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Die
Erfindung betrifft einen Funksender, einen Funkempfänger, Kombinationen
daraus, sowie zum Betreiben der Vorrichtungen geeignete Verfahren,
insbesondere für
eine Synchronisation und/oder eine Entfernungsmessung mittels UWB
("Ultra Wide Band"; Ultrabreitband)-Signalen.
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Bei
modernen Funkortungssystemen und Funkidentifikationssystemen werden
vermehrt sehr breitbandige UWB-Signale eingesetzt. Der Begriff UWB
wird gemäß der Definition
der US-amerikanischen Behörde
Federal Communications Commission (FCC) üblicherweise dann verwendet,
wenn die Signalbandbreite entweder mindestens 20% der Mittenfrequenz
des Signals beträgt
oder aber größer als
500 MHz ist.
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Ein
Problem bei UWB-Systemen ist die Erzeugung und Detektion der UWB-Signale.
Bei der Generierung von UWB-Signalen müssen strenge gesetzliche Vorschriften
eingehalten werden und die Signalspektren innerhalb scharf definierter
Frequenzmasken liegen. In den öffentlichen
Bekanntmachungen der FCC oder des Europäischen Electronic Communications
Committee (ECC) sind beispielsweise derartige Forderungen an die Spektralmasken
veröffentlicht.
Bei üblichen
UWB-Systemen werden als Signale sehr kurze Pulse (Pulsdauer typisch
im Bereich 100 ps-1 ns) und vergleichsweise niedrige Pulswiederholraten
(1-100 MHz) verwendet. Die gewählten
Puls-Pausenverhältnisse
von typischerweise 1:100 sind notwendig, damit die erzeugten Signale
die durch die gesetzlichen Bestimmungen geforderte sehr niedrige
mittlere Leistung aufweisen.
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Bedingt
durch die sehr kurzen Pulsdauern und verstärkt durch die langen Pulspausen
ist es jedoch aufwendig, die Signale von zwei UWB Funkstationen
zu synchronisieren. Diese Synchronsisation erfolgt üblicherweise
mittels spezieller Hardwarekorrelatoren. Diese Hardwarekorrelatoren
sind notwendig, da es wegen der extremen Bandbreite der UWB Signale
bisher nicht kostengünstig
möglich
ist, die Signale mit einem Analog-zu-Digitalwandler zu digitalisieren
und die Korrelation bzw. die Synchronisierung per Software rein
rechnerisch durchzuführen.
Nachteilig bei einem Signalvergleich mit Hardwarekorrelatoren ist,
dass die Korrelation für
verschiedene Verschiebezeitpunkte nur sequentiell bestimmt werden
kann und dadurch zum einen Zeit benötigt wird – also die Synchronisation
nur schrittweise bzw. langsam erfolgt – und zum anderen unnötig Leistung
verbraucht wird, da für
den Synchronisationsvorgang eine Vielzahl von Signalen ausgesendet
werden muss, um sequentiell das Synchronisationsoptimium – also das
Korrelationsmaximum – zu
finden.
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Deutlich
günstiger
wäre eine
Software-Korrelation, da hierbei nur ein UWB-Signal gesendet und
empfangen werden müsste,
um eine komplette Korrelation zu rechnen und um das Korrelationsmaximum
zu finden. Diese Möglichkeit
ist aber heutzutage nicht kostengünstig umsetzbar, da bei großen Signalbandbreiten die
nötigen
Hardwarevoraussetzungen fehlen bzw. extrem aufwendig sind.
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Wie
schon ausgeführt
wurde, arbeiten aktuelle UWB-Systeme häufig mit Pulssignalen und sehr
einfachen Modulationsarten wie der Pulspositionsmodulation oder
der Amplitudenmodulation. Grundlegenden Prinzipien sind z.B. in „Terence
W.Barrett "History
of UltraWideBand (UWB) Radar&Communications:
Pioneers and Innovators; http://www.ntia.doc.gov/osmhome/uwbtestplan/barret_history_(piersw-figs).pdf" dargestellt. Eine
der ersten Veröffentlichungen,
in denen speziell UWB-Ortungssysteme
behandelt werden, ist
US 5,748,891 .
Weitere Beschreibungen von UWB-Ortungssystemen finden sich z.B.
in
US 6,054,950 ,
US 6,300,903 , und
US 6,483,461 .
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Einfachen
Pulssystemen ist gemein, dass es äußerst kompliziert ist, die
Spektren der erzeugten Pulse gezielt zu formen. Üblicherweise und insbesondere
bei den geplanten Europäischen
Zulassungsbestimmungen ist es notwendig, dass die Pulse eine sehr
definierte Einhüllende – etwa eine
gaussförmige
oder cos2-förmige Einhüllende aufweisen, damit sie
in den von den Zulassungsbehörden
geforderten spektralen Masken verbleiben und extrem wenig Leistung
in den Seitenbändern
erzeugen. Eine solche gezielte Amplitudenbeeinflussung innerhalb
so kurzer Pulszeiten ist technisch jedoch nur sehr schwierig lösbar.
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Aus
den genannten Gründen
verwenden neuere UWB Systeme zunehmend auch alternativ komplexere
Modulationsarten wie etwa die OFDM Modulation. Da hierbei die Basisbandsignale
zumeist mit einem D/A-Wandler erzeugt werden, ist es jedoch bisher
noch nötig,
die Signale auf eine relativ kleine Bandbreite zu beschränken bzw.
die Signale auf verschiedene Unterbänder zu verteilen, da die D/A-Wandler
heutzutage die direkte Erzeugung von Signalen mit z.B. einer Bandbreite
von mehreren GHz nicht effizient zulassen. Ein bereits diskutierter
Ansatz ist z.B. das sogenannte UWB-MB-OFDM, das z.B. in „Ultra-wideband
communications: an idea whose time has come" Liuging Yang; Giannakis, G.B., Signal
Processing Magazine, IEEE Volume 21, Issue 6, Nov. 2004 Page(s):
26-54", dargestellt wird.
Hierbei wird das verfügbare
Spektrum in mehrere Bänder
aufgeteilt und in jedem Band die Information mittels OFDM-Modulation übertragen.
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Aus
DE 101 57 931 C2 ist
eine Möglichkeit
zur Synchronisation von Funkstationen für FMCW-Systeme unter Aussendung
und Empfang von kontinuierlichen Wellen bekannt.
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Aus
WO 2005/098465 A2 ist ein Verfahren zur Synchronisation von Takteinrichtungen
auf der Grundlage von FMCW-Systemen unter Aussendung und Empfang
von kontinuierlichen Wellen bekannt.
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Aus
DE 199 46 161 A1 ist
ein Verfahren zur Abstandsmessung auf der Grundlage von FMCW-Systemen
unter Aussendung und Empfang von kontinuierlichen Wellen bekannt.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine einfache
und kostengünstige
Möglichkeit zur
Synchronisation von UWB-Funkstationen, insbesondere für UWB-Funkortungssysteme,
bereitzustellen.
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Die
Aufgabe wird durch einen Funksender nach Anspruch 1, einen Funkempfänger nach
Anspruch 8 oder 16, ein Funk-Sende/Empfangs-System nach Anspruch
10, eine Vorrichtung nach Anspruch 12, sowie Verfahren nach Anspruch
18, 20 oder 21 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind insbesondere den Unteransprüchen einzeln
oder in Kombination entnehmbar.
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Der
erfindungsgemäße Funksender
umfasst mindestens einen Signalgenerator zum Erzeugen eines kontinuierlichen
Signals und eine Antenne zum Ausgeben eines Sendesignals, wobei
mindestens ein Ausgang des Sendesignalgenerators mit mindestens
einem Eingang der Antenne verbunden ist. Ferner ist der Sendesignalgenerator
mit der Antenne über
eine diesen zwischengeschaltete Unterbrechereinheit zum wahlweise Unterbrechen
und Aufrechterhalten einer Signalverbindung zwischen dem Sendesignalgenerator
und der Antenne verbunden.
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Dieser
Funksender wandelt ein in ihm erzeugtes kontinuierliches Signal,
insbesondere ein frequenzmoduliertes kontinuierliches Signal, in
ein gepulstes Signal um. Da die Erzeugung eines kontinuierliches
Signal gut bekannt ist und sich kostengünstig umsetzen lässt, ist
auch der Funksender mit nur geringem Mehraufwand realiserbar. Insbesondere
bei Verwendung von frequenzmodulierten pulsförmigen Signalen lassen sich die
für frequenzmodulierte
kontinuierliche Signale bewährten
Verfahren unter Kenntnis der erfinderischen Lehre und entsprechender
erfinderischer Anpassungen zur Synchronisation und Abstandsmessung
bei UWB-Signalen nutzen.
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Vorteilhafterweise
erfolgt das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch
die Unterbrechereinheit mittels eines an die Unterbrechereinheit
extern angelegten Schaltsignal.
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Vorteilhafterweise
erfolgt das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch
die Unterbrechereinheit in zumindest abschnittsweise regelmäßigen Abständen.
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Dabei
ist es insbeondere günstig,
wenn das wahlweise Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung
durch die Unterbrechereinheit mit einer festen Pulsperiode erfolgt.
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Es
ist auch vorteilhaft, wenn das vom Sendesignalgenerator erzeugte
kontinuierliche Signal ein zumindest abschnittsweise linear frequenzmoduliertes
Signal ist.
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Es
ist dann vorteilhaft, wenn die Dauer der Pulsperiode kleiner ist
als eine Dauer einer Frequenzmodulation des vom Signalgenerator
erzeugten kontinuierlichen Signals, insbesondere mindestens 10 mal
kleiner.
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Es
ist auch vorteilhaft, wenn eine Dauer einer Frequenzmodulation des
vom Signalgenerator erzeugten kontinuierlichen Signals zwischen
100 μs und
100 ms liegt.
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Besonders
günstig
ist ein Funksender, bei dem der Sendesignalgenerator zum Erzeugen
des kontinuierlichen Signals und die Unterbrechereinheit zum wahlweisen
Unterbrechen und Aufrechterhalten der Signalverbindung durch jeweilige
Taktsignale angesteuert werden, welche in einem bekannten deterministischen Verhältnis zueinander
stehen.
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Dann
ist es besonders vorteilhaft, wenn der Sendesignalgenerator und
die Unterbrechereinheit zur Ansteuerung mit einer Digitalelektronik
verbunden sind, welche die jeweiligen Taktsignale auf der Grundlage
einer gemeinsamen Taktbasis erzeugt.
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Besonders
günstig
ist dann ein Funksender, der einen Taktgeber zum Ausgeben eines
von ihm erzeugtes Taktsignals an die Digitalelektronik aufweist;
wobei die Digitalelektronik ein erstes abgeleitetes Taktsignal zur
Eingabe in den Sendesignalgenerator und ein zweites abgeleitetes
Taktsignal zur Eingabe in die Unterbrechereinheit erzeugt; und wobei
der Sendesignalgenerator auf der Grundlage des ersten abgeleiteten Taktsignals
das kontinuierliche Signals erzeugt, das in die Unterbrechereinheit
eingegeben wird; und wobei die Unterbrechereinheit auf der Grundlage
des zweiten abgeleiteten Taktsignals die Signalverbindung zwischen dem
Sendesignalgenerator und der Antenne wahlweise unterbricht und aufrechterhält.
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Bei
diesem Funksender ist es besonders günstig, wenn die Unterbrechereinheit
einen extern ansteuerbaren Schalter umfasst, insbesondere eine PIN-Diode,
einen Mischer, einen Transistor oder ein mikromechanisches Bauelement.
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Die
Aufgabe wird auch gelöst
durch einen Funkempfänger
zum Empfang von frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignalen der dazu
eingerichtet ist, aus den empfangenen frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignalen
zumindest ein Paar zugehöriger
Spektrallinien zu extrahieren. Insbesondere lassen sich aus einem
Paar zugehöriger
Spektrallinien erfindungsgemäß Größen berechnen,
die eine Verwendung der bekannten Verfahren für frequenzmodulierte kontinuierliche
Signale ermöglichen.
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Dabei
ist es besonders günstig,
wenn die Spektrallinien des Paars zugehöriger Spektrallinien eine gleiche
Ordnung und eine bekannte Symmetrielage aufweisen.
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Der
Funkempfänger
ist günstigerweise
dazu eingerichtet, aus dem Paar zugehöriger Spektrallinien einen
Frequenzversatz und/oder einen Zeitversatz zu bestimmen.
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Der
Funkempfänger
ist ferner vorteilhafterweise dazu eingerichtet ist, sich auf der
Grundlage des berechneten Frequenzversatzes und/oder Zeitversatzes
auf einen Takt eines die frequenzmodulierten und pulsförmigen Funksignale
ausgesandt habenden Funksenders zu synchronisieren.
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Vorteilhafterweise
weisen die Spektrallinien des Paars zugehöriger Spektrallinien eine gleiche
Ordnung und eine bekannte Symmetrielage auf.
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Günstigerweise
ist der Funkempfänger
dazu eingerichtet, aus dem Paar zugehöriger Spektrallinien einen
Frequenzversatz und/oder einen Zeitversatz zu bestimmen.
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Günstigerweise
ist der Funkempfänger
dann dazu eingerichtet, sich auf der Grundlage des berechneten Frequenzversatzes
und/oder Zeitversatzes auf einen Takt eines die frequenzmodulierten
und pulsförmigen Funksignale
ausgesandt habenden Funksenders zu synchronisieren.
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Die
Aufgabe wird auch durch ein Funk-Sende/Empfangs-System aus mindestens
einem wie oben beschriebenen Funksender und mindestens einem passend
eingerichteten Funkempfänger,
insbesondere wie oben beschrieben, gelöst.
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Insbesondere
vorteilhaft ist ein System, bei dem der Funksender und der Funkempfänger die
gleiche Taktquelle zur Bereitstellung einer gemeinsamen Taktbasis
aufweisen.
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Die
Aufgabe wird auch durch eine Anordnung mit mindestens einem Funk-Sende/Empfangs-System zur
Synchronisation des Funk-Sende/Empfangs-Systems und/oder zur Entfernungsmessung
zu einem Antwortgerät
gelöst.
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Vorteilhafterweise
ist das Anwortgerät
als als Transponder umfassend ein zweites Funk-Sende/Empfangs-System
ausgeführt,
wie auch weiter unten beschrieben.
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Alternativ
kann das Anwortgerät
günstigerweise
als Backscattertransponder ausgeführt sein, wie auch weiter unten
beschrieben.
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Die
Erfindung wird auch gelöst
durch einen Funkempfänger,
insbesondere zur Verwendung in einem Funk-Sende/Empfangs-Systems, der mindestens
einen Mischer aufweist, der ein Empfangssignal mit einem Mischsignal
mischt und dadurch ein Messsignal zum Zwecke einer Synchronisation
oder Entfernungsmessung bildet, wobei das Mischsignal eine ähnliche
oder identische Modulation wie das Signal des Sendesignalgenerator
aufweist.
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Dabei
bedeutet 'ähnlich' insbesondere, dass
die Modulation einen Zeitversatz Δt
und/oder einen Frequenzversatz Δf
bezüglich
des Signals des Sendesignalgenerators aufweist. Durch einen Frequenzversatz
in der Trägersignalfrequenz
wird üblicherweise,
und insbesondere dann wenn alle Take aus einem gemeinsamen Takt
abgeleitet werden, die Modulationsrate, d.h. die Geschwindigkeit,
mit der die Modulation erfolgt, unterschiedlich.
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Die
Erfindung wird auch gelöst
durch ein Verfahren zum Erzeugung und Auswerten des Messsignals des
Funkempfängers
wobei ein Unterbrechen und Aufrechterhalten einer Signalverbindung
zwischen dem Signalgenerator und der Antenne so durchgeführt wird,
dass sich die Signalverbindung im Messsignal als eine Zeitdiskretisierung
mit einem realen Abtaster darstellt, und wobei ein Unterbrechen
und Aufrechterhalten der Signalverbindung mittels der Unterbrechereinheit
zeitlich so durchgeführt
wird, dass für
das Messsignal das Abtasttheorem erfüllt ist.
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Dazu
ist es insbesondere günstig,
wenn zumindest die Abtastfrequenz doppelt so groß gewählt wird wie die Bandbreite
des Messsignal und die Dauer des Aufrechterhalten der Signalverbindung
deutlich kleiner, z.B. um einen Faktor 10 kleiner, ist als der Kehrwert
der höchsten
im Messsignal vorkommenden Frequenz.
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Dadurch
kann kann die Information des so zeitdiskretisierten Messsignal
mit Hilfe einer Filterung oder Spektralanalyse vollständig rekonstruiert
und extrahiert werden; im Prinzip wird also ein Messsignal dergestalt gebildet,
als ob die Unterbrechereinheit nicht vorhanden wäre.
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Die
Aufgabe wird auch gelöst
durch eine Kombination eines entsprechenden Funksenders und Funkempfängers.
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Ferner
wird die Erfindung gelöst
durch ein Verfahren zur Synchronisation mindestens eines Funksenders
und mindestens eines Funkempfängers,
wobei mindestens einer der Funksender mindestens einen Signalgenerator
zum Erzeugen eines kontinuierlichen Signals und eine Antenne zum
Ausgeben eines Sendesignals umfasst, wobei der Funksender aus dem
kontinuierlichen Signal durch wahlweises Unterbrechen und Aufrechterhalten
einer Signalverbindung zur Antenne über die Antenne ein pulsförmiges Funksendesignal
ausstrahlt, und wobei der Funkempfänger aus den empfangenen pulsförmigen Funksignalen
zumindest ein Paar zugehöriger
Spektrallinien extrahiert und daraus einen Frequenzversatz und/oder
einen Zeitversatz bestimmt, auf dessen bzw. deren Grundlage der
Funkempfänger
sich auf einen Takt des Funksenders synchronisiert.
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Auch
wird die Erfindung gelöst
durch ein Verfahren zur Entfernungsmessung und/oder Ortung eines Transponders,
wobei ein Funksender mindestens einen Sendesignalgenerator zum Erzeugen
eines kontinuierlichen Signals und eine Antenne zum Ausgeben eines
Sendesignals umfasst, wobei der Funksender aus dem kontinuierlichen
Signal durch wahlweises Unterbrechen und Aufrechterhalten einer
Signalverbindung zur Antenne über
die Antenne ein pulsförmiges
Funksendesignal in Richtung des Transponders ausstrahlt, und wobei
der Transponder dieses Signal zu einem Funkempfänger moduliert reflektiert
und wobei der Funkempfänger
aus den empfangenen pulsförmigen
Funksignalen zumindest eine Spektrallinie extrahiert und daraus eine
Entfernung und/oder Position des Transponders bestimmt.
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Im
folgenden wird die Erfindung nicht beschränkend und rein schematisch
anhand von Ausführungsbeispielen
genauer erklärt:
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1 zeigt
skizzenhaft einen UWB-Funksender;
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2 zeigt
skizzenhaft eine erste Ausführungsform
eines UWB-Funkempfängers;
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3 zeigt
skizzenhaft eine zweite Ausführungsform
eines UWB-Funkempfängers;
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4 zeigt
skizzenhaft eine dritte Ausführungsform
eines UWB-Funkempfängers;
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5 zeigt
eine Auftragung eines Frequenzspektrums mit Spektrallinien;
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6 zeigt
eine Auftragung einer Frequenz eines empfangenen und eines lokal
erzeugten Signals über
einer Zeit.
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1 zeigt
das Grundprinzip der Anordnung zur Erzeugung der verwendeten Funk-Sendesignale (Funksender 1).
Der Signalgenerator SGEN1 des Funksenders 1 erzeugt ein
vorzugsweise linear frequenzmoduliertes Signal SFMTx(t). Dieses
Signal wird mit einem Schalter SW1 durch ein Schaltsignal ssw(t)
ausgetastet, so dass ein pulsförmig
moduliertes und zusätzlich
frequenzmodulierte UWB-Sendesignal sTx(t)
erzeugt wird. Typischerweise wird mit dem Schaltsignal der Schalter
z.B. für
eine Zeitdauer von ca. 100 ps bis zu 10 ns geschlossen und ca. 10
bis 1000 mal so lange geöffnet.
Dem Fachmann ist bekannt, dass solch ein Schalter auf unterschiedlichste
Weise z.B. mit PIN-Dioden, mit einem Mischer, einen Transistor oder
ggf. mit mikromechanischen Bauelementen realisiert werden kann.
Die Frequenzmodulation – also
z.B. die Dauer der Frequenzrampe bei einer linearen Frequenzmodulation – sollte
eine Dauer aufweisen, die um einige Größenordnungen über der
Pulsperiode liegt. Sinnvolle Werte können insbesondere im Bereich
von 100 Mikrosekunden bis 100 Millisekunden liegen. Vorzugsweise
ist ein zentrales Element der Schaltung eine Digitalelektronik DIGE1
die aus einer gemeinsamen Taktbasis – z.B. einem Quarzoszillator
CLK1 – alle
Taktsignale ableitet, so dass alle Taktperioden bzw. Frequenzen
aller Signale in der Schaltung in einem bekannten deterministischen Verhältnis zueinander
stehen; falls dies nicht erfolgt, kann häufig nicht aus dem Frequenzversatz
auf den während
des Messens und der Synchronisation entstehenden Zeitversatz geschlossen
werden. Bei einem Frequenzunterschied von nur 1 ppm und 30 ms vergehender
Zeit lassen sich so 30 ns an zusätzlichem
Zeitversatz erreichen. Bei einer Entfernungsmessung mit Funksignalen
entspricht dieser Zeitversatz einem Entfernungsmeßfehler
von mehrere Metern.
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2 zeigt
das Grundprinzip der Anordnung zum Empfang der mit der Anordnung
aus 1 erzeugten Funksignale (Funkempfänger 2).
Erfindungsgemäß können die
Anordnungen aus 1 und 2 zusammen
eine erste erfindungsgemäße Anordnung
darstellen, mit der zwei Funkstationen miteinander synchronisiert
werden können.
Eine zweite erfindungsgemäße Anordnung
ergibt sich, wenn zwei Funkstationen jeweils beide Anordnungen – also jeweils
die aus 1 und 2 – beinhalten,
um so Funksignale hin- und zurücksenden
zu können;
diese zweite erfindungsgemäße Anordnung
ist insbesondere geeignet um den Abstand zwischen den beiden Funkstationen
zu bestimmen.
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Auch
bei der Anordnung in 2 werden wie bei der Anordnung
in 1 vorzugsweise (siehe oben) alle Takte bzw. Signale
aus einer gemeinsamen Taktbasis (CLK2, DIGE2) abgeleitet.
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Der
Signalgenerator SGEN2 erzeugt – in
analoger Weise wie zu 1 ausgeführt – ein frequenzmoduliertes Signal
SFMRx(t). Dieses Signal sollte vorzugsweise nach dem gleichen Bildungsgesetz
aufgebaut sein, also eine möglichst
identische Modulation wie das Signal SFMTx(t) aufweisen. In einem
Mischer MIX wird dieses Signal mit dem empfangenen UWB-Signal sRx(t)
gemischt, und man erhält
so das Signal Smix(t). Geht man vereinfacht von einem idealen verzerrungsfreien
Kanal aus, so entspricht das Empfangssignal sRx(t) dem Sendesignal
sTx(t) wobei es allerdings durch die Signallaufzeit τ verzögert und
aufgrund der Übertragung
um den Faktor α abgeschwächt ist.
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Vom
Mischer wird das gemischte Signal über einen Filter FLT und einen
Analog-Digital-Wandler ADC in eine Signalauswerteeinheit SAE geführt, wo
das Signal ausgewertet wird und weitere Größen berechnet werden können. Mit
diesen Größen können anschließend Takt-
und Frequenzparameter des Signalgenerators verändert werden.
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Zur
Erhöhung
der Eingangsleistung, insbesondere aber auch zur besseren Isolation
etwaiger, durch den Mischer MIX nach Außen dringender hochfrequenter
Signalanteile, kann zwischen Antenne ANT2 und Mischer MIX ein LNA
(low noise amplifier; niedrigrauschender Verstärker) eingesetzt werden, der
das empfangene Signal verstärkt.
Alternativ kann auch ein Richtkoppler verwendet werden.
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Zur
systemtheoretischen Betrachtung wird davon ausgegegangen, dass das
Schaltsignal s
sw(t) das frequenzmodulierte
Signal SFMTx(t) periodisch mit einer pulsförmigen Aperturfunktion p(t)
gewichtet, also:
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Eine
einfache Aperturfunktion könnte
z.B. eine Rechteckfunktion sein, also Pulse mit der Breite T
0 die sich mit der Periode T wiederholen.
In diesem Fall folgt:
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Da
der Mischer wie ein Multiplizierer arbeitet, entsteht hinter dem
Empfangsmischer MIX ein Signal der Form
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Vereinfachend
sind hier alle Amplituden- und Dämpfungsfaktoren
vernachlässigt
worden, da sie ohnehin das Ergebnis nur linear skalieren würden.
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Aus
der Formel ergibt sich, dass sich das Mischsignal smix(t) als Mischprodukt
zweier nicht pulsmodulierter Signale also smixc(t) ergibt und dieses
Mischprodukt der kontinuierlichen Signale nur mit der Pulsfolge
zu gewichten ist. Aus der Abtasttheorie für einen realen Abtaster mit
endlicher Aperturzeit ist bekannt, dass die periodische Abtastung
mit einer Aperturfunktion zu folgenden Effekten führt:
- a) die Abtastung von smixc(t) mit der periodischen
Pulsfolge mit der Periode T führt
im Spektrum von smix(t) zu einer periodischen Wiederholdung des
Spektrums von smixc(t) mit der Periode 1/T
- b) das Signal smixc(t) kann aus dem abgetasteten Signal smix(t)
vollständig
rekonstruiert werden, wenn die allgemein bekannten Abtastbedingungen
eingehalten werden
- c) die periodische Multiplikation mit der Aperturfunktion p(t)
im Zeitbereich führt
im Spektrum dazu, dass das Spektrum von smixc(t) sich nicht nur
periodisch wiederholt, sondern auch noch mit der Fouriertransformierten
der Aperturfunktion zu wichten ist.
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Aus
dem Gesagten ist zu folgern, dass nach der erfindungsgemäßen Behandlung
der gepulsten Signale die berechneten Ausgangsgrößen vorteilhafterweise und überraschenderweise
in sämtlichen
Verfahren zur Synchronisation von Takteinrichtungen und zur Entfernungs- bzw Laufzeitmessung
zwischen Funkstationen mit FMCW-Funksignalen
verwendet werden können,
wenn bei der Abtastung bzw. bei der Formung der Pulsfolgen gewisse
Regeln eingehalten werden und bei der Auswertung der Signale die
Effekte der Abtastung berücksichtigt
werden.
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Als
Konsequenz der oben genannten Zusammenhänge zwischen dem gepulsten
und dem ungepulsten Signal betrachten wir bei der Darstellung des
Verfahrens und der Anordnugnen zur Synchronisation von UWB Funkstationen
nun zunächst
den kontinuierlichen Fall. Die Betrachtungen liefern also z.B. zunächst smixc(t),
die Übertragung
auf den gepulsten Fall kann dann wie oben dargestellt wurde leicht
im Anschluss erfolgen.
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Am
Anfang einer Messung (t = 0) sendet eine der beiden am Synchronisations-
bzw. Entfernungsmessvorgang beteiligten Funkstationen (Station 1)
ein linear frequenzmoduliertes Signal aus. Dieses Signal erreicht
nach der Laufzeit τ die
zweite Station. Der Frequenzverlauf des von Station zwei empfangenen
Signals sRx(t), das durch die Bandbreite Bs, die Rampendauer Ts
und durch die Startfrequenz fs gekennzeichnet ist, ist in 6 dargestellt.
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Mit
dem Signalgenerator der zweiten Station wird ein dem Empfangssignal ähnliches
Signal erzeugt. Dieses lokal generierte Signal sFMRx(t) unterscheidet
sieh von dem empfangenen Signal durch einen Zeitversatz Δt, da beide
Stationen zu unterschiedlichen Zeitpunkten aktiviert wurden, und
einen Frequenzversatz Δf, der
durch die Abweichung der zur Signalerzeugung genutzten Taktquellen
beider Stationen hervorgerufen wird. Der Frequenzverlauf des lokal
generierten Signals ist ebenfalls in 6 dargestellt.
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Um
der ersten Station eine Entfernungsmessung zu ermöglichen,
muss die zweite Station ihr lokal generiertes Signal zunächst auf
das Empfangssignal synchronisieren. Nachdem Zeit- und Frequenzversatz
korrigiert wurden, wird das lokal generierte Signal schließlich mit
bekannter Verzögerungszeit
zur ersten Station zurück
gesendet. Damit kann die erste Station ihre Entfernung zur zweiten
Station nach dem Standard-FMCW-Radarprinzip
ermitteln.
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Um
den Zeit- und Frequenzversatz zwischen dem empfangenen und dem lokal
generierten Signal zu bestimmen, werden beide Signale miteinander
gemischt/multipliziert und das Mischsignal einer Tiefpassfilterung
unterzogen. Das Tiefpassgefilterte Mischsignal s
md,flt(t)
wird durch
beschrieben.
Dabei stellt C
1 eine Konstante dar, die
von den Amplituden des empfangenen und des lokal generierten Signals bestimmt
wird. Die Konstante C
2 hängt von der Startfrequenz f
s und den Anfangsphasen der beiden Sinussignale
ab.
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Die
Frequenz des Tiefpass gefilterten Mischsignals,
hängt lediglich
von Zeitversatz Δt
und Frequenzversatz Δf
ab. B
S und T
S sind
konstante Systemparameter. Wird nun die Frequenz des Tiefpass gefilterten
Mischsignals während
einer Aufwärtsrampe
(f
1) und einer Abwärtsrampe (f
2)
mittels des FFT-Algorithmus' bestimmt,
so ist durch
ein lineares
Gleichungssystem gegeben. Als Lösung
ergeben sich Zeit und Frequenzversatz zu
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Nachdem
Zeit- und Frequenzversatz nach den Gleichungen (8) und (9) berechnet
wurden, kann das lokal generierte Signal an das empfangene angepasst
werden.
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Ein
entscheidender Unterschied besteht bei Verwendung von UWB-Signalen,
die gemäß
1 erzeugt
wurden, darin, dass sich die Frequenzlinien bei f
1 und
f
2 – bzw.
auch die bei –f
1 und –f
2 wenn man keinen IQ-Mischer verwendet und
somit nur reellwertige Messsignale vorliegen hat – nun periodisch
wiederholen und zwar gemäß:
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Da
es sich bei den Abtastpulsen um relativ kurze Pulse handeln soll,
und die Spektren der Messsignale bei einer linearen Modulation primär Linienspektren
sind, sind die unter Punkt b) dargestellten Effekte der spektralen
Wichtung in aller Regel vernachlässigbar.
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Daher
müssen
die unter Punkt a) dargestellten Effekte der periodischen Wiederholung
der Spektren berücksichtigt
werden. Es ist notwendig, im gemessenen Spektrum zwei Spektrallinien
f1k und f2k vorzugsweise einer gleichen und bekannten Ordnung k
und bekannter Symmetrielage (+ oder –) zu extrahieren um daraus
dann f1 und f2 abzuleiten und in die o.g. Formeln einzusetzen.
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Zu
einer eindeutigen Detektion der Ordnung und Symmetrielage der Spektrallinien
gibt es unterschiedliche Möglichkeiten.
- 1) Vorsynchronisierung mit Schmalband-FM:
Wird
für die
Synchronisation eine Bandbreite von BS < 0.5/T verwendet,
so sind im auszuwertenden Spektralbereich keine Spiegelfrequenzen
auf Grund der periodischen Fortsetzung wegen der UWB-Abtastung (vgl. 5)
vorhanden. Für
die Ordnung der Spektrallinien folgt daher n = 0 und die Symmetrielage
ist eindeutig.
- 2) Zusätzlicher
Frequenzversatz Δfz:
Man verstimmt eine der beiden Stationen
um einen zusätzlichen
Frequenzversatz Δfz in der Art, dass die Frequenzen f1 und f2 nach den
Gleichungen (6) und (7) stets
positiv sind. Dadurch wird die Symmetrielage eindeutig bestimmt.
- 3) Man geht davon aus, dass Δf
klein ist: eine Korrektur kann dann mit Permutationen von plausiblen
Frequenzpaaren erreicht werden.
- 4) Veränderung
von Sweep-Parametern: wird eine höhere Bandbreite Bs < 0.5/T für die Synchronisierung verwendet,
so entstehen auf Grund der periodischen Fortsetzung des Spektrums
wegen der UWB-Abtastung Spiegelfrequenzen im auszuwertenden Spektralbereich.
Werden Sweepparameter, wie die Sweepbandbreite Bs oder die Sweepdauer
Ts verändert,
verschiebt sich die Lage der Spiegelfrequenzen. Aus dieser Verschiebung
kann auf Ordnung und Symmetrielage geschlossen werden.
- 5) Eine Vorsynchronisierung kann über eine normale Funkkommunikation
erreicht werden. Dazu können bespielsweise
beiden Stationen bekannte binäre
Folgen übertragen
werden, über
deren Korrelation eine grobe Synchronisierung der Takte erreicht
werden kann.
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Beispiel 1
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Das
FMCW-modulierte Signal wird rechteckförmig ausgetastet. Das dazu
verwendete Schaltsignal ist 9 ns an und 991 ns aus. Die Startfrequenz
des Sweeps beträgt
6,8 GHz, die Endfrequenz 7,7 GHz und somit die Bandbreite Bs = 900 MHz. Die Sweepdauer betrage Ts = 10 ms und die Peakleistung –3 dBm.
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Wird
nun durch eine normale Funkkommunikation eine Vorsynchronisierung
auf 5 μs
genau erreicht, so ergibt sich für
die zu untersuchenden Spektrallinien eine maximale Frequenzabweichung
von ca. 0,45 MHz. Da die Periode des Spektrums durch die UWB-Abtastung
1 MHz beträgt,
ist eine direkte Zuordnung der Spektrallinien möglich (n = 0).
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Beispiel 2
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Für das FMCW
modulierte Signal wird der gleiche Frequenzbereich wie in Beispiel
1 verwendet, auch die Schaltzeiten seien identisch. Allerdings betrage
die Sweepdauer nur 2 ms. Durch eine normale Funkkommunikation werde
eine Vorsynchronisierung auf 100 μs
genau erreicht.
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Nun
wird im ersten Synchronisierungsschritt die Sweepbandbreite auf
10 MHz verringert. Damit ergibt sich eine maximale Frequenzabweichung
von ca. 0,5 MHz, so dass wiederum eine direkte Zuordnung der Spektrallinien
möglich
ist. Mit der geringen Bandbreite wird eine Vorsynchronisierung auf
1 μs, so
dass im zweiten Synchronisierungsschritt die Synchronisierung mit
voller Bandbreite erfolgen kann.
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Eine
Vorsynchronisierung ist auch dadurch möglich, dass man N zeitlich
leicht versetze Sweeps verwendet und den Amplitudenverlauf des Messsignals
(bzw. seiner Spektrallinien) auswertet. Je größer die Amplitude desto besser
ist die Synchronisation bzw. desto geringer ist die Ordnung der
Frequenzpaare.
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Günstig kann
es sein, nach einer ersten Vorsynchronisierung auf einen S&H-Modus umzuschalten, wie
am Beispile einer zweiten Ausführungsform
eines Funkempfänger 3 in 3 dargestellt
ist. Im Empfänger 3 ist
nun ein "Sample & Hold" (S&H)-Glied vorgesehen,
das die empfangene Pulsfolge immer gerade dann abtastet und den
Wert hält,
wenn auch wirklich ein reflektierter Puls eintrifft. Hierzu ist
es jedoch nötig,
die Abtastpulsfolgen auf die empfangene Pulsfolge zu synchronisieren.
Die Vorsynchronisierung kann mit dem o.g. Verfahren ohne S&H erfolgen oder
auch adaptiv im Sinne einer Korrelation, indem die beiden Pulsfolgen
langsam übereinander geschoben
werden und man das Maximum der Korrelation bestimmt.
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Der
Vorteil dieser Variante mit synchroner Abtastung gegenüber der
Variante ohne S&H
besteht darin, dass man im Empfangszweig nur eine deutlich geringere
Verstärkung
notwendig ist und man ein deutlich besseres Signal-zu-Rauschverhältnis erwarten
kann, da nicht über
die langen Perioden in denen kein Signal sondern nur Rauschen vorhanden
ist gemittelt werden muss.
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Auch
wenn bei der synchroner Abtastung durch die erforderliche Vorsynchronisierung
ein Zusatzaufwand entsteht, so ist dieser dennoch deutlich kleiner
als bei normalen korrelierenden Pulssystemen: die Pulsdauer kann
deutlich länger
sein und die Synchronisation muss auch nicht sehr exakt sein (es
reicht im Prinzip, wenn sich die Pulsfolgen irgendwie nennenswert überlappen),
da die hochgenaue Korrelation nach wie vor rechnerisch auf Basis
der FM-Modulation
erfolgt und die große
Bandbreite mit der FM-Modulation
erzeugt wird, und nicht zwangsläufig
mit den Pulsen. Dadurch ist die Synchronisation bzw. die Hardwarekorrelation
viel einfacher und viel schneller als bei normalen Puls-UWB-Systemen.
Auch kann die Messung schneller und energieeffizienter durchgeführt werden,
da man bei jeder Messung einen Laufzeitbereich abdecken kann, der
10 bis 100 mal so groß ist
wie bei Pulssystem.
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Allgemein
kann eine Vorsynchronisation dadurch erfolgen, dass man ein erstes
Spektrallinienpaar abtastet und man dann, nach dem ersten Abtasten
auf einen Schalttakt synchronisiert, um das Signal-zu-Rausch-Verhältnis zu
verbessern.
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Die
grundlegenden Idee des o.g. UWB-FMCW-Radar lässt sich in analoger Form auch
auf Ortungssysteme mit einem sogenannten Backscattermodulator bzw.
-transponder übertragen,
siehe 4. Hierzu ordnet man die Sender und Empfänger in
einer gemeinsamen Sende/Empfangs-Einheit 4 an und bestimmt
die Laufzeit zurückgestreuter
Signale.
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Zur
Messung des Abstandes zu einem Backscattermodulator bzw. -transponder
5 wird
die Anordnung aus
1 mit Elementen aus
2 zu
4 erweitert.
Wie ersichtlich wird das Sendesignal mit einer periodischen Aperturfunktion
ausgetastet, um so ein UWB-Signal entsprechend der gesetzlichen
Vorschriften erzeugen zu können.
Am Backscatter-Modulator
5 wird
das Sendesignal moduliert reflektiert, wobei üblicherweise die Modulationsfunktion
den komplexen Reflexionsfaktor hinter der Antenne ANTB bzgl. Betrag
und/oder Phase mit einem modulierbaren Anpassnetzwerk MAN moduliert.
Das Mischsignal hinter dem Empfangsmischer MIX ergibt sich zu
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Man
erkennt anhand der Formel, dass sich das Mischsignal smix(t) als
Mischprodukt zweier nicht pulsmodulierter Signale, also smixc(t),
ergibt und dieses Mischprodukt der kontinuierlichen Signale nur
mit der Abtastfolge gewichtet wird.
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Wird
also die Modulationsfrequenz von m(t) niedrig genug gewählt bzw.
die Periode T der Abtastung klein genug und die Aperturzeit hinreichend
kurz, so entspricht die Information im Signal smix(t) exakt der
Information, die eine kontinuierlich sendende Variante (also wenn
SW 1 stets geschlossen wäre)
liefern würde.
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Vorzugsweise
ist die höchste
Frequenz von m(t) so zu wählen,
dass sie kleiner als halb so gross wie die Abtastfrequenz als keiner
als 0,5/T ist. Vorzugsweise ist ferner die niedrigste Frequenz von
m(t) so zu wählen
dass sie sehr viel größer als
der Kehrwert der Sweepdauer ist. Vorzugsweise ist die Dauer der
UWB-Pulse so zu wählen
dass sie deutlich kürzer
sind als der Kehrwert der höchste
Frequenz die im Siganl m(t) vorkommt.
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Sinnvolle
Parameter zur Auslegungung eines Systems nach 4 wären und
zur Erzeugung der UWB Pulse durch pulsförmiges ausgetasten des FMCW
modulierten Signals wären
z.B.: Pulsdauer 9 ns; Pulspause 991 ns; niedrigste Frequenz der
FMCW-Sweeps: fMinSweep 6,8 GHz; höchste Frequenz der FMCW-Sweeps: fMaxSweep
7,7 GHz; Dauer des FMCW-Sweeps 100 ms; und höchste Frequenz von m(t) ca. 400
kHz.
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Ist
m(t) ein periodisches bandbegrenztes Signal mit der Periodendauer
Tm = 1/fm und einer Bandbreite << 0,5/T, so ergibt
sich ein Spektrum Smix(f) des Zeitsignals smix(t) in der Form wie
sie in 5 dargestellt ist.
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Der
Abstand Δf
der symmetrisch um die Modulationsfrequenz liegenden Spektrallinien
(die linke Spektrallinie ist jeweils die Spiegelung der negativen
Frequenzkomponenten an der Ordinate) ist proportional zur Entfernung.
Es kann auch die Phase der beiden symmetrisch um die Modulationsfrequenz
liegenden Spektrallinien zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung
verwendet werden.
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Das
ausgeführte
Backscattersystem lässt
sich hervorragend für
kostengünstige,
stromsparende Ortungssysteme mit kleiner Reichweite verwenden, z.B.
Zugangssysteme (für
Haus, Fahrzeuge und Rechner), Systeme für kontextabhängigen Informationstransfer
(auf Messen, in Museen, in der Produktion und Wartung von Maschinen
und zur Unterstürzung
behinderter oder älterer
Leute), RFID Systeme, Logistik aber auch für die hochpräzise Ortung
von Werkzeugen und Robotern/Roboterarmen in der Automatisierungstechnik
oder Medizin.
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Die
oben beschriebenen Ausführungsbeispiels
sind nicht dazu gedacht, die Erfindung oder ihre Anwendungen in
irgendeinerweise zu beschränken.
ein lineares Gleichungssystem gegeben. Als Lösung ergeben sich Zeit und Frequenzversatz zu
