WO2006118026A1

WO2006118026A1 - 電力変換装置と電力変換方法

Info

Publication number: WO2006118026A1
Application number: PCT/JP2006/308140
Authority: WO
Inventors: Katsutoshi Yamanaka
Original assignee: Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
Priority date: 2005-04-27
Filing date: 2006-04-18
Publication date: 2006-11-09
Also published as: KR100949639B1; US7701740B2; KR20070116271A; US20090091954A1; TWI308817B; JPWO2006118026A1; CN101171741A; TW200711283A; JP4626651B2; DE112006001095T5; CN101171741B

Abstract

　ＰＷＭパルスが狭くなった場合にも，出力電圧と出力電流の歪みを小さくでき、演算処理が簡単で安価かつ高性能な電力変換装置と電力変換方法を提供する。　交流電源の各相と出力側の各相を双方向スイッチで接続し，交流電源電圧をＰＷＭ制御する電力変換装置において，１相固定スイッチングモードと，全相スイッチングモードとを備え，全相スイッチングモードから１相固定スイッチングモードに切り替えるモード切替部を備えた。また、瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを，六角形空間ベクトル図中より選択し、瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算するベクトル成分演算器（１３）とベクトル成分の出力時間を演算する時間演算器（１４）を備えた。

Description

明細書

電力変換装置と電力変換方法

技術分野

[0001] 本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（PWM)制御やダイレクト ·トルク 'コントロール制御を用いた電力変換装置と電力変換方法に関する。

背景技術

[0002] 直接形交流電力変換装置は，交流電源の各相と出力側の各々の相の間を自己消弧能力を持つ双方向スィッチの回路構成で接続し，交流電源を直接任意の電圧 ·周波数に変換することが可能である。しかしスィッチに流れている電流を強制的にスイツチングするために，独自のスイッチングシーケンスが必要である。以後このスィッチングシーケンスを転流シーケンスと呼ぶ。 PWMサイクロコンバータのスイッチングシーケンスは，特許文献 1や特許文献 2で開示されてヽる。

[0003] 転流シーケンスの作成方法としては，スイッチング素子の両端電圧の極性を判定する回路を用い，これにより得られたスィッチ間電圧極性信号を基に作成する方法と，スイッチング素子力流れ出る出力電流の向きを判定する出力電流方向検出回路により得られた出力電流方向信号を基に作成する方法などが挙げられる (例えば特許文献 3,特許文献 4)。転流シーケンスは，出力された PWM信号を基にロジック回路において作成されることが多く，スイッチング素子のスイッチング時間を考慮して，ある一定の時間をかけて行う必要がある。そのため本来出力されるべき出力電圧の電圧指令値と，実際に出力される出力電圧との間に誤差が生じてしまう。その誤差は，電源の基準電圧の状態や転流シーケンスの情報源となるスイッチング素子の両端電圧極性や出力電圧の向きなどに依存して発生する。さらに双方向スィッチに電流が流れると，半導体素子の特性上の電圧降下が発生し，出力電圧の誤差が生ずる。このような問題に対して特許文献 5では，このような誤差をあらかじめ指令へ補正することで回避しおり，特許文献 6では，誤差が発生しないような転流シーケンスを用いることで回避している。また，直接形交流電力変換装置では，スイッチングロスを低減するために，一相のスイッチングを停止した PWMパルスとする場合が一般的である（非特許文献 1 図 2および非特許文献 2 図 8)。また、ダイレクト'トルク'コントロール制御を用いたマトリクスコンバータは非特許文献 3で開示されている。

特許文献 1：特開平 11— 341807

特許文献 2：特開 2000 - 139076

特許文献 3：特開 2000 - 2724

特許文献 4:特開 2001— 165966

特許文献 5 :特開 2003— 309975 (図 6,図 7)

特許文献 6 :EP1306964 (Fig. 5)

非特許文献 1：直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題マトリックスコンバータ (PWM 制御サイクロコンバータ）平成 16年電気学会産業応用部門大会 1— S3— 2

非特許文献 2：直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題直流リンク付き直接形交流電力変換回路平成 16年電気学会産業応用部門大会 1 S3— 3 非特許文献 3：「The Use of Matrix Converters in Direct Torque Cont rol of Induction MachinesJ Domenico Casadei 他， IEEE TRANSAC TIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 48, NO. 6, DECEMBER 2001

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] 従来の直接形交流電力変換装置では，一相のスイッチングを停止した PWMパルスとなっており，更に入力電源の状態によって PWMパルスのパターンが変ってしまう。図 9および図 10に入力電源の状態の異なる PWMパルス例を示す。図 9は入力電源の中間電圧 E 力 ¾ に近い場合の PWMパルスで U相のスイッチングが停止し，図

M N

10は入力電源の中間電圧 E 力 ¾に近い場合の PWMパルスで W相のスイッチング

M P

が停止する。これらスイッチングが停止する相は入力電源の状態により決まり出力電圧指令には依存しない。

[0005] 出力電圧は PWMのパルス幅によって決定されるので，例えば， U相が P, V相が N , W相が Nの状態となるパルス幅が非常に狭くなると，図 9の PWMパルスでは，このパルスは V相のスイッチングによってのみ発生されるので， V相の転流シーケンスに必要な時間幅やスイッチングの遅れなどの影響により， U相が P, V相が N, W相が N の状態となるパルスが出力されなくなってしまうという問題があった。しかし，図 10の P WMパルスでは， U相が P, V相が N, W相が Nの状態となるパルス幅は U相と V相のパルスの差分として出力されるので，この問題は発生せず， U相が P, V相が P, W相が Nの状態となるパルス幅に関して，この問題が生ずる。更に，転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下を補正するよう構成した場合，前述の狭!、パルス幅に対する補正はできな、ので，出力電圧および出力電流の歪みも補正できな、と、う問題があった。

また、従来の直接形交流電力変換装置の PWMパルスパターン演算方法では，入力電流の制御を行いかつ出力電圧制御を行い，更に出力 PWMパルスや出力電圧ベクトルの決定を同時に行うので，入力電流制御と出力電圧ベクトルとの関連を切り離すことができないという問題があった。また，非特許文献 3のように仮想的に ACZ DC変換 +DCZAC変換装置として分け，制御上で ACZDC変換装置の入力電流ベクトルと DCZAC変換装置の出力電圧ベクトルを分けて考える制御方法では，考え方が複雑であり，さらに，入力の交流電源の各相全てを別々に出力の各相に接続するベクトル状態を取れないという問題があり，この方式では出力電圧の歪みが大きいという問題があった。

[0006] 本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり， PWMパルスが狭くなつた場合にも，出力電圧と出力電流の歪みを小さくできる電力変換装置と電力変換方法を提供することを目的とする。

さらに、本発明は，空間ベクトルの考え方を用い，出力電圧ベクトルを基本とする考えを適用し、演算が確実で容易、出力電圧のパルス歪みと入力電流歪みを減少させ、小型で低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0007] 上記問題を解決するため，本発明は、次のように構成したのである。

請求項 1に記載の発明は，交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スィッチで接続し，交流電源電圧を PWM制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置にぉヽて， PWM周期中に出力相の 1相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモードと， PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードと、を備え，前記全相スィッチングモードと前記 1相固定スイッチングモードを切り替えるモード切替部を有することを特徴とするものである。

[0008] また，請求項 2に記載の発明は，請求項 1記載の電力変換装置において、前記モード切替部は、出力パルス幅が所定値以下の場合に前記 1相固定スイッチングモードカも前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とするものである。

[0009] 請求項 3に記載の発明は，請求項 1記載の電力変換装置において、前記モード切替部は、出力電圧位相が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモードから前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とするものである。

[0010] 請求項 4に記載の発明は，請求項 1記載の電力変換装置において、前記モード切替部は、前記交流電源電圧位相が所定範囲で、かつ出力電圧位相が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモード力前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とするちのである。

[0011] 請求項 5に記載の発明は、請求項 1記載の電力変換装置において、前記モード切替部は、前記交流電源電圧が所定範囲の場合で、かつ出力電圧位相が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモードから前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とするものである。

[0012] 請求項 6に記載の発明は、請求項 1記載の電力変換装置において、前記モード切替部は、出力電圧が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモードから前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とするものである。

[0013] 請求項 7に記載の発明は、 3相交流電源の各相と 3相出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スィッチで接続し，前記 3相交流電源の電圧を PWM制御することで任意の電圧を出力する電力変換方法において，前記 3交流電源の 3相電源電圧を検出するステップと、前記 3相電源電圧を仮想中性点電圧からみて最大電圧と中間電圧と最小電圧に振り当てるステップと、制御サンプリング周期ごとに、出力電圧指令と前記 3相電源電圧とから、 PWM周期中に出力相の 1相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモード力 PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードかを決定するステップと、選択したスイッチングモードと、前記出力電圧指令と、前記 3相電源電圧と、力双方向スイツチのオンオフパターンを決定するステップと、前記オンオフパターンに基づき双方向スィッチをオンオフさせるステップと、を備えることを特徴とするものである。

[0014] 請求項 8に記載の発明は，交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スィッチで接続し，交流電源電圧を前記スィッチのオンオフ状態を制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置において，交流電源の中性点からみた各相の電圧値に基き，交流電源の最高の電圧値を持つ P相と中間の電圧値を持つ M 相，最低の電圧値を持つ N相へ種類分けを行い、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ，出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを，前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算するベクトル成分演算器と、前記ベクトル成分より，電圧ベクトルの出力時間を演算する出力時間演算器とを備え，前記時間演算器の演算結果に基、て，電力変換装置のスィッチをオンオフ制御することを特徴とするものである。

[0015] 請求項 9に記載の発明は，請求項 8記載の電力変換装置において、前記ベクトル成分演算器および前記出力時間演算器は、一定周期毎に演算を繰り返すことを特徴とするちのである。

請求項 10に記載の発明は，請求項 8記載の電力変換装置において、同じベクトル成分をもつ電圧ベクトルが複数存在する場合は、所定の時間ごとに複数の電圧べクトルを順次選択し、交流電源の入力電流を正弦波化させることを特徴とするものである。

請求項 11に記載の発明は，請求項 8記載の電力変換装置において、 3相交流出力の各相を 3相交流電源の P相、 N相、 M相に電気的に接続することで得られる cm ベクトルを出力する PWMパルスパターンと、出力しない PWMパルスパターンとを切り替える PWMパルスパターン切り替え器を備えることを特徴とするものである。請求項 12に記載の発明は，請求項 11記載の電力変換装置において、前記 PWM パルスパターン切り替え器は、入力電流の位相と出力電圧の位相に基づいて動作することを特徴とするものである。

請求項 13に記載の発明は，請求項 8記載の電力変換装置において、 3相交流出力の各相を 3相交流電源の M相および P相または N相のいずれか一方に接続する a p、 an、 bp、 bnベクトルと零ベクトルの PWMパルスパターンだけを使用することを特徴とするちのである。

請求項 14に記載の発明は，請求項 8記載の電力変換装置において、出力電圧が入力電源の線間電圧最大値の 1Z3程度以下の値をとる第 1の設定値以下では 3相交流出力の各相を 3相交流電源の M相および P相または N相のいずれか一方に接続する ap、 an、 bp、 bnベクトルと零ベクトルの PWMパルスパターンだけを使用することを特徴とするものである。

発明の効果

[0016] 請求項 1および 2に記載の発明によると，出力相の 1相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモードと， PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードとを備えるので、 PWMパルス幅が狭くなる場合には、狭い PWMパルス幅を解消することができ，出力電圧および出力電流の歪みを低減することができ，転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正を確実に行うことができる。

[0017] また、請求項 3,請求項 4に記載の発明によると，前期交流電源電圧の位相または電圧や出力する電圧の位相に基づいて， 1相固定スイッチングモードカゝら全相スイツチングモードに切り替えるので， PWMパルス幅の監視を行わず狭!、PWMパルス幅を解消することができ，簡単な制御で，出力電圧および出力電流の歪みを低減することができ，転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正を確実に行うことができる。

[0018] 請求項 5、 6に記載の発明によると，出力する電圧に基づいて， PWMパルス幅の監視を行わず狭い PWMパルス幅を解消することができ，簡単な制御で，出力電圧および出力電流の歪みを低減することができ，転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正を確実に行うことができる。

[0019] 請求項 7に記載の発明によると、出力相の 1相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモードと， PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードとを備えるので、 PWMパルス幅が狭くなる場合には 1相固定スイッチングモード力も全相スイッチングモードに切り替えるので，狭 Vヽ PWMパルス幅を解消することができ，出力電圧および出力電流の歪みを低減することができ，転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正を確実に行うことができる電力変換方法を提供できる。

[0020] 請求項 8記載の発明によると，空間ベクトルを利用し演算処理を行うので，出力電圧の演算処理が容易になる。

請求項 9記載の発明によると PWM制御により，出力電圧の歪みが減少する。請求項 10記載の発明によると，入力電流の制御をベクトル選択'調整により行い，入力電流制御の演算処理が容易になる。

請求項 11記載の発明によると，出力する PWMパルスパターンの変更を行うことで ,入力電流と出力電圧の歪みを切替えることができる。

請求項 12記載の発明によれば，出力する PWMパルスパターンの変更を運転中に行うことで，入力電流と出力電圧の歪みを運転中に調整することができる。

請求項 13記載の発明によれば，低い出力電圧を確実に出力でき，かつ入力電流と出力電圧の歪みを低減できる。

また，本発明によれば，演算が確実かつ容易なので，安価な装置で制御が可能となり，電力変換装置の高性能化、低コスト化、小形ィ匕ができる。

図面の簡単な説明

[0021] [図 1]本発明の第 1実施例を示す電力変換装置のブロック図

[図 2]本発明の電力変換装置の PWMパルスパターン切替例を示す図

[図 3]本発明の電力変換装置の PWMパルスパターン切替例を示す図

[図 4]本発明の電力変換装置の PWMパルスパターン切替例を示す図

[図 5]本発明の電力変換装置の PWMパルスパターン切替例を示す図

[図 6]入力電源の状態と空間ベクトル図の符号との対応を示す図 [図 7]空間ベクトル図

[図 8]出力電圧指令と空間べ外ルの対応を示す図

[図 9]従来の 2相変調の PWMパルス例 1

[図 10]従来の 2相変調の PWMパルス例 2

[図 11]本発明の電力変換方法を示すフローチャート

[図 12]仮想中性点を説明する図

[図 13]入力電源位相変動による空間ベクトル図の変化を示す図

[図 14]出力するパルス列の例を示す図

[図 15]出力するパルス列の例を示す図

[図 16]出力するパルス列の例を示す図

[図 17]図 16のパルス列で出力できる電圧のベクトル成分変化を示す図

[図 18]直接形交流電力変換装置の回路構成を示す図

[図 19]直接形交流電力変換装置の回路構成を示す図

[図 20]本発明の構成を示すブロック図

[図 21]3相瞬時電圧指令と，ベクトル成分の関係を示す図

符号の説明

1 系統電源

2 パワー回路

3 負荷器

4 制御回路

5 モード切替回路

11 制御回路

12 PWMパルスパターン切り替え器

13 ベクトル成分演算器

14 出力時間演算器

15 PWMパルスパターン演算器

16 駆動回路

SUR U相と R相に接続した双方向スィッチ sus u相と s相に接続した双方向スィッチ

SUT U相と T相に接続した双方向スィッチ

SVR V相と R相に接続した双方向スィッチ

SVS V相と S相に接続した双方向スィッチ

SVT V相と T相に接続した双方向スィッチ

SWR W相と R相に接続した双方向スィッチ

SWS W相と S相に接続した双方向スィッチ

SWT W相と T相に接続した双方向スィッチ

EN 仮想中性点電圧

発明を実施するための最良の形態

[0023] 以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

実施例 1

[0024] 図 1は，本発明の電力変換装置の構成例を示す図である。図において， 1は 3相の電源， 2は直接形電力変換装置の主回路， 3は負荷 (モータなど)， 4は直接形電力変換回路の制御回路である。

[0025] 3相の電源電圧と位相に関して，図 6に示すように中性点からみた最大電圧相を P 、最小電圧相を N、中間電圧相を Mとして振り当てを行い，空間ベクトルの概念を利用すると，直接形電力変換回路の出力電圧空間べ外ルは図 7の一例のように書くことができる。通常は電力変換装置では、中性点電圧は直接観測不可能なので、図 1 2のように 3相電源の各相を同一抵抗値の抵抗をスター形に接続し、接続点電圧を仮想中性点電圧として用いたり、線間電圧力も計算式によって相電圧を求めている（例えば、 R相電圧 ERは R相と S相の線間電圧 ERSと T相と R相の線間電圧 ETRを用いて ER= (ERS— ETR)Z3として計算することができる。）図 7において a, ap, an, b, bp, bnと分類された電圧ベクトルは入力電源の電圧状態によって長さが変動し， cと分類された電圧ベクトルは入力電源の電圧状態によって，長さと角度が変動する。電力変換装置が出力する電圧指令が電圧ベクトルで（ Θ , k)であった場合，図 8に示されるように出力電圧指令の aベクトル成分 Vと bベクトル成分 Vを， a, ap, an, b

a b

, bp, bn, cおよび Op, Om, Onで分類されたベクトルの組み合わせによって PWM (パルス幅変調）にて出力する。 PWMパルスパターンとしては図 9, 10で示すような 1 相を停止した 2相変調とすることが一般的である。

[0026] PWMパルス幅は図 8に示すように，出力電圧指令の aベクトル成分 Vまたは bベタ a

トル成分 Vに応じて出力されるので，出力電圧指令が aベクトルの角度近傍であれば

b

, bベクトル成分 Vbに対応する PWMパルスは狭くなり，出力電圧指令が bベクトルの角度近傍であれば， aベクトル成分 Vaに対応する PWMパルスが狭くなる。また，出力電圧指令が低い場合には aベクトル成分 Vaと bベクトル成分 Vbに対応する PWM ノレスはともに狭くなる。実際に出力される PWMパルス幅は，入力電源の状態によつて Op, Onのどちらを利用するかに依存し，入力電源の相電圧絶対値の最大値が正の場合は図 9,負の場合は図 10のように変化し，図 9のように Opを利用する場合は bベクトル成分を表現する PWMパルスは Opによってパルス幅が延長され問題ないが， aベクトル成分の PWMパルスが狭くなると問題となる。また図 10のように Onを利用する場合は aベクトル成分を利用する PWMパルスは Onによってパルス幅が延長され問題ないが， bベクトル成分の PWMパルスが狭くなると問題となる。

[0027] 本発明では， PWM周期中に出力相の 1相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモード（3相出力の場合は 2相変調 PWMと呼ぶ）と， PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモード（3相変調 PWMと呼ぶ）とを切り替えるスイッチングモード切替部を備えた。つまり、図 1に示すような構成とし，制御演算回路で演算された各ベクトルの PWMパルス幅を 3相変調 PWMパルス発生器と 2相変調 PWMパルス発生器に渡し，それぞれの PWM パルス発生器の出力を制御演算回路力の切替信号によってスイッチングモード切替回路にて選択する。制御演算回路は図 9の例で aベクトル成分の PWMパルス幅が予め設定された値より狭くなる場合には， PWM周期中に出力相の 1相をスィッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモードから PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードへ切り替えることで , PWMパルス幅を確保し，図 10の例で bベクトル成分の PWMパルス幅が予め設定された値より狭くなる場合には， 1相のスイッチングを停止する 2相変調から，図 3の例に示すような全相スイッチングモードへ切り替えることで， PWMパルス幅を確保する。なお，予め設定された値は直接形交流電力変換装置の動作状態や転流シーケンス方法，スィッチ素子の特性に依存するので，それらに応じて設定される。

[0028] このように PWMパルス幅を確保すれば，転流シーケンス必要な時間幅やスィッチングの遅れなどの影響により PWMパルスが出力されなくなることがなくなるので，出力電圧の歪みが減少し，出力電流の歪みも減少する。更に，転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正も PWMノルス幅が確保されるので可能となり，出力電圧と出力電流の歪みが更に減少する。 PWMパルスの切替は補正を行う制御演算回路が行うので，切替に応じた補正を行うことができる。

[0029] 図 2および図 3の例では Op, Onどちらか一方を利用するような例を示したが，例えば図 5のように均等に分配するなど， Op, Onどちらも利用する PWMパルスとしても良い。しかし，図 2および図 3の方がスイッチング回数が少ないので，スイッチングロスの面で有利である。

実施例 2

[0030] PWMパルスは出力電圧指令が aベクトルまたは bベクトルとの角度近傍となった場合に狭くなる。直接形電力変換装置では aベクトルと bベクトルの角度は変動しないので，出力電圧指令の位相が aベクトルまたは bベクトルに近い角度となった場合に図 1 の制御演算装置にて切替信号を発生し 3相変調に切替えることで PWMパルス幅を監視することなく PWMパルス幅を確保することができる。なお，切替える角度の幅は転流シーケンス方法，スィッチ素子の特性に依存するので，それらに応じて設定される。

実施例 3

[0031] 出力電圧指令の位相によって切り替えを行うと， PWMパルス幅が狭くなる問題が発生しない場合でも切替を行い，スイッチングロスが増えてしまう。図 9の PWMパルスと図 10の PWMパルスの変化は入力電源の電圧状態に依存するので，入力電源の電圧と出力電圧指令の位相から PWMパルス幅が狭くなる条件を予測し，例えば図 9の場合では出力電圧指令の位相が aベクトルの角度に近くなつた場合にのみ 2相変調から 3相変調とへ切り替えることでスイッチングロスを抑えることができる。なお，切替える角度の幅は転流シーケンス方法，スィッチ素子の特性に依存するので，それらに応じて設定される。

実施例 4

[0032] 出力電圧が低いと PWMパルスの aベクトル成分と bベクトル成分がともに狭くなつてしまうので，出力電圧指令が低い場合には，図 5のように Opと Onをともに使う PWM ノレス力，図 2の例に示すような PWMパルスとして PWMパルス幅を確保する。図 3 ,図 4の PWMパルスはパルス幅が狭くなる部分があるので，出力電圧が低い場合には利用できな、。図 2の例では PWMパルスが P力も Nまたは N力も Pへ直接スィッチングすることがないので， 1スイッチング当たりのスイッチングロスが少なく，ノイズ，サージ電圧も低減することができる。また，図 4の（M, M, M)となる零ベクトルは，二つの相の同時スイッチングによる電圧誤差やサージが許容できるのであれば省略しても良い。

[0033] 図 11は、本発明の電力変換方法を示すフローチャートで制御サンプリング周期ごとに行われる。図 11において、ステップ ST1で 3相交流電源の 3相電源電圧を検出する。次にステップ ST2で 3相電源電圧を仮想中性点からみたときの最大電圧、最小電圧、中間電圧に振り当てる。次にステップ ST3で出力電圧指令と 3相電源電圧とから 1相スイッチングモードか全相スイッチングモードかを決定する。次にステップ ST4 でスイッチングモードと出力電圧指令と 3相電源電圧カゝら双方向スィッチのオンオフパターンを決定する。次にステップ ST5でオンオフパターンに基づき双方向スィッチをオンオフする。

実施例 5

[0034] 3相の電源電圧と位相に関して，図 6に示すように中性点からみた最大電圧相を P 、最小電圧相を N、中間電圧相を Mとして振り当てを行う。入力電源位相として R相電圧の最高点を基準（6 i=0)とした場合の R, S, Tと P, M, Nの割り当てを表 1に P , M, Nと R, S, Tの電源電圧位相による対応としてまとめる。

[0035] [表 1] 位相 Θ i P相 M相柳

[ d e g ]

0〜6 0 R S T

6 0〜： 1 2 0 S R T

1 2 0〜1 8 0 s T R

1 8 0〜2 4 0 T S R

2 4 0 - 3 0 0 T R S

3 0 0〜3 6 0 R T s このように仮想 DC電圧を定義した場合，直接形電力変換回路が出力できる，電圧ベクトルは図 7のように書くことができる。直接形電力変換回路は図のように 27 = 3³のベクトルを出力でき，これらのベクトルを，零ベクトル（op, om, on) ,相の順方向べタトル（a, ap, an)相と逆方向ベクトル（b, bp, bn) ,中間ベクトル（cm)のように分類する。

零ベクトルを除く各ベクトルは入力電圧の位相状態によって長さが変動し， cmベタトルは更に隣接する aベクトルと bベクトルの先端を結ぶ線（図 7の点線)上を移動する。図形上， cmベクトルの aベクトル成分は apベクトル， bベクトル成分は bnベクトルと等価である。ベクトルは図 13に示すように移動し，以下に示す条件で他のベクトルと一致する。

(1) Mに当たる入力相の電位と Nに当たる入力相の電位が等しい場合は N = Mとなるので， cm (PMN) =a (PNN) =ap (PMM)である。（このとき an=bn=onとなる。 )

(2) Mに当たる入力相の電位と Pに当たる入力相の電位が等しい場合は P = Mとなるので， cm(PMN) =b (PPN) =bn (MMN)である。（このとき ap=bp = opとなる。）

(3) Mにあたる入力相の電位が， Pにあたる入力相と Nに当たる入力相の電位の中間値になる場合は， aベクトルに対し 30° のなす角を持ち，長さが（ 3)Z2となる。 ( このとき ap = an=a/2, bp=bn=bZ2となる。 )

直接形交流電力変換装置の出力ベクトルの順番を考える上で，以下のような制限を設けることが一般的である。

(Ι) Ρ, Μ, Νのスイッチングの時に Ρと Μ間， Μと Ν間は相互に自由にスィッチできるが， Ρと Ν間は直接移行できないものとする。 (II) 2相の同時スイッチングは，原則として許容しないものとする。

直接形電力変換回路は更に

(ΠΙ)入力線間を短絡しない。

(IV)出力線間を開放しない。

このような制限によって，安全性および，出力電圧，入力電流の歪みを低減できる。図 7の条件を持つ空間ベクトル概念では既にこの制限が入るので，これらについて特に考慮する必要はない。

モータドライブ用直接形電力変換回路は AC入力電流を制御することで，入力電流を正弦波化し，入力力率を 1にする。入力電流の制御は負荷モータが電流源であると想定し，負荷電流を出力電圧ベクトルの選択によって入力端子に分配することで実現する。

例えば図 7の A領域において，領域を構成するベクトルを出力した場合の，入力相電流 I , 1 , 1と出力相電流 I , 1 , 1 との関係は表 2の出力ベクトルと入力相電流出力相電流との関係 (A領域)のようになる。

[表 2]

ここで P相電流 I M相電流 I N相電流 I は図 6に示すように実際の入力電圧相（、、

R, S, T)へ対応できる。

a, ap, anベクトルおよび b, bp, bnベクトルは同じ方向を持つベクトル， cmベクトルは a, bベクトルの組み合わせでも出力でき， PWMパルスの組み合わせに冗長性があるので，出力ベクトルの組み合わせ選択と表 2の対応によって入力電流の制御が可能である。表 2を各領域に展開すると表 3の出力ベクトルと入力相電流出力相電流との関係のようにまとめることができる。ここで変数 PI, P2, P3は領域によって表 4 の PI, P2, P3と U, V, W相との対応のように変化する。

[0039] [表 3]

[0040] [表 4]

次に入力電流制御と PWMパルスパターンの関係を説明する。まず，図 6の P相電圧を E , M相電圧を E , N相電圧を Eとし，入力線間電圧の最高値 dE と中間値

P M N max dE ,最低値 dE を以下の式のように定義する。

mid

dE =E -E (1)

P N

dE =E - -E if E -- =E

mid P M base P

=E — E if E =E (2)

M N base N

dE =E — E if E =E

M N base P

=E E if E =E (3)

M base

E は相電圧の絶対値が最大になる相であり図 6のような対応となる。 [0042] E の 0 による変化を表 5に E と E , E , Eの関係としてまとめる _c base l base P M N

[0043] [表 5]

[0044] と空間ベクトルの長さの対応は次のようになる。

[0045] [数 1]

(4) dE_mii (5) ;„

Rrは Θ iに依存し 1〜2Z ( 3)の値をとる。

[0046] 出力電圧の電圧指令 Voが極座標で（ θ , k)とすると，出力電圧指令ベクトルと空間ベクトル図の関係は図 14のようになる。ここで， Θは U相 aベクトルからのなす角，また出力電圧指令に隣接する aベクトル力ものなす角を Θ 'とする。

[0047] 出力電圧指令ベクトル Vo ( Θ , k)の aベクトル方向成分 Vと bベクトル方向成分 V

a b は次式で計算することができる。

V =k' sin ( w Z3— 0，） (7)

a

V =k- sin ( θ ' ) (8)

b

[0048] そしてそれらの長さ V , Vと 3相出力電圧指令との対応を 2レベルインバータの 3相

a b

変調 PWMに発生方式のように書くと図 21のようになる。図 21は，キャリアの振幅を 1 とし， 3相出力電圧指令を正規ィ匕した例である。

[0049] 出力相電圧の最高値を V ,中間値を V ,最低値を V とすると，

である。この式を用いて V , Vを計算しても良い。

a b [0050] また，出力線間電圧の最高値 dV と中間値 dV は以下の式のようになる。

dV =V -V 1)

max max ] ^: I v a I · . v (1

b .

dV =v -v I V

a I if Θ ⁵<=30°

=V -V = I V I if Θ ' >30° (12)

mid min b

[0051] 出力電圧指令ベクトルを領域を構成するベクトルで出力する場合，各ベクトルの単位時間あたりの出力時間を，

τ aベクトルの出力時間

a

T bベクトルの出力時間

b

τ cmベクトルの出力時間

τ apベクトルの出力時間

a

τ anベクトルの出力時間

a

τ bpベクトルの出力時間

bbp

τ bnベクトルの出力時間

bbn

τ opベクトルの出力時間

τ omベクトルの出力時間

τ onベクトルの出力時間

二のように定義すると， Vは各ベクトルの aベクトル成分， Vは各ベクトルの bベクトル成分で合成されるので， I V

a v Iは以下の式で計算できる。

|v a I =

I a I ·Τ + I ap I ·Τ -f an ·Τ ap •T (13)

a ap

Iv b I =

b ■T bp I -T bn -T bn

bp bn I -T (14)

[0052] さらに，直接形電力変換回路の入力電流は表 3より以下の式で計算できる。

(15)

-I - (τ Τ )+Ι ' -τ +τ )

Μ (PI) a bn (Ρ2) bn

I - (τ τ ) (16)

(Ρ3) a bp

=1 - (Τ +Τ )+Ι - (τ +τ +τ -τ +τ )

(Ρ2) an a (Ρ3) an bn c a b (17)

(ここで，入出力ともに 3相交流電流は平衡しているので， I + 1 + 1 =0, I

(PI) (P2) (P3)

+ 1 + 1 =0である。）

P M N

入力電流を正弦波として，入力電源カ率 1の制御をする場合は， I >1 >1

P M Nとなり，入力電流の分配率 α を

a =1 /\ if E =E

ic M N base P

=1 Λ if E =E (18)

M P base N

と定義する。このように α を定義すると，入力電流は 3相平衡しているので， a は 0

〜1の値をとる。

[0053] 直接形電力変換回路の 2相変調 PWMでは dE 、dE のみを使い、 dE の相電 max mid mm 圧を出力しないので， ap, an, bp, bnベクトルの中で長さの短い方のベクトルを使わない制御を行う。このような PWMパルスパターンとベクトルの出力時間は以下のようになる。

[0054] (1) E =Eの場合

base p

式（5)より， dE = I ap I = I bp

mia Iなので， dE の値をとる an, bnベクトルの出 mm

力時間は零 Τ =Τ =0とする。このとき， PWM半周期でのパルス順序例を考える an bn

と op— bp— b— cm— aおよび op— bp— ap— cm— aとなり図 14 (a) (b)のようなノノレスになる。

ここで PI, P2, P3は出力電圧指令ベクトルの存在する領域によって表 4のように U V, Wの相に切り替わる。

[0055] 式（13) , (14)より，出力電圧とベクトルの出力時間との関係は式（19) (20)になる

V I =dE ·Τ +dE - (T +T ) (19)

max a

I V

b I =dE -T +dE -T +dE -T (20)

max b mid bp min cm

式（15) , (16) , (17)より，入力電流とベクトルの出力時間との関係は式（21) (22) (23)になる。

1 =1 - (Tap+Tbp+Tcm+Ta+Tb)

P (PI)

+1 · (Tb+Tbp) (21) I =1 - (T +T )+Ι - (τ +τ ) (22)

Μ (Ρ2) ap cm (Ρ3) ap bp

I =1 · (T ) +1 - (τ -τ +τ ) (23)

Ν (Ρ2) a (Ρ3) <

[0057] 入力電流の分配率は， a I Λ なので， I と I の項の比を考えると，

M N (P2) (P3)

と出力時間との関係は以下のようになる。

[0058] [数 2]

_ lap + Tcm _ i D + Tbp

(24)

Ta Tcm + Ta Tb

[0059] 従って，式（19)より

T = I V I Z(dE +dE · a ) (25)

a a max mid ic

T = -T -T (26)

cm ic a ap

また，

Iv I + Iv I

=dE •(T +T)+dE - (T T +T )+dE -T

X a b mid a bp cm min c dE (T +T)+dE - (T - - T ) + (dE dE )·Τ

bp n min c

dE (T +T +T )+dE - (T - T ) (27)

bp

(T +T +T )

=( I V I + I V I )/(dE +dE ·α ) (28)

a b max mid ic

なので，他のベクトルの出力時間は以下の式で計算できる。

T = ( I V I + I V I )/(dE +dE ,·α.)— T— T

= I V I /(dE +dE · a )-T

b max mid ic cm

=( I V I - a I V I )/(dE +dE -a )+T

b ic a max mid ic ap

(29)

従って，

T -T

b ap

=( I V I - a

ic I V

a I )/(dE +dE - a ) (30)

b max mid ic

ここで， T≥0, T ≥oなので，（ I v I— α I v I )≥0ならば T =0として Tを b ap b ic a ap b 求め図 14 (a)の PWMパルスパターンを出力し、（ I V | V | )<0ならば Τ b I— α

ic a

=0として T を求め図 14(b)の PWMパノレスパターンを出力する _c

b

[0060] Tap = 0の時 T = ( I Vb I - a ) (31)

ic I V

b a I )/(dE f dE - a

mid ic

T = α -T = a ·

ic I V

a I /(dE dE - a ) (32)

cm ic a ir mid ic

T =a ·( I V I - V I )/(dE + dE - a ) (33)

[0061] T =0の時

b

T =(a I V I - V I )/(dE ) (34)

T =(1+ a )· I V I /(dE一 dE (36)

T =T =0 (38)

a

[0062] (2)E Eの場合

base

式（5)より， dE : I an I = I bn Iなので， dE の値をとる ap, bpベクトルの出 min

力時間は零 Τ =Τ =0とする。このとき，ノルス順序を考えると b- cm— a— an— o nおよび b— cm— bn— an— onのようになり図 14(c) (d)のようなパノレスになる。

ここで PI, P2, P3は出力電圧指令ベクトルの存在する領域によって表 4のように U

, V, Wの相に切り替わる。

[0063] 式（13), (14)より，出力電圧とベクトルの出力時間との関係は以下のようになる。

I V I =dE -Ta + dE ·Τ +dE ·Τ (39)

a max mid an min cm

I V I =dE .T +dE · (T +T ) (40)

b max b mid bn cm

[0064] 式（15), (16), (17)より，入力電流とベクトルの出力時間との関係は式 (41) (42) ( 43)になる。

[ .(T -T +T )+I - (Τ ) (41)

(P1) a b (P2) b

I . (T -τ )+I - (τ +τ ) (42)

(P1) bn (Ρ2) bn cm

I =1 - (T +T )+I - (τ +τ +τ Τ +Τ )

(Ρ2) (Ρ3) bn a b

(43)

[0065] 入力電流の分配率は， a =1 Λなので， I と I の項の比を考えると， a と ic M P (PI) (P2) ic 出力時間との関係は式 (44)になる。

[0066] [数 3]

1 an + Tbn Tbn + Tcm

(44)

icm + 1 a + lb Tb [0067] 従って，式（40)より

τ T -T (46)

b bn

また，

Ιν I + Iv

dE (T +T)+dE .(T T +T )+dE -T

d a bn cm min c

dE (T +T)+dE .(T T )

a b d a bn

+ (dE dE )·Τ

mi

dE (T +T +T )+dE (T - T ) (47)

bn

(T T +T )

b cm

( I v V I )/(dE dE a ) (48)

b n

なので，他のベクトルの出力時間は式 (49)で計算できる。

T =( I V I + I V I )/(dE x+dE - a )—T—T

V I /(dE dE a )-T

( I v V I )/(dE dE a._c)+T

b n bn

(49)

従って，

T -T

bn ( I v V

b I )/(dE - dE - a )

n mid ic

(50)

ここで， T≥0, T ≥oなので，（

an I v

a I— α

ic I v

b I )≥0ならば T =0として Tを a bn a 求め図 14(c)の PWMパルスパターンを出力し、（ I V I— α | V | )<0ならば Τ

b

0として T を求め図 14 (d)の PWMパルスパターンを出力する。

bn

[0068] T =0の時

bn

T =( I V I - α I V I )/(dE +dE - a ) (51)

a a ic b max mid ic

T =α -T (52)

cm ic b

T = a ·( I V I + I V

b I )/(dE +dE . a ) (53)

[0069] T =0の時

T = I V I - I V I )/(dE +dE . a ) (54)

bn ic b a max mid ic T V I /(dE dE (55)

T =(l+ a ) · I V I /(dE +dE - a ) (56)

an

T =1-(T T +T +T +T) (57)

bn b cm a

T =T =0 (58)

a

実施例 6

[0070] 直接形電力変換回路において ACZDC変換回路と DCZAC変換回路として分離して扱う場合には，出力へ 2配線分の DCしか出力できないため，図 7の空間ベクトルの中で， P, M, Nの 3値を持つ cmベクトルが出力できない。従って，この場合， cmベタトルを使わな、演算とすることで， cmベクトルを使う '使わな!/、を選択できる。

この場合の各ベクトルの出力時間演算は，次のように演算できる。

[0071] E =Eの場合

=1 · (T T )+1 ' Τ )+Ι ' τ )

M (PI) bn (P2) bn (Ρ3)

(59)

I =1 - (T +Τ )+Ι - (Τ -τ +τ +τ )

(Ρ2) (Ρ3) bn a b

(60)

(I -i

(PI) (P2) (P3) )より

I =1 (T T )+I - (T -T -T - T )

(P2) ap an (P3) a bp a

(61)

[0072] [数 4]

Tap― Tan Tap + Tbp― Tan― Tbn

(62)

Tan + Ta Tan + Tbn + Ta + Tb

[0073] = I bp I > I an bn Iなので T =T =0とすれ

[0074] [数 5]

Tap Tap + Tbp

(63)

Ta Ta+Tb

となり

[0075] [数 6]

Tap Tbp

(64)

Ta Tb [0076] とすることで，入力電源力率の制御が可能である。

T = α ·Τ、Τ = a '丁より、

ap ic a bp b

I V I = I a I -T + I ap I -T =( | a | +a · | ap | ) ·Τ

a a ap ic a

(65)

I v

b I = I b卜 T +

b I bp卜 T =(

bp I b I +a ·

ic I bp I ) -T

1

(66)

T = I V I /(dE +a -dE ) (67)

max ic

T =

b I V /(dE

b I +a -dE ) (68)

max ic mid

[0077] · E =Eの場合

base

I =1 -(T +T +T +T )+I · (T +T ) (69)

P (PI) ap bp a b (P2) b bp

I =1 -(T +T )+I -(T +T )+I -(T +T )

M (PI) an bn (P2) ap bn (P3) ap bp

(70)

I =-(i +1 )より

(P3) (PI) (P2)

I =1 - (Tan+Tbn-Tap-Tbp) +1 · (Tbn—Tbp)

M (PI) (P2)

(71)

[0078] [数 7]

Tan + Tbn -Tap- Tbp Tbn Tbp

a'^c— Tap + Tbp + Ta + Tb ― Tb + Tbp

[0079] E =Eの場合 I an I = I bn I > I ap I = I bp Iなので T =T =0とすれ base n ap bp ば

[0080] [数 8]

Tan + Tbn ₌ Tbn

Ta + Tb Tb

となり

[0081] [数 9]

Tan Tbn ,，ハ

¾ =— =— (74)

Ta Tb

[0082] とすることで，入力電源力率の制御が可能である。 T = ·Τ、 T = = a '丁より，

ic b

V a T + an

a I I -T = (

an I a I + a - | an | ) -T

ic a

(75)

V

b I = I b T +

b I bn I -T = (

bn I b I + a

ic · I bn I ) ·Τ

b

(76)

T = I V I / (dE + a - dE ) (77)

a a max ic mid

T = I V I / (dE + a - dE ) (78)

b b max ic mid

この場合に出力されるノルス例を図 19に示す。

cmベクトルを使ったパルスと使わな!/、パルスとの比較を考えると， cmベクトルを使う場合は，出力電圧のスイッチング時の変化が少なヽ（PN間のスイッチングの発生がない）ので，出力電圧歪みが少なくなるが，入力電流のノルスに不連続が発生する場合（図 14 (a)の E 相，図 14 (c)の E 相があり，入力電流の歪みが大きくなる。

M M

[0083] cmベクトルを使わな!/、場合は，出力電圧のスイッチング時の変化が多ヽ（PN間のスイッチングの発生がある）ので，出力電圧の歪みが多くなるが，入力電流のパルスに不連続が発生する場合はなく，入力電流の歪みがすくない。

実施例 7

[0084] このように出力されるパルス列に応じて入力電流と出力電圧の歪みに差が発生するので，使用状況に応じて，これらのパルスを切替える PWMパルスパターン切り替え器を備えることで，入力電流の品質重視 (系統への悪影響が少な!、)か出力電圧の品質重視（出力ノイズが少ない)電力変換装置を選択できる，また，このように空間べタトルを利用すれば演算アルゴリズムと PWMパルスパターンの変更だけで切替えが可能となり，複雑なハードウェアが必要なくなるので変換装置を安価に構成できる。また，若干複雑になるが，運転中に図 14 (a)の，図 14 (c)のパルスの発生の有無を入力電流の位相と瞬時出力電圧の位相から判断し，図 15のパルスに切替えるような構成とすれば，入力電流と出力電圧の歪みをそれぼど悪くしない図 14, 15のみと図 16 のみの場合の中間を取るようにもでき，使用される電源や負荷の状況に応じてこれら 3つを選択できる汎用性の高い電力変換装置とすることが可能となる。

実施例 8 [0085] 前述の PWMパルスパターンは一相のスイッチングを停止する 2相変調を利用して!/ヽるので，出力電圧が低い場合にはデットタイムやスイッチング素子のオン時間が非常に短くなる場合があり，微小な電圧が出ないことがある。出力電圧が低い場合は，短い電圧ベクトルを利用することで，パルスの時間を長くすることができ，出力電圧を確保できる。この場合のパルス時間の演算方法は，長いベクトル a, b, cmを使わないので，

|τ a| = |τ b| = |τ c| =ο

として式（79)〜（83)を導くことができる。

I V I = I ap I ·Τ +

ap I an I ·Τ (79)

a an

I V I = I bp卜 T + I bn卜 T (80)

b bp bn

I =1 -(T +T )+I -(T ) (81)

P (PI) ap bp (P2) bp

I =1 -(T +T )+I -(T +T )+I -(T +T )

M (PI) an bn (P2) ap bn (P3) ap bp

(82)

I =1 -(T )+I -(T +T ) (83)

N (P2) an (P3) an bn

(ここで，入出力ともに 3相交流電流は平衡しているので，

I + 1 + 1 =0, I + I + 1 =0である。）

(PI) (P2) (P3) P M N

[0086] ap, anベクトルの合計出力時間を T , bp, bnベクトルの合計出力時間を T とし，各 ax bx 出力比を

T = α1·Τ , Τ =(ΐ-α1)·Τ (84)

ap ax an ax

T =a2-T , T =(ΐ-α2)·Τ (85)

bp bx bn bx

とすると，式（79)〜（83)は以下のように書き換えられる。

I V I = I ap I · α1·Τ + | an | -(1-α1)·Τ (86)

a ax ax

I V I = I bp I · α2·Τ + I bn I · (1— a 2) .T (87)

b bx bx

I =1 · al-T I · α2·Τ (88)

P (PI) ax (P3) bx

I =1 -(1-2· α1)·Τ +1 -(2· α2-1)·Τ

M (PI) ax (P3) bx

(89)

I =-I -(l-al)-T +1 - (1- α2) ·Τ (90)

Ν (PI) ax (Ρ3) bx

入力電源力率の制御のために入力電流の分配率 α を [0087] [数 10]

^ |I_M I_N if E_hxc =£_p| ）

I_M Ip if E_h^二 J

と定義すると，

[0088] (1) E =Eの場合 α =(1— 2· α1)Ζα1=(2· α2— 1)Ζ (— α2)となり、 αΐ

= α2=1/(α +2)である。

α は 0〜1の値を取るので， α1= α2は 1Ζ3〜1Ζ2の値を取る。

[0089] (2) Ε =Εの場合 α =(1-2· al)/(-(l- α1)) = (2· «2-1)/(1- αΐ

)となり al=(l+ aic)/ . +2)である。 α.は 0〜1の値を取るので， α 1 = α2 は 1Ζ2〜2Ζ3の値を取る。

[0090] α1= α2の値が決まると， Τ 、Τ は式（86)、（87)より

T = I V I /{ I ap I · α1+ I an I - (1- «1)} (92)

T = I Vb I /{ I bp I · α2+ I bn I - (1- «2)} (93)

と決まり， T , T , T , T は式（84), (85)より求めることができる。

[0091] このような演算によって，図 16のような 3相変調のパルス例を出力すれば，低い電圧も確実に出力できる。しかし，この場合 a, b, cmベクトルを使わないので，出力できる最大電圧に制限が発生する。その概算は，式（92), (93)において

[0092] T =1, T =0の場合，出力できる I V Iの最低値は， I ap I =dE - I an I で I an Iは零〜 dE まで変化し， alは l/3〜2/3の値を取るので，

I V I ={dE · al+ I an I - (1-2- a2)} (94)

となる。これをグラフ化すると図 17のようになり， I V I /dE は 1/3〜2/3の値を取る。

[0093] T =0, T =1の場合も同様の考察で， | V I /dE は a の条件によって 1/3

〜2Z3の値を取る。従って，この変調は入力電源力率の制御を行う場合，出力電圧が dE の 1Z3以下でないと出力電圧の歪みが大きくなることが分かる。本発明では

, 3相変調のパルスと 2相変調のパルスは出力電圧ベクトルの長さが dE の 1Z3以下の値をとる第 1の設定値に応じて切替えることで，低電圧から高電圧までスムーズ且つ歪みが少なくできる電力変換装置とすることができる。また，図 16のパルス例は，出力電圧のスイッチング時の変化が少なく（P— N間のスイッチングの発生がない） ,入力電流のパルスに不連続が発生する場合もないので，出力電圧が dE の 1Z3以下では入力電流，出力電圧共に歪みの少ないパルスと

max

なる。

実施例 9

[0094] 出力電圧ベクトルの出力時間を演算ではなく，ダイレクト 'トルク'コントロールのように決定してもよい。その場合には，出力電圧のベクトル状態によって出力されるノルスの遷移を，図 14, 15, 16例に示したような遷移になるよう選択し，これらを切替えることで，入力電流や出力電圧の歪みを低減した電力変換装置とすることができる。

[0095] 図 20は本発明の構成を示すブロック図である。図 20において、 11は制御回路、 12 は PWMパルスパターン切り替え器、 13はベクトル成分演算器、 14は出力時間演算器、 15は PWMパルスパターン演算器、 16は駆動回路である。制御回路 11は速度指令や負荷であるモータの速度信号から電流指令を生成し、電流指令とモータ電流信号から電圧指令を生成するとともに、交流電源の各相電圧を最高の電圧値を持つ P相と中間の電圧値を持つ M相，最低の電圧値を持つ N相へ種類分けを行う。 PW Mパルス切り替え器 12は、電源電圧の位相関係などカゝら cmベクトルを使用するかどうかを決定して PWMパルスパターンを選択する。ベクトル成分演算器 13は、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ，出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを，前記六角形空間べタトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算する。出力時間演算器 14は電圧ベクトル成分から、電圧ベクトルの出力時間を演算する。 PWMパルスパターン演算器 15はベクトル成分の出力時間力も PWMパルスパターンを合成してゲート信号を生成する。駆動回路 16はゲート信号を絶縁増幅して双方向スィッチを駆動する。

産業上の利用可能性

[0096] 本発明によれば出力電圧や出力電流の歪みが減少し、切替えも簡略化でき、スィツチングロスも少なくできるので，制御装置の高性能化、低コスト化、小形化が実現できる。このことからモータ駆動や，系統電源の周波数'電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。

さらに、本発明によれば，空間ベクトルを利用し，容易に直接形電力変換回路の出力電圧ベクトル時間の演算が可能となり，電力変換装置の高性能化、低コスト化、小形ィ匕が実現できる。また，入力電流 ·出力電圧の歪みによる選択や調整が可能なので，電源や負荷のさまざまな状況に対応できる信頼性の高ヽ電力変換装置を実現できる。このことからモータ駆動や，系統電源の周波数'電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スィッチで接続し，交流電源電圧を PWM制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置において，

PWM周期中に出力相の 1相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスィツチングする 1相固定スイッチングモードと，

PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードと、

を備え，

前記全相スイッチングモードと前記 1相固定スイッチングモードとを切り替えるモード切替部を有することを特徴とする電力変換装置。

[2] 前記モード切替部は、出力パルス幅が所定値以下の場合に前記 1相固定スィッチングモードから前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[3] 前記モード切替部は、出力電圧位相が所定範囲の場合に、前記 1相固定スィッチングモードから前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[4] 前記モード切替部は、前記交流電源電圧位相が所定範囲で、かつ出力電圧位相が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモードカゝら前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[5] 前記モード切替部は、前記交流電源電圧が所定範囲の場合で、かつ出力電圧位相が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモードカゝら前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[6] 前記モード切替部は、出力電圧が所定範囲の場合に、前記 1相固定スイッチングモードから前記全相スイッチングモードに切り替えることを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

[7] 3相交流電源の各相と 3相出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スィッチで接続し，前記 3相交流電源の電圧を PWM制御することで任意の電圧を出力する電力変換方法において，制御サンプリング周期ごとに、前記 3交流電源の 3相電源電圧を検出するステップと前記 3相電源電圧を仮想中性点電圧からみて最大電圧と中間電圧と最小電圧に振り当てるステップと、

出力電圧指令と前記 3相電源電圧とから、 PWM周期中に出力相の 1相をスィッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする 1相固定スイッチングモード力 PWM周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードかを決定するステツプと、

選択したスイッチングモードと、前記出力電圧指令と、前記 3相電源電圧とから双方向スィッチのオンオフパターンを決定するステップと、

前記オンオフパターンに基づき双方向スィッチをオンオフさせるステップと、を備えることを特徴とする電力変換方法。

[8] 交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スィッチで接続し，交流電源電圧を前記スィッチのオンオフ状態を制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置において，

交流電源の中性点からみた各相の電圧値に基き，交流電源の最高の電圧値を持つ P相と中間の電圧値を持つ M相，最低の電圧値を持つ N相へ種類分けを行い、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間べタトル図に対応させ，出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを，前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算するベクトル成分演算器と、

前記ベクトル成分より，電圧ベクトルの出力時間を演算する出力時間演算器と、を備え，

前記時間演算装置の演算結果に基!、て，電力変換装置のスィッチをオンオフ制御することを特徴とする電力変換装置。

[9] 前記ベクトル成分演算器および前記出力時間演算器は、一定周期毎に演算を繰り返すことを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。

[10] 同じベクトル成分をもつ電圧ベクトルが複数存在する場合には、複数の電圧べタトルを所定の時間ごとに順次選択し、交流電源の入力電流を正弦波化させることを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。

[11] 3相交流出力の各相を 3相交流電源の P相、 N相、 M相に電気的に接続することで得られる cmベクトルを出力する PWMパルスパターンと、出力しな!、PWMパルスパターンとを切り替える PWMパルスパターン切り替え器を備えることを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。

[12] 前記 PWMパルスパターン切り替え器は、入力電流の位相と出力電圧の位相に基づ！ヽて動作することを特徴とする請求項 11記載の電力変換装置。

[13] 3相交流出力の各相を 3相交流電源の M相および P相または N相のいずれか一方に接続する ap、 an、 bp、 bnベクトルと零ベクトルの PWMパルスパターンだけを使用することを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。

[14] 出力電圧が入力電源の線間電圧最大値の 1Z3程度以下の値をとる第 1の設定値以下では 3相交流出力の各相を 3相交流電源の M相および P相または N相のいずれか一方に接続する ap、 an、 bp、 bnベクトルと零ベクトルの PWMパルスパターンだけを使用することを特徴とする請求項 8記載の電力変換装置。