他のリソースブロックの参照信号（パイロット信号）を用いずに、当該特定のリソースブロック内に含まれる参照信号だけを用いる。
なお、本実施形態では、通信方式としてＬＴＥを例として説明するが、これに限られるものではない。

　リソースブロックは、ユーザへのリソース割り当ての最小単位であるため、１つのリソースブロック内では、空間多重されている複数の信号のうち干渉信号とみなされる信号の変動がない。

　空間多重する複数ユーザ端末に対し、完全に同一のリソースブロックを割り当てずに、図２３に示すように、一部異なるリソースブロックを割り当てた場合、１つのリソースブロックよりも広い領域でウェイトを計算すると、干渉信号とみなされる信号の送信元が変動するおそれがある。例えば、図２３のユーザ１に割り当てられた領域全体（複数のリソースブロックからなる）でウェイトを計算する場合、その領域では、干渉信号としてみなされる信号としてユーザ２からの信号とユーザ３からの信号が存在することになる。この場合、干渉源が多くなりすぎ、適切なアダプティブアレー処理が行えなくなるおそれがある。これに対し、ウェイトを計算する単位が、リソースブロックであると、そのリソースブロック内では、空間多重された他のユーザ端末（干渉端末とみなされるユーザ端末）が一定となるため、適切なアダプティブアレー処理を行うことができる。

　図２１に戻り、信号分離部３１２が、第１ユーザ端末３０２ａからの信号を得る場合、第１ウェイト計算部１２１ａは、パイロット生成部１２２ａから第１ユーザ端末３０２ａが送信した参照信号（送信パイロット）を得て、受信信号ｙ₁，ｙ₂それぞれに含まれる参照信号（受信パイロット）ｚに基づき、第１ユーザ端末３０２ａに対応するリソースブロックのＭＭＳＥウェイトｗ₁を得る。
　ここで、ｋ番目のユーザ端末のＭＭＳＥウェイトｗ_kを得るための式は下記の通りである。

　上記のＭＭＳＥウェイト計算は、第１ユーザ端末３０２ａに割り当てられたリソースブロック毎に行われる。

　ウェイト計算をＳＭＩアルゴリズムで計算する場合、ｋ番目（ｋ＝１～Ｋ；Ｋはユーザ端末の数）のユーザ端末のウェイトｗ_kは、次のように算出される。

　ＭＭＳＥウェイト計算部１２１ａで計算されたウェイトｗ₁＝｛ｗ₁₁，ｗ₁₂｝は、アレー合成部１２３ａに与えられ、アレー合成処理が行われ、第１ユーザ端末３０２ａが送信した信号ｘ₁の推定値ｘ＾₁が得られる。これにより、空間多重信号から、第１ユーザ端末３０２ａが送信した信号ｘ₁（の推定値ｘ＾₁）が分離できたことになる。
　なお、ｋ番目のユーザ端末のアレー合成は、次の式に基づいて行われる。

　第２ユーザ端末３０２ｂが送信した信号ｘ₂の推定値ｘ＾₂についてもＭＭＳＥウェイト計算部１２１ｂ、パイロット生成部１２２ｂ、アレー合成部１２３ｂを用いて、上記と同様に算出される。
　つまり、図２２（ｂ）に示すように、空間多重されている複数の信号ｘ₁，ｘ₂のうち、第２ユーザ端末３０２ｂからの信号ｘ₂を得たい場合には、信号分離部３１２は、複数の信号ｘ₁，ｘ₂のうち第２ユーザ端末３０２ｂからの信号ｘ₂だけを希望信号とみなして、アダプティブアレー処理を行う。これにより、第１ユーザ端末３０２ａからの信号ｘ₁は干渉信号とみなされる。希望信号とみなされた信号ｘ₂だけを取り出すことができる。

　このように本実施形態に係る信号分離部３１２では、空間多重されているユーザ端末３０２ａ，３０２ｂそれぞれについて、上記のようなアダプティブアレー処理が行われ、この結果、空間多重信号から、各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂが送信した各信号ｘ₁，ｘ₂の分離が行える。
　また、本実施形態の基地局装置は、大きさが比較的小さいフェムトセルを形成するフェムト基地局装置であるため、マクロセルにおいて生じ易いマルチパスや遅延が少なく、上記アダプティブアレー処理を行うのに適している。
　なお、ＭＭＳＥウェイトによる空間多重信号の分離を行列表現すると次の通りである。

　図２３に示すように、空間多重される複数ユーザ端末に対し、一部異なるリソースブロックが割り当てられていても、本実施形態の信号分離部３１２は、信号を分離することができる。したがって、スケジューリング部３１１は、図２７に示すように、空間多重される複数ユーザ端末に対し、完全に同一のリソースブロックを割り当てるという制約を受けることなく、図２３のような自由な空間多重スケジューリングを行うことができ、効率的なスケジューリングか可能である。この結果、システムスループット上昇が可能である。

　図２４は、上記のアダプティブアレー処理（以下、「アダプティブアレーＭＩＭＯ」という）を用いたリソースブロック割り当て（スケジューリング処理）と信号の分離処理の一例を示している。
　まず、基地局装置は、無線接続している各ユーザ端末３０２（空間多重なし）について、ＣＩＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）を測定して、第１のＣＩＮＲ値を得る（ステップＳ１）。そして、基地局装置は、無線接続している各ユーザ端末３０２（空間多重なし）について通常のアダプティブアレー処理を行った上で（ステップＳ２）、再度、ＣＩＮＲを測定して、第２のＣＩＮＲ値を得る（ステップＳ３）。
　そして、基地局装置は、第１のＣＩＮＲ値と第２のＣＩＮＲ値との比較を行って、本来的な意味での干渉端末の存在を判定する。

　基地局装置の近傍に、近隣のセルのユーザ端末が存在する場合、例えば、図２５に示すように、フェムトセルの近傍に、マクロセルを形成するマクロ基地局（マクロＢＳ）３１０１に無線接続するユーザ端末（マクロＭＳ）３１０２が存在する場合、このユーザ端末３１０２は、フェムトセルに対して、干渉を与える干渉端末となる。

　このような本来的な意味での干渉端末３１０２が存在する場合、その干渉端末３１０２による干渉除去を優先する必要があるため、フェムトセル内の空間多重されたユーザ端末を干渉端末であるとみなしてアダプティブアレーＭＩＭＯを行っても、信号の分離が困難となる。したがって、本来的な意味での干渉端末３１０２が存在する場合には、アダプティブアレーＭＩＭＯを行わないのが好ましい。
　ステップＳ１～Ｓ４までの処理は、本来的な意味での干渉端末３１０２（他セルのユーザ端末）の有無を判定するための処理である。

　ステップＳ１の第１ＣＩＮＲ値の測定時には、干渉端末３１０２からの干渉除去のための通常のアダプティブアレー処理（ステップＳ２）が行われていないため、干渉端末３１０２が存在する場合には、第１ＣＩＮＲ値は低くなる。一方、干渉端末３１０２からの干渉除去のためのアダプティブアレー処理（ステップＳ２）が行われた状態で測定された第２ＣＩＮＲ値は、干渉端末３１０２が存在していても、比較的大きな値となる。
　一方、干渉端末３１０２が存在しない場合には、第１ＣＩＮＲ値と第２ＣＩＮＲ値とは、ほぼ等しくなるはずである。

　したがって、第１ＣＩＮＲ値と第２ＣＩＮＲ値とを比較することで、干渉端末３１０２の有無を判定できる（ステップＳ４）。より具体的には、基地局装置の判定部３１３は、第１ＣＩＮＲ値よりも第２ＣＩＮＲ値のほうが（十分に）大きければ、干渉端末３１０２が存在すると判定し、そうでなければ、干渉端末３１０２が存在しないと判定することで、干渉端末の有無を判定し、ＡＡ－ＭＩＭＯによる信号の分離が可能であるか否かを判定する。

　ステップＳ４にて、干渉端末３１０２が存在すると判定された場合、アダプティブアレーＭＩＭＯ（ＡＡ－ＭＩＭＯ）を用いた信号分離が困難となるため、基地局装置のスケジューリング部３１１は、上りリンクについて、空間多重を用いないリソースブロック割当処理を行う（ステップＳ５）。この場合、空間多重が行われないため、空間多重信号の分離は必要ない。なお、干渉端末３１０２が存在する場合には、空間多重される複数ユーザ端末に対し、完全に同一のリソースブロックを割り当てるという制約の下で空間多重を行っても良い。この場合、信号分離部３１２は、空間多重信号の分離を、チャネル行列Ｈを推定する従来の分離方法によって行う。

　ステップＳ４にて、干渉端末３１０２が存在しないと判定された場合、ＡＡ－ＭＩＭＯが行われることを前提に、スケジューリング部３１１は、上りリンクについて、空間多重を用いたリソースブロック割当処理（空間多重スケジューリング）を行う（ステップＳ６）。ＡＡ－ＭＩＭＯでは、空間多重するユーザ端末同士で同じ周波数リソースを使用しなくても、信号分離が可能であるため、リソース割り当ての柔軟性が高くなる。
　決定された上りリンクのユーザ割り当て情報（ＭＡＰ情報）は、下りリンクのフレームにて各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂへ通知される。各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂは、基地局装置によって割り当てられた１又は複数のリソースブロックを用いて、上りリンクの通信を行う。
　そして、信号分離部３１２は、ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂからの空間多重信号を、ＡＡ－ＭＩＭＯによって分離する（ステップＳ７）。

　ただし、空間多重する複数ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂが、基地局装置からみてほぼ同じ方向に位置している場合、各ユーザ端末３０２ａ，３０２ｂからの信号がほぼ同じ方向から到来するため、干渉端末としてみなされるユーザ端末にヌルを向けることが困難であり、ＡＡ－ＭＩＭＯを行っても信号を分離できないことがある。つまり、ＡＡ－ＭＩＭＯを行っても、干渉端末としてみなされるユーザ端末からの信号（干渉信号）を除去できず、低ＣＩＮＲ値となり、希望端末としてみなされるユーザ端末からの信号（希望信号）を取得できなくなるおそれがある。その結果、信号分離が行えない。

　そこで、ステップＳ８では、ステップＳ７の信号分離処理にて、空間多重信号の分離ができたか否かを判定する。つまり、信号分離部３１２によるＡＡ－ＭＩＭＯによって信号の分離を試みた結果に基づいて、信号の分離が可能であったか否か（各ユーザ端末の信号を取得できたか否か）を判定部３１３が判定する。

　ステップＳ８において、分離できなかったと判定された場合、ステップＳ６に戻り、再度のスケジューリングを行う。再度のスケジューリングでは、信号分離できなかった複数のユーザ端末については、互いに異なるリソースブロックが割り当てられるように、リソースブロック割り当てが行われる。これにより、再度のＡＡ－ＭＩＭＯによる分離処理（ステップＳ７）では、信号分離できる可能性が高まる。

　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１ａ，１ｂ　アンテナ
　７　　　合成部
　８　　　ウェイト算出部
　８ａ　　算出部
　８ｂ　　選択部
　ＢＳ１，ＢＳ２　基地局装置（通信装置）
　ＭＳ１～６　移動端末（ユーザ）
２０１　　　基地局装置（通信装置）
２１０　　チャネル推定部
２１２　　ＤＣＴ部（第一変換部）
２１３　　窓処理部
２１４　　ＩＤＣＴ部（第二変換部）
２２１　　乗算部
２２２　　拡張処理部
２２３　　ＬＰＦ（フィルタ部）
２２４　　遅延成分除去部（除去部）
３０１　基地局装置
３０２ａ，３０２ｂ　ユーザ端末
３１１　スケジューリング部
３１２　信号分離部
３１３　判定部
１２１ａ，１２１ｂ　ウェイト計算部
１２２ａ，１２２ｂ　パイロット生成部
１２３ａ，１２３ｂ　アレー合成部

Claims

　受信信号に含まれる複数の既知信号それぞれのウェイトを、当該複数の既知信号ごとに逐次更新する算出方法によって算出するウェイト算出部を備えた通信装置であって、
　前記ウェイト算出部は、
　更新対象となる対象既知信号について、前記対象既知信号を用いて更新する直前に更新された第一の他の既知信号のウェイトを、当該対象既知信号を用いて更新することで得られる第一のウェイトと、前記第一の他の既知信号とは異なる第二の他の既知信号のウェイトを、当該対象既知信号を用いて更新することで得られる第二のウェイトと、を少なくとも含む複数のウェイトを算出する算出部と、
　前記対象既知信号についての複数のウェイトの内、その推定誤差の少ないウェイトを前記対象既知信号のウェイトとして選択する選択部と、を備えていることを特徴とする通信装置。
　前記算出部は、一又は複数の無線割り当ての最小単位からなる複数の所定領域を、少なくとも、第一の順序、及び、前記第一の順序とは異なる第二の順序を含む複数の順序で選択し、
　少なくとも、前記第一の順序で選択するごとにその選択した所定領域に含まれる既知信号を用いて前記第一のウェイトを算出するとともに、前記第二の順序で選択するごとにその選択した所定領域に含まれる既知信号を用いて第二のウェイトを算出する請求項１に記載の通信装置。
　前記第二の順序は、前記第一の順序の逆の順序である請求項２に記載の通信装置。
　前記所定領域は、ユーザ割り当て情報を参照することなく同一ユーザに割り当てられていることが識別可能な領域である請求項２又は３に記載の通信装置。
　前記無線割り当ての最小単位は、リソースブロックである請求項２～４のいずれか一項に記載の通信装置。
　前記第一及び第二の順序は、前記所定領域が周波数方向又は時間方向の少なくともいずれか一方に沿って並ぶ順序である請求項２～５のいずれか一項に記載の通信装置。
　前記対象既知信号、前記第一の他の既知信号、及び、前記第二の他の既知信号は、周波数方向又は時間方向の少なくともいずれか一方に沿って配置されている請求項１～６のいずれか一項に記載の通信装置。
　前記受信信号は、連続的に並ぶ複数の前記最小単位を一のユーザに対して割り当てる方式によって送信される信号である請求項１～７のいずれか一項に記載の通信装置。
　前記連続的に並ぶ複数の前記最小単位を一のユーザに対して割り当てる方式が、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式である請求項８に記載の通信装置。
　サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
　前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換することで得られる前記受信多重信号の伝送路時間応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
　前記チャネル推定部は、
　前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換し、前記受信多重信号の伝送路時間応答を得る第一変換部と、
　前記受信多重信号の伝送路時間応答から前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に分離する窓処理部と、
　分離した前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答を、逆離散コサイン変換し、前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を得る第二変換部と、を備え、
　前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定する請求項１０に記載の通信装置。
　サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
　前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称拡張処理を行うことで得られる被処理関数に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
　前記チャネル推定部は、
　前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、
　前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理することで、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数を得る拡張処理部と、
　前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、
　前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定する請求項１２に記載の通信装置。
　前記複数の拡張処理部は、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記多重信号の伝送路周波数応答の周波数軸の前後に、前記フィルタ部の群遅延の長さ分だけ拡張する請求項１３に記載の通信装置。
　前記チャネル推定部は、前記複数のフィルタ部により取得される前記複数の参照信号の伝送路周波数応答において生じる遅延成分を除去する除去部をさらに備えている請求項１３又は１４に記載の通信装置。
　サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
　前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称性に基づく処理を行うことにより、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
　サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
　前記チャネル推定部は、
　前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、
　前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、
　前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
　複数のユーザ端末に対する空間多重スケジューリング処理が可能なスケジューリング部を備えた基地局装置であって、
　空間多重信号を、各ユーザ端末それぞれからの信号に分離する信号分離部を備え、
　前記信号分離部は、分離して取り出したい一のユーザ端末からの信号を希望信号とみなすとともに、当該希望信号に空間多重されている他のユーザ端末からの信号を干渉信号とみなして、空間多重信号に対してアダプティブアレー処理を行い、各ユーザ端末それぞれからの信号を得るよう構成されている
　ことを特徴とする基地局装置。
　フェムト基地局装置である請求項１８記載の基地局装置。
　前記信号分離部は、前記複数のユーザ端末間でパイロット信号の相互相関が所定の閾値よりも小さくなるようにサイクリックシフト量が前記複数のユーザ端末毎に設定された前記パイロット信号を用いて、前記アダプティブアレー処理のためのウェイト計算を行う請求項１８又は１９記載の基地局装置。
　前記アダプティブアレー処理は、ユーザへのリソース割り当ての最小単位毎に計算されたウェイトを用いて行われる請求項１８～２０のいずれか１項に記載の基地局装置。
　前記アダプティブアレー処理による信号の分離が可能であるか否かを判定する判定部を備える請求項１８～２１のいずれか１項に記載の基地局装置。
　前記判定部は、干渉端末の有無を判定することで、前記アダプティブアレー処理による信号の分離が可能であるか否かを判定する請求項２２記載の基地局装置。
　前記判定部は、前記アダプティブアレー処理による信号の分離を試みた結果に基づいて、信号の分離が可能であるか否かを判定する請求項２２又は２３記載の基地局装置。
　前記スケジューリング部は、前記判定部によって信号の分離が不可能であると判定されると、空間多重を用いないスケジューリング処理を行うか、又は、再度の空間多重スケジューリング処理を行う請求項２２～２４のいずれか１項に記載の基地局装置。