WO2010064490A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2010064490A1
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充邦 吉田
雅隆 大西
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シャープ株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device including an active filter.
  • an AC voltage from a commercial power source is rectified by a rectifier circuit such as a diode bridge, and smoothed by a smoothing circuit such as a capacitor to generate a DC voltage.
  • a rectifier circuit such as a diode bridge
  • a smoothing circuit such as a capacitor
  • an active filter is provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and the waveform and phase of the input current and the input voltage are matched.
  • Patent Documents 1 and 2 JP-A-8-33392 and JP-A-8-182329
  • the power supply device using an active filter has a problem that power loss increases when the input AC voltage is low.
  • the difference between the input voltage and the output voltage of the active filter is made constant. There is a method (for example, refer to JP 2006-20402 A (Patent Document 3)).
  • Patent Document 3 that solves the problems of Patent Documents 1 and 2, since the switching frequency is higher than that of a power factor improvement circuit (such as a PAM control circuit) other than the active filter, the level of the noise terminal voltage is high. was there.
  • a power factor improvement circuit such as a PAM control circuit
  • Patent Document 4 since the target voltage is lowered according to the temperature rise of the switching element, it is considered that the noise terminal voltage level is suppressed when the temperature of the switching element is high, but when the temperature of the switching element is low Has a problem that the noise terminal voltage is high.
  • Patent Documents 1 to 4 Furthermore, with the technologies disclosed in Patent Documents 1 to 4, it is necessary to add a further hardware configuration to solve these problems, resulting in an increase in the size of the apparatus.
  • a main object of the present invention is to provide a small-sized power supply device with a low noise terminal voltage level.
  • a power supply device includes a rectifier circuit that rectifies a first AC voltage, an active filter that is provided at the next stage of the rectifier circuit, and a smoothing circuit that generates a DC voltage by smoothing an output voltage of the active filter. And an inverter for converting a DC voltage into a second AC voltage.
  • the active filter includes a reactor whose one terminal receives the output voltage of the rectifier circuit, a diode whose anode is connected to the other terminal of the reactor, and whose cathode is connected to the smoothing circuit, and between the other terminal of the reactor and the reference voltage line. And a switching element connected to the.
  • the power supply device further detects the input current, input voltage, and output voltage of the active filter, generates a target voltage based on the input current, the input current and the input voltage are in phase, and the output of the active filter
  • a microcomputer for controlling on / off of the switching element so that the voltage matches the target voltage is provided.
  • the microcomputer reduces the target voltage in response to an increase in input current.
  • a temperature sensor for detecting the temperature of the switching element is further provided, and the microcomputer generates a target voltage based on the temperature detected by the temperature sensor and the input current.
  • the microcomputer decreases the target voltage in response to an increase in the input current and decreases the target voltage in response to an increase in the temperature detected by the temperature sensor.
  • the input current, the input voltage, and the output voltage of the active filter are detected, a target voltage is generated based on the input current, the phase of the input current and the input voltage is matched, and the output voltage is
  • a microcomputer for controlling on / off of the switching element so as to coincide with the target voltage. Therefore, for example, the level of the noise terminal voltage can be lowered by lowering the target voltage in response to an increase in the input current.
  • the active filter is controlled by the microcomputer, the size of the apparatus can be reduced.
  • FIG. 6 It is a block diagram which shows the structure of the power supply device by Embodiment 1 of this invention. It is a figure which shows the production
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power supply device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power supply device includes a rectifier circuit 2, voltage dividing resistors 7 and 15, a current detection resistor 8, an amplifier 9, an active filter 10, a smoothing capacitor 14, an inverter 16, and a microcomputer 18.
  • the rectifier circuit 2 includes four diodes 3 to 6 that are bridge-connected, and full-wave rectifies the AC voltage from the AC power source 1. An AC voltage is applied between the anodes of the diodes 3 and 4.
  • the cathodes of the diodes 3 and 4 are both connected to the positive output node 2a, the cathodes of the diodes 5 and 6 are connected to the anodes of the diodes 3 and 4, respectively, and the anodes of the diodes 5 and 6 are both connected to the negative output node 2b. Is done.
  • the voltage dividing resistor 7 is connected between the positive-side output node 2a of the rectifier circuit 2 and the reference voltage line, and divides the output voltage of the rectifier circuit 2, that is, the input voltage Vin of the active filter 10, to reduce the input voltage Vin.
  • a signal shown is generated and given to the microcomputer 18.
  • the current detection resistor 8 is connected between the negative side input node 16b of the inverter 16 and the negative side output node 2b of the rectifier circuit 2, and outputs a signal indicating the input current Iin of the active filter 10.
  • the amplifier 9 amplifies the output signal of the current detection resistor 8 and supplies it to the microcomputer 18.
  • the negative input node 16b of the inverter 16 is connected to a reference voltage line.
  • the active filter 10 includes a reactor 11, a diode 12, and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 13.
  • One terminal of the reactor 11 is connected to the positive output node 2 a of the rectifier circuit 2.
  • the anode of diode 12 is connected to the other terminal of reactor 11, and its cathode is connected to positive side input node 16 a of inverter 16.
  • the collector of IGBT 13 is connected to the other terminal of reactor 11, its emitter is connected to a reference voltage line, and its gate receives control signal ⁇ C from microcomputer 18.
  • the positive electrode of the smoothing capacitor 14 is connected to the cathode of the diode 12, and the negative electrode thereof is connected to the reference voltage line.
  • the smoothing capacitor 14 smoothes the output voltage Vo of the active filter 10 to generate a DC voltage.
  • the voltage dividing resistor 15 is connected in parallel to the smoothing capacitor 14, divides the output voltage Vo of the active filter 10, generates a signal indicating the output voltage Vo, and supplies the signal to the microcomputer 18.
  • the inverter 16 converts the output voltage Vo of the active filter 10 into a three-phase AC voltage and applies the three-phase AC voltage to the AC motor 17.
  • the microcomputer 18 controls the inverter 16 based on the DC current signal from the inverter 16 and the motor position signal from the motor 17. Further, the microcomputer 18 performs on / off control of the IGBT 13 based on the input voltage Vin, the input current Iin, and the output voltage Vo, and makes the power factor 1 by matching the waveforms and phases of the input voltage Vin and the input current Iin. At the same time, the output voltage Vo is matched with the target voltage Vt. Further, the microcomputer 18 decreases the target voltage Vt according to the increase of the input current Iin.
  • the microcomputer 18 includes voltage detection units 20 and 22, a current detection unit 21, a target voltage setting unit 23, and a signal generation unit 24.
  • the voltage detector 20 generates a digital signal indicating the waveform, phase, amplitude, and the like of the input voltage Vin of the active filter 10 based on the output signal of the voltage dividing resistor 7.
  • the current detection unit 21 generates a digital signal indicating the waveform, phase, amplitude, and the like of the input current Iin of the active filter 10 based on the output signal of the amplifier 9.
  • the voltage detector 22 generates a digital signal indicating the level of the output voltage Vo of the active filter 10 based on the output signal of the voltage dividing resistor 15.
  • the target voltage setting unit 23 generates the target voltage Vt based on the output signals of the voltage detection unit 20 and the current detection unit 21.
  • the target voltage Vt decreases as the input current Iin of the active filter 10 increases.
  • the signal generator 24 generates a control signal ⁇ C based on the input voltage Vin, the input current Iin, and the output voltage Vo, controls the IGBT 13 on / off, and matches the waveforms and phases of the input voltage Vin and the input current Iin.
  • the power factor is brought close to 1, and the output voltage Vo is matched with the target voltage Vt.
  • the input voltage Vin and the output voltage Vo are controlled to have a certain relationship.
  • the target voltage Vt is lowered as the input current Iin increases so that the power loss does not change even when the input voltage Vin decreases.
  • the on / off cycle of the IGBT 13 by the control signal ⁇ C is determined by an arbitrary set value stored in the microcomputer 18.
  • an arbitrary set value can be changed by storing an arbitrary set value using a flash memory capable of rewriting data. Due to noise and noise terminal voltage problems, the switching period of the active filter 10 is generally set to 15 kHz to 20 kHz.
  • control signal ⁇ C is generated using the zero cross detection signal ⁇ ZC generated by the microcomputer 18 based on the input voltage Vac as shown in FIG. 2 as a trigger.
  • the voltage Vac is obtained by full-wave rectifying a sinusoidal AC voltage.
  • the microcomputer 18 samples the input voltage Vac, and raises the zero cross detection signal ⁇ ZC to the “H” level when the input voltage Vac falls below a preset threshold voltage Vth (times t0, t2, t4)
  • the zero cross detection signal ⁇ ZC is lowered to the “L” level (time t1, t3, t5), and the zero cross detection signal ⁇ ZC is generated by software.
  • a zero cross detection signal ⁇ ZC is generated by using a circuit combining a resistance element, a diode, and a photocoupler, or hardware such as a comparator, and the signal ⁇ ZC is input to the microcomputer 18 as an output trigger of the control signal ⁇ C. Also good.
  • the microcomputer 18 adjusts the target voltage Vt according to the input current Iin. Since the noise terminal voltage increases as the current consumption increases, the input current Iin detected for matching the phase is also used as a variable for adjusting the target voltage Vt. The level of the noise terminal voltage is lowered by lowering the target voltage Vt according to the increase of the input current Iin.
  • FIGS. 3A to 3D are diagrams illustrating the relationship between the input current Iin and the target voltage Vt.
  • the target voltage Vt is lowered in response to the input current Iin exceeding the threshold current.
  • the comparator has a hysteresis characteristic or prohibits switching of the target voltage Vt for a predetermined mask time so that the target voltage Vt does not cause a hunting phenomenon when the input current Iin becomes a substantially threshold current. Good.
  • the target voltage Vt is decreased in proportion to the level increase of the input current Iin, or the target is increased according to the level increase of the input current Iin as shown in FIG.
  • the voltage Vt is decreased stepwise, or as shown in FIG. 3D, the rate of decrease of the target voltage Vt is increased as the level of the input current Iin is increased, and the target voltage Vt is decreased by a quadratic function. You may let them. Further, a control method in which upper limit compensation and lower limit compensation are provided in a linear relationship as shown in FIG. 3B and a combination of FIGS. 3A and 3B may be adopted.
  • the target voltage Vt can be lowered as the input current Iin increases.
  • the output voltage at the control limit is the lowest DC voltage that can be increased to an arbitrary compressor speed.
  • the output voltage Vo when there is no boosting by the active filter 10 is experimentally obtained, and similarly, the boosted voltage value X (V) corresponding to the current phase being matched with the voltage phase is obtained experimentally.
  • the target voltage Vt obtained by adding about X (V) to the output voltage Vo is stored in the microcomputer 18 in advance, and the control is performed automatically by detecting the balance between the input current Iin and the input voltage Vin. There is also a method of performing control. When this balance is “1”, the power factor is almost “1”.
  • the input current Iin and the input voltage Vin are sampled, and the waveform of the input current Iin is divided into two around the peak value Vp of the input voltage Vin.
  • the integrated value of the first half of the input current Iin is A
  • the integrated value of the second half is B.
  • a / B or B / A is less than a set threshold balance (for example, 0.99).
  • the target voltage Vt is lowered until the input voltage Vin at that time is added Y (V) as the initial value Vini of the target voltage Vt.
  • the microcomputer 18 performs the basic operation of detecting the input voltage Vin, the input current Iin, and the output voltage Vo and matching the phases of the input voltage Vin and the input current Iin, the power can be reduced while reducing the hardware configuration. The rate can be improved and the harmonic current can be suppressed.
  • the noise terminal voltage level can be adjusted without adding additional input information. Reduction is possible.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a power supply device according to Embodiment 2 of the present invention, which is compared with FIG. In FIG. 5, this power supply device differs from the power supply device in FIG. 1 in that a temperature sensor 30 is provided in the vicinity of the IGBT 13 and a temperature detection unit 31 is provided in the microcomputer 18.
  • the temperature sensor 30 detects the temperature Ta of the IGBT 13 and outputs a signal having a level corresponding to the detected temperature.
  • the temperature detection unit 31 generates a digital signal indicating the temperature Ta of the IGBT 13 based on the output signal of the temperature sensor 30 and gives the signal to the target voltage setting unit 23.
  • the target voltage setting unit 23 decreases the target voltage Vt according to the increase in the input current Iin, and decreases the target voltage Vt according to the increase in the temperature Ta of the IGBT 13.
  • the temperature sensor 30 may be provided in the vicinity of the IGBT 13 to directly detect the temperature Ta of the IGBT 13, or the temperature sensor 30 may be provided on a heat radiating plate for radiating the heat of the IGBT 13 to indirectly detect the temperature Ta of the IGBT 13. It may be detected.
  • the temperature of the IGBT 13 increases as the input current Iin increases and the current flowing through the IGBT 13 increases. If the temperature rise of the IGBT 13 can be suppressed, the risk of high-temperature destruction of the IGBT 13 is reduced and the safety is increased while reducing the noise terminal voltage level by combining with the control of the target voltage Vt based on the input current Iin. Moreover, it becomes possible to employ
  • FIG. 6A to 6D are diagrams illustrating the relationship between the temperature Ta of the IGBT 13 and the target voltage Vt.
  • the target voltage Vt is lowered by Z (V) in response to the temperature Ta exceeding the threshold temperature.
  • the target voltage Vt is decreased in proportion to the increase in the level of the temperature Ta, or as shown in FIG. 6C, the target voltage is increased according to the increase in the level of the input current Iin. Vt may be decreased stepwise.
  • the amount of decrease in the target voltage Vt may be increased as the temperature increases.
  • FIG. 6A to 6D are diagrams illustrating the relationship between the temperature Ta of the IGBT 13 and the target voltage Vt.
  • the target voltage Vt may be decreased in a quadratic function by increasing the decrease rate of the target voltage Vt as the temperature Ta increases. Further, a control method in which upper limit compensation and lower limit compensation are provided in a linear relationship as shown in FIG. 6B and a combination of FIGS. 6A and 6B may be adopted.
  • the input current Iin as described in the first embodiment is used.
  • the control based on the balance value is not performed.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the microcomputer 18.
  • the target voltage Vt is lowered, and when the balance value A / B of the input current Iin becomes smaller than the set value PF, the target voltage Vt is reached. Only Y (V) is added, and when the temperature Ta of the IGBT 13 exceeds the threshold temperature Tth, the target voltage Vt is lowered.
  • the microcomputer 18 always monitors the input current Iin while the power supply device is driven, and determines whether or not the input current Iin exceeds the threshold current Ith in step S1. If Iin> Ith, the current flag is set in step S2 and the process proceeds to step S4. If Iin> Ith is not satisfied, the current flag is cleared in step S3 and the process proceeds to step S7.
  • step S4 it is determined whether or not the balance value A / B of the input current Iin exceeds the set value PF.
  • the integrated values A and B of the input current Iin are stored in the microcomputer 18. As the integration values A and B, only the latest value may be used, or an average value of a plurality of integration values A and B may be used.
  • step S7 the process proceeds to step S7 with a voltage Vt ⁇ V_1 obtained by subtracting a predetermined voltage V_1 from the current target voltage Vt in step S5 as a new target voltage Vt. If A / B> PF is not satisfied, the process proceeds to step S7 with a voltage Vt + V_2 obtained by adding a predetermined voltage V_2 to the current target voltage Vt in step S6 as a new target voltage Vt. At this time, V_1 and V_2 may be the same value.
  • step S7 it is determined whether or not the temperature Ta of the IGBT 13 exceeds the threshold temperature Tth. If Ta> Tth, the temperature flag is set in step S8 and the process proceeds to step S10. If Ta> Tth is not satisfied, the temperature flag is cleared in step S9 and the process proceeds to step S11. In step S10, the process proceeds to step S11 with the voltage Vt ⁇ V_3 obtained by subtracting a predetermined voltage V_3 from the current target voltage Vt as a new target voltage Vt.
  • step S11 it is determined whether or not both the current flag and the temperature flag are cleared. If both flags are cleared, the target voltage Vt is reset to the initial value Vini in step S12, and the two If at least one of the flags is set, the process returns to step S1.
  • the suppression of the noise terminal voltage level and the suppression of the temperature rise of the IGBT 13 are realized at the same time.

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Abstract

　この電源装置は、アクティブフィルタ（１０）の入力電流（Ｉｉｎ）、入力電圧（Ｖｉｎ）、および出力電圧（Ｖｏ）を検出し、入力電流（Ｉｉｎ）の上昇に応じて目標電圧（Ｖｔ）を低下させ、入力電流（Ｉｉｎ）と入力電圧（Ｖｉｎ）の位相が一致し、かつアクティブフィルタ（１０）の出力電圧（Ｖｏ）が目標電圧（Ｖｔ）に一致するようにＩＧＢＴ（１３）をオン／オフ制御するマイクロコンピュータ（１８）を備える。したがって、入力電流（Ｉｉｎ）の上昇に応じて目標電圧（Ｖｔ）を低下させるので、雑音端子電圧のレベルを低く抑制できる。

Description

電源装置
　この発明は電源装置に関し、特に、アクティブフィルタを備えた電源装置に関する。
　従来、空気調和機や冷蔵庫などの電源装置では、商用電源からの交流電圧をダイオードブリッジのような整流回路で整流し、コンデンサのような平滑回路で平滑化して直流電圧を生成し、その直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータに供給していた。
　このような電源装置の力率の向上、電源高調波電流の低減化を図る方法として、整流回路と平滑回路の間にアクティブフィルタを設け、入力電流と入力電圧の波形および位相を一致させる方法がある（たとえば、特開平８－３３３９２号公報、特開平８－１８２３２９号公報（特許文献１，２）参照）。
　また、アクティブフィルタを用いた電源装置では、入力交流電圧が低い場合に電力損失が大きくなるという課題があるが、これを解決する方法として、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧の差を一定にする方法がある（たとえば、特開２００６－２０４０２号公報（特許文献３）参照）。
　また、アクティブフィルタを用いた電源装置では、スイッチング素子を高周波でスイッチングするため、スイッチング素子の温度上昇による破壊の危険性が高い。そのため、スイッチング素子の温度を検出し、温度が高い場合には目標電圧を下げる方法がある（たとえば、特開平９－７０１７８号公報（特許文献４）参照）。
特開平８－３３３９２号公報 特開平８－１８２３２９号公報 特開２００６－２０４０２号公報 特開平９－７０１７８号公報
　しかし、特許文献１，２の問題点を解決した特許文献３でも、アクティブフィルタ以外の力率改善回路（ＰＡＭ制御回路など）に比べてスイッチング周波数が高いので、雑音端子電圧のレベルが高いという問題があった。
　また、特許文献４では、スイッチング素子の温度上昇に応じて目標電圧を下げるので、スイッチング素子の温度が高い場合には雑音端子電圧レベルが抑制されるとも考えられるが、スイッチング素子の温度が低い場合には雑音端子電圧が高いという問題がある。
　また、特許文献１～４に開示されている技術だけでは、これら問題を解決するには、さらなるハードウェア構成の追加などが必要となり、装置が大型化する。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、雑音端子電圧のレベルが低く小型の電源装置を提供することである。
　この発明に係る電源装置は、第１の交流電圧を整流する整流回路と、整流回路の次段に設けられたアクティブフィルタと、アクティブフィルタの出力電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータとを備えたものである。アクティブフィルタは、一方端子が整流回路の出力電圧を受けるリアクトルと、アノードがリアクトルの他方端子に接続され、カソードが平滑回路に接続されたダイオードと、リアクトルの他方端子と基準電圧のラインとの間に接続されたスイッチング素子とを含む。この電源装置は、さらに、アクティブフィルタの入力電流、入力電圧、および出力電圧を検出し、入力電流に基づいて目標電圧を生成し、入力電流と入力電圧の位相が一致し、かつアクティブフィルタの出力電圧が目標電圧に一致するようにスイッチング素子をオン／オフ制御するマイクロコンピュータを備える。
　好ましくは、マイクロコンピュータは、入力電流が増大したことに応じて目標電圧を低下させる。
　また好ましくは、さらに、スイッチング素子の温度を検出する温度センサを備え、マイクロコンピュータは、温度センサの検出温度と入力電流とに基づいて目標電圧を生成する。
　また好ましくは、マイクロコンピュータは、入力電流が増大したことに応じて目標電圧を低下させるとともに、温度センサの検出温度が上昇したことに応じて目標電圧を低下させる。
　この発明に係る電源装置では、アクティブフィルタの入力電流、入力電圧、および出力電圧を検出し、入力電流に基づいて目標電圧を生成し、入力電流と入力電圧の位相が一致し、かつ出力電圧が目標電圧に一致するようにスイッチング素子をオン／オフ制御するマイクロコンピュータが設けられる。したがって、たとえば入力電流が増加したことに応じて目標電圧を低下させることにより、雑音端子電圧のレベルを低くすることができる。また、アクティブフィルタの制御をマイクロコンピュータで行なうので、装置寸法の小型化を図ることができる。
この発明の実施の形態１による電源装置の構成を示すブロック図である。 図１に示したマイクロコンピュータにおけるゼロクロス検知信号の生成方法を示す図である。 図１に示したマイクロコンピュータにおける目標電圧の設定方法を例示する図である。 図１に示したマイクロコンピュータにおける入力電流のバランス値の検出方法を示す図である。 この発明の実施の形態２による電源装置の構成を示すブロック図である。 図５に示したマイクロコンピュータにおける目標電圧の設定方法を例示する図である。 図５に示したマイクロコンピュータの動作を示すフローチャートである。
　[実施の形態１]
　図１は、この発明の実施の形態１による電源装置の構成を示すブロック図である。図１において、この電源装置は、整流回路２、分圧抵抗器７，１５、電流検出抵抗器８、アンプ９、アクティブフィルタ１０、平滑コンデンサ１４、インバータ１６、およびマイクロコンピュータ１８を備える。
　整流回路２は、ブリッジ接続された４つのダイオード３～６を含み、交流電源１からの交流電圧を全波整流する。交流電圧は、ダイオード３，４のアノード間に与えられる。ダイオード３，４のカソードはともに正側出力ノード２ａに接続され、ダイオード５，６のカソードはそれぞれダイオード３，４のアノードに接続され、ダイオード５，６のアノードはともに負側出力ノード２ｂに接続される。
　分圧抵抗器７は、整流回路２の正側出力ノード２ａと基準電圧のラインとの間に接続され、整流回路２の出力電圧すなわちアクティブフィルタ１０の入力電圧Ｖｉｎを分圧し、入力電圧Ｖｉｎを示す信号を生成してマイクロコンピュータ１８に与える。
　電流検出抵抗器８は、インバータ１６の負側入力ノード１６ｂと整流回路２の負側出力ノード２ｂとの間に接続され、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎを示す信号を出力する。アンプ９は、電流検出抵抗器８の出力信号を増幅してマイクロコンピュータ１８に与える。インバータ１６の負側入力ノード１６ｂは基準電圧のラインに接続される。
　アクティブフィルタ１０は、リアクトル１１、ダイオード１２、およびＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor)１３を含む。リアクトル１１の一方端子は整流回路２の正側出力ノード２ａに接続される。ダイオード１２のアノードはリアクトル１１の他方端子に接続され、そのカソードはインバータ１６の正側入力ノード１６ａに接続される。ＩＧＢＴ１３のコレクタはリアクトル１１の他方端子に接続され、そのエミッタは基準電圧のラインに接続され、そのゲートはマイクロコンピュータ１８からの制御信号φＣを受ける。
　平滑コンデンサ１４の正極はダイオード１２のカソードに接続され、その負極は基準電圧のラインに接続される。平滑コンデンサ１４は、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏを平滑化して直流電圧を生成する。分圧抵抗器１５は、平滑コンデンサ１４に並列接続され、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏを分圧し、出力電圧Ｖｏを示す信号を生成してマイクロコンピュータ１８に与える。インバータ１６は、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏを３相交流電圧に変換し、その３相交流電圧を交流モータ１７に与える。
　マイクロコンピュータ１８は、インバータ１６からの直流電流信号やモータ１７からのモータ位置信号に基づいて、インバータ１６を制御する。また、マイクロコンピュータ１８は、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏに基づいてＩＧＢＴ１３をオン／オフ制御し、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの波形および位相を一致させて力率を１に近付けるとともに、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｔに一致させる。また、マイクロコンピュータ１８は、入力電流Ｉｉｎが増大したことに応じて目標電圧Ｖｔを低下させる。
　すなわち、マイクロコンピュータ１８は、電圧検出部２０，２２、電流検出部２１、目標電圧設定部２３、および信号生成部２４を含む。電圧検出部２０は、分圧抵抗器７の出力信号に基づいて、アクティブフィルタ１０の入力電圧Ｖｉｎの波形、位相、振幅などを示すデジタル信号を発生する。電流検出部２１は、アンプ９の出力信号に基づいて、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎの波形、位相、振幅などを示すデジタル信号を発生する。電圧検出部２２は、分圧抵抗器１５の出力信号に基づいて、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏのレベルを示すデジタル信号を発生する。
　目標電圧設定部２３は、電圧検出部２０および電流検出部２１の出力信号に基づいて目標電圧Ｖｔを生成する。目標電圧Ｖｔは、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎが増大するに従って低下する。信号生成部２４は、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏに基づいて制御信号φＣを生成し、ＩＧＢＴ１３をオン／オフ制御し、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの波形および位相を一致させて力率を１に近付けるとともに、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｔに一致させる。
　詳しく説明すると、制御信号φＣは、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏの関数であり、φＣ＝ｘ（Ｖｉｎ，Ｉｉｎ，Ｖｏ）である。また、出力電圧Ｖｏは、目標電圧Ｖｔ、出力電圧Ｖｏ、および入力電圧Ｖｉｎの関数であり、Ｖｏ＝ｙ（Ｖｔ，Ｖｏ，Ｖｉｎ）である。入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏは一定の関係になるように制御される。また、入力電圧Ｖｉｎが下がっても電力損失が変化しないように、入力電流Ｉｉｎの増大に伴って目標電圧Ｖｔが下げられる。
　制御信号φＣによるＩＧＢＴ１３のオン／オフの周期は、マイクロコンピュータ１８に記憶された任意の設定値によって決定される。たとえば、データの書換えが可能なフラッシュメモリを用いて任意の設定値を記憶することにより、任意の設定値を変更することが可能となる。騒音や雑音端子電圧の問題から、一般的にアクティブフィルタ１０のスイッチング周期は１５ｋＨｚ～２０ｋＨｚに設定される。
　また、図２に示すような入力電圧Ｖａｃに基づいてマイクロコンピュータ１８によって生成されるゼロクロス検知信号φＺＣをトリガとして、制御信号φＣを生成している。電圧Ｖａｃは、正弦波形の交流電圧を全波整流したものである。マイクロコンピュータ１８は、入力電圧Ｖａｃをサンプリングし、入力電圧Ｖａｃが予め設定されているしきい値電圧Ｖｔｈ以下になったときにゼロクロス検知信号φＺＣを「Ｈ」レベルに立ち上げ（時刻ｔ０，ｔ２，ｔ４）、入力電圧Ｖａｃがしきい値電圧Ｖｔｈ以上になったときにゼロクロス検知信号φＺＣを「Ｌ」レベルに立ち下げ（時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５）、ゼロクロス検知信号φＺＣをソフトウェア的に生成する。
　なお、抵抗素子、ダイオード、およびフォトカプラを組み合わせた回路や、コンパレータなどのハードウェアを用いてゼロクロス検知信号φＺＣを生成し、その信号φＺＣをマイクロコンピュータ１８に入力し、制御信号φＣの出力トリガとしてもよい。
　また、マイクロコンピュータ１８は、入力電流Ｉｉｎに応じて目標電圧Ｖｔを調整する。消費電流が大きいほど雑音端子電圧が大きくなるので、位相を合わせるために検出している入力電流Ｉｉｎを、目標電圧Ｖｔを調整する変数としても使用する。入力電流Ｉｉｎの増大に応じて目標電圧Ｖｔを下げることで、雑音端子電圧のレベルを下げる。
　図３（ａ）～（ｄ）は、入力電流Ｉｉｎと目標電圧Ｖｔの関係を例示する図である。たとえば図３（ａ）に示すように、入力電流Ｉｉｎがしきい値電流を超えたことに応じて目標電圧Ｖｔを下げる。この場合は、入力電流Ｉｉｎが略しきい値電流になったときに目標電圧Ｖｔがハンチング現象を起こさないように、コンパレータにヒステリシス特性を持たせたり、所定のマスク時間だけ目標電圧Ｖｔの切換を禁止するとよい。
　また、図３（ｂ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベル上昇に比例して目標電圧Ｖｔを低下させたり、図３（ｃ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベル上昇に応じて目標電圧Ｖｔを段階的に低下させたり、図３（ｄ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベルが上昇するほどに目標電圧Ｖｔの低下率を大きくし、目標電圧Ｖｔを２次関数的に低下させてもよい。また、図３（ｂ）に示すような線形関係に上限補償や下限補償を設け、図３（ａ）（ｂ）を組み合わせたような制御方法を採用してもよい。
　ここで、たとえば空気調和機や冷蔵庫などのコンプレッサを駆動する場合、コンプレッサの回転数が高速になると、入力電流Ｉｉｎが大きくなってリアクトル１１での電圧降下が大きくなり、出力電圧Ｖｏのレベルが低下する。したがって、入力電流Ｉｉｎが大きくなるほど目標電圧Ｖｔを下げることができる。ただし、出力電圧Ｖｏがインバータ１６の制御限界以下の出力電圧にならないようにする必要がある。制御限界の出力電圧とは、任意のコンプレッサ回転数まで上昇可能な最低直流電圧のことである。
　ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御などでコンプレッサを駆動する場合、出力のＰＷＭデュティが１００％に到達するとそれ以上回転数を上昇させることができなくなり、さらにコンプレッサの回転数を上昇させるためには出力の直流電圧を上昇させる必要がある。この限界出力電圧はコンプレッサの回転数やコンプレッサ内部のモータ負荷トルクなどによって変化するが、たとえば通常制御時の目標出力電圧とは別に、回転数に比例した任意の最低出力電圧値をマイクロコンピュータに設定しておき、その値以下にならないように制御する方法などがある。
　目標電圧Ｖｔの設定方法としては、アクティブフィルタ１０による昇圧が無い場合の出力電圧Ｖｏを実験的に求め、同様に電流位相を電圧位相に合わせる分の昇圧電圧値Ｘ（Ｖ）を実験的に求め、その出力電圧ＶｏにＸ（Ｖ）程度を加えた目標電圧Ｖｔを予めマイクロコンピュータ１８に記憶させておき、制御を行なう方法や、入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎのバランスを検出することによって自動的に制御を行なう方法もある。このバランスが「１」の場合、力率はほぼ「１」となる。
　また、力率を検出しながら目標電圧Ｖｔを設定する方法について説明する。この方法では、目標電圧Ｖｔが低過ぎる場合は制御信号φＣのデュティ比が小さ過ぎるため、図４に示すように、入力電流Ｉｉｎの波形が入力電圧Ｖｉｎの波形に比べて乱れることに着目したものである。入力電流Ｉｉｎの波形の左右バランスがくずれるまで目標電圧Ｖｔを下げ、そのときの目標電圧Ｖｔにある程度の余裕度を持たせるための電圧値Ｙ（Ｖ）を加算した電圧値を目標電圧とする。
　入力電流Ｉｉｎの波形のバランス検出は、入力電流Ｉｉｎおよび入力電圧Ｖｉｎをサンプリングし、入力電圧Ｖｉｎのピーク値Ｖｐを中心として入力電流Ｉｉｎの波形を２分割する。そして、入力電流Ｉｉｎの前半部分の積分値をＡとし、後半部分の積分値をＢとし、たとえばＡ／ＢまたはＢ／Ａが設定されたしきい値バランス（たとえば、０．９９）以下になるまで目標電圧Ｖｔを下げて行き、そのときの入力電圧ＶｉｎにＹ（Ｖ）を加算した電圧を目標電圧Ｖｔの初期値Ｖｉｎｉとする。
　この実施の形態１では、マイクロコンピュータ１８の内部において、電圧レベルの比較やＩＧＢＴ１３の駆動信号の生成などを行なう。すなわち、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏを検出し、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの位相を合わせる、と言った基本動作をマイクロコンピュータ１８によって行なうので、ハードウェア構成を減らしながら力率の向上、および高調波電流の抑制を行なうことができる。
　また、従来は入力電圧Ｖｉｎと同相にするためだけに用いられていた入力電流Ｉｉｎの検出値を利用して目標電圧Ｖｔの補正を行なうので、さらなる入力情報を追加することなく雑音端子電圧レベルの低減化が可能となる。
　[実施の形態２]
　図５は、この発明の実施の形態２による電源装置の構成を示すブロック図であって、図１と対比される図である。図５において、この電源装置が図１の電源装置と異なる点は、ＩＧＢＴ１３の近傍に温度センサ３０が設けられ、マイクロコンピュータ１８に温度検出部３１が設けられている点である。
　温度センサ３０は、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを検出し、検出した温度に応じたレベルの信号を出力する。温度検出部３１は、温度センサ３０の出力信号に基づいて、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを示すデジタル信号を生成し、その信号を目標電圧設定部２３に与える。目標電圧設定部２３は、入力電流Ｉｉｎの上昇に応じて目標電圧Ｖｔを低下させるとともに、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａの上昇に応じて目標電圧Ｖｔを低下させる。
　なお、温度センサ３０をＩＧＢＴ１３の近傍に設けてＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを直接検出してもよいし、ＩＧＢＴ１３の熱を放散するための放熱板に温度センサ３０を設けてＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを間接的に検出してもよい。
　ＩＧＢＴ１３の温度は、入力電流Ｉｉｎが大きく、ＩＧＢＴ１３に流れる電流が大きいほど上昇する。ＩＧＢＴ１３の温度上昇を抑えることができれば、入力電流Ｉｉｎに基づく目標電圧Ｖｔの制御と合わせることで、雑音端子電圧レベルを減少させながらＩＧＢＴ１３の高温破壊の危険性が低減し、安全性が増す。また、安価なＩＧＢＴ１３を採用することが可能となり、コストダウンにもつながる。
　図６（ａ）～（ｄ）は、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａと目標電圧Ｖｔの関係を例示する図である。たとえば図６（ａ）に示すように、温度Ｔａがしきい値温度を超えたことに応じて目標電圧ＶｔをＺ（Ｖ）だけ下げる。また、図６（ｂ）に示すように、温度Ｔａのレベル上昇に比例して目標電圧Ｖｔを低下させたり、図６（ｃ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベル上昇に応じて目標電圧Ｖｔを段階的に低下させてもよい。図６（ｃ）の場合、温度が高くなる程、目標電圧Ｖｔの低下量を高くするとよい。さらに図６（ｄ）に示すように、温度Ｔａが上昇するほどに目標電圧Ｖｔの低下率を大きくし、目標電圧Ｖｔを２次関数的に低下させてもよい。また、図６（ｂ）に示すような線形関係に上限補償や下限補償を設け、図６（ａ）（ｂ）を組み合わせたような制御方法を採用してもよい。
　なお、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａに基づいて目標電圧Ｖｔを調整する場合は、力率を保持するよりもＩＧＢＴ１３の安全性を守る方が重要であるので、実施の形態１で述べたような入力電流Ｉｉｎのバランス値に基づいた制御は行なわない。
　図７は、マイクロコンピュータ１８の動作を示すフローチャートである。図７の方法では、入力電流Ｉｉｎがしきい値電流Ｉｔｈを超えた場合は目標電圧Ｖｔを下げ、入力電流Ｉｉｎのバランス値Ａ／Ｂが設定値ＰＦよりも小さくなった場合は目標電圧ＶｔにＹ（Ｖ）だけ加算し、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａがしきい値温度Ｔｔｈを超えた場合は目標電圧Ｖｔを下げる。
　すなわち、マイクロコンピュータ１８は、電源装置の駆動中は常に入力電流Ｉｉｎを監視しており、ステップＳ１において入力電流Ｉｉｎがしきい値電流Ｉｔｈを超えたか否かを判定する。Ｉｉｎ＞Ｉｔｈである場合はステップＳ２において電流フラグをセットしてステップＳ４に進み、Ｉｉｎ＞Ｉｔｈでない場合はステップＳ３において電流フラグをクリアしてステップＳ７に進む。
　ステップＳ４において、入力電流Ｉｉｎのバランス値Ａ／Ｂが設定値ＰＦを超えたか否かを判定する。入力電流Ｉｉｎの積分値Ａ，Ｂは、マイクロコンピュータ１８内に保存されている。積分値Ａ，Ｂとしては、最新の値のみを使用してもよいし、複数の積分値Ａ，Ｂの平均値を用いてもよい。
　Ａ／Ｂ＞ＰＦである場合は、ステップＳ５において現在の目標電圧Ｖｔから予め定められた電圧Ｖ＿１を減算した電圧Ｖｔ－Ｖ＿１を新たな目標電圧ＶｔとしてステップＳ７に進む。Ａ／Ｂ＞ＰＦでない場合は、ステップＳ６において現在の目標電圧Ｖｔに予め定められた電圧Ｖ＿２を加算した電圧Ｖｔ＋Ｖ＿２を新たな目標電圧ＶｔとしてステップＳ７に進む。このときＶ＿１とＶ＿２は同じ値でもかまわない。
　ステップＳ５またはＳ６を行なった後は、必ずステップＳ７を行なう。ステップＳ７では、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａがしきい値温度Ｔｔｈを超えたか否かを判定する。Ｔａ＞Ｔｔｈである場合はステップＳ８において温度フラグをセットしてステップＳ１０に進み、Ｔａ＞Ｔｔｈでない場合はステップＳ９において温度フラグをクリアしてステップＳ１１に進む。ステップＳ１０では、現在の目標電圧Ｖｔから予め定められた電圧Ｖ＿３を減算した電圧Ｖｔ－Ｖ＿３を新たな目標電圧ＶｔとしてステップＳ１１に進む。
　ステップＳ１１では、電流フラグと温度フラグの両方がクリアされているか否かを判定し、２つのフラグが両方ともクリアされている場合はステップＳ１２で目標電圧Ｖｔを初期値Ｖｉｎｉにリセットし、２つのフラグのうちの少なくとも一方がセットされている場合はステップＳ１に戻る。
　この実施の形態２では、アクティブフィルタ１０の元来の使用目的である力率の改善や高調波電流の抑制に加え、雑音端子電圧レベルの抑制やＩＧＢＴ１３の温度上昇の抑制が同時に実現される。
　また、従来は、電圧レベルの比較やＩＧＢＴ１３の駆動信号の生成など外付け回路によって実現していた機能をマイクロコンピュータ１８によって実現するとともに、従来から既に使用されていることが多いＩＧＢＴ１３の温度Ｔａや入力電流Ｉｉｎを用いて目標電圧Ｖｔを調整するので、新たな回路などを追加する必要がない。逆に、部品点数の削減や基板面積の縮小が可能となるので、コストダウンにもつながる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　交流電源、２　整流回路、２ａ　正側出力ノード、２ｂ　負側出力ノード、３～６　ダイオード、７，１５　分圧抵抗器、８　電流検出抵抗器、９　アンプ、１０　アクティブフィルタ、１１　リアクトル、１２　ダイオード、１３　温度センサ、１４　平滑コンデンサ、１６　インバータ、１６ａ　正側入力ノード、１６ｂ　負側入力ノード、１７　交流モータ、１８　マイクロコンピュータ、２０，２２　電圧検出部、２１　電流検出部、２３　目標電圧設定部、２４　信号生成部、３０　温度センサ、３１　温度検出部。

Claims (4)

  1. 　第１の交流電圧を整流する整流回路（２）と、
    　前記整流回路（２）の次段に設けられたアクティブフィルタ（１０）と、
    　前記アクティブフィルタ（１０）の出力電圧（Ｖｏ）を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路（１４）と、
    　前記直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータ（１６）とを備え、
    　前記アクティブフィルタ（１０）は、
    　一方端子が前記整流回路（２）の出力電圧を受けるリアクトル（１１）と、
    　アノードが前記リアクトル（１１）の他方端子に接続され、カソードが前記平滑回路（１４）に接続されたダイオード（１２）と、
    　前記リアクトル（１１）の他方端子と基準電圧のラインとの間に接続されたスイッチング素子（１３）とを含み、
    　さらに、前記アクティブフィルタ（１０）の入力電流（Ｉｉｎ）、入力電圧（Ｖｉｎ）、および出力電圧（Ｖｏ）を検出し、前記入力電流（Ｉｉｎ）に基づいて目標電圧（Ｖｔ）を生成し、前記入力電流（Ｉｉｎ）と前記入力電圧（Ｖｉｎ）の位相が一致し、かつ前記アクティブフィルタの出力電圧（Ｖｏ）が前記目標電圧（Ｖｔ）に一致するように前記スイッチング素子（１３）をオン／オフ制御するマイクロコンピュータ（１８）を備える、電源装置。
  2. 　前記マイクロコンピュータ（１８）は、前記入力電流（Ｉｉｎ）が増大したことに応じて前記目標電圧（Ｖｔ）を低下させる、請求の範囲第１項に記載の電源装置。
  3. 　さらに、前記スイッチング素子（１３）の温度（Ｔａ）を検出する温度センサ（３０）を備え、
    　前記マイクロコンピュータ（１８）は、前記温度センサ（３０）の検出温度（Ｔａ）と前記入力電流（Ｉｉｎ）とに基づいて前記目標電圧（Ｖｔ）を生成する、請求の範囲第１項に記載の電源装置。
  4. 　前記マイクロコンピュータ（１８）は、前記入力電流（Ｉｉｎ）が増大したことに応じて前記目標電圧（Ｖｔ）を低下させるとともに、前記温度センサ（３０）の検出温度（Ｔａ）が上昇したことに応じて前記目標電圧（Ｖｔ）を低下させる、請求の範囲第３項に記載の電源装置。
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