WO2006106764A1 - 伝送線路 - Google Patents

伝送線路 Download PDF

Info

Publication number
WO2006106764A1
WO2006106764A1 PCT/JP2006/306527 JP2006306527W WO2006106764A1 WO 2006106764 A1 WO2006106764 A1 WO 2006106764A1 JP 2006306527 W JP2006306527 W JP 2006306527W WO 2006106764 A1 WO2006106764 A1 WO 2006106764A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transmission line
signal conductor
signal
transmission
conductor
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/306527
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hiroshi Kanno
Kazuyuki Sakiyama
Ushio Sangawa
Tomoyasu Fujishima
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. filed Critical Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority to JP2006524147A priority Critical patent/JP3984639B2/ja
Priority to CN200680001151A priority patent/CN100595974C/zh
Publication of WO2006106764A1 publication Critical patent/WO2006106764A1/ja
Priority to US11/589,141 priority patent/US7369020B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H01P3/081—Microstriplines

Definitions

  • the present invention relates to an analog high-frequency signal such as a microwave band and a millimeter wave band, or a single-ended transmission line that transmits a digital signal, and a high-frequency circuit including such a transmission line.
  • FIG. 18A shows a schematic cross-sectional configuration of a microstrip line used as a transmission line in such a conventional high-frequency circuit.
  • a signal conductor 103 is formed on the surface of a substrate 101 made of a dielectric or semiconductor, and a ground conductor layer 105 is formed on the back surface of the substrate 101.
  • an electric field is generated from the signal conductor 103 toward the ground conductor layer 105, and a magnetic field is generated in a direction surrounding the signal conductor 103 perpendicular to the electric field lines.
  • the high frequency power propagates in the length direction in which the field is orthogonal to the width direction of the signal conductor 103.
  • the signal conductor 103 and the ground conductor layer 105 do not necessarily have to be formed on the front and back surfaces of the substrate 101. If the substrate 101 is realized as a multilayer circuit board, the signal conductor 103 and the ground conductor are not required. It is also possible to form the layer 105 in the inner layer conductor surface of the circuit board.
  • a high-frequency magnetic field is distributed around the transmission line, so that unnecessary radiation of electromagnetic waves to a far free space occurs.
  • ground conductors are placed on both sides of the signal conductor and are shielded electromagnetically from the outside, so that unnecessary radiation can be suppressed to some extent, but the microstrip line is on one side of the board. Since there is only a ground conductor, it is not possible to suppress unnecessary radiation to free space in principle.
  • the linear transmission line 291 has one ground conductor 105 formed on the back surface of the dielectric substrate 101 as a ground conductor portion and one linearly arranged on the surface 281 of the dielectric substrate 101.
  • the signal conductor is configured as the signal conductor portion.
  • a high-frequency magnetic field 855 that passes through the current loop 293a is induced by the high-frequency current flowing through the current loop 293a, and radiation accompanying the high-frequency magnetic field 855 is generated in a distant space.
  • the strength of the high-frequency magnetic field 855 is proportional to the loop area A of the current loop 293a, a proportional relationship is established between the loop area A of the current loop 293a and the radiation electric field strength E.
  • a proportional relationship is established between the square of the frequency f of the high-frequency current and the radiation electric field strength E, and further, a proportional relationship is established between the current amount I of the flowing high-frequency current and the radiation electric field strength E.
  • the loop area A increases, so the unnecessary radiation also increases, and as high-speed signals are transmitted, the unnecessary radiation tends to increase as the amount of current increases. It is in.
  • Non-Patent Document 1 Signal 'Introduction to Integrity (CQ Publisher 2002) pp. 79
  • the conventional microstrip line structure does not involve an electromagnetically complete shield. There is a disadvantage that the amount of unnecessary radiation is large. Electronic equipment power There is an internationally compliant standard for the amount of unnecessary radiation that leaks, and unnecessary radiation can be reduced as much as possible so that it does not become an unnecessary radiation source by combining with an unintended resonance phenomenon in the circuit. It is necessary to adopt a circuit structure. However, there is a problem that unnecessary radiation intensity increases because the transmission signal contains high-frequency components as the signal to be handled increases in speed.
  • a high-frequency circuit with a structure in which a single signal conductor with W 100 zm, that is, transmission line 291, is arranged in a straight line with a line length of 1.5 cm was fabricated, and the unnecessary radiation intensity generated from the circuit board was measured sufficiently far away.
  • the signal conductor was a copper wiring having a conductivity of 3 ⁇ 10 8 SZm and a thickness of 20 ⁇ m.
  • FIG. 20 a graph format showing the frequency dependence of the unwanted radiation intensity with the vertical axis representing unwanted radiation gain (dB) and the horizontal axis representing frequency (GHz) is shown in FIG.
  • the maximum unwanted radiation gain at each frequency with respect to input power is minus 5 1.5 dB at 1 GHz, minus 40.ldB at 2 GHz, minus 26.4 dB at 5 GHz, and minus at 10 GHz.
  • LdB, minus 20 OdB at 20 GHz showed a tendency to increase as the frequency increased.
  • the conventional single-ended transmission line technology suppresses unnecessary radiation in a high-frequency band while suppressing unnecessary radiation.
  • an object of the present invention is to solve the above-described problem, and in a transmission line capable of transmitting an analog high frequency signal such as a microwave band and a millimeter wave band, or a digital signal, unnecessary radiation.
  • the purpose of this invention is to provide a transmission line that can achieve the effect of suppression.
  • the present invention is configured as follows.
  • the first surface is disposed on one surface of the substrate formed of a dielectric or semiconductor, and is formed to bend in the first rotation direction within the surface.
  • Trust No. conductor
  • a second signal formed so as to bend in a second rotation direction opposite to the first rotation direction and electrically connected in series with the first signal conductor on the upper surface.
  • a transmission direction reversing unit that includes at least a part of the first signal conductor and a part of the second signal conductor, and transmits a signal in a direction reversed with respect to the transmission direction of the signal in the entire transmission line;
  • a configured transmission line is provided.
  • the linear first signal conductor is formed to bend in the first rotation direction, and a terminal end of the first signal conductor and a starting end of the second signal conductor are formed.
  • the rotating direction reversal structure is configured by electrically connecting and forming the linear second signal conductor so as to bend in the second rotating direction.
  • the "rotation direction reversal structure” is an electrically continuous line formed by a linear signal conductor, and the direction (direction) of a signal transmitted through the line is defined as follows.
  • the first signal conductor, the second signal conductor, or another signal conductor transmits a signal in a direction inverted with respect to the signal transmission direction in the entire transmission line.
  • a “transmission direction reversing unit” is formed.
  • the direction of the magnetic field generated when a current flows is locally determined by connecting the signal conductors in different directions in the rotational direction reversal structure. Can be changed to As a result, the continuity in the length direction of the current loop of the transmission line that has increased unnecessary radiation can be locally broken, and unnecessary radiation to the far field can be suppressed to a low intensity.
  • the transmission line according to the first aspect wherein the respective curved shapes of the first signal conductor and the second signal conductor are arc shapes.
  • the first signal conductor and the second signal conductor are arranged with respect to the center of the connection portion between the first signal conductor and the second signal conductor.
  • a transmission line according to the first aspect is provided in which are arranged in point symmetry.
  • the first signal conductor and the second signal conductor each have the curved shape having a rotation angle of 180 degrees or more.
  • the transmission direction inverting unit sets the direction having an angle of more than 90 degrees to the transmission direction of the signal in the entire transmission line as the transmission direction of the signal.
  • a transmission line according to one aspect is provided.
  • the transmission direction inversion unit sets a direction having an angle of 180 degrees with respect to the transmission direction of the signal in the entire transmission line as the transmission direction of the signal.
  • a transmission line according to an aspect is provided.
  • a third signal conductor (signal conductor for inter-conductor connection) that electrically connects the first signal conductor and the second signal conductor,
  • the first signal conductor and the second signal conductor are electrically connected via a dielectric, and the dielectric, the first signal conductor, And the transmission line according to the first aspect, wherein the second signal conductor forms a capacitor structure.
  • the first signal conductor and the second signal conductor are each set to a non-resonant line length at the frequency of the transmission signal. Provide a transmission line.
  • the transmission line according to the seventh aspect wherein the third signal conductor is set to a non-resonant line length at the frequency of the transmission signal.
  • the frequency of the transmission signal is, for example, the upper limit frequency of the transmission band.
  • a rotation direction inversion structure configured by electrically connecting the first signal conductor and the second signal conductor includes a signal in the entire transmission line.
  • the transmission line according to the first aspect is connected in series with respect to the transmission direction of
  • the transmission line according to the eleventh aspect wherein the adjacent rotation direction inversion structures are connected by a fourth signal conductor (inter-structure connection signal conductor).
  • the transmission line according to the twelfth aspect wherein the fourth signal conductor is disposed in a direction different from a signal transmission direction in the entire transmission line.
  • the advantageous effects of the present invention can be continuously provided to transmission signals. it can. Further, the plurality of rotation direction reversal structures may be directly connected, or may be connected by a fourth signal conductor as in the thirteenth aspect. .
  • the plurality of rotational direction inversion structures are arranged over an effective line length of 0.5 times or more an effective wavelength at the frequency of the transmission signal. Provide a transmission line.
  • the plurality of rotation direction inversion structures are arranged over an effective line length that is one or more times the effective wavelength at the frequency of the transmission signal. Provide a transmission line.
  • the rotational direction inversion structures are continuously arranged over the effective line length of 0.5 times or more, more preferably 1 time or more of the effective wavelength at the frequency of the transmission signal. Then, the unnecessary radiation suppression effect can be further enhanced in the transmission line of the present invention.
  • the first and second signal conductors, the third signal conductor, and the fourth signal conductor are each shorter than the wavelength of the electromagnetic wave to be transmitted.
  • the line length In order to avoid transmission signal resonance, it is preferable to set the line length.
  • the effective line length of each structure is preferably set to less than 1/4 of the effective wavelength of the electromagnetic wave at the frequency of the transmission signal.
  • the connection portion of the first signal conductor and the second signal conductor, or the first signal conductor and the second signal conductor are provided.
  • the first signal conductor and the second signal conductor are preferably arranged in a rotationally symmetrical relationship with the center of the third signal conductor to be connected as the rotation axis. Even if it is difficult to maintain rotational symmetry for some reason, the advantageous effect of the present invention can be obtained by making the number of rotations Nr of the first signal conductor and the second signal conductor equal.
  • the number of rotations Nr of the first signal conductor and the second signal conductor is set to 0.5 or more, respectively. In realistic use conditions, it is more preferable to set the value within the range of 0.75 or more and 2 or less.
  • the transmission line of the present invention it is possible to suppress unnecessary electromagnetic wave radiation to the far space to an extremely low intensity compared to the conventional transmission line. Therefore, it is possible to provide a high-frequency circuit that has an extremely high wiring density and has a small area, and has few malfunctions even during high-speed operation.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a transmission line according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a schematic plan view of the transmission line of FIG.
  • FIG. 2B is a schematic cross-sectional view taken along line A1-A2 in the transmission line of FIG. 2A.
  • FIG. 3 is a schematic plan view of a transmission line according to a modification of the embodiment, and shows a configuration in which a plurality of rotating direction reversal structures are connected in series;
  • FIG. 4 is a schematic plan view showing a transmission line that works as a modification of the above embodiment, in which the number of rotations of the rotation direction inversion configuration is set to 0.75,
  • FIG. 5 is a schematic plan view showing a transmission line that works as a modification of the above embodiment, in which the number of rotations of the rotation direction inversion configuration is set to 1.5.
  • Fig. 6 is a transmission line that is effective in a modification of the above-described embodiment. And a schematic plan view showing a configuration including a fourth signal conductor,
  • FIG. 7 is a schematic plan view showing a configuration having a capacitor structure, which is a transmission line that works as a modification of the above embodiment,
  • FIG. 8 is a schematic plan view showing a transmission line that works as a modification of the above-described embodiment, in which the rotation direction in the adjacent rotation direction reversal configuration is set in the reverse direction.
  • FIG. 9 is a schematic plan view showing a configuration in which the rotation direction in the adjacent rotation direction inversion configuration is set in the same direction in the configuration of the transmission line in FIG.
  • FIG. 10A is a schematic plan view showing a configuration of a transmission line according to a modification of the embodiment, in which the dielectric substrate is set thick,
  • FIG. 10B is a schematic plan view showing a configuration in which the dielectric substrate is set thinner than the transmission line of FIG. 10A.
  • FIG. 11 is a schematic explanatory view showing the direction of a local magnetic field in the rotational direction reversal structure in the transmission line of the above embodiment
  • FIG. 12 is a schematic explanatory view showing the direction of a local magnetic field in a transmission line having a configuration different from that of FIG.
  • FIG. 13 is a schematic explanatory diagram showing the direction of the local magnetic field in a transmission line of still another configuration.
  • FIG. 14 is a schematic diagram in a graph format showing a comparison of the frequency characteristics of the unwanted radiation gain characteristics of an example transmission line of the present invention and a conventional transmission line,
  • FIG. 15 is a schematic diagram in the form of a graph showing the effective line length dependence of the unwanted radiation suppression effect by the transmission line of the example of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram showing the frequency dependence of the radiated unnecessary radiation intensity in the transmission line of Example 2 of the present invention, the transmission line of the comparative example, and the transmission line of the conventional example;
  • FIG. 17 is a diagram showing the effective line length dependency of the amount of unwanted radiation suppression in the transmission lines of Examples 1 and 2 of the present invention and the comparative example,
  • FIG. 18A is a diagram showing a transmission line cross-sectional structure of a conventional transmission line, in the case of single-end transmission, [FIG. 18B]
  • FIG. 18B is a diagram showing a transmission line cross-sectional structure of a conventional transmission line, in the case of differential signal transmission,
  • FIG. 19 is a schematic explanatory diagram for explaining the cause of unnecessary radiation in a conventional transmission line.
  • FIG. 20 is a diagram showing the frequency dependence of unnecessary radiation intensity from the transmission line of the conventional example.
  • FIG. 21 is a schematic plan view for explaining a transmission direction and a transmission direction inversion portion in the transmission line of the embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a schematic cross-sectional view showing a configuration in which another dielectric layer is disposed on the surface of the dielectric substrate in the transmission line of the embodiment,
  • FIG. 23 is a schematic cross-sectional view showing a configuration in which the dielectric substrate is a laminate in the transmission line of the above embodiment
  • FIG. 24 is a schematic cross-sectional view showing a configuration in which the configurations of the transmission line of FIG. 22 and the transmission line of FIG. 23 are combined in the transmission line of the above embodiment.
  • FIG. 1 shows a schematic plan view of a transmission line 2 that works according to an embodiment of the present invention.
  • the transmission line 2 includes one signal conductor 3 formed on the surface of the dielectric substrate 1 and a ground conductor layer 5 formed on the back surface of the dielectric substrate 1.
  • the signal conductor 3 includes a signal conductor portion having a substantially spiral-shaped rotation structure called a rotation direction reversal structure 7 described later.
  • a schematic plan view of the transmission line 2 shown in Fig. 1 is shown in Fig. 2A.
  • Fig. 2B shows a cross-sectional view of the Al-A2 line in the transmission line 2 of Fig. 2A.
  • a signal conductor 3 is formed on the front surface of the dielectric substrate 1, and a ground conductor layer 5 is formed on the back surface, and the transmission line 2 is constituted by these. If the signal is transmitted from the left side to the right side in FIG. 2A, the signal conductor 3 of the transmission line 2 of the present embodiment is at least partially in the first surface within the surface of the substrate 1. Rotation direction (clockwise in the figure) The first signal conductor 7a is rotated in a spiral shape (ie, rotated 360 degrees) in R1 by a high-frequency current in R1, and the direction opposite to the first rotation direction R1.
  • the second signal conductor 7b that rotates (ie, reverses) the high-frequency current in a spiral shape by R1 in R2 is connected at the connection portion 9. Yes.
  • a structure is a rotation direction reversal structure 7.
  • the signal conductors 7a and 7b have different hatching patterns. I'll add it.
  • the rotation direction reversal structure 7 is formed by a signal conductor having a predetermined line width w, and is formed by being smoothly curved toward the first rotation direction R1.
  • a first signal conductor 7a having a spiral shape by an arc, a second signal conductor 7b having a spiral shape by a smooth arc formed by being curved toward the second rotation direction R2, and a first signal A connection portion 9 is provided for electrically connecting one end portion of the conductor 7a and one end portion of the second signal conductor 7b.
  • the first signal conductor 7a and the second signal conductor 7b are in a rotationally symmetric (or point-symmetric) arrangement relationship with respect to the center of the connection portion 9, and the connection portion 9
  • An axis (not shown) that vertically penetrates the dielectric substrate 101 at the center of the center corresponds to the rotational axis of rotation.
  • the first signal conductor 7a has a semicircular signal conductor with a relatively small curvature and a relatively large curvature.
  • a semicircular arc shaped signal conductor By connecting to a semicircular arc shaped signal conductor, a spiral signal conductor having a 360-degree rotating structure is formed, and the same applies to the second signal conductor. Then, the two semicircular arc signal conductors having a large curvature curvature are electrically connected to each other at the connection portion 9, thereby forming the rotation direction reversal structure 7.
  • FIG. 2A shows As shown, each end of the rotating direction reversal structure 7, that is, the outer end of the first signal conductor 7 a and the second end of the second signal conductor 7 b are in contact with the substantially linear external signal conductor 4. It has been continued.
  • the transmission direction inversion structure 7 if the direction from the left side to the right side in the figure is the signal transmission direction in the entire transmission line 2, the transmission is performed to transmit the signal in the direction in which the transmission direction is reversed.
  • a direction reversing unit 8 (a portion surrounded by a dotted line in the figure) is formed.
  • the transmission direction reversing unit 8 is constituted by a part of the first signal conductor 7a and a part of the second signal conductor 7b.
  • the signal transmission direction in the transmission line will be described below with reference to the schematic plan view of the transmission line shown in FIG.
  • the transmission direction is the tangential direction
  • the signal conductor has a linear shape.
  • the transmission direction is the longitudinal direction.
  • a transmission line 502 including a signal conductor portion 503 having a signal conductor portion having a linear shape and a signal conductor portion having an arc shape is taken as an example.
  • the transmission direction T is the rightward direction in the figure, which is the longitudinal direction of the signal conductor.
  • the tangential direction at the local positions P2 to P5 is the respective transmission direction T.
  • the signal transmission direction 65 in the entire transmission line 502 is the right direction in the figure, this direction is the X axis direction, and the direction orthogonal to the X axis direction in the same plane is the Y axis.
  • each transmission direction T at the positions P1 to P6 can be decomposed into a Tx component in the X-axis direction and a Ty component in the negative axis direction.
  • Tx becomes a component in the + (plus) X direction
  • positions P3 and P4 Tx becomes a component in the-(minus) X direction.
  • the portion in which the transmission direction includes the component in the X direction is a “transmission direction inversion unit”.
  • the positions P3 and P4 are positions in the transmission direction reversing unit 508, and the hatched portion of the signal conductor in FIG. In the transmission line of this embodiment, such a transmission direction inversion unit is always used. Is included. The description of the effects obtained by arranging such a transmission direction reversing unit will be described later.
  • the rotation direction inversion structure 7 may be connected in series a plurality of times to constitute the transmission line 12. This is preferable for obtaining the advantageous effects of the present invention.
  • the rotating direction inversion structures 7 adjacent to each other are directly connected without passing through other signal conductors.
  • the rotation of the first signal conductor 27a and the second signal conductor 27b in the rotation direction inversion structure 27 is performed.
  • the number of rotations Nr of the first signal conductor 37a and the second signal conductor 37b in the rotation direction inversion structure 37 is set to 1 to 5 times. It may be such a case.
  • Each of the transmission lines 22 and 32 employs a configuration including rotational direction inversion structures 27 and 37 and transmission direction inversion units 28 and 38.
  • the portions surrounded by the dotted lines in the figure are the transmission direction inversion portions 28 and 38, and in each rotation direction inversion structure 37 in the transmission line 32 in FIG.
  • the transmission direction reversing unit 38 is divided into two parts.
  • the rotation number Nr other than this may be set.
  • the rotation direction inversion structure and the transmission direction inversion unit The number of rotations Nr must be set so that is included.
  • the setting of the number of rotations Nr in the rotating direction reversal structure has an advantageous effect as the value increases, but the first signal conductor and the second signal conductor are not affected.
  • the electrical length reaches a line length that cannot be ignored with respect to the effective wavelength of the transmitted electromagnetic wave, the effect of the present invention is lost.
  • an increase in the number of rotations Nr also causes an increase in the total wiring area width W, which is undesirable for circuit area saving.
  • the increase in total wiring length is also considered to cause signal delay.
  • the practical upper limit of the number of rotations Nr in the first signal conductor and the second signal conductor is preferably 2 rotations or less in normal applications.
  • the inner layer conductor surface (for example, the inner layer of the multilayer structure substrate) is not limited to the case where the signal conductor 3 is formed on the outermost surface of the dielectric substrate 1. Even if it is formed on the surface).
  • the ground conductor layer 5 is not limited to the case where it is formed on the rearmost surface of the dielectric substrate 1, but it may be formed on the inner layer conductor surface. That is, in this specification, the one surface (or surface) of the substrate is the outermost surface or the rearmost surface or the inner layer surface of the substrate having a single layer structure or the substrate having a laminated structure.
  • the signal conductor 3 is disposed on one surface (upper surface in the drawing) S of the dielectric substrate 1, and the other surface (shown in the drawing).
  • another dielectric layer L1 is disposed on one surface S of the dielectric substrate 1
  • another dielectric layer L2 is disposed on the lower surface of the ground conductor layer 5. It's okay to be placed.
  • the dielectric substrate 1 itself is configured as a multilayer body L3 including a plurality of dielectric layers la, lb, lc, and Id.
  • the signal conductor 3 may be disposed on one surface (upper surface in the drawing) S, and the ground conductor layer 5 may be disposed on the other surface (lower surface in the drawing).
  • another dielectric layer L1 is disposed on one surface S of the multilayer body L3 as in the transmission line 2C shown in FIG. 24 having a configuration in which the configuration shown in FIG. 22 and the configuration shown in FIG. 23 are combined. Even if another dielectric layer L2 is arranged on the lower surface of the ground conductor layer 5, it is possible.
  • the surface indicated by the symbol S is the “surface of the substrate (one surface)”.
  • the transmission line 2 shown in FIG. 2A the first signal conductor 7a and the second signal conductor 7b are directly connected to each other at the connection portion 9, but the transmission according to the present embodiment is effective.
  • the track is It is not limited only to such a case. Instead of such a case, for example
  • the first signal conductor 47a and the second signal conductor 47b in the rotation direction inversion structure 47 are linear (or non-rotation structure) conductor indirect signal. It may be a case where the connection is made via the third signal conductor 47c which is an example of the conductor. In this case, the force S can be set by setting the midpoint of the third signal conductor 47c as a rotation axis that is 180 degrees rotationally symmetric.
  • the transmission direction reversing part 48 which is the part surrounded by the dotted line in the figure, includes a part of the first signal conductor 47a and a part of the second signal conductor 47b And the third signal conductor 47c.
  • connection portion 9 of the rotation direction reversal structure 7 is not limited to the case where a signal conductor is disposed.
  • the first signal conductor 57a and the second signal conductor 57b are electrically connected to each other.
  • the dielectric 57c is arranged in the part 59 and both are connected in a high frequency manner with a capacitor having a capacitance value sufficient to pass the high frequency signal passing therethrough.
  • the rotation direction reversing structure 57 has a capacitor structure.
  • the transmission direction reversing part 58 which is surrounded by the dotted line in the figure, is composed of a part of the first signal conductor 57a, a part of the second signal conductor 57b, and a dielectric. It consists of a body 57c.
  • the adjacent rotation direction reversal structures 7 are directly connected without any other conductors, but the direct connection is performed in this way. This is not limited to such cases. Instead of such a case, for example, via a fourth signal conductor 47d, which is an example of a straight-line (or non-rotating structure) inter-structure connection signal conductor, such as a transmission line 42 shown in FIG. Even if the adjacent rotating direction reversal structures 47 are connected together, it is good.
  • such electrical connection between the structures is performed so as to constitute a capacitor with a capacity capable of providing good pass characteristics with respect to electromagnetic waves having a lower limit frequency of the operating band. It may be the case.
  • the first signal conductor 7a and the second signal conductor 7b formed by bending the signal conductor in a predetermined rotation direction are not necessarily formed in a spiral arc shape, but may be polygonal or rectangular wirings. It may be configured by adding, but to avoid unwanted reflection of the signal Is preferably realized by drawing a gentle curve. When the signal transmission path is bent, a shunt capacitance is generated in the circuit. To reduce this effect, the first signal conductor and the second signal conductor are connected to the third signal conductor and the fourth signal conductor. Compared to the line width, it is fine even if part of it is realized with the line width w.
  • the number of rotations Nr of the first signal conductor and the second signal conductor is not limited only when the setting is the same, but the rotation number Nr is not limited.
  • the number of rotations Nr is preferably set equal.
  • the combination of the first signal conductor and the second signal conductor in one rotation direction reversal structure, and the above The total number of rotations Nr is close to 0 (zero) considering the combination of the first signal conductor and the second signal conductor in the rotational direction reversal structure placed adjacent to one rotational direction reversal structure. Even in such a case, the advantageous effects of the present invention can be obtained.
  • first signal conductor 7a, the second signal conductor 7b, and the connection portion 9 are configured, and at least one rotation direction inversion structure 7 including the transmission direction inversion portion 8 is provided, although the effects of the present invention can be obtained, it is particularly preferable that a plurality of rotational direction reversal structures 7 are arranged.
  • the rotation direction inversion structure When the rotation direction inversion structure is connected in series a plurality of times in the transmission line of the present invention, for example, as shown in Fig. 5, the second signal conductor 37b of one rotation direction inversion structure 37 is provided. And the first signal conductor 37a of the other rotation direction reversing structure 37 adjacent to the one rotation direction reversing structure 37, the rotation directions of the first signal conductor 37a are opposite to each other. An unnecessary radiation suppression effect can be obtained.
  • the adjacent rotation direction inversion structures 67 and 67 are connected using the fourth signal conductor 67d parallel to the signal transmission direction 65.
  • the second signal conductor 67b included in the rotation direction inversion structure 67 (arranged at the left end in the figure) and the first signal conductor 67a included in the adjacent rotation direction inversion structure 67 (arranged in the center in the figure) It is also possible to set the same rotation direction (that is, the second rotation direction R2).
  • the fourth signal conductor 77d is connected to the signal transmission direction 65. It is also possible to arrange them in an inclined direction instead of arranging them in parallel. As shown in the transmission line 72 of FIG. 9, the fourth signal conductor 77d that connects the adjacent rotation direction inversion structures 77 to each other is formed in a substantially straight line, and is inclined with respect to the signal transmission direction 65. In such a structure, the rotation direction reversal structures 77 have the same arrangement shape.
  • the line length of the fourth signal conductor is the effective wavelength at the frequency of the transmitted signal. It is preferable to set the line length to less than a quarter of the line length.
  • the first problem is an increase in the total delay amount
  • the second problem is a delay dispersion problem in which the delay amount increases as the frequency increases.
  • the increase in the total delay amount which is the first problem, is fundamentally inevitable when using the transmission line of the present invention.
  • the degree of increase in the delay amount due to the extension of the wiring in the transmission line of the present invention is within a range where the delay amount is increased by several percent and several tens of percent compared to the conventional transmission line. An increase in the amount of delay is not a big problem in practice.
  • the delay amount increases as the frequency increases toward the high frequency side of the transmission band mentioned as the second problem, and the delay dispersion that causes the collapse of the transmission pulse shape can be easily avoided. is there.
  • the transmission line structure of a planar high-frequency circuit can realize a transmission line with the same equivalent impedance by maintaining the ratio of the line width to the board thickness, so that the total line width is reduced as the board thickness is set thinner. . Therefore, the electrical length of each part can be ignored with respect to the effective wavelength, and the delay dispersion problem mentioned as the second problem can be solved without reducing the advantageous effects of the present invention. .
  • FIG. 10A shows a schematic plan view of the transmission line 82 when the structure of the transmission line of the present invention is formed on a dielectric substrate having a large substrate thickness HI.
  • a schematic plan view of the transmission line 92 when the transmission line of the invention is formed on a dielectric substrate with a small substrate thickness H2 is shown in FIG. 10B, and the configurations of the two are compared.
  • transmission line 82 shown in FIG. Since the total line width Wl is set to be large, the force that each part including the rotating direction reversing structure 87 becomes large is reduced in the transmission line 92 shown in FIG. 10B to reduce the circuit board thickness.
  • the total line width W2 (that is, W2 ⁇ W1) is set to be small, so that the electrical length of each part constituting the circuit including the rotation direction inversion structure 97 is reduced.
  • the upper limit frequency of the transmission band that can be accommodated by the transmission line structure of the present invention can be improved as the wiring width for thinning the circuit structure is made as fine as possible, and the trend toward higher density wiring progresses. It shows that it is possible.
  • FIG. 11 shows a schematic plan view of the transmission line 2 of the present embodiment explained in FIG. 2A and FIG. 2B, and shows a high-frequency magnetic field generated when a high-frequency current is transmitted to the transmission line 2. This will be described below with reference to 11 schematic explanatory diagrams.
  • the transmission line 2 for example, one rotation direction inversion configuration 7 in which the number of rotations Nr is set to one rotation is formed.
  • the rotation direction reversal structure 7 is composed of the first signal conductor 7a curved in the first rotation direction R1 and the second signal conductor 7b curved in the second rotation direction R2.
  • the arrangement direction of the signal conductor changes, and as a result, the direction of the transmitted current 305 is changed in a minute cycle.
  • the directions 301a to 301g of the high-frequency magnetic field are set in various directions so that a huge current loop that is continuous over the entire length of the transmission line in the conventional transmission line is locally divided.
  • a set of current loops having a small loop area locally divided is generated.
  • the high-frequency magnetic fields 301d and 301e are generated in the opposite direction to the high-frequency magnetic fields 301b and 301f generated in the same direction 855 as the conventional transmission line, that is, in the direction reversed by 180 degrees.
  • the high-frequency magnetic fields 301a and 301g can be generated in the opposite direction to the high-frequency magnetic field 301c generated in the same direction as the signal transmission direction 65.
  • the high-frequency magnetic field can be generated in various directions in the rotation direction reversal structure 7, an effect of reducing unnecessary radiation can be obtained.
  • transmission line 2 in Fig. 11 is provided with a portion (transmission direction reversing unit 8) that locally causes high-frequency current 305 to flow in a direction opposite to signal transmission direction 65, so that the transmission line Components that cancel out the generated high-frequency magnetic fields can be generated, and the effect of reducing unwanted radiation can be obtained more effectively.
  • transmission direction reversing unit 8 that locally causes high-frequency current 305 to flow in a direction opposite to signal transmission direction 65, so that the transmission line Components that cancel out the generated high-frequency magnetic fields can be generated, and the effect of reducing unwanted radiation can be obtained more effectively.
  • the signal conductors constituting another rotating direction reversing structure 8 that is arranged inside the rotating direction reversing structure 7 and has a large curvature of curvature are configured to have a signal transmission direction of 65
  • the high-frequency current 305 flows in the opposite direction, that is, the signal transmission direction is reversed with respect to the signal transmission direction 65, and this part is the transmission direction inversion unit 8.
  • “invert the signal transmission direction” means that the signal transmission direction 65 is the X-axis direction and the direction perpendicular to the X-axis direction is the Y-axis direction, as shown in FIG. Is to generate at least an _x component in the vector that represents the direction of the transmitted signal on the signal conductor.
  • the magnetic field direction in the conventional transmission line is localized in the direction reversed by more than 90 degrees with respect to the direction 855, more preferably in the completely reversed direction (180 degree direction). Satisfying the condition for generating a high-frequency magnetic field is the preferred condition for the transmission line of the present invention. If the number of rotations Nr of the rotation direction reversal structure is set to a value larger than 0.5, the signal conductor that locally transmits the signal in a direction different from the signal transmission direction 65 by 90 degrees or more Since it always occurs, the above condition can be easily established.
  • the above condition can be satisfied by introducing the third signal conductor or the fourth signal conductor.
  • the direction of the high-frequency magnetic field generated in the transmission lines 322 and 332 configured by adding a fourth signal conductor, for example, while having the number of rotations Nr 0. It is shown in the explanatory diagram.
  • both transmission lines 322 and 332 employ a configuration including transmission direction inversion units 328 and 338, the transmission line inversion units 328 and 338 have a direction opposite to the magnetic field direction 855 in the conventional transmission line.
  • a magnetic field having a component can be generated, and the effect of reducing unwanted radiation in the present invention can be provided more effectively. That is, a configuration in which at least one part of the first, second, third, and fourth signal conductors locally transmits signals in a direction different from the signal transmission direction 65 by more than 90 degrees. In other words, it is preferable to employ a configuration including a transmission direction reversing unit in order to obtain the effect of suppressing unnecessary radiation intensity in the present invention.
  • the line length of the rotating direction reversal structure is set to a value that causes resonance at the frequency of the signal to be transmitted because both transmission characteristic deterioration and unnecessary radiation are caused. From the above conditions, it is not preferable to set the number of rotations Nr to an extremely large value. On the contrary, if the number of rotations Nr is set to a value of 2 or less, the upper limit of the band to be used is not limited. The effect of suppressing unnecessary radiation can be sufficiently obtained. Therefore, as a normal practical condition, it is preferable from the viewpoint of obtaining the effect of suppressing unnecessary radiation intensity that the rotation number Nr of the rotation direction inversion structure is used in the range of 0.75 to 2.
  • the rotation direction inversion structure in series several times in order to reduce unnecessary radiation intensity.
  • the phenomenon of enhancing the effect of suppressing unnecessary radiation depending on the effective line length which is not found in the conventional transmission line, can be obtained.
  • the unwanted radiation intensity tends to increase monotonously as the line length increases. For example, even if the unwanted radiation intensity from a transmission line with a certain line length is measured, there is no particular phenomenon in which the intensity decreases at a frequency corresponding to an effective line length of 0.5 or 1 times the effective wavelength.
  • unnecessary radiation intensity can be effectively suppressed by setting the effective line length Leff to 0.5 times or more of the effective wavelength of the frequency component for which unnecessary radiation is to be reduced. is there. Furthermore, if the effective line length Leff is made equal to the effective wavelength at the frequency at which the unwanted radiation intensity is to be suppressed by extending the line length, the effect of suppressing the unwanted radiation intensity can be maximized.
  • the effective line length Leff has reached 1 times the effective wavelength, it is half the effective wavelength.
  • the countless local magnetic field groups generated in the region of the line length are completely opposite in direction to the local magnetic field generated in the part where the phase is rotated by half the effective wavelength. Unwanted radiation caused by this is always canceled out, and the maximum unwanted radiation suppression effect can be obtained.
  • the transmission line of the present invention is effective when the effective line length Leff is set to 0.5 times or more, particularly preferably 1 or more times the effective wavelength of the frequency component for which unwanted radiation is to be reduced. Compared with transmission lines, unnecessary radiation intensity can be significantly reduced.
  • the structure in the rotation direction reversal structure preferably satisfies the following conditions.
  • the first signal conductor and the second signal conductor have forces that are set in opposite directions, such as the first rotation direction R1 and the second rotation direction R2, and other conditions, that is, the shape It is preferable to set the conditions such as the number of rotations Nr and the line width w as equivalent as possible. This is because the local structure in the transmission line becomes asymmetric, so that unnecessary radiation is not generated in the distant space.
  • the first signal conductor and the second signal conductor are arranged in a 180-degree rotational symmetry relationship (that is, point symmetry) with the axis set in the rotation direction reversal structure as the rotation axis (center). The above conditions can be satisfied.
  • FIG. 14 shows a comparison of unnecessary radiation characteristics between the transmission line of the present embodiment and the conventional transmission line in a schematic diagram in a graph format.
  • the vertical axis shows the unnecessary radiation gain (dB) with respect to the input power
  • the horizontal axis shows the frequency (logarithmic display)
  • the transmission line of this embodiment is a solid line
  • the conventional transmission line is a dotted line. It is represented by In the transmission line of the embodiment, when the rotation direction inversion structure in which the number of rotations Nr in the rotation direction inversion structure is set to about 1 and is not interrupted over the line length is set. Typical characteristics are shown schematically.
  • the substrate conditions and effective characteristic impedance of the two transmission lines being compared are the same as those of the transmission line of Conventional Example 2, and the length of each line is 15 mm.
  • both ends of all the compared lines are compared with settings terminated with the same impedance as the characteristic impedance of the transmission line. It is not a condition that the transmission line is used as a resonator.
  • the gain observed in the direction of the strongest intensity is plotted as the unwanted radiation gain.
  • the transmission line of this embodiment shows unnecessary radiation intensity relatively close to that of the conventional transmission line in the region where the frequency f is low, and the effect of reducing unnecessary radiation intensity is about 0.5 dB. It is.
  • the effect of suppressing unwanted radiation is enhanced.
  • the unwanted radiation suppression effect reaches its maximum at the frequency f 2 (f 2> fl).
  • the passing phase amount between both ends of the transmission line of this embodiment corresponds to 180 degrees, and at the frequency f2, it is 360 degrees.
  • FIG. 15 by using the transmission line of the present embodiment having the number of rotations Nr of about 1, the amount by which the unnecessary radiation intensity is suppressed compared to the conventional transmission line having the same line length is shown.
  • the unwanted radiation intensity suppression effect starts when the horizontal axis reaches 0.5, and it can be seen that the value of 0.5 does not depend on the number of rotations Nr.
  • the unwanted radiation suppression effect is maximized when the horizontal axis reaches 1, and the value of 1 does not depend on the number of rotations Nr.
  • the difference in the number of rotations Nr greatly affects the characteristics.
  • the unwanted radiation suppression effect continues without disappearing.
  • Nr 0.5
  • unnecessary radiation does not increase compared to the conventional transmission line, but as the line length increases, the suppression effect tends to converge. It is difficult to get. It is important for the number of rotations to be greater than 0.5 in order to obtain unwanted radiation suppression effects over a wide range of conditions.
  • the number of rotations Nr is given as a parameter of the transmission line of this embodiment.
  • the number of rotations Nr is a parameter indicating the degree to which the current loop of the transmission line is broken, and is a local signal conductor using the third and fourth signal conductors. If the orientation is set at 90 degrees or more with respect to the signal transmission direction, the effect of unwanted radiation can be increased even with a setting with a small number of rotations Nr.
  • a signal conductor having a thickness of 20 xm and a line width of 75 xm was formed by copper wiring on the surface of a dielectric substrate having a dielectric constant of 3.8 and a total thickness of 250 ⁇ m.
  • a microstrip line structure was constructed by forming a ground conductor layer with a thickness of 20 xm with copper wiring.
  • the total wiring area width W was 500 ⁇ m, and the first signal conductor and the second signal conductor were bent with the number of rotations Nr in the rotating direction reversal structure.
  • Example 1 a transmission line having a rotation direction inversion structure with a signal direction rotation number Nr of 0.75 rotation and having a transmission direction inversion portion is defined as Example 1 of the present invention, and the rotation number Nr is one rotation.
  • a transmission line having a rotation direction reversal structure and a transmission direction reversal part was fabricated as Example 2.
  • a transmission line having a rotation direction reversal structure with Nr of 0.5 rotation but having no transmission direction reversal part was fabricated.
  • the line width of the transmission line of the comparative example was set to 100 ⁇ so that the total wiring area width W was 500 ⁇ m.
  • the transmission line of Example 1 adopts a structure in which the rotation direction inversion structure is continuously connected for 24 periods
  • the transmission line of Example 2 adopts a structure in which 21 periods are continuously connected
  • the transmission line of the comparative example a structure in which 27 cycles were connected continuously was adopted, and the length of each transmission line was made 15 mm.
  • the unwanted radiation intensity is a key to the input voltage. It is shown as an antenna gain, and the horizontal axis is a logarithmic display of frequency. As shown in Fig.
  • FIG. 17 shows the dependency of the unnecessary radiation characteristics on the effective line length Leff in the transmission lines of Examples 1 and 2 and the comparative example.
  • the vertical axis is the amount of suppression of unwanted radiation gain compared to the conventional example in decibel display
  • the horizontal axis is the dimensionless number X obtained by normalizing the effective line length Leff with the effective wavelength. is there.
  • the value on the horizontal axis can be derived from the amount of phase advance of the passing signal through the transmission line.
  • the effective line length Leff corresponds to half the effective wavelength of the transmission frequency
  • X l
  • the effective line length Leff is equivalent to one times the effective wavelength of the transmission frequency.
  • the unwanted radiation intensity from the transmission line of the present invention is when the line length is relatively short with respect to the electromagnetic wave.
  • the amount of suppression is only about 0.5 dB.
  • the transmission line of the single end that is effective in the present invention can suppress the unnecessary radiation intensity to the surrounding space.
  • the circuit area is reduced by the dense wiring, and it is difficult in the past due to signal leakage. It is possible to achieve both high-speed operation of the existing circuit. It can also be widely applied to applications in the communication field such as finoleta, antenna, phase shifter, switch, or oscillator, and can also be used in various fields that use wireless technologies such as power transmission and ID tags.

Landscapes

  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Structure Of Printed Boards (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)
  • Waveguides (AREA)
  • Shielding Devices Or Components To Electric Or Magnetic Fields (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

　誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内における第１の回転方向に湾曲するように形成された第１の信号導体と、上記第１の回転方向と逆方向である第２の回転方向に湾曲するように形成され、上記面において上記第１の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第２の信号導体とを備え、少なくとも上記第１の信号導体の一部及び上記第２の信号導体の一部を含んで、伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送される伝送方向反転部が構成された一本の伝送線路を構成することにより、不要輻射強度の抑制効果を得ることができる。

Description

明 細 書
伝送線路
技術分野
[0001] 本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタ ル信号を伝送するシングルエンド伝送線路、さらにこのような伝送線路を含む高周波 回路に関する。
背景技術
[0002] このような従来の高周波回路において、伝送線路として用いられているマイクロスト リップ線路の模式的な断面構成を図 18Aに示す。図 18Aに示すように、誘電体又は 半導体からなる基板 101の表面に信号導体 103が形成されており、基板 101の裏面 には接地導体層 105が形成されている。このマイクロストリップ線路に高周波電力が 入力されると、信号導体 103から接地導体層 105の方向へ電界が生じ、電気力線に 垂直に信号導体 103を囲む方向に磁界が生じ、その結果、この電磁界が信号導体 1 03の幅方向と直交する長さ方向へ高周波電力が伝播させる。なお、マイクロストリツ プ線路において、信号導体 103や接地導体層 105は必ずしも基板 101の表面や裏 面に形成される必要はなぐ基板 101を多層回路基板として実現すれば、信号導体 103や接地導体層 105を回路基板の内層導体面内に形成することも可能である。
[0003] 高周波信号がマイクロストリップ線路を伝送する際には、当該伝送線路周辺に高周 波磁界の分布を伴うため、遠方自由空間への電磁波の不要輻射が発生する。ストリ ップ線路のように、信号導体をはさんで両側に接地導体が配置され電磁気的に外界 とシールドされてレ、る構造なら不要輻射をある程度抑制できるが、マイクロストリップ線 路は基板の片側にしか接地導体を有しないため、原理的に自由空間への不要輻射 を抑制することができない。
[0004] 以上説明したのは、シングルエンドの信号を伝送する場合の伝送線路についてで あるが、図 18Bに線路構造の断面図を示すように、マイクロストリップ線路構造 103a 、 103bを 2本平行に配置し、それぞれに逆位相の信号を伝送させることにより、差動 信号伝送線路として用いれば不要輻射を低減することが可能である。しかし、この場 合、対の信号導体が必要となるため、回路占有面積が増大するという問題が生じる。 また、回路内の能動素子にバイアスを供給するバイアス線路は、本来高周波信号が 重畳しないはずであるが、回路内での処理が不十分な場合、高周波信号が漏洩し、 不要輻射の原因となる。バイアス線路は、直流供給のための線路なので差動構成を 採用できない。すなわち、ノ ィァス線路はマイクロストリップ線路構造を採用せざるを 得なレ、ので、不要輻射を低減する構成が必要となる。
[0005] ここで、図 19に示す典型的な伝送線路の模式斜視図を用いて、不要輻射の発生 の原理を説明する。直線状の伝送線路 291は、誘電体基板 101の裏面に形成され た接地導体 105をその接地導体部分として、また、誘電体基板 101の表面 281にお レ、て直線状に配置された 1本の信号導体をその信号導体部分として構成されている 。この伝送線路 291の両端がそれぞれ図示されていない抵抗により終端されると、伝 送線路 291を、電流が流れる閉じた電流ループ 293aに置換して考えることによって 、 1本の伝送線路 291の持つ高周波回路特性、ここでは不要輻射の起源を理解する こと力 Sできる。図 19に示すように、電流ループ 293aに流れた高周波電流により、電 流ループ 293aを貫く高周波磁場 855が誘起され、遠方の空間にはこの高周波磁場 855に伴った放射が生じる。ここで、高周波磁場 855の強度は、電流ループ 293aの ループ面積 Aに比例するので、電流ループ 293aのループ面積 Aと放射電界強度 E の間には比例関係が成立する。また、高周波電流の周波数 fの二乗と放射電界強度 Eの間にも比例関係が成立し、更には流れる高周波電流の電流量 Iと放射電界強度 Eの間にもそれぞれ比例関係が成立する。すなわち、高周波回路において、伝送線 路長が増大するほどループ面積 Aが増加するので不要輻射も増加するし、高速の信 号を伝送するほど、更には電流量が増加すると不要輻射は増加する傾向にある。
[0006] 非特許文献 1 :シグナル 'インテグリティ入門（CQ出版社 2002年) pp. 79
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] し力 ながら、従来のマイクロストリップ線路においては、以下に示す原理的な課題 力 sある。
[0008] 従来のマイクロストリップ線路構造は、電磁気的に完全なシールドを伴わないため 不要輻射量が多いという欠点がある。電子機器力 漏洩する不要輻射量については 国際的に遵守すべき規格が設けられており、回路内の意図せぬ共振現象と結合して 不要輻射源とならぬよう、不要輻射ができるだけ低減可能な回路構造の採用が必要 である。し力 ながら、扱う信号が高速化するほど伝送信号には高周波成分が含まれ るため、不要輻射強度が増大するという問題がある。
[0009] ここで従来例の高周波回路として、誘電率 3. 8、厚さ H= 250 x mでその裏面の全 面を接地導体層 105とした樹脂材料の誘電体基板 101の表面に、配線幅 W = 100 z mの 1本の信号導体、すなわち伝送線路 291を直線状に線路長 1. 5cmにて配置 した構造の高周波回路を作製し、回路基板から発生する不要輻射強度を十分遠方 で測定した。なお、信号導体は、導電率 3 X 108SZm、厚さ 20 μ mの銅配線とした。 その測定結果として、縦軸を不要輻射利得 (dB)、横軸を周波数 (GHz)とした不要 輻射強度の周波数依存性を示すグラフ形式の図を図 20に示す。図 20に示すように 、入力電力に対する各周波数での不要輻射最大利得は、周波数 1GHzでマイナス 5 1. 5dB、周波数 2GHzでマイナス 40. ldB、周波数 5GHzでマイナス 26. 4dB、周 波数 10GHzでマイナス 20. ldB、周波数 20GHzでマイナス 16. OdBと、周波数が 上がるにつれ増大する傾向を示した。
[0010] このような従来例の高周波回路における測定結果からも明らかなように、従来のシ ングルエンド伝送線路の技術では、不要輻射の抑制が求められながら、高周波帯域 にて不要輻射を抑制することが原理的に困難なため、その要求を満たすことが困難 であるという問題がある。
[0011] 従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、マイクロ波帯、および ミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を伝送し得る伝送線路に おいて、不要輻射の抑制という効果を得ることができる伝送線路を提供することにあ る。
課題を解決するための手段
[0012] 上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。
[0013] 本発明の第 1態様によれば、誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面 に配置され、当該面内における第 1の回転方向に湾曲するように形成された第 1の信 号導体と、
上記第 1の回転方向と逆方向である第 2の回転方向に湾曲するように形成され、上 記面において上記第 1の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第 2の信号 導体とを備え、
少なくとも上記第 1の信号導体の一部及び上記第 2の信号導体の一部を含んで、 伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送され る伝送方向反転部が構成された一本の伝送線路を提供する。
[0014] すなわち、線状の上記第 1の信号導体を上記第 1の回転方向に湾曲させるように形 成し、当該第 1の信号導体における終端と、上記第 2の信号導体の始端とを電気的 に接続し、線状の当該第 2の信号導体を上記第 2の回転方向に湾曲させるように形 成することにより、回転方向反転構造が構成されている。
[0015] ここで、「回転方向反転構造」とは、線状の信号導体により形成される電気的に一続 きの線路であって、当該線路において伝送される信号の向き（方向）を、上記第 1の 回転方向から上記第 2の回転方向へと反転させる構造を有する線路である。
[0016] さらに、伝送線路において、上記第 1の信号導体、上記第 2の信号導体、あるいは 他の信号導体により、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転され た方向に信号を伝送する部位である「伝送方向反転部」が構成されている。
[0017] また、上記第 1態様の伝送線路においては、回転方向反転構造内において信号導 体を異なる向きに湾曲させて接続することにより、電流が流れた場合に発生する磁界 の向きを局所的に変えることができる。この結果、不要輻射を増大させていた伝送線 路の電流ループの長さ方向の連続性を局所的に分断することができ、遠方界への不 要輻射を低い強度に抑圧することができる。
[0018] さらに、信号の伝送方向を反転させる伝送方向反転部が設けられていることにより、 当該伝送方向反転部において逆向きの磁界を発生させて、伝送線路全体において 発生される磁界同士を相殺させるようにし、不要輻射強度をより低減させることができ る。
[0019] 本発明の第 2態様によれば、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体における 上記それぞれの湾曲の形状が円弧形状である第 1態様に記載の伝送線路を提供す る。
[0020] 本発明の第 3態様によれば、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体との接続 部の中心に対して、当該第 1の信号導体と当該第 2の信号導体とが点対称に配置さ れる第 1態様に記載の伝送線路を提供する。
[0021] 本発明の第 4態様によれば、上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体のそれ ぞれは、 180度以上の回転角度を有する上記湾曲形状を備える第 1態様に記載の 伝送線路を提供する。
[0022] 本発明の第 5態様によれば、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における 信号の伝送方向に対して、 90度を超える角度を有する方向をその信号の伝送方向 とする第 1態様に記載の伝送線路を提供する。
[0023] 本発明の第 6態様によれば、上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における 信号の伝送方向に対して、 180度の角度を有する方向をその信号の伝送方向とする 第 5態様に記載の伝送線路を提供する。
[0024] 本発明の第 7態様によれば、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とを電気 的に接続する第 3の信号導体 (導体間接続用信号導体)をさらに備え、上記第 3の信 号導体を含んで、上記伝送方向反転部が構成される第 1態様に記載の伝送線路を 提供する。
[0025] 本発明の第 8態様によれば、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが誘電 体を介して電気的に接続され、上記誘電体、上記第 1の信号導体、及び上記第 2の 信号導体がキャパシタ構造を形成する第 1態様に記載の伝送線路を提供する。
[0026] 本発明の第 9態様によれば、上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体が、伝 送信号の周波数において、それぞれ非共振な線路長に設定される第 1態様に記載 の伝送線路を提供する。
[0027] 本発明の第 10態様によれば、上記第 3の信号導体が、伝送信号の周波数におい て、非共振な線路長に設定される第 7態様に記載の伝送線路を提供する。
[0028] なお、上記伝送信号の周波数とは、例えば、伝送帯域の上限周波数のことである。
[0029] 本発明の第 11態様によれば、上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが電気 的に接続されて構成された回転方向反転構造が、上記伝送線路全体における信号 の伝送方向に対して、複数直列に接続される第 1態様に記載の伝送線路を提供する
[0030] 本発明の第 12態様によれば、隣接する上記回転方向反転構造が、第 4の信号導 体 (構造間接続用信号導体)により接続される第 11態様に記載の伝送線路を提供す る。
[0031] 本発明の第 13態様によれば、上記第 4の信号導体は、上記伝送線路全体におけ る信号の伝送方向と異なる方向に配置される第 12態様に記載の伝送線路を提供す る。
[0032] 上記第 11態様のように、上記複数の回転方向反転構造を直列に接続して伝送線 路を形成すれば、伝送信号に対して連続的に本発明の有利な効果を与えることがで きる。また、上記複数の回転方向反転構造は直接接続されるような場合であっても良 いし、また、第 13態様のように、第 4の信号導体により接続されるような場合であって も良い。
[0033] 本発明の第 14態様によれば、伝送信号の周波数における実効波長の 0. 5倍以上 の実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第 11態様に 記載の伝送線路を提供する。
[0034] 本発明の第 15態様によれば、伝送信号の周波数における実効波長の 1倍以上の 実効線路長に渡って、上記複数の回転方向反転構造が配置された第 11態様に記 載の伝送線路を提供する。
[0035] 上記第 14態様や第 15態様のように、伝送信号の周波数における実効波長の 0. 5 倍以上、さらに好ましくは 1倍以上の実効線路長にわたり上記回転方向反転構造を 連続して配列すれば、本発明の伝送線路では不要輻射抑制効果をより強めることが できる。
[0036] なお、本発明の伝送線路において、上記第 1及第 2の信号導体、さらに上記第 3の 信号導体、及び上記第 4の信号導体は、それぞれ伝送する電磁波の波長に対して 短レ、線路長に設定されることが伝送信号の共振を回避するためには好ましレ、。具体 的には、各構造の実効線路長は伝送信号の周波数における電磁波の実効波長の 1 /4未満に設定されることが好ましい。 [0037] また、本発明の伝送線路の上記回転方向反転構造内においては、第 1の信号導 体と第 2の信号導体の接続部、若しくは、第 1の信号導体と第 2の信号導体を接続す る上記第 3の信号導体の中心を回転軸として、第 1の信号導体と第 2の信号導体が 回転対称の関係で配置されることが好ましい。また、何らかの理由で回転対称性の 維持が困難な場合でも、第 1の信号導体と第 2の信号導体の回転回数 Nrを等しくす ることにより本発明の有利な効果を得ることができる。
[0038] また、本発明の伝送線路において不要輻射を抑制するためには、第 1の信号導体 、および第 2の信号導体の回転回数 Nrはそれぞれ 0. 5以上に設定することが好まし ぐ現実的な使用条件では 0. 75以上 2以下の範囲内にて設定することがより好まし レ、。
発明の効果
[0039] 本発明の伝送線路によれば、従来の伝送線路よりも極めて少ない強度にまで遠方空 間への不要電磁波輻射を抑制することが可能となるものである。従って、極めて配線 密度が高ぐ省面積で、高速動作時にも誤動作が少ない高周波回路の提供が可能 となる。
図面の簡単な説明
[0040] 本発明のこれらと他の目的と特徴は、添付された図面についての好ましい実施形 態に関連した次の記述から明らかになる。この図面においては、
[図 1]図 1は、本発明の一の実施形態にかかる伝送線路の模式斜視図であり、
[図 2A]図 2Aは、図 1の伝送線路の模式平面図であり、
[図 2B]図 2Bは、図 2Aの伝送線路における A1— A2線模式断面図であり、
[図 3]図 3は、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路の模式平面図であって、複 数の回転方向反転構造が直列に接続された構成を示す図であり、
[図 4]図 4は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路であって、回転方向反転構 成の回転回数が 0. 75に設定された構成を示す模式平面図であり、
[図 5]図 5は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路であって、回転方向反転構 成の回転回数が 1. 5に設定された構成を示す模式平面図であり、
[図 6]図 6は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路であって、第 3の信号導体及 び第 4の信号導体を含む構成を示す模式平面図であり、
園 7]図 7は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路であって、キャパシタ構造を 有する構成を示す模式平面図であり、
園 8]図 8は、上記実施形態の変形例に力かる伝送線路であって、隣接する回転方 向反転構成における回転方向が逆向きに設定された構成を示す模式平面図であり 園 9]図 9は、図 8の伝送線路の構成において、隣接する回転方向反転構成における 回転方向を同じ向きに設定した構成を示す模式平面図であり、
[図 10A]図 10Aは、上記実施形態の変形例にかかる伝送線路であって、誘電体基板 が厚く設定された構成を示す模式平面図であり、
園 10B]図 10Bは、図 10Aの伝送線路に比して、誘電体基板が薄く設定された構成 を示す模式平面図であり、
[図 11]図 11は、上記実施形態の伝送線路内の回転方向反転構造内での局所的な 磁場の方向を示す模式説明図であり、
[図 12]図 12は、図 11の伝送線路とは異なる構成の伝送線路における局所的な磁場 の方向を示す模式説明図であり、
園 13]図 13は、さらに別の構成の伝送線路における局所的な磁場の方向を示す模 式説明図であり、
[図 14]図 14は、本発明の一例の伝送線路と従来の伝送線路の不要輻射利得特性 の周波数特性の比較を示すグラフ形式の模式図であり、
[図 15]図 15は、本発明の一例の伝送線路による不要輻射抑圧効果の実効線路長依 存性を示すグラフ形式の模式図であり、
[図 16]図 16は、本発明の実施例 2の伝送線路、比較例の伝送線路、及び従来例の 伝送線路における輻射された不要輻射強度の周波数依存性を示す図であり、
[図 17]図 17は、本発明の実施例 1及び 2、並びに比較例の伝送線路での不要輻射 抑圧量の実効線路長依存性を示す図であり、
園 18A]図 18Aは、従来の伝送線路の伝送線路断面構造を示す図であって、シング ルエンド伝送の場合の図であり、 [図 18B]図 18Bは、従来の伝送線路の伝送線路断面構造を示す図であって、差動信 号伝送の場合の図であり、
[図 19]図 19は、従来の伝送線路における不要輻射の原因を説明するための模式説 明図であり、
[図 20]図 20は、従来例の伝送線路よりの不要輻射強度の周波数依存性を示す図で あり、
[図 21]図 21は、本発明の上記実施形態の伝送線路における伝送方向及び伝送方 向反転部を説明するための模式平面図であり、
[図 22]図 22は、上記実施形態の伝送線路において、誘電体基板の表面に別の誘電 体層が配置された構成を示す模式断面図であり、
[図 23]図 23は、上記実施形態の伝送線路において、誘電体基板が積層体である構 成を示す模式断面図であり、
[図 24]図 24は、上記実施形態の伝送線路において、図 22の伝送線路と図 23の伝 送線路の構成を組み合わせた構成を示す模式断面図である。
発明を実施するための最良の形態
[0041] 本発明の記述を続ける前に、添付図面において同じ部品については同じ参照符号 を付している。
[0042] 以下本発明の実施の形態について、不要輻射を抑制する原理について、図面を 参照しながら説明する。
[0043] (実施形態）
本発明の一の実施形態に力かる伝送線路 2の模式平面図を図 1に示す。図 1に示 すように、伝送線路 2は、誘電体基板 1の表面に形成された 1本の信号導体 3と、誘 電体基板 1の裏面に形成された接地導体層 5とを備えている。また、信号導体 3は、 後述する回転方向反転構造 7という大略螺旋形状の回転構造を有する信号導体部 分を備えている。まず、このような伝送線路 2が有する回転方向反転構造 7の詳細な 構造の説明、並びに当該構造により得られる不要輻射抑制の原理について、具体的 に説明する。
[0044] また、当該説明にあたって、図 1に示す伝送線路 2の模式平面図を図 2Aに示し、ま た、図 2Aの伝送線路 2における Al— A2線断面図を図 2Bに示す。
[0045] 図 2A及び図 2Bに示すように、誘電体基板 1の表面には信号導体 3が、裏面には 接地導体層 5が形成されており、これらにより伝送線路 2が構成されている。仮に、図 2Aにおレ、て図示左側から右側へと信号を伝送する場合、本実施形態の伝送線路 2 の信号導体 3は、少なくとも一部の領域において、基板 1の表面内における第 1の回 転方向（図示時計方向） R1に高周波電流を 1回転だけ螺旋形状に回転させる（すな わち、 360度回転させる）第 1の信号導体 7aと、第 1の回転方向 R1とは逆方向の第 2 の回転方向（図示反時計方向） R2に高周波電流を 1回転だけ螺旋形状に回転させ る（すなわち反転させる）第 2の信号導体 7bが、接続部 9において接続された構造と なっている。本実施形態においては、このような構造が回転方向反転構造 7となって いる。なお、図 2Aに示す信号導体 3において、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7bとの範囲を明確に示すために、それぞれの信号導体 7a及び 7bには、互いに異な るハッチング模様を付してレ、る。
[0046] 図 2Aに示すように、回転方向反転構造 7は、所定の線路幅 wを有する信号導体に より形成されており、第 1の回転方向 R1に向けて湾曲されて形成された滑らかな円弧 による螺旋形状を有する第 1の信号導体 7aと、第 2の回転方向 R2に向けて湾曲され て形成された滑らかな円弧による螺旋形状を有する第 2の信号導体 7bと、第 1の信 号導体 7aの一の端部と第 2の信号導体 7bの一の端部とを電気的に接続する接続部 9とを備えている。さらに、図 2Aに示すように、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7 bは、接続部 9の中心を基点として、回転対称 (あるいは点対称）の配置関係にあり、 接続部 9の中心において誘電体基板 101を垂直に貫通する軸（図示せず）が、上記 回転対称の回転軸に相当する。
[0047] さらに、図 2Aに示すように、回転方向反転構造 7において、第 1の信号導体 7aは、 その湾曲曲率が比較的小さな半円弧形状の信号導体と、その湾曲曲率が比較的大 きな半円弧形状の信号導体とが接続されることにより、 360度回転構造を有する螺旋 形状の信号導体を形成しており、第 2の信号導体についても同様である。そして、上 記湾曲曲率が大きな 2本の半円弧形状の信号導体が、接続部 9において互いに電 気的に接続されることにより、回転方向反転構造 7が構成されている。なお、図 2Aに 示すように、回転方向反転構造 7のそれぞれの端部、すなわち、第 1の信号導体 7a の外側端部及び第 2に信号導体 7bの外側端部は、略直線状の外部信号導体 4に接 続されている。
[0048] また、回転方向反転構造 7において、仮に図示左側から右側への方向を伝送線路 2全体における信号の伝送方向とした場合に、当該伝送方向が反転された方向に信 号を伝送する伝送方向反転部 8 (図示点線で囲まれた部分）が構成されてレ、る。なお 、この伝送方向反転部 8は、第 1の信号導体 7aの一部と第 2の信号導体 7bの一部と により構成されている。
[0049] ここで、伝送線路における信号の伝送方向について、図 21に示す伝送線路の模 式平面図を用いて以下に説明する。本明細書において、信号導体の形状が湾曲さ れた形状を有している場合には、伝送方向とはその接線方向であり、信号導体の形 状が直線形状を有しているような場合には、伝送方向とはその長手方向となる。具体 的には、図 21に示すように、直線形状を有する信号導体部分と、円弧形状を有する 信号導体部分とを有する信号導体 503により構成された伝送線路 502を例とすると、 直線形状の信号導体部分における局所的な位置 P1及び P2においては、その伝送 方向 Tは、信号導体の長手方向である図示右向き方向となる。一方、円弧形状を有 する信号導体部分における局所的な位置 P2〜P5においては、当該局所的な位置 P2〜P5における接線方向がそれぞれの伝送方向 Tとなる。
[0050] また、図 21の伝送線路 502において、その伝送線路 502全体における信号の伝送 方向 65を図示右向きとし、この方向を X軸方向、この X軸方向に同一平面において 直交する方向を Y軸方向とすると、位置 P1〜P6におけるそれぞれの伝送方向 Tは、 X軸方向の成分である Txと、 Υ軸方向の成分である Tyとに分解することができる。位 置 Pl、 P2、 P5、及び P6においては、 Txが + (プラス） X方向の成分となる一方、位 置 P3及び P4においては、 Txが—（マイナス） X方向の成分となる。本明細書におい ては、このようにその伝送方向が— X方向の成分を含む部分が、「伝送方向反転部」 となっている。具体的には、位置 P3及び P4は、伝送方向反転部 508内における位 置であり、図 21の信号導体において、ハッチングを付した部分が伝送方向反転部 50 8となっている。本実施形態の伝送線路においては、必ずこのような伝送方向反転部 が含まれて構成される。なお、このような伝送方向反転部が配置されることにより得ら れる効果等にっレ、ての説明は後述する。
[0051] また、図 3の本実施形態の変形例にかかる伝送線路 12の模式平面図に示すように 、回転方向反転構造 7を複数回直列に接続して、伝送線路 12を構成することが本発 明の有利な効果を得るためには好ましい。図 3では互いに隣接されるそれぞれの回 転方向反転構造 7は、他の信号導体を介することなぐ直接的に接続された構成とな つている。
[0052] また、図 4の本実施形態の変形例にかかる伝送線路 22の模式平面図に示すように 、回転方向反転構造 27内の第 1の信号導体 27a及び第 2の信号導体 27bの回転回 数 Nrの設定を、図 2Aにおける回転方向反転構造 7における Nr= l回とは異なり、 N r = 0. 75回と設定するような場合であっても良レ、。また、図 5の伝送線路 32の模式平 面図に示すように、回転方向反転構造 37内の第 1の信号導体 37a及び第 2の信号 導体 37bの回転回数 Nrを 1 · 5回に設定するような場合であっても良い。いずれの伝 送線路 22、 32も、回転方向反転構造 27、 37及び伝送方向反転部 28、 38が含まれ た構成が採用されている。なお、図 4の伝送線路 22及び図 5の伝送線路 32において は、図示点線で囲まれた部分が伝送方向反転部 28、 38であり、図 5の伝送線路 32 の各回転方向反転構造 37においては、伝送方向反転部 38は 2つの部分に分けて 構成されている。また、図示はしていないが、これ以外の回転回数 Nrを設定するよう な場合であっても良いが、上記それぞれの変形例の伝送線路のように、回転方向反 転構造及び伝送方向反転部が含まれるように、回転回数 Nrを設定する必要がある。
[0053] ただし、不要輻射抑制の目的では、回転方向反転構造内の回転回数 Nrの設定は 、大きい値となるほど有利な効果が得られるものの、第 1の信号導体と第 2の信号導 体の電気長が伝送電磁波の実効波長に対して無視できなレ、線路長に達すると、本 発明の効果が失われることにもなる。また、回転回数 Nrの増加は、総配線領域幅 W の増加も招き、回路の省面積化にとって好ましくない。また、総配線長の増加は、信 号遅延の原因ともなると考えられる。また、伝送周波数帯域の上限においては電磁 波の実効波長は短くなるので、回転数を高く設定すれば、第 1の信号導体及び第 2 の信号導体の配線長が電磁波波長に近づき共振条件に近づくことにもなるため反射 が生じやすくなり、本発明の伝送線路の使用帯域が制限されることになり、実用上好 ましくない。このような信号の不要な反射は、伝送される信号の強度低下や不要な輻 射につながるだけでなぐ群遅延特性の劣化を招いてしまうためシステムとしては伝 送エラーレートの低下につながり好ましくない。よって、第丄の信号導体及び第 2の信 号導体における回転回数 Nrの実用的な設定上限は、通常の用途では 2回転以下と することが好ましい。
[0054] なお、本実施形態の伝送線路 2においては、信号導体 3が誘電体基板 1の最表面 に形成されている場合にのみ限られるものではなぐ内層導体面（例えば、多層構造 基板における内層表面）に形成されているような場合であっても良レ、。同様に、接地 導体層 5も誘電体基板 1の最裏面に形成されている場合にのみ限られるものではなく 、内層導体面に形成されているような場合であっても良レ、。すなわち、本明細書にお いて、基板の一方の面（あるいは表面）とは、単層構造の基板あるいは積層構造の基 板における最表面若しくは最裏面、又は内層表面のことである。
[0055] 具体的には、図 22の伝送線路 2Aの模式断面図に示すように、誘電体基板 1の一 方の面（図示上面） Sに信号導体 3が配置され、他方の面（図示下面）に接地導体層 5が配置された構造において、誘電体基板 1の一方の面 Sに別の誘電体層 L1が配 置され、接地導体層 5の下面にさらに別の誘電体層 L2が配置されるような場合であ つてもよレ、。さらに、図 23の模式断面図に示す伝送線路 2Bのように、誘電体基板 1 自体が複数の誘電体層 la、 lb、 lc、及び Idからなる積層体 L3として構成され、この 積層体 L3の一方の面（図示上面） Sに信号導体 3が配置され、他方の面（図示下面） に接地導体層 5が配置されるような場合であってもよい。また、図 22に示す構成と図 23に示す構成とが組み合わされた構成を有する図 24に示す伝送線路 2Cのように、 積層体 L3の一方の面 Sに別の誘電体層 L1が配置され、接地導体層 5の下面にさら に別の誘電体層 L2が配置されるような場合であってもよレ、。図 22から図 24のいずれ の構成の伝送線路 2A、 2B、及び 2Cにおいても、符号 Sにて示す表面が「基板の表 面（一方の面）」となる。
[0056] また、図 2Aに示す伝送線路 2においては、第 1の信号導体 7aと第 2の信号導体 7b の間は接続部 9において直接接続されているが、本実施形態に力、かる伝送線路は、 このような場合についてのみ限られるものではない。このような場合に代えて、例えば
、図 6の模式平面に示す伝送線路 42のように、回転方向反転構造 47において第 1 の信号導体 47aと第 2の信号導体 47bとが、直線 (若しくは非回転構造)の導体間接 続用信号導体の一例である第 3の信号導体 47cを介して接続されるような場合であつ ても良い。この場合、第 3の信号導体 47cの中点を 180度回転対称の回転軸と設定 すること力 Sできる。なお、図 6に示す伝送線路 42において、図示点線にて囲まれた部 分である伝送方向反転部 48は、第 1の信号導体 47aの一部と、第 2の信号導体 47b の一部と、第 3の信号導体 47cの全部とにより構成されている。
[0057] また、回転方向反転構造 7の接続部 9には、信号導体が配置されるような場合に限 られるものではなレ、。このような場合に代えて、例えば、図 7に示すように、伝送線路 5 2の回転方向反転構造 57において、第 1の信号導体 57aと第 2の信号導体 57bと電 気的に接続する接続部 59に誘電体 57cが配置され、通過する高周波信号にとって 通過可能となるに十分な容量値を有するキャパシタで高周波的に両者が接続される ような場合であっても良い。このような場合にあっては、回転方向反転構造 57がキヤ パシタ構造を有することとなる。なお、図 7の伝送線路 52において、図示点線にて囲 まれた部分である伝送方向反転部 58は、第 1の信号導体 57aの一部と、第 2の信号 導体 57bの一部と、誘電体 57cとにより構成されている。
[0058] また、図 3に示す伝送線路 12においては、隣接する回転方向反転構造 7の間には 、その他の導体を介させることなぐ直接接続としたが、このように直接接続が行われ るような場合についてのみ限られるものではなレ、。このような場合に代えて、例えば、 図 6に示す伝送線路 42のように、直線 (若しくは非回転構造等）の構造間接続用信 号導体の一例である第 4の信号導体 47dを介して、隣接する回転方向反転構造 47 同士を接続するような場合であっても良レ、。また、図示はしないが、このような構造間 の電気的な接続は、動作帯域の下限周波数の電磁波に対しても良好な通過特性を 提供しうる容量でキャパシタを構成するように行われるような場合であっても良い。
[0059] また、信号導体を所定の回転方向に湾曲させて形成する第 1の信号導体 7a及び 第 2の信号導体 7bは、必ずしも螺旋円弧形状である必要はなぐ多角形、矩形の配 線の足し合わせによって構成されてもよいが、信号の不要な反射を回避するために は、なだらかな曲線を描いて実現されることが好ましい。信号伝送経路が曲げられる と回路的にはシャントのキャパシタンスが発生するため、この効果を減じるため、第 1 の信号導体及び第 2の信号導体は、第 3の信号導体や第 4の信号導体の線路幅と比 ベて細レ、線路幅 wでその一部が実現されるような場合であっても良レ、。
[0060] また、一の回転方向反転構造において、第 1の信号導体と第 2の信号導体の回転 回数 Nrは、その設定が必ずしも同じである場合にのみ限られるものではなレ、が、回 転回数 Nrを等しく設定されることが好ましい。また、このように回転回数 Nrを一の回 転方向反転構造において考えるような場合に代えて、一の回転方向反転構造にお ける第 1の信号導体と第 2の信号導体の組み合わせと、上記一の回転方向反転構造 に隣接配置される回転方向反転構造における第 1の信号導体と第 2の信号導体の組 み合わせを考慮して、総回転回数 Nrの和が 0 (ゼロ）に近い値になるよう設定するよう な場合であっても、本発明の有利な効果を得ることができる。
[0061] また、第 1の信号導体 7a、第 2の信号導体 7b、及び接続部 9により構成され、伝送 方向反転部 8を含む回転方向反転構造 7を少なくとも 1個以上有していれば、本発明 の効果を得ることができるが、特に回転方向反転構造 7が複数配列されていることが より好ましい。
[0062] なお、本発明の伝送線路内において回転方向反転構造を複数回直列に接続する 場合、例えば図 5に示したように、一の回転方向反転構造 37が有する第 2の信号導 体 37bと、当該一の回転方向反転構造 37に隣接する別の一の回転方向反転構造 3 7が有する第 1の信号導体 37aとの互いの回転方向が逆向きに設定される配置すれ ば、良好な不要輻射抑制効果を得ることが可能である。
[0063] また、図 8の模式平面図に示す伝送線路 62のように、隣接する回転方向反転構造 67、 67間を、信号の伝送方向 65に平行な第 4の信号導体 67dを用いて接続するこ とにより、回転方向反転構造 67 (図示左端に配置）に含まれる第 2の信号導体 67bと 、隣接する回転方向反転構造 67 (図示中央に配置）に含まれる第 1の信号導体 67a とを、同一の回転方向（すなわち第 2の回転方向 R2)に設定することも同様に可能で ある。
[0064] また、図 9の伝送線路 72のように、第 4の信号導体 77dを、信号の伝送方向 65に対 して平行に配置させず、傾斜された方向に配置させることも同様に可能である。なお 、図 9の伝送線路 72のように、隣接する回転方向反転構造 77同士を接続する第 4の 信号導体 77dが、略直線状に形成されながら、信号伝送方向 65に対して傾斜された 方向に配置されるような構造においては、それぞれの回転方向反転構造 77は同じ 配置形状となる。
[0065] また、第 4の信号導体を伝送する間に伝送信号の位相が極端に回転することは好 ましくないので、第 4の信号導体の線路長は伝送される信号の周波数における実効 波長の 4分の 1未満の線路長に設定されることが好ましい。
[0066] また、本発明の伝送線路を用いる場合、群遅延特性に関しては、 2種類の問題が 存在すること力 S考えられる。第 1の問題は総遅延量の増大であり、第 2の問題は高周 波になるほど遅延量が増大する遅延分散の問題である。上記第 1の問題である総遅 延量の増大は、本発明の伝送線路を用いる際には、根本的には不可避の問題であ る。し力しながら、本発明の伝送線路における配線の引き伸ばしによる遅延量増加の 度合いは、従来の伝送線路と比べて数％力 数十％程度の遅延量増加に留まる範 囲であり、この程度の遅延量の増加は実用上大きな問題にはならない。
[0067] また、上記第 2の問題として挙げている伝送帯域の高周波側に向力うほど遅延量が 増大して、伝送パルス形状の崩れの要因となる遅延分散については容易に回避可 能である。これは、本発明の構造内の各部位が電磁波の実効波長に対して無視でき ない電気長に達することにより生じる問題である。一般に、平面高周波回路の伝送線 路構造は線路幅と基板厚の比を保つことにより同じ等価インピーダンスの伝送線路 を実現することができるので、基板厚を薄く設定するほど総線路幅は縮小される。よ つて、各部位の電気長も実効波長に対して無視できるようになり、本発明の有利な効 果を減じることなぐ上記第 2の問題として挙げた遅延分散の問題を解決することがで きる。
[0068] ここで、例として、本発明の伝送線路の構造を基板厚 HIが大きい誘電体基板に形 成した場合の伝送線路 82の模式平面図を図 10Aに示し、これに対して、本発明の 伝送線路を基板厚 H2が小さい誘電体基板に形成した場合の伝送線路 92の模式平 面図を図 10Bに示し、両者の構成を比較する。図 10Aに示す伝送線路 82において は、総線路幅 Wlが大きく設定されることになるので、回転方向反転構造 87をはじめ とする各部位が大きくなつている力 図 10Bに示す伝送線路 92においては、回路基 板厚の低減に伴い総線路幅 W2 (すなわち W2<W1)が小さく設定されるので、回転 方向反転構造 97をはじめとする回路を構成する各部位の電気長は縮小されることが わかる。このことは、回路構造を薄ぐ配線幅をできる限り微細にしてレ、く高密度配線 化のトレンドが進行するほど、本発明の伝送線路構造の対応できる伝送帯域の上限 周波数を向上させることが可能であることを示している。
[0069] 次に、本実施形態の伝送線路の採用が、不要輻射抑制にっレ、て、従来の伝送線 路に対して有利な効果を有することを説明するとともに、そのために採用すべき条件 について説明する。
[0070] 図 19に示した従来の伝送線路からの不要輻射の強度が増大するのは、伝送線路 の長さ方向にわたって連続した長い電流ループ 293aが形成されるので、形成された 電流ループを鎖交する高周波磁場 855の向きは連続して一方向に向けられるととも に、当該形成された電流ループのループ面積を小さな値に保つことができないことが 要因と考えられる。ここで、図 2A及び図 2Bにおいて説明した本実施形態の伝送線 路 2の平面的な模式説明図を図 11に示し、この伝送線路 2に高周波電流を伝送させ た場合に生じる高周波磁場について図 11の模式説明図を用いて以下に説明する。
[0071] 図 11に示すように、伝送線路 2においては、例えば、その回転回数 Nrが 1回転に 設定された回転方向反転構成 7が 1つ形成されている。この伝送線路 2において、伝 送線路全体として図示矢印 65の方向（信号伝送方向）、すなわち図示左側から図示 右側へ向けて高周波電流 305を進行させると、回転方向反転構造 7における局所的 な部位において、信号伝送方向 65とは異なる向きに当該電流 305が伝送されること となる。すなわち、回転方向反転構造 7は、第 1の回転方向 R1に湾曲された第 1の信 号導体 7aと第 2の回転方向 R2に湾曲された第 2の信号導体 7bとにより構成されてい るため、その局所的な部位において、信号導体の配置方向が変化し、その結果、伝 送される電流 305の向きが微小な周期で変化されることとなる。このように伝送される 高周波電流 305の向きが変化されることにより、回転方向反転構造 7における局所的 なき M立 ίこおレヽて様々な向き 301a、 301b, 301c, 301d、 301e、 301f、及び 301g に高周波磁場が発生されることとなる。
[0072] このように高周波磁場の向き 301a〜301gが様々な向きとされることにより、従来の 伝送線路では線路長全長に渡って連続していた巨大な電流ループを局所的に分断 させるように、回転方向反転構造 7において、局所的に分断された小さなループ面積 の電流ループの集合体が生じることとなる。図 11に示すように、例えば、従来の伝送 線路と同様な向き 855に生じている高周波磁場 301b、 301fと逆向きに、すなわち 1 80度反転させた向きに高周波磁場 301d、 301eを生じさせることができ、また、信号 伝送方向 65と同じ向きに生じている高周波磁場 301cと逆向きに高周波磁場 301a、 301gを生じさせることができる。このように、回転方向反転構造 7内において、様々な 向きに高周波磁場を生じさせることができることにより、不要輻射の低減効果を得るこ とができる。
[0073] 特に、図 11の伝送線路 2において、局所的に高周波電流 305を信号伝送方向 65 とは逆の方向に流す部位 (伝送方向反転部 8)が設けられていることにより、伝送線路 に生じる高周波磁場を互いに相殺するような成分を生じさせることができ、不要輻射 の低減効果をより効果的に得ることができる。具体的には、図 11の伝送線路 2におい て、回転方向反転構造 7の内側に配置されたその湾曲の曲率が大きな別の回転方 向反転構造 8を構成する信号導体において、信号伝送方向 65とは逆の方向に高周 波電流 305が流れる、すなわち信号の伝送方向を信号伝送方向 65に対して反転さ せる構成となっており、この部分が伝送方向反転部 8となっている。なお、本明細書 において、「信号の伝送方向を反転させる」とは、図 11に示すように、信号伝送方向 65を X軸方向、この X軸方向に直交する方向を Y軸方向とした場合において、信号 導体における伝送される信号の方向を表すベクトルに、少なくとも _x成分が生じるよ うにすることである。
[0074] このように、従来の伝送線路における磁場の向き 855に対して 90度を超える角度だ け反転された方向、より好ましくは完全に反転された方向（180度の方向）に局所的 な高周波磁場を発生させる条件を成立させることが、本発明の伝送線路の好ましレ、 条件である。回転方向反転構造の回転回数 Nrが 0. 5より大きな値に設定されれば、 信号伝送方向 65とは 90度以上異なる方向に信号を局所的に伝送する信号導体が 必ず生じるため、上記条件を容易に成立させることができる。
[0075] また、回転回数 Nrが 0. 5である場合においても、第 3の信号導体や第 4の信号導 体の導入により、上記条件を成立させることもできる。例えば、回転回数 Nr=0. 5を 有しながら、例えば第 4の信号導体を追加して構成された伝送線路 322、 332にお レ、て生じる高周波磁場の向きを図 12、図 13の模式説明図に示す。
[0076] 図 12及び図 13の模式説明図にて明らかなように、回転回数 Nr=0. 5を有する伝 送線路でも、局所的に生じる高周波磁場の向きをかなり変えることができることがわか る。具体的には、図 12に示す伝送線路 322においては、一の回転方向反転構造 32 7における第 2の信号導体 327bと、 P 接される回転方向反転構造 327における第 1 の信号導体 327aとの間への第 4の信号導体 327dの導入により、局所的な部位にて 生じる高周波磁場 321a〜321fの向きの中で、図示点線にて囲まれた部分である伝 送方向反転部 328における磁場 321bは、従来の伝送線路での磁場方向 855と逆 方向の成分を有することになる。さらに、図 13に示す伝送線路 332においては、同 様に、隣接する回転方向反転構造 337間を接続する第 4の信号導体 337dの導入に より、局所的な部位にて生じる高周波磁場 331a〜331eの向きのうちの伝送方向反 転部 338の中央付近における磁場 331cにおいて、従来の伝送線路における磁場方 向 855と逆方向の向きを確実に発生させることができる。いずれの伝送線路 322及 び 332においても、伝送方向反転部 328、 338を含む構成が採用されているため、 伝送線路反転部 328、 338において、従来の伝送線路における磁場方向 855とは 逆向きの成分を有する磁場を生じさせることが可能となり、本発明における不要輻射 の減少効果をより効果的に提供することができる。すなわち、第 1、第 2、第 3、第 4の 信号導体の中で少なくとも一箇所の部位が局所的に、信号伝送方向 65とは 90度を 超えて異なる方向に信号を伝送するような構成、つまり伝送方向反転部を含む構成 を採用することが、本発明における不要輻射強度抑制の効果を得るためには好まし レ、ことになる。
[0077] また、このような不要輻射強度抑制の効果は、回転方向反転構造の回転回数 Nrが 大きな値に設定されることにより増強されるものの、 Nrが 2程度に達すると飽和する傾 向がある。また、 Nrを極端に大きく設定することは、伝送線路において総配線領域幅 W、および回路占有面積の増大を招くため好ましくなレ、。また、図 11から図 13の模 式説明図を用いて説明した不要輻射強度抑制の効果にっレ、ては、図示した伝送線 路の構造内で高周波電流の位相が極端に回転しない条件において得られるもので ある。すなわち、回転方向反転構造の線路長は、伝送される信号の周波数において 共振を起こすような値に設定されることは伝送特性劣化と不要輻射の両方を招くので 好ましくない。以上の条件から、回転回数 Nrを極端に大きい値に設定することも好ま しくなぐ逆に、回転回数 Nrを 2以下の値に設定すれば使用される帯域上限値を制 限することなぐ本発明の不要輻射抑制効果を十分に得ることができる。よって通常 の実用的な条件としては回転方向反転構造の回転回数 Nrが 0. 75以上 2以下の範 囲で用いられることが不要輻射強度抑制の効果を得るという観点からは好ましい。
[0078] さらに、本発明の伝送線路において、回転方向反転構造を複数回直列に接続する ことは、不要輻射強度低減のために好ましい。特に、本発明の伝送線路では、従来 の伝送線路にはない、実効線路長に依存した不要輻射抑制の効果増強現象が得ら れる。すなわち、従来の伝送線路においては、電流ループが線路長に渡って連続し ているので、線路長の増加につれて不要輻射強度は単調に増加する傾向がある。 例えば、ある線路長の伝送線路からの不要輻射強度を測定しても、実効線路長が実 効波長の 0. 5倍や 1倍に相当する周波数で強度が低減する現象は特に得られない 。一方、本発明の伝送線路においては、不要輻射を低減したい周波数成分の実効 波長の 0. 5倍以上に実効線路長 Leffを設定することにより、不要輻射強度を効果的 に抑制することが可能である。さらに線路長を延長して実効線路長 Leffを、不要輻射 強度を抑制したい周波数での実効波長と等しくすると、不要輻射強度抑制効果を最 大限に得ることができる。
[0079] 本発明の伝送線路では局所的に電流ループが切断されているので、任意の局所 部位での磁場に起因して生じる不要輻射と、伝送線路に沿って実効波長の半分だ け位相が回転した局所部位での磁場に起因して生じる不要輻射は互いに打ち消し あうことができる。よって、実効線路長 Leffが実効波長の 0. 5倍以上に達すると、不 要輻射抑制の効果が増強して得られるものである。
[0080] さらに、実効線路長 Leffが実効波長の 1倍に達した条件では、実効波長の半分の 線路長の領域で生じている無数の局所的な磁場群は、それぞれが実効波長の半分 だけ位相が回転した部位で生じている局所的な磁場と向きが完全に逆になるため、 両磁場に起因して生じる不要輻射は必ず打ち消され、最大限の不要輻射抑制効果 を得ること力できる。
[0081] さらに、線路長が延長されたとしても、実効波長の整数倍分の線路長から生じる不 要輻射は少なくとも完全に打ち消しあったままなので、本発明の不要輻射抑制の効 果は消失しない。上述の原理より、本発明の伝送線路は、実効線路長 Leffが不要輻 射を低減したい周波数成分の実効波長の 0. 5倍以上、特に好ましくは 1倍以上に設 定されれば、従来の伝送線路と比較すると不要輻射強度を格段に抑制することがで きる。
[0082] また、回転方向反転構造内の構造としては、以下の条件を満足することが好ましい 。まず、第 1の信号導体と第 2の信号導体はその湾曲方向が、第 1の回転方向 R1と 第 2の回転方向 R2というように逆向きに設定されている力 その他の条件、すなわち 、形状、回転回数 Nr、線路幅 w等の条件をできる限り等価に設定することが好ましい 。これは、伝送線路内の局所的な構造が非対称になることにより、遠方空間に不要な 輻射を生じさせないためである。上述したように、回転方向反転構造内に設定された 軸を回転軸（中心）として、第 1の信号導体と第 2の信号導体が 180度回転対称関係 (すなわち点対称)で配置されれば、上記条件を満足することができる。
[0083] ここで、図 14に、本実施形態の伝送線路と従来の伝送線路との不要輻射特性比較 をグラフ形式の模式図で示す。なお、図 14においては、縦軸に入力電力に対する不 要輻射利得 (dB)を示し、横軸に周波数 (対数表示)を示し、本実施形態の伝送線路 を実線で、従来の伝送線路を点線で表している。なお、実施形態の伝送線路におい ては、回転方向反転構造内の回転回数 Nrを 1程度の値に設定して、線路長に渡つ て中断することなぐ回転方向反転構造が設定された場合の典型的な特性を模式的 に示す。また、比較している 2本の伝送線路の基板条件、実効的な特性インピーダン スは従来例 2の伝送線路と等しい条件に統一しており、また、それぞれの線路長は 1 5mmである。また、比較した全ての線路の両端は、伝送線路の特性インピーダンスと 同じインピーダンスで終端された設定で比較しており、不要輻射強度の比較は両伝 送線路を共振器として利用している条件ではない。また、不要輻射利得として、最も 強度が強かった方向で観測された利得をプロットしている。
[0084] 図 14に示すように、本実施形態の伝送線路は、周波数 fが低い領域では、従来の 伝送線路と比較的近い不要輻射強度を示し、不要輻射強度低減の効果は 0. 5dB 程度である。一方、ある周波数 flを超えると不要輻射抑圧の効果が増強される。そし て、不要輻射抑圧効果は周波数 f 2 (f 2 >fl)で最大に達する。 f >f2の周波数帯域 では若干の変動はあるものの、改善効果は持続する。周波数 flにおいて、本実施形 態の伝送線路の両端間の通過位相量は 180度に相当しており、また、周波数 f2では 、 360度である。
[0085] 次に、図 15において、回転回数 Nrが 1程度の本実施形態の伝送線路を用いること によって、同じ線路長を有する従来の伝送線路と比較して不要輻射強度が抑圧され る量を縦軸に、通過位相値から導出される本実施形態の伝送線路の実効線路長を 各周波数での実効波長で規格化した値を横軸に設定し、図 14の結果を模式的に再 プロットしたものを示す。すなわち、図 15において、横軸が 0· 5の状態は、実効線路 長 Leffが実効波長の半分である場合に相当し、横軸が 1の場合は実効線路長 Leff が実効波長の 1倍である場合に相当する。なお、図 14にはプロットしなかった回転回 数 Nr = 0. 5の場合の本実施形態の伝送線路の特性も、図 15に追加してプロットし ている。
[0086] 図 15に示すように、不要輻射強度抑圧効果が開始するのは、横軸が 0. 5に達した 場合であり、 0. 5という値は回転回数 Nrに依存しないことが判る。また、不要輻射抑 圧効果が最大化するのは、横軸が 1に達した場合であり、 1という値も回転回数 Nrに 依存しない。一方、横軸が 1以上になった場合は回転回数 Nrの違いは大きく特性を 左右する。回転回数 Nr= lでは、横軸が 1より大きい値に延長されても不要輻射抑 圧効果は消失せずに持続する。一方、回転回数 Nr=0. 5では、従来の伝送線路よ り不要輻射が増えることはないが、線路長の増加に伴い抑圧効果は収束に向力 た め、広い条件で不要輻射抑圧効果を得ることは困難である。回転回数が 0. 5より大き な値をとることが、広い条件範囲で不要輻射抑圧効果を得るためには重要である。
[0087] なお、上記説明で回転回数 Nrを本実施形態の伝送線路のパラメータとして挙げて いる力 上述においても説明したように、回転回数 Nrは、伝送線路の電流ループが いかに分断されているかの程度を示すパラメータであり、第 3、第 4の信号導体を用 いて局所的な信号導体の配向を信号伝送方向と 90度以上傾けて設定すれば、回 転回数 Nrが小さい設定でも不要輻射の効果を増大せしめることが可能である。
[0088] (実施例）
次に、本実施形態の伝送線路についてのレ、くつかの実施例について以下に説明 する。
[0089] 実施例として、誘電率 3. 8、総厚 250 μ mの誘電体基板の表面上に銅配線により 厚さ 20 x m、線路幅 75 x mの信号導体を形成し、裏面全面にも同じく銅配線により 厚さ 20 x mの接地導体層を形成して、マイクロストリップ線路構造を構成した。総配 線領域幅 Wは 500 μ mとし、回転方向反転構造内で第 1の信号導体及び第 2の信号 導体を回転回数 Nrでもって湾曲させるように形成した。具体的には、信号導体の回 転回数 Nrが 0. 75回転の回転方向反転構造を有しかつ伝送方向反転部を有する伝 送線路を本発明の実施例 1とし、回転回数 Nrが 1回転の回転方向反転構造を有しか つ伝送方向反転部を有する伝送線路を実施例 2として作製した。また、これらの実施 例 1及び 2に対する比較例として、 Nrが 0. 5回転の回転方向反転構造を有している ものの、伝送方向反転部を有していない伝送線路を作製した。なお、実施例 1及び 2 並びに比較例の伝送線路において、総配線領域幅 Wが 500 μ mとなるように、比較 例の伝送線路の線路幅は 100 μ ΐηに設定した。また、実施例 1の伝送線路において は、回転方向反転構造を連続して 24周期接続した構造を採用し、実施例 2の伝送線 路においては、連続して 21周期接続した構造を採用し、比較例の伝送線路におい ては、連続して 27周期接続した構造を採用し、さらにそれぞれの伝送線路の線路長 を 15mmとして作製した。
[0090] これらの実施例 1及び 2並びに比較例 1の伝送線路に対して、不要輻射強度の測 定を行った。その測定結果として図 16に、比較例（回転回数 Nr = 0. 5)、実施例 2 ( 回転回数 Nr= l)からの不要輻射強度の周波数依存性を示す。なお、従来構成の 直線状の伝送線路との比較のため、同一配線本数密度、同一線路長の従来例の伝 送線路における特性も図 16に加えた。なお、不要輻射強度は入力電圧に対するァ ンテナ利得として示しており、横軸は周波数の対数表示である。図 16に示すように、 比較例及び実施例 2の伝送線路は共に、常に従来例の伝送線路よりも低レ、不要輻 射利得を示した力 比較例（Nr=0. 5)では 6GHzから 25GHzの周波数範囲でのみ 従来例よりも僅かに強い不要輻射抑圧効果を得られたのに対して、実施例 2 (Nr= l )では 3GHz以上の全ての周波数範囲で、特に強い不要輻射抑圧効果が得られるこ とを確認した。
[0091] さらに、図 17には、実施例 1及び 2並びに比較例の伝送線路における不要輻射特 性の実効線路長 Leff依存性を示す。図 17において、縦軸は、デシベル表示での従 来例を比較対象とした不要輻射利得の抑圧量であり、横軸は、実効線路長 Leffを実 効波長で規格化した無次元数 Xである。横軸の値は伝送線路の通過信号の位相進 行量から導出することが可能であり、 X=0. 5では、実効線路長 Leffは伝送周波数 の実効波長の半分に相当し、 X= lでは、実効線路長 Leffは伝送周波数の実効波 長の 1倍に相当している。
[0092] 図 17に示すように、実効線路長が伝送周波数の実効波長の半分未満の場合、本 発明の伝送線路からの不要輻射強度は、電磁波に対して相対的に線路長が短い場 合には、従来の伝送線路より抑圧はされるものの、その抑圧量は 0. 5dB程度に留ま つている。次に、実効線路長 Leffが伝送周波数の実効波長の半分を超えると、線路 長に依存した効果が働き始めて不要輻射強度は低下しはじめ、実効線路長 Leffが 伝送周波数の実効波長の 1倍になると、改善量は最大値に達する。改善量の最大値 は回転回数 Nrにも依存し、実施例 2 (Nr= l)で 12dB、実施例 l (Nr=0. 75)では 約 8dBにも達している。また、線路長が実効波長の 1倍よりも長い距離に延長された 場合でも、改善量は若干減少するものの、従来例の不要輻射量を上回る不要輻射 は観測されなかった。特に、実施例 2 (Nr= l)では 7. 8dB、実施例 l (Nr = 0. 75) では 4dBの抑圧量力 測定した範囲の上限値においても継続して得られた。また、 図 17より明らかなように、回転回数 Nr=0. 5である比較例においては、改善が得ら れる横軸の範囲が 1付近の値に限定されており、従来例の不要輻射量を上回る不要 輻射は観測されないものの、実施例 1及び 2と比して不要輻射強度抑制の効果は低 かった。 [0093] なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより
、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。
[0094] 本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に関連して充分に記載され ているが、この技術の熟練した人々にとつては種々の変形や修正は明白である。そ のような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限り において、その中に含まれると理解されるべきである。
[0095] 2005年 3月 30曰に出願された曰本国特許出願 No. 2005— 97370号の明糸田書、 図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中に 取り入れられるものである。
産業上の利用可能性
[0096] 本発明に力かるシングノレエンドの伝送線路は、周辺空間への不要輻射強度の抑圧 が可能であり、結果的に、密配線による回路面積縮小、従来では信号漏洩が原因で 困難であった回路の高速動作、を両立させることが可能となる。また、フイノレタ、アン テナ、移相器、スィッチ、又は発振器等の通信分野の用途にも広く応用でき、電力伝 送や IDタグなどの無線技術を使用する各分野においても使用され得る。

Claims

請求の範囲
[1] 誘電体又は半導体により形成された基板の一方の面に配置され、当該面内におけ る第 1の回転方向に湾曲するように形成された第 1の信号導体と、
上記第 1の回転方向と逆方向である第 2の回転方向に湾曲するように形成され、上 記面において上記第 1の信号導体と電気的に直列に接続して配置された第 2の信号 導体とを備え、
少なくとも上記第 1の信号導体の一部及び上記第 2の信号導体の一部を含んで、 伝送線路全体における信号の伝送方向に対して反転された方向に信号が伝送され る伝送方向反転部が構成された一本の伝送線路。
[2] 上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体における上記それぞれの湾曲の形状が 円弧形状である請求項 1に記載の伝送線路。
[3] 上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体との接続部の中心に対して、当該第 1 の信号導体と当該第 2の信号導体とが点対称に配置される請求項 1に記載の伝送線 路。
[4] 上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体のそれぞれは、 180度以上の回転 角度を有する上記湾曲形状を備える請求項 1に記載の伝送線路。
[5] 上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、 9 0度を超える角度を有する方向をその信号の伝送方向とする請求項 1に記載の伝送 線路。
[6] 上記伝送方向反転部は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、 1 80度の角度を有する方向をその信号の伝送方向とする請求項 5に記載の伝送線路
[7] 上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とを電気的に接続する第 3の信号導体 をさらに備え、上記第 3の信号導体を含んで、上記伝送方向反転部が構成される請 求項 1に記載の伝送線路。
[8] 上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが誘電体を介して電気的に接続され
、上記誘電体、上記第 1の信号導体、及び上記第 2の信号導体がキャパシタ構造を 形成する請求項 1に記載の伝送線路。
[9] 上記第 1の信号導体及び上記第 2の信号導体が、伝送信号の周波数において、そ れぞれ非共振な線路長に設定される請求項 1に記載の伝送線路。
[10] 上記第 3の信号導体が、伝送信号の周波数において、非共振な線路長に設定され る請求項 7に記載の伝送線路。
[11] 上記第 1の信号導体と上記第 2の信号導体とが電気的に接続されて構成された回 転方向反転構造が、上記伝送線路全体における信号の伝送方向に対して、複数直 列に接続される請求項 1に記載の伝送線路。
[12] 隣接する上記回転方向反転構造が、第 4の信号導体により接続される請求項 11に 記載の伝送線路。
[13] 上記第 4の信号導体は、上記伝送線路全体における信号の伝送方向と異なる方向 に配置される請求項 12に記載の伝送線路。
[14] 伝送信号の周波数における実効波長の 0. 5倍以上の実効線路長に渡って、上記 複数の回転方向反転構造が配置された請求項 11に記載の伝送線路。
[15] 伝送信号の周波数における実効波長の 1倍以上の実効線路長に渡って、上記複 数の回転方向反転構造が配置された請求項 11に記載の伝送線路。
PCT/JP2006/306527 2005-03-30 2006-03-29 伝送線路 WO2006106764A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006524147A JP3984639B2 (ja) 2005-03-30 2006-03-29 伝送線路
CN200680001151A CN100595974C (zh) 2005-03-30 2006-03-29 传输线
US11/589,141 US7369020B2 (en) 2005-03-30 2006-10-30 Transmission line comprising a plurality of serially connected rotational direction-reversal structures

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005-097370 2005-03-30
JP2005097370 2005-03-30

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US11/589,141 Continuation US7369020B2 (en) 2005-03-30 2006-10-30 Transmission line comprising a plurality of serially connected rotational direction-reversal structures

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006106764A1 true WO2006106764A1 (ja) 2006-10-12

Family

ID=37073326

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/306531 WO2006106767A1 (ja) 2005-03-30 2006-03-29 伝送線路対及び伝送線路群
PCT/JP2006/306527 WO2006106764A1 (ja) 2005-03-30 2006-03-29 伝送線路

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/306531 WO2006106767A1 (ja) 2005-03-30 2006-03-29 伝送線路対及び伝送線路群

Country Status (4)

Country Link
US (2) US7518462B2 (ja)
JP (2) JP3984638B2 (ja)
CN (2) CN100595974C (ja)
WO (2) WO2006106767A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012140732A1 (ja) * 2011-04-12 2012-10-18 松江エルメック株式会社 超高周波差動回路
WO2014046028A1 (ja) * 2012-09-18 2014-03-27 日産自動車株式会社 積層電池の内部抵抗測定回路

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4834385B2 (ja) * 2005-11-22 2011-12-14 株式会社日立製作所 プリント基板および電子装置
KR100923928B1 (ko) * 2007-10-29 2009-10-28 포항공과대학교 산학협력단 서펜타인 형태의 마이크로 스트립 전송선 구조
CN101594729B (zh) * 2008-05-27 2012-06-20 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 一种可补偿过孔残端电容特性的电路板
CN101621047B (zh) * 2008-07-04 2012-09-19 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 降低信号线路间远端串扰的架构
FR2938378B1 (fr) * 2008-11-07 2015-09-04 Commissariat Energie Atomique Ligne a retard bi-ruban differentielle coplanaires, filtre differentiel d'ordre superieur et antenne filtrante munis d'une telle ligne
EP2405573A4 (en) * 2009-07-27 2014-04-30 Matsue Elmec Corp COMMON MODE FILTER
JP5427644B2 (ja) * 2010-02-25 2014-02-26 株式会社日立製作所 プリント基板
US8866510B2 (en) 2012-05-02 2014-10-21 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device
US10764999B2 (en) * 2014-06-30 2020-09-01 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Flexible substrate
JP6620565B2 (ja) 2016-01-20 2019-12-18 セイコーエプソン株式会社 プリント配線板、情報通信装置、および表示システム
WO2018063416A1 (en) * 2016-10-01 2018-04-05 Intel Corporation Mutual inductance suppressor for crosstalk immunity enhancement
EP3322027B1 (de) 2017-06-02 2019-07-24 Siemens Healthcare GmbH Nahfeld koppler zur ultra breit band signalübertragung.
JP6754334B2 (ja) * 2017-08-08 2020-09-09 日本電信電話株式会社 終端回路および終端回路を構成する配線板
WO2020037601A1 (zh) * 2018-08-23 2020-02-27 华为技术有限公司 射频传输组件及电子设备
KR102573238B1 (ko) * 2018-08-27 2023-08-30 엘지디스플레이 주식회사 표시 장치
JP2020035583A (ja) * 2018-08-29 2020-03-05 富士ゼロックス株式会社 電気配線および電子機器
US10784553B2 (en) 2018-09-07 2020-09-22 International Business Machines Corporation Well thermalized stripline formation for high-density connections in quantum applications
US10838556B2 (en) 2019-04-05 2020-11-17 Apple Inc. Sensing system for detection of light incident to a light emitting layer of an electronic device display
US11527582B1 (en) 2019-09-24 2022-12-13 Apple Inc. Display stack with integrated photodetectors
US11611058B2 (en) 2019-09-24 2023-03-21 Apple Inc. Devices and systems for under display image sensor
US11592873B2 (en) * 2020-02-14 2023-02-28 Apple Inc. Display stack topologies for under-display optical transceivers
US11295664B2 (en) 2020-03-11 2022-04-05 Apple Inc. Display-synchronized optical emitters and transceivers
US11327237B2 (en) 2020-06-18 2022-05-10 Apple Inc. Display-adjacent optical emission or reception using optical fibers
CN113867019B (zh) * 2020-06-30 2024-05-07 成都天马微电子有限公司 液晶移相器以及制作方法
US11487859B2 (en) 2020-07-31 2022-11-01 Apple Inc. Behind display polarized optical transceiver
CN114388996B (zh) * 2020-10-22 2023-04-07 上海天马微电子有限公司 液晶移相器及其制作方法、液晶天线
US11839133B2 (en) 2021-03-12 2023-12-05 Apple Inc. Organic photodetectors for in-cell optical sensing

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04196601A (ja) * 1990-11-26 1992-07-16 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 酸化物超伝導マイクロ波受動素子およびその製造方法
JPH1117409A (ja) * 1997-06-25 1999-01-22 Murata Mfg Co Ltd 高周波伝送線路及び高周波伝送線路を有した電子部品
JP2000077911A (ja) * 1998-09-02 2000-03-14 Murata Mfg Co Ltd 多層伝送線路及びこれを用いた電子部品

Family Cites Families (95)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3609600A (en) * 1967-11-27 1971-09-28 Gen Electric Information Syste Distributed parameters delay line,on folded support
SE393967B (sv) * 1974-11-29 1977-05-31 Sateko Oy Forfarande och for utforande av stroleggning mellan lagren i ett virkespaket
DE2610556C2 (de) * 1976-03-12 1978-02-02 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Vorrichtung zum Verteilen strömender Medien über einen Strömungsquerschnitt
US4282267A (en) * 1979-09-20 1981-08-04 Western Electric Co., Inc. Methods and apparatus for generating plasmas
US4389973A (en) * 1980-03-18 1983-06-28 Oy Lohja Ab Apparatus for performing growth of compound thin films
US4375053A (en) * 1980-12-29 1983-02-22 Sperry Corporation Interlevel stripline coupler
US4761296A (en) * 1984-05-18 1988-08-02 Nabisco Brands, Inc. Crackers having stabilized sunflower seeds
US4612432A (en) * 1984-09-14 1986-09-16 Monolithic Memories, Inc. Etching plasma generator diffusor and cap
GB8516537D0 (en) * 1985-06-29 1985-07-31 Standard Telephones Cables Ltd Pulsed plasma apparatus
US5769950A (en) * 1985-07-23 1998-06-23 Canon Kabushiki Kaisha Device for forming deposited film
US4949671A (en) * 1985-10-24 1990-08-21 Texas Instruments Incorporated Processing apparatus and method
US4747367A (en) * 1986-06-12 1988-05-31 Crystal Specialties, Inc. Method and apparatus for producing a constant flow, constant pressure chemical vapor deposition
US4767494A (en) * 1986-07-04 1988-08-30 Nippon Telegraph & Telephone Corporation Preparation process of compound semiconductor
US5244501A (en) * 1986-07-26 1993-09-14 Nihon Shinku Gijutsu Kabushiki Kaisha Apparatus for chemical vapor deposition
US5221556A (en) * 1987-06-24 1993-06-22 Epsilon Technology, Inc. Gas injectors for reaction chambers in CVD systems
DE3721636A1 (de) * 1987-06-30 1989-01-12 Aixtron Gmbh Quarzglasreaktor fuer mocvd-anlagen
US5180435A (en) * 1987-09-24 1993-01-19 Research Triangle Institute, Inc. Remote plasma enhanced CVD method and apparatus for growing an epitaxial semiconductor layer
US5166092A (en) * 1988-01-28 1992-11-24 Fujitsu Limited Method of growing compound semiconductor epitaxial layer by atomic layer epitaxy
US4851095A (en) * 1988-02-08 1989-07-25 Optical Coating Laboratory, Inc. Magnetron sputtering apparatus and process
US6026311A (en) * 1993-05-28 2000-02-15 Superconductor Technologies, Inc. High temperature superconducting structures and methods for high Q, reduced intermodulation resonators and filters
US5549937A (en) * 1989-10-11 1996-08-27 U.S. Philips Corporation Method of plasma-activated reactive deposition of electrically conducting multicomponent material from a gas phase
US5304279A (en) * 1990-08-10 1994-04-19 International Business Machines Corporation Radio frequency induction/multipole plasma processing tool
US5356673A (en) * 1991-03-18 1994-10-18 Jet Process Corporation Evaporation system and method for gas jet deposition of thin film materials
US6077384A (en) * 1994-08-11 2000-06-20 Applied Materials, Inc. Plasma reactor having an inductive antenna coupling power through a parallel plate electrode
US5279669A (en) * 1991-12-13 1994-01-18 International Business Machines Corporation Plasma reactor for processing substrates comprising means for inducing electron cyclotron resonance (ECR) and ion cyclotron resonance (ICR) conditions
US5292370A (en) * 1992-08-14 1994-03-08 Martin Marietta Energy Systems, Inc. Coupled microwave ECR and radio-frequency plasma source for plasma processing
US5443647A (en) * 1993-04-28 1995-08-22 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Method and apparatus for depositing a refractory thin film by chemical vapor deposition
JP3175876B2 (ja) 1993-07-28 2001-06-11 日本電信電話株式会社 インピーダンス変成器
US5614055A (en) * 1993-08-27 1997-03-25 Applied Materials, Inc. High density plasma CVD and etching reactor
EP0742906B1 (de) * 1994-01-31 1998-09-23 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Verwendung einer miniaturisierten spulenanordnung hergestellt in planartechnologie zur detektion von ferromagnetischen stoffen
US6200389B1 (en) * 1994-07-18 2001-03-13 Silicon Valley Group Thermal Systems Llc Single body injector and deposition chamber
US5811022A (en) * 1994-11-15 1998-09-22 Mattson Technology, Inc. Inductive plasma reactor
FI97730C (fi) * 1994-11-28 1997-02-10 Mikrokemia Oy Laitteisto ohutkalvojen valmistamiseksi
FI100409B (fi) * 1994-11-28 1997-11-28 Asm Int Menetelmä ja laitteisto ohutkalvojen valmistamiseksi
FI97731C (fi) * 1994-11-28 1997-02-10 Mikrokemia Oy Menetelmä ja laite ohutkalvojen valmistamiseksi
JP3538970B2 (ja) * 1995-05-24 2004-06-14 ヤマハ株式会社 配線形成法
JP3125691B2 (ja) * 1995-11-16 2001-01-22 株式会社村田製作所 結合線路素子
US5767628A (en) * 1995-12-20 1998-06-16 International Business Machines Corporation Helicon plasma processing tool utilizing a ferromagnetic induction coil with an internal cooling channel
US6036878A (en) * 1996-02-02 2000-03-14 Applied Materials, Inc. Low density high frequency process for a parallel-plate electrode plasma reactor having an inductive antenna
US6054013A (en) * 1996-02-02 2000-04-25 Applied Materials, Inc. Parallel plate electrode plasma reactor having an inductive antenna and adjustable radial distribution of plasma ion density
US5669975A (en) * 1996-03-27 1997-09-23 Sony Corporation Plasma producing method and apparatus including an inductively-coupled plasma source
EP0805475B1 (en) * 1996-05-02 2003-02-19 Tokyo Electron Limited Plasma processing apparatus
US6342277B1 (en) * 1996-08-16 2002-01-29 Licensee For Microelectronics: Asm America, Inc. Sequential chemical vapor deposition
US5993916A (en) * 1996-07-12 1999-11-30 Applied Materials, Inc. Method for substrate processing with improved throughput and yield
US5916365A (en) * 1996-08-16 1999-06-29 Sherman; Arthur Sequential chemical vapor deposition
US5942855A (en) * 1996-08-28 1999-08-24 Northeastern University Monolithic miniaturized inductively coupled plasma source
FI100758B (fi) * 1996-09-11 1998-02-13 Planar Internat Oy Ltd Menetelmä ZnS:Mn-loisteainekerroksen kasvattamiseksi ohutkalvoelektrol uminenssikomponentteja varten
US5963840A (en) * 1996-11-13 1999-10-05 Applied Materials, Inc. Methods for depositing premetal dielectric layer at sub-atmospheric and high temperature conditions
US6184158B1 (en) * 1996-12-23 2001-02-06 Lam Research Corporation Inductively coupled plasma CVD
US6174377B1 (en) * 1997-03-03 2001-01-16 Genus, Inc. Processing chamber for atomic layer deposition processes
US6029075A (en) * 1997-04-17 2000-02-22 Manoj K. Bhattacharygia High Tc superconducting ferroelectric variable time delay devices of the coplanar type
US6161500A (en) * 1997-09-30 2000-12-19 Tokyo Electron Limited Apparatus and method for preventing the premature mixture of reactant gases in CVD and PECVD reactions
KR100274603B1 (ko) * 1997-10-01 2001-01-15 윤종용 반도체장치의제조방법및그의제조장치
US6104074A (en) * 1997-12-11 2000-08-15 Apa Optics, Inc. Schottky barrier detectors for visible-blind ultraviolet detection
US20020011215A1 (en) * 1997-12-12 2002-01-31 Goushu Tei Plasma treatment apparatus and method of manufacturing optical parts using the same
US6112696A (en) * 1998-02-17 2000-09-05 Dry Plasma Systems, Inc. Downstream plasma using oxygen gas mixture
US6188134B1 (en) * 1998-08-20 2001-02-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Electronic devices with rubidium barrier film and process for making same
US6074953A (en) * 1998-08-28 2000-06-13 Micron Technology, Inc. Dual-source plasma etchers, dual-source plasma etching methods, and methods of forming planar coil dual-source plasma etchers
US6117788A (en) * 1998-09-01 2000-09-12 Micron Technology, Inc. Semiconductor etching methods
JP4109809B2 (ja) * 1998-11-10 2008-07-02 キヤノン株式会社 酸化チタンを含む細線の製造方法
US6113759A (en) * 1998-12-18 2000-09-05 International Business Machines Corporation Anode design for semiconductor deposition having novel electrical contact assembly
US6230651B1 (en) * 1998-12-30 2001-05-15 Lam Research Corporation Gas injection system for plasma processing
US6740247B1 (en) * 1999-02-05 2004-05-25 Massachusetts Institute Of Technology HF vapor phase wafer cleaning and oxide etching
US6200893B1 (en) * 1999-03-11 2001-03-13 Genus, Inc Radical-assisted sequential CVD
US6305314B1 (en) * 1999-03-11 2001-10-23 Genvs, Inc. Apparatus and concept for minimizing parasitic chemical vapor deposition during atomic layer deposition
JP3595853B2 (ja) * 1999-03-18 2004-12-02 日本エー・エス・エム株式会社 プラズマｃｖｄ成膜装置
US6266712B1 (en) * 1999-03-27 2001-07-24 Joseph Reid Henrichs Optical data storage fixed hard disk drive using stationary magneto-optical microhead array chips in place of flying-heads and rotary voice-coil actuators
KR100273473B1 (ko) * 1999-04-06 2000-11-15 이경수 박막 형성 방법
US6268288B1 (en) * 1999-04-27 2001-07-31 Tokyo Electron Limited Plasma treated thermal CVD of TaN films from tantalum halide precursors
JP3668079B2 (ja) * 1999-05-31 2005-07-06 忠弘 大見 プラズマプロセス装置
US6539891B1 (en) * 1999-06-19 2003-04-01 Genitech, Inc. Chemical deposition reactor and method of forming a thin film using the same
KR100319494B1 (ko) * 1999-07-15 2002-01-09 김용일 원자층 에피택시 공정을 위한 반도체 박막 증착장치
US6432260B1 (en) * 1999-08-06 2002-08-13 Advanced Energy Industries, Inc. Inductively coupled ring-plasma source apparatus for processing gases and materials and method thereof
US6511539B1 (en) * 1999-09-08 2003-01-28 Asm America, Inc. Apparatus and method for growth of a thin film
US6203613B1 (en) * 1999-10-19 2001-03-20 International Business Machines Corporation Atomic layer deposition with nitrate containing precursors
US6364949B1 (en) * 1999-10-19 2002-04-02 Applied Materials, Inc. 300 mm CVD chamber design for metal-organic thin film deposition
US6391146B1 (en) * 2000-04-11 2002-05-21 Applied Materials, Inc. Erosion resistant gas energizer
US20020104481A1 (en) * 2000-12-06 2002-08-08 Chiang Tony P. System and method for modulated ion-induced atomic layer deposition (MII-ALD)
US6428859B1 (en) * 2000-12-06 2002-08-06 Angstron Systems, Inc. Sequential method for depositing a film by modulated ion-induced atomic layer deposition (MII-ALD)
US6416822B1 (en) * 2000-12-06 2002-07-09 Angstrom Systems, Inc. Continuous method for depositing a film by modulated ion-induced atomic layer deposition (MII-ALD)
US6949450B2 (en) * 2000-12-06 2005-09-27 Novellus Systems, Inc. Method for integrated in-situ cleaning and subsequent atomic layer deposition within a single processing chamber
US6878402B2 (en) * 2000-12-06 2005-04-12 Novellus Systems, Inc. Method and apparatus for improved temperature control in atomic layer deposition
US6605314B2 (en) * 2000-12-14 2003-08-12 Kemet Electronics Corporation Method of applying masking material
US6630201B2 (en) * 2001-04-05 2003-10-07 Angstron Systems, Inc. Adsorption process for atomic layer deposition
US6800173B2 (en) * 2000-12-15 2004-10-05 Novellus Systems, Inc. Variable gas conductance control for a process chamber
US20020076507A1 (en) * 2000-12-15 2002-06-20 Chiang Tony P. Process sequence for atomic layer deposition
US20020073924A1 (en) * 2000-12-15 2002-06-20 Chiang Tony P. Gas introduction system for a reactor
US7348042B2 (en) * 2001-03-19 2008-03-25 Novellus Systems, Inc. Continuous method for depositing a film by modulated ion-induced atomic layer deposition (MII-ALD)
JP2002371361A (ja) * 2001-06-18 2002-12-26 Japan Pionics Co Ltd 気相成長装置及び気相成長方法
KR100400044B1 (ko) * 2001-07-16 2003-09-29 삼성전자주식회사 간격 조절 장치를 가지는 웨이퍼 처리 장치의 샤워 헤드
EP1421606A4 (en) * 2001-08-06 2008-03-05 Genitech Co Ltd PLASMA ACTIVE ATOMIC LAYER (PEALD) DEPOSITION APPARATUS AND METHOD OF FORMING THIN FILM USING SAID APPARATUS
US6820570B2 (en) * 2001-08-15 2004-11-23 Nobel Biocare Services Ag Atomic layer deposition reactor
US6756318B2 (en) * 2001-09-10 2004-06-29 Tegal Corporation Nanolayer thick film processing system and method
US6916398B2 (en) * 2001-10-26 2005-07-12 Applied Materials, Inc. Gas delivery apparatus and method for atomic layer deposition
JP2004274172A (ja) 2003-03-05 2004-09-30 Sony Corp バルン

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04196601A (ja) * 1990-11-26 1992-07-16 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 酸化物超伝導マイクロ波受動素子およびその製造方法
JPH1117409A (ja) * 1997-06-25 1999-01-22 Murata Mfg Co Ltd 高周波伝送線路及び高周波伝送線路を有した電子部品
JP2000077911A (ja) * 1998-09-02 2000-03-14 Murata Mfg Co Ltd 多層伝送線路及びこれを用いた電子部品

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012140732A1 (ja) * 2011-04-12 2012-10-18 松江エルメック株式会社 超高周波差動回路
JP5694515B2 (ja) * 2011-04-12 2015-04-01 松江エルメック株式会社 超高周波差動回路
WO2014046028A1 (ja) * 2012-09-18 2014-03-27 日産自動車株式会社 積層電池の内部抵抗測定回路
JPWO2014046028A1 (ja) * 2012-09-18 2016-08-18 日産自動車株式会社 積層電池の内部抵抗測定回路

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2006106767A1 (ja) 2008-09-11
CN101053113A (zh) 2007-10-10
CN100595973C (zh) 2010-03-24
JP3984639B2 (ja) 2007-10-03
CN100595974C (zh) 2010-03-24
US20070040634A1 (en) 2007-02-22
JPWO2006106764A1 (ja) 2008-09-11
US7518462B2 (en) 2009-04-14
CN101053112A (zh) 2007-10-10
WO2006106767A1 (ja) 2006-10-12
US7369020B2 (en) 2008-05-06
JP3984638B2 (ja) 2007-10-03
US20070040627A1 (en) 2007-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2006106764A1 (ja) 伝送線路
JP3984640B2 (ja) 伝送線路対
JP5582168B2 (ja) 高周波信号線路
JP5566169B2 (ja) アンテナ装置
JP2007013809A (ja) 高周波用のバラン
JP6272571B2 (ja) 給電回路
JPWO2010082668A1 (ja) 導波管・平面線路変換器
JP5251603B2 (ja) 信号伝達用通信体及びカプラ
JP2015015331A (ja) 高周波伝送線路
US6633207B1 (en) Continuous transmission line with branch elements, resonator, filter, duplexer, and communication apparatus formed therefrom
TW202005510A (zh) 立體電磁能隙電路
JP7113869B2 (ja) 伝送線路変換構造及び同軸型エンドランチコネクタ
JP2010258659A (ja) 方向性結合器
JP2002043810A (ja) マイクロストリップ線路
KR20130140084A (ko) 안테나 장치 및 통신 장치
JP3959545B2 (ja) 伝送線路、および半導体装置
WO2022070385A1 (ja) 導波管マイクロストリップ線路変換器
TWI718669B (zh) 天線裝置
WO2022004545A1 (ja) 導波路
JPWO2009048095A1 (ja) 伝送線路を有する回路装置及びプリント回路基板
US20240130036A1 (en) Signal Transmission Structure, Electronic Device, and PCB
JP2023168665A (ja) 高周波回路、および、レーダ装置
JP3895197B2 (ja) マイクロ波／ミリ波伝送回路

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006524147

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11589141

Country of ref document: US

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200680001151.2

Country of ref document: CN

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: RU

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06730475

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1