WO2010125784A1 - 構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置 - Google Patents

構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置 Download PDF

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鳥屋尾博
安道徳昭
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a structure, a printed board, an antenna, a transmission line waveguide converter, an array antenna, and an electronic device.
  • a structure including a right-handed and left-handed composite medium and having a controlled dispersion relationship with respect to electromagnetic waves, and a printed circuit board, antenna, transmission line waveguide converter, array antenna, and electronic device including the structure About.
  • the dispersion relationship is the relationship between the wave number (or wavelength) of a propagating electromagnetic wave and the frequency.
  • the dispersion relation can be controlled by appropriately setting the dimensions, arrangement, physical properties, and the like of various elements.
  • a CRLH transmission line that is a medium of a right-handed left-handed composite (Composite Right and Left Handed; CRLH) is known.
  • the CRLH transmission line is known to exhibit properties as a right-handed medium, a left-handed medium, and an electromagnetic bandgap structure (hereinafter abbreviated as an EBG structure) depending on the frequency of incident electromagnetic waves.
  • EBG structure electromagnetic bandgap structure
  • a general CRLH transmission line has a structure in which unit structures are periodically arranged in one dimension or two dimensions.
  • a mushroom type structure which is one type of unit structure, has a structure in which a conductor patch on the surface of a dielectric layer and a conductor plane on the back surface of the dielectric layer are electrically connected by a conductor via or the like penetrating the dielectric layer. Yes.
  • an EBG structure a structure having a dispersion relationship in which propagation of electromagnetic waves in a specific frequency band is suppressed.
  • a substrate such as a printed circuit board or a device package substrate
  • propagation of electromagnetic waves generated on the surface of the substrate can be suppressed.
  • electromagnetic interference between antennas mounted on the substrate or between devices can be reduced.
  • the EBG structure functions as a magnetic wall that reflects incident electromagnetic waves in the same phase in the vicinity of the band gap. If the EBG structure is installed on the back surface of the antenna using this characteristic, the antenna can be reduced in height without decreasing the radiation efficiency.
  • a capacitance component formed between adjacent conductor patches constitutes an LC parallel resonance circuit with an inductance component formed from a conductor via. Since the CRLH transmission line has a band gap in the vicinity of the resonance frequency, it can be used as an EBG structure. In order to lower the frequency of this band gap, the inductance component is preferably increased. However, if the conductor via is lengthened to increase the inductance component, the structure becomes thicker.
  • Patent Document 1 an intermediate layer in which a planar inductance element such as a spiral inductor is disposed is provided between a conductor patch layer and a conductor plane layer.
  • the inductance element is connected to the patch layer or conductor plane by a conductor via.
  • the antenna of Patent Document 2 uses line length resonance in a frequency band in which a CRLH transmission line operates as a left-handed medium.
  • a normal medium right-handed medium
  • the wavelength of the electromagnetic wave becomes longer as the frequency becomes lower, so that the structure of the antenna becomes larger.
  • the wavelength of the electromagnetic wave becomes shorter as the frequency becomes lower. Therefore, the antenna can be downsized by using the CRLH transmission line as the left-handed medium.
  • a slit is provided in the vicinity of a connection portion between a conductor plane and a conductor via to form a coplanar line. By providing the coplanar line, the inductance component can be increased without increasing the thickness of the antenna.
  • Patent Document 1 Although the inductance component can be increased without causing thickening, there are the following problems.
  • the structure of Patent Document 1 it is necessary to provide, for each unit structure, two conductor vias, a first conductor via that connects the inductance element to the conductor patch layer and a second conductor via that connects the inductance element to the conductor plane layer. Therefore, the structure becomes complicated and the number of man-hours required for manufacturing increases, leading to a decrease in manufacturing efficiency and an increase in manufacturing cost.
  • unnecessary electromagnetic waves leak from the slits of the conductor plane provided to form the coplanar line and are radiated to the outside of the conductor plane.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and can achieve a reduction in thickness and frequency at a low cost, and can reduce unnecessary radiation to the back of the structure. Is one of the purposes. Another object is to provide a printed circuit board, an antenna, a transmission line waveguide converter, an array antenna, and an electronic device including the structure.
  • the structure of the present invention is arranged between the first conductor, the second conductor provided at least partially opposite to the first conductor, the first conductor and the second conductor, and A transmission line that is electrically connected to one conductor plane of the first conductor or the second conductor via a conductor connecting portion and is opposed to the other conductor, and has an open end, It includes at least one unit structure including at least the second conductor, the transmission line, and the conductor connection portion.
  • the printed circuit board according to the present invention includes the structure according to the present invention.
  • the antenna of the present invention includes the structure according to the present invention.
  • the transmission line waveguide converter of the present invention is characterized by including the structure according to the present invention as a reflector.
  • the array antenna of the present invention is characterized in that the antenna according to the present invention is used as an array element and a plurality of array elements are arranged on the same plane.
  • the electronic device of the present invention includes a structure according to the present invention, a printed circuit board according to the present invention, an antenna according to the present invention, a transmission line waveguide converter according to the present invention, and the book. It comprises at least one of the array antennas according to the invention.
  • the operating band of the structure can be easily controlled without causing an increase in the size of the conductor connection portion, and thus the structure can be thinned. Since it is less necessary to provide a Copt Renner line from the viewpoint of controlling the operating band, it is possible to reduce leakage of electromagnetic waves caused by the Copt Renner line. Since the number of conductor connection portions per unit structure can be reduced, a low-cost structure can be obtained. As described above, the structure of the present invention can realize thinning and low frequency at low cost, and can reduce unnecessary radiation to the back surface of the structure. The structure of the present invention contributes to suppression of equipment noise and is useful for reducing malfunctions of electronic devices.
  • the antenna of the present invention is useful for downsizing a wireless communication device that transmits and receives electromagnetic waves in the microwave and millimeter wave bands.
  • the dimensions and scale may be different from the actual structure in order to show the characteristic parts in an easy-to-understand manner.
  • the positional relationship between the constituent elements may be described based on the xyz coordinate system.
  • this xyz coordinate system two directions orthogonal to each other in the plane direction of the first conductor plane are defined as the x-axis direction and the y-axis direction, and the normal direction of the first conductor plane is defined as the z-axis direction.
  • the same components are shown with the same reference numerals, and detailed description thereof may be omitted.
  • the structure shown below includes a left-handed right-handed composite medium (CRLH transmission line) which is one of metamaterials.
  • CRLH transmission line which is one of metamaterials.
  • the dispersion relationship of the CRLH transmission line is controlled with high accuracy, and the structure of the present invention can be operated as a right-handed medium, an EBG structure, or a left-handed medium.
  • the structure shown below is disposed between the first conductor, the second conductor provided at least partially facing the first conductor, and the first conductor and the second conductor, A transmission line that is electrically connected to either one of the first conductor or the second conductor via a conductor connecting portion and is opposed to the other conductor, and has an open end, At least one unit structure including at least the second conductor, the transmission line, and the conductor connection portion is included.
  • an open stub is configured including the second conductor, the transmission line, and the conductor connection portion, and a CRLH transmission line including the open stub is configured.
  • the necessity for providing a coplanar line is reduced, and the necessity for forming a slit for forming the coplanar line in one conductor is reduced. Therefore, the number of slits can be reduced and the slits can be eliminated, and unnecessary electromagnetic waves can be significantly reduced from being emitted to the outside of one conductor through the slits.
  • the CRLH transmission line is configured by the open stub, the number of conductor connection portions per unit structure can be reduced as compared with the CRLH transmission line configured by the short stub. Therefore, it is possible to obtain a low-cost structure that can reduce the man-hours and costs required for forming the conductor connection portion.
  • FIG. 1 is a plan view of the structure according to the first embodiment viewed from the positive z-axis direction.
  • FIG. 2 is a plan view of the structure viewed from the positive z-axis direction through the conductor patch 4 of FIG. 1 (indicated by a two-dot chain line in FIG. 2).
  • FIG. 3 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIGS.
  • the CRLH transmission line that is the structure of the first embodiment includes a conductor plane 1 that is a first conductor, a lower dielectric 2 that is a dielectric layer, and an upper dielectric that is a second dielectric layer. It includes a body 3, a conductor patch 4 that is a second conductivity, a conductor via 5 that is a conductor connection portion, and a transmission line 6.
  • the conductor plane 1 and the conductor patch 4 are both plate-shaped.
  • the structure according to the first embodiment has a structure in which the lower dielectric 2, the transmission line 6, the upper dielectric 3, and the conductor patch 4 are laminated in this order from the conductor plane 1 to the upper layer with the conductor plane 1 as the lowermost layer. It has become.
  • the conductor via 5 penetrates the lower dielectric 2.
  • the transmission line 6 is electrically connected to the conductor plane 1 through the conductor via 5.
  • the structure according to the first embodiment has a structure in which unit structures are two-dimensionally repeated on the conductor plane 1, for example, periodically arranged.
  • the unit structure may be a structure in which the unit structure is repeatedly arranged one-dimensionally.
  • the unit structure is a part including the conductor patch 4.
  • the unit structure includes a conductor via 5 and a transmission line 6 arranged in a portion sandwiched between one conductor patch 4 and the conductor plane 1.
  • the conductor plane 1 is shared by a plurality of unit structures.
  • the conductor plane 1 may be provided for each column or row of the conductor patch 4. Two or more of the plurality of conductor patches 4 may be provided integrally.
  • 3 indicates the width of the region including one of the unit structures
  • the symbol b indicates the diameter of the conductor via 5
  • the symbol g indicates the interval between the conductor patches 4
  • the symbol h indicates the thickness of the upper dielectric 3
  • Reference symbol w indicates the line width of the transmission line 6
  • reference symbol t indicates the thickness of the lower dielectric 2.
  • the conductor patch 4 of the present embodiment has a substantially square planar shape.
  • the conductor patch 4 has a smaller dimension in the x-axis direction and a dimension in the y-axis direction than the conductor plane 1.
  • the surface direction of the conductor patch 4 is substantially parallel to the surface direction of the conductor plane 1.
  • the plurality of conductor patches 4 are repeatedly arranged on the plane facing the conductor plane 1, for example, periodically.
  • the plurality of conductor patches 4 are periodically arranged at equal intervals in the x-axis direction and the y-axis direction, and are two-dimensionally arranged. Between the two conductor patches 4 adjacent to each other in the plurality of conductor patches 4, an electric capacity corresponding to the interval g is formed.
  • a transmission line 6 is disposed between each of the plurality of conductor patches 4 and the conductor plane 1.
  • the upper dielectric 3 is disposed between the transmission line 6 and the conductor patch 4.
  • the transmission line 6 of the present embodiment is provided in a plane in a plane facing the conductor patch 4, and the planar shape is a spiral shape (spiral shape).
  • One end of the transmission line 6 is disposed at the center of the spiral shape, and is in contact with the conductor via 5 to be conducted.
  • the other end of the transmission line 6 is disposed on the spiral outer periphery and is an open end (open end).
  • the first conductor plane (conductor plane 1) is used as one of the first conductor plane (conductor plane 1) and the second conductor plane (conductor patch 2). ) Is selected.
  • the transmission line 6 is configured to function as an open stub having the conductor patch 4 which is the other conductor plane as a return path.
  • the unit structure is repeated, for example, periodically arranged.
  • the unit structure includes a conductor plane 1, a conductor patch 4, a conductor via 5, and a transmission line 6. By repeating the unit structure, the structure functions as a metamaterial.
  • the interval between the same vias should be within 1 ⁇ 2 of the assumed wavelength ⁇ of the electromagnetic wave. Is preferred.
  • “Repetition” includes a case where a part of the structure is missing in any unit structure. Further, when the unit structure has a two-dimensional array, “repetition” includes a case where the unit structure is partially missing.
  • “periodic” includes a case where some of the constituent elements are deviated in some unit structures and a case where the arrangement of some unit structures themselves is deviated.
  • a plurality of unit structures arranged periodically, for example, are periodically coupled to each other, and operate as a two-dimensional CRLH transmission line.
  • an electromagnetic wave corresponding to the band gap does not propagate through the CRLH transmission line.
  • Such a CRLH transmission line functions as an EBG structure.
  • EBG structure when an EBG structure is provided on the substrate surface, electromagnetic waves in a predetermined frequency band do not propagate on the substrate surface, and interference of electromagnetic waves can be suppressed in a device including the substrate.
  • FIG. 4 is a diagram expressing the unit structure of the CRLH transmission line according to the structure of the first embodiment as an equivalent circuit diagram corresponding to an operation with respect to an electromagnetic wave propagating in the x-axis direction or the y-axis direction.
  • C R in FIG. 4 is the capacitance of a parallel plate made of conductive plane 1 and the conductor patches 4
  • L R is the inductance of the conductor patches 4.
  • C L is the capacitance between two adjacent conductor patches 4
  • L L L represents the inductance of the conductor via 5.
  • the open stub is constituted by a transmission line 6.
  • the admittance Y of the CRLH transmission line is composed of C R , L L , and an open stub, and is represented by the following formula (2).
  • ZStub in the equation (2) is an input impedance of the open stub and is represented by the following equation (3).
  • c 0 is the speed of light in vacuum
  • Z 0 is the characteristic impedance of the transmission line 6 (open stub in FIG. 4)
  • d is the line length of the transmission line 6
  • ⁇ eff is the effective relative dielectric of the transmission line 6. Rate.
  • the CRLH transmission line has a band gap in a frequency band in which the imaginary part of the series impedance Z represented by the expression (1) is different from the imaginary part of the admittance Y represented by the expressions (2) and (3). Produce. Therefore, the band gap can be set to a desired frequency band by appropriately designing the parameters in the equations (1) to (3).
  • the dispersion relation is a relation of frequency with respect to the wave number (or wavelength) of the electromagnetic wave propagating through the CRLH transmission line.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of the dispersion relation of the CRLH transmission line according to the present invention.
  • the horizontal axis represents the wave number and the vertical axis represents the frequency.
  • the dispersion relationship of the CRLH transmission line in the first embodiment is a downward-sloping curve in the frequency band from 4.6 GHz to 6.0 GHz. Therefore, the CRLH transmission line operates as a left-handed medium in this frequency band.
  • the dispersion relationship is a curve that rises to the right in the frequency band from 9.2 GHz to 10.7 GHz. Therefore, the CRLH transmission line operates as a right-handed medium in this frequency band.
  • the line length d of the open stub is determined by the shape and dimensions of the transmission line 6, when the transmission line 6 is provided in a plane as in the first embodiment, the numerical range that can be selected as the line length d of the open stub is markedly large. Become wider. Since the design freedom of the line length d of the open stub is high, the dispersion relation of the structures can be easily controlled, and for example, the band gap can be easily set to a desired frequency band.
  • the band gap is lowered as the line length d is increased. Since it is easy to increase the line length d, the band gap can be easily lowered in frequency. Therefore, it is less necessary to increase the inductance of the conductor via 5 from the viewpoint of lowering the band gap, and the need to increase the length of the conductor via 5 (the thickness t of the lower dielectric 2) is reduced. Therefore, the thickness t of the lower dielectric 2 can be reduced, and the structure can be thinned.
  • the number of conductive vias per unit structure can be reduced as compared with the configuration in which both the conductive plate 1 and the conductive patch 4 are connected to the transmission line 6, and in short, the number of conductive vias per unit structure. Can be made one. Thereby, the formation process of a conductor via can be simplified and it can be set as a low-cost structure.
  • the admittance Y can be controlled by an open stub, and the admittance Y can be easily controlled by adjusting the line length d. Accordingly, the need for controlling the admittance Y is reduced by providing the coplanar line, and the necessity for providing a slit for forming the coplanar line is reduced. Therefore, the number of slits can be reduced and the slits can be eliminated, and unnecessary electromagnetic waves are radiated to the outside of the conductor plane 1 through the slits.
  • the configuration in which the conductor via 5 does not penetrate the upper dielectric 3 is illustrated, but the conductor via 5 is provided so that the transmission line 6 and the conductor plane 1 are electrically connected. What is necessary is just to change suitably about the aspect of the conductor via 5.
  • FIG. 6 a configuration in which the conductor via 5 penetrates the upper dielectric 3 may be adopted, and the effect of the present invention can also be obtained by this configuration.
  • the conductor via 5 is a through via penetrating the upper dielectric 3
  • the conductor via 5 is formed around the conductor via 5 in the conductor patch 4.
  • An opening having a larger diameter than the diameter may be formed to provide the clearance 8.
  • the structure may be manufactured as follows. First, after forming a laminated body other than the conductor via 5, an opening is formed in the conductor patch 4 by a known processing method such as etching. Next, a through-hole that penetrates the upper dielectric 3, the transmission line 6, and the lower dielectric 2 and communicates with the conductor plane 1 is formed by a known processing method such as drilling. The diameter of the through hole is made smaller than the opening of the conductor patch 4. Then, a conductor via 5 made of a conductor is formed by embedding a conductor in the through hole. In this way, since the conductor via 5 is formed after the process of laminating the components is completed, the structure can be made more efficient at a lower cost than the technique of interrupting the process of laminating and forming the conductor via 5. Can be manufactured well.
  • the configuration in which the transmission line 6 is connected to the conductor plane 1 via the conductor via 5 is illustrated, but the transmission line 6 is connected to the conductor patch 4 via the conductor via 5 as shown in FIG. It may be a configuration.
  • the conductor patch 4 is selected as one of the first conductor plane (conductor plane 1) and the second conductor plane (conductor patch 4).
  • the transmission line 6 functions as an open stub using the conductor plane 1 as the other conductor plane as a return path, and this structure also operates in the same manner as in the first embodiment.
  • the transmission line 6 may be electrically connected to one of the first conductor plane and the second conductor plane and face the other conductor plane. Can be appropriately modified. Hereinafter, modifications regarding the shape and the like of the transmission line 6 will be described.
  • the configuration in which the shape of the transmission line 6 is a spiral shape is illustrated, but for example, a configuration in which the shape of the transmission line 6 is a substantially linear shape as shown in FIG.
  • the shape of the transmission line 6 shown in FIG. 8 one end portion overlaps with the substantially central portion of the conductor patch 4 in plan view, and the other end portion overlaps with one of the corner portions of the conductor patch 4 in plan view.
  • the transmission line 6 is electrically connected to the conductor via 5 at one end.
  • the shape of the transmission line 6 may be a meander shape in addition to a spiral shape or a linear shape.
  • the arrangement and shape of the transmission line 6 may be different in the plurality of unit structures. For example, the unit structure in which the spiral transmission line 6 is arranged and the unit structure in which the linear transmission line 6 is arranged may be mixed.
  • the transmission line 6 may include branch lines 6 a and 6 b that are branched from the branch portion with the connection portion with the conductor via 5 as a branch portion.
  • the branch lines 6a and 6b are both continuous with the branch portion and have different lengths.
  • the transmission path having such a configuration can be regarded as a branch line in which the branch lines 6a and 6b branch from the connection portion.
  • electrical connection is achieved at the connection portion between the starting point and the ending point in the transmission line including the branch lines 6a and 6b.
  • the impedance conversion periods of the branch lines 6a and 6b are different, so that the degree of freedom in design of the dispersion relationship is remarkably increased.
  • a branch line with a part of the branch lines 6a and 6b as a base point may be provided, or the branch lines 6a and 6b may extend in different directions.
  • the planar shape of the branch line can be appropriately selected from a straight line shape, a broken line shape, a curved line shape, a combination of these, and the like.
  • the configuration in which the conductor patch 4 is square is illustrated, but the conductor patch 4 may have a shape other than the square.
  • the configuration in which the unit structures are periodically arranged in a square lattice shape is illustrated, but the adjacent conductor patches 4 may be capacitively coupled, and the unit structure may be arranged in a triangular lattice shape or 1 It may be a dimensional periodic array. Even when the shape and arrangement of the conductor patch 4 are different from those of the first embodiment, the effect of the present invention can be obtained as long as the adjacent conductor patches 4 are capacitively coupled.
  • the structure operates as an EBG structure, but it is also possible to operate the structure as a left-handed medium.
  • the structure operates mainly as an EBG structure.
  • antennas including a structure will be described.
  • the structure operates mainly as a left-handed medium.
  • FIG. 10 is a plan view showing a schematic configuration of the printed circuit board 20 of the second embodiment.
  • 11 is a cross-sectional view taken along line A2-A2 ′ of FIG.
  • the printed circuit board 20 includes a ground plane 21, devices 22 and 23, and an EBG structure 24 disposed between the devices 22 and 23.
  • the thickness portion from the surface layer on which the devices 22 and 23 are provided to the ground plane 21 is made of a dielectric.
  • the device 22 is a device that becomes a noise source
  • the device 23 is a device that is susceptible to noise.
  • the devices 22 and 23 are both connected to the ground plane 21.
  • the dielectric portion of the printed circuit board 20 and the ground plane 21 form a kind of surface wave line. Noise generated in the device 22 propagates through the surface wave line and enters the device 23, which may cause a malfunction or the like in the device 23.
  • the EBG structure 24 is disposed so as to block a surface wave line that can be a noise propagation path between the devices 22 and 23.
  • the strip-shaped EBG structure 24 is continuously arranged from one end of the printed circuit board 20 to the other end.
  • the EBG structure 24 is constituted by the structure of the present invention, and includes a band gap in the dispersion relation as described in the first embodiment.
  • the band gap is set to a frequency band including a frequency band of noise generated in the device 22.
  • the printed circuit board 20 having such a configuration, noise generated in the device 22 is blocked by the EBG structure 24. Therefore, noise reaching the device 23 is remarkably reduced, and malfunction of the device 23 can be suppressed. Since the EBG structure 24 applies the present invention, the printed circuit board 20 can be made thin. In addition, since the band gap of the EBG structure 24 can be lowered at low cost, it is possible to deal with noise in a wide frequency band, and the printed circuit board 20 can be made at low cost.
  • an EBG structure 24 may be provided so as to surround a device 23 that is susceptible to noise.
  • the configuration in which the EBG structure is mounted on the printed board is illustrated, but the effect of the present invention can also be obtained when the EBG structure is mounted on an electronic component other than the printed board.
  • an EBG structure according to the present invention on a device package substrate or the like, or to provide an EBG structure on a semiconductor device such as silicon using a fine wiring process.
  • the description has been given here of the suppression of noise propagation between devices for example, in the case of suppressing unnecessary coupling between adjacent antennas
  • the EBG according to the present invention is exactly the same as in the case of devices.
  • a structure can be used.
  • FIG. 13A is a cross-sectional view showing an example of a patch antenna using the EBG structure according to the present invention as a reflector
  • FIG. 13B is a plan view of the patch antenna.
  • the patch antenna 30 includes an EBG structure 31, an antenna element 32, and a coaxial feed line 33.
  • the patch antenna 30 is mainly composed of a substantially plate-shaped substrate.
  • the antenna element 32 has a substantially plate shape and is provided in contact with one surface of the substrate.
  • the coaxial feed line 33 is provided on the other surface of the substrate and is electrically connected to the antenna element 32 through the substrate.
  • the EBG structure 31 is arranged around the antenna element 32 in a ring shape or a part of the circumference.
  • the band gap of the EBG structure 31 is designed to correspond to the use frequency band of the patch antenna 30.
  • the surface wave generated in the antenna element 32 propagates on one surface of the substrate and is blocked by the EBG structure 31. Therefore, the surface wave is prevented from propagating to the other surface of the substrate, and the surface wave is not radiated from the other surface, so that deterioration of the antenna characteristics can be avoided.
  • FIG. 14A is a cross-sectional view showing an example of an inverted L antenna 35 using the EBG structure according to the present invention as a reflector
  • FIG. 14B is a plan view of a patch antenna.
  • the inverted L-shaped antenna 35 includes an EBG structure 36, an antenna element 37, and a coaxial feed line 38.
  • the inverted L-shaped antenna 35 is mainly composed of a substantially plate-shaped substrate.
  • the antenna element 37 protrudes from the one surface of the substrate in the normal direction of this surface, bends at a position away from the substrate, and extends in the surface direction of the substrate.
  • the coaxial feeder line 38 is provided on the other surface of the substrate and is electrically connected to the antenna element 37 through the substrate.
  • the EBG structure 36 is arranged around the portion of the antenna element 37 that protrudes in the normal direction from one surface in a ring shape or a part of the periphery.
  • the EBG structure 36 is disposed so as to protrude from a region overlapping with a portion of the antenna element 37 extending in the surface direction of the substrate in the normal direction of the other surface to the outside of this region.
  • the EBG structure 36 functions as a reflector for the antenna element 37.
  • the inverted L-shaped antenna 35 having such a configuration, radiation from the other surface is suppressed in the same manner as the patch antenna 30.
  • the EBG structure 36 functions as a reflector and the electromagnetic waves are reflected in the same phase by the EBG structure 36, the antenna element 37 can be disposed close to the surface of the EBG structure 36.
  • the patch antenna 30 and the inverted L-shaped antenna 35 are described as examples of the antenna.
  • the structure of the present invention can be applied to other types of antennas, thereby obtaining the effects of the present invention. Can do.
  • FIG. 15 is a cross-sectional view showing an example of a transmission line waveguide converter using the EBG structure according to the present invention as a reflector.
  • the transmission line waveguide converter 40 includes an EBG structure 41 as a reflector, a transmission line 42, and a waveguide 43.
  • the band gap of the EBG structure 41 is designed to correspond to the frequency band of the electromagnetic wave to be transmitted.
  • the transmission line 42 can be disposed close to the surface of the EBG structure 41. Thereby, a thin transmission line waveguide converter 40 can be realized.
  • the antenna of the present embodiment includes a structure according to the present invention, and the structure operates as a left-handed medium.
  • FIG. 16 is a perspective view showing a schematic configuration of an antenna according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 shows the internal structure through a part of the antenna for convenience of explanation.
  • FIG. 17 is a plan view of the antenna according to the fifth embodiment viewed from the positive z-axis direction.
  • FIG. 18 is a plan view of the antenna according to the fifth embodiment seen through the conductor patch 4 from the positive z-axis direction.
  • 19 is a cross-sectional view taken along line A3-A3 ′ of FIGS.
  • the antenna of the fifth embodiment includes a conductor plane 1, which is a first conductor plane, a lower dielectric 2, an upper dielectric 3, a conductor patch 4, which is a second conductive plane, a conductor via 5, and a transmission line.
  • 6 includes a microstrip line 7 serving as a power feeding unit.
  • the conductor plane 1 and the conductor patch 4 are both plate-shaped.
  • the structure according to the fifth embodiment has a structure in which the conductor plane 1 is the lowermost layer, and the lower dielectric 2, the transmission line 6, the upper dielectric 3, and the conductor patch 4 are laminated in this order from the conductor plane 1 to the upper layer. It has become.
  • the microstrip line 7 is provided on the same plane as the conductor patch 4, that is, on the upper dielectric 3, and is electrically connected to one of the conductor patches 4.
  • the conductor via 5 penetrates the lower dielectric 2.
  • the transmission line 6 is electrically connected to the conductor plane 1 through the conductor via 5.
  • the antenna of the fifth embodiment has a structure in which unit structures are periodically arranged on the conductor plane 1 one-dimensionally.
  • the unit structure is a part including the conductor patch 4.
  • the unit structure includes a conductor via 5 and a transmission line 6 arranged in a portion sandwiched between one conductor patch 4 and the conductor plane 1.
  • the symbol s shown in FIG. 17 indicates the dimension of the side (here, the long side) facing the adjacent conductor patch 4 in the conductor patch 4.
  • 19 indicates the width of the region including one of the unit structures
  • the symbol b is the diameter of the conductor via 5
  • the symbol g is the interval between the conductor patches 4
  • the symbol h is the thickness of the upper dielectric 3
  • Reference symbol w indicates the width of the transmission line 6
  • reference symbol t indicates the thickness of the lower dielectric 2.
  • the conductor patch 4 of the present embodiment has a substantially rectangular planar shape.
  • the conductor patch 4 has a smaller dimension in the x-axis direction and a dimension in the y-axis direction than the conductor plane 1.
  • the surface direction of the conductor patch 4 is substantially parallel to the surface direction of the conductor plane 1.
  • the plurality of conductor patches 4 are periodically arranged on a plane facing the conductor plane 1.
  • the plurality of conductor patches 4 are periodically arranged at equal intervals in the x-axis direction, which is the short side direction of the conductor patch 4, and are arranged one-dimensionally. Between the two conductor patches 4 adjacent to each other in the plurality of conductor patches 4, an electric capacity corresponding to the interval g is formed.
  • the microstrip line 7 is electrically connected to the conductor patch 4 located at the end of the plurality of conductor patches 4.
  • the microstrip line 7 extends from the conductor patch 4 in the negative x-axis direction and is electrically connected to a radio circuit (not shown). An electrical signal supplied from the wireless circuit is input to the conductor patch 4 via the microstrip line 7.
  • a transmission line 6 having the conductor patch 4 as a return path is disposed between each of the plurality of conductor patches 4 and the conductor plane 1.
  • the upper dielectric 3 is disposed between the transmission line 6 and the conductor patch 4.
  • the transmission line 6 of the present embodiment has a spiral shape in plan view. One end of the transmission line 6 is disposed at the center of the spiral shape, and is in contact with the conductor via 5 to be conducted. The other end of the transmission line 6 is disposed on the spiral outer periphery and is an open end. That is, in the structure in the fifth embodiment, the first conductor plane (conductor plane 1) is used as one of the first conductor plane (conductor plane 1) and the second conductor plane (conductor patch 2). ) Is selected. As described above, the transmission line 6 is configured to function as an open stub having the conductor patch 4 which is the other conductor plane as a return path.
  • the plurality of unit structures arranged periodically are capacitively coupled to each other and operate as a one-dimensional CRLH transmission line.
  • the unit structure connected to the microstrip line 7 is electrically excited by an electrical signal transmitted through the microstrip line 7.
  • the structure which supplies electric power to the edge part of a CRLH transmission line is illustrated here, it is set as the structure which supplies electric power to conductor patches other than the edge part of a CRLH transmission line, in order to take the impedance matching of an antenna and electric power feeding part. Also good.
  • the antenna of the fifth embodiment utilizes the fact that half-wave resonance occurs in the x-axis direction of the CRLH transmission line, and can be considered as one type of resonator.
  • the relationship between wavelength and frequency in the resonator is determined by the dispersion relationship of the medium inside the resonator. In a normal dielectric, the dispersion relationship between the relative permittivity ⁇ and the relative permeability ⁇ is given by the following formula (4).
  • c 0 represents the speed of light in vacuum
  • the admittance Y in FIG. 4 needs to be inductive (the imaginary part of the admittance Y is negative) in a desired frequency band. Therefore, in order to lower the operating band of the antenna, the frequency band where the admittance Y becomes inductive may be lowered. From equations (2) and (3), the admittance Y is a function of the line length d of the open stub, and by increasing the line length d, the frequency band in which the admittance Y becomes inductive can be lowered. By applying the periodic boundary condition to the equivalent circuit of the unit structure shown in FIG. 4, the dispersion relationship of the CRLH transmission line in the antenna can be obtained.
  • FIG. 20 is a graph showing an example of the dispersion relationship.
  • the horizontal axis represents the wave number, and the vertical axis represents the frequency.
  • the dispersion relationship of the CRLH transmission line in the fifth embodiment is a downward-sloping curve in the frequency band from 4.2 to 4.9 GHz. Therefore, the CRLH transmission line operates as a left-handed medium in this frequency band.
  • the dispersion relationship is a curve that rises to the right in the frequency band from 9.3 GHz to 11.7 GHz. Therefore, the CRLH transmission line operates as a right-handed medium in this frequency band.
  • a condition for causing a half-wave resonance in a resonator having a line length L is given by the following equation (5), where n is an integer.
  • the straight line passing through the origin is the dispersion relation of the dielectric substrate composed of the lower dielectric 2 and the upper dielectric 3.
  • the wavelength of the electromagnetic wave propagating through the CRLH transmission line is extended more than in the dielectric substrate at the resonance point included in the high frequency band than the dispersion relationship of the dielectric substrate. Therefore, for example, the radiation efficiency can be increased by increasing the size of the antenna.
  • the admittance Y of the CRLH transmission line in the antenna according to the present embodiment is obtained by Expression (2) and Expression (3). Therefore, the left-handed system band can be designed to a desired frequency band by appropriately designing the parameters included in the expressions (2) and (3).
  • the structure according to the present invention has a high degree of freedom in designing the line length d of the open stub, the operating band of the antenna of this embodiment can be easily controlled, and the antenna can be thinned. ing.
  • the number of conductor vias per unit structure can be reduced, and a low-cost antenna can be obtained.
  • the admittance Y can be controlled by an open stub, and the necessity of controlling the admittance Y is reduced by providing a coplanar line. Therefore, the necessity of providing a slit for forming a coplanar line is reduced, and unnecessary electromagnetic waves are radiated to the outside of the conductor plane 1 through the slit.
  • the configuration in which the conductor via 5 does not penetrate the upper dielectric 3 is illustrated, but the conductor via 5 is provided so that the transmission line 6 and the conductor plane 1 are electrically connected. What is necessary is just to change suitably about the aspect of the conductor via 5.
  • FIG. 21 a configuration in which the conductor via 5 penetrates the upper dielectric 3 may be adopted. Even in such a configuration, the effect of the present invention can be obtained.
  • the conductor via 5 is a through via penetrating the upper dielectric 3, an opening is formed around the conductor via 5 in the conductor patch 4 in order to electrically insulate the conductor via 5 and the conductor patch 4.
  • a clearance 8 may be provided.
  • the transmission line 6 is connected to the conductor plane 1 via the conductor via 5
  • the transmission line 6 is connected to the conductor patch 4 via the conductor via 5. It may be configured.
  • the conductor patch 4 is selected as one of the first conductor plane (conductor plane 1) and the second conductor plane (conductor patch 4).
  • the transmission line 6 functions as an open stub having the conductor plane 1 which is the other conductor plane as a return path, and the antenna having this configuration operates in the same manner as in the fifth embodiment.
  • the shape of the transmission line 6 is a spiral shape
  • the shape of the transmission line may be a substantially linear shape as shown in FIG. 23, for example.
  • one end portion overlaps with the substantially central portion of the conductor patch 4 in plan view
  • the other end portion overlaps with one of the end portions in the long side direction of the conductor patch 4 in plan view.
  • the transmission line 6 is electrically connected to the conductor via 5 at one end.
  • the shape of the transmission line 6 may be a meander shape in addition to a spiral shape or a linear shape.
  • the arrangement and shape of the transmission line 6 may be different in the plurality of unit structures. For example, a unit structure in which a spiral transmission line is arranged and a unit structure in which a linear transmission line is arranged may be mixed.
  • the transmission line 6 may include branch lines 6a and 6b branched from the branch part with the connection part with the conductor via 5 as a branch part.
  • the branch lines 6a and 6b are both continuous with the branch portion and have different lengths.
  • the transmission path having such a configuration can be regarded as a branch line in which the branch lines 6a and 6b branch from the connection portion.
  • electrical connection is achieved at the connection portion between the starting point and the ending point in the transmission line including the branch lines 6a and 6b.
  • a branch line with a part of the branch lines 6a and 6b as a base point may be provided, or the branch lines 6a and 6b may extend in different directions.
  • the planar shape of the branch line can be appropriately selected from a straight line shape, a broken line shape, a curved line shape, a combination of these, and the like.
  • the configuration in which the conductor patch 4 is rectangular has been exemplified.
  • the adjacent conductor patch 4 only needs to be capacitively coupled, and the effect of the present invention can be achieved even if the conductor patch 4 has a square shape or the like. Can be obtained.
  • the microstrip line is used as the power supply unit
  • a power supply unit other than the microstrip line can also be used.
  • a configuration may be adopted in which a slit is provided in the conductor plane 1 to form the coplanar line 11 and the CRLH transmission line is fed using the coplanar line 11 as a feeding portion.
  • the coplanar line 11 is connected to a conductor via 5 having a unit structure located at the end of the CRLH transmission line.
  • An electrical signal from a radio circuit (not shown) is supplied to the CRLH transmission line via the coplanar line 11.
  • the coplanar lines 11 may be provided for at least one of the unit structures, and the number of coplanar lines 11 can be reduced, so that the emission of electromagnetic waves to the back side can be minimized.
  • a coplanar line can be provided on the conductor patch 4.
  • a coplanar line extending in the long side direction of the conductor patch 4 is provided, it is easy to increase the inductance included in the admittance Y.
  • the microstrip line 7 as a power feeding unit may feed power to the antenna by being capacitively coupled to the conductor patch 4 having a unit structure located outside.
  • the auxiliary conductor patch 10 may be provided at a position overlapping both the conductor patch 4 capacitively coupled to the microstrip line 7 and the microstrip line 7.
  • the auxiliary conductor patch 10 is also received as a box with the microstrip line 7 and the conductor patch 4.
  • a first capacitor is formed between the auxiliary conductor patch 10 and the microstrip line 7, and a second capacitor is formed between the auxiliary patch 10 and the conductor patch 4. That is, by providing the auxiliary conductor patch 10, a capacity in which the first capacity and the second capacity are connected in series is provided in parallel to the capacity formed between the microstrip line 7 and the conductor patch 4. become. For this reason, the impedance of the microstrip line 7 can be easily matched to the antenna by changing the size and layout of the auxiliary conductor patch 10.
  • coplanar line 11 shown in FIG. 25 may also be fed to the antenna by capacitively coupling to the unit structure located outside.
  • the antenna of the present invention can be easily manufactured by a general process used for manufacturing printed circuit boards and device package substrates.
  • the antenna of the present invention can be provided in a semiconductor device such as silicon by using a fine wiring process or the like used in semiconductor technology.
  • the dispersion relationship of the CRLH transmission line in the fifth embodiment has a band gap between the right-handed band and the left-handed band, that is, in the frequency band from 4.9 GHz to 9.3 GHz. ing. This is because, in the equivalent circuit diagram shown in FIG. 4, there is a gap between the resonance frequency of the series impedance Z that defines the lower limit frequency of the right-handed band and the resonance frequency of admittance Y that defines the upper limit frequency of the left-handed band. is there.
  • the Bloch impedance of a CRLH transmission line has a steep frequency dependence when a band gap exists in the dispersion relationship of the CRLH transmission line. Therefore, when having a band gap, it is difficult to achieve wide-band impedance matching with the feed line. For this reason, the CRLH transmission line operated as a part of the antenna is designed so as to satisfy a condition (referred to as a balance condition) for eliminating the band gap by matching the admittance Y and the resonance frequency of the series impedance Z. It is preferable.
  • FIG. 26 is a graph showing an example of a dispersion relationship of CRLH transmission lines designed to satisfy the balance condition. As shown in FIG. 26, when the balance is designed so as to satisfy the balance condition, the band gap disappears and the right-handed band and the left-handed band are connected. In order to satisfy the balance condition, CL, which is a capacitance between two adjacent conductor patches 4, may be increased to lower the resonance frequency of the series impedance Z.
  • FIG. 27 is a perspective view showing an antenna according to a sixth embodiment of the present invention.
  • 28 is a cross-sectional view taken along line A4-A4 ′ of FIG.
  • the antenna of the sixth embodiment is obtained by adding an auxiliary conductor patch 9 to the antenna of the fifth embodiment.
  • the auxiliary conductor patch 9 is provided in a layer sandwiched between the lower dielectric 2 and the upper dielectric 3, that is, in the same layer as the transmission line 6.
  • the auxiliary conductor patch 9 is disposed so as to overlap both of the two adjacent conductor patches 4 in the Z-axis direction.
  • the auxiliary conductor patch 9 has a rectangular planar shape, and the long side direction thereof coincides with the long side direction of the conductor patch 4.
  • the capacitive coupling via the auxiliary conductor patch 9 is connected in parallel to the direct capacitive coupling between the two adjacent conductor patches 4. Therefore, CL that is the capacity between the two conductor patches 4 can be easily increased, and a CRLH transmission line that satisfies the balance condition can be easily designed.
  • the auxiliary conductor patch 9 has a rectangular shape. However, any auxiliary conductor patch 9 may be used as long as it forms an electric capacity by overlapping both of the two adjacent conductor patches 4. The shape of the conductor patch 9 can be appropriately modified.
  • the auxiliary conductive patch 9 is provided in the same layer as the transmission line 6. However, an electric capacity is formed by overlapping with two adjacent conductor patches 4.
  • the auxiliary conductive patch 9 may be provided in a different layer from the transmission line 6.
  • the structure according to the first to fourth embodiments may be provided with the auxiliary conductive patch 9.
  • FIG. 29 is a plan view of the antenna according to the seventh embodiment viewed from the positive z-axis direction.
  • 30 and 31 are plan views of an antenna according to a modification of the seventh embodiment of the present invention as seen from the positive z-axis direction.
  • the antenna of the seventh embodiment differs from the antennas of the fifth and sixth embodiments in that the unit structures are two-dimensionally periodically arranged.
  • the conductor patch 4 has a square shape, and three unit structures are arranged in the x-axis direction and four in the y-axis direction.
  • the antenna of the seventh embodiment Since the CRLH transmission line having different line lengths L is formed in the x-axis direction and the y-axis direction, the antenna of the seventh embodiment has different frequencies at which half-wave resonance occurs in the x-axis direction and the y-axis direction. . Thereby, the antenna of 7th Embodiment functions as a dual band antenna or a multiband antenna.
  • auxiliary conductor patch 9 demonstrated in 6th Embodiment in the antenna of 7th Embodiment.
  • the antenna shown in FIG. 30 is provided with auxiliary conductor patches 9 between two conductor patches 4 adjacent in the x-axis direction and between two conductor patches 4 adjacent in the y-axis direction.
  • the capacity between the adjacent conductor patches 4 can be easily increased, and a dual-band antenna or a multi-band antenna that satisfies the balance condition of the CRLH line can be easily realized. Is possible.
  • the auxiliary conductor patch 9 may be provided only on one of the conductor patches 4 adjacent in the x-axis direction and between the conductor patches 4 adjacent in the y-axis direction.
  • the antenna shown in FIG. 31 three unit structures are arranged in the x-axis direction and three in the y-axis direction.
  • An auxiliary conductor patch 9 is provided between two conductor patches 4 adjacent in the y-axis direction.
  • the auxiliary conductor patch 9 since the auxiliary conductor patch 9 is provided only in the y-axis direction, the dispersion relationship of the CRLH transmission line exhibits anisotropy in the x-axis direction and the y-axis direction.
  • the unit structures are arranged symmetrically in the x-axis direction and the y-axis direction, but the frequencies at which half-wave resonance occurs in the x-axis direction and the y-axis direction are different. Accordingly, the antenna shown in FIG. 31 can be used as a dual band antenna or a multiband antenna.
  • auxiliary conductor patch 9 illustrates the configuration in which the auxiliary conductor patch 9 is provided only in the y-axis direction, but the auxiliary conductor patch 9 may be provided only in the x-axis direction. Further, for example, the auxiliary conductor patch 9 may have a different size in the x-axis direction and the y-axis direction so that the dispersion relationship has anisotropy in the x-axis direction and the y-axis direction.
  • 29 and 30 show the case where the microstrip line 7 is used as a power feeding unit, the coplanar line 11 shown in FIG. 25 and other power feeding units can also be used.
  • FIG. 32 is a plan view schematically showing the configuration of the array antenna of the eighth embodiment.
  • the array antenna according to the eighth embodiment has a configuration in which a plurality of array elements 50 are arranged on a printed circuit board 51 using the antenna according to the present invention as an array element 50.
  • the antenna described in the fifth embodiment is adopted as the array element 50, and the four array elements 50 are arranged one-dimensionally.
  • the array elements 50 are connected in parallel by the microstrip line 7.
  • the directivity becomes a beam shape, and the antenna gain in the beam direction can be increased.
  • the antenna of another embodiment of the present invention can be used as the array element 50. Further, by increasing the number of array elements 50, the beam can be made sharper and the gain in the beam direction can be increased.

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Abstract

　本発明の構造体は、第１導体プレーン(１)と、第１導体プレーン(１)に少なくとも一部が対向して設けられた複数の第２導体プレーン(４)と、第１導体プレーン(１)と第２導体プレーン(４)との間に配置され、第１導体プレーン(１)又は第２導体プレーン(４)のいずれか一方の導体プレーンと導体接続部(５)を介して電気的に接続されているとともに他方の導体プレーンに対向して設けられ、開放端を有する伝送線路(６)と、を含む。第２導体プレーン(４)と伝送線路(６)と導体接続部(５)とを少なくとも含んで構成される単位構造が繰り返し配置されている。

Description

構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置
　本発明は、構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置に関する。特に、右手左手系複合媒質を含んで構成され、電磁波に対する分散関係が制御された構造体、及びこの構造体を含んだ、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置に関する。
　近年、構造体を媒体として伝播する電磁波の分散関係を人工的に制御するメタマテリアル技術が提案され、さまざまな分野で工学的応用が検討されている。分散関係とは、伝播する電磁波の波数（もしくは波長）と周波数との関係のことである。導体パターンや導体構造が周期的に配列された構造体において、各種要素の寸法や配置、物性等を適切に設定することにより、分散関係を制御することが可能である。
　メタマテリアルの１つとして、右手左手系複合（Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ　Ｒｉｇｈｔ　ａｎｄ　Ｌｅｆｔ　Ｈａｎｄｅｄ；ＣＲＬＨと略記する）媒質であるＣＲＬＨ伝送線路が知られている。ＣＲＬＨ伝送線路は、入射する電磁は周波数によって右手系媒質、左手系媒質、電磁バンドギャップ構造（以下、ＥＢＧ構造と略記する）としての性質を示すことが知られている。一般的なＣＲＬＨ伝送線路は、単位構造が１次元に又は２次元に周期的に配置された構成になっている。単位構造の１種であるマッシュルーム型構造は、誘電体層表面の導体パッチと誘電体層裏面の導体プレーンとが、誘電体層を貫通する導体ビア等により電気的に接続された構造になっている。
　ところで、特定の周波数帯の電磁波の伝播が抑制されるような分散関係を持つ構造は、ＥＢＧ構造と呼ばれる。プリント基板やデバイスパッケージ基板等の基板にＥＢＧ構造を設置すると、基板表面に生じる電磁波の伝播を抑制することができ、例えば基板に実装されたアンテナ間やデバイス間の電磁干渉を低減することができる。ＥＢＧ構造は、バンドギャップの付近で、入射電磁波を同相で反射する磁気壁として機能することが知られている。この特性を利用して、ＥＢＧ構造をアンテナ背面に設置すると、放射効率を落とすことなく、アンテナの低背化を実現することができる。
　ＣＲＬＨ伝送線路において、隣接する導体パッチ間に形成されるキャパシタンス成分は、導体ビアから形成されるインダクタンス成分とＬＣ並列共振回路を構成する。ＣＲＬＨ伝送線路は、共振周波数近傍にバンドギャップを有するので、ＥＢＧ構造として利用可能である。このバンドギャップを低周波化するには、インダクタンス成分を増加させるとよい。しかしながら、インダクタンス成分を増加させるために導体ビアを長くすると、構造が厚型化してしまう。
　このような不都合を解決可能な技術として、例えば特許文献１、２に開示されている技術が挙げられる。特許文献１では、導体パッチ層と導体プレーン層の間に、スパイラルインダクタなどの平面的なインダクタンス要素を配置した中間層を設けている。インダクタンス要素は、パッチ層や導体プレーンと導体ビアで接続されている。平面的なインダクタンス要素を設けることにより、ＥＢＧ構造を厚型化することなく、インダクタンス成分を増加させることができる。
　特許文献２のアンテナは、ＣＲＬＨ伝送線路が左手系媒体として動作する周波数帯における線路長共振を利用したものである。通常の媒質（右手系媒質）では、周波数が低くなるほど電磁波の波長が長くなるため、アンテナの構造が大型になる。左手系媒質では周波数が低くなるほど電磁波の波長が短くなるため、ＣＲＬＨ伝送線路を左手系媒質として利用することによりアンテナを小型化することができる。特許文献２では、導体プレーンと導体ビアとの接続部付近に、スリットが設けられてコプレナー線路が形成されている。コプレナー線路を設けることにより、アンテナを厚型化することなく、インダクタンス成分を増加させることができる。
特開２００６-２５３９２９号公報 米国特許出願公開第２００７／０１７６８２７号明細書
　特許文献１、２の技術にあっては、厚型化を招くことなくインダクタンス成分を増加させることができるが、以下のような問題点がある。
　特許文献１の構造では、インダクタンス要素を導体パッチ層に接続する第１導体ビアと、インダクタンス要素を導体プレーン層に接続する第２導体ビアの２つの導体ビアを単位構造ごとに設ける必要がある。したがって、構造が複雑になり、製造に要する工数が増えること等により製造効率の低下や製造コストの増大を招いてしまう。
　特許文献２の構造では、不要な電磁波が、コプレナー線路を形成するために設けた導体プレーンのスリットから漏れて、導体プレーンの外側に放射されてしまう。
　本発明は、前記事情に鑑み成されたものであって、薄型化及び低周波化を低コストで実現することが可能であり、しかも構造裏面への不要放射を低減することが可能な構造体を提供することを目的の１つとする。また、この構造体を含んだ、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ及び電子装置を提供することを目的の１つとする。
　本発明は前記目的を達成するために、以下のような構成を採用している。
　本発明の構造体は、第１導体と、前記第１導体に少なくとも一部が対向して設けられた第２導体と、前記第１導体と前記第２導体との間に配置され、前記第１導体又は前記第２導体のいずれか一方の導体プレーンと導体接続部を介して電気的に接続されているとともに他方の導体に対向して設けられ、開放端を有する伝送線路と、を含み、前記第２導体と前記伝送線路と前記導体接続部とを少なくとも含んで構成される単位構造を少なくとも一つ含むこと特徴とする。
　本発明のプリント基板は、前記の本発明に係る構造体を備えることを特徴とする。
　本発明のアンテナは、前記の本発明に係る構造体を備えることを特徴とする。
　本発明の伝送線路導波管変換器は、前記の本発明に係る構造体を反射板として備えることを特徴とする。
　本発明のアレイアンテナは、前記の本発明に係るアンテナをアレイ要素として、複数のアレイ要素を同一平面に配置して構成されることを特徴とする。
　本発明の電子装置は、前記の本発明に係る構造体、前記の本発明に係るプリント基板、前記の本発明に係るアンテナ、前記の本発明に係る伝送線路導波管変換器、前記の本発明に係るアレイアンテナの少なくとも１つを備えることを特徴とする。
　本発明にあっては、導体接続部の大型化を招くことなく構造体の動作帯域を容易に制御することができるので、構造体を薄型化することができる。動作帯域を制御する観点でコプスレナー線路を設ける必要性が低くなるので、コプスレナー線路に起因する電磁波の漏れを低減することができる。単位構造あたりの導体接続部の数を減らすことができるので、低コストの構造体にすることができる。
　以上のように、本発明の構造体は、薄型化及び低周波化を低コストで実現することが可能であり、しかも構造裏面への不要放射を低減することが可能なものになっている。本発明の構造体は、機器雑音抑制に寄与し、電子装置の誤動作低減等に有益である。本発明のアンテナは、マイクロ波・ミリ波帯域の電磁波を送受信する無線通信機器等の小型化に有益である。
　上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。
第１実施形態に係る構造体を示す平面図である。 第１実施形態に係る構造体を示す平面図である。 第１実施形態に係る構造体を示す断面図である。 第１実施形態に係る構造体の等価回路図である。 本発明に係るＣＲＬＨ伝送線路の分散関係の一例を示すグラフである。 第１実施形態の変形例に係る構造体を示す断面図である。 第１実施形態の変形例に係る構造体を示す断面図である。 第１実施形態の変形例に係る構造体を示す平面図である。 第１実施形態の変形例に係る構造体を示す平面図である。 第２実施形態に係るプリント基板を示す平面図である。 第２実施形態に係るプリント基板示す断面図である。 第２実施形態の変形例に係るプリント基板を示す平面図である。 第３実施形態に係るアンテナを示す断面図である。 図１３（ａ）に示したアンテナの平面図である。 第３実施形態に変形例に係るアンテナを示す断面図である。 図１４（ａ）に示したアンテナの平面図である。 第４実施形態に係る伝送線路導波管変換器を示す断面図である。 第５実施形態に係るアンテナを示す斜視図である。 第５実施形態に係るアンテナを示す平面図である。 第５実施形態に係るアンテナを示す平面図である。 第５実施形態に係るアンテナを示す断面図である。 第５実施形態に係るアンテナにおけるＣＲＬＨ伝送線路の分散関係を示す図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す断面図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す断面図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す平面図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す平面図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す斜視図である。 バランス条件を満たすＣＲＬＨ伝送線路の分散関係の一例を示す図である。 第６実施形態に係るアンテナを示す斜視図である。 第６実施形態に係るアンテナを示す断面図である。 第７実施形態に係るアンテナを示す平面図である。 第７実施形態の変形例に係るアンテナを示す平面図である。 第７実施形態の変形例に係るアンテナを示す平面図である。 第８実施形態に係るアンテナを示す平面図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す斜視面図である。 第５実施形態の変形例に係るアンテナを示す斜視図である。
　以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態を説明する。図面中の構造については、特徴的な部分を分かりやすく示すために、寸法や縮尺を実際の構造と異ならせていることがある。また、構成要素間の位置関係等について、ｘｙｚ座標系に基づいて説明することがある。このｘｙｚ座標系は、第１導体プレーンの面方向において互いに直交する２方向をｘ軸方向、ｙ軸方向としており、第１導体プレーンの法線方向をｚ軸方向としている。実施形態において同様の構成要素については、同じ符号を付して図示し、その詳細な説明を省略することがある。
　以下に示す構造体は、メタマテリアルの１つである左手系右手系複合媒質（ＣＲＬＨ伝送線路）を含むものである。本発明にあってはＣＲＬＨ伝送線路の分散関係が高精度に制御されており、本発明の構造体は、右手系媒質やＥＢＧ構造、左手系媒質として動作されることが可能になっている。
　具体的には、以下に示す構造体は、第１導体と、第１導体に少なくとも一部が対向して設けられた第２導体と、第１導体と第２導体との間に配置され、第１導体又は第２導体のいずれか一方の導体プレーンと導体接続部を介して電気的に接続されているとともに他方の導体に対向して設けられ、開放端を有する伝送線路と、を含み、第２導体と伝送線路と導体接続部とを少なくとも含んで構成される単位構造を少なくとも一つ含む。
　以上のような構造体において、第２導体と伝送線路と導体接続部を含んでオープンスタブが構成され、オープンスタブを含んだＣＲＬＨ伝送線路が構成される。伝送線路が第２導体に対向する面方向に設けられることにより、伝送線路の線路長を調整することが容易になっている。したがって、導体接続部のインダクタンス成分を増加させなくとも、ＣＲＬＨ伝送線路のアドミタンスを容易に調整することができる。よって、導体接続部の長さ、すなわち一方の導体と伝送線路との間の距離を長くする必要性が低くなり、構造体を薄型化することが可能になる。
　また、ＣＲＬＨ伝送線路のアドミタンスを増加させる観点で、コプレナー線路を設ける必要性が低くなり、コプレナー線路を形成するためのスリットを一方の導体に形成する必要性が低くなる。したがって、スリットの数を減らすことやスリットをなくすことができ、不要な電磁波がスリットを通って一方の導体の外側に放射されることを格段に低減することができる。
　また、オープンスタブによりＣＲＬＨ伝送線路が構成されているので、ショートスタブにより構成されるＣＲＬＨ伝送線路と比較して、単位構造あたりの導体接続部の数を減らすことができる。したがって、導体接続部の形成に要する工数やコストを低減することができる、低コストの構造体にすることができる。
［第１実施形態］
　図１は、第１実施形態に係る構造体をｚ軸正方向から見た平面図である。図２は、図１の導体パッチ４（図２で２点鎖線で示す）を透視して、構造体をｚ軸正方向から見た平面図である。図３は、図１及び図２のＡ－Ａ'線断面図である。
　図３に示すように、第１実施形態の構造体であるＣＲＬＨ伝送線路は、第１導体である導体プレーン１、誘電体層である下部誘電体２、第２の誘電体層である上部誘電体３、第２導電である導体パッチ４、導体接続部である導体ビア５、及び伝送線路６を含んでいる。導体プレーン１、導体パッチ４は、いずれも板状のものである。第１実施形態の構造体は、導体プレーン１を最下層として、導体プレーン１から上層に向かって下部誘電体２、伝送線路６、上部誘電体３、及び導体パッチ４がこの順に積層された構造になっている。導体ビア５は、下部誘電体２を貫通している。伝送線路６は、導体ビア５を介して導体プレーン１と電気的に接続されている。
　図１、図２に示すように、第１実施形態の構造体は、単位構造が導体プレーン１上に２次元的に繰返し、例えば周期的に配置された構造になっている。なお、単位構造が１次元的に繰り返し配置された構造にしてもよい。単位構造は、導体パッチ４を含む部分である。単位構造は、１つの導体パッチ４と導体プレーン１とに挟まれる部分に配置された、導体ビア５及び伝送線路６を含んでいる。ここでは複数の単位構造で導体プレーン１が共通になっている。導体プレーン１としては、導体パッチ４の列ごと、又は行ごとに設けられていてもよい。また、複数の導体パッチ４のうちの２以上が一体に設けられていてもよい。なお、図３における符号ａは、単位構造の１つが含まれる領域の幅を示し、符号ｂは導体ビア５の径、符号ｇは導体パッチ４の間隔、符号ｈは上部誘電体３の厚み、符号ｗは伝送線路６の線幅、符号ｔは下部誘電体２の厚みをそれぞれ示している。
　本実施形態の導体パッチ４は、平面形状が略正方形のものである。導体パッチ４は、ｘ軸方向の寸法及びｙ軸方向の寸法が導体プレーン１よりも小さくなっている。導体パッチ４の面方向は、導体プレーン１の面方向と略平行になっている。複数の導体パッチ４は、導体プレーン１と対向する平面上において繰返し、例えば周期的に配置されている。ここでは、複数の導体パッチ４が、ｘ軸方向及びｙ軸方向に等間隔で周期的に配置されており、２次元的に配列されている。複数の導体パッチ４において互いに隣接する２つの導体パッチ４の間に、間隔ｇに応じた電気容量が構成される。
　複数の導体パッチ４の各々と導体プレーン１との間に、伝送線路６が配置されている。伝送線路６と導体パッチ４との間に上部誘電体３が配置されている。本実施形態の伝送線路６は、導体パッチ４と対向する面内に平面的に設けられており、平面形状が渦巻形状（スパイラル形状）のものである。伝送線路６の一方の端部は、渦巻形状の中心部に配置されており、導体ビア５と接触して導通している。伝送線路６の他方の端部は、渦巻形状の外周部に配置されており、開放端（オープン端）になっている。すなわち、第１実施形態の構造体にあっては、第１導体プレーン（導体プレーン１）と第２導体プレーン（導体パッチ２）のいずれか一方の導体プレーンとして、第１導体プレーン（導体プレーン１）が選択されている。このように伝送線路６は、他方の導体プレーンである導体パッチ４をリターンパスとするオープンスタブとして機能するように構成されている。
　そして本実施形態に係る構造体は、単位構造が繰り返し、例えば周期的に配置されていることになる。単位構造は、導体プレーン１、導体パッチ４、導体ビア５、及び伝送線路６により構成されている。単位構造が繰り返し配置されることにより、構造体はメタマテリアルとして機能する。
　ここで「繰り返し」単位構造を配置する場合、互いに隣り合う単位構造において、同一のビアの間隔（中心間距離）が、想定している電磁波の波長λの１／２以内となるようにするのが好ましい。また「繰り返し」には、いずれかの単位構造において構成の一部が欠落している場合も含まれる。また単位構造が２次元配列を有している場合には、「繰り返し」には単位構造が部分的に欠落している場合も含まれる。また「周期的」には、一部の単位構造において構成要素の一部がずれている場合や、一部の単位構造そのものの配置がずれている場合も含まれる。すなわち厳密な意味での周期性が崩れた場合においても、単位構造が繰り返し配置されている場合には、メタマテリアルとしての特性を得ることができるため、「周期性」にはある程度の欠陥が許容される。なおこれらの欠陥が生じる要因としては、単位構造の間に配線やビアを通す場合、既存の配線レイアウトにメタマテリアル構造を追加する場合において既存のビアやパターンによって単位構造が配置できない場合、製造誤差、及び既存のビアやパターンを単位構造の一部として用いる場合などが考えられる。
　次に、第１実施形態の構造体の特性と、基本的な動作原理について説明する。第１実施形態の構造体は、繰返し、例えば周期的に配列された複数の単位構造が互いに容量結合しており、２次元のＣＲＬＨ伝送線路として動作する。分散関係にバンドギャップを有するように単位構造を構成する各種要素の寸法や位置、物性に関するパラメータを設定することにより、バンドギャップに対応する電磁波がＣＲＬＨ伝送線路を伝播しなくなる。このようなＣＲＬＨ伝送線路は、ＥＢＧ構造として機能する。例えば、ＥＢＧ構造を基板表面に設けると、所定の周波数帯の電磁波が基板表面を伝播しなくなり、基板を含んだデバイスにおいて電磁波の干渉を抑制することができる。
　図４は、第１実施形態の構造体に係るＣＲＬＨ伝送線路の単位構造について、ｘ軸方向又はｙ軸方向に伝播する電磁波に対する動作に対応した等価回路図として表現した図である。図４のＣＲは、導体プレーン１と導体パッチ４からなる平行平板のキャパシタンスであり、ＬＲは導体パッチ４のインダクタンスである。ＣＬは隣接する２つの導体パッチ４間のキャパシタンスであり、ＬＬは導体ビア５のインダクタンスを表す。オープンスタブは、伝送線路６により構成されている。
　ＣＲＬＨ伝送線路の直列インピーダンスＺは、ＣＬとＬＲとからなっており、角周波数をω（＝２πｆ)として、下記の式（１）で表される。ＣＲＬＨ伝送線路のアドミタンスＹはＣＲ、ＬＬ、及びオープンスタブからなっており、下記の式（２）で表される。式（２）におけるＺＳｔｕｂは、オープンスタブの入力インピーダンスであり、下記の式（３）で表される。式（３）における、ｃ０は真空中の光速、Ｚ０は伝送線路６（図４ではオープンスタブ）の特性インピーダンス、ｄは伝送線路６の線路長、εｅｆｆは伝送線路６の実効比誘電率である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ＣＲＬＨ伝送線路は、式（１）で表される直列インピーダンスＺの虚部が、式（２）、式（３）で表されるアドミタンスＹの虚部と異符号となる周波数帯で、バンドギャップを生じる。したがって、式（１）～（３）中のパラメータを適切に設計することにより、バンドギャップを所望の周波数帯に設定することができる。
　次に、ＣＲＬＨ伝送線路の分散関係について説明する。分散関係は、ＣＲＬＨ伝送線路を伝播する電磁波の波数（もしくは波長）に対する周波数の関係のことである。図４の単位構造の等価回路に周期境界条件を適用することで、ＣＲＬＨ伝送線路の分散関係を求めることができる。
　図５は、本発明に係るＣＲＬＨ伝送線路の分散関係の一例を示すグラフである。図５のグラフに用いたデータは、図３に示した各種パラメータとして、ａ＝３．５ｍｍ、ｇ＝５０μｍ、ｔ＝８００μｍ、ｈ＝１００μｍ、ｗ＝１５０μｍ、b＝２５０μｍとし、線路長をｄ＝９ｍｍ、下部誘電体２および上部誘電体３の比誘電率をε＝４．１８８、比透磁率μ＝１としたものである。図５のグラフにおいて、横軸は波数を表し、縦軸は周波数を表す。
　図５に示すように第１実施形態におけるＣＲＬＨ伝送線路の分散関係は、４．６ＧＨｚから６．０ＧＨｚまでの周波数帯で右肩下がりの曲線となっている。したがって、ＣＲＬＨ伝送線路は、この周波数帯で左手系媒質として動作する。また、分散関係は、９．２ＧＨｚから１０．７ＧＨｚまでの周波数帯で右肩上がりの曲線となっている。したがって、ＣＲＬＨ伝送線路は、この周波数帯で右手系媒質として動作する。また、右手系媒質として動作する周波数帯（右手系バンドと称する）と、左手系媒質として動作する周波数帯（左手系バンドと称する）との間の６．０ＧＨｚから９．２ＧＨｚまでの周波数帯が、バンドギャップになっている。
　オープンスタブの線路長ｄは伝送線路６の形状や寸法により定まるので、第１実施形態のように伝送線路６を平面的に設けると、オープンスタブの線路長ｄとして選択可能な数値範囲が格段に広くなる。オープンスタブの線路長ｄの設計自由度が高いため、構造体の分散関係を容易に制御することができ、例えばバンドギャップを所望の周波数帯に設定することが容易になる。
　第１実施形態の構造体にあっては、線路長ｄを長くするほどバンドギャップが低周波化される。線路長ｄを長くすることが容易であるので、バンドギャップを容易に低周波化することができる。したがって、バンドギャップを低周波化する観点で導体ビア５のインダクタンスを増加させる必要性が低くなり、導体ビア５の長さ（下部誘電体２の厚みｔ）を長くする必要性が低くなる。よって、下部誘電体２の厚みｔを低減することが可能になり、構造体の薄型化が可能となる。
　また、オープンスタブを採用しており、導体プレーン１と導体パッチ４との片方のみが伝送線路６に接続されている。したがって、導電プレート１、導体パッチ４がいずれも伝送線路６に接続される構成と比較して、単位構造あたりの導体ビアの数を減らすことができ、端的には単位構造あたりの導体ビアの数を１つにすることができる。これにより、導体ビアの形成工程を簡略化することができ、低コストの構造体にすることができる。
　また、オープンスタブによってアドミタンスＹを制御することができ、線路長ｄを調整することによりアドミタンスＹを容易に制御することができる。したがって、コプレナー線路を設けることによりアドミタンスＹを制御する必要性が低くなり、コプレナー線路を形成するためのスリットを設ける必要性が低くなる。よって、スリットの数を減らすことやスリットをなくすことができ、不要な電磁波がスリットを通って導体プレーン１の外側に放射されることが格段に低減される。
　なお、第１実施形態では、導体ビア５が上部誘電体３を貫通していない構成を例示したが、伝送線路６と導体プレーン１が電気的に接続されるように導体ビア５が設けられていればよく、導体ビア５の態様については適宜変形が可能である。例えば、図６に示すように、導体ビア５が上部誘電体３を貫通している構成を採用してもよく、この構成によっても本発明の効果を得ることができる。導体ビア５が上部誘電体３を貫通する貫通ビアである場合には、導体ビア５と導体パッチ４とを電気的に絶縁するために、導体パッチ４における導体ビア５の周囲に導体ビア５の径よりも大口径の開口を形成して、クリアランス８を設けるとよい。
　貫通ビアを採用する場合には、以下のようにして構造体を製造するとよい。まず、導体ビア５以外の積層体を形成した後、公知の加工方法、例えばエッチング等により導体パッチ４に開口を形成する。次いで、上部誘電体３、伝送線路６、下部誘電体２を貫通して導体プレーン１に通じる貫通口を、公知の加工方法、例えばドリル加工等により形成する。貫通孔の口径は、導体パッチ４の開口よりも小径にする。そして、貫通孔内に導体を埋め込むことにより、導体からなる導体ビア５を形成する。このようにすれば、構成要素を積層する工程が終了した後に導体ビア５を形成するので、積層する工程を中断して導体ビア５を形成する手法と比較して、構造体を低コストで効率よく製造することができる。
　第１実施形態では伝送線路６が導体ビア５を介して導体プレーン１に接続される構成を例示したが、図７に示すように伝送線路６が導体ビア５を介して導体パッチ４と接続される構成であってもよい。この構成は、第１導体プレーン（導体プレーン１）と第２導体プレーン（導体パッチ４）のいずれか一方の導体プレーンとして、導体パッチ４を選択した構成である。伝送線路６が、他方の導体プレーンである導体プレーン１をリターンパスとするオープンスタブとして機能し、この構造体も第１実施形態と同様に動作する。
　また、伝送線路６は、第１導体プレーン又は第２導体プレーンのいずれか一方の導体プレーンと電気的に接続されているとともに、他方の導体プレーンと対向していればよく、その形状や寸法については適宜変形することができる。以下、伝送線路６の形状等に関する変形例を説明する。
　第１実施形態では、伝送線路６の形状をスパイラル形状とした構成を例示したが、例えば図８に示すように伝送線路６の形状を略直線形状とした構成であってもよい。図８に示す伝送線路６は、一方の端部が導体パッチ４の略中央部と平面的に重なり、他方の端部が導体パッチ４の角部の１つと平面的に重なっている。伝送線路６は、一方の端部において導体ビア５と電気的に接続されている。伝送線路６の形状としては、スパイラル形状や直線形状の他にミアンダ形状等であってもよい。また、伝送線路６の配置や形状が、複数の単位構造において異なっていてもよい。例えば、スパイラル形状の伝送線路６が配置された単位構造と、直線形状の伝送線路６が配置された単位構造とが混在した構成にしてもよい。
　第１実施形態では、伝送経路６の一端が開放端になっており、他端が導体ビア５と接続されている構成を例示したが、伝送経路６において導体ビア５と接続を図る部分は端部以外であってもよい。例えば、図９に示すように伝送線路６が、導体ビア５との接続部を分岐部として、分岐部から互いに分岐した枝線路６ａ、６ｂを含んでいる構成にしてもよい。ここでは、枝線路６ａ、６ｂはいずれも分岐部と連続しており、長さが互いに異なっている。このような構成の伝送経路は、枝線路６ａ、６ｂが、接続部を起点として分岐した枝線路とみることができる。また、枝線路６ａ、６ｂからなる伝送線路において起点と終点との間の接続部において電気的な接続が図られているとみることもできる。このような整構造体にあっては、枝線路６ａ、６ｂのインピーダンス変換周期が異なるため、分散関係の設計自由度が格段に高くなる。さらに、枝線路６ａ、６ｂの一部を基点とする枝線路が設けられていてもよいし、枝線路６ａ、６ｂが互いに異なる方向に延在していてもよい。枝線路の平面形状は、直線形状、折れ線形状、曲線形状、これらを組み合わせた形状等から適宜可能である。
　第１実施形態では、導体パッチ４が正方形である構成を例示したが、導体パッチ４が正方形以外の形状であってもよい。また、単位構造が正方格子状に周期的に配列されている構成を例示したが、互いに隣接する導体パッチ４間が容量結合していればよく、単位構造の配列が三角格子状の配列や１次元周期配列であってもよい。導体パッチ４の形状や配置として第１実施形態と異なる態様を採用した場合であっても、隣接する導体パッチ４間が容量結合していれば、本発明の効果を得ることができる。
　第１実施形態では、構造体がＥＢＧ構造として動作する場合について説明したが、構造体を左手系媒質として動作させることも可能である。
　次に説明する第２～第４実施形態では、本発明に係る構造体を含んだ、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器について説明する。第２～第４実施形態では構造体が、主としてＥＢＧ構造として動作するようになっている。
　また、後に説明する第５～第８実施形態では、構造体を含んだアンテナについて説明する。第５～第８実施形態では、構造体が主として左手系媒質として動作するようになっている。
［第２実施形態］
次に本発明の第２実施形態に係るプリント基板について説明する。図１０は、第２実施形態のプリント基板２０の概略構成を示す平面である。図１１は、図１０のＡ２－Ａ２'線断面図である。図１０、図１１に示すようにプリント基板２０は、グランドプレーン２１と、デバイス２２、２３と、デバイス２２、２３の間に配置されたＥＢＧ構造２４とを備える。プリント基板２０は、デバイス２２、２３が設けられた表層からグランドプレーン２１に至る厚み部分が誘電体により構成されている。デバイス２２はノイズ源となるデバイスであり、デバイス２３はノイズの影響を受けやすいデバイスである。
　図１１に示すように、デバイス２２、２３は、いずれもグランドプレーン２１に接続されている。プリント基板２０の誘電体部分とグランドプレーン２１は、一種の表面波線路を形成している。デバイス２２にて生じたノイズが、表面波線路を伝播してデバイス２３に入射することで、デバイス２３に誤動作等を引き起こす要因となりうる。第２実施形態のプリント基板２０では、デバイス２２、２３間においてノイズの伝播経路となりうる表面波線路を遮って、ＥＢＧ構造２４が配置されている。
　ここでは、デバイス２２からデバイス２３に向かう方向と交わる方向において、プリント基板２０の一端から他端まで連続して帯状のＥＢＧ構造２４が配置されている。ＥＢＧ構造２４は、本発明の構造体により構成されており、第１実施形態にて説明したように分散関係にバンドギャップを含んでいる。バンドギャップは、デバイス２２にて生じるノイズの周波数帯を含んだ周波数帯に設定されている。
　このような構成のプリント基板２０にあっては、デバイス２２にて生じたノイズがＥＢＧ構造２４により遮断される。したがって、ノイズがデバイス２３に到達することが格段に低減され、デバイス２３の誤動作を抑制することができる。ＥＢＧ構造２４は本発明を適用したものであるので、プリント基板２０を薄型にすることができる。また、ＥＢＧ構造２４のバンドギャップを低コストで低周波化することができるので、幅広い周波数帯のノイズに対応可能であり、また低コストのプリント基板２０にすることができる。
　なお、第２実施形態では、帯状のＥＢＧ構造２４設けた構成を例示したが、ＥＢＧ構造２４がノイズの伝播経路を遮断するように配置されていればよく、ＥＢＧ構造２４の平面形状や配置については適宜変形可能である。例えば、図１２に示すように、ノイズの影響を受けやすいデバイス２３を囲むようにＥＢＧ構造２４を設けてもよい。
　また、第２実施形態ではＥＢＧ構造をプリント基板に搭載した構成を例示したが、プリント基板以外の電子部品にＥＢＧ構造を搭載した場合にも、本発明の効果を得ることができる。例えば、デバイスのパッケージ基板等に本発明に係るＥＢＧ構造を設けることや、シリコンをはじめとする半導体デバイスに微細配線プロセスを用いてＥＢＧ構造を設けることも当然可能である。
　また、ここではデバイス間のノイズ伝播抑制を例に説明したが、例えば近接して設置されたアンテナ間の不要な結合を抑制する場合にも、デバイスの場合と全く同様に、本発明に係るＥＢＧ構造を用いることができる。
［第３実施形態］
　次に、本発明の第３実施形態に係るアンテナについて説明する。図１３（ａ）は、本発明に係るＥＢＧ構造を反射板として用いたパッチアンテナの一例を示す断面図であり、（ｂ）はパッチアンテナの平面図である。図１３に示すようにパッチアンテナ３０は、ＥＢＧ構造３１、アンテナエレメント３２、及び同軸給電線路３３より構成されている。
　パッチアンテナ３０は、概略板状の基板を主体として構成されている。アンテナエレメント３２は、概略板状のものであり、基板の一方の面に当接して設けられている。同軸給電線路３３は、基板の他方の面に設けられているとともに、基板を貫通してアンテナエレメント３２と電気的に接続されている。ＥＢＧ構造３１はアンテナエレメント３２を環状に囲む周囲、又はこの周囲の一部に配置される。ＥＢＧ構造３１のバンドギャップは、パッチアンテナ３０の使用周波数帯に対応させて設計されている。
　このような構成のパッチアンテナ３０において、アンテナエレメント３２にて発生した表面波は、基板の一方の面を伝播してＥＢＧ構造３１により遮断される。したがって、表面波が基板の他方の面に伝播することが防止され、表面波が他方の面から放射されなくなるので、アンテナ特性の劣化を避けることができる。
　なお、バッチアンテナの他のアンテナ、例えば逆Ｌ型アンテナ等に本発明の構造体を適用することも可能である。図１４（ａ）は、本発明に係るＥＢＧ構造を反射板として用いた逆Ｌ型アンテナ３５の一例を示す断面図であり、（ｂ）はパッチアンテナの平面図である。
　図１４に示すように逆Ｌ型アンテナ３５は、ＥＢＧ構造３６、アンテナエレメント３７、及び同軸給電線路３８を備えている。逆Ｌ型アンテナ３５概略板状の基板を主体として構成されている。アンテナエレメント３７は、基板の一方の面からこの面の法線方向に突出し、基板から離れた位置で折れ曲がり基板の面方向に延在している。同軸給電線路３８は、基板の他方の面に設けられているとともに、基板を貫通してアンテナエレメント３７と電気的に接続されている。
　ＥＢＧ構造３６は、一方の面から法線方向に突出する部分のアンテナエレメント３７を環状に囲む周囲、又はこの周囲の一部に配置される。ＥＢＧ構造３６は、基板の面方向に延在する部分のアンテナエレメント３７と他方の面の法線方向において重なる領域からこの領域の外側まで張り出して配置されている。ＥＢＧ構造３６は、アンテナエレメント３７の反射板として機能するようになっている。
　このような構成の逆Ｌ型アンテナ３５にあっては、パッチアンテナ３０と同様に他方の面からの放射が抑制される。また、ＥＢＧ構造３６が反射板として機能し、ＥＢＧ構造３６で電磁波が同相反射ので、アンテナエレメント３７をＥＢＧ構造３６の表面に近接して配置することが可能となる。これにより、従来と比べて大幅に薄型の逆Ｌ型アンテナ３５を実現することが可能となる。なお、ここではアンテナとしてパッチアンテナ３０と逆Ｌ型アンテナ３５を例示して説明したが、他の態様のアンテナに本発明の構造体を適用することもでき、これにより本発明の効果を得ることができる。
［第４実施形態］
　次に、本発明の第４実施形態に係る伝送線路導波管変換器について説明する。図１５は、本発明に係るＥＢＧ構造を反射板として用いた伝送線路導波管変換器の一例を示す断面図である。図１４に示すように伝送線路導波管変換器４０は、反射板としてのＥＢＧ構造４１、伝送線路４２、及び導波管４３を備えている。ＥＢＧ構造４１のバンドギャップは、伝送する電磁波の周波数帯に対応させて設計されている。
　このような構成の伝送線路導波管変換器４０にあっては、ＥＢＧ構造４１で電磁波が同相反射するので、伝送線路４２をＥＢＧ構造４１の表面に近接して配置することが可能となる。これにより、薄型の伝送線路導波管変換器４０を実現することが可能となる。
［第５実施形態］
　次に、本発明に係る第５実施形態のアンテナについて説明する。本実施形態のアンテナは、本発明に係る構造体を含んでおり、構造体が左手系媒質として動作するようになっている。
　図１６は、本発明の第５実施形態に係るアンテナの概略構成を示す斜視図である。図１６には、説明の便宜上アンテナの一部を透視して内部構造を図示している。図１７は、第５実施形態のアンテナをｚ軸正方向から見た平面図である。図１８は、導体パッチ４を透視して第５実施形態のアンテナをｚ軸正方向から見た平面図である。図１９は、図１７及び図１８の線分Ａ３－Ａ３'線断面図である。
　図１９に示すように第５実施形態のアンテナは、第１導体プレーンである導体プレーン１、下部誘電体２、上部誘電体３、第２導電プレーンである導体パッチ４、導体ビア５、伝送線路６、給電部であるマイクロストリップライン７を含んでいる。導体プレーン１、導体パッチ４は、いずれも板状のものである。第５実施形態における構造体は、導体プレーン１を最下層として、導体プレーン１から上層に向かって下部誘電体２、伝送線路６、上部誘電体３、導体パッチ４がこの順に積層された構造になっている。マイクロストリップライン７は、導体パッチ４と同一の平面すなわち、上部誘電体３上に設けられており、導体パッチ４の１つと電気的に接続されている。導体ビア５は、下部誘電体２を貫通している。伝送線路６は、導体ビア５を介して導体プレーン１と電気的に接続されている。
　図１７、図１８に示すように、第５実施形態のアンテナは、単位構造が導体プレーン１上に１次元的に周期的に配置された構造になっている。単位構造は、導体パッチ４を含む部分である。単位構造は、１つの導体パッチ４と導体プレーン１とに挟まれる部分に配置された、導体ビア５及び伝送線路６を含んでいる。なお、図１７に示す符号ｓは、導体パッチ４において隣接する導体パッチ４と向かい合う辺（ここでは長辺）の寸法を示している。また、図１９における符号ａは、単位構造の１つが含まれる領域の幅を示し、符号ｂは導体ビア５の径、符号ｇは導体パッチ４の間隔、符号ｈは上部誘電体３の厚み、符号ｗは伝送線路６の幅、符号ｔは下部誘電体２の厚みをそれぞれ示している。
　本実施形態の導体パッチ４は、平面形状が略長方形のものである。導体パッチ４は、ｘ軸方向の寸法及びｙ軸方向の寸法が導体プレーン１よりも小さくなっている。導体パッチ４の面方向は、導体プレーン１の面方向と略平行になっている。複数の導体パッチ４は、導体プレーン１と対向する平面上において周期的に配置されている。ここでは、複数の導体パッチ４が、導体パッチ４の短辺方向であるｘ軸方向において等間隔で周期的に配置されており、１次元的に配列されている。複数の導体パッチ４において互いに隣接する２つの導体パッチ４の間に、間隔ｇに応じた電気容量が構成される。
　マイクロストリップライン７は、複数の導体パッチ４のうちの最も端に位置する導体パッチ４と電気的に接続されている。マイクロストリップライン７は、導体パッチ４からｘ軸負方向に延設されており、図示略の無線回路と電気的に接続されている。無線回路から供給される電気信号が、マイクロストリップライン７を介して導体パッチ４に入力されるようになっている。
　複数の導体パッチ４の各々と導体プレーン１との間に、導体パッチ４をリターンパスとする伝送線路６が配置されている。伝送線路６と導体パッチ４との間に上部誘電体３が配置されている。本実施形態の伝送線路６は、平面形状が渦巻形状のものである。伝送線路６の一方の端部は、渦巻形状の中心部に配置されており、導体ビア５と接触して導通している。伝送線路６の他方の端部は、渦巻形状の外周部に配置されており、開放端になっている。すなわち、第５実施形態における構造体にあっては、第１導体プレーン（導体プレーン１）と第２導体プレーン（導体パッチ２）のいずれか一方の導体プレーンとして、第１導体プレーン（導体プレーン１）が選択されている。このように伝送線路６は、他方の導体プレーンである導体パッチ４をリターンパスとするオープンスタブとして機能するように構成されている。
　次に、第５実施形態のアンテナの特性と、基本的な動作原理について説明する。第５実施形態のアンテナにおいて、周期的に配列された複数の単位構造は、互いに容量結合しており、１次元のＣＲＬＨ伝送線路として動作する。単位構造のうち少なくとも一つを電気的に励振すると、ＣＲＬＨ伝送線路に線路長共振が生じて電磁波が放射される。ここでは、マイクロストリップライン７を介して伝達される電気信号により、マイクロストリップライン７と接続された単位構造が電気的に励振するようになっている。なお、ここではＣＲＬＨ伝送線路の端部に給電する構成を例示しているが、アンテナと給電部とのインピーダンス整合をとるために、ＣＲＬＨ伝送線路の端部以外の導体パッチに給電する構成にしてもよい。
　第５実施形態のアンテナは、ＣＲＬＨ伝送線路のｘ軸方向に１／２波長共振が生じることを利用したものであり、１種の共振器と考えることができる。共振器中の波長と周波数の関係は、共振器内部の媒質の分散関係によって決定される。通常の誘電体において、比誘電率ε、比透磁率μの分散関係は、下記の式（４）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）において、ｃ０は真空中の光速、ω（＝２πｆ）は角周波数、ｋ（＝２π／λ）は波数を表す。式（４）より、通常の誘電体は、角周波数を小さくすると波長が大きく整なる右手系媒質として振舞うことがわかる。本実施形態のアンテナは、単位構造が周期的に配列されていることにより、ＣＲＬＨ伝送線路として動作する。アンテナから放射させる電磁波の周波数帯において、ＣＲＬＨ伝送線路が左手系媒質として動作するように、分散関係が設定されている。ＣＲＬＨ伝送線路が左手系媒質として動作するので、周波数が低いほど電磁波の波長を短くすることが可能であり、アンテナの大幅な小型化を実現することができる。
　ＣＲＬＨ伝送線路が左手系媒質として動作するには、図４のアドミタンスＹが所望の周波数帯で誘導性（アドミタンスＹの虚部が負）である必要がある。したがって、アンテナの動作帯域を低周波化するには、アドミタンスＹが誘導性になる周波数帯を低周波化すればよい。式（２）、式（３）より、アドミタンスＹはオープンスタブの線路長ｄの関数であり、線路長ｄを大きくすることで、アドミタンスＹが誘導性になる周波数帯を低周波化できる。図４に示した単位構造の等価回路に周期境界条件を適用することで、アンテナにおけるＣＲＬＨ伝送線路の分散関係を求めることができる。
　図２０は、分散関係の一例を示すグラフである。図２０のグラフに用いたデータは、図１７、図１９に示した各種パラメータとして、ｓ＝１２ｍｍ、ａ＝３．５ｍｍ、ｇ＝５０μｍ、ｔ＝８００μｍ、ｈ＝１００μｍ、ｗ＝１５０μｍ、b＝２５０μｍとし、線路長をｄ＝８ｍｍ、下部誘電体２および上部誘電体３の比誘電率をε＝４．１８８、比透磁率μ＝１としたものである。図２０のグラフにおいて、横軸は波数を表し、縦軸は周波数を表す。
　図２０に示すように、第５実施形態におけるＣＲＬＨ伝送線路の分散関係は、４．２から４．９ＧＨｚまでの周波数帯で右肩下がりの曲線となっている。したがって、ＣＲＬＨ伝送線路は、この周波数帯で左手系媒質として動作する。また、分散関係は、９．３ＧＨｚから１１．７ＧＨｚまでの周波数帯で右肩上がりの曲線となっている。したがって、ＣＲＬＨ伝送線路は、この周波数帯で右手系媒質として動作する。一般に、線路長Ｌの共振器に１／２波長の共振が生じる条件はｎを整数として、以下の式（５）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ＣＲＬＨ伝送線路を構成する単位構造の個数をＮとした場合、ＣＲＬＨ伝送線路全体の線路長Ｌは、Ｌ＝Ｎ×ａで与えられる。線路長Ｌを式（５）に代入すれば、ＣＲＬＨ伝送線路における共振条件として、下記の式（６）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図２０のグラフ中の縦線は、図１６のアンテナ構造に対応してＮ＝４、ａ＝３．５ｍｍとした場合に共振条件を満たす波数を表す。したがって、図２０の縦線と分散関係の交点が１／２波長共振周波数を与える。図２０に示す周波数帯において、右手系バンドにｎ＝０，１，２，３に相当する共振点が存在し、左手系バンドにｎ＝０，－１，－２，－３に相当する共振点が存在する。
　図２０のグラフにおいて、原点を通る直線は、下部誘電体２および上部誘電体３からなる誘電体基板の分散関係である。この誘電体基板の分散関係は、式（５）に下部誘電体２および上部誘電体３の比誘電率をε＝４．１８８、比透磁率μ＝１を代入することにより得られる。誘電体基板の分散関係よりも低周波数帯では、ＣＲＬＨ伝送線路を伝播する電磁波の波長が、誘電体基板内よりも短縮される。したがって、本実施形態のＣＲＬＨ伝送線路にあっては、左手系バンドのｎ＝０，－１，－２，－３に相当する共振点を利用することで、誘電体基板を用いた通常のパッチアンテナより小型のアンテナを実現することができる。
　また、誘電体基板の分散関係よりも高周波帯に含まれる共振点では、ＣＲＬＨ伝送線路を伝播する電磁波の波長が誘電体基板内よりも伸長される。したがって、例えばアンテナを大型化することにより、放射効率を高めることも可能である。
　本実施形態のアンテナにおけるＣＲＬＨ伝送線路のアドミタンスＹは、式（２）、式（３）により求まる。したがって、式（２）、式（３）に含まれるパラメータを適切に設計することにより、左手系バンドを所望の周波数帯に設計することができる。
　本発明に係る構造体にあってはオープンスタブの線路長ｄの設計自由度が高いため、本実施形態のアンテナの動作帯域を容易に制御することができ、またアンテナの薄型化が可能になっている。また、オープンスタブを採用しているので、単位構造あたりの導体ビアの数を減らすことができ、低コストのアンテナにすることができる。
　また、オープンスタブによってアドミタンスＹを制御することができ、コプレナー線路を設けることによりアドミタンスＹを制御する必要性が低くなる。したがって、コプレナー線路を形成するためのスリットを設ける必要性が低くなり、不要な電磁波がスリットを通って導体プレーン１の外側に放射されることが格段に低減される。
　なお、第５実施形態では、導体ビア５が上部誘電体３を貫通していない構成を例示したが、伝送線路６と導体プレーン１が電気的に接続されるように導体ビア５が設けられていればよく、導体ビア５の態様については適宜変形が可能である。例えば、図２１に示すように、導体ビア５が上部誘電体３を貫通している構成を採用してもよい。このような構成においても本発明の効果を得ることができる。導体ビア５が上部誘電体３を貫通する貫通ビアである場合には、導体ビア５と導体パッチ４とを電気的に絶縁するために、導体パッチ４における導体ビア５の周囲に開口を形成して、クリアランス８を設けるとよい。
　第５実施形態では伝送線路６が導体ビア５を介して導体プレーン１に接続される構成を例示したが、図２２に示すように、伝送線路６が導体ビア５を介して導体パッチ４と接続される構成であってもよい。この構成は、第１導体プレーン（導体プレーン１）と第２導体プレーン（導体パッチ４）のいずれか一方の導体プレーンとして、導体パッチ４を選択した構成である。伝送線路６が、他方の導体プレーンである導体プレーン１をリターンパスとするオープンスタブとして機能し、この構成のアンテナも第５実施形態と同様に動作する。
　第５実施形態では、伝送線路６の形状をスパイラル形状とした構成を例示したが、例えば図２３に示すように伝送線路の形状が略直線形状であってもよい。図２３に示す伝送線路６は、一方の端部が導体パッチ４の略中央部と平面的に重なり、他方の端部が導体パッチ４の長辺方向の端部の１つと平面的に重なっている。伝送線路６は、一方の端部において導体ビア５と電気的に接続されている。伝送線路６の形状としては、スパイラル形状や直線形状の他にミアンダ形状等であってもよい。また、伝送線路６の配置や形状が、複数の単位構造において異なっていてもよい。例えば、スパイラル形状の伝送線路が配置された単位構造と、直線形状の伝送線路が配置された単位構造とが混在した構成にしてもよい。
　第５実施形態では、伝送経路６の一端が開放端になっており、他端が導体ビア５と接続されている構成を例示したが、伝送経路６において導体ビア５と接続を図る部分は端部以外であってもよい。例えば、図２４に示すように伝送線路６が、導体ビア５との接続部を分岐部として、分岐部から互いに分岐した枝線路６ａ、６ｂを含んでいる構成にしてもよい。ここでは、枝線路６ａ、６ｂはいずれも分岐部と連続しており、長さが互いに異なっている。このような構成の伝送経路は、枝線路６ａ、６ｂが、接続部を起点として分岐した枝線路とみることができる。また、枝線路６ａ、６ｂからなる伝送線路において起点と終点との間の接続部において電気的な接続が図られているとみることもできる。このような構造体にあっては、枝線路６ａ、６ｂのインピーダンス変換周期が異なるため、分散関係の設計自由度が格段に高くなる。さらに、枝線路６ａ、６ｂの一部を基点とする枝線路が設けられていてもよいし、枝線路６ａ、６ｂが互いに異なる方向に延在していてもよい。枝線路の平面形状は、直線形状、折れ線形状、曲線形状、これらを組み合わせた形状等から適宜可能である。
　第５実施形態では、導体パッチ４が長方形である構成を例示したが、隣接する導体パッチ４間が容量結合していればよく、導体パッチ４が正方形等の形状であっても本発明の効果を得ることができる。
　第５実施形態では、給電部としてマイクロストリップラインを用いる場合を示したが、マイクロストリップライン以外の給電部を用いることもできる。例えば、図２５に示すように、導体プレーン１にスリットを設けてコプレナー線路１１を形成して、コプレナー線路１１を給電部としてＣＲＬＨ伝送線路に給電する構成を採用してもよい。
　コプレナー線路１１は、ＣＲＬＨ伝送線路の端に位置する単位構造の導体ビア５に接続されている。図示略の無線回路からの電気信号が、コプレナー線路１１を介してＣＲＬＨ伝送線路に供給される。このような構成のアンテナにあっては、導体プレーン１にスリットを設ける必要があるため、アンテナにおいてコプレナー線路１１が設けられている裏面から外側へ電磁波が漏れ出してしまう。しかしながら、単位構造の少なくとも１つに対してコプレナー線路１１を設ければよく、コプレナー線路１１の数を減らすことができるので、裏面側への電磁波の放射を最小限度にすることができる。図２５には、ＣＲＬＨ伝送線路の端部に給電する構成を図示したが、アンテナと給電部とのインピーダンス整合をとるために、ＣＲＬＨ伝送線路の端部以外に給電する構成にしてもよい。また、導体パッチ４が他方の導体プレーンである場合に、導体パッチ４にコプレナー線路を設けることも可能である。例えば、導体パッチ４の長辺方向に延在するコプレナー線路を設けると、アドミタンスＹに含まれるインダクタンスを増加させることが容易になる。
　また図３３に示すように、本実施形態において給電部としてのマイクロストリップライン７は、外側に位置する単位構造の導体パッチ４に容量結合することにより、アンテナに給電を行ってもよい。
　この場合、図３４に示すように、マイクロストリップライン７と容量結合している導体パッチ４と、マイクロストリップライン７の双方に重なる位置に補助導体パッチ１０を設けてもよい。補助導体パッチ１０は、マイクロストリップライン７及び導体パッチ４と箱となるそうにも受けられている。補助導体パッチ１０とマイクロストリップライン７の間には第１の容量が形成され、補助パッチ１０と導体パッチ４の間には第２の容量が形成される。すなわち補助導体パッチ１０を設けることにより、第１の容量と第２の容量を直列に接続した容量が、マイクロストリップライン７と導体パッチ４の間に形成される容量に対して並列に設けられることになる。このため、補助導体パッチ１０の大きさやレイアウトを変えることにより、マイクロストリップライン７のインピーダンスをアンテナに容易に整合させることができる。
　なお図２５に示すコプレナー線路１１も、外側に位置する単位構造に容量結合することにより、アンテナに給電を行ってもよい。
　本発明のアンテナは、プリント基板やデバイスパッケージ基板の製造に用いられる一般的なプロセスにより、容易に製造することが可能である。また、半導体技術に用いられる微細配線プロセス等を用いて、例えばシリコンをはじめとする半導体デバイスに本発明のアンテナを設けることも可能である。
［第６実施形態］
　次に、本発明の第６実施形態に係るアンテナについて説明する。図２０に示したように、第５実施形態におけるＣＲＬＨ伝送線路の分散関係は、右手系バンドと左手系バンドの間、すなわち４．９ＧＨｚから９．３ＧＨｚまでの周波数帯に、バンドギャップを有している。これは、図４に示した等価回路図において、右手系バンドの下限周波数を規定する直列インピーダンスＺの共振周波数と、左手系バンドの上限周波数を規定するアドミタンスＹの共振周波数にギャップがあるためである。
　ＣＲＬＨ伝送線路の分散関係にバンドギャップが存在する場合に、ＣＲＬＨ伝送線路のブロッホインピーダンスは、急峻な周波数依存性を持つことが知られている。そのため、バンドギャップを有する場合には、給電線路との広帯域なインピーダンス整合をとることが困難である。このような理由により、アンテナの一部として動作させるＣＲＬＨ伝送線路については、アドミタンスＹと直列インピーダンスＺの共振周波数を一致させてバンドギャップを消失させる条件（バランス条件と称する）を満たすように設計することが好ましい。
　図２６は、バランス条件を満たすように設計されたＣＲＬＨ伝送線路の分散関係の一例を示すグラフである。図２６に示すように、バランス条件を満たすように設計すると、バンドギャップが消失して右手系バンドと左手系バンドが接続される。バランス条件を満たすには、隣接する２つの導体パッチ４間の容量であるＣＬを大きくして、直列インピーダンスＺの共振周波数を低周波化するとよい。
　図２７は本発明の第６実施形態に係るアンテナを示す斜視図である。図２８は、図２７のＡ４－Ａ４'線断面図である。図２７、図２８に示すように、第６実施形態のアンテナは、第５実施形態のアンテナに補助導体パッチ９を追加したものである。補助導体パッチ９は、下部誘電体２と上部誘電体３に挟まれた層、すなわち伝送線路６と同一層に設けられている。補助導体パッチ９は、隣接する２つの導体パッチ４の双方と、Ｚ軸方向において重なるように配置されている。補助導体パッチ９は、平面形状が長方形のものであり、その長辺方向が導体パッチ４の長辺方向と一致している。
　第６実施形態のアンテナにあっては、隣接する２つの導体パッチ４間の直接的な容量結合に、補助導体パッチ９を介した容量結合が並列に接続される。したがって、２つの導体パッチ４間の容量であるＣＬを容易に増加させることができ、バランス条件を満たすＣＲＬＨ伝送線路を容易に設計することができる。
　なお、第６実施形態では、補助導体パッチ９の形状として長方形の場合を示したが、隣接する２つの導体パッチ４の双方と重なることにより電気的な容量を構成するものであればよく、補助導体パッチ９の形状としては適宜変形可能である。
　また、第６実施形態では補助導電パッチ９を伝送線路６と同一層に設けられた構成を例示したが、隣接する２つの導体パッチ４の双方と重なることにより電気的な容量を構成するものであればよく、補助導電パッチ９が伝送線路６と異なる層に設けられた構成であってもよい。また、第１～第４実施形態に係る構造体において、補助導電パッチ９が設けられた構成にすることも可能である。
［第７実施形態］
　次に、本発明の第７実施形態に係るアンテナについて説明する。図２９は、第７実施形態のアンテナをｚ軸正方向から見た平面図である。図３０、図３１は、それぞれ、本発明の第７実施形態の変形例のアンテナをｚ軸正方向から見た平面図である。
　第７実施形態のアンテナは、単位構造が２次元的に周期配列されている点で、第５、第６実施形態のアンテナと異なる。ここでは、導体パッチ４の形状が正方形であり、単位構造がｘ軸方向に３つ、ｙ軸方向に４つ配列されている。第７実施形態のアンテナは、ｘ軸方向とｙ軸方向に線路長Ｌの異なるＣＲＬＨ伝送線路が形成されているため、ｘ軸方向とｙ軸方向とで１／２波長共振が生じる周波数が異なる。これにより、第７実施形態のアンテナは、デュアルバンドアンテナまたはマルチバンドアンテナとして機能するようになっている。
　なお、図３０に示すように、第７実施形態のアンテナに、第６実施形態で説明した補助導体パッチ９を設けた構成にしてもよい。図３０に示すアンテナには、ｘ軸方向において隣接する２つの導体パッチ４の間と、ｙ軸方向において隣接する２つの導体パッチ４の間とに、それぞれ補助導体パッチ９が設けられている。このような構成のアンテナにあっては、隣接する導体パッチ４間の容量を容易に増加させることができ、ＣＲＬＨ線路のバランス条件を満たしたデュアルバンドアンテナまたはマルチバンドアンテナを容易に実現することが可能である。
　また、ｘ軸方向において隣接する導体パッチ４の間と、ｙ軸方向において隣接する導体パッチ４の間の一方のみに補助導体パッチ９が設けられた構成にしてもよい。図３１に示すアンテナにおいて、単位構造がｘ軸方向に３つ、ｙ軸方向に３つ配列されている。ｙ軸方向において隣接する２つの導体パッチ４の間に、補助導体パッチ９が設けられている。この構成のアンテナにあっては、補助導体パッチ９がｙ軸方向にのみ設けられているので、ＣＲＬＨ伝送線路の分散関係が、ｘ軸方向とｙ軸方向とで異方性を示す。すなわち、ｘ軸方向とｙ軸方向とで対称的に単位構造が配列されているが、ｘ軸方向とｙ軸方向で１／２波長共振が生じる周波数が異なる。これにより、図３１に示したアンテナは、デュアルバンドアンテナまたはマルチバンドアンテナとして使用することができる。
　なお、図３１にはｙ軸方向のみに補助導体パッチ９を設ける構成を例示したが、当然ながら、ｘ軸方向のみに補助導体パッチ９を設ける構成にしてもよい。また、分散関係がｘ軸方向とｙ軸方向で異方性を有するように、例えばｘ軸方向とｙ軸方向で補助導体パッチ９の大きさを異ならせた構成にしてもよい。図２９、図３０では給電部としてマイクロストリップライン７を用いた場合を示したが、図２５に示したコプレナー線路１１やその他の給電部を用いることもできる。
［第８実施形態］
　次に、本発明の第８実施形態に係るアレイアンテナについて説明する。図３２は、第８実施形態のアレイアンテナの構成を模式的に示す平面図である。図３２に示すように、第８実施形態のアレイアンテナは、本発明に係るアンテナをアレイ要素５０として、プリント基板５１に複数のアレイ要素５０が配列された構成になっている。ここでは、アレイ要素５０として第５実施形態で説明したアンテナを採用しており、４つのアレイ要素５０が１次元的に配列されている。アレイ要素５０は、マイクロストリップライン７により並列に接続されている。
　第８実施形態のアレイアンテナにあっては、指向性がビーム状となり、ビーム方向のアンテナ利得を増大させることができる。なお、アレイ要素５０として本発明の他の実施形態のアンテナを用いることも当然可能である。また、アレイ要素５０の数を増やすことでさらにビームを鋭くし、ビーム方向の利得を増大することができる。
　なお上記した各実施形態に示した構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、及びアレイアンテナは、電子装置の一部として用いられる。
　この出願は、２００９年４月３０日に出願された日本特許出願特願２００９－１１１４３８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (28)

  1. 　第１導体と、
    　前記第１導体に少なくとも一部が対向して設けられた第２導体と、
    　前記第１導体と前記第２導体との間に配置され、前記第１導体又は前記第２導体のいずれか一方と導体接続部を介して電気的に接続されているとともに他方の導体に対向して設けられ、開放端を有する伝送線路と、を含み、
    　前記第２導体と前記伝送線路と前記導体接続部とを少なくとも含んで構成される単位構造を少なくとも一つ含むことを特徴とする構造体。
  2. 　前記単位構造が繰り返し配置されていること特徴とする請求項１に記載の構造体。
  3. 　前記第１導体は、繰り返し配置されている複数の前記単位構造で共通になっていることを特徴とする請求項１又は２に記載の構造体。
  4. 　前記第１導体において前記第２導体に対向する面の面方向の寸法が、前記第２導体において前記第１導体に対向する面の面方向の寸法と異なることを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載の構造体。
  5. 　前記他方の導体が前記伝送線路のリターンパスであることを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の構造体。
  6. 　前記第２導体において前記第１導体と対向する面が、前記第１導体において前記第２導体と対向する面と平行になっていることを特徴とする請求項１～５のいずれか一項に記載の構造体。
  7. 　前記第１導体又は前記第２導体の前記一方の導体と前記伝送線路との間に配置された誘電体層を含み、
    　前記導体接続部が前記誘電体層を貫通して設けられた導体ビアであることを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載の構造体。
  8. 　前記一方の導体と前記伝送線路との間に配置された誘電体層と、前記他方の導体と前記伝送線路との間に配置された第２の誘電体層を含み、
    　前記他方の導体に開口が設けられており、
    　前記導体接続部が、前記誘電体層と前記第２の誘電体層とを貫通して設けられた導体ビアであるとともに、一部が前記開口内に配置されており前記他方の導体と非接触になっていることを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載の構造体。
  9. 　前記単位構造が、前記第１導体と平行な平面上に１次元的に又は２次元的に周期的に配置されていることを特徴とする請求項１～８のいずれか一項に記載の構造体。
  10. 　前記伝送線路は、前記他方の導体と対向する面に平面的に設けられており、該伝送線路の平面形状がスパイラル形状になっていることを特徴とする請求項１～９のいずれか一項に記載の構造体。
  11. 　前記伝送線路は、前記他方の導体プレーンと対向する面に平面的に設けられており、該伝送線路の平面形状がミアンダ形状になっていることを特徴とする請求項１～９のいずれか一項に記載の構造体。
  12. 　前記伝送線路が複数の端部を含んでおり、前記複数の端部の少なくとも１つが前記導体接続部と電気的に接続されていることを特徴とする請求項１～１１のいずれか一項に記載の構造体。
  13. 　前記伝送線路が、分岐部と該分岐部から互いに分岐した枝線路とを含んでおり、前記枝線路の線路長が互いに異なっていることを特徴とする請求項１～１２のいずれか一項に記載の構造体。
  14. 　前記単位構造は、該単位構造に入射する電磁波の波数又は波長に対する周波数の分散関係にバンドギャップを有しており、該単位構造により電磁バンドギャップ構造の一部が構成されることを特徴とする請求項１～１３のいずれか一項に記載の構造体。
  15. 　請求項１～１４のいずれか一項に記載の構造体を備えることを特徴とするプリント基板。
  16. 　前記構造体により反射板が構成されることを特徴とする請求項１５に記載のプリント基板。
  17. 　前記プリント基板に複数のデバイスが設けられており、前記デバイスの間における電磁波の伝播経路の少なくとも１つを遮って、前記構造体が設けられていることを特徴とする請求項１６に記載のプリント基板。
  18. 　前記構造体を構成する前記単位構造の少なくとも１つに電気信号を供給する給電部が設けられていることを特徴とする請求項１５に記載のプリント基板。
  19. 　請求項１～１４のいずれか一項に記載の構造体を備えることを特徴とするアンテナ。
  20. 　前記構造体により反射板が構成されることを特徴とする請求項１９に記載のアンテナ。
  21. 　前記単位構造の少なくとも１つに電気信号を供給する給電部が設けられていることを特徴とする請求項１９に記載のアンテナ。
  22. 　前記単位構造は複数繰り返し配置されており、
    　前記第２導体と異なる平面に設けられ、互いに隣接する２つの前記第２導体の双方と重なるように配置された補助導体を少なくとも１つ備えることを特徴とする請求項２０に記載のアンテナ。
  23. 　前記補助導体が、前記伝送線路と同一平面に配置されていることを特徴とする請求項２２に記載のアンテナ。
  24. 　前記給電部が、前記他方の導体と同一平面に設けられているとともに、前記他方の導体の少なくとも１つと電気的に接続されていることを特徴とする請求項２１～２３のいずれか一項に記載のアンテナ。
  25. 　前記給電部が、前記一方の導体と同一平面に設けられ前記導体接続部のいずれか１つに接続するコプレナー線路を含んでいることを特徴とする請求項２１～２３のいずれか一項に記載のアンテナ。
  26. 　請求項１～１４のいずれか一項に記載の構造体を反射板として備えることを特徴とする伝送線路導波管変換器。
  27. 　請求項２０～２５のいずれか一項に記載のアンテナをアレイ要素として、複数のアレイ要素を同一平面に配置して構成されることを特徴とするアレイアンテナ。
  28. 　請求項１～１４のいずれか一項に記載の構造体、請求項１５～１８のいずれか一項に記載のプリント基板、請求項１９～２５のいずれか一項に記載のアンテナ、請求項２６に記載の伝送線路導波管変換器、及び請求項２７に記載のアレイアンテナの少なくとも１つを備えることを特徴とする電子装置。
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