WO2007123051A1 - 適応アレイ制御装置、方法、プログラム、及び適応アレイ処理装置、方法、プログラム - Google Patents

適応アレイ制御装置、方法、プログラム、及び適応アレイ処理装置、方法、プログラム Download PDF

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Akihiko Sugiyama
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    • H04R2430/25—Array processing for suppression of unwanted side-lobes in directivity characteristics, e.g. a blocking matrix

Definitions

  • the present invention relates to an adaptive array control device, an adaptive array control method and a program thereof, and an adaptive array processing device, an adaptive array processing method and a program thereof, and more particularly, receives a signal spatially using a plurality of sensors.
  • the present invention relates to an adaptive array control device, an adaptive array control method and program thereof, and an adaptive array processing device, adaptive array processing method and program thereof. Background art
  • a speech enhancement device using an adaptive microphone array In the fields of audio signal acquisition, sonar, wireless communication, and the like, a speech enhancement device using an adaptive microphone array, a wireless transmission / reception device using an adaptive antenna array, and the like are known. These devices can receive only a specific signal from a plurality of signal sources, and are an application of adaptive array technology.
  • a microphone, an ultrasonic sensor, a sonar receiver, an antenna, or the like can be used.
  • a microphone is used as a sensor will be described.
  • the microphone array forms a spatial filter by filtering signals input to a plurality of microphones and then adding them. This spatial filter emphasizes only the signal coming from a predetermined direction, that is, the target signal, and attenuates signals other than the target.
  • the adaptive microphone array is a microphone array having a function of adaptively changing the spatial filter characteristics.
  • the “general sidelobe canceller” disclosed in Non-Patent Document 1 the configuration disclosed in Non-Patent Document 2, the configuration disclosed in Non-Patent Document 3, and the non-patent Known as "Frost 'beamformer" disclosed in Reference 4, configuration disclosed in Non-Patent Reference 5, etc.
  • a general side array canceller which is a basic adaptive array processing apparatus, also includes a fixed beamformer, a blocking matrix circuit, and a multi-input canceller.
  • a blocking matrix circuit circuit an adaptive blocking matrix circuit circuit including an adaptive filter is also used.
  • the fixed beamformer processes multiple sensor signals to enhance the target signal.
  • the blocking matrix circuit circuit suppresses the target signal included in the plurality of sensor signals and relatively emphasizes the interference signal.
  • the adaptive blocking matrix circuit uses the fixed beamformer output as a reference signal, subtracts the plurality of sensor signal forces from the pseudo target signal generated by the adaptive filter, and supplies it to the multi-input canceller.
  • the adaptive filter coefficient of the adaptive blocking matrix circuit is updated using the fixed beamformer output and the output of the adaptive blocking matrix circuit so that the output of the adaptive blocking matrix circuit is minimized.
  • the multi-input canceller uses the output of the blocking matrix circuit as a reference signal and subtracts the pseudo jamming signal generated by the adaptive filter from the fixed beamformer output. In the signal obtained by this subtraction processing, the target signal is emphasized and the interference signal is suppressed, and this is used as the array device output. By this subtraction process, the correlation of the output signal with the interference signal is removed.
  • the adaptive filter coefficients of the multi-input canceller are updated using the blocking matrix circuit output and the multi-input canceller output so that the multi-input canceller output is minimized.
  • the fixed beamformer As the fixed beamformer, a delay and sum beamformer that delays and adds a plurality of sensor signals, and a filter and sum beamformer that adds after filtering can be used. These fixed beamformers are described in detail in Non-Patent Document 6.
  • the delay-and-sum beamformer delays a plurality of sensor signals by the number of samples specific to each signal, further multiplies each signal by a specific coefficient, and then calculates and outputs the sum.
  • the delay time of each signal is set so that the phase of the target signal included in each sensor signal is the same after being delayed. As a result, the target signal included in the output of the delay and sum beamformer is enhanced.
  • jamming signals coming from directions different from the target signal have different phases in each of the delayed signals, and therefore are added by addition. They counteract each other and decay.
  • the filter ad-sum beamformer has a configuration in which the delay and constant multiple for a plurality of sensor signals in the delay and sum beamformer are replaced by a filter. These multiple filters can have different delay and constant multiple effects in the delay and sum beamformer for each frequency. For this reason, the target signal enhancement effect is higher for the signal with a flat spectrum than for the delay and sum beam former.
  • the adaptive blocking matrix circuit and the multi-input canceller include a plurality of adaptive filters.
  • these adaptive filters structures such as FIR filters, IIR filters, and lattice filters can be used.
  • the coefficient update algorithms for these adaptive filters include the NLMS algorithm (learning identification method or normalized LMS algorithm), the RL S algorithm (sequential least square method), the projection algorithm, the gradient method, the LS algorithm (least square method), Block adaptation algorithms, transform domain adaptation algorithms, etc. can be used.
  • the disturbing signal emphasized in the coefficient updating of the adaptive blocking matrix circuit becomes a signal unnecessary for the coefficient updating, and the target signal emphasized in the coefficient updating of the multi-input canceller becomes a signal that disturbs the coefficient updating. For this reason, in any case, the adaptive filter coefficient is disturbed, and unpleasant breathing noise is generated in the output signal of the array processing apparatus.
  • the coefficient update step size must be set small. However, a small step size slows down the speed at which the characteristics of the adaptive blocking matrix circuit follow the movement of the target signal, degrading the quality of the adaptive array device output, which is the final output.
  • adaptive mode control devices are disclosed in Non-Patent Documents 8 and 9.
  • Non-Patent Document 8 the correlation between signals obtained by adjacent sensor forces is calculated.
  • the presence of the disturbing signal is detected by using.
  • By stopping the coefficient update when a jamming signal is detected a good adaptive array device output can be obtained.
  • the signal band is limited to about 600 to 1200 Hz to avoid spatial aliasing where the microphone interval is wide.
  • the presence of interfering signals cannot be accurately detected because sometimes the audio power is also outside this frequency range.
  • it assumes a fixed blocking matrix circuit and controls the coefficient update of only the multi-input canceller, so it cannot be applied directly to the adaptive blocking matrix circuit.
  • Non-Patent Document 9 the presence of a jamming signal is detected using the power ratio (SIR) of the target signal to the jamming signal.
  • the target signal power is estimated using the fixed beamformer output.
  • Interference signal power estimation is performed using the output of the adaptive blocking matrix circuit.
  • the ratio of these estimates, ie the SIR estimate is compared with a threshold.
  • the SIR is larger than the threshold, the target signal is dominant in the input signal and the influence of the disturbing signal is small, so the coefficient is updated by the adaptive blocking matrix circuit.
  • the coefficient update of the multi-input canceller stops.
  • Non-Patent Document 10 discloses an adaptive mode control device having a dedicated fixed blocking matrix circuit.
  • interference signal power estimation is performed using a dedicated fixed-blocking matrix circuit. Therefore, the desired performance can be obtained regardless of the convergence of the adaptive filter coefficients included in the adaptive blocking matrix circuit, and accurate interference signal power estimation can be performed.
  • FIG 22 shows the adaptive array processing device disclosed in Non-Patent Document 9 and Non-Patent Document 10.
  • the structure which combined the shown adaptive mode control apparatus is shown.
  • the adaptive array processing apparatus disclosed in Non-Patent Document 9 includes a fixed beamformer 200, an adaptive blocking matrix circuit 300, a delay element 400, and a multi-input canceller 500.
  • the adaptive mode control device includes a blocking matrix circuit 310, a SIR estimation unit 700, and a comparison unit 800.
  • the fixed beamformer 200 processes signals obtained from the M sensors 100 to 100.
  • the adaptive blocking matrix circuit 300 suppresses the target signal included in the plurality of sensor signals and relatively emphasizes the interference signal. This is to generate pseudo target signals by a plurality of adaptive filters using the output of the fixed beamformer 200 as a reference signal, and subtract them from the signals obtained from the M sensors 100 to L00.
  • the coefficients of the adaptive filter are updated using the output of the fixed beamformer 200 and the output of the adaptive blocking matrix circuit 300 so that the output of the adaptive blocking matrix circuit 300 is minimized.
  • the delay element 400 delays the output of the fixed beamformer 200 by L samples and supplies it to the multi-input canceller 500.
  • the value of L is set so that the target signal component at the output of the delay element 400 and the target signal component at the output of the adaptive blocking matrix circuit 300 are in phase. For example, set the sum of the group delay time of the fixed beamformer 200 and the time corresponding to about one quarter to one half of the number of taps of the adaptive blocking matrix circuit 300 !,
  • the multi-input canceller 500 receives and processes the delayed output signal of the fixed beamformer 200 and the output signal of the adaptive blocking matrix circuit 300, thereby suppressing the interfering signal and relatively processing the target signal. Emphasize further.
  • the multi-input canceller 500 receives the interference signal emphasized from the adaptive blocking matrix circuit 300 as a reference signal, and generates a pseudo interference signal by an adaptive filter as a signal correlated therewith.
  • the generated target jamming signal is also subtracted from the emphasized target signal force that is the output of the delay element 400. This output is transmitted to the output terminal 600.
  • the adaptive filter coefficient of the multi-input canceller 500 is updated using the output of the adaptive blocking matrix circuit 300 and the output signal transmitted to the output terminal 600 so that the output signal is minimized.
  • the output of the adaptive blocking matrix circuit 300 used in the coefficient update of the adaptive blocking matrix circuit 300 includes the interference signal and the suppressed target signal.
  • the adaptive blocking matrix circuit 300 can only affect the target signal component, and the interference signal is output as it is. That is, the adaptive blocking matrix circuit 300 can minimize only the target signal component, and the disturbing signal component included in the output interferes with the coefficient update.
  • the adaptive filter coefficient included in the adaptive blocking matrix circuit 300 is disturbed by the interference, and the signal transmitted to the multi-input canceller 500 becomes unstable. As a result, the output of the multi-input canceller 500, that is, the adaptive array device output is disturbed, and unpleasant breathing noise is generated.
  • the SIR is estimated using the plurality of sensor signals, and the coefficient update of the adaptive blocking matrix circuit 300 is controlled using the estimated value.
  • the target signal emphasized in the coefficient update of the multi-input canceller 500 becomes a signal unnecessary for the coefficient update, and disturbs the coefficient update.
  • the interference disturbs the adaptive filter coefficient included in the multi-input canceller 500, and unpleasant breathing noise is generated at the output of the adaptive array device. Therefore, similarly to the adaptive blocking matrix circuit 300, the SIR of the plurality of sensor signals is estimated, and the coefficient update of the multi-input canceller 500 is controlled using this estimated value.
  • the SIR estimation unit 700 performs SIR estimation using the output of the blocking matrix circuit 310 and the output of the fixed beamformer 200.
  • the target signal power is estimated using the fixed beamformer output.
  • Interference signal power estimation is performed using the output of the fixed blocking matrix circuit. These two estimates are supplied to the SIR estimator 700, and the ratio is the SIR estimate.
  • the SIR estimation value is transmitted from the SIR estimation unit 700 to the comparison unit 800.
  • Comparator 800 compares the SIR estimated value with a threshold value. When the estimated SIR value is larger than the threshold value, the target signal is dominant in the input signal, and the influence of the interference signal is small. Therefore, a control signal for updating the coefficient in the adaptive blocking matrix circuit is generated, and the adaptive blocking matrix circuit 300 To supply.
  • FIG. 23 shows a configuration example of the blocking matrix circuit 310. It comprises a subtractor 311 for obtaining the difference between the i-th sensor signal Xi (k) and the (i + 1) -th sensor signal X (k). Where k i + 1
  • the output signal z (k) of the blocking matrix circuit 310 is x (k) -x (k).
  • the blocking matrix circuit 310 has an effect of suppressing the target signal.
  • Non-Patent Document 1 January 1982, I'y'y'y'Transactions'on'Antenna'and'propagations, No.30, No.1, (IEEE TRANSACTIONS ON (ANTE NNAS AND PROPAGATIONS, VOL.30, NO.l, PP.27-34, Jan. 1982) 27-34
  • Non-Patent Document 2 September 1992, I'y'y'y'Transactions'on'Antennas'and'Propagations, No. 40, No. 9, (IEEE TRANSACTIONS ON ANTE NNAS AND (PROPAGATIONS, VOL.40, NO.9, PP.1093-1096, Sep. 1992) 109 3-1096
  • Non-Patent Document 3 September 1996, IEICE Transactions A, 79, 9, 1516-1524
  • Non-Patent Document 4 August 1972, Proceedindas' Ob 'A' 'I' 'I', No. 60, No. 8, (PROCEEDINGS OF IEEE, VOL.60, NO.8, PP 926-935, Aug. 1972) 926-935
  • Non-Patent Document 5 April 1994, “I-I-I-I-I-I-Proceedings'-Ob 'Internationale' Conference-on-Aquustitas-Speech-and-Signanore-processing, IV IV, ( IEEE PROCEEDINGS OF INTERNATIONAL CONFERENCE ON ACOUSTICS.SPEECH, AND SIGNNAL PROCESSING, VOL.IV, PP.269-272, Apr. 1994) pp.269-272
  • Non-Patent Document 6 1993, "Array 'Signal Processing", Chapter 4, Prentice Hall, Inglewood Cliffs (CH.4, ARRAY SIGNAL PROCESSING, PRENTICE-HALL, ENGLEWOOD CLIFS, 1993.)
  • Non-Patent Document 7 2001, “Microphone Array”, Springer (MICROPHONEARR AYS, SPRINGER, 2001.)
  • Non-Patent Document 8 March 1992, Journal 'Ob' Acustical 'Society' Ob 'USA, 91st, No. 3, (JOURNAL OF ACOUSTICAL SOCIETY OF AMERICA, VO. 91, NO.3 , PP.1662-1676, Mar. 1992) pp. 1662-1676
  • Non-Patent Document 9 April 1998, I'i 1 '1' 1 'Proceedings of' I 'Shi ⁇ A, S, S, P, (IEEE PROCEEDINGS OF ICASSP, PP.3605- 3608, AP R. 1998) 3605-3608
  • Non-Patent Document 10 March 1999, “Professionals Of ICASSP, PP.949” — 952, MA R. 1999) Pages 949-952
  • Non-Patent Document 11 2001, “Microphone Arrays”, Chapter 1, Springer—Burrag, Berlin (CH.l, MICROPHONE ARRAYS, SPRINGER-VERLAG, BERLIN, 200 1.)
  • the sensor interval has an upper limit determined by the wavelength and sound velocity.
  • both the fixed beamformer that estimates the power of the target signal and the fixed blocking matrix circuit that estimates the power of the jamming signal are selected based on the direction of the target signal and the jamming signal whose frequency characteristics are not flat. Not enough. For this reason, in the conventional technology including FIG. 22, an error in the power estimation is unavoidable depending on the frequency characteristics of the input signal and the direction of the target signal and the interference signal. Causes performance degradation due to control
  • An object of the present invention is to provide an adaptive array control device, an adaptive array control method, and an adaptive array control method capable of accurately updating coefficients that are not easily affected by the frequency characteristics of the input signal and the direction of the target signal and the interference signal. To provide that program.
  • the adaptive array control device of the present invention provides a first non-zero gain with respect to a first signal among a plurality of signals fed into a plurality of sensor forces in an array.
  • a first array processing unit for performing a first array processing signal to obtain a first array processing signal, and a second array processing in which the amplitude response is the same as that of the first array processing and the phase response is substantially opposite, and the second array processing is performed.
  • a second array processing unit that obtains an array processing signal, a control signal generation unit that obtains a control signal using the first and second array processing signals, and parameter adjustment in adaptive array processing using the control signal
  • a controller for controlling the speed and accuracy of the apparatus.
  • control signal generation unit includes a correlation unit that obtains a correlation between the first array processing signal and the second array processing signal.
  • the first array processing unit includes a first filter for processing the first array processing signal.
  • the second array processing unit includes a second filter for processing the second array processing signal.
  • the first array processing unit is composed of a plurality of sensor pairs having different sensor intervals.
  • the second array processing unit includes a plurality of sensor pairs having different sensor intervals.
  • the first array processing unit is characterized in that it includes a plurality of subarray processing units that independently array-process a plurality of signals of different frequency bands.
  • the second array processing unit is composed of a plurality of subarray processing units for independently arraying a plurality of signals of different frequency bands.
  • the adaptive array control method of the present invention is such that the input signal is equal in phase, and the phase difference of the output signal is zero for signals arriving from a direction perpendicular to the array.
  • the first and second array processing signals having a value between zero and 180 degrees corresponding to the direction are performed to obtain the first and second array processing signals.
  • the gain with respect to a target signal is non-zero.
  • the control is performed using a correlation between the first array processing signal and the second array processing signal obtained in the first and second array processing signal generation steps. A signal is generated.
  • the first array processing signal obtained in the first and second array processing signal generation steps is filtered to obtain a first filter processing signal. It has the 1st filter processing signal production
  • a second filter processing signal generation step for obtaining a second filter processing signal by filtering the second array processing signal obtained in the first and second array processing signal generation steps;
  • the control signal is obtained using the second filtered signal obtained in this step.
  • a first array processing signal is obtained by performing array processing on signals obtained by a plurality of sensor forces having different sensor intervals.
  • the second array processing signal is obtained by performing array processing on signals obtained by a plurality of sensor forces having different sensor intervals.
  • the first and second array processing signal generation steps include a subarray processing signal generation step of performing a plurality of array processing corresponding to a plurality of different frequency bands to obtain a plurality of subarray processing signals. And the first array processing signal is obtained using the sub-array processing signal obtained in the sub-array processing signal generation step.
  • a sub-array processing signal generation step for obtaining a plurality of sub-array processing signals by performing a plurality of array processing corresponding to a plurality of different frequency bands is provided. The second array processing signal is obtained using the sub-array processing signal obtained in the signal generation step.
  • the adaptive array control program of the present invention has a function of obtaining a first array processing signal by performing a first array processing in which a gain with respect to the first signal is non-zero.
  • the computer is caused to execute a function for obtaining a control signal by using and a function for controlling the speed and accuracy of parameter adjustment in adaptive array processing by using the control signal.
  • the adaptive array processing device of the present invention has a phase difference of the output signal equal to the input signal is zero or less for a signal coming from a direction perpendicular to the array. For signals coming from the outside direction, a value between zero and 180 degrees corresponding to the direction is taken.
  • the third and fourth array processing signals are processed to obtain the third and fourth array processing signals.
  • the adaptive array processing device of the present invention emphasizes the first signal of the plurality of signals sent from the plurality of sensors in the array shape with respect to the other signals, and performs the third array processing signal.
  • the first array processing is performed by performing a correlation removal unit that erases a certain signal component by the third array processing signal force adaptive array processing, and a first array processing having a non-zero gain with respect to the first signal.
  • control signal generator is configured such that the control signal generator is the first array processing signal.
  • a correlation unit for obtaining a correlation between the signal and the second array processing signal.
  • first array processing unit and the second array processing unit perform array processing on signals obtained from a plurality of sensor pairs having different sensor intervals to perform first and second array processing signals. It is characterized by calculating
  • the adaptive array processing method of the present invention is such that the input signal is equal in phase, and the phase difference of the output signal is zero for signals arriving from a direction perpendicular to the array.
  • the third and fourth array processing signals having a value between zero and 180 degrees corresponding to the direction are processed to obtain the third and fourth array processing signals.
  • the adaptive array processing method of the present invention emphasizes the first signal of the plurality of signals fed into the array of the plurality of sensor forces with respect to the other signals.
  • the first array processing signal generation step for obtaining the first array processing signal by performing the first array processing with a non-zero gain for the first signal, and the amplitude response is the same phase as the first array processing.
  • a second array with almost opposite response A second array processing signal generation step for performing processing to obtain a second array processing signal, and the first and second array processing signals obtained in the first and second array processing signal generation steps.
  • V a second control signal generation step for obtaining a control signal, and a second parameter adjustment for controlling the speed and accuracy of parameter adjustment in the adaptive array processing step using the control signal obtained in this step.
  • a control step a control step.
  • control signal is generated using a correlation between the first array processing signal and the second array processing signal.
  • the first array processing signal generation step and the second array processing signal generation step The method is characterized in that the first and second array processing signals are obtained by performing array processing on signals obtained by a plurality of sensor forces having different sensor intervals.
  • the adaptive array processing program of the present invention has a function of obtaining the third array processing signal by emphasizing the first signal with respect to other signals, and the first signal.
  • the first array processing with a non-zero gain for the first signal to obtain the first array processing signal, and the amplitude response is the same as the first array processing and the phase response is almost opposite.
  • the relative magnitude relationship between the target signal and the interference signal is estimated using the phase information of the input signal. Like to do. More specifically, a set of array processing units in which the gain for the target signal is not zero and the phase difference of the processing result for the interference signal is close to 180 degrees, and the correlation between the outputs are calculated. EFFECT OF THE INVENTION Equipped with a correlation calculation unit
  • the relative magnitude relationship between the target signal and the interfering signal can be accurately determined by using a pair of array processes in which the phase response with the equal amplitude response is reversed. Can be estimated.
  • the coefficient update control of the adaptive array processing device can be performed appropriately, and the deterioration of the signal at the array processing output that is not easily affected by the frequency characteristics of the input signal and the direction of the target signal and interference signal, Reduces breathing noise and provides high quality array processing output.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an adaptive array device including the adaptive array control device according to the first embodiment of the present invention.
  • Figure 21 shows a flowchart of the operation of this adaptive array device.
  • the blocking matrix circuit 310 and the SIR calculation unit 700 are replaced with the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 and the correlation calculation unit 920. Is.
  • the configuration and effects will be described focusing on the operation of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 and the correlation calculation unit 920.
  • the leakage blocking matrix circuit 330 performs a first array process that emphasizes the target signal and outputs a first array process signal (S51).
  • the leakage blocking matrix circuit 340 performs the second array processing that attenuates the target signal, that is, emphasizes the interference signal, and outputs the second array processing signal (S52). The cross-correlation between these outputs is calculated by the correlation calculation unit 920 and then sent to the control signal generation unit.
  • the input signals of leakage blocking matrix circuits 330 and 340 are equal to the input / output signals of blocking matrix circuit 310 in the conventional example.
  • the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 have a symmetrical structure, and have a spatial selectivity that attenuates the target signal with equal front gain.
  • the phase difference between the output signals of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 with respect to an interference signal coming from a direction other than the front is a large value close to 180 degrees.
  • the output signals of the leak blocking matrix circuits 330 and 340 are supplied to the correlation calculation unit 920.
  • the correlation calculation unit 920 calculates the cross-correlation between the outputs of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 and transmits it to the control unit 800 (S53).
  • the cross-correlation is obtained by accumulating the output sample products of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 with respect to a plurality of past samples.
  • a normal cross correlation can be used, which is the result of dividing each sample by the product of the square root of the results of accumulating multiple past samples.
  • the normal ⁇ cross-correlation ⁇ ( ⁇ ) in sample n is given by the following equation.
  • equation (1) can be approximated by:
  • G (i, 0) is the (common) of leakage blocking matrix circuits 330 and 340 for the i th frequency component, direction ⁇ ) Gain, ⁇ (i, ⁇ )
  • the phase difference between the output signals of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 for the i-th frequency component, direction 0, p is the actual SIR.
  • G (i, 0) can also calculate the actual constructive power of leakage blocking matrix circuits 330 and 340.
  • the outputs of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 are equal, and the normal correlation between them has a large value close to 1.
  • the normal correlation is a small value. Accordingly, the normal correlation obtained by the correlation calculation unit 920 is transmitted to the control unit 800, and the coefficient update control of the adaptive blocking matrix circuit 300 and the multi-input canceller 500 is performed using the relationship with a predetermined threshold value. A signal can be generated.
  • the operation has been explained by taking the normal correlation as an example, but any index that has a large value close to 1 with respect to the target signal and a small correlation with the interfering signal can be used. it can.
  • the same effect can be expected even with an indicator that has a large value close to 1 for the interfering signal and a small correlation with the target signal.
  • the adaptive blocking matrix circuit 300 stops the coefficient update and generates a signal for executing the coefficient update by the multi-input canceller. It is supplied to the canceller 500 (S54).
  • the obtained normality cross-correlation value is converted into a gain that takes a large value when the target signal is strong against the interfering signal and a small value when the target signal is not strong. Can be supplied to the multi-input canceller 500 (S54). However, this gain shall be normalized to take values in the range of 0 and 1.
  • the adaptive blocking matrix circuit 300 and the multi-input canceller 500 can control the coefficient update speed and accuracy by using the product of the supplied gain and the coefficient update step size instead of the coefficient update step size.
  • Yes S55, S56.
  • the ratio of the coefficient update step size and the supplied gain is used as the coefficient update step.
  • the coefficient update control can be performed with higher accuracy than the control using the comparison result with the threshold value.
  • the signal component correlated with the signal processed by the adaptive blocking matrix circuit 300 is obtained by delaying (S58) the third array processing signal obtained in the third array processing (S57). Erasing is performed by adaptive array processing (S56), and an emphasis signal is output (S59).
  • FIG. 2 shows an example of the configuration of the leakage blocking matrix circuit 330.
  • the blocking matrix circuit 330 includes multipliers 331 to 331, subtractors 332 to 332, and adder 333.
  • Multipliers 331 to 331 are connected to the i-th sensor signal x (i is an integer from 1 to M—2).
  • the calculator 332 calculates the difference z (M) between the M ⁇ first sensor signal x (k) and the zeroth sensor signal X (k).
  • FIG. 3 shows a configuration example of the leakage blocking matrix circuit 340.
  • a blocking matrix circuit 340 is formed from multipliers 341-341, subtracters 342-342, and adder 343.
  • the multipliers 341 to 341 are connected to the i-th sensor signal x (i is an integer from 1 to M—2).
  • i is an integer in the range 1 to M ⁇ 2.
  • Equation 5 Equation 5
  • Equation (5) Equation (3)
  • Equation (4) Equation (7)
  • Equation 10 In order for Equation (10) to hold,
  • leakage blocking matrix circuits 330 and 340 For signals coming from the front, the outputs of leakage blocking matrix circuits 330 and 340 are equal.
  • the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 have a symmetric structure and satisfy the equation (11).
  • the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 have the configurations shown in FIGS. 4 and 5, respectively.
  • the normalized cross-correlation calculated by the correlation calculation unit 920 using the output signals of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 configured as described above makes a large difference with respect to the target signal and the interference signal. It is possible to accurately distinguish between target signals and jamming signals using generalized cross-correlation. This means that the target signal section in which the target signal is dominant and the interference signal section in which the interference signal is dominant can be accurately distinguished. Furthermore, instead of determining either the target signal interval or the interference signal interval (hard decision), it is also possible to continuously determine a state located between them (soft decision). Based on the high-accuracy target signal interval and interference signal interval information obtained in this way, parameters that determine the adaptive filter tracking and calculation accuracy such as coefficient update step size and forgetting factor are controlled. Thus, it is possible to appropriately control the coefficient update of the adaptive array processing device. As a result, it is possible to obtain a high-quality array processing output that is hardly affected by the frequency characteristics of the input signal and the direction of the target signal and the interference signal.
  • FIGS. 6 and 7 show a second configuration example of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340. Compared to Figures 2 and 3, sensor signals X (k) and X (k) are not used. In response to this,
  • the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 have no multiplier for the path corresponding to the sensor group with the widest spacing, and the coefficient g and the subtractor for the other paths. It may be a symmetrical configuration.
  • FIGS. 8 and 9 show a third configuration example of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340. Compared to Figs. 6 and 7, sensor signal X (k) should be used. Sensor signal X (k) to x (k)
  • the configuration is the same as in Figs. That is, the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 do not use one of the signals corresponding to the most widely spaced sensor pair, the path corresponding to the second most widely spaced sensor pair, no multiplier, and the other
  • the path may be a symmetric configuration with a coefficient g and a subtractor!
  • FIGS. 10 and 11 show a fourth configuration example of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340. Compared to Figs. 8 and 9, sensor signal X (k) is used. Sensor signal X (k) to x
  • the configuration is the same as in Figs. That is, the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 do not use the signal corresponding to the sensor set having the widest spacing, and the path corresponding to the sensor set closest to each other between them is not a multiplier.
  • the other path may have a symmetric configuration in which a coefficient g ; and a subtractor are arranged.
  • FIG. 12 shows a fifth configuration example of the leakage blocking matrix circuit 330.
  • the blocking line U circuit 330 power multiplier 331, 331, subtractor 332 (ii 1 power etc. M-2!
  • the multiplier 331 multiplies g by the i-th sensor signal x (k) and outputs the product gx (k). Multiplier 331 is connected to i + 1st sensor signal X (k).
  • FIG. 13 shows a fifth configuration example of leakage blocking matrix circuit 340.
  • the blocking matrix circuit 340 power multipliers 341 and 341 and subtractor 342 (i is any number from 1 to M ⁇ 2
  • the multiplier 341 multiplies g with the i-th sensor signal x (k) and outputs the product gx (k). Multiplier 341 is connected to i + 1st sensor signal X (k).
  • the subtractor 342 is connected to the output of the multiplier 341 and i + 1 i + 1 i + 1 i i
  • the relative delay between two sensor signals is given by the product of the distance between sensors and the sine of the signal arrival direction divided by the speed of sound. .
  • the distance between sensors is different for all subtractor outputs.
  • the frequency characteristics and spatial selection characteristics of the subtractor output are functions of the distance between sensors.
  • the subtractor output corresponding to different sensor distances has different frequency characteristics and spatial selection characteristics. This is correct even if the subtracter is replaced with an adder.
  • the difference is that the gain is the reciprocal of the gain in the subtractor.
  • the target signal is emphasized, but the frequency characteristics and spatial selection characteristics in that case are disclosed in Non-Patent Document 11 Figure 1.1! Speak.
  • the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 By obtaining a plurality of differences between signals obtained from pairs of sensors having different intervals and adding them, a blocking matrix circuit having an overall excellent spatial selectivity is obtained. With this configuration, there is a difference between signal pairs with a wide sensor force for low-frequency signals, and a signal pair difference with a narrow sensor force for high-frequency signals. It works effectively and can realize excellent spatial selectivity for wideband signals. Therefore, the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 can suppress the target signal with excellent frequency characteristics and spatial selectivity. In the above five configuration examples, since different subtractor outputs are used, different spatial selectivity can be realized. Naturally, the more the types of subtractor outputs used, the better the spatial selection characteristics, and the configuration examples 1, 2, 3, 4, and 5 are in order.
  • the blocking matrix circuit as a pair may take any structure.
  • the configuration of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 may be a combination of a plurality of blocking matrix circuits corresponding to a plurality of sensor intervals.
  • nulls can be formed in the target signal direction by adjusting the filter characteristics in the filter and thumb beam format already described. The array processing for forming such a null can be performed independently for a plurality of sensor intervals, and the results can be combined.
  • FIG. 14 shows a block diagram of an adaptive array device including the adaptive array control device according to the second embodiment of the present invention.
  • a filter 334 is provided between the leakage blocking matrix circuit 330 and the correlation calculation unit 920, and the leakage blocking matrix circuit 340 is correlated.
  • the filter 344 is provided between the calculation units 920.
  • Filters 334 and 344 are defined by leakage blocking matrix circuits 330 and 340
  • the passband is designed so that the spatial selectivity, especially the attenuation characteristics in directions other than the front, is flat with respect to the direction.
  • filters 334 and 344 the cross-correlation calculated by the correlation calculation unit 920 using the output signals of these filters makes a large difference with respect to the target signal and the interference signal.
  • the target signal and the jamming signal can be accurately distinguished. This means that the target signal section in which the target signal is dominant and the interfering signal section in which the jamming signal is dominant can be accurately distinguished.
  • Other operations and their effects are the same as those of the first embodiment already described with reference to FIG.
  • the value of the parameter g in the first and second embodiments has not been discussed. However, as described above, it is necessary to take a value other than 1 to prevent the output signals of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 from becoming zero with respect to the target signal. From this, it can be seen that the value of g is preferably near 1 to produce a large phase difference if g ⁇ 1. Actually, when the normalized cross-correlation is calculated assuming that the signal arriving at the sensor is a white signal, the true SIR p, the signal arrival direction ⁇ , and the phase difference ⁇ of the output signals of the leakage blocking matrix circuits 330 and 340 It becomes a function.
  • FIG. 16 shows a block diagram of an adaptive array device provided with the adaptive array control device according to the third embodiment of the present invention.
  • the third embodiment is a leakage blocking matrix circuit 330 and a filter 334, a leakage blocking matrix circuit 340 and a filter 344, and a leakage blocking.
  • the leakage blocking matrix circuit 360 is intended to produce an effect on the high-frequency signal with respect to the leakage blocking matrix circuit 330 mainly acting on the low-frequency signal by the filter 334.
  • the pass band of filter 364 is set so as to cover a wider frequency band by combining the pass bands of filters 334 and 364 that are higher than the pass band of filter 334. That is, the leakage blocking matrix circuit 330 and 360 are in charge of the processing that the leakage blocking matrix circuit 330 has been in charge of in the first embodiment for each frequency band.
  • the output of filter 364 is transmitted to multiplier 365.
  • the multiplier 365 emphasizes the high frequency component so that the output power of the filter 364 and the output power of the filter 334 are approximately equal. For example, if the bandwidth of the signal input to the sensor is 8 kHz, the coefficient of the multiplier 365 can be around 3.
  • the output of multiplier 365 is transmitted to adder 336 and added with the output of filter 334. The addition result is supplied to correlation calculation section 920.
  • the leakage blocking matrix circuit 350 is for producing an effect on the high frequency signal with respect to the leakage blocking matrix circuit 340 mainly acting on the low frequency signal by the filter 344. Therefore, the pass band of filter 354 is set to cover a wider frequency band by combining the pass bands of filters 344 and 354 that are higher than the pass band of filter 344.
  • the output of filter 354 is communicated to multiplier 355.
  • Multiplier 355 emphasizes the high frequency components so that the output power of filter 354 and the output power of filter 344 are approximately equal. Therefore, the coefficient of multiplier 355 can be the same value as the coefficient of multiplier 365.
  • the output of multiplier 355 is transmitted to adder 346 and added with the output of filter 344. The addition result is supplied to correlation calculation section 920.
  • the leakage blocking matrix circuits 350 and 360 have the same value of g as the symmetric configuration, like the leakage blocking matrix circuits 330 and 340.
  • Figures 17 and 18 show examples of the phase difference ⁇ of the output signal due to the combination of leakage blocking matrix circuits 330 and 340 and the phase difference ⁇ of the output signal due to the combination of leakage blocking matrix circuits 350 and 360, respectively.
  • the number of sensors is 4 and the signal bandwidth is 8000 Hz.
  • the vertical axis is expressed as the cosine of phase difference ⁇ (COS ⁇ ). Both figures show that when the signal arrival direction DOA is close to 0, the cosine value is 1 regardless of the frequency. This corresponds to the target signal.
  • the cosine value is -1 only in a specific frequency band. This corresponds to a jamming signal.
  • the frequency band where the cosine value is -1 is different between Fig. 17 and Fig. 18, and the center frequency is about 1000Hz in Fig. 17 and about 3000Hz in Fig. 18.
  • the frequency band in which the normalized cross-correlation is ⁇ 1 for the interference signal is higher in FIG. Therefore, a set of leakage blocking matrices is obtained by processing the outputs of leakage blocking matrix circuits 330 and 340 and the leakage blocking matrix circuits 350 and 360 with bandpass filters that pass the corresponding frequency bands, respectively.
  • the circuit output phase difference can be obtained as an index that is 1 for the target signal and 1 for the interfering signal.
  • an input signal to correlation calculation section 920 is obtained using two sets of leakage blocking matrix circuits.
  • the leakage blocking matrix circuit set may be further increased.
  • the flow chart in Fig. 19 shows the design procedure for the leakage coefficient g ; in the leakage blocking matrix circuit.
  • a signal band to be processed by a set of target leakage blocking matrix circuits and a signal arrival direction (DOA) ⁇ min regarded as an interference signal ⁇ min are designated (S101).
  • the leak coefficient g that seems to be appropriate is set (S102). Based on these settings, if the actual target signal to jamming signal power ratio (SIR) is OdB, then ⁇ is not greater than ⁇ min and less than 90 degrees. (S 103).
  • the gain G (i, ⁇ ) in Eq. (2) can be found corresponding to the configuration of the leakage blocking matrix circuit.
  • the gain when the configuration shown in FIGS. 2 and 3 is used is as shown in Equation (12).
  • ⁇ hat when p is ⁇ dB is calculated for 0 greater than 0 min and less than 90 degrees.
  • FIG. 20 is a block diagram of an adaptive array device including the adaptive array control device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the fourth embodiment of the present invention includes a computer (central processing unit; processor; data processing unit) 1000 that operates under program control, an input terminal 101 to L01, and an output terminal 600.
  • Computer central processing unit;
  • processor data processing device 1000 includes a fixed beamformer 200, an adaptive blocking matrix circuit 300, a delay element 400, a multi-input canceller 500, a leakage blocking matrix circuit 330, 340, a correlation calculation unit 920, and a comparison unit 800.
  • a filter 334 and a filter 344 can also be included.
  • the configuration includes a leakage blocking matrix circuit 350, 360, a fineletter 354 and a fineletter 364, multipliers 355 and 365, and calorie calculators 336 and 346.
  • the target signal and disturbance signal supplied to the input terminals 101 to 101 are stored in the computer 1000.
  • the interference signal is suppressed by being supplied to the array processing apparatus.
  • Main structure of array processing equipment The components are a fixed beamformer 200, an adaptive blocking matrix circuit 300, a delay element 400, a multi-input canceller 500, and an adaptive mode control composed of a leakage blocking matrix circuit 330, 340, a correlation calculation unit 9 20, and a comparison unit 800.
  • the apparatus controls the coefficient update speed and accuracy of the adaptive filters included in the adaptive blocking matrix circuit 300 and the multi-input canceller 500.
  • the adaptive mode control device may further include a filter 334 and a filter 344, and further includes a leakage blocking matrix circuit 350, 360, a filter 354 and a filter 364, a multiplier 355, 365, and an adder 336, 346. It can also be configured.
  • the adaptive mode control device uses the outputs of the plurality of sensor groups to perform two array processes so that the phase difference of the processing result for the interference signal with the same gain for the target signal is close to 180 degrees. Then, based on the correlation of these array processing results, the relative magnitude relationship between the target signal and the interference signal is estimated. For this reason, it is possible to appropriately perform the coefficient update control of the adaptive array processing device, and to obtain a high-quality array processing output that is hardly affected by the frequency characteristics of the input signal and the direction of the target signal and the interference signal. it can.
  • the correlation also includes information on the signal arrival direction, that is, the arrival direction of the virtual signal when it is assumed that there is only one input signal that represents the relative magnitude relationship between the target signal and the interference signal.
  • phase difference when the phase difference is close to 180 degrees, it means that the arrival direction of the virtual signal is shifted from the front to the left and right by a direction close to 90 degrees.
  • phase difference when the phase difference is ⁇ , it means that the direction of arrival of the virtual signal is the front. Therefore, it is possible to estimate the deviation of the front force in the signal arrival direction using the correlation.
  • a sensor such as an ultrasonic sensor, a sonar receiver, and an antenna can be used in addition to the force microphone that has been described using the microphone as the sensor.
  • the coefficient update control of the adaptive array processing device can be appropriately performed, and the high-quality array processing output is hardly affected by the frequency characteristics of the input signal and the direction of the target signal and the interference signal. Can be obtained. Therefore, it becomes possible to receive only a specific signal from a plurality of signal sources with emphasis, and this method is based on acquisition of an audio signal by an adaptive microphone array, a sonar or an adaptive antenna array in the underwater acoustic field. It can be widely used for wireless transmission / reception devices, etc. The sound is great.
  • FIG. 1 is a block diagram of an adaptive array device provided with an adaptive array control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a leakage blocking matrix circuit 330.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a leakage blocking matrix circuit 340.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example in which leakage of the leakage blocking matrix circuit 330 is zero.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example in which leakage of the leakage blocking matrix circuit 340 is zero.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a second configuration example of leakage blocking matrix circuit 330.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a second configuration example of leakage blocking matrix circuit 340.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a third configuration example of leakage blocking matrix circuit 330.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a third configuration example of leakage blocking matrix circuit 340.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a fourth configuration example of the leakage blocking matrix circuit 330.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a fourth configuration example of leakage blocking matrix circuit 340.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a fifth configuration example of leakage blocking matrix circuit 330.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a fifth configuration example of leakage blocking matrix circuit 340.
  • FIG. 14 is a block diagram of an adaptive array device including an adaptive array control device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing the signal arrival direction and the normal cross correlation for a plurality of signal-to-interference signal ratios.
  • FIG. 16 is a block diagram of an adaptive array device including an adaptive array control device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a block diagram showing the cosine of the output phase difference between leakage blocking matrix circuits 330 and 340.
  • FIG. 18 is a block diagram showing the cosine of the output phase difference of leakage blocking matrix circuits 350 and 360.
  • FIG. 19 is a flowchart showing an example of a leakage coefficient design method.
  • FIG. 20 is a block diagram of an adaptive array device including an adaptive array control device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • ⁇ 21] is an operation flowchart of the adaptive array device according to the first embodiment of the present invention.
  • ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 22] is a block diagram of the adaptive array device including the adaptive array control device based on the conventional example.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration example of a blocking matrix circuit 310.

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Abstract

【課題】 入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにくく、正確な係数更新を行うことが可能な、適応アレイ制御の方法、装置、及びプログラム、並びに適応アレイ処理の方法、装置、及びプログラムの提供を課題とする。 【解決手段】 目標信号に対しての利得が非ゼロで、妨害信号に対する処理結果の位相差が１８０度に近くなるようなアレイ処理部の組３３０、３４０と、それらの出力の相関を計算する相関計算部９２０を備えていることを特徴とする。

Description

明 細 書
適応アレイ制御装置、方法、プログラム、及び適応アレイ処理装置、方法 、プログラム
技術分野
[0001] 本発明は、適応アレイ制御装置、適応アレイ制御方法及びそのプログラム、並びに 適応アレイ処理装置、適応アレイ処理方法及びそのプログラムに関し、特に複数の センサを用いて、信号を空間選択的に受信する適応アレイ制御装置、適応アレイ制 御方法及びそのプログラム、並びに適応アレイ処理装置、適応アレイ処理方法及び そのプログラムに関するものである。 背景技術
[0002] 音声信号取得や、ソーナ、無線通信などの分野にぉ 、て、適応マイクロフォンァレ ィによる音声強調装置、適応アンテナアレイによる無線送受信装置などが知られてい る。これらの装置は、複数の信号源の中から特定の信号だけを強調して受信すること が可能であり、適応アレイ技術の応用である。センサとしては、マイクロフォン、超音 波センサ、ソーナ受音器、アンテナなどを用いることができる。ここでは、センサとして マイクロフォンを用いた場合にっ 、て説明する。
以降、説明を簡単にするため、マイクロフォンが直線上に等間隔に配置されている場 合を考える。また、目標音源がマイクロフォンの配置されている直線力も十分に離れ ており、目標音源の方向は前記直線に対して直交していると仮定する。
[0003] マイクロフォンアレイは、複数のマイクロフォンに入力された信号をフィルタリングした 後、加算することによって空間フィルタを形成する。この空間フィルタにより、事前に規 定した方向から到来した信号、すなわち目標信号だけを強調し、目標以外の信号を 減衰させる。適応マイクロフォンアレイは、空間フィルタ特性を適応的に変化させる機 能を有したマイクロフォンアレイである。適応マイクロフォンアレイの構成として、非特 許文献 1に開示されている「一般ィ匕サイドローブキャンセラ」、非特許文献 2に開示さ れている構成、非特許文献 3に開示されている構成、非特許文献 4に開示されている 「フロスト 'ビームフォーマ」、非特許文献 5に開示されている構成などが知られている [0004] 非特許文献 1に開示されて!、る基本的な適応アレイ処理装置である一般ィ匕サイド口 ーブキャンセラは、固定ビームフォーマ、ブロッキング行列回路回路、多入力キャン セラ力も構成される。ブロッキング行列回路回路には、適応フィルタを含む適応ブロッ キング行列回路回路も使用される。固定ビームフォーマは、複数のセンサ信号を処 理して目標信号を強調する。ブロッキング行列回路回路は、前記複数のセンサ信号 に含まれる目標信号を抑圧し、妨害信号を相対的に強調する。
適応ブロッキング行列回路は、前記固定ビームフォーマ出力を参照信号として、適応 フィルタによって生成した擬似目標信号を前記複数のセンサ信号力も差し引き、多入 力キャンセラに供給する。適応ブロッキング行列回路の適応フィルタ係数は、固定ビ ームフォーマ出力と適応ブロッキング行列回路の出力を用いて、適応ブロッキング行 列回路の出力が最小化されるように更新される。多入力キャンセラは、ブロッキング行 列回路の出力を参照信号として、適応フィルタによって生成した擬似妨害信号を、前 記固定ビームフォーマ出力から差し引く。この減算処理によって得られた信号におい ては、 目標信号が強調され、妨害信号が抑圧されており、これをアレイ装置出力とす る。この減算処理により、出力信号の妨害信号に対する相関が除去される。多入力キ ヤンセラの適応フィルタ係数は、ブロッキング行列回路出力と多入力キャンセラ出力 を用いて、多入力キャンセラ出力が最小化されるように更新される。
[0005] 固定ビームフォーマとして、複数のセンサ信号をそれぞれ遅延して加算するディレイ アンドサムビームフォーマや、フィルタリングして加算するフィルタアンドサムビームフ ォーマを用いることが可能である。これらの固定ビームフォーマについては、非特許 文献 6に詳細に説明されて 、る。
ディレイアンドサムビームフォーマは、複数のセンサ信号を各信号に固有のサンプル 数だけ遅延させ、さらに各信号に固有の係数を乗算した後に、総和を計算して出力 する。各信号の遅延時間は、各センサ信号を遅延した後に、それに含まれる目標信 号の位相が同じになるように設定する。その結果、ディレイアンドサムビームフォーマ の出力に含まれる目標信号が強調される。一方、 目標信号とは異なる方向から到来 する妨害信号は、前記の各遅延信号において、位相が互いに異なるため、加算によ つて互いに打ち消し合い、減衰する。
従って、ディレイアンドサムビームフォーマの出力では、 目標信号が強調され、妨害 信号が減衰する。フィルタアドサムビームフォーマは、ディレイアンドサムビームフォー マにおける複数のセンサ信号に対する遅延と定数倍が、フィルタで置換された構成 を有する。これら複数のフィルタは、ディレイアンドサムビームフォーマにおける遅延と 定数倍の効果が、各周波数に対して異なるようにすることができる。このため、スぺク トルが平坦でな 、信号に対して、 目標信号強調効果がディレイアンドサムビームフォ 一マよりも高い。
[0006] 適応ブロッキング行列回路及び多入力キャンセラは、複数の適応フィルタを含む。こ れらの適応フィルタとして、 FIRフィルタ、 IIRフィルタ、及びラテイスフィルタなどの構 造を用いることが可能である。また、これらの適応フィルタにおける係数更新アルゴリ ズムとして、 NLMSアルゴリズム（学習同定法または正規化 LMSアルゴリズム）、 RL Sアルゴリズム (逐次最小自乗法）、射影アルゴリズム、勾配法、 LSアルゴリズム (最小 自乗法）、ブロック適応アルゴリズム、変換領域の適応アルゴリズムなどを用いることが できる。さらに、係数更新に際して、新たに計算される係数値に制約を課するタップ 係数拘束適応アルゴリズムやリーク適応アルゴリズム、さらには係数値ノルムに拘束 を課するタップノルム拘束適応アルゴリズムなどを用いることが可能である。これらの 制約付係数更新アルゴリズムについては、非特許文献 7に詳しいので、説明を省略 する。
[0007] 適応ブロッキング行列回路の係数更新では強調された妨害信号が、多入力キャンセ ラの係数更新では強調された目標信号が、係数更新には不要な信号となり、係数更 新を妨害する。このため、いずれの場合も、適応フィルタ係数が乱れ、アレイ処理装 置の出力信号に不快な息づき雑音が生じる。これを防ぐためには、係数更新ステツ プサイズを小さく設定する必要がある。しかし、小さなステップサイズは、適応ブロッキ ング行列回路の特性が目標信号の移動に追従する速度を鈍らせ、最終出力である 適応アレイ装置出力の品質が劣化する。この問題を解決するために、適応モード制 御装置が非特許文献 8及び 9に開示されている。
[0008] 非特許文献 8に開示された方法では、隣接するセンサ力 得られる信号間の相関を 利用して、前記妨害信号の存在を検出する。妨害信号が検出されたときに係数更新 を停止することによって、良好な適応アレイ装置の出力を得ることができる。この方法 では、ヒアリングエイドを応用として開発されているためにマイク間隔が広ぐ空間折 返しを避けるために信号帯域が 600から 1200Hz程度に制限されている。通常の音 声信号を利用する応用では、時として音声パワーがこの周波数範囲外にも存在する ために、妨害信号の存在を正確に検出することができない。また、固定ブロッキング 行列回路を想定して多入力キャンセラだけの係数更新を制御する構成となっており、 適応ブロッキング行列回路にそのまま適用することはできな ヽ。
[0009] 非特許文献 9に開示された方法では、目標信号対妨害信号のパワー比 (SIR)を用い て、妨害信号の存在を検出する。目標信号のパワー推定は、固定ビームフォーマ出 力を用いて行う。妨害信号のパワー推定は、適応ブロッキング行列回路の出力を用 いて行う。これらの推定値の比、すなわち SIRの推定値を閾値と比較する。閾値より S IRが大きいときは、入力信号において目標信号が支配的であり、妨害信号の影響が 少ないので適応ブロッキング行列回路で係数更新を行う。反対に、多入力キャンセラ の係数更新に目標信号が妨害を与えるので、多入力キャンセラの係数更新は停止 する。閾値より SIRが小さいときは、適応ブロッキング行列回路で係数更新を停止し、 多入力キャンセラで係数更新を実行する。この方法では、適応ブロッキング行列回路 に含まれる適応フィルタ係数が収束するまでは、適応ブロッキング行列回路が十分な 性能を発揮せず、妨害信号パワー推定が不正確になる。このため、特に動作初期に 、適応ブロッキング行列回路と多入力キャンセラの係数更新制御を誤り易くなり、ァレ ィ処理装置出力音声の劣化を引き起こす。この問題を解決するために、専用の固定 ブロッキング行列回路を有する適応モード制御装置が非特許文献 10に開示されて いる。
[0010] 非特許文献 10に開示された方法では、妨害信号のパワー推定を、専用の固定ブ ロッキング行列回路を用いて行う。このため、適応ブロッキング行列回路に含まれる 適応フィルタ係数の収束とは無関係に所望の性能が得られ、正確な妨害信号パワー 推定が可能となる。
図 22に非特許文献 9に開示されている適応アレイ処理装置と、非特許文献 10に開 示された適応モード制御装置を組み合わせた構成を示す。非特許文献 9に開示され ている適応アレイ処理装置は、固定ビームフォーマ 200、適応ブロッキング行列回路 300、遅延素子 400、及び多入力キャンセラ 500から構成される。適応モード制御装 置は、ブロッキング行列回路 310、 SIR推定部 700、及び比較部 800から構成される
[0011] 固定ビームフォーマ 200は、 M個のセンサ 100〜100 から得られた信号を処理し
0 M-1
て目標信号を強調する。適応ブロッキング行列回路 300は、前記複数のセンサ信号 に含まれる目標信号を抑圧し、妨害信号を相対的に強調する。これは、前記固定ビ ームフォーマ 200の出力を参照信号として、複数の適応フィルタによって擬似目標信 号を生成し、これらを M個のセンサ 100〜： L00 から得られた信号から減算すること
0 -1
によって達成される。適応フィルタの係数は、固定ビームフォーマ 200の出力と適応 ブロッキング行列回路 300の出力を用いて、適応ブロッキング行列回路 300の出力 が最小化されるように更新される。
[0012] 遅延素子 400は、固定ビームフォーマ 200の出力を Lサンプル遅延させて、多入力 キャンセラ 500に供給する。 Lの値は、遅延素子 400の出力における目標信号成分と 適応ブロッキング行列回路 300の出力における目標信号成分の位相が揃うように設 定する。例えば、固定ビームフォーマ 200の群遅延時間と、適応ブロッキング行列回 路 300のタップ数の 4分の 1から 2分の 1程度に相当する時間の和に設定すればよ!、
[0013] 多入力キャンセラ 500は、固定ビームフォーマ 200の出力信号を遅延した信号と適 応ブロッキング行列回路 300の出力信号を受けて処理することによって、妨害信号を 抑圧し、目標信号を相対的にさらに強調する。多入力キャンセラ 500は、適応ブロッ キング行列回路 300から強調された妨害信号を参照信号として受け、これと相関のあ る信号として、適応フィルタによって擬似妨害信号を生成する。生成した擬似妨害信 号を、遅延素子 400の出力である強調された目標信号力も差し引く。この出力は、出 力端子 600に伝達される。多入力キャンセラ 500の適応フィルタ係数は、適応ブロッ キング行列回路 300の出力と出力端子 600に伝達される出力信号を用いて、該出力 信号が最小化されるように更新される。 [0014] 適応ブロッキング行列回路 300の係数更新で用いる適応ブロッキング行列回路 300 の出力は、妨害信号と抑圧された目標信号を含む。しかし、適応ブロッキング行列回 路 300が影響を与えることができるのは目標信号成分だけであり、妨害信号はそのま ま出力される。すなわち、適応ブロッキング行列回路 300が最小化することができる のは目標信号成分だけであり、出力に含まれる妨害信号成分は、係数更新に対して 妨害を与える。妨害によって適応ブロッキング行列回路 300に含まれる適応フィルタ 係数が乱れ、多入力キャンセラ 500に伝達される信号が不安定となる。その結果、多 入力キャンセラ 500の出力、すなわち適応アレイ装置出力が乱れ、不快な息づき雑 音が生じる。これを防ぐために、前記複数のセンサ信号を用いて SIRを推定し、この 推定値を用いて適応ブロッキング行列回路 300の係数更新を制御する。
[0015] 同様に、多入力キャンセラ 500の係数更新では強調された目標信号が、係数更新に は不要な信号となり、係数更新を妨害する。妨害によって多入力キャンセラ 500に含 まれる適応フィルタ係数が乱れ、適応アレイ装置出力にお 、て不快な息づき雑音が 生じる。このため、適応ブロッキング行列回路 300と同様に、前記複数のセンサ信号 の SIRを推定し、この推定値を用いて多入力キャンセラ 500の係数更新を制御する。
[0016] SIR推定部 700は、ブロッキング行列回路 310の出力と固定ビームフォーマ 200の 出力を用いて、 SIR推定を行う。 目標信号のパワー推定は、固定ビームフォーマ出力 を用いて行う。妨害信号のパワー推定は、固定ブロッキング行列回路の出力を用い て行う。これら 2つの推定値は SIR推定部 700に供給され、その比が SIR推定値とな る。 SIR推定値は、 SIR推定部 700から比較部 800に伝達される。比較部 800では、 SIR推定値を閾値と比較する。閾値より SIR推定値が大きいときは、入力信号におい て目標信号が支配的であり、妨害信号の影響が少ないので適応ブロッキング行列回 路で係数更新を行う制御信号を発生し、適応ブロッキング行列回路 300に供給する 。反対に、多入力キャンセラの係数更新に目標信号が妨害を与えるので、多入力キ ヤンセラの係数更新を停止する制御信号を発生し、多入力キャンセラ 500に供給す る。閾値より SIR推定値が小さいときは、適応ブロッキング行列回路で係数更新を停 止し、多入力キャンセラで係数更新を実行するような信号を発生し、それぞれ適応ブ ロッキング行列回路 300と多入力キャンセラ 500に供給する。 [0017] 図 23にブロッキング行列回路 310の構成例を示す。 i番目のセンサ信号 Xi(k)と (i+ 1) 番目のセンサ信号 X (k)の差分を求めるための減算器 311から構成される。ここに、 k i+1
は時刻を表す指標、 iは 0から M— 2の範囲の整数である。ブロッキング行列回路 310 の出力信号 z(k)は、 x(k) -x (k)となる。正面から到来する目標信号に対して、 x(k)と X i i+1 i
(k)は等しいので、 z(k)=0となる。それ以外の方向から到来する妨害信号に対しては i+1
、 z(k)はゼロとならない。このため、ブロッキング行列回路 310は、 目標信号を抑圧す る効果を有する。
[0018] 非特許文献 1 : 1982年 1月、アイ'ィー 'ィー 'ィー 'トランザクションズ'オン'アンテナ ス'アンド'プロパゲーションズ、第 30卷、第 1号、 （IEEE TRANSACTIONS ON ANTE NNAS AND PROPAGATIONS, VOL.30, NO.l, PP.27- 34,Jan. 1982) 27〜34ぺ ージ
非特許文献 2 : 1992年 9月、アイ'ィー 'ィ一'ィ一'トランザクションズ'オン'アンテナ ス'アンド'プロパゲーションズ、第 40卷、第 9号、 （IEEE TRANSACTIONS ON ANTE NNAS AND PROPAGATIONS, VOL.40, NO.9, PP.1093 - 1096,Sep. 1992) 109 3〜1096ページ
非特許文献 3 : 1996年 9月、電子情報通信学会論文誌 A、第 79卷、第 9号、 1516〜 1524ページ
非特許文献 4: 1972年 8月、プロシーディンダス 'ォブ 'アイ'ィー 'ィー 'ィ一、第 60卷 、第 8号、 (PROCEEDINGS OF IEEE, VOL.60, NO.8, PP.926-935, Aug. 1972) 926〜935ページ
非特許文献 5 : 1994年 4月、アイ'ィ一'ィ一'ィ一'プロシーディングス'ォブ'インター ナショナノレ 'カンファレンス ·オン ·ァクースティタス ·スピーチ ·アンド ·シグナノレプロセ シング、第 IV卷、 (IEEE PROCEEDINGS OF INTERNATIONAL CONFERENCE ON ACOUSTICS.SPEECH, AND SIGNNAL PROCESSING, VOL.IV, PP.269— 272, Apr . 1994) 269〜272ページ
非特許文献 6 : 1993年、「アレイ'シグナル 'プロセシング」、第 4章、プレンティス'ホ ール、イングルウッド 'クリフス（CH.4, ARRAY SIGNAL PROCESSING, PRENTICE- HALL, ENGLEWOOD CLIFS, 1993.) 非特許文献 7 : 2001年、「マイクロフォンアレイ」、 スプリンガー（MICROPHONEARR AYS, SPRINGER, 2001.)
非特許文献 8 : 1992年 3月、ジャーナル'ォブ 'ァクースティカル 'ソサイエティ'ォブ' アメリカ、第 91卷、第 3号、 （JOURNAL OF ACOUSTICAL SOCIETY OF AMERICA , VOし.91, NO.3, PP.1662 - 1676, Mar. 1992) 1662〜1676ページ
非特許文献 9： 1998年 4月、アイ'ィ一'ィ一'ィ一'プロシーディングス ·ォブ 'アイ'シ ~ ·エイ，エス，エス，ピー、 (IEEE PROCEEDINGS OF ICASSP, PP.3605- 3608, AP R. 1998) 3605〜3608ページ
非特許文献 10 : 1999年 3月、 アイ'ィ一'ィ一'ィ一'プロシーディングス 'ォブ 'アイ' シ^ ~ ·エイ ·エス ·エス 'ピー、（IEEE PROCEEDINGS OF ICASSP, PP.949— 952, MA R. 1999) 949〜952ページ
非特許文献 11 : 2001年、「マイクロフォン 'アレイズ」、第 1章、スプリンガ——バーラ グ、ベルリン（CH.l, MICROPHONE ARRAYS, SPRINGER- VERLAG, BERLIN, 200 1.)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0019] 空間折り返し歪を避けるために、センサ間隔には波長と音速から定まる上限がある。
また、現実的には、センサの個数 Mの値にも上限がある。このような場合に、 目標信 号のパワー推定を行う固定ビームフォーマも、妨害信号のパワー推定を行う固定プロ ッキング行列回路も、周波数特性が平坦ではなぐ 目標信号と妨害信号の方向に基 づく選択度も十分でない。このため、図 22を含む従来の技術では、入力信号の周波 数特性や目標信号と妨害信号の方向によっては、これらのパワー推定に誤りが避け られず、適応アレイ処理装置の不適切な係数更新制御による性能劣化を引き起こす
[0020] 本発明の目的は、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を 受けにくぐ正確な係数更新を行うことが可能な、適応アレイ制御装置、適応アレイ制 御方法及びそのプログラムを提供することである。
課題を解決するための手段 [0021] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ制御装置は、アレイ状の複数のセン サ力 送り込まれる複数の信号の内の第 1の信号に対して利得が非ゼロである第 1の アレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号を求める第 1のアレイ処理部と、前記第 1の アレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理を行って第 2のアレイ処理信号を求める第 2のアレイ処理部と、前記第 1及び第 2のアレイ処理信 号を用いて制御信号を求める制御信号発生部と、前記制御信号を用いて適応アレイ 処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する制御部とを具備することを特徴 とする。
[0022] ここで、前記制御信号発生部は、前記第 1のアレイ処理信号と第 2のアレイ処理信号 の相関を求める相関部を具備することを特徴とする。
また、前記第 1のアレイ処理部は、前記第 1のアレイ処理信号を処理する第 1のフィル タを具備することを特徴とする。
さらに、前記第 2のアレイ処理部は、前記第 2のアレイ処理信号を処理する第 2のフィ ルタを具備することを特徴とする。
[0023] また、前記第 1のアレイ処理部は、異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対から 構成されることを特徴とする。
そうして、前記第 2のアレイ処理部は、異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ 対から構成されることを特徴とする。
[0024] また、前記第 1のアレイ処理部は、複数の異なった周波数帯域の信号を独立にアレイ 処理する複数のサブアレイ処理部から構成されることを特徴とする。
さらに、前記第 2のアレイ処理部は、複数の異なった周波数帯域の信号を独立にァ レイ処理する複数のサブアレイ処理部から構成されることを特徴とする。
[0025] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ制御の方法は、入力信号が等しぐ 出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ 以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと 180度の間の値をと る第 1と第 2のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号と第 2のアレイ処理信号を求 める第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程と、この工程で求まった前記第 1及び 第 2のアレイ処理信号を用いて入力信号中の目標信号とそれ以外の信号の相対的 な割合に基づく制御信号を求める第 1の制御信号生成工程と、前記制御信号を用い て適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する第 1のパラメータ 調整制御工程とを備えることを特徴とする。
[0026] ここで、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程で実行される前記第 1のァレ ィ処理と前記第 2のアレイ処理は、目標信号に対する利得が非ゼロであることを特徴 とする。
また、前記第 1の制御信号生成工程では、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生 成工程で得られる前記第 1のアレイ処理信号と前記第 2のアレイ処理信号の相関を 用いて前記制御信号を生成することを特徴とする。
[0027] さらに、前記第 1の制御信号生成工程では、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生 成工程で得られる前記第 1のアレイ処理信号をフィルタ処理して第 1のフィルタ処理 信号を求める第 1のフィルタ処理信号生成工程を有し、この工程で得られる前記第 1 のフィルタ処理信号を用いて前記制御信号を求めることを特徴とする。
また、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程で得られる前記第 2のアレイ処 理信号をフィルタ処理して第 2のフィルタ処理信号を求める第 2のフィルタ処理信号 生成工程を有し、この工程で得られる前記第 2のフィルタ処理信号を用いて前記制 御信号を求めることを特徴とする。
[0028] また、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程では、異なったセンサ間隔を有 する複数のセンサ対力 得られる信号をアレイ処理して第 1のアレイ処理信号を求め ることを特徴とする。
さらに、異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対力 得られる信号をアレイ処理 して第 2のアレイ処理信号を求めることを特徴とする。
[0029] また、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程は、複数の異なった周波数帯 域に対応した複数のアレイ処理を行って複数のサブアレイ処理信号を求めるサブァ レイ処理信号生成工程を有し、このサブアレイ処理信号生成工程で得られた前記サ ブアレイ処理信号を用いて前記第 1のアレイ処理信号を求めることを特徴とする。 さらに、複数の異なった周波数帯域に対応した複数のアレイ処理を行って複数のサ ブアレイ処理信号を求めるサブアレイ処理信号生成工程を有し、このサブアレイ処理 信号生成工程で得られた前記サブアレイ処理信号を用いて前記第 2のアレイ処理信 号を求めることを特徴とする。
[0030] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ制御用プログラムは、第 1の信号に 対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号を求める 機能と、前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のァ レイ処理を行って第 2のアレイ処理信号を求める機能と、前記第 1及び第 2のアレイ処 理信号を用いて制御信号を求める機能と、前記制御信号を用いて適応アレイ処理に おけるパラメータ調整の速度と精度を制御する機能とをコンピュータに実行させるよう にしたことを特徴とする。
[0031] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理装置は、入力信号が等しぐ出 力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ以 外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと 180度の間の値をとる 第 3と第 4のアレイ処理を行って第 3のアレイ処理信号と第 4のアレイ処理信号を求め る第 3のアレイ処理部と第 4のアレイ処理部と、前記第 3及び第 4のアレイ処理信号を 用いて信号到来方向の正面からのずれを推定する方向推定部を具備することを特 徴とする。
[0032] また、本発明の適応アレイ処理装置は、アレイ状の複数のセンサから送り込まれる複 数の信号の内の第 1の信号を他の信号に対して強調させて第 3のアレイ処理信号を 求める第 3のアレイ処理部と、前記第 1の信号を他の信号に対して減衰させて第 4の アレイ処理信号を求める第 4のアレイ処理部と、前記第 4のアレイ処理信号と相関の ある信号成分を前記第 3のアレイ処理信号力 適応アレイ処理によって消去する相 関除去部と、前記第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行って 第 1のアレイ処理信号を求める第 1のアレイ処理部と、前記第 1のアレイ処理と振幅応 答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理を行って第 2のアレイ処理信号 を求める第 2のアレイ処理部と、前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて制御信 号を求める制御信号発生部と、前記制御信号を用いて適応アレイ処理におけるパラ メータ調整の速度と精度を制御する制御部とを具備することを特徴とする。
[0033] ここで、前記制御信号発生部は、前記制御信号発生部は、前記第 1のアレイ処理信 号と第 2のアレイ処理信号の相関を求める相関部を具備することを特徴とする。
また、前記第 1のアレイ処理部と、前記第 2のアレイ処理部とは、異なったセンサ間隔 を有する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理して第 1及び第 2のアレイ処 理信号を求めることを特徴とする。
[0034] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理の方法は、入力信号が等しぐ 出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に対してはゼロ、それ 以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと 180度の間の値をと る第 3と第 4のアレイ処理を行って第 3のアレイ処理信号と第 4のアレイ処理信号を求 める第 3および第 4のアレイ処理信号生成工程と、この工程で求まった前記第 3及び 第 3のアレイ処理信号を用いて信号到来方向の正面力 のずれを推定する信号ず れ推定工程とを有することを特徴とする。
[0035] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理の方法は、アレイ状の複数のセ ンサ力 送り込まれる複数の信号の内の第 1の信号を他の信号に対して強調して第 3 のアレイ処理信号を求める第 3のアレイ処理信号生成工程と、前記第 1の信号を他の 信号に対して減衰させて第 4のアレイ処理信号を求める第 4のアレイ処理信号生成 工程と、前記第 4のアレイ処理信号生成工程で求めた前記第 4のアレイ処理信号と 相関のある信号成分を前記第 3のアレイ処理信号力 適応アレイ処理によって消去 する適応アレイ処理工程と、前記第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のァレ ィ処理を行って第 1のアレイ処理信号を求める第 1のアレイ処理信号生成工程と、前 記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理を 行って第 2のアレイ処理信号を求める第 2のアレイ処理信号生成工程と、前記第 1及 び第 2のアレイ処理信号生成工程で求めた前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用 V、て制御信号を求める第 2の制御信号生成工程と、この工程で得られた前記制御信 号を用いて前記適応アレイ処理工程におけるパラメータ調整の速度と精度を制御す る第 2のパラメータ調整制御工程とを有することを特徴とする。
[0036] さらに、前記第 2の制御信号生成工程では、前記第 1のアレイ処理信号と第 2のァレ ィ処理信号の相関を用いて前記制御信号を生成することを特徴とする。
また、前記第 1のアレイ処理信号生成工程及び前記第 2のアレイ処理信号生成工程 では、異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対力 得られる信号をアレイ処理し て第 1及び第 2のアレイ処理信号を求めることを特徴とする。
[0037] 上記課題を解決するため、本発明の適応アレイ処理用プログラムは、第 1の信号を他 の信号に対して強調して第 3のアレイ処理信号を求める機能と、第 1の信号を他の信 号に対して減衰させて第 4のアレイ処理信号を求める機能と、前記第 4のアレイ処理 信号と相関のある信号成分を前記第 3のアレイ処理信号から適応アレイ処理によって 消去する機能と、第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行って 第 1のアレイ処理信号を求める機能と、前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位 相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理を行って第 2のアレイ処理信号を求める機能 と、前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて制御信号を求める機能と、前記制御 信号を用いて前記適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御する 機能とをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする。
[0038] 以上述べたように、本発明の適応アレイ処理装置、適応アレイ処理の方法及びその プログラムでは、入力信号の位相情報を用いて、目標信号と妨害信号の相対的な大 小関係を推定するようにしている。より具体的には、目標信号に対しての利得がゼロ にならず、妨害信号に対する処理結果の位相差が 180度に近くなるようなアレイ処理 部の組と、それらの出力の相関を計算する相関計算部を備えていることを特徴とする 発明の効果
[0039] 以上の構成により、本発明によれば、振幅応答が等しぐ位相応答が逆の 1対のァレ ィ処理を用いることで、目標信号と妨害信号の相対的な大小関係を正確に推定する ことができる。これによつて、適応アレイ処理装置の係数更新制御を適切に行うことが 可能となり、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにく ぐアレイ処理出力における信号の劣化や息づき雑音を減少させて、高品質なアレイ 処理出力を得ることができる。
発明を実施するための最良の形態
[0040] 本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
[0041] (第 1の実施形態） 本発明の第 1の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブ ロック図を、図 1に示す。また、この適応アレイ装置の動作フローチャートを図 21に示 す。第 1の実施形態は、図 22に示された従来の適応アレイ制御装置において、プロ ッキング行列回路 310と SIR計算部 700を、漏れブロッキング行列回路 330並びに 3 40、及び相関計算部 920で置き換えたものである。以下、漏れブロッキング行列回 路 330並びに 340、及び相関計算部 920の動作を中心に、構成と効果について説 明する。
[0042] 漏れブロッキング行列回路 330は目標信号を強調する第 1のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号を出力する（S51)。
漏れブロッキング行列回路 340は目標信号を減衰する、すなわち妨害信号を強調す る第 2のアレイ処理を行って第 2のアレイ処理信号を出力する（S52)。この両出力の 相互相関が相関計算部 920で計算された後、制御信号生成部に送られる。
[0043] 漏れブロッキング行列回路 330及び 340の入力信号は、従来例におけるブロッキン グ行列回路 310の入出力信号と等しい。漏れブロッキング行列回路 330及び 340は 対称な構造を有し、正面力 到来する目標信号に対する利得は等しぐ目標信号を 減衰させる空間選択性を有する。
一方、正面以外の方向から到来する妨害信号に対する漏れブロッキング行列回路 3 30及び 340の出力信号の位相差は、 180度に近い大きな値となる。漏れブロッキン グ行列回路 330及び 340の出力信号は、相関計算部 920に供給される。相関計算 部 920では、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の出力の相互相関を計算し、 制御部 800に伝達する（S53)。
[0044] 相互相関としては、例えば、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の各出力サン プルの積を過去の複数サンプルに対して累算したものを、漏れブロッキング行列回 路 330及び 340の出力の各サンプルをそれぞれ過去の複数サンプルに対して累算 した結果の平方根の積で除した結果である正規ィ匕相互相関を用いることができる。こ のように定められる、サンプル nにおける正規ィ匕相互相関 γ (η)は、次式で与えられ る。
[0045] [数 1] ∑ 。 I {n - k) - v2 {n - k)
(") =
vV 1 (1)
2 (n - k)
=0 1 た) ∑ ここで、 V (n)と V (n)はそれぞれ、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の出力
1 2
である。入力信号が白色であると仮定すると、式（1)は次式で近似することができる。
[0046] [数 2] 0、 ∑,。 ,の .C0S i , 0)
"） め = ' ~—— (2)
∑,_0 G2(''，の + 7. G2 ，0) ここで、 G (i, 0 )は i番目の周波数成分、方向 Θに対する、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の (共通な)利得、 φ (i, Θ ) i番目の周波数成分、方向 0に対する、漏れ ブロッキング行列回路 330及び 340の出力信号間の位相差、 pは実際の SIRである 。 G (i, 0 )は、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の実際の構成力も計算するこ とがでさる。
[0047] 正面から到来する目標信号に対して、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の出 力は等しぐこれらに対する正規ィ匕相互相関は 1に近い大きな値を持つ。一方、正面 以外の方向から到来する妨害信号に対しては、漏れブロッキング行列回路 330及び 340の出力が大きな位相差を有するために、正規ィ匕相互相関は小さな値となる。従 つて、相関計算部 920で求めた正規ィ匕相互相関を制御部 800に伝達し、予め定めら れた閾値との関係を用いて、適応ブロッキング行列回路 300と多入力キャンセラ 500 の係数更新制御信号を生成することができる。
ここでは、正規ィ匕相互相関を例として動作を説明したが、目標信号に対して 1に近い 大きな値を持ち、妨害信号に対して相関が小さい指標であれば、いかなるものでも用 いることができる。また、その反対に、妨害信号に対して 1に近い大きな値を持ち、目 標信号に対して相関が小さい指標であっても同様の効果が期待できる。
[0048] 閾値より正規ィ匕相互相関が大きいときは、入力信号において目標信号が支配的であ り、妨害信号の影響が少ないので係数更新を行う制御信号を発生し、適応ブロッキン グ行列回路 300に供給する。反対に、多入力キャンセラの係数更新には目標信号が 妨害を与えるので、多入力キャンセラの係数更新を停止する制御信号を発生し、多 入力キャンセラ 500に供給する（S54)。
閾値より正規ィ匕相互相関が小さいときは、適応ブロッキング行列回路 300で係数更 新を停止し、多入力キャンセラで係数更新を実行するような信号を発生し、それぞれ 適応ブロッキング行列回路 300と多入力キャンセラ 500に供給する（S54)。
また、求められた正規ィ匕相互相関の値を、目標信号が妨害信号に対して強いときに 大きな値を、そうでないときに小さな値をとるような利得に変換して、適応ブロッキング 行列回路 300と多入力キャンセラ 500に供給することもできる（S54)。ただし、この利 得は、 0と 1の範囲の値をとるように正規化されて 、るものとする。
[0049] 適応ブロッキング行列回路 300と多入力キャンセラ 500は、供給された利得と係数更 新ステップサイズの積を係数更新ステップサイズに代えて用いることにより、係数更新 の速度と精度を制御することができる（S55、 S56)。正規化相互相関に代えて、妨害 信号に対して 1に近い大きな値を持ち、目標信号に対して相関が小さい指標を用い るときには、係数更新ステップサイズと供給された利得の比を係数更新ステップサイ ズに代えて用いることにより、同等の効果を得ることができる。その結果、閾値との比 較結果を用いた制御よりも、精度の高い係数更新制御を行うことができる。
多入力キャンセラ 500では、第 3のアレイ処理（S57)で得られる第 3のアレイ処理信 号を遅延処理 (S58)した信号力 適応ブロッキング行列回路 300での処理信号と相 関のある信号成分を適応アレイ処理により消去して（S56)、強調信号を出力する（S 59)。
[0050] 図 2に、漏れブロッキング行列回路 330の一構成例を示す。図 2では、ブロッキング行 列回路 330が、乗算器 331〜331 、減算器 332〜332 、及び加算器 333から
1 -2 0 -2
構成される。乗算器 331〜331 は、 i番目 (iは 1から M— 2の整数)のセンサ信号 x(
1 M-2 i k)に対して gを乗算し、その積 gx(k)を出力する。減算器 332 (iは 0から M— 2の整数) は、 M— 1番目のセンサ信号 X (k)と乗算器 331の出力の差分 z (k)=x (k)-gx(
-l i i -l i i k)を求めて、加算器 333に伝達する。ここに、 iは 1から M— 2の範囲の整数である。減 算器 332は、 M— 1番目のセンサ信号 x (k)と 0番目のセンサ信号 X (k)との差分 z (
0 -1 0 0 k)=x (k)-x (k)を求めて、加算器 333に伝達する。カロ算器 333は、これら M— 1個 -1 0
の入力信号をすベて加算して、加算結果を z (k)として出力する。すなわち、 z (k)は
3 3 式（3)で与えられる。
[0051] [数 3] -2
z3 (k) = {M - \)xM_ (k) ~ J gmxm (k) - x0 (k) (3)
m=\
[0052] 図 3に、漏れブロッキング行列回路 340の一構成例を示す。図 3では、ブロッキング行 列回路 340が、乗算器 341〜341 、減算器 342〜342 、及び加算器 343から
1 M-2 1 -1
構成される。乗算器 341〜341 は、 i番目 (iは 1から M— 2の整数)のセンサ信号 x(
1 M-2 i k)に対して g.を乗算し、その積 gx(k)を出力する。減算器 342 (iは 1から M— 1の整数) は、 0番目のセンサ信号 X (k)と乗算器 341の出力の差分 z (k)=x (k)— gx(k)を求め
0 i i 0 i i て、加算器 343に伝達する。ここに、 iは 1から M— 2の範囲の整数である。減算器 34 2 は、 0番目のセンサ信号 X (k)と M— 1番目のセンサ信号 X (k)との差分 z (k) =
M-1 0 M-1 M-1 χ (k)-x (k)を求めて、加算器 343に伝達する。力！]算器 343は、これら M— 1個の
0 -1
入力信号をすベて加算して、加算結果を z (k)として出力する。すなわち、 z (k)は式（
4 4
4)で与えられる。
[0053] [数 4]
24 (ん） = (M— l)x0 (ん） - ^ gmxm (ん） - XM^ ( ） (4)
[0054] 信号源が十分遠方にあると仮定すれば、センサに到来する信号はすべて、どれかひ とつの信号を基準として表現することができる。いま、 X (k)を基準信号とすれば、 x (k)
0 i は次式で表すことができる。
[0055] [数 5]
Figure imgf000020_0001
ここで、 z_lUは隣接するセンサの間隔に対応した遅延である。式（5)を式（3)と式 (4) に適用し、式 (6)と式（7)を得る。
[数 6]
Figure imgf000020_0002
[0057] [数 7]
z4(ん）二
Figure imgf000020_0003
式 (6)と式（7)から、漏れブロッキング行列回路 330と 340の利得 G (k)と G (k)を求
3 4 めると、式 (8)と式（9)を得る。
[数 8]
M-2
G3(k) = (M-\)z-^D-∑gmz-D -l
(8)
[0059] [数 9]
Λ -2
-mD一 -(M-l)D
G4(k) = (M-l)- yjgmz
(9)
[0060] 漏れブロッキング行列回路 330と 340の利得 G (k)と G (k)が等しく G (k)になると 、
3 4
う条件を式 (8)と式 (9)に適用すると、式（10)を得る。
[0061] [数 10]
Figure imgf000021_0001
式（10)が成立するためには、
[0062] [数 11]
Figure imgf000021_0002
が成立しなければならな!/、。
[0063] これは、漏れブロッキング行列回路 330と 340における乗算器係数力 対称であるこ とを表す。さらに、すべての乗算器係数を定数倍することは出力を定数倍することに 等 、ので、漏れブロッキング行列回路 330と 340では、 X (k)と X (k)を定数倍し
0 M= l
てから対応する減算器に供給する構成をとることもできる。平面波を仮定すれば、セ ンサアレイに対して直角方向から到来する信号はすべて等しい。式（3)と式 (4)に式 (11)を適用してから、 D = 0とした式（5)を適用すると、 z (k) = z (k)となる。すなわち
3 4
、正面から到来する信号に対して、漏れブロッキング行列回路 330と 340の出力は等 しい。
[0064] 図 2及び図 3に示す漏れブロッキング行列回路 330及び 340に対して、すべての m に対して g =gとすると、式（2)に含まれる利得 G (i, Θ )は、センサ数 Mの場合、次 m L
式で与えられる。
[0065] [数 12]
G(i, Θ) = [(Μ - 1)2 + l + (M - 2)gL 2 ]
+
Figure imgf000021_0003
[0066] 図 2及び図 3から明らかなように、漏れブロッキング行列回路 330と 340は、対称な構 造を有しており、式（11)を満たす。特に、 g = l(iは 1から M— 2の整数)のとき、漏れ ブロッキング行列回路 330と 340はそれぞれ、図 4及び図 5に示す構成となる。
構造の対称性によって、それぞれの出力信号 z (k)と z (k)は、正面以外の方向から
3 4
到来する妨害信号に対して、特に低域で大きな位相差を生じる。また、正面から到来 する目標信号に対して、 z (k) = z (k) = 0が成立する。従って、目標信号に対しては、
3 4
z (k)と z (k)の正規ィ匕相互相関はゼロになる。
3 4
[0067] 本来、妨害信号に対して正規ィ匕相互相関がゼロになるべきなので、このままでは目 標信号と妨害信号を区別することができない。そこで、 g半 l(iは 1から M— 2の整数） に設定する。このような gの値は、 z (k)と z (k)に目標信号の漏れを発生させ、正規ィ匕
i 3 4
相互相関がゼロになることを防止する。
[0068] このように構成された漏れブロッキング行列回路 330と 340の出力信号を用いて相関 計算部 920で計算される正規化相互相関が、目標信号と妨害信号に対して大きな 違いを生じ、正規化相互相関を用いた目標信号と妨害信号の区別を正確に行うこと が可能になる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配的な 妨害信号区間を正確に区別できることを意味している。さらに、目標信号区間と妨害 信号区間をどちらか一方に決定する (硬判定)するかわりに、両者の中間に位置する 状態を連続的に決定する（軟判定)ことも可能である。このようにして得られた高精度 の目標信号区間と妨害信号区間の情報に基づいて、係数更新ステップサイズや忘 却係数などの適応フィルタの追従性と演算精度を決定するパラメータを制御すること で、適応アレイ処理装置の係数更新を適切に制御することが可能となる。その結果、 入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにくい、高品質 なアレイ処理出力を得ることができる。
[0069] 図 6及び 7に、漏れブロッキング行列回路 330と 340の第 2の構成例を示す。図 2及 び 3と比較すると、センサ信号 X (k)と X (k)が利用されていない。これに対応して、乗
-3 2
算器 331 と減算器 332 、及び乗算器 341と減算器 342力 存在しない構成と
M-3 -3 2 2
なっている。すなわち、漏れブロッキング行列回路 330と 340は、最も間隔の広いセ ンサの組に対応した経路は乗算器なしで、それ以外の経路には係数 gと減算器を配 置した対称な構成であってもよ 、。
[0070] 図 8及び 9に、漏れブロッキング行列回路 330と 340の第 3の構成例を示す。図 6及 び 7と比較すると、センサ信号 X (k)が利用されて ヽな 、。センサ信号 X (k)〜x (k)に
0 1 -1 着目すると、図 6及び 7と同様の構成となっている。すなわち、漏れブロッキング行列 回路 330と 340は、最も間隔の広いセンサの組に対応した信号の片方は利用せず、 二番目に間隔の広いセンサの組に対応した経路は乗算器なしで、それ以外の経路 には係数 gと減算器を配置した対称な構成であってもよ!、。
[0071] 図 10及び 11に、漏れブロッキング行列回路 330と 340の第 4の構成例を示す。図 8 及び 9と比較すると、センサ信号 X (k)が利用されて 、な 、。センサ信号 X (k)〜x
M-1 1 -2
(k)に着目すると、図 6及び 7と同様の構成となっている。すなわち、漏れブロッキング 行列回路 330と 340は、最も間隔の広いセンサの組に対応した信号は利用せず、そ れらに挟まれて ヽて最も近接したセンサの組に対応した経路は乗算器なしで、それ 以外の経路には係数 g;と減算器を配置した対称な構成であってもよい。
[0072] 図 12に、漏れブロッキング行列回路 330の第 5の構成例を示す。図 12では、ブロッ キング行歹 U回路 330力 乗算器 331、 331 、減算器 332 (iiま 1力ら M— 2の!ヽず
i i+ 1 i
れかの整数)から構成される。乗算器 331は、 i番目のセンサ信号 x(k)に対して gを乗 算し、その積 gx(k)を出力する。乗算器 331 は、 i+ 1番目のセンサ信号 X (k)に対
i i i+1 i+1 して g を乗算し、その積 g X (k)を出力する。減算器 332は、乗算器 331 の出力 i+1 i+1 i+1 i i+1 と乗算器 331の出力の差分 z (k)=g x (k)— gx(k)を求めて出力する。なお、式（1
i 3 i+1 i+1 i i
1)の条件を適用すると、 g =gとなる。さらに、これらの係数は減算器 332の後に配
i+1 i i
置することが可能であることは、言うまでもない。そのときの構成は、図 23と同じになる
[0073] 図 13に、漏れブロッキング行列回路 340の第 5の構成例を示す。図 13では、ブロッ キング行列回路 340力 乗算器 341、 341 、減算器 342 (iは 1から M— 2のいず
i i+ 1 i
れかの整数)から構成される。乗算器 341は、 i番目のセンサ信号 x(k)に対して gを乗 算し、その積 gx(k)を出力する。乗算器 341 は、 i+ 1番目のセンサ信号 X (k)に対
i i i+1 i+1 して g を乗算し、その積 g X (k)を出力する。減算器 342は、乗算器 341の出力と i+1 i+1 i+1 i i
乗算器 341 の出力の差分 z (k)=gx(k)— g x (k)を求めて出力する。なお、式（1
i+1 4 i i i+1 i+1 1)の条件を適用すると、 g =g となる。さらに、これらの係数は減算器 342の後に配
i i+1 i
置することが可能であることは、言うまでもない。
[0074] 以上、漏れブロッキング行列回路 330と 340に関する 5構成例を説明した。これらの 5 構成例は、内部の減算器を介して組み合わされるセンサ信号の組の数と対応するセ ンサ間隔が異なる。正面から到来する目標信号に対して、すべての減算器の出力は 、極めてゼロに近い値となるように構成する。 目標信号以外の方向から到来する妨害 信号に対しては、減算器出力はゼロとならない。すなわち、すべての減算器出力は、 それぞれ単独でブロッキング行列回路として機能する。しかし、それぞれの減算器出 力は、異なった周波数応答と空間選択特性を有する。これは、次の 2つの理由による
[0075] まず、減算器入力である 2つのセンサ信号間の相対的な遅延は、センサ間距離と信 号到来方向の正弦 (sin)の積を音速で除した形で与えられることがあげられる。また、 センサ間距離は、すべての減算器出力において異なる。減算器出力の周波数特性 及び空間選択特性は、センサ間距離の関数となるのである。逆にいえば、異なるセン サ間距離に対応した減算器出力は、異なった周波数特性と空間選択特性を有する。 これは、減算器を加算器に交換しても正しい。ただし、利得が減算器における利得の 逆数となる点が異なる。加算器を用いた場合は、目標信号が強調されるが、その場 合の周波数特性と空間選択特性が、非特許文献 11の図 1.1に開示されて！ヽる。
[0076] 減算器の場合には、図 1.1に記された特性の逆数をとつて正規ィ匕すればよいことは 明らかである。同図を参照すると、センサ間距離が一定の場合、入力信号周波数が 高くなるほど空間選択性が急峻になることがわかる。低い周波数においては、ビーム 角度が広ぐ空間選択性も劣化する。これを上記の減算器の場合にあてはめてみる と、低い周波数において、正面方向から到来する目標信号に対して感度が低ぐ正 面からはずれた方向に対してより感度が高い。し力しながら、感度が低い方向から感 度が高い方向への遷移はゆるやかであり、十分な空間選択性を得ることができない。 一方、センサ間隔が広くなれば、相対遅延が大きくなり、高い空間選択性を実現でき る。すなわち、急峻な空間選択性を得ることができる。
[0077] この原理に基づき、漏れブロッキング行列回路 330と 340に関する 5構成例では、間 隔が異なるセンサの組から得られた信号の差分を複数求め、これらを加算することに よって、総合的に優れた空間選択性を有するブロッキング行列回路を得る。このよう に構成することにより、低域信号に対しては間隔が広いセンサ力 得られた信号ペア の差分が、高域信号に対しては間隔が狭いセンサ力 得られた信号ペアの差分が有 効に作用し、広帯域信号に対して優れた空間選択性を実現することができる。このた め、漏れブロッキング行列回路 330と 340は、優れた周波数特性と空間選択性で、目 標信号を抑圧することができる。前記五構成例では、それぞれ異なった減算器出力 を用いているので、異なった空間選択性を実現することができる。当然、用いる減算 器出力の種類が多い方が空間選択特性は優れており、構成例 1、 2、 3、 4、 5の順と なる。
[0078] これらの組となるブロッキング行列回路の共通点として、構造が対称で正面に対する 利得が等しいことがある。これは、既に式（11)で示した通りである。このために、目標 信号に対しては出力が等しぐ妨害信号に対しては出力の位相差が 180度に近い値 となる。従って、これらのブロッキング行列回路出力の相関は、目標信号に対して大 きぐ妨害信号に対して小さい。この性質を有する限り、これらの組となるブロッキング 行列回路はどのような構造をとつてもよい。例えば、漏れブロッキング行列回路 330と 340の構成は、複数のセンサ間隔に対応した複数のブロッキング行列回路を組み合 わせたものとすることができる。この例では、既に説明したフィルタアンドサムビームフ ォーマにおけるフィルタ特性を調整して、目標信号方向にヌルを形成することができ る。このようなヌルを形成するアレイ処理を複数、複数のセンサ間隔に対応して独立 に行い、その結果を組み合わせることができる。
[0079] (第 2の実施形態）
本発明の第 2の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブ ロック図を、図 14に示す。第 2の実施形態では、図 1に示された第 1の実施形態の適 応アレイ制御装置において、漏れブロッキング行列回路 330と相関計算部 920の間 にフィルタ 334を、漏れブロッキング行列回路 340と相関計算部 920の間にフィルタ 3 44を装備した構成となって 、る。
フィルタ 334及び 344は、漏れブロッキング行列回路 330と 340によって定められる 空間選択性の、特に正面以外の方向に対する減衰特性が、方向に対して平坦にな るような周波数を通過帯域とするように設計する。フィルタ 334及び 344を装備するこ とによって、これらのフィルタの出力信号を用いて相関計算部 920で計算される相互 相関が、目標信号と妨害信号に対して大きな違いを生じ、相互相関を用いた目標信 号と妨害信号の区別を正確に行うことができる。これは、目標信号が支配的な目標信 号区間と妨害信号が支配的な妨害信号区間を正確に区別できることを意味している 。これ以外の動作、及びその効果は、既に図 1を用いて説明した第 1の実施形態と同 様である。
[0080] これまで、第 1及び第 2の実施形態におけるパラメータ gの値に関して議論してこなか つた。しかし、漏れブロッキング行列回路 330と 340の出力信号が目標信号に対して ゼロになることを防止するためには、 1以外の値をとる必要があることは、既に説明し た。このことから gの値は、 g≠1であれば、大きな位相差を生じるために 1近傍が望ま しいことがわかる。実際に、センサに到来する信号を白色信号と仮定して正規化相互 相関を計算すると、真の SIR p、信号到来方向 Θ、及び漏れブロッキング行列回路 3 30と 340の出力信号の位相差 φの関数となる。
[0081] そこで、信号到来方向 Θの範囲を 30〜90度、信号帯域を 500〜1500Hz、センサ 数を 4と仮定して、漏れブロッキング行列回路 330と 340の利得と位相を求めると、特 定の SIR pに対して正規ィ匕相互相関 γハットをプロットすることができる。 = OdBと p =一∞dBに対応して、横軸に信号到来方向 Θをとつて、縦軸に正規化相互相関 γハットをプロットすると、図 15を得る。広範囲の Θに対して唯一の γハットが定まる ことが望まし 、ことから、 yハットの値の軌跡は水平に近 、方がよ!、。
[0082] また、 p = OdBと p =—∞dBに対応する γハットの範囲は、重なり合つてはいけない 。これは、目標信号と妨害信号が同程度の割合で混合されている = 0(18と、目標 信号に対して妨害信号のパワーが圧倒的に強い P =—∞dBの場合で、明らかに異 なる γハットを得るためである。このような条件で 1近傍の gに対する γハットをプロット すると、 gの最適値として 0.92が得られる。図 15は、上記条件に対して得られた最 適値 g.= 0.92に対して得られた γハットの軌跡である。ただし、フィルタ 334及び 34 4の通過帯域を音声に対応させて 500〜 1500Hzとした。 [0083] (第 3の実施形態）
本発明の第 3の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブ ロック図を、図 16に示す。第 3の実施形態は、図 15に示された第 2の実施形態の適 応アレイ制御装置において、漏れブロッキング行列回路 330とフィルタ 334、漏れブ ロッキング行列回路 340とフィルタ 344に加えて、漏れブロッキング行列回路 350とフ ィルタ 354、漏れブロッキング行列回路 360とフィルタ 364を備えていることである。漏 れブロッキング行列回路 360は、フィルタ 334によって主として低域信号に作用する 漏れブロッキング行列回路 330に対して、高域信号に対する効果を生じるためのもの である。
[0084] そのため、フィルタ 364の通過帯域は、フィルタ 334の通過帯域よりも高ぐフィルタ 3 34と 364の通過帯域を合わせて、より広 、周波数帯域をカバーするように設定する。 すなわち、第 1の実施形態で漏れブロッキング行列回路 330が担当してきた処理を、 漏れブロッキング行列回路 330と 360が周波数帯域別に担当することになる。フィル タ 364の出力は、乗算器 365に伝達される。乗算器 365は、高周波成分を強調し、フ ィルタ 364の出力とフィルタ 334の出力のパワー力 ほぼ等しくなるようにする。例え ば、センサに入力される信号の帯域が 8kHzの場合、乗算器 365の係数は 3前後とす ることができる。乗算器 365の出力は加算器 336に伝達され、フィルタ 334の出力と 加算される。加算結果は、相関計算部 920に供給される。
[0085] 同様に、漏れブロッキング行列回路 350は、フィルタ 344によって主として低域信号 に作用する漏れブロッキング行列回路 340に対して、高域信号に対する効果を生じ るためのものである。そのため、フィルタ 354の通過帯域は、フィルタ 344の通過帯域 よりも高ぐフィルタ 344と 354の通過帯域を合わせて、より広い周波数帯域をカバー するように設定する。フィルタ 354の出力は、乗算器 355に伝達される。乗算器 355 は、高周波成分を強調し、フィルタ 354の出力とフィルタ 344の出力のパワー力 ほ ぼ等しくなるようにする。従って、乗算器 355の係数は乗算器 365の係数と同じ値と することができる。乗算器 355の出力は加算器 346に伝達され、フィルタ 344の出力 と加算される。加算結果は、相関計算部 920に供給される。
[0086] 漏れブロッキング行列回路 350、 360およびフィルタ 354及び 364を装備することに よって、これらが存在しないときに利用されていな力つた周波数帯域の信号成分を利 用することができるので、相関計算部 920で計算される相互相関が、目標信号と妨害 信号に対して大きな違いを生じ、相互相関を用いた目標信号と妨害信号の区別が正 確になる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配的な妨害 信号区間を正確に区別できることを意味している。これ以外の動作、及びその効果は 、既に図 1を用いて説明した第 1の実施形態と同様である。
[0087] 以上の説明から明らかなように、漏れブロッキング行列回路 350と 360は、漏れブロッ キング行列回路 330と 340と同様に、互いに対称な構成と同じ gの値を有する。漏れ ブロッキング行列回路 330と 340の組み合わせによる出力信号の位相差 φと漏れブ ロッキング行列回路 350と 360の組み合わせによる出力信号の位相差 φの例をそれ ぞれ、図 17と図 18に示す。センサの数は 4、信号帯域は 8000Hzとして計算しており 、縦軸を位相差 φの余弦 (COS φ )として表示した。両図から、信号到来方向 DOAが 0に近いときは、周波数によらず、余弦の値が 1となることがわかる。これは、目標信号 に対応している。
[0088] 一方、信号到来方向 DOAが 0から離れているときは、特定の周波数帯域においてだ け、余弦の値が— 1である。これは、妨害信号に対応している。余弦の値が— 1になる 周波数帯域は図 17と図 18で異なっており、その中心周波数は図 17で 1000Hz程度 、図 18で 3000Hz程度となっている。すなわち、妨害信号に対して正規化相互相関 が— 1となる周波数帯域は、図 18の方が高い。従って、漏れブロッキング行列回路 3 30と 340の出力と漏れブロッキング行列回路 350と 360の出力をそれぞれ、対応し た周波数帯域を通過させるような帯域通過フィルタで処理することによって、一組の 漏れブロッキング行列回路出力位相差を、目標信号に対しては 1、妨害信号に対し て一 1となる指標として求めることができる。
[0089] 図 16を用いて説明した第 3の実施の形態においては、 2組の漏れブロッキング行列 回路を用いて相関計算部 920に対する入力信号を求めた。しかし、漏れブロッキング 行列回路の組をさらに増やしてもよいことは明らかである。続いて、多数の漏れブロッ キング行列回路の組を有する際の、漏れブロッキング行列回路における漏れ係数 g の設計法について説明する。 漏れブロッキング行列回路における、漏れ係数 g;の設計手続きを図 19のフローチヤ ートに示す。
[0090] まず、最初に、対象となる漏れブロッキング行列回路の組が処理すべき信号帯域と 妨害信号とみなす信号到来方向（DOA) Θの最小値 Θ minを指定する（S101)。次 に、適切と思われる漏れ係数 gを設定する（S 102)。これらの設定に基づいて、実際 の目標信号対妨害信号のパワー比 (SIR) を OdBとした場合の γノ、ットを、 Θ minより 大きく 90度より小さい Θに対して、式 (2)を用いて計算する（S 103)。式 (2)における利 得 G (i, Θ )は、漏れブロッキング行列回路の構成が定まれば、それに対応して求める ことができる。図 2及び図 3に示す構成を用いる場合の利得は、式 (12)に示したものと なる。同様に、 pを∞dBとした場合の γハットを、 0 minより大きく 90度より小さい 0に 対して計算する。
[0091] これらの pを図 15のように図示したときに、軌跡が交差するかどうかを調べる（S 104) 。交差するときには、交点に対応した信号到来方向（DO A) Θ力 =0dBにも∞d Bにも対応することになり、目標信号と妨害信号のパワーがほぼ等 、状態と目標信 号パワーが圧倒的に妨害信号パワーより強い状態を区別できない。この現象は、最 初に設定した漏れ係数 gの値によって生じるので、別の漏れ係数 g.を用いて、これま での処理をやり直す。軌跡が交差しなければ、漏れ係数 gと p = OdBに対応する γ ハットのデータを保存する（S 105)。
[0092] ここで、さらに別の漏れ係数 gと評価する場合には、最初に戻ってこれまでの手続き を反復する（S106)。この時点までに、最低一つの漏れ係数 gと対応する γハットの データが得られていなければいけない。また、この時点までに複数の漏れ係数 gと対 応する γハットのデータが得られている場合には、一つの値を選択する。この選択は 、次に示す手続きで行う。
[0093] まず、 γ minハットの極性と γ maxノヽットの極性が反対になる漏れ係数 g;があるかを調 ベる（S107)。ここに、 γ minハットと γ maxハットはそれぞれ、；0 =0(18で 0を変更し たときに得られる γハットの最小値と最大値である。そのような漏れ係数 gが存在する ときには、 γ minハットと γ maxハットの平均の絶対値が最小となる漏れ係数 gを選択 する（S108)。これは、 =0dBで Θを変更したときに得られる γハットがゼロを中心 として分布して 、ることを表し、 γハットから を求めるための精度を高くすることがで きる。
前記条件を満たす漏れ係数 gが存在しないときには、 p = OdBで γハットの Θに対 する分散が最小となる gを選択する（S 109)。
[0094] 以上の手続きを異なる周波数帯域に対して反復することによって、多数の漏れブロッ キング行列回路の組を有する構成を設計することができる。このときに、各周波数帯 域は重なりあわな 、ように選択することが基本であるが、極端に大きく重なり合わな ヽ 限り、大きな問題は生じない。
[0095] このように、多数の漏れブロッキング行列回路とフィルタの縦続接続の組を装備する ことによって、これらが存在しないときに利用されていなかった周波数帯域の信号成 分を利用することができるので、相関計算部 920で計算される相互相関が、目標信 号と妨害信号に対して大きな違いを生じ、相互相関を用いた目標信号と妨害信号の 区別が正確になる。これは、目標信号が支配的な目標信号区間と妨害信号が支配 的な妨害信号区間を正確に区別できることを意味している。これ以外の動作、及びそ の効果は、既に図 1を用いて説明した第 1の実施形態と同様である。
[0096] (第 4の実施形態）
図 20は、本発明の第 4の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ 装置のブロック図である。本発明の第 4の実施形態は、プログラム制御により動作す るコンピュータ（中央処理装置；プロセッサ；データ処理装置） 1000と、入力端子 101 〜： L01 、及び出力端子 600とから構成されている。コンピュータ（中央処理装置；
0 M-1
プロセッサ；データ処理装置） 1000は、固定ビームフォーマ 200、適応ブロッキング 行列回路 300、遅延素子 400、及び多入力キャンセラ 500、漏れブロッキング行列回 路 330、 340、相関計算部 920、比較部 800を含む。カロえて、フィルタ 334及びフィ ルタ 344を含むこともできる。さらに加えて、漏れブロッキング行列回路 350、 360、フ イノレタ 354及びフイノレタ 364、乗算器 355、 365、カロ算器 336、 346を含む構成とする ことちでさる。
[0097] 入力端子 101〜101 に供給された目標信号と妨害信号は、コンピュータ 1000内
0 -1
のアレイ処理装置に供給され、妨害信号が抑圧される。アレイ処理装置の主たる構 成要素は、固定ビームフォーマ 200、適応ブロッキング行列回路 300、遅延素子 400 、多入力キャンセラ 500であり、漏れブロッキング行列回路 330、 340、相関計算部 9 20、比較部 800から構成される適応モード制御装置が、適応ブロッキング行列回路 300と多入力キャンセラ 500に含まれる適応フィルタの係数更新速度及び精度を制 御する。適応モード制御装置は、さらに、フィルタ 334及びフィルタ 344を含んでもよ いし、さらに加えて、漏れブロッキング行列回路 350、 360、フィルタ 354及びフィルタ 364、乗算器 355、 365、加算器 336、 346を含む構成とすることもできる。
[0098] 適応モード制御装置は、複数のセンサ群の出力を用いて、目標信号に対する利得 が等しぐ妨害信号に対する処理結果の位相差が 180度に近くなるような二つのァレ ィ処理を行い、これらのアレイ処理結果の相関に基づいて、目標信号と妨害信号の 相対的な大小関係を推定する。このため、適応アレイ処理装置の係数更新制御を適 切に行うことが可能となり、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の 影響を受けにくい、高品質なアレイ処理出力を得ることができる。また、前記相関は 目標信号と妨害信号の相対的な大小関係を表すば力りでなぐ入力信号がーつであ ると仮定したときの信号到来方向、すなわち仮想信号の到来方向に関する情報も含 む。例えば、前記位相差が 180度に近いときは、仮想信号の到来方向が正面から左 右へ 90度に近い方向だけずれていることを意味する。同時に、位相差力^であるとき は、仮想信号の到来方向が正面であることを意味する。従って、前記相関を用いて、 信号到来方向の正面力ものずれを推定することもできる。
[0099] 以上、センサとしてマイクロフォンを用いて説明してきた力 マイクロフォン以外に、超 音波センサや、ソーナ受音器、アンテナなどのセンサを用いることができる。
産業上の利用可能性
[0100] 本発明によって、適応アレイ処理装置の係数更新制御を適切に行うことが可能となり 、入力信号の周波数特性や目標信号と妨害信号の方向の影響を受けにくい、高品 質なアレイ処理出力を得ることが可能になる。したがって、複数の信号源から特定の 信号だけを強調して受信することが可能になり、この手法は、適応マイクロフォンァレ ィによる音声信号の取得や水中音響分野でのソーナあるいは適応アンテナアレイに よる無線送受信装置などに広く用いることができ、このような分野の産業に与える影 響が大きい。
図面の簡単な説明
[図 1]本発明の第 1の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置 のブロック図である。
[図 2]漏れブロッキング行列回路 330の構成例を示したブロック図である。
[図 3]漏れブロッキング行列回路 340の構成例を示したブロック図である。
[図 4]漏れブロッキング行列回路 330の漏れをゼロとした構成例を示したブロック図で ある。
[図 5]漏れブロッキング行列回路 340の漏れをゼロとした構成例を示したブロック図で ある。
[図 6]漏れブロッキング行列回路 330の第 2の構成例を示したブロック図である。
[図 7]漏れブロッキング行列回路 340の第 2の構成例を示したブロック図である。
[図 8]漏れブロッキング行列回路 330の第 3の構成例を示したブロック図である。
[図 9]漏れブロッキング行列回路 340の第 3の構成例を示したブロック図である。
[図 10]漏れブロッキング行列回路 330の第 4の構成例を示したブロック図である。
[図 11]漏れブロッキング行列回路 340の第 4の構成例を示したブロック図である。
[図 12]漏れブロッキング行列回路 330の第 5の構成例を示したブロック図である。
[図 13]漏れブロッキング行列回路 340の第 5の構成例を示したブロック図である。
[図 14]本発明の第 2の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装 置のブロック図である。
[図 15]信号到来方向と正規ィ匕相互相関を複数の信号対妨害信号比に対して示した 図である。
[図 16]本発明の第 3の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装 置のブロック図である。
[図 17]漏れブロッキング行列回路 330と 340の出力位相差の余弦を示したブロック図 である。
[図 18]漏れブロッキング行列回路 350と 360の出力位相差の余弦を示したブロック図 である。 [図 19]漏れ係数の設計法の一例を示したフローチャートである。
圆 20]本発明の第 4の実施形態に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装 置のブロック図である。
圆 21]本発明の第 1の実施形態に基づく適応アレイ装置の動作フローチャートである 圆 22]従来例に基づく適応アレイ制御装置を備えた適応アレイ装置のブロック図であ る。
[図 23]ブロッキング行列回路 310の構成例を示したブロック図である。
符号の説明
100 ' 100 マイクロフォン
0 1 M-1
101 ' -101 入力端子
0 M-1
200 固定ビームフォーマ
300 適応ブロッキング行列回路
310 ブロッキング行列回路
311、 332〜332 、 342〜342
0 M-2 1 1
330、 340、 350、 360 漏れブロッキング行列回路
333、 343、 336、 346 カロ算器
334、 344、 354、 364 フィルタ
331 - -331 、 341 -341 、 355、 365 乗算器
M-2 1 M-2
400 遅延素子
500 多入力キャンセラ
600 出力端子
700 目標信号対妨害信号比 (SIR)計算部
800 比較部
920 相関計算部
1000 コンピュータ

Claims

請求の範囲
[1] アレイ状の複数のセンサ力 送り込まれる複数の信号の内の第 1の信号に対して利 得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号を求める第 1のァレ ィ処理部と、
前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理 を行って第 2のアレイ処理信号を求める第 2のアレイ処理部と、
前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて制御信号を求める制御信号発生部と、 前記制御信号を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御 する制御部と
を具備することを特徴とする適応アレイ制御装置。
[2] 前記制御信号発生部は、前記第 1のアレイ処理信号と第 2のアレイ処理信号の相関 を求める相関部を具備することを特徴とする請求項 1に記載の適応アレイ制御装置。
[3] 前記第 1のアレイ処理部は、前記第 1のアレイ処理信号を処理する第 1のフィルタを 具備することを特徴とする請求項 1又は 2に記載の適応アレイ制御装置。
[4] 前記第 2のアレイ処理部は、前記第 2のアレイ処理信号を処理する第 2のフィルタを 具備することを特徴とする請求項 1又は 2に記載の適応アレイ制御装置。
[5] 前記第 1のアレイ処理部は、異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対力 構成さ れることを特徴とする請求項 1、 2又は 3のいずれかに記載の適応アレイ制御装置。
[6] 前記第 2のアレイ処理部は、異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対力 構成さ れることを特徴とする請求項 1、 2又は 4のいずれかに記載の適応アレイ制御装置。
[7] 前記第 1のアレイ処理部は、複数の異なった周波数帯域の信号を独立にアレイ処理 する複数のサブアレイ処理部から構成されることを特徴とする請求項 1、 2、 3又は 5に 記載の適応アレイ制御装置。
[8] 前記第 2のアレイ処理部は、複数の異なった周波数帯域の信号を独立にアレイ処理 する複数のサブアレイ処理部から構成されることを特徴とする請求項 1、 2、 4又は 6の
V、ずれかに記載の適応アレイ制御装置。
[9] 入力信号が等しぐ出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に 対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと 1 80度の間の値をとる第 1と第 2のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号と第 2のァ レイ処理信号を求める第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程と、
この工程で求まった前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて入力信号中の目標 信号とそれ以外の信号の相対的な割合に基づく制御信号を求める第 1の制御信号 生成工程と、
前記制御信号を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御 する第 1のパラメータ調整制御工程とを備えることを特徴とする適応アレイ制御の方 法。
[10] 前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程で実行される前記第 1のアレイ処理と 前記第 2のアレイ処理は、目標信号に対する利得が非ゼロであることを特徴とする請 求項 9に記載の適応アレイ制御の方法。
[11] 前記第 1の制御信号生成工程では、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程 で得られる前記第 1のアレイ処理信号と前記第 2のアレイ処理信号の相関を用いて 前記制御信号を生成することを特徴とする請求項 9又は 10に記載の適応アレイ制御 の方法。
[12] 前記第 1の制御信号生成工程では、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程 で得られる前記第 1のアレイ処理信号をフィルタ処理して第 1のフィルタ処理信号を 求める第 1のフィルタ処理信号生成工程を有し、この工程で得られる前記第 1のフィ ルタ処理信号を用いて前記制御信号を求めることを特徴とする請求項 9、 10又は 11 に記載の適応アレイ制御の方法。
[13] 前記第 1の制御信号生成工程では、前記第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程 で得られる前記第 2のアレイ処理信号をフィルタ処理して第 2のフィルタ処理信号を 求める第 2のフィルタ処理信号生成工程を有し、この工程で得られる前記第 2のフィ ルタ処理信号を用いて前記制御信号を求めることを特徴とする請求項 9、 10又は 11 に記載の適応アレイ制御の方法。
[14] 前記第 1のアレイ処理信号生成工程では、異なったセンサ間隔を有する複数のセン サ対から得られる信号をアレイ処理して第 1のアレイ処理信号を求めることを特徴とす る請求項 9ないし 12のいずれか 1項に記載の適応アレイ制御の方法。
[15] 前記第 2のアレイ処理信号生成工程では、異なったセンサ間隔を有する複数のセン サ対から得られる信号をアレイ処理して第 2のアレイ処理信号を求めることを特徴とす る請求項 9、 10、 11又は 13に記載の適応アレイ制御の方法。
[16] 前記第 1のアレイ処理信号生成工程は、複数の異なった周波数帯域に対応した複数 のアレイ処理を行って複数のサブアレイ処理信号を求めるサブアレイ処理信号生成 工程を有し、このサブアレイ処理信号生成工程で得られた前記サブアレイ処理信号 を用いて前記第 1のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項 9、 10、 11、 12 又は 14に記載の適応アレイ制御の方法。
[17] 前記第 2のアレイ処理信号生成工程は、複数の異なった周波数帯域に対応した複数 のアレイ処理を行って複数のサブアレイ処理信号を求めるサブアレイ処理信号生成 工程を有し、このサブアレイ処理信号生成工程で得られた前記サブアレイ処理信号 を用いて前記第 2のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項 9、 10、 11、 13 又は 15に記載の適応アレイ制御の方法。
[18] 第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理 信号を求める機能と、
前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理 を行って第 2のアレイ処理信号を求める機能と、
前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて制御信号を求める機能と、
前記制御信号を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御 する機能とをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする適応アレイ制御用 プログラム。
[19] 入力信号が等しぐ出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に 対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと 1 80度の間の値をとる第 1と第 2のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号と第 2のァ レイ処理信号を求める第 1のアレイ処理部と第 2のアレイ処理部と、
前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて信号到来方向の正面からのずれを推 定する方向推定部を具備することを特徴とするアレイ処理装置。
[20] アレイ状の複数のセンサ力 送り込まれる複数の信号の内の第 1の信号を他の信号 に対して強調させて第 3のアレイ処理信号を求める第 3のアレイ処理部と、 前記第 1の信号を他の信号に対して減衰させて第 4のアレイ処理信号を求める第 4の アレイ処理部と、
前記第 4のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第 3のアレイ処理信号から 適応アレイ処理によって消去する相関除去部と、
前記第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行つて第 1のアレイ 処理信号を求める第 1のアレイ処理部と、
前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理 を行って第 2のアレイ処理信号を求める第 2のアレイ処理部と、
前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて制御信号を求める制御信号発生部と、 前記制御信号を用いて適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を制御 する制御部と
を具備することを特徴とする適応アレイ処理装置。
[21] 前記制御信号発生部は、前記第 1のアレイ処理信号と第 2のアレイ処理信号の相関 を求める相関部を具備することを特徴とする請求項 20に記載の適応アレイ処理装置
[22] 前記第 1のアレイ処理部と、前記第 2のアレイ処理部とは、異なったセンサ間隔を有 する複数のセンサ対から得られる信号をアレイ処理して第 1及び第 2のアレイ処理信 号を求めることを特徴とする請求項 20又は 21に記載の適応アレイ処理装置。
[23] 入力信号が等しぐ出力信号の位相差が、アレイに垂直な方向から到来する信号に 対してはゼロ、それ以外の方向から到来する信号に対しては方向に対応したゼロと 1 80度の間の値をとる第 1と第 2のアレイ処理を行って第 1のアレイ処理信号と第 2のァ レイ処理信号を求める第 1および第 2のアレイ処理信号生成工程と、この工程で求ま つた前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて信号到来方向の正面からのずれを 推定する信号ずれ推定工程とを有することを特徴とするアレイ処理の方法。
[24] アレイ状の複数のセンサ力 送り込まれる複数の信号の内の第 1の信号を他の信号 に対して強調して第 3のアレイ処理信号を求める第 3のアレイ処理信号生成工程と、 前記第 1の信号を他の信号に対して減衰させて第 4のアレイ処理信号を求める第 4の アレイ処理信号生成工程と、
前記第 4のアレイ処理信号生成工程で求めた前記第 4のアレイ処理信号と相関のあ る信号成分を前記第 3のアレイ処理信号から適応アレイ処理によって消去する適応 アレイ処理工程と、
前記第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行つて第 1のアレイ 処理信号を求める第 1のアレイ処理信号生成工程と、
前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理 を行って第 2のアレイ処理信号を求める第 2のアレイ処理信号生成工程と、 前記第 1及び第 2のアレイ処理信号生成工程で求めた前記第 1及び第 2のアレイ処 理信号を用いて制御信号を求める第 2の制御信号生成工程と、
この工程で得られた前記制御信号を用いて前記適応アレイ処理工程におけるパラメ ータ調整の速度と精度を制御する第 2のパラメータ調整制御工程と
を有することを特徴とする適応アレイ処理の方法。
[25] 前記第 2の制御信号生成工程では、前記第 1のアレイ処理信号と第 2のアレイ処理 信号の相関を用いて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項 24に記載の 適応アレイ処理の方法。
[26] 前記第 1のアレイ処理信号生成工程及び前記第 2のアレイ処理信号生成工程では、 異なったセンサ間隔を有する複数のセンサ対力 得られる信号をアレイ処理して第 1 及び第 2のアレイ処理信号を求めることを特徴とする請求項 24又は 25に記載の適応 アレイ処理の方法。
[27] 第 1の信号を他の信号に対して強調して第 3のアレイ処理信号を求める機能と、 第 1の信号を他の信号に対して減衰させて第 4のアレイ処理信号を求める機能と、 前記第 4のアレイ処理信号と相関のある信号成分を前記第 3のアレイ処理信号から 適応アレイ処理によって消去する機能と、
第 1の信号に対する利得が非ゼロである第 1のアレイ処理を行つて第 1のアレイ処理 信号を求める機能と、
前記第 1のアレイ処理と振幅応答が等しく位相応答がほぼ逆となる第 2のアレイ処理 を行って第 2のアレイ処理信号を求める機能と、 前記第 1及び第 2のアレイ処理信号を用いて制御信号を求める機能と、
前記制御信号を用いて前記適応アレイ処理におけるパラメータ調整の速度と精度を 制御する機能とをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする適応アレイ処 理用プログラム。
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