JPH09215341A - インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置 - Google Patents
インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置Info
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- JPH09215341A JPH09215341A JP8024191A JP2419196A JPH09215341A JP H09215341 A JPH09215341 A JP H09215341A JP 8024191 A JP8024191 A JP 8024191A JP 2419196 A JP2419196 A JP 2419196A JP H09215341 A JPH09215341 A JP H09215341A
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- frequency leakage
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、インバータ装置と三相モータとの
間に配線されている三相電源線上に発生する高周波漏れ
電流を低減することができるインバータ装置における高
周波漏れ電流低減装置を提供することにある。 【解決手段】 インバータ装置３から三相電源線５を経
由して三相モータ１３に供給される三相交流電流のコモ
ンモードの零相漏れ電流を電流検出コイル７で検出す
る。この電流検出コイル７で検出された漏れ電流は、高
周波増幅器９に供給されて電力増幅する。コモンモード
電力は増幅された後に、整合コイル１１を介して三相電
源線５に逆位相で電磁的に注入される。
間に配線されている三相電源線上に発生する高周波漏れ
電流を低減することができるインバータ装置における高
周波漏れ電流低減装置を提供することにある。 【解決手段】 インバータ装置３から三相電源線５を経
由して三相モータ１３に供給される三相交流電流のコモ
ンモードの零相漏れ電流を電流検出コイル７で検出す
る。この電流検出コイル７で検出された漏れ電流は、高
周波増幅器９に供給されて電力増幅する。コモンモード
電力は増幅された後に、整合コイル１１を介して三相電
源線５に逆位相で電磁的に注入される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置で
発生する漏れ電流を低減することができるインバータ装
置における高周波漏れ電流低減装置に関する。
発生する漏れ電流を低減することができるインバータ装
置における高周波漏れ電流低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、電気自動車においては、メイン
バッテリから供給される直流電流はインバータ装置で別
に入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子をＯ
Ｎ・ＯＦＦ制御して三相交流電流を発生させ、この交流
電流を三相モータに加えて車両を駆動するものである。
バッテリから供給される直流電流はインバータ装置で別
に入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子をＯ
Ｎ・ＯＦＦ制御して三相交流電流を発生させ、この交流
電流を三相モータに加えて車両を駆動するものである。
【０００３】このインバータ装置を用いた場合、インバ
ータ装置内のスイッチング素子が三相モータや電源線を
負荷にしてスイッチングしたときには、パルス状の正極
性又は負の減衰振動波形を有する零相漏れ電流を発生し
てしまうので、発生された漏れ電流の高周波成分に起因
して電波雑音障害が生じていた。
ータ装置内のスイッチング素子が三相モータや電源線を
負荷にしてスイッチングしたときには、パルス状の正極
性又は負の減衰振動波形を有する零相漏れ電流を発生し
てしまうので、発生された漏れ電流の高周波成分に起因
して電波雑音障害が生じていた。
【０００４】そこで、インバータ装置と三相モータとの
間に配線されている三相電源線上に発生する漏れ電流を
低減するには、従来、電気学会論文誌Ｄ（１１５巻 １
号平成７年 Ｐ７７〜８３ 平成７年電気学会全国大会
Ｎo.７５６）に記載されたコモンモードチョークや
コモンモードトランスを用いた漏れ電流を低減する方
法が知られている。 コモンモードチョークを用いる方法は、インバータ装
置と三相モータとの間に配線されている三相電源線上に
コモンモードチョークを挿入し、三相電源線のコモンモ
ードに対するインピーダンスを増大させることで、零相
電流のピーク値を低減させるものである。 コモンモードトランスを用いる方法は、のコモンモ
ードチョークに２次巻線を追加してコモンモードトラン
スを構成し、この２次巻線を適当な抵抗Ｒを用いて短絡
することで、抵抗Ｒによって零相成分のエネルギーを消
費させ、漏れ電流の実効値を低減させるものである。
間に配線されている三相電源線上に発生する漏れ電流を
低減するには、従来、電気学会論文誌Ｄ（１１５巻 １
号平成７年 Ｐ７７〜８３ 平成７年電気学会全国大会
Ｎo.７５６）に記載されたコモンモードチョークや
コモンモードトランスを用いた漏れ電流を低減する方
法が知られている。 コモンモードチョークを用いる方法は、インバータ装
置と三相モータとの間に配線されている三相電源線上に
コモンモードチョークを挿入し、三相電源線のコモンモ
ードに対するインピーダンスを増大させることで、零相
電流のピーク値を低減させるものである。 コモンモードトランスを用いる方法は、のコモンモ
ードチョークに２次巻線を追加してコモンモードトラン
スを構成し、この２次巻線を適当な抵抗Ｒを用いて短絡
することで、抵抗Ｒによって零相成分のエネルギーを消
費させ、漏れ電流の実効値を低減させるものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
漏れ電流を低減する方法にあっては、漏れ電流の低減効
果を増大しようとする程、より大きなインダクタンスが
必要となっていた。特に、大電力を供給するためのイン
バータ装置にあっては、コモンモードチョークやコモン
モードトランスでは形状や重量が極めて大きくなるの
で、コスト高の要因になるといった問題があった。ま
た、従来の漏れ電流を低減する方法を用いた場合では漏
れ電流をゼロにすることは不可能であった。本発明は上
記に鑑みてなされたもので、その目的としては、インバ
ータ装置と三相モータとの間に配線されている三相電源
線上に発生する高周波漏れ電流を低減することができる
インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置を提供
することにある。
漏れ電流を低減する方法にあっては、漏れ電流の低減効
果を増大しようとする程、より大きなインダクタンスが
必要となっていた。特に、大電力を供給するためのイン
バータ装置にあっては、コモンモードチョークやコモン
モードトランスでは形状や重量が極めて大きくなるの
で、コスト高の要因になるといった問題があった。ま
た、従来の漏れ電流を低減する方法を用いた場合では漏
れ電流をゼロにすることは不可能であった。本発明は上
記に鑑みてなされたもので、その目的としては、インバ
ータ装置と三相モータとの間に配線されている三相電源
線上に発生する高周波漏れ電流を低減することができる
インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置を提供
することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するため、インバータ装置と三相モータ
との間に配線されている三相電源線上に発生する高周波
漏れ電流を低減するためのインバータ装置における高周
波漏れ電流低減装置であって、前記三相電源線上に発生
する高周波漏れ電流を検出する電流検出手段と、検出さ
れた高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段と、増幅
された高周波漏れ電流を逆位相で前記三相電源線に電磁
的に注入する逆位相注入手段と、を有することを要旨と
する。
上記課題を解決するため、インバータ装置と三相モータ
との間に配線されている三相電源線上に発生する高周波
漏れ電流を低減するためのインバータ装置における高周
波漏れ電流低減装置であって、前記三相電源線上に発生
する高周波漏れ電流を検出する電流検出手段と、検出さ
れた高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段と、増幅
された高周波漏れ電流を逆位相で前記三相電源線に電磁
的に注入する逆位相注入手段と、を有することを要旨と
する。
【０００７】請求項２記載の発明は、上記課題を解決す
るため、インバータ装置と三相モータとの間に配線され
ている三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を低減す
るためのインバータ装置における高周波漏れ電流低減装
置であって、前記インバータ装置内部のスイッチング素
子を駆動するための駆動パルスに応じて擬似的に高周波
漏れ電流の波形を生成する電流波形生成手段と、生成さ
れた擬似高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段と、
増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で前記三相電源
線に電磁的に注入する逆位相注入手段と、を有すること
を要旨とする。
るため、インバータ装置と三相モータとの間に配線され
ている三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を低減す
るためのインバータ装置における高周波漏れ電流低減装
置であって、前記インバータ装置内部のスイッチング素
子を駆動するための駆動パルスに応じて擬似的に高周波
漏れ電流の波形を生成する電流波形生成手段と、生成さ
れた擬似高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段と、
増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で前記三相電源
線に電磁的に注入する逆位相注入手段と、を有すること
を要旨とする。
【０００８】請求項３記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記高周波増幅手段は、前記三相電源線上に発
生する高周波漏れ電流が最小になるように増幅率を制御
する制御手段を有することを要旨とする。
るため、前記高周波増幅手段は、前記三相電源線上に発
生する高周波漏れ電流が最小になるように増幅率を制御
する制御手段を有することを要旨とする。
【０００９】請求項４記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記逆位相注入手段は、前記インバータ装置内
部のスイッチング素子を駆動するための駆動パルスに応
じて正極性又は負極性の減衰振動波形を発生する波形発
生手段を有することを要旨とする。
るため、前記逆位相注入手段は、前記インバータ装置内
部のスイッチング素子を駆動するための駆動パルスに応
じて正極性又は負極性の減衰振動波形を発生する波形発
生手段を有することを要旨とする。
【００１０】
【発明の効果】以上、説明したように、請求項１記載の
本発明によれば、インバータ装置と三相モータとの間に
配線されている三相電源線上に発生する高周波漏れ電流
を検出し、検出された高周波漏れ電流を増幅する。次
に、増幅された高周波漏れ電流を逆位相で三相電源線に
電磁的に注入することで、三相電源線上に発生する高周
波漏れ電流を打ち消すようにしているので、三相電源線
上に発生する高周波漏れ電流を低減することができる。
本発明によれば、インバータ装置と三相モータとの間に
配線されている三相電源線上に発生する高周波漏れ電流
を検出し、検出された高周波漏れ電流を増幅する。次
に、増幅された高周波漏れ電流を逆位相で三相電源線に
電磁的に注入することで、三相電源線上に発生する高周
波漏れ電流を打ち消すようにしているので、三相電源線
上に発生する高周波漏れ電流を低減することができる。
【００１１】また、請求項２記載の本発明によれば、イ
ンバータ装置内部のスイッチング素子を駆動するための
駆動パルスに応じて擬似的に高周波漏れ電流の波形を生
成し、生成された擬似高周波漏れ電流を増幅する。次
に、増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で三相電源
線に電磁的に注入することで、三相電源線上に発生する
高周波漏れ電流を打ち消すようにしているので、三相電
源線上に発生する高周波漏れ電流を低減することができ
る。
ンバータ装置内部のスイッチング素子を駆動するための
駆動パルスに応じて擬似的に高周波漏れ電流の波形を生
成し、生成された擬似高周波漏れ電流を増幅する。次
に、増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で三相電源
線に電磁的に注入することで、三相電源線上に発生する
高周波漏れ電流を打ち消すようにしているので、三相電
源線上に発生する高周波漏れ電流を低減することができ
る。
【００１２】また、請求項３記載の本発明によれば、三
相電源線上に発生する高周波漏れ電流が最小になるよう
に増幅率を制御することで、三相電源線上に発生する高
周波漏れ電流を最小になるように打ち消すことができ、
三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を最小に低減す
ることができる。
相電源線上に発生する高周波漏れ電流が最小になるよう
に増幅率を制御することで、三相電源線上に発生する高
周波漏れ電流を最小になるように打ち消すことができ、
三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を最小に低減す
ることができる。
【００１３】また、請求項４記載の本発明によれば、イ
ンバータ装置内部のスイッチング素子を駆動するための
駆動パルスに応じて正極性又は負極性の減衰振動波形を
発生した後に、この正極性又は負極性の減衰振動波形を
三相電源線に電磁的に注入することで、三相電源線上に
発生する高周波漏れ電流を打ち消すようにしているの
で、三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を低減する
ことができる。
ンバータ装置内部のスイッチング素子を駆動するための
駆動パルスに応じて正極性又は負極性の減衰振動波形を
発生した後に、この正極性又は負極性の減衰振動波形を
三相電源線に電磁的に注入することで、三相電源線上に
発生する高周波漏れ電流を打ち消すようにしているの
で、三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を低減する
ことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１（ａ），（ｂ）は、本発明の
第１の実施の形態に係る高周波漏れ電流低減装置１のシ
ステム構成を示す図である。図１（ａ），（ｂ）に示す
ように、高周波漏れ電流低減装置１は、メインバッテリ
から供給される直流電流（ＤＣ入力）をＰＷＭ信号に応
じてスイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御して三相交流
電流を発生させるインバータ装置３と、三相電源線５上
に発生する高周波漏れ電流を検出する電流検出コイル７
と、検出された高周波漏れ電流を電力増幅する高周波増
幅器９と、増幅された高周波漏れ電流を逆位相にして三
相電源線５に電磁的に注入する整合コイル１１と、イン
バータ装置３で発生された三相交流電流に応じて回転ト
ルクを発生して車両を駆動する三相モータ１３と、高周
波増幅器９の増幅率を制御するコントローラ１５とから
構成される。
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１（ａ），（ｂ）は、本発明の
第１の実施の形態に係る高周波漏れ電流低減装置１のシ
ステム構成を示す図である。図１（ａ），（ｂ）に示す
ように、高周波漏れ電流低減装置１は、メインバッテリ
から供給される直流電流（ＤＣ入力）をＰＷＭ信号に応
じてスイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御して三相交流
電流を発生させるインバータ装置３と、三相電源線５上
に発生する高周波漏れ電流を検出する電流検出コイル７
と、検出された高周波漏れ電流を電力増幅する高周波増
幅器９と、増幅された高周波漏れ電流を逆位相にして三
相電源線５に電磁的に注入する整合コイル１１と、イン
バータ装置３で発生された三相交流電流に応じて回転ト
ルクを発生して車両を駆動する三相モータ１３と、高周
波増幅器９の増幅率を制御するコントローラ１５とから
構成される。
【００１５】次に、図１（ａ）を用いて高周波漏れ電流
低減装置１の動作を説明する。まず、メインバッテリか
ら供給される直流電流（ＤＣ入力）はインバータ装置３
において、別に入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチ
ング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御して三相交流電流を発生さ
せる。次に、インバータ装置３で発生された三相交流電
流に応じて三相モータ１３で回転トルクを発生して車両
を駆動する。ここで、インバータ装置３から三相電源線
５を経由して三相モータ１３に供給される三相交流電流
のコモンモードの零相漏れ電流を電流検出コイル７で検
出する。この電流検出コイル７で検出された漏れ電流
は、高周波増幅器９に供給されて電力増幅する。コモン
モード電力は増幅された後に、整合コイル１１を介して
三相電源線５に逆位相で電磁的に注入される。このよう
にして、零相漏れ電流に対して供給される逆位相電流が
等しい場合、互いに打消し合うため漏れ電流をゼロにす
ることができる。
低減装置１の動作を説明する。まず、メインバッテリか
ら供給される直流電流（ＤＣ入力）はインバータ装置３
において、別に入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチ
ング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御して三相交流電流を発生さ
せる。次に、インバータ装置３で発生された三相交流電
流に応じて三相モータ１３で回転トルクを発生して車両
を駆動する。ここで、インバータ装置３から三相電源線
５を経由して三相モータ１３に供給される三相交流電流
のコモンモードの零相漏れ電流を電流検出コイル７で検
出する。この電流検出コイル７で検出された漏れ電流
は、高周波増幅器９に供給されて電力増幅する。コモン
モード電力は増幅された後に、整合コイル１１を介して
三相電源線５に逆位相で電磁的に注入される。このよう
にして、零相漏れ電流に対して供給される逆位相電流が
等しい場合、互いに打消し合うため漏れ電流をゼロにす
ることができる。
【００１６】なお、高周波増幅器９の増幅率は、上記電
流が等しくなるように予め調整し固定しておくが、温度
変化等の外的要因により各コイルの結合計数や高周波増
幅器９の増幅率が変化する場合には必要に応じてコント
ローラ１５を設け高周波増幅器９の増幅率を制御し、所
望の条件を維持するようにしてもよい。また、高周波増
幅器９の帯域幅は、インバータ装置３のスイッチングの
基本波から少なくとも漏れ電流を低減したい周波数帯域
として例えばＡＭラジオ放送の周波数帯域等をカバーす
るものとする。さらに、電流検出コイル７は漏れ電流に
よって飽和等を生じない程度の大きさのいものでよく、
整合コイル１１も高周波増幅器９の出力電力を扱う上で
障害のない程度のものでよいので、従来のコモンモード
チョークに比較すれば相当小さく軽量のものを使用すれ
ばよい。
流が等しくなるように予め調整し固定しておくが、温度
変化等の外的要因により各コイルの結合計数や高周波増
幅器９の増幅率が変化する場合には必要に応じてコント
ローラ１５を設け高周波増幅器９の増幅率を制御し、所
望の条件を維持するようにしてもよい。また、高周波増
幅器９の帯域幅は、インバータ装置３のスイッチングの
基本波から少なくとも漏れ電流を低減したい周波数帯域
として例えばＡＭラジオ放送の周波数帯域等をカバーす
るものとする。さらに、電流検出コイル７は漏れ電流に
よって飽和等を生じない程度の大きさのいものでよく、
整合コイル１１も高周波増幅器９の出力電力を扱う上で
障害のない程度のものでよいので、従来のコモンモード
チョークに比較すれば相当小さく軽量のものを使用すれ
ばよい。
【００１７】このように、零相漏れ電流に対して供給さ
れる逆位相電流を等しくした場合、実験的には、零相漏
れ電流を１０ｄＢ以上低減することができる。なお、図
１（ｂ）に示しすように、コントローラ１５を設け、電
流検出コイル７で検出された漏れ電流値をコントローラ
１５に入力してこの値が０になるよう高周波増幅器の増
幅率を制御することで、常にインバータ装置３の三相電
源線５に流れる零相漏れ電流は、三相モータ１３やイン
バータ装置３の動作状態や温度差等の外的要因の変化に
拘わらず零になるように制御することができ、より安定
な高周波漏れ電流低減装置１を構成することができる。
また、漏れ電流を検出してから高周波増幅器９の増幅率
が制御されるまでの遅延時間、高周波増幅器９の入出力
間の遅延による制御誤差、漏れ電流が零に近い状態での
Ｓ／Ｎ劣化による制御誤差等を考慮しても、実験的には
１０ｄＢ以上の漏れ電流低減効果が確認されている。
れる逆位相電流を等しくした場合、実験的には、零相漏
れ電流を１０ｄＢ以上低減することができる。なお、図
１（ｂ）に示しすように、コントローラ１５を設け、電
流検出コイル７で検出された漏れ電流値をコントローラ
１５に入力してこの値が０になるよう高周波増幅器の増
幅率を制御することで、常にインバータ装置３の三相電
源線５に流れる零相漏れ電流は、三相モータ１３やイン
バータ装置３の動作状態や温度差等の外的要因の変化に
拘わらず零になるように制御することができ、より安定
な高周波漏れ電流低減装置１を構成することができる。
また、漏れ電流を検出してから高周波増幅器９の増幅率
が制御されるまでの遅延時間、高周波増幅器９の入出力
間の遅延による制御誤差、漏れ電流が零に近い状態での
Ｓ／Ｎ劣化による制御誤差等を考慮しても、実験的には
１０ｄＢ以上の漏れ電流低減効果が確認されている。
【００１８】（第２の実施例の形態）図２は、本発明の
第２の実施の形態に係る高周波漏れ電流低減装置１のシ
ステム構成を示す図である。図２に示すように、高周波
漏れ電流低減装置１の特徴は、図１に示すものに加え
て、インバータ装置３内部のスイッチング素子をＯＮ／
ＯＦＦ制御するためのアッパ側（Ｕ）信号、ローワ側
（Ｌ）信号及び極性信号（Ｐ）を入力して駆動パルスを
選択する論理回路２１ａ〜２１ｃと、論理回路２１ａ〜
２１ｃから出力される駆動パルスを任意設定時間だけ遅
延させて出力する遅延回路２３ａ〜２３ｃと、遅延回路
２３ａ〜２３ｃを経由して遅延された駆動パルスに応答
して擬似的に高周波漏れ電流の波形を生成する波形発生
器２５ａ〜２５ｃと、波形発生器２５ａ〜２５ｃで擬似
的に生成された各相の高周波漏れ電流の波形を入力して
擬似的な三相高周波漏れ電流波形を合成する波形合成器
２７と、三相電源線５上に発生する高周波漏れ電流を検
出する電流検出トランス２９と、高周波増幅器９で増幅
された擬似的な高周波漏れ電流を逆位相にして三相電源
線５に電磁的に注入する整合トランス３１とから構成さ
れることにある。
第２の実施の形態に係る高周波漏れ電流低減装置１のシ
ステム構成を示す図である。図２に示すように、高周波
漏れ電流低減装置１の特徴は、図１に示すものに加え
て、インバータ装置３内部のスイッチング素子をＯＮ／
ＯＦＦ制御するためのアッパ側（Ｕ）信号、ローワ側
（Ｌ）信号及び極性信号（Ｐ）を入力して駆動パルスを
選択する論理回路２１ａ〜２１ｃと、論理回路２１ａ〜
２１ｃから出力される駆動パルスを任意設定時間だけ遅
延させて出力する遅延回路２３ａ〜２３ｃと、遅延回路
２３ａ〜２３ｃを経由して遅延された駆動パルスに応答
して擬似的に高周波漏れ電流の波形を生成する波形発生
器２５ａ〜２５ｃと、波形発生器２５ａ〜２５ｃで擬似
的に生成された各相の高周波漏れ電流の波形を入力して
擬似的な三相高周波漏れ電流波形を合成する波形合成器
２７と、三相電源線５上に発生する高周波漏れ電流を検
出する電流検出トランス２９と、高周波増幅器９で増幅
された擬似的な高周波漏れ電流を逆位相にして三相電源
線５に電磁的に注入する整合トランス３１とから構成さ
れることにある。
【００１９】次に、図３は高周波漏れ電流低減装置１を
構成する１相分の論理回路２１ａ、遅延回路２３ａ、波
形発生器２５ａ及び波形合成器２７を示す図である。図
３に示すように、論理回路２１ａでは、インバータ装置
３内部のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するため
のアッパ側（Ｕ）信号、ローワ側（Ｌ）信号及び極性信
号（Ｐ）を入力し、極性信号（Ｐ）の論理に応じてＡＮ
Ｄゲート４１，４５に入力されるアッパ側（Ｕ）信号又
はローワ側（Ｌ）信号の何れか一方を選択させ、ＯＲゲ
ート４７から１相分の駆動パルスを出力する。次に、遅
延回路２３ａでは、論理回路２１ａから出力された１相
分の駆動パルスを半固定抵抗ＶＲ１とコンデンサＣ１と
で構成される時定数に対応して遅延させて出力する。次
に、インバータ４９で遅延されている駆動パルスの論理
を反転させる。
構成する１相分の論理回路２１ａ、遅延回路２３ａ、波
形発生器２５ａ及び波形合成器２７を示す図である。図
３に示すように、論理回路２１ａでは、インバータ装置
３内部のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するため
のアッパ側（Ｕ）信号、ローワ側（Ｌ）信号及び極性信
号（Ｐ）を入力し、極性信号（Ｐ）の論理に応じてＡＮ
Ｄゲート４１，４５に入力されるアッパ側（Ｕ）信号又
はローワ側（Ｌ）信号の何れか一方を選択させ、ＯＲゲ
ート４７から１相分の駆動パルスを出力する。次に、遅
延回路２３ａでは、論理回路２１ａから出力された１相
分の駆動パルスを半固定抵抗ＶＲ１とコンデンサＣ１と
で構成される時定数に対応して遅延させて出力する。次
に、インバータ４９で遅延されている駆動パルスの論理
を反転させる。
【００２０】ここで、インバータ装置３が発生する零相
漏れ電流は、インバータ装置３内部のスイッチング素子
が三相モータ１３や三相電源線５を負荷にしてスイッチ
ングしたときに発生するパルス状のものであり、一般
に、図４（ａ）に示すように、正極性（イ）又は負極性
（ロ）の減衰振動波形であるため、波形発生器２５ａで
は、ＬＣＲ回路の各定数を最適化して設定することで、
擬似的に漏れ電流波形を１相分生成することができる。
次に、オペアンプＯＰ１では、擬似的な漏れ電流波形を
入力してインピーダンス変換を施し、抵抗Ｒ２、Ｒ４及
びＲ５の結合点において各相分の波形を合成する。次
に、オペアンプＯＰ２では、この合成波形を入力してイ
ンピーダンス変換を施して高周波増幅器９に出力するこ
とで、図４（ｂ）に示すように、三相モータを駆動する
ために用いられる電源としてのＡＣライン（ハ）と、イ
ンバータ装置３に入力するＤＣ電源ライン（ニ）とで観
測された零相漏れ電流の波形の一例のような擬似的な漏
れ電流波形を発生することができる。
漏れ電流は、インバータ装置３内部のスイッチング素子
が三相モータ１３や三相電源線５を負荷にしてスイッチ
ングしたときに発生するパルス状のものであり、一般
に、図４（ａ）に示すように、正極性（イ）又は負極性
（ロ）の減衰振動波形であるため、波形発生器２５ａで
は、ＬＣＲ回路の各定数を最適化して設定することで、
擬似的に漏れ電流波形を１相分生成することができる。
次に、オペアンプＯＰ１では、擬似的な漏れ電流波形を
入力してインピーダンス変換を施し、抵抗Ｒ２、Ｒ４及
びＲ５の結合点において各相分の波形を合成する。次
に、オペアンプＯＰ２では、この合成波形を入力してイ
ンピーダンス変換を施して高周波増幅器９に出力するこ
とで、図４（ｂ）に示すように、三相モータを駆動する
ために用いられる電源としてのＡＣライン（ハ）と、イ
ンバータ装置３に入力するＤＣ電源ライン（ニ）とで観
測された零相漏れ電流の波形の一例のような擬似的な漏
れ電流波形を発生することができる。
【００２１】また、整合トランス３１は、三相電源線５
と高周波増幅器９の出力線の計４本の線を束ねてフェラ
イトコア１回巻き（貫通）させたものである。フェライ
ト材の透磁率が大きい程、巻数が多い程、結合度が増し
損失が小さくなる。本実施の形態では、μ＝１００００
程度のフェライトコアを用いるようにした。なお、三相
電源線５は一般に太いため、多数回巻くことは困難であ
るので、１回巻きにする一方、この結合損失に対して高
周波増幅器９の出力電力を増すことで対処することがで
きる。
と高周波増幅器９の出力線の計４本の線を束ねてフェラ
イトコア１回巻き（貫通）させたものである。フェライ
ト材の透磁率が大きい程、巻数が多い程、結合度が増し
損失が小さくなる。本実施の形態では、μ＝１００００
程度のフェライトコアを用いるようにした。なお、三相
電源線５は一般に太いため、多数回巻くことは困難であ
るので、１回巻きにする一方、この結合損失に対して高
周波増幅器９の出力電力を増すことで対処することがで
きる。
【００２２】次に、図２を用いて高周波漏れ電流低減装
置１の動作を説明する。まず、メインバッテリから供給
される直流電流（ＤＣ入力）はインバータ装置３におい
て、別に入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング素
子をＯＮ・ＯＦＦ制御して三相交流電流を発生させる。
次に、インバータ装置３で発生された三相交流電流に応
じて三相モータ１３で回転トルクを発生して車両を駆動
する。ここで、インバータ装置３内部のスイッチング素
子を駆動するための駆動パルスに応じて擬似的に高周波
漏れ電流の波形を波形発生器２５で生成する。次に、生
成された擬似高周波漏れ電流を高周波増幅器９で増幅す
る。次に、増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で三
相電源線５に整合トランス３１で電磁的に注入する。こ
のようにして、三相電源線５上に発生する高周波漏れ電
流を打ち消すようにしているので、三相電源線上に発生
する高周波漏れ電流を低減することができる。
置１の動作を説明する。まず、メインバッテリから供給
される直流電流（ＤＣ入力）はインバータ装置３におい
て、別に入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング素
子をＯＮ・ＯＦＦ制御して三相交流電流を発生させる。
次に、インバータ装置３で発生された三相交流電流に応
じて三相モータ１３で回転トルクを発生して車両を駆動
する。ここで、インバータ装置３内部のスイッチング素
子を駆動するための駆動パルスに応じて擬似的に高周波
漏れ電流の波形を波形発生器２５で生成する。次に、生
成された擬似高周波漏れ電流を高周波増幅器９で増幅す
る。次に、増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で三
相電源線５に整合トランス３１で電磁的に注入する。こ
のようにして、三相電源線５上に発生する高周波漏れ電
流を打ち消すようにしているので、三相電源線上に発生
する高周波漏れ電流を低減することができる。
【００２３】なお、波形発生器２５の出力は広帯域の高
周波増幅器９で増幅された後に、整合トランス３１を介
して三相電源線５に逆位相で電磁的に注入されるが、本
発明はこのような場合に限ることなく、三相電源線５に
電磁的に注入される場合の逆位相の作り方としては、整
合トランス３１の巻線を反転する場合、波形発生器２５
ａのトリガパルスをあらかじめ反転する場合、（図３は
この例を示している。インバータ装置３によって波形整
形される）高周波増幅器９に反転増幅器を用いる場合等
によっても生成された高周波電流を三相電源線５に逆位
相で電磁的に注入することができる。
周波増幅器９で増幅された後に、整合トランス３１を介
して三相電源線５に逆位相で電磁的に注入されるが、本
発明はこのような場合に限ることなく、三相電源線５に
電磁的に注入される場合の逆位相の作り方としては、整
合トランス３１の巻線を反転する場合、波形発生器２５
ａのトリガパルスをあらかじめ反転する場合、（図３は
この例を示している。インバータ装置３によって波形整
形される）高周波増幅器９に反転増幅器を用いる場合等
によっても生成された高周波電流を三相電源線５に逆位
相で電磁的に注入することができる。
【００２４】また、零相漏れ電流と生成された高周波電
流を同一振幅量にするには、高周波増幅器９の増幅率を
予め同一振幅となるよう設定しておく場合、別に電流モ
ニタ用トランスを三相電源線５に設けておき、三相電源
線５の零相電流が最小となるようコントローラ１５が高
周波増幅器９の増幅率を制御する場合等を用いてもよ
い。このようにして、実験的には２０ｄＢ以上の漏れ電
流低減効果が確認されている。本実施の形態は、三相モ
ータ１３として１０ｋｗ級の三相交流誘導モータを駆動
するインバータ装置に適用することができる。なお、イ
ンバータ装置は三角波比較によって駆動用ＰＷＭパルス
を得るようにするものである。
流を同一振幅量にするには、高周波増幅器９の増幅率を
予め同一振幅となるよう設定しておく場合、別に電流モ
ニタ用トランスを三相電源線５に設けておき、三相電源
線５の零相電流が最小となるようコントローラ１５が高
周波増幅器９の増幅率を制御する場合等を用いてもよ
い。このようにして、実験的には２０ｄＢ以上の漏れ電
流低減効果が確認されている。本実施の形態は、三相モ
ータ１３として１０ｋｗ級の三相交流誘導モータを駆動
するインバータ装置に適用することができる。なお、イ
ンバータ装置は三角波比較によって駆動用ＰＷＭパルス
を得るようにするものである。
【００２５】（第３の実施の形態）図５は、本発明の第
３の実施の形態に係る高周波漏れ電流低減装置１のシス
テム構成を示す図である。図５に示すように、高周波漏
れ電流低減装置１の特徴は、図２及び図３に示すものに
加えて、遅延回路２３ａからの１相分の駆動パルスを反
転するインバータ４９と、インバータ４９からの駆動パ
ルスに応じてスイッチング素子ブリッジＴr1，Ｔr2を駆
動する駆動回路５１と、インバータ４９からの駆動パル
スを内部で反転した後に反転された駆動パルスに応じて
スイッチング素子ブリッジＴr3，Ｔr4を駆動する駆動回
路５３と、ＬＣＲ回路の一端を電源Ｖcc又はＧＮＤにス
イッチングして接続するスイッチング素子ブリッジＴr
1，Ｔr2及びスイッチング素子ブリッジＴr3，Ｔr4と、
高周波漏れ電流信号に近似する周波数を有するインダク
タンスＬ2 ，コンデンサＣ6 ，抵抗Ｒ6 から構成されて
正極性又は負極性の減衰振動波形を形成するＬＣＲ回路
と、ＬＣＲ回路で発生された減衰振動波形を三相電源線
５に電磁的に注入する整合トランス５７と、スイッチン
グ素子ブリッジＴr1，Ｔr3のコレクタ電圧Ｖccを可変設
定するとともに、電流検出トランス２９で検出された零
相漏れ電流が最小になるようにＶccを可変制御する制御
回路５５とから構成されることにある。なお、Ｌ2 は三
相電源線５を貫通するフェライトコアに巻かれているの
で、ＬＣＲ回路で発生した減衰振動波形はそのまま三相
電源線５に電磁的に注入される。
３の実施の形態に係る高周波漏れ電流低減装置１のシス
テム構成を示す図である。図５に示すように、高周波漏
れ電流低減装置１の特徴は、図２及び図３に示すものに
加えて、遅延回路２３ａからの１相分の駆動パルスを反
転するインバータ４９と、インバータ４９からの駆動パ
ルスに応じてスイッチング素子ブリッジＴr1，Ｔr2を駆
動する駆動回路５１と、インバータ４９からの駆動パル
スを内部で反転した後に反転された駆動パルスに応じて
スイッチング素子ブリッジＴr3，Ｔr4を駆動する駆動回
路５３と、ＬＣＲ回路の一端を電源Ｖcc又はＧＮＤにス
イッチングして接続するスイッチング素子ブリッジＴr
1，Ｔr2及びスイッチング素子ブリッジＴr3，Ｔr4と、
高周波漏れ電流信号に近似する周波数を有するインダク
タンスＬ2 ，コンデンサＣ6 ，抵抗Ｒ6 から構成されて
正極性又は負極性の減衰振動波形を形成するＬＣＲ回路
と、ＬＣＲ回路で発生された減衰振動波形を三相電源線
５に電磁的に注入する整合トランス５７と、スイッチン
グ素子ブリッジＴr1，Ｔr3のコレクタ電圧Ｖccを可変設
定するとともに、電流検出トランス２９で検出された零
相漏れ電流が最小になるようにＶccを可変制御する制御
回路５５とから構成されることにある。なお、Ｌ2 は三
相電源線５を貫通するフェライトコアに巻かれているの
で、ＬＣＲ回路で発生した減衰振動波形はそのまま三相
電源線５に電磁的に注入される。
【００２６】次に、図５を用いて高周波漏れ電流低減装
置１の動作を説明する。まず、インバータ４９からの駆
動パルスがＬｏｗからＨｉｇｈに変化する正極性の駆動
パルスである場合には、駆動回路５１はスイッチング素
子ブリッジＴr1をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＬ側を電源
Ｖccに接続する一方、駆動回路５３はスイッチング素子
ブリッジＴr4をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＲ側をＧＮＤ
に接続することで、図４（ａ）に示すように、ＬＣＲ回
路から整合トランス５７を介して正極性（イ）の減衰振
動波形を三相電源線５に電磁的に注入する。
置１の動作を説明する。まず、インバータ４９からの駆
動パルスがＬｏｗからＨｉｇｈに変化する正極性の駆動
パルスである場合には、駆動回路５１はスイッチング素
子ブリッジＴr1をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＬ側を電源
Ｖccに接続する一方、駆動回路５３はスイッチング素子
ブリッジＴr4をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＲ側をＧＮＤ
に接続することで、図４（ａ）に示すように、ＬＣＲ回
路から整合トランス５７を介して正極性（イ）の減衰振
動波形を三相電源線５に電磁的に注入する。
【００２７】一方、インバータ４９からの駆動パルスが
ＨｉｇｈからＬｏｗに変化する負極性の駆動パルスであ
る場合には、駆動回路５１はスイッチング素子ブリッジ
Ｔr2をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＬ側をＧＮＤに接続す
る一方、駆動回路５３はスイッチング素子ブリッジＴr3
をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＲ側を電源Ｖccに接続する
ことで、図４（ａ）に示すように、ＬＣＲ回路から整合
トランス５７を介して負極性（ロ）の減衰振動波形を三
相電源線５に電磁的に注入する。このようにして、三相
電源線５上に発生する負極性又は正極性の高周波漏れ電
流を打ち消すように整合トランス５７を介して正極性又
は負極性の減衰振動波形を三相電源線５に電磁的に注入
するようにしているので、三相電源線上に発生する高周
波漏れ電流を低減することができる。
ＨｉｇｈからＬｏｗに変化する負極性の駆動パルスであ
る場合には、駆動回路５１はスイッチング素子ブリッジ
Ｔr2をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＬ側をＧＮＤに接続す
る一方、駆動回路５３はスイッチング素子ブリッジＴr3
をＯＮ制御してＬＣＲ回路のＲ側を電源Ｖccに接続する
ことで、図４（ａ）に示すように、ＬＣＲ回路から整合
トランス５７を介して負極性（ロ）の減衰振動波形を三
相電源線５に電磁的に注入する。このようにして、三相
電源線５上に発生する負極性又は正極性の高周波漏れ電
流を打ち消すように整合トランス５７を介して正極性又
は負極性の減衰振動波形を三相電源線５に電磁的に注入
するようにしているので、三相電源線上に発生する高周
波漏れ電流を低減することができる。
【００２８】本実施の形態では、ＬＣＲ回路を用いて比
較的大きな電流波形を直接に得られるので、高周波増幅
器９が回路上不要になるという利点を有する。また、電
流検出トランス２９で検出された三相電源線５の零相漏
れ電流が最小になるようにスイッチング素子ブリッジＴ
r1，Ｔr3のコレクタ電圧Ｖccを制御回路５５で可変制御
することで、さらに安定性の高い動作が得られる。な
お、実験的には２０ｄＢ以上の漏れ電流低減効果が確認
されている。
較的大きな電流波形を直接に得られるので、高周波増幅
器９が回路上不要になるという利点を有する。また、電
流検出トランス２９で検出された三相電源線５の零相漏
れ電流が最小になるようにスイッチング素子ブリッジＴ
r1，Ｔr3のコレクタ電圧Ｖccを制御回路５５で可変制御
することで、さらに安定性の高い動作が得られる。な
お、実験的には２０ｄＢ以上の漏れ電流低減効果が確認
されている。
【００２９】なお、第１〜第３の各実施の形態では、い
ずれも三相電源線（ＡＣライン）に相殺電流を電磁的に
注入する場合について説明したが、インバータ装置の入
力ＤＣラインに注入しても同様の効果が得られる。ま
た、電流検出用トランスを入力ＤＣラインに設けてもよ
い。即ち、漏れ電流の流れる径路によってはＤＣライ
ン，ＡＣラインのどちらか一方が大きい値を取るように
観測される場合があるので、より大きな低減効果を得ら
れる方に電流検出用トランスを挿入すればよい。
ずれも三相電源線（ＡＣライン）に相殺電流を電磁的に
注入する場合について説明したが、インバータ装置の入
力ＤＣラインに注入しても同様の効果が得られる。ま
た、電流検出用トランスを入力ＤＣラインに設けてもよ
い。即ち、漏れ電流の流れる径路によってはＤＣライ
ン，ＡＣラインのどちらか一方が大きい値を取るように
観測される場合があるので、より大きな低減効果を得ら
れる方に電流検出用トランスを挿入すればよい。
【００３０】以上説明したように、本発明は、三相電源
線に振幅が同一で逆位相の電流を零相電流として電磁的
に注入することにより、零相漏れ電流を低減することが
できる。従って、漏れ電流の高周波成分に起因して生ず
る電波雑音障害を解消することができる。また、従来の
ような大きなコモンモードチョークやコモンモードトラ
ンスが不要になり、代わって小型軽量コイルを用いれば
よいため、特に、電気自動車への搭載が有利である。
線に振幅が同一で逆位相の電流を零相電流として電磁的
に注入することにより、零相漏れ電流を低減することが
できる。従って、漏れ電流の高周波成分に起因して生ず
る電波雑音障害を解消することができる。また、従来の
ような大きなコモンモードチョークやコモンモードトラ
ンスが不要になり、代わって小型軽量コイルを用いれば
よいため、特に、電気自動車への搭載が有利である。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る高周波漏れ電
流低減装置１のシステム構成を示す図である。
流低減装置１のシステム構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る高周波漏れ電
流低減装置１のシステム構成を示す図である。
流低減装置１のシステム構成を示す図である。
【図３】高周波漏れ電流低減装置１を構成する１相分の
論理回路２１ａ、遅延回路２３ａ、波形発生器２５ａ及
び波形合成器２７を示す図である。
論理回路２１ａ、遅延回路２３ａ、波形発生器２５ａ及
び波形合成器２７を示す図である。
【図４】正極性（イ）又は負極性（ロ）の減衰振動波形
及びＡＣライン（ハ）と、インバータ装置３に入力する
ＤＣ電源ライン（ニ）とで観測された零相漏れ電流の波
形の一例を示す図である。
及びＡＣライン（ハ）と、インバータ装置３に入力する
ＤＣ電源ライン（ニ）とで観測された零相漏れ電流の波
形の一例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る高周波漏れ電
流低減装置１のシステム構成を示す図である。
流低減装置１のシステム構成を示す図である。
【符号の説明】 ３ インバータ装置 ５ 三相電源線 ７ 電流検出コイル７ ９ 高周波増幅器 １１ 整合コイル １３ 三相モータ
Claims (4)
- 【請求項１】 インバータ装置と三相モータとの間に配
線されている三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を
低減するためのインバータ装置における高周波漏れ電流
低減装置であって、 前記三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を検出する
電流検出手段と、 検出された高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手段
と、 増幅された高周波漏れ電流を逆位相で前記三相電源線に
電磁的に注入する逆位相注入手段と、を有することを特
徴とするインバータ装置における高周波漏れ電流低減装
置。 - 【請求項２】 インバータ装置と三相モータとの間に配
線されている三相電源線上に発生する高周波漏れ電流を
低減するためのインバータ装置における高周波漏れ電流
低減装置であって、 前記インバータ装置内部のスイッチング素子を駆動する
ための駆動パルスに応じて擬似的に高周波漏れ電流の波
形を生成する電流波形生成手段と、 生成された擬似高周波漏れ電流を増幅する高周波増幅手
段と、 増幅された擬似高周波漏れ電流を逆位相で前記三相電源
線に電磁的に注入する逆位相注入手段と、を有すること
を特徴とするインバータ装置における高周波漏れ電流低
減装置。 - 【請求項３】 前記高周波増幅手段は、 前記三相電源線上に発生する高周波漏れ電流が最小にな
るように増幅率を制御する制御手段を有することを特徴
とする請求項１及び２記載のインバータ装置における高
周波漏れ電流低減装置。 - 【請求項４】 前記逆位相注入手段は、 前記インバータ装置内部のスイッチング素子を駆動する
ための駆動パルスに応じて正極性又は負極性の減衰振動
波形を発生する波形発生手段を有することを特徴とする
請求項２記載のインバータ装置における高周波漏れ電流
低減装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8024191A JPH09215341A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8024191A JPH09215341A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215341A true JPH09215341A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=12131446
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8024191A Pending JPH09215341A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09215341A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004357448A (ja) * | 2003-05-30 | 2004-12-16 | Hitachi Ltd | 高調波電流抑制装置及び電気車両 |
| WO2011125944A1 (ja) * | 2010-04-05 | 2011-10-13 | 三菱電機株式会社 | 漏れ電流低減装置 |
| DE112010000951T5 (de) | 2009-03-05 | 2012-07-26 | Mitsubishi Electric Corp. | Kriechstrom - Reduktionseinrichtung |
| CN104796062A (zh) * | 2014-01-22 | 2015-07-22 | 株式会社日立制作所 | 功率变换装置 |
| US9099945B2 (en) | 2010-08-26 | 2015-08-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Leakage current reducing apparatus |
| US11990833B2 (en) | 2020-07-13 | 2024-05-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Noise filter |
-
1996
- 1996-02-09 JP JP8024191A patent/JPH09215341A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004357448A (ja) * | 2003-05-30 | 2004-12-16 | Hitachi Ltd | 高調波電流抑制装置及び電気車両 |
| DE112010000951T5 (de) | 2009-03-05 | 2012-07-26 | Mitsubishi Electric Corp. | Kriechstrom - Reduktionseinrichtung |
| JPWO2010100934A1 (ja) * | 2009-03-05 | 2012-09-06 | 三菱電機株式会社 | 漏れ電流低減装置 |
| US8755205B2 (en) | 2009-03-05 | 2014-06-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Leakage current reduction apparatus that includes a voltage amplifier and a voltage applicator |
| WO2011125944A1 (ja) * | 2010-04-05 | 2011-10-13 | 三菱電機株式会社 | 漏れ電流低減装置 |
| DE112011101193T5 (de) | 2010-04-05 | 2013-01-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Leckstrom-Reduzierungsvorrichtung |
| US8649193B2 (en) | 2010-04-05 | 2014-02-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Leakage current reducing apparatus |
| DE112011101193B4 (de) * | 2010-04-05 | 2015-10-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Leckstrom-Reduzierungsvorrichtung |
| US9099945B2 (en) | 2010-08-26 | 2015-08-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Leakage current reducing apparatus |
| CN104796062A (zh) * | 2014-01-22 | 2015-07-22 | 株式会社日立制作所 | 功率变换装置 |
| US11990833B2 (en) | 2020-07-13 | 2024-05-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Noise filter |
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