WO2010049992A1 - 電力逆変換装置および誘導加熱用電源装置 - Google Patents

電力逆変換装置および誘導加熱用電源装置 Download PDF

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power
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忠幸 北原
志郎 福田
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株式会社MERSTech
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power inverter that converts DC power into AC power, and more particularly, to a power inverter that has a function of amplifying a resonance current.
  • the power system is a standardized social infrastructure that can be used regardless of location and time. However, if the standardized power is used as it is, the freedom to control the load is limited. Therefore, a power conversion device is required to convert the form of power obtained from the power system and control the load freely.
  • the power conversion device is generally composed of a power forward conversion device that converts AC power into DC power and a power reverse conversion device that converts DC power into AC power.
  • Power forward converter rectifies AC power, converts it to DC power, and stores it in a capacitor with a sufficiently large capacity.
  • a power reverse conversion device converts DC power stored in a capacitor into AC power by switching and supplies the AC power to a load.
  • generation of a surge voltage, generation of harmonic noise, generation of heat due to power loss in a semiconductor element for switching, and the like cannot be avoided.
  • a current-resonant type power inverter that generates AC power by resonating the capacitor and the inductor and switching the circuit when the power stored in the capacitor is zero is also used. .
  • the resonance frequency is fixed and it is difficult to change the frequency of the power supplied to the induction coil. Therefore, there is a demand for a power reverse conversion device that is a current resonance type and that can change the frequency of the power supplied to the induction coil.
  • Patent Document 1 A power reverse conversion device that satisfies this requirement is disclosed in Patent Document 1.
  • This power reverse conversion device includes a circuit in which four semiconductor switches are bridge-connected and a resonance capacitor that stores energy.
  • the semiconductor switch is formed by connecting a switching transistor and a reflux diode in antiparallel.
  • the power reverse conversion device simultaneously turns on / off (hereinafter, referred to as switching) one pair of transistors of a semiconductor switch at a diagonal position among the four semiconductor switches, and switches the other pair of transistors in phase. Switching is performed at a timing delayed by 180 degrees.
  • the transistor is turned on, the voltage applied to the transistor is zero and current flows through the freewheeling diode.
  • the transistor is turned off, the voltage applied to the semiconductor switch is zero, and soft switching is realized.
  • the resonant capacitor can also function as a variable capacitor, and a variable frequency can be realized while being a current resonance type.
  • a power inverter device of the present invention comprises: A DC reactor connected in series with a DC voltage source; A first capacitor connected in parallel to a series circuit of a DC voltage source and a DC reactor; A full-bridge circuit having a plurality of semiconductor switches, each having a DC input terminal connected to both ends of the first capacitor; A second capacitor connected between the AC output terminals of the full bridge circuit; Is provided.
  • an inductive load is connected between the AC output terminals, and a current flowing through the inductive load is distributed to the first capacitor and the second capacitor.
  • the control circuit may further include a function of adjusting the switching frequency, for example.
  • control circuit is a switching signal for turning on / off a plurality of semiconductor switches at a frequency lower than a resonance frequency determined by the inductance of the inductive load and the combined capacitance of the first capacitor and the second capacitor. May be supplied.
  • control circuit may perform control so as to change the switching frequency in a range satisfying the following expression.
  • fMAX maximum value of switching frequency
  • L inductance of inductive load
  • C combined capacitance of the capacitance of the first capacitor and the capacitance of the second capacitor.
  • a vibration suppression circuit configured by connecting an inductor and a resistor in parallel may be inserted between the first capacitor and the second capacitor.
  • the inductance of the inductor and the impedance of the resistance are variable
  • the control circuit Current detection means for detecting current flowing through the inductive load; Voltage detection means connected in parallel to at least one of the plurality of semiconductor switches; Means for inputting the output of the current detection means and the output of the voltage detection means, monitoring the presence or absence of occurrence of parasitic vibration, and changing at least one of the inductance of the inductor and the impedance of the resistor so as to attenuate the parasitic vibration; May be provided.
  • the semiconductor switch may be composed of, for example, a switching semiconductor element and a reflux diode connected in antiparallel.
  • the semiconductor switch may be, for example, a reverse conducting semiconductor element having no reverse blocking capability, or a circuit having a thyristor as an element.
  • induction heating power supply device or induction heating device provided with the above-described power reverse conversion device and inductive load.
  • FIG. (A) to (e) are waveform diagrams for explaining the operation of the power inverter shown in FIG.
  • a flowing current Iload shows a current ISX flowing through the semiconductor switch SX, and (d) shows a waveform of a current ICM flowing through the resonant capacitor CM.
  • A) to (d) are waveform diagrams for explaining the operation of the power inverter in which parasitic vibration has occurred.
  • (A) is a voltage Vload applied to the load LD, and (b) is a voltage applied to the load LD.
  • a flowing current Iload, (c) shows a current ISX flowing through the semiconductor switch SX, and (d) shows a waveform of a current ICM flowing through the resonant capacitor CM.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power reverse conversion device having a function of automatically adjusting the impedance of the vibration suppression circuit shown in FIG. 5.
  • (A) to (c) are waveform diagrams when the switching frequency is 1500 Hz, (a) is a current Iload flowing through the load LD, (b) is a voltage Vload applied to the load LD, and (c) is The waveform of the current ISX flowing through the semiconductor switch SX is shown.
  • the power reverse conversion device 10 constitutes, for example, a power supply device of the induction heating device 100, converts DC power to AC power, and supplies it to a load LD having an inductance component L and a resistance component R. To do.
  • the power inverter 10 includes a DC voltage source 11, a DC reactor Ldc, a resonant capacitor CM, four semiconductor switches SU, SY, SV, SX, a shunt capacitor CP, and a control. And a circuit 12.
  • the DC voltage source 11 generates DC power for driving the load LD.
  • the DC reactor Ldc is connected to the DC voltage source 11 in series.
  • the resonance capacitor CM is connected in parallel to the series circuit of the DC voltage source 11 and the DC reactor Ldc, and resonates with the inductance component L of the load LD.
  • Each semiconductor switch SU, SY, SV, SX has an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) IU, IY, IV, IX and a freewheel diode (FREE Wheel Diode) FU, FY, FV, FX connected in anti-parallel
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the shunt capacitor CP is connected between the AC output terminals of the full bridge circuit (that is, between the connection node N1 between the semiconductor switch SU and the semiconductor switch SX and the connection node N2 between the semiconductor switch SV and the semiconductor switch SY). ing.
  • an inductance component L and A load LD including a resistance component R is connected between the AC output terminals of the full bridge circuit. That is, the load LD and the shunt capacitor CP are connected in parallel between the AC output terminals of the full bridge circuit.
  • the control circuit 12 pairs the semiconductor switches SU and SY, SV and SX at the diagonal positions of the bridge circuit, turns on one pair SU and SY, or SV and SX of the two pairs, and turns on the other pair.
  • the operation of turning off SV and SX or SU and SY is alternately performed, and an AC voltage is applied to the load LD.
  • the control circuit 12 supplies control signals SGU, SGY, SGV, and SGX to the gates of the IGBTs IU, IY, IV, and IX, turns on the IGBTs IU and IY, and turns off IV and IX.
  • the AC voltage is applied to the load LD by repeating the operations of turning off IGBTs IU and IY and turning on IV and IX.
  • the control circuit 12 changes the switching frequency according to an input or operation to the external interface 12a.
  • the current flowing from the left to the right in the circuit diagram with respect to the load LD is expressed as “P”, and the current flowing from the right to the left is expressed as “N”. It expresses with.
  • an arrow indicates a current and its direction, and the thickness of the arrow indicates the magnitude of the current. However, the thickness of the arrow is relative.
  • the DC reactor Ldc continuously supplies a DC current from the DC voltage source 11 to the load LD side during the operation period of the power inverter 10.
  • the resonant capacitor CM and the shunt capacitor CP are both charged, and the control circuit 12 is in a state of turning on the IGBT IU of the semiconductor switch SU and the IGBT IY of the semiconductor switch SY at a diagonal position. To do. At this time, the IGBT IV of the semiconductor switch SV and the IGBT IX of the semiconductor switch SX are in the off state. In this state, the power inverter 10 enters the discharge mode P shown in FIG. 2A. In this state, a current flows from the DC voltage source 11 and the resonance capacitor CM to the load LD through the turned on IGBTs IU and IY. Further, the shunt capacitor CP is also discharged, and a current flows through the load LD.
  • the power reverse conversion device 10 becomes the circulation mode P shown in FIG. 2B.
  • the N2 side of the load LD the return diode FV of the semiconductor switch SV—the IGBT IU of the semiconductor switch SU—the N1 side of the load LD
  • the first current closed loop Current flows in the second closed loop of the N2 side—the IGBT IY of the semiconductor switch SY—the return diode FX of the semiconductor switch SX—the N1 side of the load LD.
  • the control circuit 12 turns off the IGBT IU of the semiconductor switch SU and the IGBT IY of the semiconductor switch SY, and turns on the IGBT IV of the semiconductor switch SV and the IGBT IX of the semiconductor switch SX.
  • the power reverse conversion device 10 enters the charging mode P shown in FIG. 2C.
  • the resonant capacitor CM and the shunt capacitor CP are charged by current supplied from the DC voltage source 11 via the DC reactor Ldc.
  • the current flowing by the magnetic energy stored in the inductance component L of the load LD is interrupted by the semiconductor switch SU and the semiconductor switch SY, and as a result, the shunt capacitor CP is charged.
  • the power reverse conversion device 10 becomes the circulation mode N shown in FIG. 2E.
  • the N1 side of the load LD the return diode FU of the semiconductor switch SU—the IGBT IV of the semiconductor switch SV—the first current closed loop of the load LD—the N2 side of the load LD
  • Current flows in a closed loop of the second current that is, the N1 side—the IGBT IX of the semiconductor switch SX—the return diode FY of the semiconductor switch SY—the N2 side of the load LD.
  • the control circuit 12 turns off the IGBT IV of the semiconductor switch SV and the IGBT IX of the semiconductor switch SX, and turns on the IGBT IU of the semiconductor switch SU and the IGBT IY of the semiconductor switch SY. Then, the power reverse conversion device 10 enters the charging mode N shown in FIG. 2F, and the magnetic energy stored by the current flowing through the inductance component L of the load LD is stored in the resonance capacitor CM and the shunt capacitor CP.
  • the power inverter 10 again enters the discharge mode P shown in FIG. 2A.
  • the power reverse conversion device 10 repeats the above-described operation, causes the load LD to alternately flow current in the positive (P) direction and the negative (N) direction, and applies AC power to the load LD.
  • the resonance current ISWRES that flows through the semiconductor switches SU, SV, SX, and SY is expressed by the following equation (1).
  • ISWRES is the effective value of the resonance current flowing through the semiconductor switches SU, SV, SX, SY
  • ILDRES is the effective value of the resonance current flowing through the load LD
  • CM is the capacity of the resonance capacitor CM
  • CP is the capacity of the shunt capacitor CP. It is. All effective values are the values of the resonance state. Therefore, when it is desired to reduce the current flowing through the semiconductor switches SU, SV, SX, SY, the capacitance of the shunt capacitor CP may be made larger than the capacitance of the resonance capacitor CM so as to satisfy the conditions described later.
  • the shunt capacitor CP is an AC capacitor and operates as a composite capacitor with the resonance capacitor CM.
  • the capacitor capacity determined from the resonance frequency during circuit design is the capacity of this composite capacitor (the sum of the capacity of the shunt capacitor CP and the capacity of the resonance capacitor CM).
  • a plurality of capacitors connected in parallel and having a combined capacitor capacity will be referred to as a combined capacitor C.
  • the resonance period of the composite capacitor C and the inductance component L of the load LD becomes larger than the switching period, and the power accumulated in the composite capacitor C is not lost.
  • the semiconductor switch is switched by switching.
  • the shunt capacitor CP and the resonant capacitor CM are short-circuited by switching, and the semiconductor switch may be short-circuited. Therefore, the above formula (2) must be satisfied.
  • 3 (a) to 3 (e) show voltage waveforms or current waveforms of respective parts of the power reverse conversion device 10 shown in FIG.
  • the capacitance C of the composite capacitor C is 200 micro F
  • the capacitance of the shunt capacitor CP is 199 micro F
  • the capacitance of the resonant capacitor CM is 1 micro F
  • the inductance of the inductance component L of the load LD is 10.5 micro H
  • the load This is a waveform when the resistance value of the resistance component R of the LD is 0.04 ⁇
  • the inductance of the DC reactor Ldc is 1 mH
  • the output voltage of the DC voltage source 11 is 1000 V
  • the switching frequency by the control circuit 12 is 3000 Hz.
  • FIG. 3A shows the voltage Vload applied to the load LD, that is, the output voltage.
  • FIG. 3B shows the current Iload flowing through the load LD, that is, the output current.
  • 3C to 3E show the current ISX flowing through the semiconductor switch SX, the current ICM flowing through the resonant capacitor CM, and the current ICP flowing through the shunt capacitor CP.
  • the voltage Vload applied to the load LD has alternating pulses of positive and negative due to resonance and switching between the inductance component L included in the load LD and the composite capacitor C. .
  • the phase of the current Iload flowing through the load LD is delayed from the output voltage due to the inductance component L.
  • the current flowing through the semiconductor switch SX is relatively small, and the period during which a large current flows is limited to the circulation mode P and the circulation mode N. This is because the shunt capacitor CP supplies most of the current that should flow through the semiconductor switch.
  • FIGS. 4A to 4D show the voltage applied to the load LD of the power inverter device disclosed in Patent Document 1 (that is, the circuit in which the shunt capacitor CP is removed from the circuit of FIG. 1). It is a waveform diagram of Vload, current Iload flowing through a load LD, current ISX flowing through a semiconductor switch SX, and current ICM flowing through a resonance capacitor CM.
  • a resonant capacitor CM having a capacitance of 200 ⁇ F, an inductance component L of the load LD of 10.5 ⁇ H, a resistance value of the resistance component R of 0.04 ⁇ , an inductance of the DC reactor Ldc of 1 mH, a DC voltage source 11 is a waveform when the output voltage of 11 is 1000 V and the switching frequency by the control circuit 12 is 3000 Hz.
  • the current flowing through each semiconductor switch in the discharge modes P and N and the charge modes P and N of the power inverter 10 of this embodiment is It can be seen that the currents flowing through each semiconductor switch in those modes of the power inverter are much smaller. On the other hand, the currents in the circulation modes P and N are not small. This is because in the present embodiment, the inductance component L of the composite capacitor C and the load LD resonates, and the electric power stored in the composite capacitor C is lost every time switching is performed. If there is no fluctuation in the accumulated power of the composite capacitor C (that is, in the state of the circulation modes P and N), no current flows through the composite capacitor C.
  • the parasitic inductance between the resonant capacitor CM and the shunt capacitor CP must be eliminated. Don't be.
  • This parasitic inductance causes resonance at a frequency different from each capacitor and the target frequency. If the semiconductor switch is switched in a state where resonance at another frequency (hereinafter referred to as parasitic vibration) is generated, there arises a disadvantage that soft switching is not realized.
  • FIGS. 8A to 8D are waveform diagrams of the load voltage Vload, the load current Iload, the current ISX that flows through the semiconductor switch SX, and the current ICM that flows through the resonant capacitor CM when the parasitic inductance exists in the power inverter 10. It is. As shown in the figure, surge voltage and surge current are generated when the semiconductor switch is switched. If the surge voltage or surge current exceeds the ratings of the semiconductor switch or capacitor, the semiconductor switch or capacitor may be destroyed or the life may be extremely shortened.
  • Parasitic vibrations can be largely avoided by shortening the physical distance between the resonant capacitor CM and the shunt capacitor CP, or by connecting with a low parasitic inductance such as a bus bar.
  • parasitic vibration may occur later due to deterioration over time. It is desirable to add a vibration suppression circuit and take precautions so that parasitic vibration is sufficiently damped when the semiconductor switch is switched.
  • FIG. 5 shows an example of the vibration suppression circuit 13.
  • the vibration suppression circuit 13 is formed by connecting an inductor DL and a resistor DR in parallel.
  • FIG. 6 shows a configuration example of the power inverter 10 in which the vibration suppression circuit 13 is inserted in series in the immediate vicinity of the shunt capacitor CP.
  • parasitic vibration can be attenuated by inserting one or more vibration suppression circuits 13 between the resonance capacitor CM and the shunt capacitor CP.
  • the vibration suppression circuit 13 may be inserted in series in the immediate vicinity of the resonance capacitor CM.
  • the vibration suppression circuit 13 needs to cause a parasitic vibration current to flow through the resistor DR to be attenuated, and a current desired to flow through the load LD to flow through the inductor DL so as not to be attenuated.
  • the resistance value of the resistor DR constituting the vibration suppression circuit 13 and the inductance of the inductor DL can be obtained as follows.
  • the absolute value of the impedance of the inductor DL is 2 ⁇ ⁇ ⁇ fSTRAY ⁇ Ldump.
  • Ldump is the inductance of the inductor DL of the vibration suppression circuit 13. If the impedance of the resistance DR of the vibration suppression circuit 13 is DR, the conditions to be satisfied by the vibration suppression circuit are expressed by the following equations (3) and (4). 2 ⁇ ⁇ ⁇ fSTRAY ⁇ Ldump >> DR. . . (3) 2 ⁇ ⁇ ⁇ fMAX ⁇ Ldump ⁇ DR. . . (4)
  • FIG. 7 shows waveforms when the vibration suppression circuit 13 is inserted based on the above-described method.
  • Each waveform in FIG. 7 is shown in the same order and in the same order as the measurement target shown in FIG.
  • FIG. 7 and FIG. 8 by inserting the vibration suppression circuit 13, surge voltage and surge current are suppressed, and parasitic vibration is attenuated when the semiconductor switch is switched.
  • the inductance of the inductor DL and the impedance of the resistor DR constituting the vibration suppression circuit 13 are selected so as to attenuate the parasitic vibration. However, these may be set automatically. . In this case, for example, as shown in FIG. 9, the inductance of the inductor DL of the vibration suppression circuit 13 and the impedance of the resistor DR can be changed from the control circuit 12.
  • the load LD is provided with an ammeter for detecting the load current Iload, and voltmeters are connected to the semiconductor switches SU, SV, SX, and SY.
  • the control circuit 12 includes a processor and the like, and inputs the measurement value Iload of the ammeter and the measurement values VU, UV, VX, and VY of each voltmeter, and periodically monitors whether or not parasitic vibration has occurred, for example.
  • the control circuit 12 analyzes the frequency by FFT (Fast Fourier Transform) or the like, and sets the inductance of the inductor DL and the impedance of the resistor DR so as to attenuate the parasitic vibration by arithmetic processing or the like. Find and set automatically. With such a configuration, the parasitic vibration can be automatically attenuated even when the parasitic vibration occurs due to secular change or the like.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the power inverter 10 shown in FIG. 1 is characterized in that the short-circuit current that flows when the load LD is short-circuited hardly flows to the semiconductor switch by making the capacity of the shunt capacitor CP larger than the capacity of the resonant capacitor CM. Have This can improve the reliability of the large-sized power reverse conversion device in which destruction of the semiconductor switch is a big problem.
  • the power reverse conversion device 10 shown in FIG. 1 is a variable frequency circuit.
  • 10A to 10C show the load current Iload, the load voltage Vload, and the semiconductor switch SX when the control circuit 12 is controlled to set the switching frequency of the semiconductor switches SU, SV, SX, and SY to 1500 Hz.
  • the waveform of the flowing current ISX is shown.
  • the circuit constants are the same as when the characteristics of FIG. 3 were obtained.
  • FIG. 11A shows a waveform in which the amplitude of the current ISX flowing through the semiconductor switch SX and the control signal SGX applied to the gate of the IGBT IX of the semiconductor switch SX when the switching is performed at 1500 Hz is enlarged by 5000 times.
  • FIG. 11B shows the voltage VX applied to the semiconductor switch SX when switching is performed at 1500 Hz (this is equivalent to the voltage Vload applied to the load LD, and thus the voltage Vload applied to the load LD).
  • FIG. 12A shows a waveform in which the amplitude of the current ISX flowing through the semiconductor switch SX when switching is performed at 3000 Hz and the amplitude of the control signal SGX applied to the gate of the IGBT IX of the semiconductor switch SX is multiplied by 5000 times.
  • FIG. 12B shows the voltage VX applied to the semiconductor switch SX when switching is performed at 3000 Hz (this is equivalent to the voltage Vload applied to the load LD, and thus the voltage Vload applied to the load LD.
  • the semiconductor switch is not limited to a combination of an IGBT and a free wheel diode.
  • the circuit configuration and the like can be changed as appropriate.
  • the semiconductor switch may have a configuration in which a normal bipolar transistor and a free-wheeling diode are connected in reverse parallel.
  • a semiconductor switch may be configured from a FET (Field Effect Transistor) and a MOSFET (Metal Oxidized Semiconductor).
  • FET Field Effect Transistor
  • MOSFET Metal Oxidized Semiconductor
  • any switching semiconductor element and freewheeling diode connected in antiparallel for example, a reverse conduction type semiconductor element having no reverse blocking capability, such as a power MOSFET having a parasitic diode built in at the time of manufacture What has been configured can be used as a semiconductor switch.
  • the load is not limited to the induction coil of the induction heating device, and any load can be used for AC driving.
  • the numerical values, hardware configuration, and operations described above are examples and are not limited. Moreover, it is not necessary to provide all the configurations described in the embodiment, and a combination of some configurations may be used as long as the intended purpose can be achieved.
  • the power reverse conversion device can generally be used in an induction heating device or an induction heating power supply device.
  • an induction heating device or an induction heating power supply device.

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Abstract

　電力逆変換装置（１０）は、直流電力から交流電力を発生する装置であって、直流電圧源（１１）に直列に接続された直流リアクトル（Ｌｄｃ）と、直流電圧源（１１）と直流リアクトル（Ｌｄｃ）との直列回路に並列に接続された第１のコンデンサ（ＣＭ）と、第１のコンデンサ（ＣＭ）の両端に直流入力端が接続され、複数の半導体スイッチ（ＳＵ、ＳＶ、ＳＹ、ＳＸ）を備えたフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の交流出力端間に接続された第２のコンデンサ（ＣＰ）と、を備える。また交流出力端子間には、負荷（ＬＤ）が接続される。制御回路（１２）は、複数の半導体スイッチにスイッチング信号を供給する。負荷（ＬＤ）のインダクタンス成分（Ｌ）と第１のコンデンサ（ＣＭ）と第２のコンデンサ（ＣＰ）とが共振しているとき、負荷（ＬＤ）を流れる電流は、第１のコンデンサ（ＣＭ）と第２のコンデンサ（ＣＭ）で分割される。

Description

電力逆変換装置および誘導加熱用電源装置
　本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力逆変換装置に関し、特に、共振電流を増幅する機能を有する電力逆変換装置に関する。
　電力システムは、標準化され、場所や時刻を問わずに利用可能な社会的インフラとなっている。しかしながら、標準化された電力をそのまま利用するのでは、負荷を制御する自由が制限されてしまう。そのため、電力システムから得られる電力の形態を変換して、負荷を自在に制御するために、電力変換装置が必要である。
　電力変換装置は、通常、交流電力を直流電力に変換する電力順変換装置と、直流電力を交流電力に変換する電力逆変換装置とから構成される。
　電力順変換装置は、交流電力を整流して直流電力に変換し、容量の十分に大きいコンデンサに蓄える。一方、電力逆変換装置は、コンデンサに蓄えられた直流電力をスイッチングにより交流電力に変換し、負荷に供給する。この構成では、一般的には、ハードスイッチングにより、サージ電圧の発生、高調波ノイズの発生、スイッチング用の半導体素子での電力損失による熱の発生などが避けられない。これらの問題を避けるため、コンデンサとインダクタを共振させ、コンデンサに蓄えられている電力がゼロのタイミングで回路をスイッチングして、交流電力を発生させる電流共振型の電力逆変換装置も使用されている。
　特に、誘導加熱装置では、誘導コイルが誘導性負荷となり、また、大電流が負荷に流れるため、電流共振型の電力逆変換装置が多く用いられている。
　しかし、共振させる誘導コイルと共振用のコンデンサ（以下、共振コンデンサと称す）は一般には可変ではないため、共振周波数が固定化され、誘導コイルに供給する電力の周波数を変えることが難しい。このため、電流共振型でありなおかつ誘導コイルに供給する電力の周波数を変更できる電力逆変換装置が求められている。
　この要求を満たす電力逆変換装置が特許文献１に開示されている。この電力逆変換装置は、半導体スイッチを４個ブリッジ接続した回路と、エネルギーを蓄積する共振コンデンサから構成される。半導体スイッチは、スイッチング用のトランジスタと還流用ダイオードを逆並列に接続したものである。
電力逆変換装置は、４個の半導体スイッチのうち対角の位置にある半導体スイッチの一方のペアのトランジスタを同時にオン／オフ（以下、スイッチングと称す）し、他のペアのトランジスタを、位相を１８０度遅らせたタイミングでスイッチングする。トランジスタをオンにする時はトランジスタに印加される電圧はゼロで、かつ電流は還流ダイオードを流れる。またトランジスタをオフにする時は半導体スイッチに印加される電圧はゼロであり、ソフトスイッチングが実現される。また、スイッチングのタイミングを制御することにより、共振コンデンサを可変容量コンデンサとしても機能させることができ、電流共振型でありながら可変周波数を実現できる。
国際公開第０８／０９６６６４号パンフレット
　特許文献１に開示されている電力逆変換装置においては、共振コンデンサが、負荷である誘導コイルのインダクタンスと共振して充電或いは放電する際に、半導体スイッチのうち少なくとも１個に電流が流れる。この電力逆変換装置を誘導加熱装置の電源装置として使用した場合、大電流が半導体スイッチに流れてしまう。このため、半導体スイッチでの導通損失が大きく、ソフトスイッチングの特徴である低損失、低発熱という利点を減少させてしまうことが問題となる。
　本発明は、上述の問題を緩和するためになされたものであり、半導体スイッチに流れる電流が相対的に小さい電力逆変換装置を提供することを目的とする。また、本発明は、ソフトスイッチングの機能を備え、かつ半導体スイッチに流れる共振電流が小さい電力逆変換装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、この発明の電力逆変換装置は、
　直流電圧源に直列に接続された直流リアクトルと、
　直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路に並列に接続された第１のコンデンサと、
　第１のコンデンサの両端に直流入力端が接続され、複数の半導体スイッチを備えたフルブリッジ回路と、
　フルブリッジ回路の交流出力端間に、接続された第２のコンデンサと、
　を備える。
　例えば、交流出力端の間に、誘導性負荷が接続され、誘導性負荷に流れる電流が第１のコンデンサと第２のコンデンサに分配される。
　例えば、半導体スイッチをオン／オフするスイッチング信号を複数の半導体スイッチに供給する制御回路を配置してもよい。
　制御回路は、例えば、スイッチング周波数を調整する機能をさらに備えてもよい。
　制御回路は、例えば、誘導性負荷のインダクタンスと、第１のコンデンサの容量と第２のコンデンサの容量の合成容量で定まる共振周波数よりも低い周波数で、複数の半導体スイッチをオン／オフするスイッチング信号を供給してもよい。
　制御回路は、例えば、次式を満たす範囲でスイッチング周波数を変化させるように制御してもよい。
　ｆＭＡＸ＜１／（２π√ＬＣ）
　ｆＭＡＸ：スイッチング周波数の最大値、Ｌ：誘導性負荷のインダクタンス、Ｃ：第１のコンデンサの容量と第２のコンデンサの容量の合成容量。
　例えば、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間に、インダクタと抵抗とが並列に接続されて構成された振動抑制回路が挿入されていてもよい。
　例えば、振動抑制回路は、インダクタのインダクタンスおよび抵抗のインピーダンスが可変で、
　制御回路が、
　誘導性負荷を流れる電流を検出する電流検出手段と、
　複数の半導体スイッチの少なくとも１つに並列に接続された電圧検出手段と、
　電流検出手段の出力および電圧検出手段の出力を入力して、寄生振動の発生の有無を監視し、寄生振動を減衰させるように、インダクタのインダクタンスと抵抗のインピーダンスの少なくとも一方を変更する手段と、を備えてもよい。
半導体スイッチは、例えば、スイッチング用の半導体素子と還流用ダイオードを逆並列に接続したものから構成されてもよい。
　半導体スイッチは、例えば、逆阻止能力を持たない逆導通型の半導体素子、またはサイリスタを要素とした回路であってもよい。
　上述の電力逆変換装置と誘導性負荷とを備える誘導加熱用電源装置或いは誘導加熱装置を提供することも可能である。
この発明の一実施形態に係る電力逆変換装置と該電力逆変換装置を備える誘導加熱装置の回路図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 （ａ）から（ｅ）は、図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（ａ）は負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（ｂ）は負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（ｃ）は半導体スイッチＳＸを流れる電流ＩＳＸ、（ｄ）は共振コンデンサＣＭに流れる電流ＩＣＭ、（ｅ）は分流コンデンサＣＰを流れる電流ＩＣＰの波形をそれぞれ示す。 （ａ）から（ｄ）は、図１の電力逆変換装置から分流コンデンサＣＰを除去した回路の動作を説明するための波形図であり、（ａ）は負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（ｂ）は負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（ｃ）は半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸ、（ｄ）は共振コンデンサＣＭに流れる電流ＩＣＭの波形をそれぞれ示す。 振動抑制回路の一例の回路図である。 図５に示す振動抑制回路を図１に示す電力逆変換装置に適用した場合の回路図である。 （ａ）から（ｄ）は、振動抑制回路を備える電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（ａ）は負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（ｂ）は負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（ｃ）は半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸ、（ｄ）は共振コンデンサＣＭを流れる電流ＩＣＭの波形をそれぞれ示す。 （ａ）から（ｄ）は、寄生振動が発生した電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（ａ）は負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（ｂ）は負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（ｃ）は半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸ、（ｄ）は共振コンデンサＣＭを流れる電流ＩＣＭの波形をそれぞれ示す。 図５に示す振動抑制回路のインピーダンスを自動的に調整する機能を備える電力逆変換装置の回路図である。 （ａ）から（ｃ）は、スイッチング周波数を１５００Ｈｚとしたときの波形図であり、（ａ）は負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（ｂ）は負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（ｃ）は半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸの波形をそれぞれ示す。 スイッチングを１５００Ｈｚで行ったときの波形図であり、（ａ）は半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸと、ＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を５０００倍に拡大した波形図、（ｂ）は半導体スイッチＳＸに印加される電圧ＶＸ（これは、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示している）と、ＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を２５００倍に拡大した波形図である。 スイッチングを３０００Ｈｚで行ったときの波形図であり、（ａ）は半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸと、ＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を５０００倍に拡大した波形図、（ｂ）は半導体スイッチＳＸに印加される電圧ＶＸ（これは、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示している）と、ＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を２５００倍に拡大した波形図である。
符号の説明
１０　電力逆変換装置
１１　直流電圧源
１２　制御回路
１２ａ　外部インターフェース
１３　　振動抑制回路
１００　誘導加熱装置
Ｌｄｃ　直流リアクトル
ＣＭ　共振コンデンサ
ＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹ　半導体スイッチ
ＩＵ、ＩＶ、ＩＸ、ＩＹ　ＩＧＢＴ
ＳＧＵ、ＳＧＶ、ＳＧＸ、ＳＧＹ　制御信号
ＦＵ、ＦＶ、ＦＸ、ＦＹ　還流ダイオード
ＣＰ　分流コンデンサ
ＬＤ　負荷
Ｌ　負荷のインダクタンス成分
Ｒ　負荷の抵抗成分
Ｎ１、Ｎ２　ブリッジ回路の交流出力端の接続ノード
ＤＬ　インダクタ
ＤＲ　抵抗
課題を解決するための最良の形態
　以下、本発明の実施の形態に係る好適な電力逆変換装置を図面を参照しつつ説明する。
　本実施形態に係る電力逆変換装置１０は、例えば、誘導加熱装置１００の電源装置を構成するものであり、直流電力を交流電力に変換してインダクタンス成分Ｌと抵抗成分Ｒを有する負荷ＬＤに供給するものである。電力逆変換装置１０は、図１に示すように、直流電圧源１１と、直流リアクトルＬｄｃと、共振コンデンサＣＭと、４個の半導体スイッチＳＵ、ＳＹ、ＳＶ、ＳＸと、分流コンデンサＣＰと、制御回路１２と、を備える。
　直流電圧源１１は、負荷ＬＤを駆動するための直流電力を発生する。
　直流リアクトルＬｄｃは、直流電圧源１１に直列に接続されている。
　共振コンデンサＣＭは、直流電圧源１１と直流リアクトルＬｄｃとの直列回路に並列に接続され、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと共振する。
４個の半導体スイッチＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹはフルブリッジ接続されている。各半導体スイッチＳＵ、ＳＹ、ＳＶ、ＳＸは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）　ＩＵ、ＩＹ、ＩＶ、ＩＸと還流ダイオード（Ｆｒｅｅ　Ｗｈｅｅｌ　Ｄｉｏｄｅ）ＦＵ、ＦＹ、ＦＶ、ＦＸとが逆並列に接続された構成を有する。
　分流コンデンサＣＰは、フルブリッジ回路の交流出力端の間（すなわち、半導体スイッチＳＵと半導体スイッチＳＸとの接続ノードＮ１と、半導体スイッチＳＶと半導体スイッチＳＹとの接続ノードＮ２との間）に接続されている。
　さらに、フルブリッジ回路の交流出力端の間（すなわち、半導体スイッチＳＵと半導体スイッチＳＸとの接続ノードＮ１と、半導体スイッチＳＶと半導体スイッチＳＹとの接続ノードＮ２との間）に、インダクタンス成分Ｌと抵抗成分Ｒとを備える負荷ＬＤが接続されている。すなわち、フルブリッジ回路の交流出力端の間には、負荷ＬＤと分流コンデンサＣＰとが並列に接続されている。
　制御回路１２は、ブリッジ回路の対角の位置にある半導体スイッチＳＵとＳＹ、ＳＶとＳＸをペアとし、２組のペアの一方のペアＳＵとＳＹ、またはＳＶとＳＸをオンし、他方のペアＳＶとＳＸ、またはＳＵとＳＹをオフする動作を交互に行い、負荷ＬＤに交流電圧を印加する。より詳細には、制御回路１２は、ＩＧＢＴ　ＩＵ、ＩＹ、ＩＶ、ＩＸのゲートに制御信号ＳＧＵ、ＳＧＹ、ＳＧＶ、ＳＧＸを供給し、ＩＧＢＴ　ＩＵとＩＹをオンし、ＩＶとＩＸをオフする動作と、ＩＧＢＴ　ＩＵとＩＹをオフし、ＩＶとＩＸをオンする動作とを繰り返すことにより、負荷ＬＤに交流電圧を印加する。
　また、制御回路１２は、外部インターフェース１２ａへの入力または操作に応じて、スイッチング周波数を変化させる。
　次に、上記構成を有する電力逆変換装置（直流－交流変換装置）１０の動作を図２Ａから図２Ｆを参照して説明する。
　なお、以下の説明において、負荷ＬＤに対して回路図中の左から右に向かって流れる電流を正方向とし”Ｐ”で表現し、右から左に向かって流れる電流を負方向とし”Ｎ”で表現する。
　また、図２Ａ～図２Ｆにおいて、矢印は、電流とその向きを示し、矢印の太さは電流の大きさを示す。但し、矢印の太さは相対的なものである。
　また、直流リアクトルＬｄｃは、この電力逆変換装置１０の動作期間中、直流電圧源１１から負荷ＬＤ側に直流電流を継続的に供給する。
　初期条件として共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰとが、図２Ａに示す極性に充電されていると仮定する。
　１）　まず、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰとが共に充電され、制御回路１２が半導体スイッチＳＵのＩＧＢＴ　ＩＵとそれと対角の位置にある半導体スイッチＳＹのＩＧＢＴ　ＩＹをオンさせている状態であるとする。このとき半導体スイッチＳＶのＩＧＢＴ　ＩＶおよび半導体スイッチＳＸのＩＧＢＴ　ＩＸはオフ状態である。この状態では、電力逆変換装置１０は、図２Ａに示す放電モードＰになる。この状態では、直流電圧源１１と共振コンデンサＣＭから、オンしたＩＧＢＴ　ＩＵとＩＹを介して、負荷ＬＤに電流が流れる。また、分流コンデンサＣＰも放電し、負荷ＬＤに電流が流れる。時間が経過し、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰがそれぞれ放電して、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰに蓄えられた電力が無くなると、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの両端間の電圧はゼロとなり、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰに電流は流れなくなる。
　２）　すると、電力逆変換装置１０は、図２Ｂに示す循環モードＰとなる。この状態では、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌにより、負荷ＬＤのＮ２側－半導体スイッチＳＶの還流ダイオードＦＶ－半導体スイッチＳＵのＩＧＢＴ　ＩＵ－負荷ＬＤのＮ１側という１つ目の電流の閉ループ、負荷ＬＤのＮ２側－半導体スイッチＳＹのＩＧＢＴ　ＩＹ－半導体スイッチＳＸの還流ダイオードＦＸ－負荷ＬＤのＮ１側という２つ目の電流の閉ループにそれぞれ電流が流れる。
　３）　続いて、制御回路１２は、半導体スイッチＳＵのＩＧＢＴ　ＩＵおよび半導体スイッチＳＹのＩＧＢＴ　ＩＹをオフにし、半導体スイッチＳＶのＩＧＢＴ　ＩＶおよび半導体スイッチＳＸのＩＧＢＴ　ＩＸをオンにする。すると、電力逆変換装置１０は、図２Ｃに示す充電モードＰになる。このモードでは、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰは、それぞれ、直流電圧源１１から直流リアクトルＬｄｃを介して供給される電流により充電される。さらに、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄えられていた磁気エネルギーにより流れる電流が半導体スイッチＳＵおよび半導体スイッチＳＹに遮断され、結果として分流コンデンサＣＰを充電する。
　４）　やがて、図２Ｄに示すように、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰとの共振により、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰに蓄えられた電力が負荷ＬＤに放電される。この状態では、電力逆変換装置１０は、放電モードＮにある。共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰに蓄えられた電力が放電されて無くなると、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの両端間の電圧はゼロとなり、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰに電流は流れなくなる。
　５）　すると、電力逆変換装置１０は、図２Ｅに示す循環モードＮとなる。この状態では、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌにより、負荷ＬＤのＮ１側－半導体スイッチＳＵの還流ダイオードＦＵ－半導体スイッチＳＶのＩＧＢＴ　ＩＶ－負荷ＬＤのＮ２側という１つ目の電流の閉ループ、負荷ＬＤのＮ１側－半導体スイッチＳＸのＩＧＢＴ　ＩＸ－半導体スイッチＳＹの還流ダイオードＦＹ－　負荷ＬＤのＮ２側という２つ目の電流の閉ループにそれぞれ電流が流れる。
　６）　続いて、制御回路１２は、半導体スイッチＳＶのＩＧＢＴ　ＩＶおよび半導体スイッチＳＸのＩＧＢＴ　ＩＸをオフにし、半導体スイッチＳＵのＩＧＢＴ　ＩＵおよび半導体スイッチＳＹのＩＧＢＴ　ＩＹをオンにする。すると、電力逆変換装置１０は、図２Ｆに示す充電モードＮとなり、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌを流れていた電流によりに蓄積されていた磁気エネルギーが、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰに蓄えられる。
　続いて、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰとの共振により、電力逆変換装置１０は、再び図２Ａに示す、放電モードＰに入る。
　電力逆変換装置１０は、定常状態では、上述した動作を繰り返し、負荷ＬＤに正（Ｐ）方向と負（Ｎ）方向に交互に電流を流し、負荷ＬＤに交流電力を与える。
　上述の動作をおいて、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰとは、負荷ＬＤに流れる電流を分ける。このため、半導体スイッチＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹに流れる共振電流ＩＳＷＲＥＳは、次式（１）のようになる。
　ＩＳＷＲＥＳ　≒　（ＣＭ／（ＣＰ＋ＣＭ））・ＩＬＤＲＥＳ　　　．．．（１）
　ただし、ＩＳＷＲＥＳは、半導体スイッチＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹを流れる共振電流の実効値、ＩＬＤＲＥＳは、負荷ＬＤを流れる共振電流の実効値、ＣＭは共振コンデンサＣＭの容量、ＣＰは分流コンデンサＣＰの容量である。すべての実効値は共振状態の値である。従って、半導体スイッチＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹに流れる電流を小さくしたい場合には、後述する条件を満たすように、分流コンデンサＣＰの容量を共振コンデンサＣＭの容量に比べて大きくすればよい。
　分流コンデンサＣＰは、交流コンデンサであり、共振コンデンサＣＭとの合成コンデンサとして動作する。回路設計の際に共振周波数から決まるコンデンサ容量は、この合成コンデンサの容量（分流コンデンサＣＰの容量と共振コンデンサＣＭの容量との和）である。合成コンデンサ容量をもつ、並列に接続された複数のコンデンサを合成コンデンサＣと呼ぶことにする。
　負荷ＬＤに送る交流電力の周波数の最大値をｆＭＡＸとし、負荷ＬＤのインダクタンス成分ＬのインダクタンスをＬ、合成コンデンサＣの容量をＣ＝ＣＭ＋ＣＰとすると、これらは次式（２）を満足しなければならない。
　ｆＭＡＸ＜１／（２・π・√（Ｌ・Ｃ））　　　．．．（２）
　上述の式（２）を満たさないと仮定すれば、合成コンデンサＣと負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌとの共振周期は、スイッチング周期よりも大きくなり、合成コンデンサＣに蓄積された電力が無くならないうちに、半導体スイッチがスイッチングにより切り替えられてしまう。このとき、分流コンデンサＣＰにも電力が蓄積されているため、スイッチングにより、分流コンデンサＣＰと共振コンデンサＣＭが短絡し、半導体スイッチが短絡破壊を起こす恐れがある。従って、上式（２）を満足しなければならない。
　図３（ａ）から（ｅ）は、図１に示す電力逆変換装置１０の各部の電圧波形、または電流波形を示す。これらは、合成コンデンサＣの容量Ｃを２００マイクロＦ、分流コンデンサＣＰの容量を１９９マイクロＦ、共振コンデンサＣＭの容量を１マイクロＦ、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを１０．５マイクロＨ、負荷ＬＤの抵抗成分Ｒの抵抗値を０．０４Ω、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンスを１ｍＨ、直流電圧源１１の出力電圧を１０００Ｖ、制御回路１２によるスイッチング周波数を３０００Ｈｚとしたときの波形である。
　図３（ａ）は、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、すなわち、出力電圧を示す。また、図３（ｂ）は、負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、すなわち、出力電流を示す。また、図３（ｃ）から（ｅ）は、半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸ、共振コンデンサＣＭに流れる電流ＩＣＭ、分流コンデンサＣＰを流れる電流ＩＣＰを示す。
　図３（ａ）に示すように、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌと合成コンデンサＣとの共振とスイッチングにより、正負が交番したパルスが発生している。また、図３（ｂ）に示すように、負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために、出力電圧より位相が遅れている。さらに、図３（ｃ）から（ｅ）に示すように、半導体スイッチＳＸに流れる電流は比較的小さく、大きな電流が流れる期間は循環モードＰおよび循環モードＮに限定されている。これは、本来半導体スイッチに流れて供給すべき電流の殆どを、分流コンデンサＣＰが供給しているからである。
　一方、図４（ａ）から（ｄ）は、特許文献１に開示されている電力逆変換装置（すなわち、図１の回路から分流コンデンサＣＰを除去した回路）の、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸ、共振コンデンサＣＭを流れる電流ＩＣＭの波形図である。
　これらは、共振コンデンサＣＭの容量を２００マイクロＦ、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを１０．５マイクロＨ、抵抗成分Ｒの抵抗値を０．０４Ω、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンスを１ｍＨ、直流電圧源１１の出力電圧を１０００Ｖ、制御回路１２によるスイッチング周波数を３０００Ｈｚとしたときの波形である。
　図４（ａ）に示すように、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌと共振コンデンサＣＭとの共振とスイッチングにより正負が交番したパルスが発生している。また、図４（ｂ）に示すように、負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために電圧より遅れている。さらに、図４（ｃ）と（ｄ）に示すように、半導体スイッチＳＸに流れる電流は、負荷ＬＤに流れる電流の総量の半分程度を担っている。
　図３（ｃ）と図４（ｃ）を比較することにより、本実施形態の電力逆変換装置１０の放電モードＰおよびＮ、充電モードＰおよびＮにおいて、各半導体スイッチを流れる電流が、従来の電力逆変換装置のそれらのモードにおいて各半導体スイッチを流れる電流よりも、はるかに小さくなっていることがわかる。一方、循環モードＰおよびＮにおける電流は小さくなっていない。これは、本実施形態では、合成コンデンサＣと負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌが共振し、合成コンデンサＣに蓄積される電力がスイッチングごとに無くなっているからである。合成コンデンサＣの蓄積された電力に変動が無くなれば（すなわち、循環モードＰおよびＮの状態では）、その合成コンデンサＣに電流は流れない。
次に、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰを合成コンデンサＣとして負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと目的の周波数で共振させるためには、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの間の寄生インダクタンスが無くなるようにしなければならない。この寄生インダクタンスは、それぞれのコンデンサと目的の周波数とは別の周波数での共振を引き起こす。別の周波数での共振（以下、寄生振動と称す）が発生したままの状態で半導体スイッチのスイッチングを行うと、ソフトスイッチングが実現されないなどの不都合を生じさせる。
　図８（ａ）から（ｄ）は、電力逆変換装置１０に寄生インダクタンスが存在する場合の負荷電圧Ｖｌｏａｄ、負荷電流Ｉｌｏａｄ、半導体スイッチＳＸに流れる電流ＩＳＸ、共振コンデンサＣＭを流れる電流ＩＣＭの波形図である。図示するように、半導体スイッチのスイッチング時にサージ電圧、サージ電流が発生している。このサージ電圧、サージ電流が半導体スイッチやコンデンサの定格を超えると、半導体スイッチやコンデンサが破壊したり寿命が極端に短くなるなどの原因となる。
寄生振動は、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの物理的な距離を短くしたり、接続をブスバーなどの寄生インダクダンスの少ないもので行うことなどにより大部分は回避できる。
　しかし、例えば、初期状態では寄生振動が発生しなくても、経年劣化などにより後々になって寄生振動が発生することがある。振動抑制回路を追加して半導体スイッチのスイッチング時に寄生振動が十分減衰するように事前対応しておくことが望ましい。
　図５に、振動抑制回路１３の一例を示す。この振動抑制回路１３は、インダクタＤＬと抵抗ＤＲとを並列に接続したものである。また、図６は、分流コンデンサＣＰの直近で直列に振動抑制回路１３を挿入した電力逆変換装置１０の構成例を示す。このように、１つ以上の振動抑制回路１３を共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰとの間に挿入することで寄生振動を減衰させることができる。振動抑制回路１３は、共振コンデンサＣＭの直近で直列に挿入してもよい。
　振動抑制回路１３は、寄生振動電流を抵抗ＤＲに流して減衰させ、負荷ＬＤに流したい電流は、インダクタＤＬに流れさせて、減衰させないようにする必要がある。振動抑制回路１３を構成する抵抗ＤＲの抵抗値とインダクタＤＬのインダクタンスとは以下のようにして求めることができる。
　まず、寄生振動の振動周波数をｆＳＴＲＡＹとしたとき、インダクタＤＬのインピーダンスの絶対値は、２・π・ｆＳＴＲＡＹ・Ｌｄｕｍｐとなる。Ｌｄｕｍｐは振動抑制回路１３のインダクタＤＬのインダクタンスである。振動抑制回路１３の抵抗ＤＲのインピーダンスをＤＲとすれば、この振動抑制回路の満たすべき条件は、次式（３）と（４）で表される。
２・π・ｆＳＴＲＡＹ・Ｌｄｕｍｐ＞＞ＤＲ　　　．．．（３）
２・π・ｆＭＡＸ・Ｌｄｕｍｐ　＜＜ＤＲ　　　　．．．（４）
　上述の式（３）が満たされない場合、寄生振動電流の殆どはインダクタＤＬを流れ、寄生振動は減衰されずに寄生振動が続き、さらに不要な寄生振動を引き起こす。また、上述の式（４）が満たされない場合、負荷ＬＤへ送るべき目的の周波数の電力が抵抗ＤＲで減衰されてしまう。上述の式（３）と式（４）の両方が成立するように振動抑制回路１３を設計することが望ましい。
　図７は、上述の方法に基づいて振動抑制回路１３を挿入した場合の波形である。図７のそれぞれの波形は図８に示した測定対象と同一対象、順序で示されている。図７と図８を比較すれば明らかなように、振動抑制回路１３を挿入することにより、サージ電圧、サージ電流が抑制され、半導体スイッチのスイッチング時には寄生振動が減衰される。
　図５と図６の構成では、寄生振動を減衰させるように、振動抑制回路１３を構成するインダクタＤＬのインダクタンスおよび抵抗ＤＲのインピーダンスを選択したが、これらを自動的に設定できるようにしてもよい。この場合、例えば、図９に示すように、振動抑制回路１３のインダクタＤＬのインダクタンスと抵抗ＤＲのインピーダンスは制御回路１２から変更可能に構成される。また、負荷ＬＤには、負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する電流計が設置され、半導体スイッチＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹには、電圧計が接続される。
　制御回路１２は、プロセッサ等を備え、電流計の測定値Ｉｌｏａｄと、各電圧計の測定値ＶＵ、ＵＶ、ＶＸ、ＶＹを入力し、寄生振動の発生の有無を例えば、周期的に監視する。制御回路１２は、寄生振動を検出すると、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）等により、その周波数を解析し、演算処理などにより、寄生振動を減衰させるように、インダクタＤＬのインダクタンス、および抵抗ＤＲのインピーダンスをもとめ、自動的に設定する。
　このような構成とすれば、経年変化等により、寄生振動が発生したような場合等にも、自動的に寄生振動を減衰させることができる。
　また、図１に示す電力逆変換装置１０は、分流コンデンサＣＰの容量を、共振コンデンサＣＭの容量よりも大きくすることにより、負荷ＬＤが短絡した時に流れる短絡電流が半導体スイッチに殆ど流れないという特徴を有する。これは、半導体スイッチの破壊が大きな問題となっている大型の電力逆変換装置において装置の信頼性を向上させることができる。
　次に、図１に示す電力逆変換装置１０が可変周波数回路であることを説明する。図１０（ａ）から（ｃ）は、制御回路１２を制御して、半導体スイッチＳＵ、ＳＶ、ＳＸ、ＳＹのスイッチング周波数を１５００Ｈｚにしたときの、負荷電流Ｉｌｏａｄ、負荷電圧Ｖｌｏａｄ、半導体スイッチＳＸを流れる電流ＩＳＸの波形を示す。回路定数は、図３の特性を得たときと同一である。図１０と図３と比較することにより、スイッチング周波数の変更に起因した負荷電圧のゼロ電圧の期間が増加した以外に大きな波形の乱れはないことがわかる。これにより、電力逆変換装置１０は、制御回路１２によりスイッチング周波数を変えるだけで、負荷電圧と負荷電流の周波数を変えられることがわかる。
　最後に、図１に示す電力逆変換装置１０において、ソフトスイッチングができていることを説明する。図１１（ａ）は、スイッチングを１５００Ｈｚで行った場合の半導体スイッチＳＸを流れる電流ＩＳＸと、半導体スイッチＳＸのＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を５０００倍に拡大した波形を示す。図１１（ｂ）は、スイッチングを１５００Ｈｚで行った場合の半導体スイッチＳＸに印加される電圧ＶＸ（これは、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示している）と、ＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を２５００倍に拡大した波形を示す。半導体スイッチＳＸをオンにする時は半導体スイッチＳＸに印加される電圧ＶＸはゼロで、かつ半導体スイッチＳＸをオフにする時も半導体スイッチに印加される電圧ＶＸも同様にゼロであることが確認できる。
　図１２（ａ）は、スイッチングを３０００Ｈｚで行った場合の半導体スイッチＳＸを流れる電流ＩＳＸと、半導体スイッチＳＸのＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を５０００倍に拡大した波形を示す。図１２（ｂ）は、スイッチングを３０００Ｈｚで行った場合の半導体スイッチＳＸに印加される電圧ＶＸ（これは、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示している）と、ＩＧＢＴ　ＩＸのゲートに印加される制御信号ＳＧＸの振幅を２５００倍に拡大した波形を示す。　図１２（ａ）と（ｂ）に示すように、スイッチングを３０００Ｈｚで行った場合も同様にソフトスイッチングが実現されていることが確認できる。
　なお、この発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、半導体スイッチは、ＩＧＢＴと還流ダイオードの組み合わせに限定されない。その他、回路構成等は適宜変更可能である。半導体スイッチは、通常のバイポーラトランジスタと還流ダイオードとを逆並列接続した構成でもよい。また、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｉｚｅｄ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）　から半導体スイッチを構成してもよい。さらに、サイリスタから構成してもよい。その他、任意のスイッチング用の半導体素子と還流用ダイオードを逆並列に接続したもの、例えば、製造時に寄生ダイオードが内蔵されているパワーＭＯＳＦＥＴなどの、逆阻止能力を持たない逆導通型の半導体素子から構成したもの、などを半導体スイッチとして使用可能である。
　負荷も誘導加熱装置の誘導コイルに限定されず、任意の誘導負荷を交流駆動するために使用できる。上述の数値、ハードウエア構成、動作は例示であり、限定されるものではない。
　また、実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
本発明に係る電力逆変換装置は、一般に誘導加熱装置或いは誘導加熱用電源装置等での利用が可能である。可変周波数でソフトスイッチングによる低損失・低発熱であると共に、該電力逆変換装置の半導体スイッチの負担を軽減し、装置のさらなる小型化、信頼性の向上が可能となる。

Claims (11)

  1. 　直流電力から交流電力を発生する電力逆変換装置であって、
    　直流電圧源に直列に接続された直流リアクトルと、
    　前記直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路に並列に接続された第１のコンデンサと、
    　前記第１のコンデンサの両端に直流入力端が接続され、複数の半導体スイッチを備えたフルブリッジ回路と、
    　前記フルブリッジ回路の交流出力端間に、接続された第２のコンデンサと、
    　を備える、ことを特徴とする電力逆変換装置。
  2. 　前記交流出力端の間に、誘導性負荷が接続され、前記誘導性負荷に流れる電流が前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサに分配される、ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  3. 　複数の前記半導体スイッチに、前記半導体スイッチをオン／オフするスイッチング信号を供給する制御回路をさらに備える、ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  4. 　前記制御回路は、スイッチング周波数を調整する機能をさらに備える、ことを特徴とする請求項３に記載の電力逆変換装置。
  5. 　前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと、前記第１のコンデンサの容量と前記第２のコンデンサの容量の合成容量で定まる共振周波数よりも低い周波数で、複数の前記半導体スイッチをオン／オフするスイッチング信号を供給する、ことを特徴とする請求項３に記載の電力逆変換装置。
  6. 　前記制御回路は、次式を満たす範囲でスイッチング周波数を変化させる、
    　ことを特徴とする請求項４に記載の電力逆変換装置。
    　ｆＭＡＸ＜１／（２π√ＬＣ）
    　ｆＭＡＸ：スイッチング周波数の最大値、Ｌ：前記誘導性負荷のインダクタンス、Ｃ：前記第１のコンデンサの容量と前記第２のコンデンサの容量の合成容量。
  7. 　前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に、インダクタと抵抗とが並列に接続されて構成された振動抑制回路が挿入されている、ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  8. 　前記振動抑制回路は、前記インダクタのインダクタンスおよび前記抵抗のインピーダンスが可変で、前記制御回路は、
    　前記誘導性負荷を流れる電流を検出する電流検出手段と、
    　複数の前記半導体スイッチの少なくとも１つに並列に接続された電圧検出手段と、
    　前記電流検出手段の出力および前記電圧検出手段の出力を入力して、寄生振動の発生の有無を監視し、前記寄生振動を減衰させるように、前記インダクタのインダクタンスと前記抵抗のインピーダンスの少なくとも一方を変更する手段と、を備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  9. 　前記半導体スイッチは、スイッチング用の半導体素子と還流用ダイオードを逆並列に接続したものから構成される、ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  10. 　前記半導体スイッチは、逆阻止能力を持たない逆導通型の半導体素子、またはサイリスタを要素とした回路である、ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  11. 　請求項１に記載の電力逆変換装置と、該電力逆変換装置に接続された誘導性負荷とを備える、ことを特徴とする誘導加熱用電源装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2731251A1 (en) * 2012-01-19 2014-05-14 Huawei Technologies Co., Ltd Inverter circuit and control method therefor, and inverter circuit control device

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08124687A (ja) * 1994-10-26 1996-05-17 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置
JP2004172086A (ja) * 2002-11-08 2004-06-17 Ushio Inc 高圧放電ランプ点灯装置
JP2005514758A (ja) * 2002-01-08 2005-05-19 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ ガス放電ランプ用回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08124687A (ja) * 1994-10-26 1996-05-17 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置
JP2005514758A (ja) * 2002-01-08 2005-05-19 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ ガス放電ランプ用回路
JP2004172086A (ja) * 2002-11-08 2004-06-17 Ushio Inc 高圧放電ランプ点灯装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2731251A1 (en) * 2012-01-19 2014-05-14 Huawei Technologies Co., Ltd Inverter circuit and control method therefor, and inverter circuit control device
EP2731251A4 (en) * 2012-01-19 2015-03-18 Huawei Tech Co Ltd INVERTER CIRCUIT AND CONTROL METHOD THEREFOR, AND INVERTER CIRCUIT CONTROL DEVICE
AU2012327188B2 (en) * 2012-01-19 2015-12-24 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Inverter circuit and control method of inverter circuit, inverter circuit control device

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