WO2010100934A1 - 漏れ電流低減装置 - Google Patents

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WO2010100934A1
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leakage current
common mode
winding
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東聖
酒井拓也
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Definitions

  • the present invention relates to a leakage current reducing device that reduces leakage current generated in, for example, a power conversion device that is connected to an AC power source and outputs an arbitrary AC voltage.
  • high-frequency leakage current reduction device as a conventional leakage current reduction device, for example, in order to reduce high-frequency leakage current generated in a three-phase power line wired between an inverter device and a three-phase motor, high-frequency leakage current is reduced.
  • Some include a current detection coil to be detected, high frequency amplification means for amplifying the detected high frequency leakage current, and a matching coil for electromagnetically injecting the amplified high frequency leakage current into the three-phase power line in reverse phase ( For example, see Patent Document 1).
  • the common mode high frequency leakage current is detected by the current detection coil.
  • the high-frequency leakage current detected by the current detection coil is supplied to a high-frequency amplifier to be amplified, and in order to detect the high-frequency leakage current itself, it is necessary to reduce the impedance on the detection side.
  • the common mode impedance of the current detection coil is reduced, there is a problem that the effect of reducing the common mode noise by the current detection coil cannot be expected.
  • the common mode high-frequency leakage current is amplified, it is electromagnetically injected into the three-phase power line via the matching coil in the opposite phase.
  • the high-frequency leakage current can be made zero because they cancel each other.
  • the amplitude and phase of the injected current are the desired values, the high-frequency leakage current becomes zero, but in practice, a sufficient noise reduction effect cannot be obtained due to component variations or temperature changes. was there. Further, when a control circuit for canceling these influences is connected, the number of parts increases and the circuit becomes complicated.
  • the power supply side that supplies energy to the inverter device is not considered.
  • the power source side is an AC power source and this is converted to DC and energy is supplied to the inverter device, there is a problem that a measure for reducing the high-frequency leakage current generated from the rectifier that converts to DC is not considered. there were.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a leakage current reducing device capable of reducing leakage current with a simple configuration.
  • a leakage current reducing device having a voltage detecting means, a voltage amplifier, and a voltage applying means, and inserted between the first electric device and the second electric device via a connecting line,
  • the voltage detection means detects a leakage current flowing through the connection line as a detection voltage
  • the voltage amplifier amplifies the detection voltage and outputs it as an output voltage.
  • the voltage applying means generates an applied voltage in the same direction as the detected voltage on the connection line based on the output voltage.
  • the present invention is a leakage current reduction device that includes a voltage detection means, a voltage amplifier, and a voltage application means, and is inserted between a first electric device and a second electric device via a connection line,
  • the voltage detection means detects a leakage current flowing through the connection line as a detection voltage
  • the voltage amplifier amplifies the detection voltage and outputs it as an output voltage. Since the voltage applying means generates an applied voltage in the same direction as the detected voltage on the connection line based on the output voltage, Leakage current can be reduced with a simple configuration.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing details of the amplifier of FIG. 1. It is a connection diagram which shows the example of a connection of the high frequency leakage current reduction apparatus which is Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the detail of the converter of FIG. It is a circuit diagram which shows the detail of the inverter of FIG. It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit in the high frequency leakage current reduction apparatus of FIG. It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit in the conventional high frequency leakage current reduction apparatus. It is a block diagram which shows the high frequency leakage current reduction apparatus which is Embodiment 2.
  • FIG. 10 is a connection diagram illustrating another connection example of the high-frequency leakage current reducing apparatus according to the sixth embodiment.
  • FIG. 16 is a connection diagram illustrating still another connection example of the high-frequency leakage current reducing apparatus according to the sixth embodiment.
  • FIG. 1 to 7 show a first embodiment for carrying out the present invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a high-frequency leakage current reducing device
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing details of an amplifier.
  • 3 is a connection diagram showing a connection example of the high-frequency leakage current reducing device
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing details of the converter
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing details of the inverter.
  • 6 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the high-frequency leakage current reducing apparatus of FIG. 1
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the conventional high-frequency leakage current reducing apparatus.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a high-frequency leakage current reducing device
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing details of an amplifier.
  • 3 is a connection diagram showing a connection example of the high-frequency leakage current reducing device
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing details of the converter
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing
  • a high-frequency leakage current reduction device 100 as a leakage current reduction device includes first and second common mode transformers 1 and 2 and a voltage amplifier 3.
  • a first common mode transformer 1 as voltage detecting means has three-phase windings 11, 12, 13 as main windings and a common mode voltage detection winding 14 as a leakage current detection winding. .
  • the windings 11, 12, 13 and the winding 14 are wound around an iron core (not shown) a predetermined number of times, in this embodiment, 5 times. Note that the windings 11 to 14 are wound in such a manner that the polarities indicated by ⁇ are shown on the left side of the windings in FIG.
  • the second common mode transformer 2 as a voltage application means has three-phase windings 21, 22, 23 as main windings and a common mode voltage application winding 24 as a voltage application winding.
  • the windings 21, 22, 23 and the winding 24 are wound around an iron core (not shown) a predetermined number of times, in this embodiment, 5 times. It should be noted that the windings 21 to 24 are wound so that the polarities indicated by ⁇ are shown on the left side of the windings in FIG.
  • the first common mode transformer 1 and the second common mode transformer 2 are connected by three-phase connection lines 8r, 8s, and 8t. As shown in detail in FIG.
  • the voltage amplifier 3 includes power supply terminals 3a and 3b that receive supply of its own operation power and a transistor 3d as a semiconductor element, and supply of operation power from an external power supply (not shown). receive.
  • the output of the common mode voltage detection winding 14 is supplied to the voltage amplifier 3, and is amplified by the transistor 3d and applied to the common mode voltage application winding 24 as an output voltage.
  • the high-frequency leakage current reducing apparatus 100 configured as described above includes three-phase R, S, and T connecting lines 91r and 91s as the first common mode transformer 1 of the high-frequency leakage current reducing apparatus 100.
  • 91t is connected to an AC power source 40 as a first electric device
  • the second common mode transformer 2 is connected to a three-phase R, S, T connection line 93r, 93s, 93t in a three-phase full bridge connection.
  • the IGBT 41a as a semiconductor element (see FIG. 4 for details) is connected to a converter 41 as a second electric device that converts a three-phase alternating current into a variable voltage direct current by controlling opening and closing.
  • the switching element connected to the converter 41 via the connection lines 49P and 49N and the IGBT 42a as the semiconductor element (see FIG. 5 for details) connected to the three-phase full bridge is opened and closed to convert the direct current into the alternating current of the variable voltage and variable frequency.
  • An inverter 42 is connected, and a three-phase alternating current of variable frequency and variable voltage is supplied from the inverter 42 to a three-phase motor 43 as a load via connection lines 95r, 95s, and 95t.
  • the first common mode transformer 1 detects a common mode voltage V1 generated by a common mode current that is a high-frequency leakage current flowing through the three-phase connection lines 91r, 91s, and 91t, that is, the windings 11, 12, and 13.
  • the high-frequency leakage current is generally in the band of 150 kHz to 30 MHz, but can be applied without being limited to this band.
  • the common mode voltage V1 is proportional to the common mode inductance, frequency, and common mode current of the first common mode transformer 1.
  • the common mode voltage V1 is input to the voltage amplifier 3, amplified by a gain (G), and an output voltage V2 is output.
  • the output voltage V2 is applied to the common mode voltage application winding 24 of the second common mode transformer 2 so that the output voltage V2 is substantially in the same direction as the common mode voltage V1, and the three-phase R, S, T windings 21, 22 and 23 are applied with a voltage as an applied voltage substantially in the same direction as the common mode voltage V1 acting as an inductance with respect to the high-frequency leakage current. That is, a voltage as an applied voltage is generated.
  • the common mode voltage V 1 generated by the common mode current is detected by the first common mode transformer 1, amplified by G times by the voltage amplifier 3, and then the output voltage V 2 becomes the winding of the second common mode transformer 2. Since a common mode applied voltage is generated in the three-phase windings 21, 22, and 23 when applied to the wire 24, an inductance G times the gain of the inductance of the first common mode transformer 1 becomes the second common mode transformer 2. Equivalent to what occurred at both ends of. Note that the output voltage V2 applied to the common mode voltage application winding 24 does not have to be strictly in phase with the common mode voltage V1, and is within a range that does not impair the object of the present invention, that is, in substantially the same direction. What is necessary is just to apply to polarity.
  • FIG. 6 shows an equivalent circuit of the high-frequency leakage current reducing apparatus 100 configured as described above and connected as shown in FIG.
  • the converter 41 and the inverter 42 in FIG. 3 are noise generation sources and are collectively represented as a noise voltage source 800, and the noise voltage is represented by e.
  • the common mode impedance of the noise voltage source 800 is Z
  • the common mode impedance of the AC power supply 40 is Zm.
  • An equivalent circuit of the first common mode transformer 1 is represented by a transformer circuit 801 having primary and secondary windings 801a and 801b.
  • the equivalent circuit of the second common mode transformer 2 is represented by a transformer circuit 802 having primary and secondary windings 802a and 802b.
  • An equivalent circuit of the voltage amplifier 3 is represented by an amplifier circuit 803.
  • An amplifier circuit 803 is connected to the secondary winding 801b (common-mode voltage detection winding 14) of the transformer circuit 801. Since the input impedance is high, only a small amount of current flows through the secondary winding 801b. Accordingly, the voltage V1 is generated in the primary winding 801a of the transformer circuit 801 by the common mode current J2.
  • a voltage k ⁇ V1 is applied to both ends of the secondary side winding 802b (winding 24) of the transformer circuit 802 by the amplifier circuit 803. Accordingly, the common mode current J2 is suppressed by the voltage generated across the primary windings 801a and 802a of the transformer circuits 801 and 802.
  • FIG. 7 shows an equivalent circuit of a conventional leakage current reducing device.
  • a current amplifying circuit 903 composed of a transistor as a current injection source is connected as shown in the figure.
  • the current J4 flows in the primary winding 902a that is the main winding side of the transformer circuit 902.
  • the inductance at both ends of the windings 21, 22, and 23 of the second common mode transformer 2 increases, so that the common mode current flowing through the three-phase windings 21, 22, and 23 is suppressed. can do.
  • the voltage amplifier 3 can be applied with a simple amplifier circuit using, for example, an operational amplifier, the configuration can be simplified.
  • the common mode voltage V1 is detected by the first common mode transformer 1, but the input impedance of the voltage amplifier 3 is set to a large value so that the voltage across the winding 14 can be detected with high accuracy. This is because if the input impedance is reduced, the detection accuracy of the common mode voltage V1 is lowered.
  • the conventional high frequency leakage current reduction device needs to detect the common mode current, it is necessary to set the input impedance to be relatively small and to flow the current. For this reason, in the conventional high frequency leakage current reducing device, the common mode voltage generated in the current detection transformer (current detection coil) is generally short-circuited on the output side of the winding (corresponding to the winding 14 in FIG. 1). Almost no common mode impedance is generated.
  • switching elements such as the IGBT 41a of the converter 41 and the IGBT 42a of the inverter 42
  • switching elements formed of silicon carbide (silicon carbide, SiC), gallium nitride materials, diamond, etc. are used as examples of wide band gap semiconductors.
  • silicon carbide silicon carbide, SiC
  • gallium nitride materials gallium nitride materials, diamond, etc.
  • the high-frequency leakage current reducing apparatus of this embodiment even if there is the above-mentioned problem, it is possible to operate so as to reduce the generated noise by reducing the high-frequency leakage current without selecting the type of the switching element. It is.
  • FIG. FIG. 8 is a configuration diagram showing a configuration of the high-frequency leakage current reducing apparatus according to the second embodiment.
  • a high-frequency leakage current reduction device 200 as a leakage current reduction device is used in place of the high-frequency leakage current reduction device 100 shown in FIG.
  • the voltage is supplied from the connection lines 91s and 91t to the voltage amplifier 3.
  • the anode side of the diode 30 is connected to the S-phase connection line 91s, and the cathode side is connected to the capacitor 33 side of the series circuit of the capacitor 33 and the capacitor 34 via the resistor 31.
  • the capacitor 34 side of the series circuit of the capacitor 33 and the capacitor 34 is connected to a T-phase connection line 91t, and the connection point between the capacitor 33 and the capacitor 34 is grounded.
  • a Zener diode 32 is connected in parallel to the series circuit of the capacitor 33 and the capacitor 34.
  • the DC power supplies 4 and 5 for driving the voltage amplifier 3 can be supplied from the AC power supply side, an insulating transformer and a flyback converter are not required, and the power supply portion can be reduced in size and reduced in size. Cost can be reduced.
  • the DC power sources 4 and 5 for driving the voltage amplifier 3 are obtained from the AC power source 40 (see FIG. 3) using the connection lines 91s and 91t. However, rectification is performed from the connection lines 8r, 8s and 8t. A DC power supply may be obtained, or the same effect can be obtained by connecting a series circuit of two similar capacitors between the connection line 49P and the connection line 49N in FIG. 3 to obtain a DC power supply. Play.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing the high-frequency leakage current reducing apparatus according to the third embodiment.
  • a high-frequency leakage current reduction device 300 as a leakage current reduction device has a first common mode transformer 50 as voltage detection means.
  • the first common mode transformer 50 includes windings 51, 52, and 53 and a common mode voltage detection winding 54 as a leakage current detection winding.
  • the windings 51 to 54 are wound so as to have the polarity indicated by the black circles on the left side of the windings in FIG.
  • the windings 51, 52, and 53 are connected to three-phase connection lines 91r, 91s, and 91t.
  • the windings 51, 52, 53 are the same as the first common mode transformer 1 of FIG. 1 and are wound around an iron core (not shown).
  • the number of turns of the common mode voltage detection winding 54 is the winding 51. , 52, 53 times N (N is an integer of 2 or more) times. Therefore, the detected value of the common mode voltage is V1 ⁇ N. Since other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG. 1, the same reference numerals are given to the corresponding components and the description thereof is omitted.
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing a high-frequency leakage current reducing apparatus according to the fourth embodiment.
  • a high-frequency leakage current reduction device 400 as a leakage current reduction device has a first common mode transformer 60 as voltage detection means.
  • the first common mode transformer 60 has windings 61, 62, 63 and a common mode voltage detection winding 64 as a leakage current detection winding, and the windings 61, 62, 63 are three-phase.
  • the windings 61 to 64 are wound in such a manner that the polarity shown by ⁇ is shown on the left side of the winding in FIG.
  • the windings 61, 62, and 63 are the same as the first common mode transformer 1 of FIG. 1, and are wound around an iron core (not shown).
  • the number of turns of the windings 61, 62, 63 is set to N (an integer greater than N2) times the number of turns of the winding 64 for common mode voltage detection.
  • N an integer greater than N2
  • the detected value of the common mode voltage becomes V1 / N.
  • the common mode voltage detection winding 64 is provided. Since it can be set small, the effect that the winding 64 is easily mounted can be obtained.
  • the detected value of the common mode voltage is V1 / N, but a desired leakage current reduction effect can be obtained by setting the gain G of the voltage amplifier 3 large.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing the high-frequency leakage current reducing apparatus according to the fifth embodiment.
  • a high-frequency leakage current reduction device 500 as a leakage current reduction device has a second common mode transformer 70 as voltage application means.
  • the second common mode transformer 70 includes windings 71, 72, and 73 and a common mode voltage application winding 74 as a voltage application winding.
  • the windings 71, 72, and 73 are three-phase windings. Connected to connection lines 93r, 93s, 93t. It should be noted that the windings 71 to 74 are wound in such a manner that the polarity shown by ⁇ is shown on the left side of the winding in FIG.
  • the windings 71, 72, 73 are the same as the second common mode transformer 2 of FIG. 1, and are wound around an iron core (not shown).
  • the windings of the windings 71, 72, 73 are N (integers greater than N2) times the number of windings of the winding 74 for applying the common mode voltage.
  • N integers greater than N2
  • the voltage applied to the windings 71, 72, 73 of the second common mode transformer 70 that is, the generated voltage is N times the voltage V 2 applied to the winding 74, and the voltage in the second common mode transformer 70 is An amplification effect is obtained. Therefore, the gain G of the voltage amplifier 3 can be set small, and the occurrence of gain error and offset error of the voltage amplifier 3 can be suppressed.
  • FIG. 12 and 13 show the sixth embodiment.
  • FIG. 12 is a connection diagram showing another connection example of the high-frequency leakage current reducing apparatus
  • FIG. 13 is a connection diagram showing another connection example.
  • a converter 41 as a first electric device is connected to an AC power supply 40
  • a high-frequency leakage current reducing device 600 as a leakage current reducing device is connected between the converter 41 and an inverter 42 as a second electric device. Is inserted.
  • the AC output side of the inverter 42 is connected to a three-phase motor 43 and drives the three-phase motor 43 with a three-phase AC having a variable voltage and a variable frequency.
  • the high-frequency leakage current reducing apparatus 600 is installed on the direct current side, and therefore, the configuration is different from the high-frequency leakage current reducing apparatus 100 shown in FIG. Is slightly different, but has the same function as the high-frequency leakage current reducing apparatus 100 shown in FIG.
  • a high-frequency leakage current reduction device 700 as a leakage current reduction device is installed between an inverter 42 as a first electrical device and a three-phase motor 43 as a second electrical device. Can be connected by the left connection lines 95r, 95s, and 95t of the high-frequency leakage current reducing apparatus 700 in FIG. 13 and the right connection lines 96r, 96s, and 96t of the high-frequency leakage current reducing apparatus 700 in FIG.
  • the high-frequency leakage current reducing apparatus 700 has the same function as the high-frequency leakage current reducing apparatus 100 of FIG.
  • the DC power source for driving the voltage amplifier 3 may be obtained from the connection lines 49P and 49N on the converter 41 side or the connection lines 49P and 49N on the inverter 42 side in the high-frequency leakage current reducing apparatus 600 of FIG. 13 is rectified from the connection lines 95r, 95s, and 95t or the connection lines 96r, 96s, and 96t in the same manner as the high-frequency leakage current reduction apparatus 200 shown in FIG. Can also be obtained.
  • the first and second common mode transformers have the windings 11 to 13, 14 and 21 to 23, 24, etc. wound around the iron core.
  • the connection wires 91r, 91s, 91t pass through an annular iron core, and a common mode voltage detection winding 14 and a common mode voltage application winding 24 are wound around the annular iron core. Even if it is rotated, the same effect is produced. Further, even if the converter 41 is a diode converter composed only of a diode, the same effect is obtained.

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Abstract

　第１のコモンモードトランス１及び第２のコモンモードトランス２の三相の各巻線１１～１３及び２１～２３は、接続線８ｒ～８ｔを介して直列に接続され、巻線１１～１３は接続線９１ｒ～９１ｔにて図示しない交流電源に接続され、巻線２１～２３は接続線９３ｒ～９３ｔにて図示しないコンバータ及びインバータを介して三相モータに接続される。コモンモード電圧検出用の巻線１４にて接続線９１ｒ～９１ｔを流れる高周波漏れ電流がコモンモード電圧Ｖ１として検出され、電圧増幅器３にて電圧増幅された出力電圧Ｖ２がコモンモード電圧印加用の巻線２４にコモンモード電圧Ｖ１とほぼ同方向になるようにして印加され、巻線２１～２３を介して高周波漏れ電流を打ち消す。電圧増幅方式を採用したので、従来の電流増幅方式に比し簡易な構成で高周波漏れ電流を低減できる。

Description

漏れ電流低減装置
　この発明は、例えば交流電源に接続され任意の交流電圧を出力する電力変換装置等で発生する漏れ電流を低減する漏れ電流低減装置に関する。
　従来の漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置において、例えばインバータ装置と三相モータとの間に配線されている三相電源線に発生する高周波漏れ電流を低減するために、高周波漏れ電流を検出する電流検出コイルと、検出された高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段と、増幅された高周波漏れ電流を逆位相で三相電源線に電磁的に注入する整合コイルとを備えるものがある（例えば、特許文献１参照）。
特開平０９－２１５３４１号公報（段落番号００１５及び図１）
　従来の高周波漏れ電流低減装置においては、コモンモードの高周波漏れ電流を電流検出コイルで検出する。この電流検出コイルで検出された高周波漏れ電流は、高周波増幅器に供給されて電力増幅されるものであり、高周波漏れ電流そのものを検出するためには、検出側のインピーダンスを小さくする必要がある。このとき電流検出コイルのコモンモードインピーダンスは小さくなるため、電流検出コイルによるコモンモードのノイズの低減効果が期待できないという問題点があった。
　また、コモンモードの高周波漏れ電流は増幅された後に、整合コイルを介して三相電源線に逆位相で電磁的に注入される。このようにして、零相の高周波漏れ電流に対して供給される逆位相電流が等しい場合、互いに打消し合うため高周波漏れ電流をゼロにすることができるものである。ここで、注入する電流の振幅と位相が所望の値の場合に高周波漏れ電流がゼロとなるが、実際には部品のバラつきや温度変化等により、十分なノイズ低減効果が得られなくなるという問題点があった。またこれらの影響をキャンセルするための制御回路を接続すると、部品点数が増加し回路が複雑化するという問題点があった。
　さらに、インバータ装置と三相モータとの間の三相電源線に高周波漏れ電流低減装置が設置されるが、インバータ装置にエネルギーを供給する電源側については考慮されていない。例えば、電源側が交流電源でありこれを直流に変換してインバータ装置にエネルギーを供給する場合において、直流に変換する整流装置から発生する高周波漏れ電流の低減策については考慮されていないという問題点があった。
　この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであり、簡易な構成で漏れ電流を低減できる漏れ電流低減装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る漏れ電流低減装置においては、
電圧検出手段と電圧増幅器と電圧印加手段とを有し、第１の電気装置と第２の電気装置との間に接続線を介して挿入される漏れ電流低減装置であって、
電圧検出手段は、接続線を流れる漏れ電流を検出電圧として検出するものであり、
電圧増幅器は、検出電圧を増幅して出力電圧として出力するものであり、
電圧印加手段は、出力電圧に基づいて接続線に検出電圧とほぼ同方向の印加電圧を発生させるものである。
　この発明は、電圧検出手段と電圧増幅器と電圧印加手段とを有し、第１の電気装置と第２の電気装置との間に接続線を介して挿入される漏れ電流低減装置であって、
電圧検出手段は、接続線を流れる漏れ電流を検出電圧として検出するものであり、
電圧増幅器は、検出電圧を増幅して出力電圧として出力するものであり、
電圧印加手段は、出力電圧に基づいて接続線に検出電圧とほぼ同方向の印加電圧を発生させるものであるので、
簡易な構成で漏れ電流を低減できる。
この発明の実施の形態１である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 図１の増幅器の詳細を示す回路図である。 実施の形態１である高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図である。 図３のコンバータの詳細を示す回路図である。 図３のインバータの詳細を示す回路図である。 図１の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図である。 従来の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図である。 実施の形態２である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 実施の形態３である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 実施の形態４である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 実施の形態５である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。 実施の形態６である高周波漏れ電流低減装置の別の接続例を示す接続図である。 実施の形態６である高周波漏れ電流低減装置のさらに別の接続例を示す接続図である。
実施の形態１．
　図１～図７は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は高周波漏れ電流低減装置を示す構成図、図２は増幅器の詳細を示す回路図である。図３は高周波漏れ電流低減装置の接続例を示す接続図、図４はコンバータの詳細を示す回路図、図５はインバータの詳細を示す回路図である。図６は、図１の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図、図７は従来の高周波漏れ電流低減装置における等価回路を示す回路図である。図１において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置１００は第１及び第２のコモンモードトランス１，２及び電圧増幅器３を有する。電圧検出手段としての第１のコモンモードトランス１は、主巻線としての三相の巻線１１，１２，１３と漏れ電流検出用の巻線としてのコモンモード電圧検出用の巻線１４を有する。巻線１１，１２，１３及び巻線１４は図示しない鉄心に所定回数、この実施の形態ではそれぞれ５回巻回されている。なお、各巻線１１～１４の極性は図１において巻線の左横に示した●で示す極性になるようにして巻回されている。
　電圧印加手段としての第２のコモンモードトランス２は、主巻線としての三相の巻線２１，２２，２３と電圧印加用の巻線としてのコモンモード電圧印加用の巻線２４を有する。巻線２１，２２，２３及び巻線２４は図示しない鉄心に所定回数、この実施の形態ではそれぞれ５回巻回されている。なお、各巻線２１～２４の極性は図１において巻線の左横に示した●で示す極性になるようにして巻回されている。第１のコモンモードトランス１と第２のコモンモードトランス２とは三相の接続線８ｒ，８ｓ，８ｔにより接続されている。電圧増幅器３は、図２に詳細を示すように、自己の動作用電力の供給を受ける電源端子３ａ，３ｂ及び半導体素子としてのトランジスタ３ｄを有し、図示しない外部電源から動作用電力の供給を受ける。コモンモード電圧検出用の巻線１４の出力は電圧増幅器３に供給され、トランジスタ３ｄにて電圧増幅されて出力電圧としてコモンモード電圧印加用の巻線２４に印加される。
　以上のように構成された高周波漏れ電流低減装置１００は、図３に示すように、高周波漏れ電流低減装置１００の第１のコモンモードトランス１が三相Ｒ，Ｓ，Ｔの接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔにより第１の電気装置としての交流電源４０に接続され、第２のコモンモードトランス２が三相Ｒ，Ｓ，Ｔの接続線９３ｒ，９３ｓ，９３ｔにより三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子及び半導体素子としてのＩＧＢＴ４１ａ（詳細は図４参照）を開閉制御することにより三相交流を可変電圧の直流に変換する第２の電気装置としてのコンバータ４１に接続されている。コンバータ４１に接続線４９Ｐ，４９Ｎを介して三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子及び半導体素子としてのＩＧＢＴ４２ａ（詳細は図５参照）を開閉制御することにより直流を可変電圧可変周波数の交流に変換するインバータ４２が接続され、このインバータ４２から接続線９５ｒ，９５ｓ，９５ｔを介して負荷としての三相モータ４３に可変周波数可変電圧の三相交流が供給される。
　次に、動作について説明する。第１のコモンモードトランス１は、三相の接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔすなわち巻線１１，１２，１３に流れる高周波漏れ電流であるコモンモード電流により発生するコモンモード電圧Ｖ１を検出する。高周波漏れ電流は１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚの帯域のものが一般的であるが、この帯域に限定されず適用することができる。なお、コモンモード電圧Ｖ１は第１のコモンモードトランス１のコモンモードインダクタンス、周波数及びコモンモード電流に比例する。
　コモンモード電圧Ｖ１は、電圧増幅器３に入力され、ゲイン（Ｇ）倍に増幅されて、出力電圧Ｖ２が出力される。第２のコモンモードトランス２のコモンモード電圧印加用の巻線２４に出力電圧Ｖ２がコモンモード電圧Ｖ１とほぼ同方向になるようにして印加され、三相Ｒ，Ｓ，Ｔの巻線２１，２２，２３に上記高周波漏れ電流に対してインダクタンスとして作用するコモンモード電圧Ｖ１とほぼ同方向の印加電圧としての電圧が印加される。すなわち、印加電圧としての電圧が発生する。すなわち、第１のコモンモードトランス１によりコモンモード電流により発生するコモンモード電圧Ｖ１を検出し、これを電圧増幅器３でＧ倍に増幅した後、出力電圧Ｖ２が第２のコモンモードトランス２の巻線２４に印加され、三相の巻線２１、２２、２３にコモンモードの印加電圧が発生するため、第１のコモンモードトランス１のインダクタンスのゲインＧ倍のインダクタンスが第２のコモンモードトランス２の両端に発生したことと等価になる。なお、コモンモード電圧印加用の巻線２４に印加される出力電圧Ｖ２は、コモンモード電圧Ｖ１と厳密に位相が一致しなくてもよく、この発明の目的を損なわない範囲ですなわちほぼ同じ方向の極性に印加されればよい。
　以上のように構成され図３に示すように接続された高周波漏れ電流低減装置１００の等価回路を図６に示す。図６において、図３におけるコンバータ４１及びインバータ４２がノイズ発生源であり、まとめてノイズ電圧源８００として表し、そのノイズ電圧をｅとする。ノイズ電圧源８００のコモンモードインピーダンスをＺ、交流電源４０のコモンモードインピーダンスをＺｍとする。第１のコモンモードトランス１の等価回路を一次側及び二次側巻線８０１ａ，８０１ｂを有するトランス回路８０１で表す。
　第２のコモンモードトランス２の等価回路を一次側及び二次側巻線８０２ａ，８０２ｂを有するトランス回路８０２で表す。電圧増幅器３の等価回路を増幅器回路８０３で表している。トランス回路８０１の二次側巻線８０１ｂ（コモンモード電圧検出用の巻線１４）に増幅器回路８０３が接続され、その入力インピーダンスは高いため二次側巻線８０１ｂに電流は僅かしか流れない。従って、トランス回路８０１の一次側巻線８０１ａには、コモンモード電流Ｊ２により電圧Ｖ１が発生する。また、トランス回路８０２の二次側巻線８０２ｂ（巻線２４）の両端には、増幅器回路８０３により電圧ｋ×Ｖ１が印加される。従って、トランス回路８０１及び８０２の一次側巻線８０１ａ，８０２ａの両端に発生する電圧により、コモンモード電流Ｊ２が抑制される。
　一方、従来の漏れ電流低減装置の等価回路を図７に示す。図７において、一次側及び二次側巻線９０１ａ，９０１ｂを有する電流を検出するためのトランス回路９０１、一次側及び二次側巻線９０２ａ，９０２ｂを有する電流を注入するためのトランス回路９０２、及び電流注入源としてのトランジスタにて構成された電流増幅回路９０３が図示のように接続されている。トランス回路９０１の二次側巻線９０１ｂに電流増幅回路９０３が接続され、トランス回路９０１により検出されたコモンモード電流Ｊ３をｋ倍に増幅して、電流Ｊ４（＝Ｊ３×ｋ）を出力する。電流Ｊ４はトランス回路９０２の主巻線側である一次側巻線９０２ａに流れる。ここで、ｋ＝１を想定すると、図７中のいずれの電線においてもコモンモード電流は打ち消しあう。このようにしてコモンモード電流Ｊ３が抑制される。ところが、実際には部品のバラつきや温度変化等によりｋ＝１の条件が外れて、十分なノイズ低減効果が得られなくなるという問題点がある。
　しかし、本実施の形態によれば第２のコモンモードトランス２の巻線２１、２２、２３の両端におけるインダクタンスが増加するため、三相の巻線２１、２２、２３に流れるコモンモード電流を抑制することができる。また、電圧増幅器３は、例えばオペアンプによる簡単な増幅回路を適用できるため、構成を簡易化することができる。
　また、第１のコモンモードトランス１によりコモンモード電圧Ｖ１を検出するが、巻線１４の両端電圧を精度良く検出できるように電圧増幅器３の入力インピーダンスは大きい値に設定されている。これは、入力インピーダンスを小さくするとコモンモード電圧Ｖ１の検出精度が低下するためである。一方、従来の高周波漏れ電流低減装置ではコモンモード電流を検出する必要があるため、入力インピーダンスは比較的小さく設定して電流を流す必要がある。このため、従来の高周波漏れ電流低減装置では電流検出用のトランス（電流検出用コイル）で発生するコモンモード電圧は巻線（図１の巻線１４に相当）の出力側で概ね短絡されるためコモンモードインピーダンスが殆ど発生しない。一方、この実施の形態では第１のコモンモードトランス１によりコモンモード電圧が発生する状態で電圧を検出するため、第１のコモンモードトランス１により発生するコモンモードインピーダンスによるノイズ低減効果が重畳され、さらなるノイズ低減効果を奏する。
　コンバータ４１のＩＧＢＴ４１ａやインバータ４２のＩＧＢＴ４２ａなどのスイッチング素子として、昨今、ワイドバンドギャップ半導体の例として炭化珪素（シリコンカーバイド、ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等にて形成されたスイッチング素子が用いられ、スイッチング動作をさらに高速化できるようになってきたが、高速化と相まってノイズの発生量が増加傾向にある。この実施の形態の高周波漏れ電流低減装置によれば、上記のような問題点があっても、スイッチング素子の種類を選ぶことなく高周波漏れ電流を低減して発生するノイズを小さくするように動作可能である。従って、炭化珪素等にて形成され高速でスイッチング動作するスイッチング素子が発生するノイズを効果的に低減できる。また同様に、電圧増幅器３において、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体にて形成されたトランジスタ３ｄなどの半導体素子によって増幅する場合であっても、ノイズ発生の影響を軽減し、高周波の漏れ電流を低減することができる。
　なお、図３に示すように、交流電源４０とコンバータ４１との間に高周波漏れ電流低減装置１００を設置すると、コンバータ４１やインバータ４２が発生する全てのコモンモード電流が抑制の対象となるため、交流電源４０へのノイズ伝播を効果的に抑制することができる。
実施の形態２．
　図８は、実施の形態２である高周波漏れ電流低減装置の構成を示す構成図である。図８において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置２００は、図３における高周波漏れ電流低減装置１００の代わりに用いられているものであり、電圧増幅器３の動作用電力（電源）を、接続線９１ｓ，９１ｔから電圧増幅器３へ供給するものである。高周波漏れ電流低減装置２００は、ダイオード３０の陽極側がＳ相の接続線９１ｓに接続され、陰極側は抵抗３１を介してコンデンサ３３とコンデンサ３４との直列回路のコンデンサ３３側に接続されている。コンデンサ３３とコンデンサ３４との直列回路のコンデンサ３４側はＴ相の接続線９１ｔに接続され、コンデンサ３３とコンデンサ３４との接続点は接地されている。また、コンデンサ３３とコンデンサ３４との直列回路に並列にツェナーダイオード３２が接続されている。
　Ｓ相及びＴ相の接続線９１ｓ，９１ｔ間には交流電圧が発生するので、ダイオード３０により半波整流され、抵抗３１とツェナーダイオード３２により分圧されて、コンデンサ３３及び３４において電圧増幅器３を駆動するための電源４及び５が得られる。なお、電源４及び５は、電圧増幅器３の電源端子３ａ，３ｂに接続される。その他の構成については、図１～図５に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
　このように、この実施の形態によれば、電圧増幅器３を駆動する直流の電源４，５を交流電源側から供給できるため、絶縁トランスやフライバックコンバータが不要となり、電源部分の小型化、低コスト化を図ることができる。
　なお、図８では接続線９１ｓ，９１ｔを用いて交流電源４０（図３参照）から電圧増幅器３を駆動する直流の電源４，５を得ているが、接続線８ｒ，８ｓ，８ｔから整流して直流の電源を得てもよいし、図３における接続線４９Ｐと接続線４９Ｎとの間に同様のコンデンサ２個の直列回路を接続して直流の電源を得るようにしても同様の効果を奏する。
実施の形態３．
　図９は、実施の形態３である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。図９において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置３００は電圧検出手段としての第１のコモンモードトランス５０を有する。第１のコモンモードトランス５０は、巻線５１，５２，５３及び漏れ電流検出用の巻線としてのコモンモード電圧検出用の巻線５４を有する。なお、各巻線５１～５４の極性は図９において巻線の左横に示した●で示す極性になるようにして巻回されている。巻線５１，５２，５３は、三相の接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔに接続される。巻線５１，５２，５３は、図１の第１のコモンモードトランス１と同様のもので図示しない鉄心に巻回されているが、コモンモード電圧検出用の巻線５４の巻数を巻線５１，５２，５３の巻数に対してＮ（Ｎは２以上の整数）倍としている。従って、コモンモード電圧の検出値はＶ１×Ｎとなる。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
　このようにコモンモード電圧の検出値をＮ倍とし、すなわちコモンモード電圧検出用の巻線５４の巻数を巻線５１，５２，５３の巻数よりも大きくして、検出電圧を大きくすることにより、第１のコモンモードトランス１のインダクタンスのＮ×Ｇ倍のインダクタンスが第２のコモンモードトランス２の巻線２４に印加されることになり、接続線９１ｒ～９１ｔ及び巻線２１，２２，２３に流れるコモンモード電流をさらに抑制することができる。また、巻数比Ｎを大きく設定する場合には電圧増幅器３のゲインＧを相対的に小さく設定することも可能であり、電圧増幅器３のゲイン誤差やオフセット誤差の発生を抑制することができる。また、第１のコモンモードトランス１を小型化してインダクタンスが小さいものを適用してもＮを大きく設定すれば充分な大きさのコモンモード電圧が検出可能となる。また、巻線５４はコモンモード電圧検出を目的としており電流はそれほど流れないことから細い電線を使用できるためＮを大きく設定することは比較的容易である。
実施の形態４．
　図１０は、実施の形態４である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。図１０において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置４００は電圧検出手段としての第１のコモンモードトランス６０を有する。第１のコモンモードトランス６０は、巻線６１，６２，６３及び漏れ電流検出用の巻線としてのコモンモード電圧検出用の巻線６４を有し、巻線６１，６２，６３は、三相の接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔに接続される。なお、各巻線６１～６４の極性は図１０において巻線の左横に示した●で示す極性になるようにして巻回されている。巻線６１，６２，６３は、図１の第１のコモンモードトランス１と同様のもので図示しない鉄心に巻回されている。
　ここで本実施例では、巻線６１，６２，６３の巻数をコモンモード電圧検出用の巻線６４の巻数に対してＮ（Ｎ２以上の整数）倍としている。これによりコモンモード電圧の検出値はＶ１／Ｎとなるが、適用する第１のコモンモードトランス６０の巻線６１，６２，６３の巻数が大きい場合でも、コモンモード電圧検出用の巻線６４を小さく設定できるため、巻線６４の実装が容易となるという効果が得られる。なおコモンモード電圧の検出値はＶ１／Ｎとなるが、電圧増幅器３のゲインＧを大きく設定することにより所望の漏れ電流低減効果が得られる。
実施の形態５．
　図１１は、実施の形態５である高周波漏れ電流低減装置を示す構成図である。図１１において、漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置５００は電圧印加手段としての第２のコモンモードトランス７０を有する。第２のコモンモードトランス７０は、巻線７１，７２，７３及び電圧印加用の巻線としてのコモンモード電圧印加用の巻線７４を有し、巻線７１，７２，７３は、三相の接続線９３ｒ，９３ｓ，９３ｔに接続される。なお、各巻線７１～７４の極性は図１１において巻線の左横に示した●で示す極性になるようにして巻回されている。巻線７１，７２，７３は、図１の第２のコモンモードトランス２と同様のもので図示しない鉄心に巻回されている。
　ここで本実施例では、第２のコモンモードトランス７０において、巻線７１，７２，７３の巻線をコモンモード電圧印加用の巻線７４の巻数に対してＮ（Ｎ２以上の整数）倍としている。これにより第２のコモンモードトランス７０の巻線７１，７２，７３に印加される電圧すなわち発生する電圧は巻線７４に印加される電圧Ｖ２のＮ倍となり、第２のコモンモードトランス７０において電圧増幅作用が得られる。従って電圧増幅器３のゲインＧを小さく設定することが可能であり、電圧増幅器３のゲイン誤差やオフセット誤差の発生を抑制することができる。
実施の形態６．
　図１２、図１３は、実施の形態６を示すものであり、図１２は高周波漏れ電流低減装置の別の接続例を示す接続図、図１３はさらに別の接続例を示す接続図である。図１２において、交流電源４０に第１の電気装置としてのコンバータ４１が接続され、このコンバータ４１と第２の電気装置としてのインバータ４２との間に漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置６００が介挿されている。インバータ４２の交流出力側は三相モータ４３に接続され、三相モータ４３を可変電圧可変周波数の三相交流で駆動する。なお、高周波漏れ電流低減装置６００は、直流側に設置されるのでその直流が流れる主巻線が２つですむなど交流側に設置される図１に示した高周波漏れ電流低減装置１００とは構成が若干異なるが、図１に示した高周波漏れ電流低減装置１００と同様の機能を有するものである。
　このように、コンバータ４１とインバータ４２との間に設置すると、接続線は正負（４９Ｐと４９Ｎ）の２本しか存在しないため、第１及び第２のコモンモードトランス１及び２の巻線を各１個ずつ減らすことができ、高周波漏れ電流低減装置のさらなる小型化・低コスト化が実現できる。
　また、図１３に示すように第１の電気装置としてのインバータ４２と第２の電気装置としての三相モータ４３との間に漏れ電流低減装置としての高周波漏れ電流低減装置７００を設置し、これらを図１３における高周波漏れ電流低減装置７００の左方の接続線９５ｒ，９５ｓ，９５ｔ及び図１３における高周波漏れ電流低減装置７００の右方の接続線９６ｒ，９６ｓ，９６ｔにて接続することもできる。なお、高周波漏れ電流低減装置７００は、仕様は若干異なるが図１の高周波漏れ電流低減装置１００と同様の機能を有するものである。
　なお、電圧増幅器３を駆動する直流の電源は、図１２の高周波漏れ電流低減装置６００においては、コンバータ４１側の接続線４９Ｐ，４９Ｎあるいはインバータ４２側の接続線４９Ｐ，４９Ｎから得てもよい。また、図１３の高周波漏れ電流低減装置７００においては図８に示した高周波漏れ電流低減装置２００と同様にして接続線９５ｒ，９５ｓ，９５ｔあるいは接続線９６ｒ，９６ｓ，９６ｔから整流して直流の電源を得るようにすることもできる。
　また、上記各実施の形態では、第１及び第２のコモンモードトランスは鉄心に巻回された巻線１１～１３，１４や２１～２３，２４等を有するものを示したが、これに限られるものではなく、例えば環状の鉄心を接続線９１ｒ，９１ｓ，９１ｔが貫通するものであって上記環状の鉄心にコモンモード電圧検出用の巻線１４やコモンモード電圧印加用の巻線２４が巻回されたものであっても、同様の効果を奏する。
　さらに、コンバータ４１はダイオードのみからなるダイオードコンバータであっても同様の効果を奏する。

Claims (13)

  1. 電圧検出手段と電圧増幅器と電圧印加手段とを有し、第１の電気装置と第２の電気装置との間に接続線を介して挿入される漏れ電流低減装置であって、
    上記電圧検出手段は、上記接続線を流れる漏れ電流を検出電圧として検出するものであり、
    上記電圧増幅器は、上記検出電圧を増幅して出力電圧として出力するものであり、
    上記電圧印加手段は、上記出力電圧に基づいて上記接続線に上記検出電圧とほぼ同方向の印加電圧を発生させるものである漏れ電流低減装置。
  2. 上記電圧検出手段は、主巻線と漏れ電流検出用の巻線とを有し、
    上記電圧印加手段は、主巻線と電圧印加用の巻線とを有し、
    上記電圧検出手段の上記主巻線と上記電圧印加手段の上記主巻線とが直列に接続されるとともに上記接続線を介して上記第１の電気装置と第２の電気装置との間に挿入されるものであり、
    上記電圧検出用の巻線により上記電圧検出手段の上記主巻線を介して上記漏れ電流を上記検出電圧として検出し、
    上記電圧印加用の巻線に上記出力電圧を印加することにより上記電圧印加手段の上記巻線に上記検出電圧とほぼ同方向の印加電圧を発生させるものであることを特徴とする請求項１に記載の漏れ電流低減装置。
  3. 上記電圧検出手段は、上記漏れ電流検出用の巻線の巻数が上記主巻線の巻数より多いものであることを特徴とする請求項２に記載の漏れ電流低減装置。
  4. 上記電圧検出手段は、上記主巻線の巻数が上記漏れ電流検出用の巻線の巻数よりも多いものであることを特徴とする請求項２に記載の漏れ電流低減装置。
  5. 上記電圧印加手段は、上記主巻線の巻数が上記電圧印加用の巻線の巻数よりも多いものであることを特徴とする請求項２に記載の漏れ電流低減装置。
  6. 上記第１の電気装置は交流電源であり、上記第２の電気装置は上記交流電源の交流電力を直流に変換するコンバータであることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
  7. 上記第１の電気装置は交流電力を直流電力に変換するコンバータであり、上記第２の電気装置は上記コンバータの上記直流電力を交流に変換するインバータであることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
  8. 上記第１の電気装置は直流電力を交流に変換するインバータであり、上記第２の電気装置は上記インバータにより駆動される負荷であることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
  9. 　上記コンバータは、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されたスイッチング素子を有しこのスイッチング素子を開閉することにより上記交流電力を可変電圧の直流に変換するものであることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の漏れ電流低減装置。
  10. 　上記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されたスイッチング素子を有しこのスイッチング素子を開閉することにより上記直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換するものであることを特徴とする請求項７または請求項８に記載の漏れ電流低減装置。
  11. 上記電圧増幅器を駆動する電源は、上記接続線から得るものであることを特徴とする請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
  12. 上記電圧増幅器は、上記検出電圧をワイドバンドギャップ半導体にて形成された半導体素子によって増幅するものであることを特徴とする請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の漏れ電流低減装置。
  13. 　上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項９、請求項１０または請求項１２に記載の漏れ電流低減装置。
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