WO2009018980A2 - Funkgerät mit mehrträgerübertragung - Google Patents

Funkgerät mit mehrträgerübertragung Download PDF

Info

Publication number
WO2009018980A2
WO2009018980A2 PCT/EP2008/006382 EP2008006382W WO2009018980A2 WO 2009018980 A2 WO2009018980 A2 WO 2009018980A2 EP 2008006382 W EP2008006382 W EP 2008006382W WO 2009018980 A2 WO2009018980 A2 WO 2009018980A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transmission
subcarriers
frequency
signal
symbol
Prior art date
Application number
PCT/EP2008/006382
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2009018980A3 (de
Inventor
Oliver Bartels
Original Assignee
Oliver Bartels
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE102007036828A external-priority patent/DE102007036828B4/de
Application filed by Oliver Bartels filed Critical Oliver Bartels
Priority to EP08801511A priority Critical patent/EP2174440A2/de
Publication of WO2009018980A2 publication Critical patent/WO2009018980A2/de
Publication of WO2009018980A3 publication Critical patent/WO2009018980A3/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0015—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy
    • H04L1/0017—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy where the mode-switching is based on Quality of Service requirement
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1825—Adaptation of specific ARQ protocol parameters according to transmission conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1867—Arrangements specially adapted for the transmitter end
    • H04L1/1887—Scheduling and prioritising arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/26035—Maintenance of orthogonality, e.g. for signals exchanged between cells or users, or by using covering codes or sequences
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H04L27/2698—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques double density OFDM/OQAM system, e.g. OFDM/OQAM-IOTA system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/0062—Avoidance of ingress interference, e.g. ham radio channels

Definitions

  • the invention relates to a radio with a novel Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) modulation method, which combines the advantages of the known OFDM modulation with the advantages of conventional single-carrier modulations.
  • CIFDM Comb Interleaved Frequency Division Multiplex
  • the data stream to be sent is split into two multicarrier blocks, which are sent into each other with frequency and time offset.
  • a classic modulation with a matched filter system is used; the guard interval is eliminated.
  • the spectral efficiency is significantly increased by introducing an artificial zero crossing in each modulation symbol. During this zero crossing of the other block is transmitted and separated again via a synchronous switch in the receiver.
  • the invention further relates to a modulator for generating a multi-tone signal for the novel Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) modulation method in the specific expression of a largely hexagonal arrangement of the subcarriers.
  • the modulator makes it possible to achieve the optimum hexagonal packing density of the subcarrier symbols in order to achieve high spectral efficiency while maintaining extremely high immunity of the multitone signal.
  • the invention also relates to a modem which uses a multitone transmission method with band-limiting Gauss or Matched Filterbänken, with an additional device for measuring and reducing crosstalk interference by using specially modulated especially with pseudo random or gold codes subcarrier for detecting crosstalk.
  • the invention has for its object to transmit a broadband data stream as a radio signal as trouble-free as possible over a greater distance.
  • a broadband data stream as a radio signal as trouble-free as possible over a greater distance.
  • reflections caused by multipath signals can be reconverted undisturbed in the original data stream again.
  • a task comparable to this task consists in the transmission of a broadband data stream via a simple copper cable, such as e.g. a subscriber line, also on this there are reflections on discontinuities such. Terminal blocks.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • a multicarrier signal with a large number of subcarriers is used, which is generated by means of an orthogonal transformation - generally an inverse Fourier transformation - the transformation takes place in the context of a digital signal processing.
  • the result of the transformation can then be mixed analogously with a main carrier, yet only the subcarriers synthetically generated by mathematical transformation show up in the transmission signal.
  • guard interval protection area
  • OFDM usually uses an orthogonal inverse Fourier transform
  • the transformation is linear and multipath is within the system boundaries is merely a linear superposition of information transported over different paths, and also because the time shift due to the convolution theorem and the design of the guard interval after the return Fourier transform into the frequency plane corresponds to only one scaling, can be achieved by a single complex multiplication per subcarrier a substantial equalization be made.
  • the determination of the coefficients for equalization can be carried out, for example, by means of pilot carriers; likewise, certain subcarriers can preferably be selected, see, for example, DE 19827514Al.
  • the OFDM method impresses with its simplicity and effectiveness and is therefore used today in the state of the art in many modern radio systems such as IEEE 802.11 a / g WLAN, IEEE 802.16d / e WiMAX or wired for ADSL.
  • the data stream is divided according to this method to a plurality of individual carriers, of which modulates in contrast to the OFDM each individual with a low data rate, but still in the sense of a classic single-carrier transmission system conventional and continuous without guard interval becomes.
  • runtime differences due to multipath reception act directly as intersymbol interference on the transmission, but since each carrier operates at a very low data rate, correspondingly large temporal differences are required, so that the intersymbol interference is felt at all, it can also with an adaptive filter with only small coefficients or Trellis encoding with Viterbi evaluation can be easily eliminated.
  • the Nyquist In contrast to the OFDM signal, which provides the orthogonal Fourier transformation for each complex amplitude and phase specification of a single carrier in the frequency plane exactly a complex - corresponding upper and lower sideband - or two real-valued samples in the time plane and thus without guard interval, the Nyquist In the case of multibarrel transmissions with filter banks, a conventional modulation is used per carrier, which concentrates the signal power in certain areas of the spectrum and covers other areas, especially in the sidebands, with far less or almost no power. As a result, there is sub-critical sampling and analysis on the receiver side with the associated loss of spectral efficiency.
  • WO 2004 / 014034A2 likewise discloses an approach for the division of a QPSK signal into at least two sub-channels with mutually offset frequency bands with classical channel filters.
  • this method is therefore primarily economically only for transmission paths such as satellite connections, in which the use of a purely phase-modulated signal due to the special Properties of the transmission path is mandatory.
  • the object of the invention is therefore to find a modulation method which combines the advantages of the high spectral efficiency of the OFDM method with the robustness of a multicarrier method with conventional modulation of the individual carriers.
  • Figure 1 shows the appropriate signal processing in graphical form, whose individual elements in Figure 1 are referenced below with numbers in parentheses.
  • a microprocessor or digital signal processor according to dependent claim 14 takes over the data to be transmitted from the source and divides them by software into individual data blocks (1).
  • the data blocks are provided with a fail-safe forward error correction code according to dependent claim 8, e.g. a turbo code which adds redundant information to the actual data bits for later error correction in the receiver.
  • the blocks are processed by the processor for modulation (2), this is done, for example, a selection of two bits for a QPSK modulation according to dependent claim 6 per single carrier. From each one bit group, a complex number is selected as the baseband sample corresponding to a table or formula, which is then fed as a transmit sample into the channel filter bank. If this is designed as in the picture for four subcarriers, results in the example, an information amount of two times four bits per data block minus according to dependent claim 10 to be transmitted sub-carrier pilot or spectral zero or backing.
  • the data blocks are prepared for transmission, for this purpose, in each case the even data blocks are given to one and the odd data blocks to another filter bank (3).
  • filter bank (3) According to dependent claim 3 is in a particularly advantageous embodiment of the invention by a multiplexer, reduced FIR filters and inverse fast Fourier transform formed polyphase filter bank, which simultaneously makes the necessary upsampling to the réelleabtastrate and thus the classification of the subcarriers in the spectrum. This allows large filter banks for e.g. 64 to 1024 subcarriers realize.
  • the filter banks have in contrast to a pure inverse Fourier transformation over an arbitrarily adjustable impulse response, according to the dependent claim 4, a matched filter system be formed. This allows an optimization of the system behavior with noise present in the channel or other interference levels while at the same time largely avoiding intersymbol interference.
  • For the correct modulation of the subcarriers it is sufficient to give the individual baseband samples of successive (even or odd depending on the filter bank in the example) data blocks that belong to a subcarrier, as input values in the polyphase filter bank and, if necessary, to adjust the sampling rate in addition
  • the necessary interpolation and signal shaping take over the FIR filters, which also act as Gedumblenis the filter bank.
  • the respective multicarrier signal is now directly in the time plane.
  • one of these signals is first frequency-shifted by half a subcarrier frequency spacing, for example by complex multiplication of the samples with a local oscillator signal (NCO) numerically generated by direct digital synthesis in the complex number space (4).
  • NCO local oscillator signal
  • the latter is obtained by sampling successively taken from a sine or cosine table, since in the specific case usually an integer division ratio is present, the signal generation is limited to a purely sequential cyclic removal without phase accumulator.
  • the output signal of the other filter bank is now offset in time by half a symbol duration (5), this can be done, for example, by means of a ring buffer or a FIFO queue.
  • each output signal before the summation (7) via a for example from a table (6) generated periodic function is scaled so that the output power of one signal is then a maximum, if the other at zero lies.
  • a dynamic selection of the function can be made.
  • PAPR peak to average power ratio
  • a Lokaloszilator (9), vector modulator (10) and (PA) transmission amplifier (11) with existing antenna - transmitter still subjected to a predistortion or another upsampling to an intermediate frequency
  • the scaling functions should also be based on the meaning of the data to be transmitted or on its freedom from error or on the available redundancy.
  • the embodiment according to dependent claim 12 provides for this purpose that, in the case of a packet-oriented (IP) data transmission, either the data packets belonging to a low quality service class are in turn assigned transmit data blocks, which are transmitted via a filter bank, which with reduced power into the transmission signal received. Alternatively, it is possible to timestamp packets which indicate the desired arrival time of the packet at the receiver or to derive these time relationships from the position of the packet in a queue.
  • IP packet-oriented
  • the sender can then attempt to pre-transmit on transmission data blocks with reduced power or transmission quality those packets which are not yet ready for transmission according to the time assignment. If the packet reaches the receiver and the error control code evaluates it as error-free or correctable, this can be communicated to the sender and so a later retransmission via transmit data blocks with full power and high transmission quality are avoided, thereby bandwidth is saved in the case of good radio transmission ratios and the latency shortened.
  • a special demultiplexer is used in the receiver according to the particularly advantageous embodiment of dependent claim 2, which is synchronized to the symbol clock. This makes a soft weighting of the incoming samples, which, and this is the crucial trick at this point, simulates a zero crossing in the example QPSK symbol whenever the incoming samples are each destined for the other analysis filter bank.
  • the power drop resulting from a 180 degree transition can also be artificially realized for all other phase jumps, thereby ensuring that at this point the spectrum is available for transmission of the other multicarrier symbol class from the other filter bank.
  • the individual (unmodulated) subcarriers of the one class are placed in the filter edges of the matched filter of the other class by the frequency offset, they contribute little to the interference between two multicarrier symbol classes due to the temporal and frequency offset.
  • the effect can be further enhanced by inserting zero sample values in a subcritical filter bank or by the already described weighting of the output signals of the filter banks according to dependent claim 5.
  • the bandwidth for the guard interval is thus completely available for data transmission, there is also no risk of failure of the transmission method for large propagation time differences in multipath reception and interference on adjacent carriers are easily eliminated by the frequency response of the classical filter, while in the ordinary OFDM as a result the sin (x) / x function of the filter curve of a single carrier, which inherently results from the Fourier transform, can penetrate directly to even more distant carrier.
  • a particular advantage of the invention is the possible choice of differently wide filters for individual subcarriers for the purpose of different symbol rates for data of different service classes according to subclaim 9.
  • a set of high symbol rate carriers may be used for the bandwidth allocation protocol in a point-to-multipoint transmission system, thereby speeding up the allocation of bandwidth and reducing overall latency.
  • Another possibility is the rapid transmission of information for confirmation of successfully transmitted data or for the rapid transmission of repeat requests (ARP / HARP). If necessary, the data sent again if necessary can then be combined with the originally transmitted data for the purpose of error correction; such a soft overlay is particularly suitable for turbo codes.
  • pilot carriers are transmitted according to subclaim 10, they can also be used as an alternative for preamble in packet-oriented transmission or cyclically inserted sync word for exact synchronization of the symbol clock between transmitter and receiver, which for the unit according to dependent claim 2 for separating the input data streams in the receiver necessary is.
  • orthogonal pilot subcarriers can be used in another class, for example, to correct an I / Q imbalance or an I / Q offset.
  • a use of the pilot subcarriers for Doppler correction is also conceivable. Since a pure frequency offset is produced by the Doppler effect, the correction can be carried out directly by reversing the frequency shift of a symbol class in the receiver and the optionally combined transmission of the intermediate frequency into the baseband by means of Digital Down Converter.
  • the use of the pilot subcarrier offers for a correction of the channel impulse response
  • the coefficients of the FIR filter of an analysis filter bank constructed according to dependent claim 3 can also be corrected adaptively.
  • this method does not preclude a subsequent correction of the samples of the individual subcarriers according to complex multiplication as in classical OFDM.
  • differential modulation according to dependent claim 6 can be used so as not to give rise to the need for an absolute phase reference.
  • Radio devices according to the present invention can be combined with single-frequency radio transmission methods, the symbols are simply transmitted by different transmitters synchronously with the same data on the transmitter side, the correction takes place virtually automatically due to the long symbol duration.
  • the procedure according to DE102004013701A1 find use.
  • this transformation can then be optimized mathematically for the respective transmission conditions.
  • the use of the invention is not limited to the wireless transmission, the use for data transmission on copper subscriber lines for a DSL service is just as conceivable as the transmission of data under water by means of ultrasound.
  • the invention further relates to a modulator for CIFDMultiton modulation methods with hexagonal symbol arrangement.
  • the invention relates to a modulator for generating a multi-tone signal for the novel Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) modulation method in the specific expression of a largely hexagonal arrangement of subcarriers.
  • the modulator makes it possible to achieve the optimum hexagonal packing density of the subcarrier symbols for the purpose of achieving high spectral efficiency while maintaining an extremely high immunity of the multitone signal.
  • the invention has for its object to transmit a broadband data stream as a radio signal as trouble-free as possible over a greater distance.
  • a broadband data stream as a radio signal as trouble-free as possible over a greater distance.
  • reflections caused by multipath signals can be reconverted undisturbed in the original data stream again.
  • a task comparable to this task consists in the transmission of a broadband data stream via a simple copper cable, such as e.g. a subscriber line, also on this there are reflections on discontinuities such. Terminal blocks.
  • this distance statement refers to units which are related to one another according to the time-bandwidth product and which correspond to corresponding samples in a data stream representing the signal. It is obvious that in this case, unlike a conventional Fourier transform for the known OFDM method, the fixed number of transformed samples results in a symbol duration divided by the number of samples transformed at the block, rather it is indicated by the indicated one Geometry required to adjust the symbol duration to the vertical in the triangles in Figure 4.
  • the object of this invention is to construct a suitable modulator for this, the difficulty is to be considered that the number of samples at the output of the modulator per symbol is a non-integer multiple of the input values of the transformation due to the adaptation of the symbol duration.
  • Figure 5 shows the appropriate signal processing in graphic form, whose individual elements in Figure 5 are referenced below with numbers in parentheses.
  • a microprocessor or digital signal processor takes over the data to be transmitted from the source and divides them by software into individual data blocks (101).
  • the data blocks are provided, if necessary, with a fail-safe code for forward error correction, which adds to the actual data bits redundant information for later error correction in the receiver.
  • the blocks are then prepared by the processor for modulation (102), this being done, for example, a selection of several bits per subcarrier for a QPSK or QAM modulation. From each bit group, a complex number is formed as a baseband sample corresponding to a table or formula. This number is an input value for a subsequent orthogonal transformation, in particular inverse Fourier transformation provided.
  • a phase adaptation of the baseband sample values corresponding to the respective start time of a symbol now takes place.
  • the sub-symbols of the two symbol combs in the example are to be distributed in a hexagonal pattern according to FIG. It follows that the number of samples in the time plane is a non-integer multiple of the number of input values. However, an input value-activated sinusoidal tone of a subcarrier as a result of the inverse Fourier transformation (104) would be disturbed by this time offset in each case discontinuously and thus sensitively.
  • the phase matching provides that the sample at the start time of a symbol corresponds to the phase of the sine wave that would result if the sine tone of the last symbol had continued until then, assuming, of course, a constant input value.
  • phase matching is thus achieved in the example by setting the extension of the symbol duration to the symbol length resulting from the transformation length - where a ratio of one corresponds to a phase angle of 360 degrees -, hence the necessary phase angle for the correction of the fundamental frequency of the Fourier transformation is derived, this multiplied by the index of the input value - with index start value zero for the DC component - and then the 360 degrees modulo is formed.
  • a complex number can now be calculated from the resulting phase value by means of the CORDIC algorithm; the input value for the inverse Fourier transformation is now multiplied by this number in the complex number plane.
  • the CORDIC algorithm which is inherently incremental in nature, can also be integrated into the calculation of the phase adjustment values; the phase adaptation can be carried out both on the basis of absolute and, for example, the previous symbol of relative phases. Furthermore, it is advisable to buffer the phase adjustment values for recurring phases.
  • phase-corrected input values are now supplied to the orthogonal transformation (104), preferably an inverse Fourier transformation in the form of the fast Fourier transformation (FFT) is used here.
  • FFT fast Fourier transformation
  • the FFT configuration of Pease with a fixed permutation is particularly well suited for fast hardware implementation.
  • the optionally statically or dynamically scaled within the inverse FFT arithmetic unit output values are then stored according to the invention in a memory.
  • the storage takes place in each case with a gap of one block spacing, as indicated in FIG. 5 (105), in order to be able to mask the read pointer for the following multiplexed FIR filter according to subclaim 18.
  • the masking causes a repetition of the data, but with the application of new coefficients, with equally progressive coefficients and data pointers of the filter. Only then is it possible to correctly synthesize the number of total output values corresponding to the number of input values and thus also output values of the inverse FFT in a non-integer ratio in the sense of the FIR filter equations.
  • advanced implementations can reuse the resulting memory gap, for example, by adjusting the bits of the read data pointer above the mask by means of a barrel shifter so that when the FFT output data is stored, they can be continuously written.
  • a modulo arithmetic unit can be used to calculate the read pointer.
  • the masking as well as the modulo arithmetic unit further offset values can, for example, be added for different send combs or channels before the read or write memory access, if required.
  • the output values of the FFT thus stored are now fed to a multiplexed complex FIR filter which, according to dependent claim 23, can use the complex coefficients to incorporate the frequency offset of the combs required for this modulation method against each other in one go.
  • the filter receives its coefficients, as shown in FIG. 5, block-by-block from a plurality of data blocks obtained by inverse FFT, one complex sample each comprising one data block with a precisely defined coefficient from the coefficient memory (106). multiplied (107), the sum of these products is formed in an adder (108) and is then available at the modulator output as the output value for digital-to-analog conversion with or without further processing. Further processing, for example, depending on the subsequent analog or high-frequency module, the combination with other symbol combs, frequency offset, global filtering or upsampling or the formation of an analytical signal by delayed Hilbert transformation in question.
  • the Output FIR filter In order to reduce the number of complex multipliers required (107) and to have a high degree of flexibility in the design of the length of the data blocks for a limited number of read ports of the buffer (105) and the coefficient memory (106), it is appropriate for the Output FIR filter to perform necessary calculations sequentially and this to design the FIR adder (108) as an accumulator. This is cleared at the beginning of a FIR arithmetic cycle and returns the previous sum as new summands for the next cycle with each multiplication addition clock. Of course, this calculation can also be made according to the prior art in a pipeline with optional stall. After the required number of cycles, the output value is output and an increment of the base read pointers.
  • the read pointer can be formed for this purpose by means of a bit reversal operation.
  • an index is first formed, which is set to zero with the clearing of the accumulator and increased with each addition cycle.
  • This index is now bit-inverted so that the lowermost bit corresponds to the address offset equal to half the distance of the fixed-distance hardware read pointers.
  • the second lowest bit corresponds to the quarter distance, etc.
  • the value thus formed is added to the offset (base read pointer) corresponding to the position of the current sample or coefficient in the first data block or coefficient block.
  • the computation operations required according to the invention can be implemented both in hardware and by suitable configuration of an FPGA, for example as a result of a VHDL description as well as a computer program which controls a signal processor as part of the modulator.
  • the modulator according to the invention is preferably used in radios, in particular base stations or radio modems or mobile devices of a radio network, but also in radio links.
  • the use in a DSL modem offers, whereby a particularly interference-resistant and long-range signal is generated, which significantly reduces the known crosstalk problems with common leadership with other DSL and non-DSL signals in a wiring harness.
  • an application for the control of optical modulators for fiber optic cables is conceivable to produce a signal which is immune to physically induced dips in the optical transmission spectrum.
  • the FIR filter is then input side, the buffer (105) with the input values of the A / D converter of the receiver (possibly after formation of an analytical signal by delayed Hilbert transformation or by frequency offset and filtering), whose output values are then collected in blocks in a further memory and fed to a Fourier transform or FFT following. This is followed by the phase adjustment of the output values and then the decoding.
  • the demodulation of such a hexagonal symbol pattern is also possible in a classical manner with one or more polyphase feeder banks, the input filters of which receive the data from a ring buffer each with the necessary offset. This does not necessarily have to be a multiple of the transformation block length here, the choice of the sampling time is non-binding in the case of analysis.
  • the invention further relates to a modem with an additional device for measuring and reducing crosstalk attenuation.
  • the invention relates to a modem which uses a multitone transmission method with band-limiting Gauss or Matched Filterbänken, with an additional device for measuring and reducing crosstalk interference by using specially modulated especially with pseudo random or gold codes subcarrier for detecting crosstalk.
  • the invention is based on the object of providing a broadband data stream as a radio signal in a point-to-multipoint system with a central unit, typically in the case of wired transmissions, this is a DSL connection multiplexer (DSLAM), in wireless transmissions the radio base station, and peripheral units, typically the customer modems, if possible trouble-free transmission over a greater distance.
  • DSL connection multiplexer DSL connection multiplexer
  • the capacity-limiting crosstalk between different transmission directions, ie individual cables in a cable bundle or spatial directions, which are served by separate antennas or by phased array beam forming, should be reduced by a suitable choice of transmission parameters.
  • DE 102007036828 introduces the novel modulation method CIFDM, which is distinguished by combining the advantages of the high spectral efficiency of the OFDM method with the robustness of a multicarrier method with conventional modulation of the individual carriers.
  • the signal / noise ratio of this novel transmission method also suffers from crosstalk disturbances, for example on a cable bundle, due to the signals of other subscribers.
  • a direct measurement and allocation of the subcarrier fails so far on the coupling properties of the commonly used OFDM / DMT method due to the unfavorable sin (x) / x filter form in the frequency domain.
  • DSL transmission system consisting of a DSL connection multiplexer (DSLAM) and the customer modems, which are connected via a cable bundle with single pairs with the DSLAM.
  • DSL connection multiplexer DSL connection multiplexer
  • each modem is requested to send a test signal on one or more dedicated subcarriers, according to the main claim.
  • a test signal is a pseudo random noise signal or gold codes, wherein the polynomial and the initialization data from the DSLAM are specified as a central unit on a control channel.
  • the DSLAM now performs a test measurement on each subcarrier on each incoming pair and makes a correlation with the given codes.
  • the special capability of the invention to combine such a measurement method with such a multi-tone transmission method which works with band-limiting filters or matched filters or filter banks and thus allows continuous transmission of pseudo random noise signal, in contrast to the known OFDM modulation with blockwise transmission:
  • the correlation can also be continuous over long periods of time and thus allows a very high accuracy in the determination of crosstalk, at the same time takes place by the transmission of the test signal no interference other payload channels, as worked here with clear band-limiting Matched or Gauss filters becomes.
  • a transmission can even take place on a useful signal subcarrier, a slow additional modulation of the useful signal with a pseudo random noise signal of low amplitude will hardly affect the useful signal, but is easily through the long continuous transmission time accurate cross-correlation possible.
  • the assignment of the codes is preferably carried out according to the criterion of the subclaim 30 in order to ensure a certain strength of the measurement against reflections.
  • a crosstalk matrix is calculated from the measurement data obtained in this way, or a bipartite graph is calculated to reduce the memory requirement, and the identifiers of the subscriber modems on the one hand and the identifiers of the high over talk as contiguous on the other hand Subcarrier has. For third-party disturbances by third-party modems not included in this system, a further total entry is conceivable.
  • an optimal allocation of the subcarriers and transmission powers with suitable optimization algorithms is now calculated from these data, these are well known from the literature, the optimization can also be based on economic specifications such. the bandwidths booked by the customer, a uniform distribution according to current or predicted data throughput needs is to be striven for.
  • a suitable strategy can be chosen for the occupancy of subcarriers, which are particularly covered by third-party bugs. The use for pilot carriers is conceivable.
  • this calculation and allocation is then transmitted as transmission release to the respective modems from the DSLAM.
  • this calculation and allocation can be made continuously, in particular it makes sense for a newly einbuchendes first modem only to allow the transmission of weak test signals and initially make a very conservative assignment of subcarriers, which does not bother other participants.
  • Another use for the measured values is to introduce them into a forward error correction method according to subclaim 32 as a priori information in order to specify the degree of uncertainty of the soft bits obtained from individual subcarriers.
  • a lowering of the soft bit values from subcarriers affected by high crosstalk towards an undecidable mean value for turbo decoders or LDPC decoders also a more detailed introduction into the correction process, such as the selection of the result which is least dependent on unsafe subcarriers, is conceivable.
  • test signals can also be used simultaneously as an alternative to the modulation on user data carriers as a pure pilot carrier, which at the same time the correction of reflections through an equalizer in the frequency domain.
  • a further possibility of using the crosstalk measurement results is in the control of the line driver, here it is advisable, in addition to the transmission power whose impedance electronically controlled so that the crosstalk or reflections or the operating attenuation are reduced by reflections.
  • a test transmission can be carried out with different configurations of the line driver and the configuration with the best transmission characteristics can be selected.
  • a frequency-dependent setting is also conceivable, for example, by a suitable selection of filters in an analog feedback path for active impedance control. The same applies to the configuration of a line receiver.
  • control and monitoring of the sub-carrier allocations is centralized according to claim 35 via an external computer system with a suitable control software, in this case can be retrieved from a customer database profiles for the confirmed and variable data rates of a customer and incorporated into the decision-making process.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Funkgerät mit einem neuartigen Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) Modulationsverfahren, welches die Vorteile der bekannten OFDM Modulation mit den Vorteilen konventioneller Einträger-Modulationen kombiniert. Der zu sendende Datenstrom wird auf jedenfalls zwei Mehrträgerblöcke aufgeteilt, welche frequenz- und zeitversetzt ineinandergekämmt gesendet werden. Pro Einzel-Unterträger eines Blocks kommt dabei eine klassische Modulation mit einem Matched Filter System zum Einsatz, das Guard-Intervall entfällt. Die spektrale Effizienz wird dadurch wesentlich erhöht, dass ein künstlicher Nulldurchgang bei jedem Modulationssymbol eingeführt wird. Während dieses Nulldurchgangs wird der jeweils andere Block übertragen und über einen synchronen Umschalter im Empfänger wieder abgetrennt.

Description

FUNKGERÄT MITNEUARΉGEM CIFDM MODULATIONSVERFAHREN
Kurzbeschreibung :
Die Erfindung betrifft ein Funkgerät mit einem neuartigen Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) Modulationsverfahren , welches die Vorteile der bekannten OFDM Modulation mit den Vorteilen konventioneller Einträger-Modulationen kombiniert. Der zu sendende Datenstrom wird auf jedenfalls zwei Mehrträgerblöcke aufgeteilt, welche frequenz- und zeitversetzt ineinandergekämmt gesendet werden. Pro Einzel-Unterträger eines Blocks kommt dabei eine klassische Modulation mit einem Matched Filter System zum Einsatz, das Guard-Intervall entfällt. Die spektrale Effizienz wird dadurch wesentlich erhöht, dass ein künstlicher Nulldurchgang bei jedem Modulationssymbol eingeführt wird. Während dieses Nulldurchgangs wird der jeweils andere Block übertragen und über einen synchronen Umschalter im Empfanger wieder abgetrennt.
Die Erfindung betrifft ferner einen Modulator zur Erzeugung eines Multiton-Signals für das neuartige Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) Modulationsverfahren in der speziellen Ausprägung einer weitgehend hexagonalen Anordnung der Unterträger. Der Modulator ermöglicht die Erreichung der optimalen hexagonalen Packungsdichte der Unterträger-Symbole zwecks Erzielung hoher spektraler Effizienz bei gleichzeitig einer extrem hohen Störfestigkeit des Multiton-Signals.
Die Erfindung betrifft auch ein Modem, welches ein Multiton-Übertragungsverfahren mit bandbegrenzenden Gauss- oder Matched Filterbänken verwendet, mit einer Zusatzeinrichtung zur Messung und Reduzierung von Übersprechstörungen durch den Einsatz speziell insbesondere mit Pseudo Random oder Gold Codes modulierter Unterträger zur Erkennung des Übersprechens.
Beschreibung:
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen breitbandigen Datenstrom als Funksignal möglichst störungsfrei über eine größere Distanz zu übertragen. Dabei sollen insbesondere durch Reflexionen bedingte Mehrwegsignale (Multipath) wieder ungestört in den originalen Datenstrom zurückgewandelt werden können. Eine zu dieser Aufgabenstellung vergleichbare Aufgabe besteht in der Übertragung eines breitbandigen Datenstroms über ein einfaches Kupferkabel wie z.B. eine Teilnehmeranschlußleitung, auch auf dieser gibt es Reflexionen an Unstetigkeiten wie z.B. Klemmleisten.
Zur Datenübertragung über Funk werden die Daten gewöhnlich auf einen Träger moduliert, die zugehörigen Verfahren sind aus der Literatur hinlänglich bekannt, es wird hier beispielhaft auf das den Stand der Technik sehr ausführlich beschreibende Werk von Karl-Dirk Kammeyer, Nachrichtenübertragung, 3. Auflage, Teubner 2004, verwiesen.
Neben den klassischen Verfahren der Modulation eines Einzelträgers, welche zwar in Bezug auf kurze Latenzzeiten vorteilhaft sind, aber den Nachteil haben, dass sie mit Reflexionen und Mehrwegeempfang auf große Distanzen bei gleichzeitig hohen Datenraten nur mit sehr hohem Aufwand z.B. durch einen adaptiven Empfangsfilter (Equalizer) mit vielen Koeffizienten umgehen können, hat sich im heutigen Stand der Technik das OFDM Verfahren weitgehend durchgesetzt.
Die Abkürzung OFDM steht für Orthogonal Frequency Division Multiplex, dabei kommt ein Mehrträgersignal mit einer großen Zahl von Unterträgern zum Einsatz, welches mittels einer orthogonalen Transformation - im allgemeinen einer inversen Fouriertransformation - erzeugt wird, die Transformation findet im Rahmen einer digitalen Signalverarbeitung statt. Das Ergebnis der Transformation kann dann analog mit einem Hauptträger gemischt werden, trotzdem zeigen sich im Sendesignal nurmehr die per mathematischer Transformation synthetisch erzeugten Unterträger.
Die Problematik der Reflexionen wird beim OFDM dadurch gelöst, dass einerseits der Übertragung der transformierten Datenblöcke jeweils ein Guard-Intervall (Schutzbereich) vorgeschaltet wird, welcher typischerweise eine Wiederholung der letzten Abtast werte des zu übertragenden transformierten Datenblocks ist.
Hierdurch wird bei der Übertragung sichergestellt, dass bei Betrachtung eines einzelnen Unterträgers ein kontinuierlicher Übergang zwischen dem Schutzbereich und dem eigentlichen transformierten Datenblock sichergestellt ist, welcher in der Zeitebene keine neuen Sprungantworten infolge einer Änderung der Modulation bzw. keine neuen Echos auslöst. Dadurch verbleibt lediglich die aus dem Übergang des vorherigen Symbols zum neuen Guardintervall erzeugte Sprungantwort bzw. die an dieser Diskontinuität entstehenden Echos, welche sich innerhalb des Guard-Intervalls totlaufen.
Die Problematik der dann noch verbleibenden Interferenzen kann dann in einem zweiten Schritt im OFDM Empfänger durch eine stark vereinfachte Entzerrung behoben werden. Weil bei OFDM gewöhnlich eine orthogonale inverse Fouriertransformation zum Einsatz kommt, gibt es naturgemäß nach der Rücktransformation im Empfänger exakt einen komplexen Zahlenwert pro Unterträger. Da die Transformation linear ist und es sich beim Mehrwegeempfang innerhalb der Systemgrenzen lediglich um eine lineare Überlagerung der über verschiedene Wege transportierten Information handelt, und weil zudem die zeitliche Verschiebung infolge des Faltungssatzes und der Ausgestaltung des Guard-Intervalls nach der Rück-Fouriertransformation in die Frequenzebene lediglich einer Skalierung entspricht, kann durch eine einzelne komplexe Multiplikation pro Unterträger eine weitgehende Entzerrung vorgenommen werden. Die Bestimmung der Koeffizienten zur Entzerrung kann beispielsweise mittels Pilotträger vorgenommen werden, ebenso können bestimmte Unterträger bevorzugt ausgewählt werden, siehe beispielsweise DE 19827514Al.
Das OFDM Verfahren besticht durch seine Einfachheit und Effektiviät und wird deshalb heute nach dem Stand der Technik bei vielen modernen Funksystemen wie IEEE 802.11 a/g WLAN, IEEE 802.16d/e WiMAX oder auch drahtgebunden beim ADSL eingesetzt.
Nachteilig dabei ist jedoch, dass einerseits das Verfahren bei Echos, deren Laufzeit die Länge des Guard-Intervalls überschreitet, vollständig versagen kann, weshalb zur Übertragung über längere Strecken ein immer größerer Anteil der Bandbreite dem Guard-Intervall geopfert werden muss, und andererseits es sich nicht um ein Matched Filter System handelt, weswegen der erzielbare Durchsatz bei schlechtem Signal/Geräusch- Verhältnis nicht optimal ist.
Weiterhin besteht das Problem der Latenzzeit, welches sich durch die nötige Aufsummierung der Daten zu einem OFDM Symbol ergibt, weil die OFDM Symboldauer aus Gründen der spektralen Effizienz ein Vielfaches der Dauer des Guardintervalls sein sollte. Speziell bei größeren Übertragungsdistanzen mit längeren Laufzeitunterschieden und großen Echolaufzeiten bedeutet dies eine erhebliche unerwünschte Steigerung der Latenzzeit.
Schon zum Zeitpunkt der Einführung des OFDM Verfahrens in den Stand der Technik, ermöglicht durch die Bereitstellung der zur schnellen Berechnung der nötigen Fouriertransformation geeigneter schneller digitaler Schaltkreise der digitalen Signalverarbeitung, wurde als Alternative die direkte Erzeugung echter Mehrträgersignale mittels Filterbänken diskutiert. Ein Beispiel liefert DE4208808A1. Aus US4131766 und US4799179 (zur Theorie siehe auch Norbert Fliege, Multiraten-Signalverarbeitung, Teubner 1993, Kapitel 8.6) sind zudem DFT Polyphasenfilterbänke bekannt, mit denen eine Realisierung einer Vielzahl gleichartiger FIR-Filter äußerst effizient mittels eines Multiplexers, eines Satzes FIR-Filter, deren Aufwand gegenüber einer reinen FIR-Filterbank sowohl bezüglich der Rate der Abtastwerte wie auch der Anzahl der Koeffizienten um den Multiplexfaktor reduziert ist, sowie einer schnellen inversen Fouriertransformation durchgeführt werden kann. In EPl Ol 621 IBl ist die Anwendung in einem analogen Empfänger gezeigt.
Durch die Verwendung effizient zu berechnender Filterbänke wird der Datenstrom gemäß diesem Verfahren auf eine Vielzahl einzelner Träger aufgeteilt, von denen im Unterschied zum OFDM jeder einzelne mit einer geringen Datenrate, aber dennoch im Sinne eines klassischen Einträger- Übertragungssystems konventionell und kontinuierlich ohne Guard-Intervall moduliert wird. Hierdurch wirken Laufzeitunterschiede infolge Mehrwegeempfangs zwar unmittelbar als Intersymbolinterferenz auf die Übertragung ein, da aber bei jedem Einzelträger mit einer sehr geringen Datenrate gearbeitet wird, bedarf es entsprechend großer zeitlicher Unterschiede, damit die Intersymbolinterferenz überhaupt spürbar wird, sie kann zudem mit einem adaptiven Filter mit lediglich kleiner Koeffizientenanzahl oder einer Trellis-Codierung mit Viterbi-Auswertung sehr leicht weitgehend eleminiert werden.
Ein besonderes Problem dieser ist allerdings neben dem höheren Rechenaufwand, der mit der heutigen Schaltungstechnik nur noch nebensächlich ist, die schlechte Ausnutzung des Spektrums durch das so erzeugte Mehrträgersignal.
Im Gegensatz zum OFDM-Signal, welches durch die orthogonale Fouriertransformation zu jeder komplexen Amplituden- und Phasenvorgabe eines Einzelträgers in der Frequenzebene exakt einen komplexen - entsprechend oberen wie unterem Seitenband - oder zwei realwertige Abtastwerte in der Zeitebene bereitstellt und somit ohne Guard-Intervall die Nyquist-Bandbreite optimal ausschöpft, kommt bei den Mehrträgerübertragungen mit Filterbänken jeweils pro Träger eine konventionelle Modulation zum Einsatz, welche die Signalleistung in bestimmten Bereichen des Spektrums konzentriert und andere Bereiche speziell in den Seitenbändern mit weit weniger oder nahezu keiner Leistung abdeckt. Demzufolge erfolgt empfängerseitig eine unterkritische Abtastung und Analyse mit dem damit verbundenen Verlust an spektraler Effizienz.
Aus WO 2004/014034A2 ist ebenfalls ein Ansatz für die Aufteilung eines QPSK Signals auf jedenfalls zwei Teilkanäle mit gegeneinander versetzten Frequenzbändern mit klassischen Kanalfiltern bekannt. Zwar kommt es hier schon zu einer für QPSK Signale verbesserten spektralen Ausnutzung, allerdings reicht diese bei weitem nicht an das bekannte OFDM heran, dieses Verfahren ist daher primär nur für Übertragungswege wie Satellitenverbindungen wirtschaftlich einsetzbar, bei denen die Verwendung eines rein phasenmodulierten Signals aufgrund der besonderen Eigenschaften des Übertragungswegs zwingend erforderlich ist. Die Aufgabenstellung bei der Erfindung besteht demzufolge darin, ein Modulationsverfahren zu finden, welches die Vorteile der hohen spektralen Effizienz des OFDM Verfahrens mit der Robustheit eines Mehrträgerverfahrens mit konventioneller Modulation der Einzelträger kombiniert.
Das Problem wird erfindungsgemäß durch die in Patentanspruch 1 beschriebenen Geräte oder Baugruppen gelöst, deren Funktion im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird. Bild 1 zeigt die hierzu passende Signalverarbeitung in graphischer Form, deren einzelne Elemente im Bild 1 werden im folgenden mit Nummern in Klammern referenziert.
Ein Mikroprozessor oder digitaler Signalprozessor gemäß Unteranspruch 14 übernimmt die zu übertragenden Daten von der Quelle und teilt diese per Software in einzelne Datenblöcke auf (1). Die Datenblöcke werden gemäß Unteranspruch 8 mit einem fehlersichernden Code zur Vorwärtsfehlerkorrektur versehen, z.B. einem Turbo-Code, welcher zu den eigentlichen Datenbits redundante Information zur späteren Fehlerkorrektur im Empfänger hinzufügt.
Sodann werden die Blöcke vom Prozessor zur Modulation aufbereitet (2), hierzu erfolgt beispielsweise eine Auswahl von jeweils zwei Bit für eine QPSK Modulation gemäß Unteranspruch 6 pro Einzelträger. Aus jeweils einer Bitgruppe wird eine komplexe Zahl als Basisband-Abtastwert entsprechend einer Tabelle oder Formel ausgewählt, diese wird dann als Sendeabtastwert in die Kanalfilterbank eingespeist. Sofern diese wie im Bild für vier Unterträger ausgelegt ist, ergibt sich im Beispiel eine Informationsmenge von zwei mal vier Bit pro Datenblock abzüglich gemäß Unteranspruch 10 zu übertragender Pilot-Unterträger oder spektraler Null- oder Schutzträger.
Sodann werden die Datenblöcke zur Übertragung aufbereitet, hierzu werden im Beispiel jeweils die geraden Datenblöcke auf eine und die ungeraden Datenblöcke auf eine andere Filterbank (3) gegeben. Gemäß Unteranspruch 3 handelt es sich in einer besonders vorteilhaften Ausführung der Erfindung um eine mittels Multiplexer, reduzierten FIR-Filtern und inverser schneller Fouriertransformation gebildete Polyphasenfilterbank, welche gleichzeitig das notwendige Upsampling auf die Ausgangsabtastrate und somit die Einordnung der Unterträger in das Spektrum vornimmt. Hiermit lassen sich große Filterbänke für z.B. 64 bis 1024 Unterträger realisieren.
Da die Filterbänke im Gegensatz zu einer reinen inversen Fouriertransformation über eine beliebig einstellbare Impulsantwort verfugen, kann gemäß dem Unteranspruch 4 ein Matched Filter System gebildet werden. Dieses erlaubt eine Optimierung des Systemverhaltens bei im Kanal vorliegenden Rauschen oder anderen Störpegeln bei gleichzeitiger weitgehender Vermeidung einer Intersymbolinterferenz. Für die korrekte Modulation der Unterträger reicht es völlig aus, die einzelnen Basisband-Abtastwerte aus aufeinanderfolgenden (geraden oder ungeraden je nach Filterbank im Beispiel) Datenblöcken, welche zu einem Unterträger gehören, als Eingangswerte in die Polyphasenfilterbank zu geben und bedarfsweise zur Anpassung der Abtastrate zusätzlich Null- Abtastwerte hinzuzufügen, die nötige Interpolation und Signalformung übernehmen die FIR-Filter, welche gleichzeitig auch als Gedächnis der Filterbank fungieren.
Am Ausgang der jeweiligen Filterbank für die geraden oder ungeraden Datenblöcke steht nun bereits unmittelbar das jeweilige Mehrträgersignal in der Zeitebene an. Entsprechend dem Hauptanspruch wird nun in der Beispielrealisierung eines dieser Signale zunächst um einen halben Unterträger- Frequenzabstand frequenzverschoben, dies kann beispielsweise durch eine komplexe Multiplikation der Abtastwerte mit einem mittels direkter digitaler Synthese im komplexen Zahlenraum numerisch erzeugten Lokaloszilatorsignal (NCO) geschehen (4). Letzteres entsteht, indem Abtastwerte nacheinander aus einer Sinus- bzw. Cosinus-Tabelle entnommen werden, da im konkreten Fall zumeist ein ganzzahliges Teilungsverhältnis vorliegen wird, beschränkt sich die Signalgenerierung auf eine rein sequentielle zyklische Entnahme ohne Phasenakkumulator.
Des weiteren wird jetzt das Ausgangssignal der anderen Filterbank um eine halbe Symboldauer zeitlich versetzt (5), dies kann beispielsweise mittels eines Ringbuffers oder einer FIFO- Warteschlange geschehen.
Danach werden die Ausgangssignale zu einem Datenstrom aufsummiert, es ergibt sich erfϊndungsgemäß ein mehrdimensional ineinandergekämmtes Sendesignal (Bild 2).
In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung gemäß Unteranspruch 5 wird zusätzlich jedes Ausgangssignal vor der Summierung (7) über eine beispielsweise aus einer Tabelle (6) generierte periodische Funktion so skaliert, dass die Ausgangsleistung des einen Signals dann maximal ist, wenn die andere bei Null liegt. Das muss aber nicht bei jedem Signal derart gehandhabt werden, beispielsweise kann gemäß Unteranspruch 11 eine dynamische Auswahl der Funktion vorgenommen werden. Hierzu bietet sich neben Erfordernissen bezüglich der Kanalantwort auch eine Auswahl zur Reduzierung des Verhältnisses der Spitzensendeleistung zur mittleren Sendeleistung an (PAPR, Peak to Average Power Ratio). Um letztere zu realisieren, können beispielsweise verschiedene Skalierungsfunktionen parallel auf die Ausgangssignale angewendet werden, um jeweils eine denkbare Variante zu realisieren, die Ergebnisse werden danach zeitverzögert, um eine Auswertung der Varianten gemäß dem besten PAPR vorzunehmen und dann das so ausgewählte der zeitverzögerten Signale auf den Sender oder Leitungstreiber zu geben. Durch die Zeitverzögerung greift die Auswahl dann quasi rückwirkend.
Optional können sowohl die einzelnen Datenströme als auch deren Summe vor der Übergabe an den D/A- Wandler (8) zum - wie auch bei konventionellen Systemen beispielsweise aus einem Lokaloszilator (9), Vektormodulator (10) und (PA) Sendeverstärker (11) mit Antenne bestehenden - Sender noch einer Predistortion oder einem weiteren Upsampling auf eine Zwischenfrequenz unterzogen werden, letzteres ist dann vorteilhafterweise getrennt für die einzelnen Datenströme der einzelnen Filterbänke vornehmbar, wenn der notwendige Frequenzversatz zwischen beiden Filterbänken zusammen mit der Konvertierung auf die Zwischenfrequenz und einer letzten Bandpassfilterung in einem Arbeitsschritt realisiert wird, entsprechende Bausteine für eine Aufwärtswandlung von Basisband-Datenströmen (Digital Up Converter) sind nach dem Stand der Technik kommerziell verfügbar.
Weiterhin ist es denkbar, die die Skalierungsfunktionen auch an der Bedeutung der zu übertragenden Daten bzw. deren Fehlerfreiheit zu orientieren bzw. an der zur Verfügung stehenden Redundanz.
Die Ausführung gemäß Unteranspruch 12 sieht hierzu vor, dass im Fall einer paketorientierten (IP-) Datenübertragung entweder die Datenpakete, die einer niedrigen Service-Qualitätsklasse angehören, ihrerseits Sendedatenblöcken zugeordnet werden, welche über eine Filterbank übertragen werden, die mit reduzierter Leistung in das Sendesignal eingeht. Alternativ ist es möglich, Pakete mit einem Zeitstempel zu versehen, aus welchem die gewünschte Ankunftszeit des Pakets beim Empfänger hervorgeht, oder diese Zeitverhältnisse aus der Position des Datenpakets in einer Warteschlange abzuleiten.
Der Sender kann dann im zweiten Fall solche Pakete, die eigentlich noch nicht gemäß der zeitlichen Einordnung zur Übertragung anstehen, eine Vorabübertragung auf Sendedatenblöcken mit reduzierter Leistung oder Übertragungsqualität versuchen. Sofern das Paket den Empfänger erreicht und der Fehlersicherungscode es als fehlerfrei oder korrigierbar bewertet, kann dies dem Sender mitgeteilt und so eine erneute spätere Übertragung über Sendedatenblöcken mit voller Leistung und hoher Übertragungsqualität vermieden werden, hierdurch wird im Fall guter Funk- Übertragungsverhältnisse Bandbreite eingespart und die Latenzzeit verkürzt.
Anhand eines Zeitstempels innerhalb der Pakete kann dann trotzdem gegenüber dem eigentlichen Abnehmer der Daten eine kontinuierlicher Datenfluß gemäß Unteranspruch 13 simuliert werden, in dem die Pakete im Empfänger zwischengespeichert und erst zum angegebenen Zeitpunkt ausgeliefert werden. Hierdurch wird speziell bei fensterorientierten Protokollen wie TCP/IP ein hoher Datendurchsatz gewährleistet.
Um nun zu die so gesendeten Daten wieder zu empfangen und demodulieren zu können, wird im Empfanger gemäß der besonders vorteilhaften Ausführungsform nach Unteranspruch 2 ein spezieller Demultiplexer eingesetzt, welcher auf den Symboltakt synchronisiert ist. Dieser nimmt eine weiche Gewichtung der eingehenden Abtastwerte vor, welche, und das ist der entscheidende Trick an dieser Stelle, einen Nulldurchgang eines im Beispiel QPSK Symbols immer dann simuliert, wenn die eingehenden Abtastwerte jeweils für die andere Analysenfilterbank bestimmt sind.
Da im Prinzip auch eine Folge von 180 Grad Phasensprüngen der einzelnen Unterträger in einem Matched Filter System einwandfrei übertragen wird, kann der bei einem 180 Grad Übergang enstehende Leistungseinbruch auch künstlich für alle anderen Phasensprünge realisiert werden, wodurch sichergestellt ist, dass an dieser Stelle das Spektrum für die Übertragung der jeweils anderen Mehrträgersymbol-Klasse aus der anderen Filterbank zur Verfügung steht. Da durch den Frequenzversatz die einzelnen (unmodulierten) Unterträger der einen Klasse jeweils in den Filterflanken der Matched Filter der anderen Klasse platziert werden, tragen diese durch den zeitlichen wie frequenzmäßigen Versatz kaum zur Interferenz zwischen zwei Mehrträger symbol- Klassen bei. Der Effekt kann durch Einfügen von Null-Abtastwerten in einer unterkritischen Filterbank oder durch die schon beschriebene Gewichtung der Ausgangssignale der Filterbänke gemäß Unteranspruch 5 noch verstärkt werden.
An dieser Stelle zeigt sich die besondere Leistungsfähigkeit dieses Übertragungsverfahrens im Vergleich zum Stand der Technik: Einerseits wird durch die Verschachtelung mehrerer Mehrträgersymbol-Klassen im Sendesignal eine sehr hohe spektrale Effizienz vergleichbar mit klassischen OFDM Verfahren geboten, es kann in diesem Sinne durchaus von einem orthogonalen Frequenzmultiplex gesprochen werden, wenngleich eine komplexere Transformation über mehrere Symbole hinweg zum Einsatz kommt. Bild 2 zeigt das aus zwei Teilspektren zusammengesetzte resultierende Spektrum. Andererseits kann bei diesem Übertragungsverfahren auf das Guard- Intervall verzichtet werden, da eine klassische Entzerrung aufgrund der im Verhältnis zur Signallaufzeit langen Symboldauer nur wenig aufwendig ist, gemäß Unteranspruch 7 reicht hierfür eine gewöhnliche Trellis-Viterbi Kombination völlig aus. Die Bandbreite für das Guard-Intervall steht somit vollständig zur Datenübertragung zur Verfügung, es besteht auch keine Gefahr des Versagens des Übertragungsverfahrens bei großen Laufzeitunterschieden beim Mehrwegeempfang und Störungen auf benachbarten Trägern werden durch den Frequenzgang der klassischen Filter problemlos eleminiert, während sie beim gewöhnlichen OFDM infolge der sin(x)/x Funktion der Filterkurve eines Einzelträgers, welche sich inherent aus der Fouriertransformation ergibt, unmittelbar auf auch weiter entfernte Träger durchschlagen können.
Ein besonderer Vorteil der Erfindung ist die mögliche Wahl unterschiedlich breiter Filter für einzelne Unterträger zwecks unterschiedlicher Symbolraten für Daten unterschiedlicher Serviceklassen gemäß Unteranspruch 9.
So kann beispielsweise ein Satz von Trägern mit hoher Symbolrate für das Protokoll zur Allokation von Bandbreite in einem Punkt-zu-Mehrpunkt Übertragungssystem genutzt werden, hierdurch wird die Zuteilung von Bandbreite beschleunigt und die Latenzzeit insgesamt reduziert. Eine weitere Möglichkeit besteht in der schnellen Übertragung von Information zur Bestätigung von erfolgreich übertragenen Daten oder zur schnellen Übertragung von Wiederholungsanforderungen (ARP/HARP). Die im Bedarfsfall nochmals gesendeten Daten können dann bedarfsweise zwecks Fehlerkorrektur mit den ursprünglich gesendeten Daten kombiniert werden, eine solche weiche Überlagerung bietet sich insbesondere bei Turbo-Codes an.
Sofern gemäß Unteranspruch 10 weitere Pilotträger übertragen werden, können diese ebenso wie alternativ eine Präambel bei paketorientierter Übertragung oder ein zyklisch eingefügtes Synchronwort auch zur exakten Synchronisation des Symboltakts zwischen Sender und Empfänger verwendet werden, welche für die Einheit gemäß Unteranspruch 2 zur Trennung der Eingangsdatenströme im Empfänger notwendig ist.
Dabei bietet sich an, während des Sendens der Präambel bzw. des Synchronworts zumindest auf ausgewählten Unterträgern auf eine parallele Ausstrahlung weiterer Mehrträgersymbole anderer Klassen zu verzichten, um den so entstehenden Leistungseinbruch im (gegebenenfalls synthetisch erzwungenen) Nulldurchgang zur Erkennung der Symbolgrenze nutzen zu können. Weiterhin können gemäß Unteranspruch 10 auch orthogonale Pilot-Unterträger in einer anderen Klasse genutzt werden, um beispielsweise eine I/Q-Imbalance oder einen I/Q-Offset zu korrigieren. Eine Nutzung der Pilot-Unterträger zur Dopplerkorrektur ist ebenfalls denkbar. Da durch den Dopplereffekt ein reiner Frequenzoffset entsteht, kann die Korrektur unmittelbar bei der Rückgängigmachung der Frequenzverschiebung einer Symbolklasse im Empfanger und der ggf. damit kombinierten Übertragung der Zwischenfrequenz in das Basisband mittels Digital Down Converter erfolgen.
Zudem bietet sich die Nutzung der Pilot-Unterträger für eine Korrektur der Kanalimpulsantwort an, hierzu können auch unmittelbar die Koeffizienten der FIR-Filter einer gemäß Unteranspruch 3 konstruierten Analysenfilterbank adaptiv korrigiert werden. Dieses Verfahren steht natürlich einer nachträglichen Korrektur der Abtastwerte der Einzelunterträger gemäß komplexer Multiplikation wie beim klassischen OFDM nicht entgegen.
Alternativ kann eine differenzielle Modulation gemäß Unteranspruch 6 genutzt werden, um erst gar nicht die Notwendigkeit einer absoluten Phasenreferenz entstehen zu lassen.
Erfindungsgemäße Funkgeräte können mit Verfahren des Gleichwellenfunks kombiniert werden, sendeseitig werden die Symbole einfach von verschiedenen Sendern synchron mit gleichen Daten ausgestrahlt, aufgrund der langen Symboldauer erfolgt die Korrektur quasi automatisch. In umgekehrter Übertragungsrichtung kann beispielsweise die Vorgehensweise nach DE102004013701A1 Verwendung finden.
Ebenso ist es möglich, eine Kombination der Erfindung mit MIMO Übertragungsverfahren durchzuführen und so unterschiedliche Klassen von Mehrträgersymbolen über unterschiedliche Antennen oder auf unterschiedlichen Polarisationsebenen oder mittels Beamforming durch geeignete Auswahl relativer Phasen entsprechender Symbolklassen abzustrahlen und im Empfänger diese über eine geeignete Transformation oder Matrixmultiplikation wieder zusammen zu führen.
Anhand der Pilot-Information kann diese Transformation dann rechnerisch für die jeweiligen Übertragungsverhältnisse optimiert werden.
Die Nutzung der Erfindung ist nicht auf die drahtlose Übertragung beschränkt, so ist der Einsatz zur Datenübertragung auf Kupfer-Teilnehmeranschlußleitungen für einen DSL-Dienst ebenso denkbar wie die Übertragung von Daten unter Wasser mittels Ultraschall. Die Erfindung betrifft ferner einen Modulator für CIFDM Multiton Modulationsverfahren mit hexagonaler Symbolanordnung.
Die Erfindung betrifft einen Modulator zur Erzeugung eines Multiton-Signals für das neuartige Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) Modulationsverfahren in der speziellen Ausprägung einer weitgehend hexagonalen Anordnung der Unterträger. Der Modulator ermöglicht die Erreichung der optimalen hexagonalen Packungsdichte der Unterträger-Symbole zwecks Erzielung hoher spektraler Effizienz bei gleichzeitig einer extrem hohen Störfestigkeit des Multiton- Signals.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen breitbandigen Datenstrom als Funksignal möglichst störungsfrei über eine größere Distanz zu übertragen. Dabei sollen insbesondere durch Reflexionen bedingte Mehrwegsignale (Multipath) wieder ungestört in den originalen Datenstrom zurückgewandelt werden können. Eine zu dieser Aufgabenstellung vergleichbare Aufgabe besteht in der Übertragung eines breitbandigen Datenstroms über ein einfaches Kupferkabel wie z.B. eine Teilnehmeranschlußleitung, auch auf dieser gibt es Reflexionen an Unstetigkeiten wie z.B. Klemmleisten.
Zur Datenübertragung über Funk werden die Daten gewöhnlich auf einen Träger moduliert, die zugehörigen Verfahren sind aus der Literatur hinlänglich bekannt, es wird hier beispielhaft auf das den Stand der Technik sehr ausführlich beschreibende Werk von Karl-Dirk Kammeyer, Nachrichtenübertragung, 3. Auflage, Teubner 2004, verwiesen.
Neben den klassischen Verfahren der Modulation eines Einzelträgers, welche zwar in Bezug auf kurze Latenzzeiten vorteilhaft sind, aber den Nachteil haben, dass sie mit Reflexionen und Mehrwegeempfang auf große Distanzen bei gleichzeitig hohen Datenraten nur mit sehr hohem Aufwand z.B. durch einen adaptiven Empfangsfilter (Equalizer) mit vielen Koeffizienten umgehen können, hat sich im heutigen Stand der Technik das OFDM Verfahren weitgehend durchgesetzt. Zu weiteren Details bezüglich der Vor- und Nachteile des Stands der Technik wird auf das Werk von Kammeyer sowie auf DE 102007036828 verwiesen.
In DE 102007036828 wird das neuartige Modulationsverfahren CIFDM eingeführt, welches sich dadurch auszeichnet, dass es die Vorteile der hohen spektralen Effizienz des OFDM Verfahrens mit der Robustheit eines Mehrträgerverfahrens mit konventioneller Modulation der Einzelträger kombiniert. Eine dreidimensionale Darstellung des mit diesem Verfahren erzeugten Mehrträgersignals findet sich in Bild 3. Dabei zeigt sich, dass sich eine optimale Packungsdichte der Unterträger jedenfalls dann ergibt, wenn diese in der Zeit- wie Frequenzachse eine hexagonale Anordnung aus gleichseitigen Dreiecken wie in Bild 4 ergeben.
Dabei bezieht sich diese Distanzaussage auf gemäß dem Zeit-Bandbreiteprodukt gegeneinander in Beziehung gesetzte Einheiten, welche entsprechenden Abtastwerten in einem das Signal repräsentierenden Datenstrom entsprechen. Es ist offensichtlich, dass in diesem Fall nicht wie bei einer gewöhnlichen Fouriertransformation für das bekannte OFDM Verfahren, sich aus der festen Anzahl der transformierten Abtastwerte eine der Abtastrate geteilt durch die Anzahl der am Block transformierten Abtastwerte entsprechende Symboldauer ergibt, vielmehr ist es durch die angezeigte Geometrie erforderlich, die Symboldauer an die Senkrechte in den Dreiecken aus Bild 4 anzupassen.
Aufgabenstellung dieser Erfindung ist es, einen hierfür geeigneten Modulator zu konstruieren, dabei ist die Schwierigkeit zu berücksichtigen, dass durch die Anpassung der Symboldauer die Anzahl der Abtastwerte am Ausgang des Modulators pro Symbol ein nicht ganzzahliges Vielfaches der Eingangswerte der Transformation ist.
Das Problem wird erfindungsgemäß durch den in Patentanspruch 16 beschriebenen Modulator gelöst, dessen Funktion im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird. Bild 5 zeigt die hierzu passende Signalverarbeitung in graphischer Form, deren einzelne Elemente im Bild 5 werden im folgenden mit Nummern in Klammern referenziert.
Ein Mikroprozessor oder digitaler Signalprozessor gemäß Unteranspruch 24 übernimmt die zu übertragenden Daten von der Quelle und teilt diese per Software in einzelne Datenblöcke auf (101). Die Datenblöcke werden bedarfsweise mit einem fehlersichernden Code zur Vorwärtsfehlerkorrektur versehen, welcher zu den eigentlichen Datenbits redundante Information zur späteren Fehlerkorrektur im Empfänger hinzufügt.
Sodann werden die Blöcke vom Prozessor zur Modulation aufbereitet (102), hierzu erfolgt beispielsweise eine Auswahl von mehreren Bits pro Unterträger für eine QPSK oder QAM Modulation. Aus jeweils einer Bitgruppe wird eine komplexe Zahl als Basisband-Abtastwert entsprechend einer Tabelle oder Formel gebildet. Diese Zahl ist als Eingangswert für eine nachfolgende Orthogonaltransformation, insbesondere inverse Fouriertransformation vorgesehen.
Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung gemäß Unteranspruch 21 erfolgt jetzt eine Phasenanpassung der Basisband-Abtastwerte entsprechend der jeweiligen Startzeit eines Symbols. Gemäß dem Unteranspruch 17 sollen die Untersymbole der im Beispiel beiden Symbolkämme auf ein hexagonales Muster entsprechend Bild 4 verteilt werden. Hieraus ergibt sich, dass die Anzahl der Abtastwerte in der Zeitebene ein nicht ganzzahliges Vielfaches der Anzahl der Eingangswerte ist. Ein durch einen Eingangs wert aktivierter Sinuston eines Unterträgers im Ergebnis der inversen Fouriertransformation (104) würde aber durch diesen Zeitversatz in jedem Fall diskontinuierlich und somit empfindlich gestört werden.
Die Phasenanpassung besorgt, dass der Abtastwert zum Startzeitpunkt eines Symbols jener Phasenlage des Sinustons entspricht, die sich ergäbe, wenn der Sinuston des letzten Symbols bis zu diesem Zeitpunkt fortgesetzt worden wäre, natürlich unter der Voraussetzung eines gleichgebliebenen Eingangswerts.
Die Phasenanpassung wird demzufolge im Beispiel erreicht, indem die Verlängerung der Symboldauer zur sich aus der Transformationslänge ergebenden Symboldauer in das Verhältnis gesetzt wird - wobei ein Verhältnis von Eins einem Phasenwinkel von 360 Grad entspricht -, hieraus der notwendige Phasenwinkel fiir die Korrektur der Grundfrequenz der Fouriertransformation abgeleitet wird, dieser mit dem Index des Eingangswerts - mit Index-Startwert Null für den DC- Anteil - multipliziert und dann der 360 Grad Modulo gebildet wird.
Aus dem sich so ergebenden Phasenwert kann jetzt gemäß Unteranspruch 22 eine komplexe Zahl per CORDIC Algorithmus berechnet werden, der Eingangswert für die inverse Fouriertransformation wird jetzt mit dieser Zahl in der komplexen Zahlenebene multipliziert. Dabei kann der CORDIC Algorithmus, der per se inkrementeller Natur ist, auch in die Berechnung der Phasenanpassungswerte integriert werden, die Phasenanpassung kann sowohl auf Basis absoluter wie auch beispielsweise zum vorherigen Symbol relativer Phasen vorgenommen werden. Weiterhin bietet sich eine Zwischenspeicherung der Phasenanpassungswerte für wiederkehrende Phasen an.
Die so phasenkorrigierten Eingangswerte werden nun der Orthogonaltransformation (104) zugeführt, vorzugsweise kommt hier eine inverse Fouriertransformation in Form der schnellen Fouriertransformation (FFT) zum Einsatz. Neben dem FFT Verfahren von Cooley-Tukey eignet sich insbesondere die FFT Ausgestaltung von Pease mit einer festen Permutation besonders gut für eine schnelle Hardware-Implementierung. Die gegebenenfalls statisch oder dynamisch innerhalb der inversen FFT Recheneinheit skalierten Ausgangswerte werden sodann erfindungsgemäß in einem Speicher abgelegt.
In einem einfachen Fall erfolgt die Ablage jeweils mit einem Zwischenraum von einem Block Abstand, wie in Bild 5 (105) angedeutet, um gemäß Unteranspruch 18 den Lesezeiger für das nachfolgende gemultiplexte FIR Filter maskieren zu können.
Die Maskierung bewirkt, dass bei gleichermaßen fortschreitenden Koeffizienten- und Datenzeiger des Filters eine Wiederholung der Daten, aber unter Anwendung neuer Koeffizienten, stattfindet. Erst hierdurch wird es möglich, die zur Anzahl der Eingangswerte und damit auch Ausgangswerte der inversen FFT in einem nicht ganzzahligen Verhältnis stehende Zahl der Gesamt- Ausgangswerte korrekt im Sinne der FIR Filtergleichungen zu synthetisieren.
Natürlich können fortgeschrittene Implementierungen die so entstehende Speicherlücke beispielsweise wieder nutzen, indem die Bits des lesenden Datenzeigers oberhalb der Maskierung mittels eines Barrel-Shifters so justiert werden, dass beim Speichern der FFT Ausgangsdaten diese kontinuierlich geschrieben werden können.
Alternativ kann gemäß Unteranspruch 19 auch eine Modulo-Recheneinheit zur Berechnung des Lesezeigers zum Einsatz kommen. In beiden Fällen, der Maskierung wie der Modulo-Recheneinheit, können bedarfsweise noch weitere Offset- Werte zum Beispiel für unterschiedliche Sende-Kämme oder Kanäle vor dem lesenden oder schreibenden Speicherzugriff addiert werden.
Die so gespeicherten Ausgangswerte der FFT werden in dem Beispiel jetzt einem gemultiplexten komplexen FIR Filter zugeführt, der gemäß Unteranspruch 23 durch die komplexen Koeffizienten den für dieses Modulationsverfahren erforderlichen Frequenzversatz der Kämme gegeneinander in einem Zug mit einarbeiten kann.
Der Filter erhält seine Koeffizienten, wie in Bild 5 dargestellt, blockübergreifend aus jeweils mehreren per inverser FFT gewonnener Datenblöcke, wobei jeweils ein komplexer Abtastwert aus je einem Datenblock mit einem genau definiertem Koeffizienten aus dem Koeffizientenspeicher (106) multipliziert (107) wird, die Summe dieser Produkte wird in einem Addierer (108) gebildet und steht anschließend am Modulator-Ausgang als Ausgangswert zur Digital-Analog-Umwandlung mit oder ohne vorheriger Weiterverarbeitung zur Verfügung. Als Weiterverarbeitung kommt beispielsweise je nach der nachfolgenden analogen oder Hochfrequenz-Baugruppe die Zusammenfassung mit weiteren Symbolkämmen, ein Frequenzversatz, eine Global-Filterung oder ein Upsampling oder die Bildung eines analytischen Signals per verzögerter Hilbert-Transformation in Frage.
Um die Anzahl der benötigten komplexen Multiplizierer (107) zu reduzieren und bei einer begrenzten Anzahl an Leseports des Zwischenspeichers (105) und des Koeffizientenspeichers (106) eine hohe Flexibilität bei der Gestaltung der Länge der Datenblöcke zu haben, bietet sich an, die für den Ausgangs-FIR-Filter notwendigen Berechnungen sequentiell auszuführen und hierzu den FIR Addierer (108) als Akkumulator auszugestalten. Dieser wird zu Beginn eines FIR Rechenzyklus gelöscht und führt mit jedem Multiplikations-Additionstakt die bisherige Summe als neuen Summanden für den nächsten Zyklus zurück. Selbstverständlich kann diese Berechnung auch gemäß dem Stand der Technik in einer Pipeline mit optionalem Stall erfolgen. Nach der benötigten Anzahl Zyklen erfolgt die Ausgabe des Ausgangswerts und ein Inkrement der Basis-Lesezeiger.
Gemäß der besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung entsprechend Unteranspruch 20 kann hierfür der Lesezeiger mittels einer Bit Reversal Operation gebildet werden. Hierzu wird zunächst ein Index gebildet, der mit dem Löschen des Akkumulators auf Null gesetzt und mit jedem Additionszyklus erhöht wird. Dieser Index wird nun einer Bitumkehrung dahingehend unterzogen, dass das unterste Bit jenem Adressoffset entspricht, der gleich dem halben Abstand der Hardware- Lesezeiger mit festem Abstand ist. Das zweitunterste Bit entspricht dem Viertels Abstand usw. Der so gebildete Wert wird zu dem Offset (Basis-Lesezeiger) addiert, der der Position des aktuellen Abtastwertes oder Koeffizienten im ersten Datenblock oder Koeffizientenblock entspricht.
Hierdurch ist es trotz einer festen Verkettung der Hardware-Lesezeiger mit einem bestimmten Offset, die durch die feste Zuordnung auf bestimmte Teil-Blöcke des Zwischenspeichers notwendig sein kann, überraschend möglich, eine beliebige Zweierpotenz als Blockgröße zu verwenden.
Die erfindungsgemäß notwendigen Rechenoperationen können sowohl in Hardware als auch durch geeignete Konfiguration eines FPGA beispielsweise infolge einer VHDL Beschreibung wie auch als Computerprogramm realisiert sein, welches einen Signalprozessor als Bestandteil des Modulators steuert. Der erfindungsgemäße Modulator kommt vorzugsweise in Funkgeräten, insbesondere Basisstationen oder Funkmodems oder Mobilgeräten eines Funknetzes, aber auch in Richtfunkstrecken zum Einsatz. Weiterhin bietet sich insbesondere die Benutzung in einem DSL Modem an, wodurch ein besonders störfestes und langreichweitiges Signal erzeugt wird, welches die bekannten Übersprechprobleme bei gemeinsamer Führung mit anderen DSL- und nicht-DSL Signalen in einem Kabelbaum deutlich reduziert. Weiterhin ist ein Einsatz zur Ansteuerung von optischen Modulatoren für Glasfaserleitungen denkbar, um ein Signal zu erzeugen, welches immun gegen physikalisch bedingte Einbrüche im optischen Übertragungsspektrum ist.
Es ist ebenfalls denkbar, den hier beschriebenen Prozess gemäß Anspruch 25 zur Demodulation umzukehren, der FIR Filter befindet sich dann eingangsseitig, der Zwischenspeicher (105) wird mit den Eingangswerten vom A/D Wandler des Empfängers (ggf. nach Bildung eines analytischen Signals per verzögerter Hilbert-Transformation oder per Frequenzversatz und Filterung) gefüllt, dessen Ausgangswerte werden dann blockweise in einem weiteren Speicher gesammelt und folgend einer Fouriertransformation oder FFT zugeführt. Darauf folgt die Phasenanpassung der Ausgangswerte und danach die Dekodierung. Alternativ ist die Demodulation eines solchen hexagonalen Symbolmusters auch klassisch mit einer oder mehreren Polyphasenfüterbänken möglich, deren Eingangsfilter die Daten aus einem Ringbuffer jeweils mit dem notwendigen Offset beziehen. Dieser muss hier nicht unbedingt ein Vielfaches der Transformations-Blocklänge sein, die Wahl des Abtastzeitpunkts ist im Analysefall freibleibend.
Die Erfindung betrifft ferner ein Modem mit Zusatzeinrichtung zur Messung und Reduzierung der Übersprechdämpfung.
Die Erfindung betrifft ein Modem, welches ein Multiton-Übertragungsverfahren mit bandbegrenzenden Gauss- oder Matched Filterbänken verwendet, mit einer Zusatzeinrichtung zur Messung und Reduzierung von Übersprechstörungen durch den Einsatz speziell insbesondere mit Pseudo Random oder Gold Codes modulierter Unterträger zur Erkennung des Übersprechens.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen breitbandigen Datenstrom als Funksignal in einem Punkt-zu-Multipunkt System mit einer zentralen Einheit, typischerweise bei drahtgebundenen Übertragungen ist diese ein DSL Anschlussmultiplexer (DSLAM), bei drahtlosen Übertragungen die Funk-Basisstation, und peripheren Einheiten, typischerweise den Kundenmodems, möglichst störungsfrei über eine größere Distanz zu übertragen. Dabei soll insbesondere das kapazitätsbeschränkende Übersprechen zwischen verschiedenen Übertragungsrichtungen, also Einzelkabeln in einem Kabelbündel oder räumlichen Richtungen, welche durch getrennte Antennen oder per Phased Array Beam Forming bedient werden, durch eine geeignete Wahl der Übertragungsparameter reduziert werden.
Zur Datenübertragung über Funk werden die Daten gewöhnlich auf einen Träger moduliert, die zugehörigen Verfahren sind aus der Literatur hinlänglich bekannt, es wird hier beispielhaft auf das den Stand der Technik sehr ausführlich beschreibende Werk von Karl-Dirk Kammeyer, Nachrichtenübertragung, 3. Auflage, Teubner 2004, verwiesen.
Neben den klassischen Verfahren der Modulation eines Einzelträgers, welche zwar in Bezug auf kurze Latenzzeiten vorteilhaft sind, aber den Nachteil haben, dass sie mit Reflexionen und Mehrwegeempfang auf große Distanzen bei gleichzeitig hohen Datenraten nur mit sehr hohem Aufwand z.B. durch einen adaptiven Empfangsfilter (Equalizer) mit vielen Koeffizienten umgehen können, hat sich im heutigen Stand der Technik das OFDM Verfahren weitgehend durchgesetzt. Zu weiteren Details bezüglich der Vor- und Nachteile des Stands der Technik wird auf das Werk von Kammeyer sowie auf DE 102007036828 verwiesen.
In DE 102007036828 wird das neuartige Modulationsverfahren CIFDM eingeführt, welches sich dadurch auszeichnet, dass es die Vorteile der hohen spektralen Effizienz des OFDM Verfahrens mit der Robustheit eines Mehrträgerverfahrens mit konventioneller Modulation der Einzelträger kombiniert.
Nichtsdestotrotz leidet auch das Signal-/Geräuschverhältnis dieses neuartigen Übertragungsverfahrens durch Übersprechstörungen beispielsweise auf einem Kabelbündel durch die Signale anderer Teilnehmer.
Aufgabenstellung dieser Erfindung ist es, diese zu reduzieren. In EP 1422835 Bl wird hierzu eine Kompensationsschaltung vorgeschlagen, nachteilig dabei ist, dass diese nur bei wenigen Kabeln im Bündel wirtschaftlich realisierbar ist. Hingegen sieht EP 1283655 Bl vor, die insgesamt auf einem Kabelbündel zulässige Bitrate zu begrenzen, nachteilig hierbei ist, dass diese Begrenzung nur ein Schätzwert ist und womöglich weitab von der tatsächlich realisierbaren Kapazität des Kabelbündels liegt. In US 6987800 kommt der Versuch einer Auslöschung am fernen Ende zum Tragen, nachteilig ist der hohe Aufwand bei vielen Teilnehmern.
Eine direkte Messung und Zuteilung der Unterträger scheitert bisher an den Kopplungseigenschaften beim gemeinhin verwendeten OFDM/DMT Verfahren infolge der ungünstigen sin(x)/x Filterform in der Frequenzebene.
Das Problem wird erfindungsgemäß durch die in Patentanspruch 26 beschriebenen Geräte gelöst, deren Funktion im folgenden anhand eines Ausfuhrungsbeispiels erläutert wird.
Gegeben sei ein DSL Übertragungssystem bestehend aus einem DSL Anschlussmultiplexer (DSLAM) und den Kundenmodems, welche über ein Kabelbündel mit einzelnen Doppeladern mit dem DSLAM verbunden sind.
Um jetzt gegenseitige Störungen im Uplink zu reduzieren, wird gemäß dem Hauptanspruch jedes Modem aufgefordert, auf einem oder mehreren dedizierten Unterträgern ein Testsignal zu senden. In der vorteilhaften Ausführung gemäß Unteranspruch 29 handelt es sich um ein Pseudo Random Noise Signal oder Gold Codes, wobei das Polynom und die Initialisierungsdaten vom DSLAM als zentraler Einheit auf einem Steuerkanal vorgegeben werden. Der DSLAM führt nun auf jedem Unterträger eine Testmessung auf jeder eingehenden Doppelader aus und nimmt eine Korrelation mit den gegebenen Codes vor.
An dieser Stelle zeigt sich die besondere Leistungsfähigkeit der Erfindung, ein derartiges Messverfahren mit einem solchen Multiton-Übertragungsverfahren zu kombinieren, welches mit bandbegrenzenden Filtern oder Matched Filtern oder Filterbänken arbeitet und somit eine kontinuierliche Übertragung Pseudo Random Noise Signals zulässt, im Gegensatz zur bekannten OFDM Modulation mit blockweiser Übertragung: Die Korrelation kann ebenfalls über lange Zeiträume kontinuierlich erfolgen und ermöglicht somit eine sehr hohe Genauigkeit bei der Bestimmung des Übersprechens, gleichzeitig findet durch die Übertragung des Testsignals keine Störung anderer Nutzkanäle statt, da hier mit klar bandbegrenzenden Matched- oder Gauss Filtern gearbeitet wird.
Zudem kann eine Übertragung sogar auf einem Nutzsignal-Unterträger erfolgen, eine langsame Zusatzmodulation des Nutzsignals mit einem Pseudo Random Noise Signal geringer Amplitude wird das Nutzsignal kaum beeinträchtigen, jedoch ist durch die lange kontinuierliche Übertragungsdauer problemlos eine genaue Kreuzkorrelation möglich. Die Vergabe der Codes erfolgt vorzugsweise nach dem Kriterium des Unteranspruchs 30, um eine gewisse Festigkeit der Messung gegenüber Reflexionen zu gewährleisten.
Gemäß Unteranspruch 27 wird nun aus den so gewonnenen Messdaten eine Übersprechmatrix, oder zur Reduzierung des Speicherbedarfs ein bipartiter Graph errechnet, welcher auf der einen Seite die Kennungen der Teilnehmer-Modems und auf der anderen Seite die Kennungen der durch hohes Über sprechen als zusammenhängend zu betrachtenden Unterträger aufweist. Für Fremdstörungen durch nicht in diesem System eingebundene Drittmodems ist ein weiterer Summeneintrag denkbar.
Gemäß Unteranspruch 28 wird nun aus diesen Daten eine optimale Belegung der Unterträger und Sendeleistungen mit geeigneten Optimierungsalgorithmen errechnet, diese sind aus der Literatur hinlänglich bekannt, die Optimierung kann auch anhand wirtschaftlicher Vorgaben wie z.B. der von Kundenseite gebuchten Bandbreiten erfolgen, eine gleichmäßige Verteilung nach aktuellem oder prognostiziertem Datendurchsatzbedarf ist anzustreben. Zudem kann eine geeignete Strategie bei der Belegung von besonders durch Drittstörern erfassten Unterträgern gewählt werden, denkbar ist die Nutzung fiir Pilotträger.
Die so errechnete Zuteilung wird dann als Sendefreigabe an die jeweiligen Modems vom DSLAM übermittelt. Gemäß Unteranspruch 33 kann diese Berechnung und Zuteilung kontinuierlich erfolgen, insbesondere ist es sinnvoll, für ein sich neu einbuchendes Modem erstmal nur das Senden schwacher Testsignale zuzulassen und zunächst eine sehr konservative Belegung der Unterträger vorzunehmen, welche andere Teilnehmer nicht stört.
Eine weitere Verwendung für die Messwerte ist das Einbringen dieser in ein Forwärts-Fehlerkorrek- turverfahren gemäß Unteranspruch 32 als a Priori Information, um den Grad der Unsicherheit der aus einzelnen Unterträgern gewonnenen Soft Bits anzugeben. Im einfachsten Fall erfolgt eine Absenkung der Soft Bit Werte aus von hohen Übersprechen betroffenen Unterträgern in Richtung eines unendscheidbaren Mittelwerts bei Turbo Decodern oder LDPC Decodern, auch ein detaillierteres Einbringen in den Korrekturprozess wie die Auswahl desjenigen Ergebnisses, welches am wenigsten von unsicheren Unterträgern abhängig ist, ist denkbar.
Zudem können gemäß Unteranspruch 31 die Testsignale gleichzeitig alternativ zur Aufmodulation auf Nutzdatenträger auch als reine Pilotträger verwendet werden, welche gleichzeitig die Korrektur von Reflexionen durch einen Equalizer in der Frequenzebene steuern.
Eine weitere Nutzungsmöglichkeit der Übersprech-Messergebnisse besteht in der Steuerung der Leitungstreiber, hier bietet es sich an, neben der Sendeleistung deren Impedanz elektronisch so zu steuern, dass das Übersprechen oder Reflexionen oder die Betriebsdämpfung durch Reflexionen reduziert werden. Hierzu kann im einfachsten Fall eine Testaussendung bei verschiedenen Konfigurationen des Leitungstreibers vorgenommen werden und die Konfiguration mit den besten Übertragungseigenschaften gewählt werden. Eine frequenzabhängige Einstellung ist beispielsweise durch eine geeignete Auswahl von Filtern in einem analogen Rückführungspfad zur aktiven Impedanzkontrolle ebenfalls denkbar. Gleiches gilt für die Konfiguration eines Leitungsempfangers.
In großen Netzen erfolgt die Steuerung und Überwachung der Unterträger-Zuteilungen zentralisiert gemäß Anspruch 35 über ein externes Computersystem mit einer geeigneten Steuerungssoftware, hierbei können auch aus einer Kundendatenbank Profile für die bestätigten und variablen Datenraten eines Kunden abgerufen und in den Entscheidungsprozess eingearbeitet werden.

Claims

Patentansprüche:
1. Funksystem oder Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung oder Gerät zur Nachrichtenübertragung oder Baugruppe oder integrierter Schaltkreis eines solchen Gerätes, bestehend aus mindestens einem Sender oder Empfänger oder einer Kombination dieser, wobei der Sender digitale oder von ihm digitalisierte Informationen zur Übertragung in Datenblöcke aufteilt, wobei zur Übertragung der Daten ein Mehrträgerverfahren verwendet wird, das Mehrträgerverfahren verteilt durch Modulation - welche auch als komplexe Multiplikation realisiert sein kann - mindestens einen Datenblock auf mindestens zwei Unterträger, die Gesamtheit der so in einem Taktzyklus zu übertragenden Daten eines Blocks wird als Mehrträgersymbol bezeichnet, der Takt wird als Symboltakt bezeichnet, dadurch gekennzeichnet, dass
(1) eine Aufteilung der zu übertragenden Datenblöcke weiterhin auf mindestens zwei Klassen von Mehrträgersymbolen stattfindet, welche jeweils parallel auf demselben Übertragungsmedium übertragen werden, wobei sich die Klassen darin unterscheiden, dass
(2) die Mehrträgersymbole mindestens zweier Klassen gegeneinander frequenzversetzt übertragen werden, so dass die Bereiche mit größtenteils hoher spektraler Leistungsdichte jeweils einer Klasse in solche Bereiche mit größtenteils niedriger spektraler Leistungsdichte mindestens einer anderen Klasse fallen, und dass
(3) die Mehrträgersymbole mindestens zweier Klassen gegeneinander zeitlich versetzt übertragen werden, so dass der Abtastzeitpunkt eines Mehrträgersymbols einer Klasse in die zeitliche Nähe eines Leistungsminimums einzelner oder aller Unterträger des Mehrträger Symbols mindestens einer anderen anderen Klasse fällt.
2. Funksystem oder Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung oder Gerät zur Nachrichtenübertragung oder Baugruppe oder integrierter Schaltkreis eines solchen Gerätes, bestehend aus mindestens einem Sender oder Empfänger oder einer Kombination dieser, wobei der Sender digitale oder von ihm digitalisierte Informationen zur Übertragung in Datenblöcke aufteilt, wobei zur Übertragung der Daten ein Mehrträgerverfahren verwendet wird, das Mehrträgerverfahren verteilt durch Modulation - welche auch als komplexe Multiplikation realisiert sein kann - mindestens einen Datenblock auf mindestens zwei Unterträger, die Gesamtheit der so in einem Taktzyklus zu übertragenden Daten eines Blocks wird als Mehrträgersymbol bezeichnet, der Takt wird als Symboltakt bezeichnet, weiterhin wird der Frequenzabstand der unmodulierten Mittenfrequenzen zweier unmittelbar benachbarter Unterträger eines Mehrträgersymbols als Unterträgerfrequenzabstand bezeichnet, dadurch gekennzeichnet, dass parallel auf demselben Übertragungsmedium in sich überlappenden Frequenzbereichen mindestens zwei Folgen von Mehrträgersymbolen mit gleicher Symboltaktfrequenz übertragen werden, welche dadurch ineinander verkämmt werden, dass mindestens eine Unterträgerfrequenz mindestens einer ersten Folge gegenüber mindestens einer Unterträgerfrequenz mindestens einer zweiten Folge um die Hälfte eines in mindestens einer der beiden Folgen vorkommenden Unterträgerfrequenzabstands frequenzversetzt ist und dass der Symboltakt dieser ersten Folge und somit deren Abtastzeitpunkt gegenüber dem Symboltakt der zweiten Folge um eine halbe Symboltaktperiode zeitversetzt ist, wobei für den Unterträger- Frequenzversatz und den Symboltakt-Zeitversatz jeweils geringe - die Intersymbolinterferenz nicht wesentlich erhöhende - Abweichungen vom idealen hälftigen Versatz zulässig sind und wobei zwischen den Symboltaktfrequenzen der beiden Folgen ebenfalls geringe - die Intersymbolinterferenz nicht wesentlich erhöhende - Schwankungen zulässig sind.
3. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger über eine mit dem Symboltakt synchronisierte Einheit verfügt, welche eine Aufteilung des empfangenen Signals auf die Analysefilter für die einzelnen Mehrträgersymbole vornimmt, indem die für das jeweilige Analysefilter bestimmten Abtastwerte mit mindestens einer periodischen Funktion gewichtet werden, deren Periodendauer der Periode des Symboltakts entspricht oder ein ganzzahliges oder gebrochen-rationales Vielfaches dieser ist, wobei als Analysefilter hier jede Stufe der Signalverarbeitung bezeichnet wird, welche - insbesondere unter Verwendung von mindestens einem diskreten FIR oder HR Filter, mindestens einer Fouriertransformation oder inversen Fouriertransformation oder Wavelettransformation oder anderen Orthogonaltransformation oder einer Kombination dieser - in der Lage ist, das Mehrträgersignal wieder in seine Unterträger-Bestandteile zu zerlegen oder unmittelbar zu demodulieren.
4. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass als Analysefilter eine Polyphasen-Filterbank verwendet wird, welche insbesondere durch eine Kombination aus einem Eingangsdemultiplexer, FIR Polyphasen Teilfiltern und einer inversen digitalen oder schnellen Fouriertransformation realisiert wird.
5. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Synthese des jeweiligen Mehrträgersymbols eine Polyphasen-Filterbank verwendet wird, welche zusammen mit dem Analysefilter in Bezug auf den jeweiligen Einzelträger ein Matched Filter System bildet.
6. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass sendeseitig bei der Modulation der Unterträger eines Mehrträgersymbols künstlich eine Leistungsabsenkung zwischen zwei Symbolen erfolgt, indem die aus der Synthese eines Mehrträgersymbols entstandenen Abtastwerte vor der Zusammenführung mit Abtastwerten anderer Mehrträgersymbole mit mindestens einer periodischen Funktion gewichtet werden, deren Periodendauer der Periode des Symboltakts entspricht oder ein ganzzahliges oder gebrochenrationales Vielfaches dieser ist, wobei diese Funktion so ausgewählt wird, dass die Intersymbolinterferenz zwischen zwei Symbolfolgen insbesondere unter Einbeziehung der Übertragungskanaleigenschaften reduziert wird oder Sendeleistungsspitzen vermieden werden.
7. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Modulation der einzelnen Unterträger eine BPSK, QPSK, nPSK, MSK oder QAM Modulation verwendet wird, welche vorzugsweise differenziell ausgelegt ist, um keine absolute Phasenreferenz zu benötigen.
8. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1, 2 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Korrektur einer Interferenz zwischen Unterträgern oder Mehrträgersymbolen oder einzelnen Bestandteilen dieser eine Trellis-Codierung mit Viterbi-Dekodierung Verwendung findet.
9. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1, 2 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Korrektur einer Interferenz zwischen Unterträgern oder Mehrträgersymbolen oder einzelnen Bestandteilen dieser eine Forwärtsfehlerkorrektur mittels Turbo-Code, Low Density Parity Code, Reed Solomon Code oder BCH Code Verwendung findet.
10. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Priorisierung einzelner Teile des Datenstroms ein oder mehrere Unterträger mit einer erhöhten Symboltaktrate zur Verkürzung der Latenzzeit übertragen werden, wobei hierfür durch Erhöhung der Kanalfilterbandbreite der Frequenzbereich mindestens zweier Unterträger mit der Grund-Symboltaktrate in Anspruch genommen wird, um die Orthogonalität zu wahren, wobei eine Einbeziehung weiter entfernter Träger bei der Verwendung klassischer bandbegrenzter Kanalfilter, insbesondere vom Gauss-Typ, nicht erforderlich ist.
11. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung der Kanalimpulsantwort Pilot-Unterträger verwendet werden, welche über das zu sendende Spektrum verteilt sind, und die bedarfsweise orthogonal zu benachbarten Pilotträgern einer anderen Mehrträgersymbol-Folge stehen.
12. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 11 und 3 oder Anspruch 11 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass die periodische Gewichtungsfunktion an die herrschenden Übertragungsverhältnisse, insbesondere anhand der aus den Pilot-Unterträgern gewonnenen Information, oder an Erfordernisse des Senderbetriebs wie die Minimierung des Verhältnisses der Spitzensendeleistung zur mittleren Sendeleistung, angepasst wird.
13. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass im Fall der Übertragung paketorientierter Daten unterschiedliche Paketklassen mit unterschiedlicher Servicequalität oder Pakete, deren Übertragung zu unterschiedlichen Zeiten stattfinden soll, geeigneten unterschiedlichen Mehrträgersymbol-Folgen zugeordnet werden, dabei kann die Modulation oder Signalleistung der unterschiedlichen Mehrträgersymbol-Folge entsprechend den Anforderungen an die Übertragungsqualität und Sicherheit variiert werden, insbesondere kann die Übertragung von Paketen, die gemäß Zeitvorgaben oder Zeitstempeln erst zu einem späteren Zeitpunkt notwendig wäre, versuchsweise auf einer Mehrträgersymbol-Folge niedriger Qualität vorgezogen werden. Sofern trotzdem eine fehlerfreie Übertragung gelingt und bestätigt wird, wird somit Bandbreite im Bereich einer Mehrträgersymbol-Folge hoher Qualität eingespart.
14. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass Datenpakete, welche vorzeitig in einer anderen Serviceklasse oder Mehrträgersymbol-Folge übertragen wurden, trotzdem im Empfänger vor Auslieferung an den Abnehmer bis zur im Zeitstempel angegebenen oder aus diesem berechneten Auslieferungszeit zwischengespeichert werden, um gegenüber dem Abnehmer der Pakete einen kontinuierlichen Datenfluß zu simulieren und insbesondere bei fensterorientierten Protokollen wie TCP/IP einen optimalen Datendurchsatz zu gewährleisten.
15. Gerät oder Baugruppe oder Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Realisierung der Signalverarbeitungsstufen ein Mikroprozessor, Mikrocontroller, digitaler Signalprozessor oder ein FPGA zum Einsatz kommt.
16. Modulator in einem Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung, auf Kupfer wie auf Glasfaserleitungen, oder in einem Gerät zur Nachrichtenübertragung oder in einer Baugruppe oder in einem integriertem Schaltkreis für derartige Geräte, welcher mindestens ein Mehrträgersignal oder mindestens ein zusammengesetztes Mehrträgersignal aus mindestens zwei ineinandergekämmten Gruppen von Unterträgern, welche sich durch einen Zeit- und Frequenzversatz voneinander unterscheiden, erzeugt, dadurch gekennzeichnet, dass
(1) zur Erzeugung mindestens einer Gruppe von Unterträgern eine Fouriertransformation oder inverse Fouriertransformation oder Wavelettransformation oder inverse Wavelettransformation oder Orthogonaltransformation verwendet wird, welche die nötigen Abtastwerte in der Zeitebene zur Bildung mindestens eines Kamms von Unterträgern erzeugt,
(2) das Ergebnis der Transformation in einem Zwischenspeicher abgelegt wird,
(3) die Abtastwerte aus diesem Zwischenspeicher in Gruppen mindestens einem FIR Filter oder mindestens einem HR Filter zugeführt werden, wodurch sich die Wirkung einer Filterbank oder eines Polyphasenfilters ergibt,
(4) zur Erzeugung einer von der Anzahl der Abtastwerte unabhängigen Symboldauer ausgewählte Abtastwerte wiederholt dem FIR Filter oder HR Filter zugeführt werden.
17. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass als Ausgangssignal des Modulators ein Datenstrom oder Signal entsteht, welches die einzelnen Untersymbole der Unterträger in ein hexagonales Raster in der Zeit -/Frequenzebene verteilt.
18. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zur wiederholten Auswahl von Abtastwerten aus dem Zwischenspeicher die Zugriffsadresse auf diesen Zwischenspeicher durch Verwendung eines durch bitweise Und-Maskierung oder Oder-Maskierung des Koeffizientenindexes eines FIR Filters entstandenen Datenworts gebildet wird. Durch ausmaskierte Bits entstehende unbenutzte Speicherbereiche können hierbei durch eine nachfolgende teilweise Schiebeoperation einzelner Felder des Datenworts insbesondere mittels eines Barrel- Shifters wieder nutzbar gemacht werden.
19. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zur wiederholten Auswahl von Abtastwerten aus dem Zwischenspeicher die Zugriffsadresse auf diesen Zwischenspeicher mittels einer Modulo-Recheneinheit gebildet wird.
20. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine Zugriffsadresse auf einen Zwischenspeicher oder Koeffizientenspeicher unter Verwendung einer Bit-Reversal Operation gebildet wird.
21. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung der Phasenlage der Abtastwerte in der Zeitebene vor der Transformation dieser - insbesondere mittels inverser Fouriertransformation - eine komplexe Multiplikation der Eingangswerte der Transformation in der Frequenzebene zwecks Phasendrehung ausgeführt wird. Die Phasendrehung wird dabei blockweise fortgeschrieben, sie ist notwendigerweise vom Index und damit der Unterträgerfrequenz des zu transformierenden Eingangswertes abhängig, im Fall der inversen Fouriertransformation erfolgt die Berechnung des Inkrements insbesondere durch Multiplikation der Grund-Phasendrehung mit dem Frequenzindex des Eingangswerts und nachfolgender Modulo-Operation. Die Umrechnung der Phasendrehung in den komplexen Multiplikationsfaktor kann mittels der Eulerschen Formel erfolgen, sie kann für den Fall einer Phasenmodulation der Unterträger auch in den Prozess der Symbolkonstellationserzeugung integriert sein.
22. Modulator nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung des Faktors der komplexen Multiplikation aus einem Phasenwert der CORDIC Algorithmus zur Anwendung kommt, insbesondere auch in inkrementeller Form.
23. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass in dem FIR oder HR Filter komplexe Koeffizienten und komplexe Multiplikationen zum Einsatz kommen, wodurch ein Frequenzversatz des Ausgangssignals realisiert werden kann.
24. Modulator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zur Realisierung der Signalverarbeitungsstufen ein Mikroprozessor, Mikrocontroller, digitaler Signalprozessor oder ein FPGA zum Einsatz kommt.
25. Demodulator in einem Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung, auf Kupfer wie auf Glasfaserleitungen, oder in einem Gerät zur Nachrichtenübertragung oder in einer Baugruppe oder in einem integriertem Schaltkreis für derartige Geräte, welcher mindestens ein Mehrträgersignal oder mindestens ein zusammengesetztes Mehrträgersignal aus mindestens zwei ineinandergekämmten Gruppen von Unterträgern, welche sich durch einen Zeit- und Frequenzversatz voneinander unterscheiden, auswertet, unter Verwendung der in Anspruch 16 beschriebenen Signalverarbeitungsstufen, dadurch gekennzeichnet, dass die Realisierung durch Umkehrung der Reihenfolge der in Anspruch 16 beschriebenen Signalverarbeitungsschritte FIR- oder IIR-Filter und Fouriertransformation oder inverse Fouriertransformation oder Wavelettransformation oder inverse Wavelettransformation oder Orthogonaltransformation erfolgt, wobei die Eingangswerte des Demodulators im Zwischenspeicher abgelegt werden und die Ausgangswerte des FIR- oder IIR-Filters die Eingangswerte der Transformation sind, wobei diese wahlweise vor Anwendung der Transformation zwischengespeichert werden.
26. Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung, auf Kupfer wie auf Glasfaserleitungen, oder Baugruppe oder integrierter Schaltkreis für derartige Geräte, welches mindestens ein Mehrträgersignal oder mindestens ein zusammengesetztes Mehrträgersignal aus mindestens zwei ineinandergekämmten Gruppen von Unterträgern, welche sich durch einen Zeit- und Frequenzversatz voneinander unterscheiden, erzeugt, welche mittels bandbegrenzender Filter oder Matched Filter oder Filterbänke generiert oder ausgewertet werden, welches in einem Punkt zu Multipunkt System eingesetzt wird, mit mindestens einer zentralen Einheit - insbesondere DSL Anschlussmultiplexer oder Funk-Basisstation - und mindestens zwei peripheren Einheiten - insbesondere Kundenmodems oder Kundenfunkgeräten -, wobei die zentrale Einheit über mindestens eine Übertragungsstrecke - insbesondere ein Kabelbündel von Teilnehmeranschlussleitungen oder ein passives optisches Netzwerk oder Funk mit mehreren Sektoren oder Polarisationsebenen - mit den peripheren Einheiten kommuniziert, welche grundsätzlich eine gewisse Trennung der Signale zu unterschiedlichen peripheren Einheiten aufweist, welche aber trotzdem ein unerwünschtes frequenzabhängiges Übersprechen zwischen unterschiedlichen Übertragungsrichtungen aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass
(1) zum Erkennen des Auftretens von Übersprechstörungen in bestimmten Frequenzbereichen mindestens eine Einheit, welche auch die zentrale Einheit selber sein kann, per Steuerungssignal aufgefordert von der zentralen Einheit ein codiertes Testsignal auf mindestens einem Unterträger sendet und
(2) mindestens eine weitere Einheit eine Testmessung vornimmt, um festzustellen, ob und mit welcher Stärke dieses Testsignal von ihr empfangen werden kann, obwohl es in einer Übertragungsrichtung gesendet wurde, die nicht zum Empfang durch diese Einheit bestimmt ist und somit durch unerwünschtes Übersprechen zu dieser gelangt ist.
27. Gerät nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass aus der so durch Messung gewonnenen Information mindestens eine Übersprechmatrix oder mindestens ein bipartiter Graph oder mindestens eine die Kopplungen repräsentierende sonstige Datendarstellung gebildet wird, wobei Drittstörer über einen Summeneintrag erfasst werden können.
28. Gerät nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass aus diesen Informationen mindestens eine bezüglich minimaler gegenseitiger Störungen der Übertragungen optimierte Belegung der Unterträger und Zuteilung der Unterträger- Sendeleistungen durch Wasserfüll-, Greedy-, Fluss- oder andere bekannte Optimierungsalgorithmen errechnet und durch Steuersignale an die Einheiten zur Ausfuhrung übermittelt wird.
29. Gerät nach einem der Ansprüche 26 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Testmessung der Unterträger durch Korrelation erfolgt, indem mindestens einem Testsignal ein zur Korrelation geeigneter Code, insbesondere Pseudo Random Noise Code oder Gold Code aufmoduliert wird und die messende Einheit gegen diesen eine Kreuz- oder Autokorrelation durchführt, wobei die Aufmodulation auch auf einen Nutzsignalträger erfolgen kann, um diesen gleichzeitig als Testsignal verwenden zu können.
30. Gerät nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, dass die Codes durch die zentrale Einheit so vergeben werden, dass zwischen diesen eine möglichst geringe Kreuzkorrelation besteht, wobei als zusätzliches Kriterium eingeführt werden kann, dass die Kreuzkorrelation auch bei Reflexionen auf dem Übertragungsmedium gering sein soll.
31. Gerät nach einem der Ansprüche 26 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Testsignale oder Codes gleichzeitig als Pilotträger verwendet werden, um nach deren Auswertung eine Korrektur - insbesondere Multipath-Korrektur - des empfangenen Nutzsignals in der Zeit- oder Frequenzebene oder eine Herausrechnung von Reflexionen oder eine Vermeidung der Nutzung durch destruktive Interferenzen infolge Reflexionen oder Multipath gestörter Unterträger vorzunehmen.
32. Gerät nach einem der Ansprüche 26 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswertungsergebnisse der Testsignale oder der Codes oder die so gewonnenen Dämpfungs- und Übersprech-Messergebnisse oder die Übersprechmatrix oder der bipartiter Graph als Qualitätsmassstab in ein Fehlerkorrekturverfahren für den Nutzdatenstrom eingeführt werden.
33. Gerät nach einem der Ansprüche 26 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Testmessungen kontinuierlich erfolgen, um im Falle einer Änderung der Übertragungsverhältnisse oder Einbuchung neuer Einheiten in das Netz eine Änderung der Belegung der Unterträger und Zuteilung der Unterträger-Sendeleistungen vorzunehmen, hierbei insbesondere eine erste Zuteilung für neu eingebuchte Einheiten vor deren erster Nutzdatenübertragung zu errechnen, welche Störungen bestehender Datenübertragungen vermeidet, wobei diese Zuteilung später in eine gleichmäßige Verteilung der Gesamt-Kanalkapazität geändert werden kann.
34. Gerät nach Anspruch einem der Ansprüche 26 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswertungsergebnisse der Testsignale oder der Codes oder die so gewonnenen Dämpfungs- und Übersprech-Messergebnisse oder die Übersprechmatrix oder der bipartiter Graph verwendet werden, um die Ausgangsimpedanz eines Leitungstreibers oder Leitungsempfängers frequenzabhängig oder frequenzunabhängig so zu optimieren, dass das Übersprechen oder Reflexionen oder die Betriebsdämpfung durch Reflexionen reduziert werden.
35. Gerät nach einem der Ansprüche 26 bis 34 oder Computer mit Software zum Betrieb eines Netzes mit derartigen Geräten, dadurch gekennzeichnet, dass einzelne notwendige Berechnungen und Auswertungen in der Steuerungssoftware oder dem FPGA Code einer der Einheiten oder eines externen Computersystems vorgenommen werden.
PCT/EP2008/006382 2007-08-03 2008-08-01 Funkgerät mit mehrträgerübertragung WO2009018980A2 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP08801511A EP2174440A2 (de) 2007-08-03 2008-08-01 Funkgerät mit mehrträgerübertragung

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102007036828.5 2007-08-03
DE102007036828A DE102007036828B4 (de) 2007-08-03 2007-08-03 Funkgerät mit neuartigem CIFDM Modulationsverfahren
DE102008015513 2008-03-24
DE102008015513.6 2008-03-24
DE102008030179.5 2008-06-28
DE102008030179A DE102008030179A1 (de) 2007-08-03 2008-06-28 Modem mit Zusatzeinrichtung zur Messung und Reduzierung der Übersprechdämpfung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2009018980A2 true WO2009018980A2 (de) 2009-02-12
WO2009018980A3 WO2009018980A3 (de) 2009-08-27

Family

ID=41819277

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2008/006382 WO2009018980A2 (de) 2007-08-03 2008-08-01 Funkgerät mit mehrträgerübertragung

Country Status (2)

Country Link
EP (1) EP2174440A2 (de)
WO (1) WO2009018980A2 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116708112A (zh) * 2023-08-07 2023-09-05 中国电子科技集团公司第二十九研究所 降低fmt***papr的传输与检测方法、介质及装置
DE102022113117B3 (de) 2022-05-24 2023-10-05 Oliver Bartels Besonders sicheres Mehrträger-Kommunikationsgerät für hohe Datenraten

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1991020137A1 (en) * 1990-06-12 1991-12-26 Motorola, Inc. Communication signal having a time domain pilot component
EP0656705A2 (de) * 1993-12-01 1995-06-07 Società Italiana per lo Sviluppo dell'Elettronica S.I.SV.EL. S.p.A. System zur orthogonalen Frequenzmultiplexierung
WO1998021861A1 (fr) * 1996-11-08 1998-05-22 France Telecom Construction de signaux pour transmission multiporteuse
FR2765757A1 (fr) * 1997-07-01 1999-01-08 France Telecom Procede et dispositif de modulation d'un signal multiporteuse de type ofdm/oqam, et procede et dispositif de demodulation correspondants

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1991020137A1 (en) * 1990-06-12 1991-12-26 Motorola, Inc. Communication signal having a time domain pilot component
EP0656705A2 (de) * 1993-12-01 1995-06-07 Società Italiana per lo Sviluppo dell'Elettronica S.I.SV.EL. S.p.A. System zur orthogonalen Frequenzmultiplexierung
WO1998021861A1 (fr) * 1996-11-08 1998-05-22 France Telecom Construction de signaux pour transmission multiporteuse
FR2765757A1 (fr) * 1997-07-01 1999-01-08 France Telecom Procede et dispositif de modulation d'un signal multiporteuse de type ofdm/oqam, et procede et dispositif de demodulation correspondants

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LACROIX ET AL.: "OFDM with guard interval versus OFDM/Offset/QAM for high data rate UMTS downlink transmission" IEEE . VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, Bd. 4, 7. Oktober 2001 (2001-10-07), Seiten 2682-2686, XP010562462 New York, US ISBN: 978-0-7803-7005-0 *
SICLET, SIOHAN: "Design of BFDM/OQAM systems based on biorthogonal modulated filter banks" IEEE GLOBAL TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE, 27. November 2000 (2000-11-27), Seiten 701-705, XP001017177 New York, US *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102022113117B3 (de) 2022-05-24 2023-10-05 Oliver Bartels Besonders sicheres Mehrträger-Kommunikationsgerät für hohe Datenraten
CN116708112A (zh) * 2023-08-07 2023-09-05 中国电子科技集团公司第二十九研究所 降低fmt***papr的传输与检测方法、介质及装置
CN116708112B (zh) * 2023-08-07 2023-10-03 中国电子科技集团公司第二十九研究所 降低fmt***papr的传输与检测方法、介质及装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2009018980A3 (de) 2009-08-27
EP2174440A2 (de) 2010-04-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60133006T2 (de) Gleitfensterverarbeitung zum empfang von mehrträgersignalen
DE60301270T2 (de) Vorrichtung und verfahren zur schätzung einer mehrzahl von kanälen
DE69733768T2 (de) Verfahren und vorrichtung zum formen des beschneidungsrauschens einer mehrträgermodulation
DE69722415T2 (de) Verbesserungen bei, oder in bezug auf, steuerkanäle für nachrichtenübertragungssysteme
DE60310930T2 (de) Pilotgestütztes Trägersynchronisationsschema e
DE69736659T2 (de) Mehrträgerempfänger mit Ausgleich von Frequenzverschiebungen und von frequenzabhängigen Verzerrungen
DE102009036032A1 (de) Kanalschätzung
DE602004006583T2 (de) Vorrichtung und Verfahren zur Unterdrückung von Interferenzsignalen in einem System mit mehreren Antennen
DE102018206159B3 (de) Paket-Detektor/Decoder für ein Funkübertragungssystem
DE102007036828B4 (de) Funkgerät mit neuartigem CIFDM Modulationsverfahren
DE19837426C2 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Senden von Informationssymbolen mittels einer Mehrzahl von Trägern und Verfahren und Vorrichtung zum Empfangen von Informationssymbolen
DE602004010684T2 (de) Verfahren und system zur übertragung von informationsdaten über eine kommunikationsleitung unter verwendung von gefilterter multiton-modulation (fmt)
DE10320917A1 (de) Verfahren und Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung
DE69836099T2 (de) Bitzuweisung in einem übertragungssystem
DE69520084T2 (de) Verfahren und Vorrichtung für die Entzerrung von digitalen Signalen im Frequenzbereich
EP2174440A2 (de) Funkgerät mit mehrträgerübertragung
DE60318754T2 (de) Mehrträgersystem mit sendediversität
DE19838295A1 (de) Adaptive Subträgerselektion zur Verringerung der Spitzenwerte eines Multiträger-Signals
WO2006008305A1 (de) Verfahren zur signalübertragung in einem kommunikationssystem
EP1004172A1 (de) Verfahren und einrichtung zur kanalschätzung
DE69902942T2 (de) Digitales filter mit paralleler architektur und spreizspektrumempfänger mit einem solchen filter
WO1999059351A2 (de) Verfahren und einrichtung zur kanalschätzung
DE102004045075B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Aussparung einstellbarer schmaler Frequenzbänder in einem breitbandigen Sendesignal
DE10225662B4 (de) Empfänger
DE60204283T2 (de) Verfahren zur übertragung und zum empfang eines synchronen modulierten biorthogonalen merhträgersignales, sowie vorrichtungen zur übertragung und zum empfang dafür

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 08801511

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2008801511

Country of ref document: EP