WO2007137573A1 - Funksender, funkempfänger, system und verfahren mit funksender und funkempänger - Google Patents

Funksender, funkempfänger, system und verfahren mit funksender und funkempänger Download PDF

Info

Publication number
WO2007137573A1
WO2007137573A1 PCT/DE2007/000982 DE2007000982W WO2007137573A1 WO 2007137573 A1 WO2007137573 A1 WO 2007137573A1 DE 2007000982 W DE2007000982 W DE 2007000982W WO 2007137573 A1 WO2007137573 A1 WO 2007137573A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
radio
frequency
sgen1
signal generator
Prior art date
Application number
PCT/DE2007/000982
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Martin Vossiek
Peter Gulden
Sven RÖHR
Original Assignee
Symeo Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Symeo Gmbh filed Critical Symeo Gmbh
Priority to EP07722496A priority Critical patent/EP2025067A1/de
Priority to JP2009512411A priority patent/JP5243412B2/ja
Priority to US12/302,558 priority patent/US8559554B2/en
Publication of WO2007137573A1 publication Critical patent/WO2007137573A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/7183—Synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/76—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted
    • G01S13/765—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted with exchange of information between interrogator and responder
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/82—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein continuous-type signals are transmitted
    • G01S13/825—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein continuous-type signals are transmitted with exchange of information between interrogator and responder
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/717—Pulse-related aspects
    • H04B1/7174—Pulse generation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal

Definitions

  • Radio transmitter radio receiver
  • the invention relates to a radio transmitter, a radio receiver, combinations thereof, as well as methods for operating the devices, in particular for synchronization and / or distance measurement by means of UWB (Ultra Wide Band) signals.
  • UWB Ultra Wide Band
  • UWB Ultra broadband UWB signals.
  • UWB is used as defined by the US Federal Communications Commission
  • FCC is typically used when the sigrial bandwidth is either at least 20% of the center frequency of the signal or greater than 500 MHz.
  • UWB systems One problem with UWB systems is the generation and detection of the UWB signals.
  • strict legal regulations must be adhered to and the signal spectra must be within sharply defined frequency masks.
  • such claims to the spectral masks have been published in the public notices of the FCC or the European Electronic Communications Committee (ECC).
  • ECC European Electronic Communications Committee
  • In conventional UWB systems very short pulses (pulse duration typically in the range 100 ps-1 ns) and comparatively low pulse repetition rates (1-100 MHz) are used as signals.
  • the selected pulse-pause ratios of typically 1: 100 are necessary so that the signals generated have the very low average power required by the legal provisions.
  • a disadvantage of a signal comparison with hardware correlators is that the correlation for different shift times can only be determined sequentially and thereby is required for a time - ie the synchronization is only gradual or slow - and on the other unnecessary power is consumed because of the synchronization process Variety of signals must be sent to sequentially find the synchronization optimism - ie the correlation maximum.
  • a switch serves as a duplexer, ie as a switch between transmit and receive operation.
  • the duplexer is not used for signal generation but only for switching between sending and receiving.
  • US 2,379,395 A also shows a switch which forms a duplexer a transmit-receive switch.
  • WO 2005/098465 A2 discloses a method for synchronizing clock devices based on FMCW systems while transmitting and receiving continuous waves.
  • the object is achieved by a radio transmitter according to claim 1, a radio receiver according to claim 8 or 16, a radio transmitting / receiving system according to claim 10, an apparatus according to claim 12, and a method according to claim 18, 20 or 21.
  • Advantageous embodiments are in particular the dependent claims individually or in combination removed.
  • the radio transmitter comprises at least one signal generator for generating a continuous signal and an antenna for outputting a transmission signal, wherein at least one output of the transmission signal generator is connected to at least one input of the antenna. Further, the transmission signal generator with the antenna via a this interconnected breaker unit for selectively interrupting and maintaining a signal connection between the transmit signal generator and the antenna, wherein a duration of a pulse period is less than a duration of a frequency modulation of the continuous signal generated by the transmit signal generator.
  • This radio transmitter converts a continuous signal generated in it, in particular a frequency-modulated continuous signal, into a pulsed signal. Since the generation of a continuous signal is well known and can be implemented inexpensively, the radio transmitter is realiserbar with little extra effort. In particular, when using frequency-modulated pulse-shaped signals can be for frequency-modulated continuous
  • the optional interruption and maintenance of the signal connection by the interrupter unit by means of an externally applied to the interrupter unit switching signal.
  • the selective interruption and maintenance of the signal connection by the interrupter unit takes place in at least partially regular intervals.
  • the continuous signal generated by the transmission signal generator is an at least partially linearly frequency-modulated signal. It is advantageous if the duration of the pulse period is shorter than a duration of a frequency modulation of the continuous signal generated by the signal generator, in particular at least 10 times smaller.
  • a duration of a frequency modulation of the continuous signal generated by the signal generator is between 100 ⁇ s and 100 ms.
  • Transmit signal generator for generating the continuous signal and the interrupter unit for selectively interrupting and maintaining the signal connection are driven by respective clock signals which are in a known deterministic relationship to each other.
  • the transmission signal generator and the interrupter unit are connected to the control with a digital electronics, which generates the respective clock signals on the basis of a common clock base.
  • a radio transmitter which has a clock generator for outputting a clock signal generated by it to the digital electronics is / are particularly favorable, wherein the digital electronics generate a first derived clock signal for input into the transmission signal generator and a second derived clock signal for input into the interrupter unit; and wherein the transmission signal generator generates, based on the first derived clock signal, the continuous signal input to the interrupter unit; and wherein the interrupt unit selectively disrupts and maintains the signal connection between the transmit signal generator and the antenna based on the second derived clock signal.
  • the interrupter unit comprises an externally controllable switch, in particular a PIN diode, a mixer, a transistor or a micromechanical component.
  • a radio receiver for receiving frequency-modulated and pulsed radio signals which is adapted to extract at least one pair of associated spectral lines from the received frequency-modulated and pulse-shaped radio signals.
  • variables can be calculated from a pair of associated spectral lines which make it possible to use the known methods for frequency-modulated continuous signals.
  • the spectral lines of the pair of associated spectral lines have a same order and a known symmetry position.
  • the radio receiver is suitably arranged to determine a frequency offset and / or a time offset from the pair of associated spectral lines.
  • the radio receiver is also advantageously configured to synchronize itself to a clock of a radio transmitter transmitting the frequency-modulated and pulsed radio signals on the basis of the calculated frequency offset and / or time offset.
  • the spectral lines of the pair of associated spectral lines have a same order and a known symmetry position.
  • the radio receiver is adapted to determine from the pair of associated spectral lines a frequency offset and / or a time offset. Conveniently, the radio receiver is then adapted to synchronize based on the calculated frequency offset and / or time offset to a clock of the frequency-modulated and pulsed radio signals emitted radio transmitter.
  • a radio transmitting / receiving system comprising at least one radio transmitter as described above and at least one suitably configured radio receiver, in particular as described above.
  • radio transmitter and the radio receiver have the same clock source for providing a common clock base.
  • the object is also achieved by an arrangement having at least one radio transmission / reception system for synchronization of the radio transmission / reception system and / or for distance measurement to a response device.
  • the answering device is embodied as a transponder comprising a second radio transmitting / receiving system, as also described below.
  • the answering device may conveniently be referred to as
  • Backscatter transponder be executed, as also described below.
  • the invention is also achieved by a radio receiver, in particular for use in a radio transmitting / receiving system having at least one mixer, which mixes a received signal with a mixed signal and thereby forms a measuring signal for the purpose of synchronization or distance measurement, wherein the mixed signal has a similar or identical modulation as the signal of the transmission signal generator.
  • the modulation has a time offset .DELTA.t and / or a frequency offset .DELTA.f with respect to the signal of the transmission signal generator.
  • a frequency offset in the carrier signal frequency is usually, and in particular when all take are derived from a common clock, the modulation rate, ie the speed at which the modulation takes place, different.
  • the invention is also solved by a method for
  • the sampling frequency is selected twice as large as the bandwidth of the measurement signal and the duration of maintaining the signal connection significantly smaller, e.g. smaller by a factor of 10 than the inverse of the highest frequency occurring in the measurement signal.
  • the information of the thus time discretized measurement signal can be completely reconstructed and extracted with the aid of a filtering or spectral analysis; In principle, therefore, a measurement signal is formed as if the interrupter unit were not present.
  • the object is also achieved by a combination of a corresponding radio transmitter and radio receiver.
  • the invention is achieved by a method for synchronization of at least one radio transmitter and at least one radio receiver, wherein at least one of the radio transmitters comprises at least one signal generator for generating a continuous signal and an antenna for outputting a transmission signal, wherein the radio transmitter from the continuous signal by selectively interrupting and maintaining a signal connection to the antenna via the antenna radiates a pulsed radio transmission signal, and wherein the radio receiver from the received pulse-shaped
  • a radio transmitter comprises at least one transmission signal generator for generating a continuous signal and an antenna for outputting a transmission signal, wherein the radio transmitter from the continuous signal by selectively interrupting and maintaining a Signal connection to the antenna via the antenna emits a pulse-shaped radio transmission signal in the direction of the transponder, and wherein the transponder this
  • FIG. 1 shows a sketch of a UWB radio transmitter
  • FIG. 2 shows a sketch of a first embodiment of a UWB radio receiver
  • FIG. 3 is a sketch of a second embodiment of a UWB radio receiver
  • FIG. 4 is a sketch of a third embodiment of a UWB radio receiver
  • Fig. 5 shows a plot of a frequency spectrum with spectral lines
  • Fig. 6 shows a plot of a frequency of a received and a locally generated signal over time.
  • Fig. 1 shows the basic principle of the arrangement for generating the used radio transmission signals (radio transmitter 1).
  • the signal generator SGEN1 of the radio transmitter 1 generates a preferably linearly frequency-modulated signal SFMTx (t).
  • This signal is blanked by a switch SWl by a switching signal ssw (t), so that a pulse-shaped modulated and additionally frequency-modulated UWB transmission signal S ⁇ x (t) is generated.
  • the switch is closed with the switching signal, for example, for a period of about 100 ps to 10 ns and opened about 10 to 1000 times as long.
  • Such a switch can be realized in a very wide variety of ways, for example with PIN diodes, with a mixer, with a transistor or possibly with micromechanical components.
  • the frequency modulation - ie the duration of the frequency ramp in a linear frequency modulation - should have a duration which is several orders of magnitude above the pulse period. Meaningful values can be in particular in the range of 100 microseconds to 100 milliseconds.
  • a central element of the circuit is a digital electronics DIGEl from a common clock base - eg a quartz oscillator CLKL - Derives all clock signals, so that all clock periods or frequencies of all signals in the circuit in a known deterministic relationship to each other; if this is not done, it can often not be concluded from the frequency offset to the time offset arising during the measurement and synchronization. With a frequency difference of only 1 ppm and 30 ms of passing time, 30 ns of additional time offset can be achieved. In a distance measurement with radio signals, this time offset corresponds to a distance measuring error of several meters.
  • FIG. 2 shows the basic principle of the arrangement for receiving the radio signals generated by the arrangement of Fig. 1 (radio receiver 2).
  • the arrangements of FIGS. 1 and 2 together represent a first arrangement according to the invention with which two radio stations can be synchronized with one another.
  • a second arrangement according to the invention results when two radio stations each contain both arrangements - that is to say in each case those from FIG. 1 and FIG. 2 - so as to be able to send radio signals back and forth;
  • This second arrangement according to the invention is particularly suitable for determining the distance between the two radio stations.
  • all the clocks or signals are derived from a common clock base (CLK2, DIGE2).
  • the signal generator SGEN2 generates a frequency-modulated signal SFMRx (t) in a manner analogous to that of FIG.
  • This signal should preferably be constructed according to the same law of formation, that is to say have as identical an as possible modulation as the signal SFMTx (t).
  • this signal is mixed with the received UWB signal sRx (t), thus obtaining the signal Smix (t).
  • the received signal sRx (t) corresponds to the transmission signal sTx (t) although it is delayed by the signal propagation time ⁇ and attenuated by the factor ⁇ due to the transmission.
  • the mixer From the mixer, the mixed signal through a filter FLT and an analog-to-digital converter ADC in a
  • Signal evaluation unit SAE out where the signal is evaluated and other sizes can be calculated. With these parameters, the clock and frequency para- meters of the signal generator can then be changed.
  • a LNA low noise amplifier, low-noise amplifier
  • a directional coupler can be used.
  • the switching signal s sw (t) periodically weights the frequency-modulated signal SFMTx (t) with a pulse-shaped aperture function p (t), ie:
  • a simple aperture function could e.g. B. be a rectangular function, ie pulses with the width T 0 which repeat with the period T.
  • T the width of the aperture
  • the mixed signal smix (t) results as a mixed product of two non-pulse-modulated signals, ie smixc (t), and this mixed product of the continuous signals is to be weighted only with the pulse sequence.
  • the periodic sampling with an aperture function leads to the following effects:
  • Pulse train with the period T leads in the spectrum of smix (t) to a periodic repetition of the spectrum of smixc (t) with the period l / T
  • the signal smixc (t) can be completely reconstructed from the sampled signal smix (t) if the well-known sampling conditions are met
  • Radio signals can be used when sampling or in the formation of the pulse sequences certain rules are observed and in the evaluation of the signals, the effects of the sampling are taken into account.
  • one of the two radio stations (station 1) involved in the synchronization or distance measuring process transmits a linearly frequency-modulated signal. This signal reaches the second station after the transit time ⁇ .
  • the frequency characteristic of the signal sRx (t) received by the station two which is characterized by the bandwidth Bs, the ramp duration Ts and by the starting frequency fs, is shown in FIG.
  • This locally generated signal sFMRx (t) differs from the received signal by a time offset ⁇ t, since both stations have been activated at different times, and a frequency offset ⁇ f, which is caused by the deviation of the clock sources used for signal generation of both stations.
  • the frequency response of the locally generated signal is also shown in FIG.
  • the second station In order to enable the first station to measure the distance, the second station must first synchronize its locally generated signal with the received signal. After time and
  • the locally generated signal is finally with a known delay time for the first Station sent back. This allows the first station to determine its distance to the second station according to the standard FMCW radar principle.
  • both signals are mixed / multiplied together and the mixed signal is low pass filtered.
  • the low-pass filtered mixed signal s md , f i t (t) is passed through
  • Ci represents a constant which is determined by the amplitudes of the received and the locally generated signal.
  • the constant C 2 depends on the starting frequency f s and the initial phases of the two sinusoidal signals.
  • the locally generated signal can be adapted to the received one.
  • the sampling pulses are to be relatively short pulses, and the spectra of the measurement signals in a linear modulation are primarily line spectra, the effects of the spectral weighting shown under point b) are generally negligible.
  • Presync with narrow band FM There are different possibilities for a clear detection of the order and symmetry position of the spectral lines.
  • One of the two stations is detuned by an additional frequency offset ⁇ f z in such a way that the frequencies fx and f ⁇ according to the equations ( ⁇ ) and (7)
  • Bandwidth Bs ⁇ 0.5 / T used for synchronization so arise due to the periodic continuation of the spectrum due to the UWB sampling mirror frequencies in the spectral range to be evaluated. If sweep parameters, such as the sweep bandwidth Bs or the sweep time Ts, are changed, the position of the image frequencies shifts. From this shift can be closed to order and symmetry position.
  • a pre-synchronization can be over a normal
  • Radio communication can be achieved. These can be recordable Both stations known binary sequences are transmitted over the correlation of a rough synchronization of the clocks can be achieved.
  • the FMCW-modulated signal is blanked out in a rectangular manner.
  • the switching signal used for this is 9 ns on and 991 ns off.
  • the same frequency range as in example 1 is used, also the switching times are identical. However, the sweep duration is only 2 ms. Normal radio communication achieves pre-synchronization to 100 ⁇ s exactly.
  • the sweep bandwidth is reduced to 10 MHz. This results in a maximum frequency deviation of about 0.5 MHz, so that in turn a direct assignment of the spectral lines is possible.
  • the low bandwidth will presync to 1 ⁇ s so that full bandwidth synchronization can occur in the second synchronization step.
  • a pre-synchronization is also possible by using N time-shifted sweeps and the Amplitude curve of the measurement signal (or its spectral lines) evaluates. The larger the amplitude the better the synchronization or the lower the order of the frequency pairs.
  • a "Sample & Hold" (S & H) element which always samples the received pulse sequence and holds the value, even if a reflected pulse actually arrives.
  • S & H sample & Hold
  • the pre-synchronization can be done with the o.g. Methods are performed without S & H or adaptively in the sense of a correlation, by slowly shifting the two pulse sequences one over the other and determining the maximum of the correlation.
  • the pulse duration can be significantly longer and the synchronization does not have to be very accurate (it is sufficient in principle, if the Somehow overlap pulse sequences), since the high-precision correlation still takes place mathematically based on the FM modulation and the large bandwidth is generated with the FM modulation, and not necessarily with the Pulse.
  • the measurement can be performed faster and more energy efficient, since you can cover a running time range, which is 10 to 100 times the size of the pulse system with each measurement.
  • pre-synchronization can be accomplished by sampling a first pair of spectral lines and then synchronizing to a switching clock after the first sample to improve the signal-to-noise ratio.
  • UWB-FMCW radar can also be transmitted in analog form to location systems with a so-called backscatter modulator or transponder, see FIG. 4.
  • the transmitters and receivers are arranged in a common transmit / receive unit 4 and the runtime is backscattered signals.
  • the arrangement of FIG. 1 with elements from FIG. 2 to FIG. 4 is expanded.
  • the transmit signal is blanked out with a periodic aperture function so as to be able to generate an ÜWB signal in accordance with legal regulations.
  • the transmission signal is reflected modulated, usually the modulation function modulates the complex reflection factor behind the antenna ANTB respect. Amount and / or phase with a modulated matching network MAN.
  • the mixed signal behind the receive mixer MIX results to
  • the mixed signal smix (t) is a mixed product of two non-pulse modulated ones Signals, ie smixc (t), results and this mixed product of the continuous signals is weighted only with the sampling sequence.
  • the modulation frequency of m (t) is selected to be low enough or the period T of the sampling is sufficiently small and the aperture time sufficiently short, then the information in the signal smix (t) corresponds exactly to the information which is a continuously transmitting variant (ie if SW 1 would always be closed) would deliver.
  • the highest frequency of m (t) is to be chosen to be less than half the sampling frequency than none to 0.5 / T.
  • the lowest frequency of m (t) is to be chosen so that it is much larger than the reciprocal of the sweep duration.
  • the duration of the UWB pulses is to be chosen so that they are significantly shorter than the reciprocal of the highest frequency that occurs in the signal m (t).
  • Meaningful parameters for interpreting a system of FIG. 4 would be and for generating the UWB pulses by pulsed blanking of the FMCW modulated signal would be e.g. pulse duration 9 ns; Pulse break 991 ns; lowest frequency of the FMCW sweeps: fMinSweep 6.8 GHz; highest frequency of the FMCW
  • Sweeps fMaxSweep 7.7 GHz; Duration of the FMCW sweep 100 ms; and highest frequency of m (t) about 400 kHz.
  • a spectrum Smix (f) of the time signal smix (t) results in the form as shown in FIG. 5 is shown.
  • the distance ⁇ f of the spectral lines lying symmetrically about the modulation frequency (the left spectral line is in each case the reflection of the negative frequency components on the ordinate) is proportional to the distance. It can also be the Phase of the two lying symmetrically about the modulation frequency spectral lines are used for distance and speed measurement.
  • the executed backscatter system is ideal for low-cost, low-power, low-range location systems, such as home, vehicle, and computer access systems, context-sensitive information transfer systems (at trade fairs, in museums, in machinery production and maintenance, and in assisted or disabled older people), RFID systems, logistics but also for the high-precision location of tools and robots / robot arms in automation technology or ' medicine.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Funksender (1, 4), mindestens umfassend einen Signalgenerator (SGEN1) zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals (sFMTx (t) ) und eine Antenne (ANT1) zum Ausgeben eines Sendesignals (sTx(t)), wobei mindestens ein Ausgang des Signalgenerators (SGEN1) mit mindestens einem Eingang der Antenne (ANT1) verbunden ist. Dabei ist der Signalgenerator (SGEN1) mit der Antenne (ANT1) über eine diesen zwischengeschalteten Unterbrechereinheit (SW1) zum wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zwischen dem Signalgenerator (SGEN1) und der Antenne (ANT1) verbunden ist.

Description

Beschreibung
Funksender, Funkempfänger, System und Verfahren mit Funksender und Funkempfänger
Die Erfindung betrifft einen Funksender, einen Funkempfänger, Kombinationen daraus, sowie zum Betreiben der Vorrichtungen geeignete Verfahren, insbesondere für eine Synchronisation und / oder eine Entfernungsmessung mittels UWB ("Ultra Wide Band"; Ultrabreitband) -Signalen.
Bei modernen Funkortungssystemen und Funkidentifikationssystemen werden vermehrt sehr breitbandige UWB-Signale eingesetzt. Der Begriff UWB wird gemäß der Definition der US- amerikanischen Behörde Federal Communications Commission
(FCC) üblicherweise dann verwendet, wenn die Sigrialbandbreite entweder mindestens 20% der Mittenfrequenz des Signals beträgt oder aber größer als 500 MHz ist.
Ein Problem bei UWB-Systemen ist die Erzeugung und Detektion der UWB-Signale. Bei der Generierung von UWB-Signalen müssen strenge gesetzliche Vorschriften eingehalten werden und die Signalspektren innerhalb scharf definierter Frequenzmasken liegen. In den öffentlichen Bekanntmachungen der FCC oder des Europäischen Electronic Communications Committee (ECC) sind beispielsweise derartige Forderungen an die Spektralmasken veröffentlicht. Bei üblichen UWB-Systemen werden als Signale sehr kurze Pulse (Pulsdauer typisch im Bereich 100 ps - 1 ns) und vergleichsweise niedrige Pulswiederholraten (1 - 100 MHz) verwendet. Die gewählten Puls-Pausenverhältnisse von typischerweise 1:100 sind notwendig, damit die erzeugten Signale die durch die gesetzlichen Bestimmungen geforderte sehr niedrige mittlere Leistung aufweisen.
Bedingt durch die sehr kurzen Pulsdauern und verstärkt durch die langen Pulspausen ist es jedoch aufwendig, die Signale von zwei UWB Funkstationen zu synchronisieren. Diese Synchronsisation erfolgt üblicherweise mittels spezieller Hardwarekorrelatoren. Diese Hardwarekorrelatoren sind notwendig, da es wegen der extremen Bandbreite der UWB Signale bisher nicht kostengünstig möglich ist, die Signale mit einem Analog-zu-Digitalwandler zu digitalisieren und die Korrelation bzw. die Synchronisierung per Software rein rechnerisch durchzuführen. Nachteilig bei einem Signalvergleich mit Hardwarekorrelatoren ist, dass die Korrelation für verschiedene Verschiebezeitpunkte nur sequentiell bestimmt werden kann und dadurch zum einen Zeit benötigt wird - also die Synchronisation nur schrittweise bzw. langsam erfolgt - und zum anderen unnötig Leistung verbraucht wird, da für den Synchronisationsvorgang eine Vielzahl von Signalen ausgesendet werden muss, um sequentiell das Synchronisationsoptimium - also das Korrelationsmaximum - zu finden.
Deutlich günstiger wäre eine Software-Korrelation, da hierbei nur ein UWB-Signal gesendet und empfangen werden müsste, um eine komplette Korrelation zu rechnen und um das
Korrelationsmaximum zu finden. Diese Möglichkeit ist aber heutzutage nicht kostengünstig umsetzbar, da bei großen
Signalbandbreiten die nötigen Hardwarevoraussetzungen fehlen bzw. extrem aufwendig sind.
Wie schon ausgeführt wurde, arbeiten aktuelle UWB-Systeme häufig mit Pulssignalen und sehr einfachen Modulationsarten wie der Pulspositionsmodulation oder der
Amplitudenmodulation. Grundlegenden Prinzipien sind z.B. in „Terence W.Barrett "History of UltraWideBand (UWB)
RadarSCommunications: Pioneers and Innovators; http : //www . ntia . doc . gov/osmhome/- uwbtestplan/barret_history_(piersw-figs) .pdf" dargestellt.
Eine der ersten Veröffentlichungen, in denen speziell UWB- Ortungssysteme behandelt werden, ist US 5,748,891. Weitere
Beschreibungen von UWB-Ortungssystemen finden sich z.B. in US
6,054,950, US 6,300,903, und US 6,483,461. Unter einfachen Pulssystemen ist gemein, dass es äußerst kompliziert ist, die Spektren der erzeugten Pulse gezielt zu formen. Üblicherweise und insbesondere bei den geplanten Europäischen Zulassungsbestimmungen ist es notwendig, dass die Pulse eine sehr definierte Einhüllende - etwa eine gaussförmige oder cos2-förmige Einhüllende aufweisen, damit sie in den von den Zulassungsbehörden geforderten spektralen Masken verbleiben und extrem wenig Leistung in den Seitenbändern erzeugen. Eine solche gezielte
Amplitudenbeeinflussung innerhalb so kurzer Pulszeiten ist technisch jedoch nur sehr schwierig lösbar.
Aus den genannten Gründen verwenden neuere UWB Systeme zunehmend auch alternativ komplexere Modulationsarten wie etwa die OFDM Modulation. Da hierbei die Basisbandsignale zumeist mit einem D/A-Wandler erzeugt werden, ist es jedoch bisher noch nötig, die Signale auf eine relativ kleine Bandbreite zu beschränken bzw. die Signale auf verschiedene Unterbänder zu verteilen, da die D/A-Wandler heutzutage die direkte Erzeugung von Signalen mit z.B. einer Bandbreite von mehreren GHz nicht effizient zulassen. Ein bereits diskutierter Ansatz ist z.B. das sogenannte UWB-MB-OFDM, das z.B. in „Ultra-wideband Communications: an idea whose time has come" Liuqing Yang; Giannakis, G.B., Signal Processing Magazine, IEEE Volume 21, Issue 6, Nov. 2004 Page(s): 26 - 54", dargestellt wird. Hierbei wird das verfügbare Spektrum in mehrere Bänder aufgeteilt und in jedem Band die Information mittels OFDM-Modulation übertragen.
Aus DE 101 57 931 C2 ist eine Möglichkeit zur Synchronisation von Funkstationen für FMCW-Systeme unter Aussendung und Empfang von kontinuierlichen Wellen bekannt. Ein Schalter dient als ein Duplexer, d.h. als ein Umschalter zwischen Sende- und Empfangsbetrieb. Der Duplexer dient dabei nicht zur Signalerzeugung sondern nur zum Umschalten zwischen Senden und Empfangen. US 2,379,395 A zeigt ebenfalls einen Schalter, welcher als Duplexer eine Sende- Empfangsweiche ausbildet. Beschrieben wird ein Verfahren zur Frequenzstabilisierung für ein Daten- /Kommunikationssystem mit analoger Frequenzmodulation, also klassischer Radiotechnik. Das Verfahren dient ausschließlich zur Frequenzstabilisierung eines reinen
Kommunikationssystems, wobei keine Synchronisation von Uhren verscheidener Systemkomponenten angegeben wird.
Aus WO 2005/098465 A2 ist ein Verfahren zur Synchronisation von Takteinrichtungen auf der Grundlage von FMCW-Systemen unter Aussendung und Empfang von kontinuierlichen Wellen bekannt .
Aus DE 199 46 161 Al ist ein Verfahren zur Abstandsmessung auf der Grundlage von FMCW-Systemen unter Aussendung und Empfang von kontinuierlichen Wellen bekannt.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine einfache und kostengünstige Möglichkeit zur Synchronisation von UWB-Funkstationen, insbesondere für UWB-Funkortungssys- teme, bereitzustellen.
Die Aufgabe wird durch einen Funksender nach Anspruch 1, einen Funkempfänger nach Anspruch 8 oder 16, ein Funk-Sende / Empfangs-System nach Anspruch 10, eine Vorrichtung nach Anspruch 12, sowie Verfahren nach Anspruch 18, 20 oder 21 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind insbesondere den Unteransprüchen einzeln oder in Kombination entnehmbar.
Der erfindungsgemäße Funksender umfasst mindestens einen Signalgenerator zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals und eine Antenne zum Ausgeben eines Sendesignals, wobei mindestens ein Ausgang des Sendesignalgenerators mit mindestens einem Eingang der Antenne verbunden ist. Ferner ist der Sendesignalgenerator mit der Antenne über eine diesen zwischengeschaltete ünterbrechereinheit zum wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zwischen dem Sendesignalgenerator und der Antenne verbunden, wobei eine Dauer einer Pulsperiode kleiner ist als eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Sendesignalgenerator erzeugten kontinuierlichen Signals.
Dieser Funksender wandelt ein in ihm erzeugtes kontinuierliches Signal, insbesondere ein frequenzmoduliertes kontinuierliches Signal, in ein gepulstes Signal um. Da die Erzeugung eines kontinuierliches Signal gut bekannt ist und sich kostengünstig umsetzen lässt, ist auch der Funksender mit nur geringem Mehraufwand realiserbar. Insbesondere bei Verwendung von frequenzmodulierten pulsförmigen Signalen lassen sich die für frequenzmodulierte kontinuierliche
Signale bewährten Verfahren unter Kenntnis der erfinderischen Lehre und entsprechender erfinderischer Anpassungen zur Synchronisation und Abstandsmessung bei UWB-Signalen nutzen.
Vorteilhafterweise erfolgt das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch die Unterbrechereinheit mittels eines an die Unterbrechereinheit extern angelegten Schaltsignal.
Vorteilhafterweise erfolgt das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch die Unterbrechereinheit in zumindest abschnittsweise regelmäßigen Abständen.
Dabei ist es insbeondere günstig, wenn das wahlweise
Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch die Unterbrechereinheit mit einer festen Pulsperiode erfolgt.
Es ist auch vorteilhaft, wenn das vom Sendesignalgenerator erzeugte kontinuierliche Signal ein zumindest abschnittsweise linear frequenzmoduliertes Signal ist. Es ist dann vorteilhaft, wenn die Dauer der Pulsperiode kleiner ist als eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Signalgenerator erzeugten kontinuierlichen Signals, insbesondere mindestens 10 mal kleiner.
Es ist auch vorteilhaft, wenn eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Signalgenerator erzeugten kontinuierlichen Signals zwischen 100 μs und 100 ms liegt.
Besonders günstig ist ein Funksender, bei dem der
Sendesignalgenerator zum Erzeugen des kontinuierlichen Signals und die Unterbrechereinheit zum wahlweisen Unterbrechen und Aufrechterhalten der SignalVerbindung durch jeweilige Taktsignale angesteuert werden, welche in einem bekannten deterministischen Verhältnis zueinander stehen.
Dann ist es besonders vorteilhaft, wenn der Sendesignalgenerator und die Unterbrechereinheit zur Ansteuerung mit einer Digitalelektronik verbunden sind, welche die jeweiligen Taktsignale auf der Grundlage einer gemeinsamen Taktbasis erzeugt.
Besonders günstig ist dann ein Funksender, der einen Taktgeber zum Ausgeben eines von ihm erzeugtes Taktsignals an die Digitalelektronik aufweist/ wobei die Digitalelektronik ein erstes abgeleitetes Taktsignal zur Eingabe in den Sendesignalgenerator und ein zweites abgeleitetes Taktsignal zur Eingabe in die Unterbrechereinheit erzeugt; und wobei der Sendesignalgenerator auf der Grundlage des ersten abgeleiteten Taktsignals das kontinuierliche Signals erzeugt, das in die Unterbrechereinheit eingegeben wird; und wobei die Unterbrechereinheit auf der Grundlage des zweiten abgeleiteten Taktsignals die Signalverbindung zwischen dem Sendesignalgenerator und der Antenne wahlweise unterbricht und aufrechterhält. Bei diesem Funksender ist es besonders günstig, wenn die Unterbrechereinheit einen extern ansteuerbaren Schalter umfasst, insbesondere eine PIN-Diode, einen Mischer, einen Transistor oder ein mikromechanisches Bauelement.
Die Aufgabe wird auch gelöst durch einen Funkempfänger zum Empfang von frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignalen der dazu eingerichtet ist, aus den empfangenen frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignalen zumindest ein Paar zugehöriger Spektrallinien zu extrahieren. Insbesondere lassen sich aus einem Paar zugehöriger Spektrallinien erfindungsgemäß Größen berechnen, die eine Verwendung der bekannten Verfahren für frequenzmodulierte kontinuierliche Signale ermöglichen.
Dabei ist es besonders günstig, wenn die Spektrallinien des Paars zugehöriger Spektrallinien eine gleiche Ordnung und eine bekannte Symmetrielage aufweisen.
Der Funkempfänger ist günstigerweise dazu eingerichtet, aus dem Paar zugehöriger Spektrallinien einen Frequenzversatz und / oder einen Zeitversatz zu bestimmen.
Der Funkempfänger ist ferner vorteilhafterweise dazu eingerichtet ist, sich auf der Grundlage des berechneten Frequenzversatzes und / oder Zeitversatzes auf einen Takt eines die frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignale ausgesandt habenden Funksenders zu synchronisieren.
Vorteilhafterweise weisen die Spektrallinien des Paars zugehöriger Spektrallinien eine gleiche Ordnung und eine bekannte Symmetrielage auf.
Günstigerweise ist der Funkempfänger dazu eingerichtet, aus dem Paar zugehöriger Spektrallinien einen Frequenzversatz und / oder einen Zeitversatz zu bestimmen. Günstigerweise ist der Funkempfänger dann dazu eingerichtet, sich auf der Grundlage des berechneten Frequenzversatzes und / oder Zeitversatzes auf einen Takt eines die frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignale ausgesandt habenden Funksenders zu synchronisieren.
Die Aufgabe wird auch durch ein Funk-Sende/Empfangs-System aus mindestens einem wie oben beschriebenen Funksender und mindestens einem passend eingerichteten Funkempfänger, insbesondere wie oben beschrieben, gelöst.
Insbesondere vorteilhaft ist ein System, bei dem der Funksender und der Funkempfänger die gleiche Taktquelle zur Bereitstellung einer gemeinsamen Taktbasis aufweisen.
Die Aufgabe wird auch durch eine Anordnung mit mindestens einem Funk-Sende/Empfangs-System zur Synchronisation des Funk-Sende/Empfangs-Systems und / oder zur Entfernungsmessung zu einem Antwortgerät gelöst.
Vorteilhafterweise ist das Anwortgerät als als Transponder umfassend ein zweites Funk-Sende/Empfangs-System ausgeführt, wie auch weiter unten beschrieben.
Alternativ kann das Anwortgerät günstigerweise als
Backscattertransponder ausgeführt sein, wie auch weiter unten beschrieben.
Die Erfindung wird auch gelöst durch einen Funkempfänger, insbesondere zur Verwendung in einem Funk-Sende/Empfangs- Systems, der mindestens einen Mischer aufweist, der ein Empfangssignal mit einem Mischsignal mischt und dadurch ein Messsignal zum Zwecke einer Synchronisation oder Entfernungsmessung bildet, wobei das Mischsignal eine ähnliche oder identische Modulation wie das Signal des Sendesignalgenerator aufweist. Dabei bedeutet 'ähnlich' insbesondere, dass die Modulation einen Zeitversatz Δt und / oder einen Frequenzversatz Δf bezüglich des Signals des Sendesignalgenerators aufweist. Durch einen Frequenzversatz in der Trägersignalfrequenz wird üblicherweise, und insbesondere dann wenn alle Take aus einem gemeinsamen Takt abgeleitet werden, die Modulationsrate, d.h. die Geschwindigkeit, mit der die Modulation erfolgt, unterschiedlich.
Die Erfindung wird auch gelöst durch ein Verfahren zum
Erzeugung und Auswerten des Messsignals des Funkempfängers wobei ein Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zwischen dem Signalgenerator und der Antenne so durchgeführt wird, dass sich die Signalverbindung im Messsignal als eine Zeitdiskretisierung mit einem realen Abtaster darstellt, und wobei ein Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung mittels der Unterbrechereinheit zeitlich so durchgeführt wird, dass für das Messsignal das Abtasttheorem erfüllt ist.
Dazu ist es insbesondere günstig, wenn zumindest die Abtastfrequenz doppelt so groß gewählt wird wie die Bandbreite des Messsignal und die Dauer des Aufrechterhalten der Signalverbindung deutlich kleiner, z.B. um einen Faktor 10 kleiner, ist als der Kehrwert der höchsten im Messsignal vorkommenden Frequenz .
Dadurch kann kann die Information des so zeitdiskretisierten Messsignal mit Hilfe einer Filterung oder Spektralanalyse vollständig rekonstruiert und extrahiert werden; im Prinzip wird also ein Messsignal dergestalt gebildet, als ob die Unterbrechereinheit nicht vorhanden wäre.
Die Aufgabe wird auch gelöst durch eine Kombination eines entsprechenden Funksenders und Funkempfängers. Ferner wird die Erfindung gelöst durch ein Verfahren zur Synchronisation mindestens eines Funksenders und mindestens eines Funkempfängers, wobei mindestens einer der Funksender mindestens einen Signalgenerator zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals und eine Antenne zum Ausgeben eines Sendesignals umfasst, wobei der Funksender aus dem kontinuierlichen Signal durch wahlweises Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zur Antenne über die Antenne ein pulsförmiges Funksendesignal ausstrahlt, und wobei der Funkempfänger aus den empfangenen pulsförmigen
Funksignalen zumindest ein Paar zugehöriger Spektrallinien extrahiert und daraus einen Frequenzversatz und / oder einen Zeitversatz bestimmt, auf dessen bzw. deren Grundlage der Funkempfänger sich auf einen Takt des Funksenders synchronisiert.
Auch wird die Erfindung gelöst durch ein Verfahren zur Entfernungsmessung und/oder Ortung eines Transponders, wobei ein Funksender mindestens einen Sendesignalgenerator zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals und eine Antenne zum Ausgeben eines Sendesignals umfasst, wobei der Funksender aus dem kontinuierlichen Signal durch wahlweises Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zur Antenne über die Antenne ein pulsförmiges Funksendesignal in Richtung des Transponders ausstrahlt, und wobei der Transponder dieses
Signal zu einem Funkempfänger moduliert reflektiert und wobei der Funkempfänger aus den empfangenen pulsförmigen Funksignalen zumindest eine Spektrallinie extrahiert und daraus eine Entfernung und/oder Position des Transponders bestimmt.
Im folgenden wird die Erfindung nicht beschränkend und rein schematisch anhand von Ausführungsbeispielen genauer erklärt:
Fig. 1 zeigt skizzenhaft einen UWB-Funksender; Fig. 2 zeigt skizzenhaft eine erste Ausführungsform eines UWB-Funkempfängers ;
Fig. 3 zeigt skizzenhaft eine zweite Ausführungsform eines UWB-Funkempfängers;
Fig. 4 zeigt skizzenhaft eine dritte Ausführungsform eines UWB-Funkempfängers;
Fig. 5 zeigt eine Auftragung eines Frequenzspektrums mit Spektrallinien;
Fig. 6 zeigt eine Auftragung einer Frequenz eines empfangenen und eines lokal erzeugten Signals über einer Zeit.
Fig. 1 zeigt das Grundprinzip der Anordnung zur Erzeugung der verwendeten Funk-Sendesignale (Funksender 1) . Der Signalgenerator SGENl des Funksenders 1 erzeugt ein vorzugsweise linear frequenzmoduliertes Signal SFMTx (t). Dieses Signal wird mit einem Schalter SWl durch ein Schaltsignal ssw(t) ausgetastet, so dass ein pulsförmig moduliertes und zusätzlich frequenzmodulierte UWB-Sendesignal Sτx(t) erzeugt wird. Typischerweise wird mit dem Schaltsignal der Schalter z.B. für eine Zeitdauer von ca. 100 ps bis zu 10 ns geschlossen und ca. 10 bis 1000 mal so lange geöffnet. Dem Fachmann ist bekannt, dass solch ein Schalter auf unterschiedlichste Weise z.B. mit PIN-Dioden, mit einem Mischer, einen Transistor oder ggf. mit mikromechanischen Bauelementen realisiert werden kann. Die Frequenzmodulation - also z.B. die Dauer der Frequenzrampe bei einer linearen Frequenzmodulation - sollte eine Dauer aufweisen, die um einige Größenordnungen über der Pulsperiode liegt. Sinnvolle Werte können insbesondere im Bereich von 100 Mikrosekunden bis 100 Millisekunden liegen. Vorzugsweise ist ein zentrales Element der Schaltung eine Digitalelektronik DIGEl die aus einer gemeinsamen Taktbasis - z.B. einem Quarzoszillator CLKl - alle Taktsignale ableitet, so dass alle Taktperioden bzw. Frequenzen aller Signale in der Schaltung in einem bekannten deterministischen Verhältnis zueinander stehen; falls dies nicht erfolgt, kann häufig nicht aus dem Frequenzversatz auf den während des Messens und der Synchronisation entstehenden Zeitversatz geschlossen werden. Bei einem Frequenzunterschied von nur 1 ppm und 30 ms vergehender Zeit lassen sich so 30 ns an zusätzlichem Zeitversatz erreichen. Bei einer Entfernungsmessung mit Funksignalen entspricht dieser Zeitversatz einem Entfernungsmeßfehler von mehrere Metern.
Fig. 2 zeigt das Grundprinzip der Anordnung zum Empfang der mit der Anordnung aus Fig. 1 erzeugten Funksignale (Funkempfänger 2). Erfindungsgemäß können die Anordnungen aus Fig. 1 und 2 zusammen eine erste erfindungsgemäße Anordnung darstellen, mit der zwei Funkstationen miteinander synchronisiert werden können. Eine zweite erfindungsgemäße Anordnung ergibt sich, wenn zwei Funkstationen jeweils beide Anordnungen - also jeweils die aus Fig. 1 und Fig. 2 - beinhalten, um so Funksignale hin- und zurücksenden zu können; diese zweite erfindungsgemäße Anordnung ist insbesondere geeignet um den Abstand zwischen den beiden Funkstationen zu bestimmen.
Auch bei der Anordnung in Fig. 2 werden wie bei der Anordnung in Fig. 1 vorzugsweise (siehe oben) alle Takte bzw. Signale aus einer gemeinsamen Taktbasis (CLK2, DIGE2) abgeleitet.
Der Signalgenerator SGEN2 erzeugt - in analoger Weise wie zu Fig. 1 ausgeführt - ein frequenzmoduliertes Signal SFMRx(t). Dieses Signal sollte vorzugsweise nach dem gleichen Bildungsgesetz aufgebaut sein, also eine möglichst identische Modulation wie das Signal SFMTx (t) aufweisen. In einem Mischer MlX wird dieses Signal mit dem empfangenen UWB-Signal sRx(t) gemischt, und man erhält so das Signal Smix(t). Geht man vereinfacht von einem idealen verzerrungsfreien Kanal aus, so entspricht das Empfangssignal sRx(t) dem Sendesignal sTx(t) wobei es allerdings durch die Signallaufzeit τ verzögert und aufgrund der Übertragung um den Faktor α abgeschwächt ist.
Vom Mischer wird das gemischte Signal über einen Filter FLT und einen Analog-Digital-Wandler ADC in eine
Signalauswerteeinheit SAE geführt, wo das Signal ausgewertet wird und weitere Größen berechnet werden können. Mit diesen Größen können anschließend Takt- und Frequenzparaineter des Signalgenerators verändert werden.
Zur Erhöhung der Eingangsleistung, insbesondere aber auch zur besseren Isolation etwaiger, durch den Mischer MIX nach Außen dringender hochfrequenter Signalanteile, kann zwischen Antenne ANT2 und Mischer MIX ein LNA (low noise amplifier; niedrigrauschender Verstärker) eingesetzt werden, der das empfangene Signal verstärkt. Alternativ kann auch ein Richtkoppler verwendet werden.
Zur systemtheoretischen Betrachtung wird davon ausgegegangen, dass das Schaltsignal ssw(t) das frequenzmodulierte Signal SFMTx (t) periodisch mit einer pulsförmigen Aperturfunktion p(t) gewichtet, also:
^(O = WO- Z zK'-"-?1) (D n=-oo
Eine einfache Aperturfunktion könnte z . B . eine Rechteckfunktion sein, also Pulse mit der Breite T0 die sich mit der Periode T wiederholen . In diesem Fall folgt :
Figure imgf000015_0001
Da der Mischer wie ein Multiplizierer arbeitet, entsteht hinter dem Empfangsmischer MIX ein Signal der Form s„„x(0 = sin*(0• si*(0 = smRx(0•%(*-*) = S^gxJt)'S11 nQ-T)-∑-p(t-τ-n-T) (3)
■W(')
Vereinfachend sind hier alle Amplituden- und Dämpfungsfaktoren vernachlässigt worden, da sie ohnehin das Ergebnis nur linear skalieren würden.
Aus der Formel ergibt sich, dass sich das Mischsignal smix(t) als Mischprodukt zweier nicht pulsmodulierter Signale also smixc(t) ergibt und dieses Mischprodukt der kontinuierlichen Signale nur mit der Pulsfolge zu gewichten ist. Aus der Abtasttheorie für einen realen Abtaster mit endlicher Aperturzeit ist bekannt, dass die periodische Abtastung mit einer Aperturfunktion zu folgenden Effekten führt:
a) die Abtastung von smixc(t) mit der periodischen
Pulsfolge mit der Periode T führt im Spektrum von smix(t)zu einer periodischen Wiederholdung des Spektrums von smixc(t) mit der Periode l/T
b) das Signal smixc(t) kann aus dem abgetasteten Signal smix(t) vollständig rekonstruiert werden,, wenn die allgemein bekannten Abtastbedingungen eingehalten werden
c) die periodische Multiplikation mit der Aperturfunktion p(t) im Zeitbereich führt im Spektrum dazu, dass das Spektrum von smixc(t) sich nicht nur periodisch wiederholt, sondern auch noch mit der Fouriertransformierten der Aperturfunktion zu wichten ist.
Aus dem Gesagten ist zu folgern, dass nach der erfindungsgemäßen Behandlung der gepulsten Signale die berechneten Ausgangsgrößen vorteilhafterweise und überraschenderweise in sämtlichen Verfahren zur Synchronisation von Takteinrichtungen und zur Entfernungs- bzw Laufzeitmessung zwischen Funkstationen mit FMCW-
Funksignalen verwendet werden können, wenn bei der Abtastung bzw. bei der Formung der Pulsfolgen gewisse Regeln eingehalten werden und bei der Auswertung der Signale die Effekte der Abtastung berücksichtigt werden.
Als Konsequenz der oben genannten Zusammenhänge zwischen dem gepulsten und dem ungepulsten Signal betrachten wir bei der Darstellung des Verfahrens und der Anordnugnen zur Synchronisation von UWB Funkstationen nun zunächst den kontinuierlichen Fall. Die Betrachtungen liefern also z.B. zunächst smixc(t), die Übertragung auf den gepulsten Fall kann dann wie oben dargestellt wurde leicht im Anschluss erfolgen.
Am Anfang einer Messung (t = 0) sendet eine der beiden am Synchronisations- bzw. Entfernungsmessvorgang beteiligten Funkstationen (Station 1) ein linear frequenzmoduliertes Signal aus. Dieses Signal erreicht nach der Laufzeit τ die zweite Station. Der Frequenzverlauf des von Station zwei empfangenen Signals sRx(t), das durch die Bandbreite Bs, die Rampendauer Ts und durch die Startfrequenz fs gekennzeichnet ist, ist in Fig. 6 dargestellt.
Mit dem Signalgenerator der zweiten Station wird ein dem Empfangssignal ähnliches Signal erzeugt. Dieses lokal generierte Signal sFMRx(t) unterscheidet sich von dem empfangenen Signal durch einen Zeitversatz Δt, da beide Stationen zu unterschiedlichen Zeitpunkten aktiviert wurden, und einen Frequenzversatz Δf, der durch die Abweichung der zur Signalerzeugung genutzten Taktquellen beider Stationen hervorgerufen wird. Der Frequenzverlauf des lokal generierten Signals ist ebenfalls in Fig. 6 dargestellt.
Um der ersten Station eine Entfernungsmessung zu ermöglichen, muss die zweite Station ihr lokal generiertes Signal zunächst auf das Empfangssignal synchronisieren. Nachdem Zeit- und
Frequenzversatz korrigiert wurden, wird das lokal generierte Signal schließlich mit bekannter Verzögerungszeit zur ersten Station zurück gesendet. Damit kann die erste Station ihre Entfernung zur zweiten Station nach dem Standard-FMCW- Radarprinzip ermitteln.
Um den Zeit- und Frequenzversatz zwischen dem empfangenen und dem lokal generierten Signal zu bestimmen, werden beide Signale miteinander gemischt/multipliziert und das Mischsignal einer Tiefpassfilterung unterzogen. Das Tiefpass- gefilterte Mischsignal smd,fit(t) wird durch
SnJj11 (0 = C1 cos 2πAf{t - At)+ π-±(- 2tAt + At2 )+ C2 V/ e (τ + At, τ + Ts ) ( 4 )
beschrieben. Dabei stellt Ci eine Konstante dar, die von den Amplituden des empfangenen und des lokal generierten Signals bestimmt wird. Die Konstante C2 hängt von der Startfrequenz fs und den Anfangsphasen der beiden Sinussignale ab.
Die Frequenz des Tiefpass gefilterten Mischsignals,
fsmdjit Vt≡(τ+At,τ+TX (5)
Figure imgf000018_0001
hängt lediglich von Zeitversatz Δt und Frequenzversatz Δf ab. B3 und Ts sind konstante Systemparameter. Wird nun die Frequenz des Tiefpass gefilterten Mischsignals während einer Aufwärtsrampe (fi) und einer Abwärtsrampe (fs) mittels des FFT-Algorithmus' bestimmt, so ist durch
Figure imgf000018_0002
ein lineares Gleichungssystem gegeben. Als Lösung ergeben sich Zeit und Frequenzversatz zu Af=AlA (8)
Figure imgf000019_0001
Nachdem Zeit- und Frequenzversatz nach den Gleichungen (8) und (9) berechnet wurden, kann das lokal generierte Signal an das empfangene angepasst werden.
Ein entscheidender Unterschied besteht bei Verwendung von UWB-Signalen, die gemäß Fig. 1 erzeugt wurden, darin, dass sich die Frequenzlinien bei fx und Ϊ2 - bzw. auch die bei ~fχ und -f2 wenn man keinen IQ-Mischer verwendet und somit nur reellwertige Messsignale vorliegen hat - nun periodisch wiederholen und zwar gemäß :
(10)
Figure imgf000019_0002
Da es sich bei den Abtastpulsen um relativ kurze Pulse handeln soll, und die Spektren der Messsignale bei einer linearen Modulation primär Linienspektren sind, sind die unter Punkt b) dargestellten Effekte der spektralen Wichtung in aller Regel vernachlässigbar.
Daher müssen die unter Punkt a) dargestellten Effekte der periodischen Wiederholung der Spektren berücksichtigt werden. Es ist notwendig, im gemessenen Spektrum zwei Spektrallinien flk und f2k vorzugsweise einer gleichen und bekannten Ordnung k und bekannter Symmetrielage (+ oder -) zu extrahieren um daraus dann fl und f2 abzuleiten und in die o.g. Formeln einzusetzen.
Zu einer eindeutigen Detektion der Ordnung und Symmetrielage der Spektrallinien gibt es unterschiedliche Möglichkeiten. 1) Vorsynchronisierung mit Schmalband-FM:
Wird für die Synchronisation eine Bandbreite von Bs < 0.5/T verwendet, so sind im auszuwertenden Spektralbereich keine Spiegelfrequenzen auf Grund der periodischen Fortsetzung wegen der ÜWB-Abtastung (vgl. Fig. 5) vorhanden. Für die Ordnung der Spektrallinien folgt daher n=0 und die Symmetrielage ist eindeutig.
2) Zusätzlicher Frequenzversatz Δfz:
Man verstimmt eine der beiden Stationen um einen zusätzlichen Frequenzversatz Δfz in der Art, dass die Frequenzen fx und f∑ nach den Gleichungen (β) und (7)
Figure imgf000020_0001
stets positiv sind. Dadurch wird die Symmetrielage eindeutig bestimmt .
3) Man geht davon aus, dass Δf klein ist: eine Korrektur kann dann mit Permutationen von plausiblen Frequenzpaaren erreicht werden.
4) Veränderung von Sweep-Parametern: wird eine höhere
Bandbreite Bs < 0.5/T für die Synchronisierung verwendet, so entstehen auf Grund der periodischen Fortsetzung des Spektrums wegen der UWB-Abtastung Spiegelfrequenzen im auszuwertenden Spektralbereich. Werden Sweepparameter, wie die Sweepbandbreite Bs oder die Sweepdauer Ts verändert, verschiebt sich die Lage der Spiegelfrequenzen. Aus dieser Verschiebung kann auf Ordnung und Symmetrielage geschlossen werden.
5) Eine Vorsynchronisierung kann über eine normale
Funkkommunikation erreicht werden. Dazu können bespielsweise beiden Stationen bekannte binäre Folgen übertragen werden, über deren Korrelation eine grobe Synchronisierung der Takte erreicht werden kann.
Beispiel 1
Das FMCW-modulierte Signal wird rechteckförmig ausgetastet. Das dazu verwendete Schaltsignal ist 9 ns an und 991 ns aus. Die Startfrequenz des Sweeps beträgt 6,8 GHz, die Endfrequenz 7,7 GHz und somit die Bandbreite Bs = 900 MHz. Die Sweepdauer betrage T3 = 10 ms und die Peakleistung -3 dBm.
Wird nun durch eine normale Funkkommunikation eine Vorsynchronisierung auf 5 μs genau erreicht, so ergibt sich für die zu untersuchenden Spektrallinien eine maximale Frequenzabweichung von ca. 0,45 MHz. Da die Periode des Spektrums durch die ÜWB-Abtastung 1 MHz beträgt, ist eine direkte Zuordnung der Spektrallinien möglich (n=0) .
Beispiel 2
Für das FMCW modulierte Signal wird der gleiche Frequenzbereich wie in Beispiel 1 verwendet, auch die SchaltZeiten seien identisch. Allerdings betrage die Sweepdauer nur 2 ms. Durch eine normale Funkkommunikation werde eine Vorsynchronisierung auf 100 μs genau erreicht.
Nun wird im ersten Synchronisierungsschritt die Sweepbandbreite auf 10 MHz verringert. Damit ergibt sich eine maximale Frequenzabweichung von ca. 0,5 MHz, so dass wiederum eine direkte Zuordnung der Spektrallinien möglich ist. Mit der geringen Bandbreite wird eine Vorsynchronisierung auf 1 μs, so dass im zweiten Synchronisierungsschritt die Synchronisierung mit voller Bandbreite erfolgen kann.
Eine Vorsynchronisierung ist auch dadurch möglich, dass man N zeitlich leicht versetze Sweeps verwendet und den Amplitudenverlauf des Messsignals (bzw. seiner Spektrallinien) auswertet. Je größer die Amplitude desto besser ist die Synchronisation bzw. desto geringer ist die Ordnung der Frequenzpaare.
Günstig kann es sein, nach einer ersten Vorsynchronisierung auf einen S&H-Modus umzuschalten, wie am Beispile einer zweiten Ausführungsform eines Funkempfänger 3 in Fig. 3 dargestellt ist. Im Empfänger 3 ist nun ein "Sample & Hold" (S&H) -Glied vorgesehen, das die empfangene Pulsfolge immer gerade dann abtastet und den Wert hält, wenn auch wirklich ein reflektierter Puls eintrifft. Hierzu ist es jedoch nötig, die Abtastpulsfolgen auf die empfangene Pulsfolge zu synchronisieren. Die Vorsynchronisierung kann mit dem o.g. Verfahren ohne S&H erfolgen oder auch adaptiv im Sinne einer Korrelation, indem die beiden Pulsfolgen langsam übereinander geschoben werden und man das Maximum der Korrelation bestimmt .
Der Vorteil dieser Variante mit synchroner Abtastung gegenüber der Variante ohne S&H besteht darin, dass man im Empfangs zweig nur eine deutlich geringere Verstärkung notwendig ist und man ein deutlich besseres Signal-zu- Rauschverhältnis erwarten kann, da nicht über die langen Perioden in denen kein Signal sondern nur Rauschen vorhanden ist gemittelt werden muss.
Auch wenn bei der synchroner Abtastung durch die erforderliche Vorsynchronisierung ein Zusatzaufwand entsteht, so ist dieser dennoch deutlich kleiner als bei normalen korrelierenden Pulssystemen: die Pulsdauer kann deutlich länger sein und die Synchronisation muss auch nicht sehr exakt sein (es reicht im Prinzip, wenn sich die Pulsfolgen irgendwie nennenswert überlappen) , da die hochgenaue Korrelation nach wie vor rechnerisch auf Basis der FM- Modulation erfolgt und die große Bandbreite mit der FM- Modulation erzeugt wird, und nicht zwangsläufig mit den Pulsen. Dadurch ist die Synchronisation bzw. die Hardwarekorrelation viel einfacher und viel schneller als bei normalen Puls-UWB-Systemen. Auch kann die Messung schneller und energieeffizienter durchgeführt werden, da man bei jeder Messung einen Laufzeitbereich abdecken kann, der 10 bis 100 mal so groß ist wie bei Pulssystem.
Allgemein kann eine Vorsynchronisation dadurch erfolgen, dass man ein erstes Spektrallinienpaar abtastet und man dann, nach dem ersten Abtasten auf einen Schalttakt synchronisiert, um das Signal-zu-Rausch-Verhältnis zu verbessern.
Die grundlegenden Idee des o.g. UWB-FMCW-Radar lässt sich in analoger Form auch auf Ortungssysteme mit einem sogenannten Backscattermodulator bzw. -transponder übertragen, siehe Fig. 4. Hierzu ordnet man die Sender und Empfänger in einer gemeinsamen Sende/Empfangs-Einheit 4 an und bestimmt die Laufzeit zurückgestreuter Signale.
Zur Messung des Abstandes zu einem Backscattermodulator bzw. -transponder 5 wird die Anordnung aus Fig. 1 mit Elementen aus Fig. 2 zu Fig. 4 erweitert. Wie ersichtlich wird das Sendesignal mit einer periodischen Aperturfunktion ausgetastet, um so ein ÜWB-Signal entsprechend der gesetzlichen Vorschriften erzeugen zu können. Am Backscatter- Modulator 5 wird das Sendesignal moduliert reflektiert, wobei üblicherweise die Modulationsfunktion den komplexen Reflexionsfaktor hinter der Antenne ANTB bzgl. Betrag und/oder Phase mit einem modulierbaren Anpassnetzwerk MAN moduliert. Das Mischsignal hinter dem Empfangsmischer MIX ergibt sich zu
smbc (0 = smιlx (0 • slh (0 = sFM7, (0 • sTx (t - T) • m(t) = smrx(t) -sFMrx(t-τ)- m(t) - ∑ -p(l - τ - n- T)
( 12 ) Man erkennt anhand der Formel, dass sich das Mischsignal smix(t) als Mischprodukt zweier nicht pulsmodulierter Signale, also smixc(t), ergibt und dieses Mischprodukt der kontinuierlichen Signale nur mit der Abtastfolge gewichtet wird.
Wird also die Modulationsfrequenz von m(t) niedrig genug gewählt bzw. die Periode T der Abtastung klein genug und die Aperturzeit hinreichend kurz, so entspricht die Information im Signal smix(t) exakt der Information, die eine kontinuierlich sendende Variante (also wenn SW 1 stets geschlossen wäre) liefern würde.
Vorzugsweise ist die höchste Frequenz von m(t) so zu wählen, dass sie kleiner als halb so gross wie die Abtastfrequenz als keiner als 0,5/T ist. Vorzugsweise ist ferner die niedrigste Frequenz von m(t) so zu wählen dass sie sehr viel größer als der Kehrwert der Sweepdauer ist. Vorzugsweise ist die Dauer der UWB-Pulse so zu wählen dass sie deutlich kürzer sind als der Kehrwert der höchste Frequenz die im Siganl m(t) vorkommt .
Sinnvolle Parameter zur Auslegungung eines Systems nach Fig. 4 wären und zur Erzeugung der UWB Pulse durch pulsförmiges ausgetasten des FMCW modulierten Signals wären z.B.: Pulsdauer 9 ns; Pulspause 991 ns; niedrigste Frequenz der FMCW-Sweeps: fMinSweep 6,8 GHz; höchste Frequenz der FMCW-
Sweeps: fMaxSweep 7,7 GHz; Dauer des FMCW-Sweeps 100 ms; und höchste Frequenz von m(t) ca. 400 kHz.
Ist m(t) ein periodisches bandbegrenztes Signal mit der Periodendauer Tm = 1/fm und einer Bandbreite « 0,5/T, so ergibt sich ein Spektrum Smix(f) des Zeitsignals smix(t) in der Form wie sie in Fig. 5 dargestellt ist.
Der Abstand Δf der symmetrisch um die Modulationsfrequenz liegenden Spektrallinien (die linke Spektrallinie ist jeweils die Spiegelung der negativen Frequenzkomponenten an der Ordinate) ist proportional zur Entfernung. Es kann auch die Phase der beiden symmetrisch um die Modulationsfrequenz liegenden Spektrallinien zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung verwendet werden.
Das ausgeführte Backscattersystem lässt sich hervorragend für kostengünstige, stromsparende Ortungssysteme mit kleiner Reichweite verwenden, z.B. Zugangssysteme (für Haus, Fahrzeuge und Rechner) , Systeme für kontextabhängigen Informationstransfer (auf Messen, in Museen, in der Produktion und Wartung von Maschinen und zur Unterstürzung behinderter oder älterer Leute) , RFID Systeme, Logistik aber auch für die hochpräzise Ortung von Werkzeugen und Robotern / Roboterarmen in der Automatisierungstechnik oder 'Medizin.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiels sind nicht dazu gedacht, die Erfindung oder ihre Anwendungen in irgendeinerweise zu beschränken.

Claims

Patentansprüche
1. Funksender (1,4), mindestens umfassend
- einen Signalgenerator (SGENl) zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals (sFMTx(t)),
- eine Antenne (ANTl) zum Ausgeben eines Sendesignals
(sTx(t)),
- wobei mindestens ein Ausgang des Sendesignalgenerators
(SGENl) mit mindestens einem Eingang der Antenne (ANTl) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass
- der Sendesignalgenerator (SGENl) mit der Antenne (ANTl) über eine diesen zwischengeschaltete Unterbrechereinheit
(SWl) zum wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zwischen dem Sendesignalgenerator (SGENl) und der Antenne (ANTl) verbunden ist, und dadurch, dass
- das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch die Unterbrechereinheit (SWl) mittels eines an die Unterbrechereinheit (SWl) extern angelegten Schaltsignals (ssw(t)) erfolgt, und dadurch, dass
- das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch die Unterbrechereinheit (SWl) in zumindest abschnittsweise regelmäßigen Abständen erfolgt, wobei eine Dauer einer Pulsperiode kleiner ist als eine
Dauer einer Frequenzmodulation des vom Sendesignalgenerator (SGENl) erzeugten kontinuierlichen Signals.
2. Funksender (1,4) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das vom Sendesignalgenerator (SGENl) erzeugte kontinuierliche Signal ein zumindest abschnittsweise linear frequenzmoduliertes Signal (sFMTx (t) ) ist.
3. Funksender (1,4) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer der Pulsperiode, insbesondere mit einer festen
Pulsperiode, kleiner ist als eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Sendesignalgenerator (SGENl) erzeugten kontinuierlichen Signals, insbesondere mindestens 10 mal kleiner.
4. Funksender (1,4) nach einem der vorhergehenden Ansprüche Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator
(SGENl) zum Erzeugen des kontinuierlichen Signals (sFMTx(t)) und die ünterbrechereinheit (SWl) zum wahlweisen Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch jeweilige Taktsignale (ssw(t)) angesteuert werden, welche in einem bekannten deterministischen Verhältnis zueinander stehen, wobei der Sendesignalgenerator (SGENl) und die Unterbrechereinheit (SWl) zur Ansteuerung mit einer Digitalelektronik (DIGEl) verbunden sind, welche die jeweiligen Taktsignale (ssw(t)) auf der Grundlage einer gemeinsamen Taktbasis erzeugt.
5. Funksender (1,4) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Taktgeber (CLKl) zum Ausgeben eines von ihm erzeugtes Taktsignals an die Digitalelektronik (DIGEl) aufweist; wobei die Digitalelektronik (DIGEl) ein erstes abgeleitetes Taktsignal zur Eingabe in den Sendesignalgenerator (SGENl) und ein zweites abgeleitetes Taktsignal (ssw(t)) zur Eingabe in die Unterbrechereinheit (SWl) erzeugt; und wobei der Sendesignalgenerator (SGENl) auf der Grundlage des ersten abgeleiteten Taktsignals das kontinuierliche Signals (sFMTx(t)) erzeugt, das in die Unterbrechereinheit (SWl) eingegeben wird; und wobei die Unterbrechereinheit (SWl) auf der Grundlage des zweiten abgeleiteten Taktsignals (ssw(t)) die Signalverbindung zwischen dem Sendesignalgenerator (SGENl) und der Antenne (ANTl) wahlweise unterbricht und aufrechterhält.
6. Funkempfänger (2,3,4) zum Empfang von frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignalen (sRx(t)) insbesondere eines Funksenders nach einem vorstehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass er dazu eingerichtet ist, aus empfangenen frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignalen (sRx(t)) zumindest ein Paar zugehöriger Spektrallinien (flk, f2k) zu extrahieren, insbesondere Spektrallinien (flk, f2k) gleicher Ordnung (k) und bekannter Symmetrielage .
7. Funkempfänger (2,3,4) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass er dazu eingerichtet ist, aus dem Paar zugehöriger Spektrallinien (flk, f2k) einen Frequenzversatz und / oder einen Zeitversatz zu bestimmen und sich insbesondere auf der Grundlage des berechneten
Frequenzversatzes und / oder Zeitversatzes auf einen Takt eines die frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignale (sRx(t)) ausgesandt habenden Funksenders (1,4) zu synchronisieren .
8. Funk-Sende/Empfangs-System aus mindestens einem Funksender (1,4) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 und mindestens einem Funkempfänger (2,3,4) zum Empfang von vom Funksender (1,4) ausgesandten Signalen, insbesondere mit einem Funkempfänger (2,3,4) nach einem der Ansprüche β bis 7.
9. Funk-Sende/Empfangs-System (4) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Funksender (1,4) und der Funkempfänger (2,3,4) die gleiche Taktquelle (CLKl) zur Bereitstellung einer gemeinsamen Taktbasis aufweisen.
10. Anordnung mit mindestens einem Funk-Sende/Empfangs- System (4) nach einem der Ansprüche 8 oder 9 zur Synchronisation des Funk-Sende/Empfangs-Systems (4) .
11. Anordnung mit mindestens einem Funk-Sende/Empfangs- System nach einem der Ansprüche 9 oder 10 zur Entfernungsmessung zu einem Antwortgerät.
12. Anordnung nach Anspruch 11, wobei das Anwortgerät als als Transponder umfassend ein zweites Funk-Sende/Empfangs- System (4) nach einem der Ansprüche 16 oder 17 ausgeführt ist.
13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, wobei ein Anwortgerät als ein Backscattertransponder (5) ausgeführt ist.
14. Funkempfänger (2,3,4) zur Verwendung in einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 13, aufweisend mindestens einen Mischer (MIX) , der ein Empfangssignal mit einem Mischsignal (sFMTx(t), sFMTx(t)) mischt und dadurch ein Messsignal (smd(t)) zum Zwecke einer Synchronisation oder Entfernungsmessung bildet, wobei das Mischsignal eine ähnliche oder identische Modulation wie das Signal des Sendesignalgenerators (SGENl) aufweist.
15. Funkempfänger (2,3,4) nach Anspruch 14, wobei die ähnliche Modulation einen Zeitversatz und / oder einen Frequenzversatz bezüglich des Signals des Sendesignalgenerator (SGENl) aufweist.
16. Verfahren zum Erzeugung und Auswerten des Messsignals (smd(t)) des Funkempfängers (2,3,4) nach einem der Ansprüche 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zwischen dem Signalgenerator (SGENl) und der Antenne (ANTl) so durchgeführt wird, dass sich die Signalverbindung im Messsignal (smd(t)) als eine Zeitdiskretisierung mit einem realen Abtaster darstellt, und dass ein Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung mittels der Unterbrechereinheit (SWl) zeitlich so durchgeführt wird, dass für das Messsignal (smd(t)) das Abtasttheorem erfüllt ist.
17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei zumindest die Abtastfrequenz doppelt so groß gewählt wird wie die
Bandbreite des Messsignal, und wobei und die Dauer des Aufrechterhalten der Signalverbindung deutlich kleiner, insbesondere kleiner als um den Faktor 4, ist als der Kehrwert der höchsten im Messsignal vorkommenden Frequenz.
18. Verfahren zur Synchronisation mindestens eines Funksenders (1,4), insbesondere eines Funksenders (1,4) nach einem der Ansprüche 1 - 5, und mindestens eines Funkempfängers, insbesondere eines Funkempfängers nach einem der Ansprüche 6, 7, 14 oder 15, wobei mindestens einer der Funksender mindestens einen Signalgenerator (SGENl) zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals (sFMTx(t)) und eine Antenne (ANTl) zum Ausgeben eines Sendesignals (sTx(t)) umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass
- der Funksender (1,4) aus dem kontinuierlichen Signal (sFMTx(t)) durch wahlweises Unterbrechen und
Aufrechterhalten einer Signalverbindung zur Antenne (ANTl) über die Antenne (ANTl) ein pulsförmiges Funksendesignal (sTx(t)) ausstrahlt, wobei eine Dauer einer Pulsperiode kleiner ist als eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Sendesignalgenerator (SGENl) erzeugten kontinuierlichen Signals,
- und dass der Funkempfänger (2,3,4) aus den empfangenen pulsförmigen Funksignalen (sRx(t)) zumindest ein Paar zugehöriger Spektrallinien (flk, f2k) extrahiert und daraus einen Frequenzversatz und / oder einen Zeitversatz bestimmt, auf dessen bzw. deren Grundlage der Funkempfänger (2,3,4) sich auf einen Takt des Funksenders (1,4) synchronisiert.
19. Verfahren zur Entfernungsmessung und/oder Ortung eines Transponders, wobei ein Funksender (1,4) mindestens einen Signalgenerator (SGENl) zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals (sFMTx(t)) und eine Antenne (ANTl) zum Ausgeben eines Sendesignals (sTx(t)) umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass
- der Funksender (1,4) aus dem kontinuierlichen Signal (sFMTx(t)) durch wahlweises Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zur Antenne (ANTl) über die Antenne (ANTl) ein pulsförmiges Funksendesignal
(sTx(t)) in Richtung des Transponders (5) ausstrahlt, wobei eine Dauer einer Pulsperiode kleiner ist als eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Sendesignalgenerator (SGENl) erzeugten kontinuierlichen Signals, - und dass der Transponder (5) dieses Signal zu einem Funkempfänger (4) moduliert reflektiert und dass der Funkempfänger (4) aus den empfangenen pulsförmigen Funksignalen (sRx(t)) zumindest eine Spektrallinie (flk, f2k) extrahiert und daraus eine Entfernung und/oder Position des Transponders (5) bestimmt, auf dessen bzw. deren Grundlage der Funkempfänger sich auf einen Takt des Funksenders (1,4) synchronisiert.
20. Verfahren nach einem der Ansprüche 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass wobei der Transponder als ein
Backscattertransponder (5) ausgeführt ist.
PCT/DE2007/000982 2006-05-31 2007-05-31 Funksender, funkempfänger, system und verfahren mit funksender und funkempänger WO2007137573A1 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP07722496A EP2025067A1 (de) 2006-05-31 2007-05-31 Funksender, funkempfänger, system und verfahren mit funksender und funkempänger
JP2009512411A JP5243412B2 (ja) 2006-05-31 2007-05-31 無線送信器、無線受信器ならびに無線送信器および無線受信器を有するシステムおよび方法
US12/302,558 US8559554B2 (en) 2006-05-31 2007-05-31 Radio transmitter, radio receiver, system and method with a radio transmitter and radio receiver

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102006025437 2006-05-31
DE102006025437.6 2006-05-31
DE102006038857A DE102006038857A1 (de) 2006-05-31 2006-08-20 Funksender
DE102006038857.7 2006-08-20

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007137573A1 true WO2007137573A1 (de) 2007-12-06

Family

ID=38564548

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2007/000982 WO2007137573A1 (de) 2006-05-31 2007-05-31 Funksender, funkempfänger, system und verfahren mit funksender und funkempänger

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8559554B2 (de)
EP (1) EP2025067A1 (de)
JP (1) JP5243412B2 (de)
KR (1) KR101564556B1 (de)
DE (1) DE102006038857A1 (de)
WO (1) WO2007137573A1 (de)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8155088B2 (en) * 2009-01-30 2012-04-10 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. System and method for opportunistic cell edge selection in multi-cell MIMO OFDMA networks
US9817083B2 (en) 2012-07-05 2017-11-14 Allegro Microsystems, Llc Magnetic field sensors and associated methods for removing undesirable spectral components
US9709672B2 (en) 2013-08-16 2017-07-18 Drnc Holdings, Inc. Method and system for identifying and finding a range of an object
US9958533B2 (en) 2013-09-06 2018-05-01 Drnc Holdings, Inc. Method and system for locating wireless devices within a local region
US9791550B2 (en) * 2014-07-23 2017-10-17 Honeywell International Inc. Frequency-Modulated-Continuous-Wave (FMCW) radar with timing synchronization
US9864043B2 (en) 2014-07-23 2018-01-09 Honeywell International Inc. FMCW radar with phase encoded data channel
DE102014218160A1 (de) * 2014-09-11 2016-03-17 Conti Temic Microelectronic Gmbh Radarsystem
MX2017003717A (es) 2014-09-22 2017-11-30 Drnc Holdings Inc Aparato de transmision para un dispositivo inalambrico utilizando modulacion delta-sigma.
CN105162742B (zh) * 2015-07-28 2018-06-19 西安空间无线电技术研究所 一种非对称三角调频雷达通信一体化信号波形确定方法
US10481219B2 (en) 2017-09-11 2019-11-19 Allegro Microsystems, Llc Magnetic field sensor with feedback loop for test signal processing
US10444299B2 (en) 2017-09-11 2019-10-15 Allegro Microsystems, Llc Magnetic field sensor's front end and associated mixed signal method for removing chopper's related ripple
US11047933B2 (en) 2019-04-02 2021-06-29 Allegro Microsystems, Llc Fast response magnetic field sensors and associated methods for removing undesirable spectral components
EP4012448A1 (de) * 2020-12-11 2022-06-15 Semtech Corporation Doppler-entfernungsmesssystem
US20220404466A1 (en) * 2021-02-26 2022-12-22 University Of Kansas Structure-based adaptive radar processing for joint interference cancellation and signal estimation
US11432249B1 (en) * 2021-06-16 2022-08-30 Apple Inc. Electronic devices with time domain radio-frequency exposure averaging
KR20230079550A (ko) * 2021-11-29 2023-06-07 연세대학교 산학협력단 임펄스무선통신시스템

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5517197A (en) * 1994-10-24 1996-05-14 Rockwell International Corporation Modular radar architecture film (FM/CW or pulse) for automobile collision avoidance applications
WO2003047137A2 (de) * 2001-11-26 2003-06-05 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und vorrichtungen zur synchronisation von funkstationen und zeitsynchrones funkbussystem
US20050170797A1 (en) * 2002-03-07 2005-08-04 Claus Seisenberger Active backscatter transponder, communication system comprising the same and method for transmitting data by way of such an active backscatter transponder

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2379395A (en) * 1944-05-05 1945-06-26 Hartford Nat Bank & Trust Co Fm transceiver
US5748891A (en) * 1994-07-22 1998-05-05 Aether Wire & Location Spread spectrum localizers
US7209523B1 (en) * 1997-05-16 2007-04-24 Multispectral Solutions, Inc. Ultra-wideband receiver and transmitter
US6434194B1 (en) * 1997-11-05 2002-08-13 Wherenet Corp Combined OOK-FSK/PPM modulation and communication protocol scheme providing low cost, low power consumption short range radio link
US6054950A (en) * 1998-01-26 2000-04-25 Multispectral Solutions, Inc. Ultra wideband precision geolocation system
US6133876A (en) * 1998-03-23 2000-10-17 Time Domain Corporation System and method for position determination by impulse radio
JP3759333B2 (ja) * 1999-05-28 2006-03-22 三菱電機株式会社 パルスドップラレーダ装置
DE19946161A1 (de) * 1999-09-27 2001-04-26 Siemens Ag Verfahren zur Abstandsmessung
US6810087B2 (en) * 2000-01-04 2004-10-26 General Electric Company Ultra-wideband communications system
US6483461B1 (en) * 2000-08-24 2002-11-19 Time Domain Corporation Apparatus and method for locating objects in a three-dimensional space
US8170079B2 (en) * 2003-07-28 2012-05-01 Los Alamos National Security, Llc Code division multiple access signaling for modulated reflector technology
KR101206873B1 (ko) * 2004-04-07 2012-11-30 지메오 게엠베하 클록 펄스 장치를 동기화하기 위한 방법
JP4618082B2 (ja) * 2004-11-19 2011-01-26 パナソニック株式会社 送信装置、受信装置および通信システム
US7154396B2 (en) * 2004-12-30 2006-12-26 Nokia Corporation Ultra wideband radio frequency identification techniques
US8249128B2 (en) * 2006-04-25 2012-08-21 Novatel Inc. Enhanced ultra wide band signal detection using an ultra wide band kernel

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5517197A (en) * 1994-10-24 1996-05-14 Rockwell International Corporation Modular radar architecture film (FM/CW or pulse) for automobile collision avoidance applications
WO2003047137A2 (de) * 2001-11-26 2003-06-05 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und vorrichtungen zur synchronisation von funkstationen und zeitsynchrones funkbussystem
US20050170797A1 (en) * 2002-03-07 2005-08-04 Claus Seisenberger Active backscatter transponder, communication system comprising the same and method for transmitting data by way of such an active backscatter transponder

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2025067A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
JP5243412B2 (ja) 2013-07-24
JP2009539282A (ja) 2009-11-12
KR101564556B1 (ko) 2015-11-02
DE102006038857A1 (de) 2007-12-20
US20090285313A1 (en) 2009-11-19
US8559554B2 (en) 2013-10-15
KR20090031379A (ko) 2009-03-25
EP2025067A1 (de) 2009-02-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2007137573A1 (de) Funksender, funkempfänger, system und verfahren mit funksender und funkempänger
DE112007003175B4 (de) Elektronisch abtastendes Radarsystem
DE102009050796B4 (de) Verfahren und Anordnung zur Messung der Signallaufzeit zwischen einem Sender und einem Empfänger
EP1490707B1 (de) Radar-einrichtung fuer sowohl bistatischen als auch monostatischen betrieb
DE10345565B4 (de) Impulsradarvorrichtung
DE102013210256A1 (de) Interferenzunterdrückung bei einem fmcw-radar
WO2017063724A1 (de) Funkbasierte positionsbestimmung mit hoch genauer verzögerung im transponder
EP3143415B1 (de) Verfahren und messgerät zur intermodulationsmessung
DE69310004T2 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Feststellung des Erreichens eines vorausbestimmten Abstandes eines Punktreflektors mittels der Laufzeit einer kontinuierlichen Welle
DE102017110404A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Kompensation von Störeinflüssen
EP1608999B1 (de) Radar mit einem durch einen auswertungsoszillator quasiphasenkohärent anregbaren sendeoszillator
EP3622312A1 (de) Verfahren und vorrichtung zur kompensation von phasenrauschen
EP2465310B1 (de) Verfahren und anordnung zur laufzeitmessung eines signals zwischen zwei stationen der anordnung
DE102005046172B4 (de) Zugangskontrollsystem mit Trägerphasen-Signalauswertung
EP3064960B1 (de) Verfahren zum betrieb eines dauerstrichradardetektors und dauerstrichradardetektor
WO2003107032A1 (de) Verfahren und vorrichtung zum erzeugen von hf-signalen zum bestimmen eines abstandes und/oder einer geschwindigkeit eines objektes
DE102009013300A1 (de) Funktionsmoduliertes FMCW-Radar mit Integratorempfänger
DE102004044330A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung
WO2019206567A1 (de) Verfahren zur erfassung einer kanalimpulsantwort in einem, insbesondere zur kommunikation betriebenen, system, sendeeinrichtung und empfangseinrichtung
DE102018118192A1 (de) Radarsystem
DE102020203238B4 (de) Verfahren und System zur Bestimmung eines Mehrwegeeinflusses, Verfahren zur Positionsbestimmung eines Objekts und Vorrichtung zur Datenverarbeitung
DE102004060087A1 (de) Einrichtung für insbesondere bistatische Radaranwendungen
DE102018129795A1 (de) Verfahren und Vorrichtung für nicht-kohärente verteilte Radarsysteme mit Vollduplexübertragung
DE102004060242A1 (de) Verfahren und Einrichtung zur Detektion von Quellen elektromagnetischer Strahlung in gestörter Umgebung

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 07722496

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2009512411

Country of ref document: JP

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2007722496

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2007722496

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020087032166

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12302558

Country of ref document: US