WO2006087275A2 - Netzteil zur erzeugung einer niedrigen gleichspannung - Google Patents

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WO2006087275A2
WO2006087275A2 PCT/EP2006/050732 EP2006050732W WO2006087275A2 WO 2006087275 A2 WO2006087275 A2 WO 2006087275A2 EP 2006050732 W EP2006050732 W EP 2006050732W WO 2006087275 A2 WO2006087275 A2 WO 2006087275A2
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power supply
rectifier
dcm
main terminal
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Markus Huber
Stefan Gies
Christian Hoffmann
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output

Definitions

  • the invention relates to a power supply for generating a low DC voltage from a high AC voltage whose amplitude is greater by at least an order of magnitude than that of the low DC voltage.
  • Such a power supply is for example part of a residual current protective device or a residual current ⁇ circuit breaker.
  • the field of application covers the instal ⁇ onstechnik in building construction and in industrial plant.
  • the power supply supplies the electronic units of the mentioned devices with a supply voltage in the range of a few volts. These low DC voltages are obtained from the AC mains by means of rectification and subsequent reduction of the voltage level.
  • the Pegelreduzie ⁇ takes place tion by means of the smoothing capacitor of the rectifier connected in parallel with series connection of an ohmic series resistor and an output capacitance.
  • the charging voltage of the output capacitance is determined by the zener voltage of a parallel-connected zener diode.
  • the largest voltage component drops, resulting in a relatively high power loss ⁇ conditional. It is usually removed by means of a separate heat sink.
  • the supply current available at the output is limited to a value of approximately 0.5 mA.
  • the ohmic resistor is replaced by a main transistor. If the charging voltage at the output capacitance deviates from the desired value of the output voltage, an auxiliary transistor controls the main transistor in such a way that the latter passes through this main transistor supplied charging current of the output capacitance is adjusted accordingly.
  • the main transistor is operated as a continuously variable actuator for the charging current.
  • the continuously flowing charging current causes loss of power in the main transistor, which, depending on the design of the power supply, must also be dissipated by means of a heat sink. From thermi ⁇ reasons and due to the limited space available at the output of the supply current is limited at this power supply to about 1 mA.
  • the object of the invention is to provide a power supply for generating a low DC voltage from a high AC voltage, which provides a higher output current and has a small footprint.
  • the power supply according to the invention comprises min ⁇ least a) a rectifier having a rectifier input for the high AC voltage and a rectifier output, b) a switching element having a first and a second main terminal and a control terminal, wherein c) a memory element which is connected between the second main terminal and ground and to which an energy available at the rectifier output can be supplied via the switching element, d) a closed-loop control unit connected to the second main terminal and the control terminal - and switching off the
  • the power supply according to the invention is characterized in that the switching element is not operated continuously, but only when the state of charge in the memory element drops below a lower threshold. Upon reaching an upper threshold, the switching element is opened again and thus the power supply from the rectifier to the storage element is interrupted. This only power loss falls during the relatively short time periods during which is ⁇ sen, the switching element CLOSED and the memory element is loaded in the switching element on. This can be removed without a separate heat sink from the power supply.
  • An intermediate voltage which can be tapped on the storage element in particular has a roughly sawtooth profile.
  • the Nachbearbei ⁇ processing unit which is designed for example as a downstream voltage regulator, the low DC voltage he testifies ⁇ .
  • no significant reduction of the voltage ⁇ level is required more, so that no appreciable power loss occurs in this context.
  • the power supply due to the heat sink is not required on a very small volume.
  • the demand-controlled connection and disconnection of the Speicherele ⁇ ment means of the switching element also helps that at the output a comparatively high supply current of up to 5 mA is available.
  • the demand-oriented control of the switching element enables operation of the power supply at very different AC line voltages. In particular, their amplitude values can range between 50 volts (single-phase feed) and 400 volts (three-phase feed). Even higher voltage amplitudes of the AC voltage are quite possible. The power supply can thus be used very flexibly.
  • the switching element comprises a high-voltage-resistant transistor, in particular a MOSFET or an IGBT having a maximum reverse voltage of preferably at least 1000 V.
  • a transistor is available as a standard device.
  • the switching element may contain, in addition to the transistor, other components for wiring and operating point adjustment.
  • the storage element may comprise a capacitor, to which, depending on the state of charge, an intermediate voltage which can be tapped off at the second main connection is present.
  • a capacity is well suited for energy storage, can be easily adapted to the respective application and also has a low construction volume.
  • another storage element such as an inductance would also be possible.
  • control unit comprises a two-point controller, which is also ver ⁇ available as a standard component and thus easy to implement. It is in particular by means of a comparator constructed and acts preference ⁇ , as a hysteretic threshold.
  • the control unit further comprises adjusting means, via which the two-point controller is connected to the second main terminal.
  • the adjusting means being ⁇ are likely to input variables of the two-point regulator, such as a Be ⁇ operating voltage, a reference voltage and a comparison voltage to derive from an intermediate voltage, the intermediate voltage at the storage element in accordance with its charge level can be tapped is.
  • all the signals required for the two-point controller and also the power supply are thus conducted from the output variable of the memory element . This results in a very efficient circuit ⁇ construction .
  • a voltage is applied to the supply voltage.
  • cherelement connected RC element is provided, in particular an additional stabilizing Zener diode is pa ⁇ rallel connected to an RC element capacitance.
  • a resistive divider which is connected in parallel with the storage element, is provided.
  • the comparison voltage has virtually the same time course, ie the same waveform as the intermediate voltage. It is apart from the amplitude substantially identical image of the intermediate voltage and is therefore ideally suited as a controlled variable of the two-point controller.
  • a two-part overvoltage protection is provided, from which a first overvoltage protection subunit is connected upstream of the rectifier and a second overvoltage protection subunit is connected downstream of the rectifier.
  • the two-piece design allows ei ⁇ nen very good protection of the power supply and powered by the power supply unit (s) from damage due to shock / lightning voltages.
  • the first overvoltage protection component unit protects the rectifier and the second surge protection sub-unit, the remaining components of the power supply, special to ⁇ the switching element, and the power adapter ⁇ connected is (s) unit (s).
  • 1 shows an embodiment of a differential current protection ⁇ device as a block diagram
  • 2 shows an exemplary embodiment of a power supply used in the differential current protection device according to FIG 1 as a block diagram
  • FIG. 3 shows a circuit implementation example of the power supply according to FIG. 2
  • FIG. 4 shows signal waveforms of a power loss, an intermediate voltage and a charging current of the power supply according to FIG. 3 and FIG.
  • FIG. 5 shows signal waveforms of an operating voltage, a reference voltage and a comparison voltage of the power supply according to FIG.
  • a differential current protection device 1 in block diagram representation. It contains a summation current transformer 2, a Ausreteelektro ⁇ nik 3, a switching trigger 4 and a power supply 5 and is used to monitor a three-phase voltage network with three outer conductors Ll, L2 and L3 and a neutral N. These four conductors are the primary conductor through the summation current transformer 2 led. In a secondary winding of the summation current transformer 2, a voltage is induced when the in-phase addition of the currents flowing in the four primary conductors results in a value other than zero.
  • the secondary winding of the summation current transformer 2 is closed to the transmitter 3 on ⁇ as well as the switching trigger 4, which is addressed depending on the evaluation of the transmitter to open a switching contact 6 in the outer conductors Ll, L2, L3 and the neutral conductor N.
  • the power supply 5 converts a high AC mains voltage U AC in a rectified low voltage, namely in a low DC voltage U DCL to.
  • the power supply 5 supplies the evaluation ⁇ electronics 3 with electrical energy. This power supply takes place at the level of the low DC voltage U DCL and with a supply current I v .
  • the power supply 5 includes a two-part overvoltage protection, of which a first overvoltage protection subunit 10 is connected upstream of the rectifier 7, that is to say connected to the rectifier input 8, and of which a second overvoltage protection subunit 11 is connected downstream of the rectifier 7, that is connected to the rectifier output 9.
  • the switching element 12 has a first and a second main terminal 14 and 15 respectively and a control terminal 16.
  • the first main port 14 is connected to the rectifier output.
  • the second main connection 15 is connected in addition to the storage element 13 to a control unit 17 and to a post-processing unit 18.
  • An output of the control unit 17 is electrically connected to the control terminal of the sixteenth
  • the control unit 17 contains at the entrance fitting means 20 and this downstream a two ⁇ point controller 21, which is designed as a hysteresis threshold switch.
  • the power supply unit From the high alternating voltage U AC present at an input 22, the power supply unit generates the low DC voltage which can be tapped off at an output 23.
  • U 00Lf which is intended to supply power to the transmitter 3.
  • the amplitude values of the high AC voltage U AC may range between 50 volts and 400 volts.
  • the low DC voltage U DCL can take values of -6, +6 and +8 volts at a current of up to 5 mA of the supply current I v .
  • the high alternating voltage U AC is converted in the rectifier 7 into a high DC voltage U DCH , which can assume voltage values of up to more than 500 volts.
  • the first overvoltage protection unit 10 serves to protect the rectifier 7 from high lightning or surge voltages.
  • the second overvoltage protection component unit 11 prevents BeCdi ⁇ the downstream of the rectifier units supply within half of the power supply 5 and also the transmitter 3 by high lightning or surge voltages.
  • the value of the intermediate voltage U DCM is significantly lower than that of the high DC voltage U DCH • In the exemplary embodiment be ⁇ he moved in a saw-tooth curve between 15 volts and 22 volts.
  • the formed as a downstream voltage regulator post-processing unit 18 generates from the sawtooth voltage U Zvi ⁇ rule DCM the low DC voltage U DCL with the above voltage values.
  • the control unit 17 controls the opening and closing of the Wennele ⁇ element 12 on demand.
  • the switching element 12 remains closed for a long time when there is a high energy demand in the power supply 5 itself and especially at the output 23. Reduces this energy requirement, the control unit 17 opens the switching element 12 again for a longer period. Due to the demand-controlled current flow within the switching element 12, the total resulting reduced
  • the power loss can be dispensed with a separate heat sink for the thermal evacuation, so that the overall volume of the power supply 5 falls from small ⁇ .
  • the on-demand supply and switching off ⁇ allows processing of the memory element 13 a comparatively high Ver ⁇ sorgungsstrom I v 23 at the output of the power unit 5 has a ho ⁇ hen efficiency. It can also be built with standard components. In particular, no special one
  • the rectifier 7 upstream surge protection unit 10th contains serially connected in the outer conductor Ll, L2, L3 and the neutral ⁇ conductor N voltage-limiting resistors 24 and between the conductors Ll, L2, L3 and N connected Va ⁇ transistors 25.
  • the rectifier is by means of Gleichrichterdio- 26, which in a bridge arrangement are connected together, and constructed by means of a downstream smoothing capacitor 27.
  • the overvoltage protection subunit 11 connected in parallel to the rectifier output 9 contains a series connection of a high-resistance resistor 28 and two suppressor diodes 29.
  • the switching element 12 comprises a fixed voltage embodied as IGBT main transistor 30, an auxiliary transistor 31 configured as a MOSFET and other resistive and capacitive snubber tive, inter alia, to the working point adjustment ⁇ serve the two transistors 30 and 31st
  • the resistor 28 fulfills a dual function. It is both a component of the second overvoltage protection subunit 11 and of the switching element 12.
  • a collector terminal of the main transistor 30 is connected to the rectifier output 9 by means of an optional resistor 32 and the resistor 28.
  • the series circuit of the second surge arresting part unit 11 includes a resistor 28 to the Ab ⁇ handle, which is guided on the koi lector terminal of the main transistor 30 via the optional resistor 32nd
  • the rectifier output 9 is guided by means of a resistor 33 and a resistor 34 to a gate terminal of the main ⁇ transistor 30.
  • the gate terminal of the main transistor 30 by means of a capacitance 35 to ground ge ⁇ sets.
  • the emitter terminal of the main transistor 30 also forms the second main terminal 15 of the switching element 12 and the switching node 19th
  • a tap is provided which is guided by means of a further resistor 37 to ei ⁇ NEN drain terminal of the auxiliary transistor 31.
  • a source terminal of the auxiliary transistor 31 is connected to ground and is also connected by means of a capacitor 38 to a gate terminal of the auxiliary transistor 31.
  • the gate terminal of a resistor 39 provided with a ⁇ Ver leads connecting line to an output of the two-point regulator 21st
  • the memory element 11 is in the exemplary implementation as from ⁇ junction capacitance 40 is formed which is between the circuit ⁇ node 19 and ground.
  • the matching means 20 comprise a divider connected between the node 19 and ground, consisting of an upper divider resistor 41 and a parallel sheathing connected in series therefrom, comprising a lower divider resistor 42 and a capacitor 43.
  • the comparator voltage Uy which is connected to a parallel circuit, drops Comparison input of the two-point controller 21 is guided.
  • the adjusting means 20 further comprise an RC element with egg ⁇ nem RC circuit resistor 44 and a Zener diode 45 by means of a stabilized RC circuit capacitance 46.
  • the resistor 44 is RC-limbs ⁇ th with its one end to the Wegungskno 19 and connected at its other end to another circuit node 47.
  • Zener diode 45 and RC gate capacitance 46 are connected between circuit node 47 and ground. At the circuit node 47 is the operating voltage U B.
  • the two-position controller 21 comprises a comparator 51, which is connected at its minus input with a resistor 52 and at its plus input with a resistor 53.
  • the output of the comparator 51 is fed back to the plus input by means of a parallel connection of a resistor 54 and a capacitor 55.
  • the resistors 52 to 54 and the capacitance 55 are dimensioned so that the two-position controller 21 has a hysteresis behavior.
  • the operation of the circuitry realization ⁇ example is described according to FIG 3 also with reference to FIGS. 4 and 5
  • the output capacitance 40 is uncharged.
  • the main transistor 30 and the auxiliary transistor 31 are non-conductive, that is turned off.
  • the high DC voltage U DCH builds up at the rectifier output 9.
  • a current flow is established, which charges a gate-emitter capacitance of the main transistor 30 until a threshold ⁇ voltage is reached and the main transistor 30 is conductive.
  • a charging current I L flows through the main transistor 30 and charges the output capacitance 40.
  • the value of the charge ⁇ current I L is set by means of the resistor 28 and optionally by means of the optional resistor 32. Due to the charging current I L , the intermediate voltage U DCM rising at the output capacitance 40 increases.
  • a part of the rising intermediate voltage U DCM also drops at the lower divider resistor 42 of the first voltage divider and stands as a comparison voltage U v at the comparison input of the two-point controller 21.
  • the RC element subjects the intermediate voltage U DCM a low-pass filtering so that at circuit node 47 is a stabilized also due to the Zener diode 45 operating voltage U B ⁇ stands. From this stabilized operating voltage U B , the voltage at the lower Circuiterwi ⁇ resistor 49 pending reference voltage U R is derived by means of the second voltage divider.
  • the level increase at the output of the two-level regulator 21 leads to a switching on of the auxiliary transistor 31, whereby the potential at the circuit node between the resistors 33, 34 and 37 decreases. As a result, the potential at the gate terminal of the main transistor 30 also decreases, so that the main transistor 30 transits to its non-conductive, ie turned-off state. Then, no charge current I L flows more through the main transistor 30 and the charging of the output capacitance 40 is stopped. During the turn-off operation, the channel resistance of the main transistor 30 increases until the charging current I L finally returns to zero.
  • the turn-off time of the main transistor 30 can be adjusted.
  • an internal feedback capacity of the main transistor 30 also influences the turn-off time.
  • the turn-on time of the main transistor 30 is determined by the resistors 33 and 34 and by the capacitance 35 and an input capacitance of the main transistor 30.
  • the time profiles of the operating voltage U B , the comparison voltage U V and the reference voltage U R are entered into the diagram of FIG. 5 immediately after the power supply 5 has been switched on.
  • the matching means 20 are designed such that the reference voltage U R reaches its final value, which in the exemplary embodiment is about 8 volts, earlier than the comparison voltage U v is the upper threshold, which in the exemplary embodiment is about 10.5 volts. This ensures ⁇ ensures that the very first charging takes place and the circuit starts.
  • the relevant time constants for the comparison voltage U v and the reference voltage U R can be adjusted by means of the capacitances 43 and 50, respectively.
  • the operating voltage U B and the reference voltage U R are due to the stabilizing effect of the RC element and the Zener diode 45 after reaching their respective final value does not lower again.
  • the comparison voltage U V has the same sawtooth-shaped time characteristic as the intermediate voltage U DCM reproduced in the second diagram of FIG. 4.

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Abstract

Netzteil zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung Das Netzteil dient zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung (UDCL) aus einer hohen Wechselspannung (UAC). Es hat einen Gleichrichter (7) und daran angeschlossen eine Reihen- schalung aus einem Schaltelement (12) und einem Speicherelement (13). Dem Speicherelement (13) ist über das Schaltelement (12) Energie zuführbar. Eine Regeleinheit (17) steuert ein Zu- und Abschalten des Speicherelements (13) je nach des- sen Ladezustand. Eine parallel zum Speicherelement (13) ge- schaltete Nachbearbeitungseinheit (18) erzeugt die niedrige Gleichspannung (UDCL) aus der dem Speicherelement (13) entnehmbaren Energie. Das Netzteil weist eine niedrige Verlustleistung auf. Sie fällt vor allem im Schaltelement an, das erfindungsgemäß nur bedarfsorientiert stromführend ist.

Description

Beschreibung
Netzteil zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung
Die Erfindung betrifft ein Netzteil zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung aus einer hohen Wechselspannung, deren Amplitude um mindestens eine Größenordnung größer ist als die der niedrigen Gleichspannung.
Ein derartiges Netzteil ist beispielsweise Bestandteil eines Differenzstromschutzschaltgeräts oder eines Fehlerstrom¬ schutzschalters. Das Anwendungsfeld umfasst die Installati¬ onstechnik im Gebäudebau und im industriellen Anlagenbau. Das Netzteil versorgt die elektronischen Einheiten der genannten Geräte mit einer Versorgungsspannung im Bereich von einigen wenigen Volt. Diese niedrigen Gleichspannungen werden aus dem Wechselspannungsnetz mittels Gleichrichtung und anschließender Reduzierung des Spannungspegels gewonnen.
Bei einem ersten bekannten Netzteil erfolgt die Pegelreduzie¬ rung mittels einer der Glättungskapazität des Gleichrichters parallel geschalteten Reihenschaltung eines ohmschen Vorwiderstands und einer Ausgangskapazität. Die Ladespannung der Ausgangskapazität wird durch die Zenerspannung einer parallel geschalteten Zenerdiode bestimmt. Am Vorwiderstand fällt der größte Spannungsanteil ab, wodurch eine relativ hohe Verlust¬ leistung bedingt ist. Sie wird üblicherweise mittels eines gesonderten Kühlkörpers abgeführt. Um die Verlustleistung und auch das Bauvolumen des Netzteils zu beschränken, ist der am Ausgang verfügbare Versorgungsstrom auf einen Wert von etwa 0,5 mA beschränkt.
Bei einem weiteren bekannten Netzteil ist der ohmsche Vorwiderstand durch einen Haupttransistor ersetzt. Weicht die La- despannung an der Ausgangskapazität von dem gewünschten Wert der Ausgangsspannung ab, steuert ein Hilfstransistor den Haupttransistor so an, dass der über diesen Haupttransistor zugeführte Ladestrom der Ausgangskapazität entsprechend ange- passt wird. Der Haupttransistor wird als stufenlos veränderbares Stellglied für den Ladestrom betrieben. Der kontinuierlich fließende Ladestrom ruft im Haupttransistor eine Ver- lustleistung hervor, die je nach Auslegung des Netzteils auch mittels eines Kühlkörpers abgeführt werden muss. Aus thermi¬ schen Gründen und aufgrund des begrenzten Platzes ist der am Ausgang verfügbare Versorgungsstrom bei diesem Netzteil auf etwa 1 mA beschränkt.
Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, ein Netzteil zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung aus einer hohen Wechselspannung anzugeben, das einen höheren Ausgangsstrom liefert und einen kleinen Platzbedarf hat.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale des unabhängigen Patentanspruchs 1. Das erfindungsgemäße Netzteil umfasst min¬ destens a) einen Gleichrichter mit einem Gleichrichtereingang für die hohe Wechselspannung und einem Gleichrichterausgang, b) ein Schaltelement mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss und einem Steueranschluss, wobei der Gleichrichterausgang an den ersten Hauptanschluss geführt ist, c) ein Speicherelement, das zwischen den zweiten Hauptanschluss und Masse geschaltet ist und dem über das Schaltelement eine am Gleichrichterausgang verfügbare Energie zuführbar ist, d) eine an den zweiten Hauptanschluss und den Steueranschluss angeschlossene Regeleinheit zum Zu- und Abschalten des
Speicherelements je nach dessen Ladezustand und e) eine parallel zum Speicherelement an den zweiten Hauptan¬ schluss geschaltete Nachbearbeitungseinheit zur Erzeugung der niedrigen Gleichspannung aus der dem Speicherelement entnehmbaren Energie. Das erfindungsgemäße Netzteil zeichnet sich dadurch aus, dass das Schaltelement nicht kontinuierlich betrieben wird, sondern nur dann, wenn der Ladezustand im Speicherelement unter einen unteren Schwellwert sinkt. Bei Erreichen eines oberen Schwellwerts wird das Schaltelement wieder geöffnet und damit die Energiezufuhr vom Gleichrichter zum Speicherelement unterbrochen. Dadurch fällt nur während der verhältnismäßig kurzen Zeitspannen, während derer das Schaltelement geschlos¬ sen ist und das Speicherelement geladen wird, Verlustleistung im Schaltelement an. Diese lässt sich ohne einen gesonderten Kühlkörper aus dem Netzteil abführen. Eine am Speicherelement insbesondere abgreifbare Zwischenspannung hat einen in etwa sägezahnförmigen Verlauf. Aus ihr wird in der Nachbearbei¬ tungseinheit, die beispielsweise als nachgeschalteter Span- nungsregler ausgebildet ist, die niedrige Gleichspannung er¬ zeugt. Dabei ist keine wesentliche Reduzierung der Spannungs¬ pegel mehr erforderlich, sodass in diesem Zusammenhang keine nennenswerte Verlustleistung anfällt. Insgesamt weist das Netzteil aufgrund des nicht erforderlichen Kühlkörpers ein sehr geringes Bauvolumen auf.
Die bedarfsgesteuerte Zu- und Abschaltung des Speicherele¬ ments mittels des Schaltelements trägt auch dazu bei, dass am Ausgang ein vergleichsweise hoher Versorgungsstrom von bis zu 5 mA zur Verfügung steht. Außerdem ermöglicht die bedarfsorientierte Ansteuerung des Schaltelements einen Betrieb des Netzteils an sehr unterschiedlichen Wechsel-Netzspannungen. Deren Amplitudenwerte können sich insbesondere zwischen 50 Volt (einphasige Einspeisung) und 400 Volt (dreiphasige Ein- Speisung) bewegen. Auch noch höhere Spannungsamplituden der Wechselspannung sind durchaus möglich. Das Netzteil lässt sich somit sehr flexibel einsetzen.
Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Netzteils ergeben sich aus den Merkmalen der von Anspruch 1 abhängigen Ansprüche . Günstig ist eine Variante, bei der das Schaltelement einen hochspannungsfesten Transistor, insbesondere einen MOSFET o- der einen IGBT mit einer maximalen Sperrspannung von vorzugsweise mindestens 1000 V, umfasst. Ein derartiger Transistor ist als Standard-Bauelement verfügbar. Das Schaltelement kann neben dem Transistor auch weitere Bauelemente zur Beschaltung und Arbeitspunkteinstellung enthalten.
Weiterhin kann das Speicherelement eine Kapazität umfassen, an der je nach Ladezustand eine am zweiten Hauptanschluss abgreifbare Zwischenspannung ansteht. Eine Kapazität eignet sich gut zur Energiespeicherung, lässt sich gut an die jeweilige Anwendung anpassen und hat außerdem ein geringes Bauvolumen. Grundsätzlich wäre aber auch ein anderes Speicherele- ment wie eine Induktivität möglich.
Gemäß einer anderen Variante umfasst die Regeleinheit einen Zweipunktregler, der ebenfalls als Standard-Bauelement ver¬ fügbar und damit einfach zu realisieren ist. Er ist insbeson- dere mittels eines Komparators aufgebaut und wirkt vorzugs¬ weise wie ein hysteresebehafteter Schwellwertschalter.
Vorzugsweise umfasst die Regeleinheit weiterhin Anpassmittel, über die der Zweipunktregler an den zweiten Hauptanschluss angeschlossen ist. Insbesondere sind die Anpassmittel ausge¬ legt, um Eingangsgrößen des Zweipunktreglers, wie eine Be¬ triebsspannung, eine Referenzspannung und eine Vergleichsspannung, aus einer Zwischenspannung abzuleiten, wobei die Zwischenspannung am Speicherelement entsprechend dessen Lade- zustand abgreifbar ist. Es werden also insbesondere sämtliche für den Zweipunktregler benötigte Signale und auch die Energieversorgung aus der Ausgangsgröße des Speicherelements ab¬ geleitet. Dadurch resultiert ein sehr effizienter Schaltungs¬ aufbau .
Vorzugsweise ist zur Ableitung der Betriebsspannung und der Referenzspannung aus der Zwischenspannung ein an das Spei- cherelement angeschlossenes RC-Glied vorgesehen ist, wobei insbesondere eine zusätzlich stabilisierende Zenerdiode pa¬ rallel zu einer RC-Glied-Kapazität geschaltet ist. Dadurch wird mit einfachen Mitteln eine Pegelstabilität der beiden genannten Spannungen erreicht .
Zur Ableitung der Vergleichsspannung aus der Zwischenspannung ist vorzugsweise ein parallel zum Speicherelement geschalte¬ ter insbesondere ohmscher Teiler vorgesehen. Die Vergleichs- Spannung hat praktisch den gleichen zeitlichen Verlauf, also die gleiche Signalform, wie die Zwischenspannung. Sie ist ein abgesehen von der Amplitude im Wesentlichen identisches Abbild der Zwischenspannung und eignet sich daher bestens als Regelgröße des Zweipunktreglers.
Bei einer weiteren Ausgestaltung ist ein zweiteiliger Überspannungsschutz vorgesehen, von dem eine erste Überspannungs- schutzteileinheit dem Gleichrichter vorgeschaltet und eine zweite Überspannungsschutzteileinheit dem Gleichrichter nach- geschaltet ist. Die zweiteilige Ausgestaltung ermöglicht ei¬ nen sehr guten Schutz des Netzteils und der mittels des Netzteils versorgten Einheit (en) vor einer Beschädigung durch Stoß-/Blitzspannungen . Die erste Überspannungsschutzteileinheit schützt den Gleichrichter und die zweite Überspannungs- schutzteileinheit die übrigen Komponenten des Netzteils, ins¬ besondere das Schaltelement, sowie die an das Netzteil ange¬ schlossene (n) Einheit (en) .
Weitere Merkmale, Vorteile und Einzelheiten der Erfindung er- geben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Es zeigt:
FIG 1 ein Ausführungsbeispiel eines Differenzstromschutz¬ geräts als Blockschaltbild, FIG 2 ein Ausführungsbeispiel eines beim Differenzstrom¬ schutzgerät gemäß FIG 1 eingesetzten Netzteils als Blockschaltbild,
FIG 3 ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel des Netzteils gemäß FIG 2
FIG 4 Signalverläufe einer Verlustleistung, einer Zwischenspannung und eines Ladestroms des Netzteils gemäß FIG 3 und
FIG 5 Signalverläufe einer Betriebsspannung, einer Referenzspannung und einer Vergleichsspannung des Netzteils gemäß FIG 3.
Einander entsprechende Teile und Signale sind in den FIG 1 bis 5 mit denselben Bezugszeichen versehen.
In FIG 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines Differenzstrom- schutzgeräts 1 in Blockschaltbilddarstellung wiedergegeben. Es enthält einen Summenstromwandler 2, eine Auswerteelektro¬ nik 3, einen Schalt-Auslöser 4 sowie ein Netzteil 5 und dient der Überwachung eines dreiphasigen Spannungsnetzes mit drei Außenleitern Ll, L2 und L3 sowie einem Neutralleiter N. Diese vier Leiter sind als Primärleiter durch den Summenstromwandler 2 geführt. In einer Sekundärwicklung des Summenstromwand- lers 2 wird eine Spannung induziert, wenn die phasenrichtige Addition der in den vier Primärleitern fließenden Ströme einen von Null verschiedenen Wert ergibt. Die Sekundärwicklung des Summenstromwandlers 2 ist an die Auswerteelektronik 3 an¬ geschlossen ebenso wie der Schalt-Auslöser 4, der je nach Auswerteergebnis von der Auswerteelektronik angesprochen wird, um einen Schaltkontakt 6 in den Außenleitern Ll, L2, L3 und dem Neutralleiter N zu öffnen.
Das Netzteil 5 wandelt eine hohe Netz-Wechselspannung UAC in eine gleichgerichtete Kleinspannung, nämlich in eine niedrige Gleichspannung UDCL um. Das Netzteil 5 versorgt die Auswerte¬ elektronik 3 mit elektrischer Energie. Diese Stromversorgung erfolgt auf dem Pegel der niedrigen Gleichspannung UDCL und mit einem Versorgungsstrom Iv.
In FIG 2 ist ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels für das Netzteil 5 dargestellt. Neben einem Gleichrichter 7 mit einem Gleichrichtereingang 8 und einem Gleichrichterausgang 9 enthält das Netzteil 5 einen zweigeteilten Überspan- nungsschutz, von dem eine erste Überspannungsschutzteilein- heit 10 dem Gleichrichter 7 vorgeschaltet ist, also an den Gleichrichtereingang 8 angeschlossen ist, und von dem eine zweite Überspannungsschutzteileinheit 11 dem Gleichrichter 7 nachgeschaltet ist, also am Gleichrichterausgang 9 ange- schlössen ist.
Parallel zum Gleichrichterausgang 9 liegt eine Serienschal¬ tung aus einem Schaltelement 12 und einem Speicherelement 13. Das Schaltelement 12 hat einen ersten und einen zweiten Hauptanschluss 14 bzw. 15 sowie einen Steueranschluss 16. Der erste Hauptanschluss 14 ist an den Gleichrichterausgang 9 angeschlossen. Der zweite Hauptanschluss 15 ist außer an das Speicherelement 13 auch an eine Regeleinheit 17 sowie an eine Nachbearbeitungseinheit 18 angeschlossen. Der elektrische Zu- sammenschluss des zweiten Hauptanschlusses 15 sowie der Ein¬ gänge des Speicherelements 13, der Regeleinheit 17 und der Nachbearbeitungseinheit 18 bilden einen Schaltungsknoten 19. Ein Ausgang der Regeleinheit 17 ist mit dem Steueranschluss 16 elektrisch verbunden. Die Regeleinheit 17 enthält am Ein- gang Anpassmittel 20 sowie diesen nachgeschaltet einen Zwei¬ punktregler 21, der als hysteresebehafteter Schwellwertschalter ausgebildet ist.
Im Folgenden wird die Funktionsweise des Netzteils 5 unter Bezugnahme auf FIG 2 näher beschrieben. Das Netzteil erzeugt aus der an einem Eingang 22 anstehenden hohen Wechselspannung UAC die an einem Ausgang 23 abgreifbare niedrige Gleichspan- nung U00Lf die zur Energieversorgung der Auswerteelektronik 3 bestimmt ist. Die Amplitudenwerte der hohen Wechselspannung UAC können sich ein einem Bereich zwischen 50 Volt und 400 Volt bewegen. Die niedrige Gleichspannung UDCL kann Werte von -6, +6 und +8 Volt bei einer Stromstärke von bis zu 5 mA des Versorgungsstroms Iv annehmen.
Die hohe Wechselspannung UAC wird im Gleichrichter 7 in eine hohe Gleichspannung UDCH gewandelt, die Spannungswerte von bis zu über 500 Volt annehmen kann. Die erste Überspannungs- schutzteileinheit 10 dient dem Schutz des Gleichrichters 7 vor hohen Blitz- oder Stoßspannungen. Die zweite Überspan- nungsschutzteileinheit 11 verhindert dagegen eine Beschädi¬ gung der dem Gleichrichter nachgeschalteten Einheiten inner- halb des Netzteils 5 und auch der Auswerteelektronik 3 durch hohe Blitz- oder Stoßspannungen.
Bei geschlossenem Schaltelement 12 wird das Speicherelement 13 aufgeladen. Der aktuelle Ladezustand wird durch eine am Speicherelement 13 zwischen dem Anschlussknoten 19 und Masse anstehende Zwischenspannung UDCM wiedergegeben. Diese Zwi¬ schenspannung UDCM dient der Regeleinheit 17 als Eingangsgrö¬ ße. Je nach aktuellem Ladezustand des Speicherelements 13 öffnet oder schließt der Zweipunktregler 21 das Schaltelement 12. Aufgrund der Hysterese erfolgt das Öffnen bei Überschrei¬ ten eines oberen Schwellwerts und das Schließen bei Unter¬ schreiten eines unteren Schwellwerts. Die Anpassmittel 20 er¬ zeugen aus der Zwischenspannung UDCM insgesamt drei Eingangs¬ größen des Zweipunktreglers 21, nämlich eine Betriebsspannung UB, eine Referenzspannung UR sowie eine Vergleichsspannung Uv.
Der Wert der Zwischenspannung UDCM ist deutlich niedriger als der der hohen Gleichspannung UDCH • Im Ausführungsbeispiel be¬ wegt er sich in einem sägezahnförmigen Verlauf zwischen 15 Volt und 22 Volt. Die als nachgeschalteter Spannungsregler ausgebildete Nachbearbeitungseinheit 18 erzeugt aus der sägezahnförmigen Zwi¬ schenspannung UDCM die niedrige Gleichspannung UDCL mit den vorstehend angegebenen Spannungswerten.
Der größte Anteil der hohen Gleichspannung UDCH fällt am Schaltelement 12 ab, sodass dort im geschlossenen, also stromführenden Zustand aufgrund des Stromkanalwiderstands ei¬ ne elektrische Verlustleistung anfällt. Diese Verlustleistung ist vorteilhafterweise jedoch auf die Zeitspannen begrenzt, während derer das Schaltelement 12 geschlossen ist. Im offe¬ nen Zustand fällt dagegen keine Verlustleistung an. Die Regeleinheit 17 steuert das Öffnen und Schließen des Schaltele¬ ments 12 bedarfsorientiert. So bleibt das Schaltelement 12 für eine längere Zeit geschlossen, wenn im Netzteil 5 selbst und vor allem am Ausgang 23 ein hoher Energiebedarf besteht. Reduziert sich dieser Energiebedarf, öffnet die Regeleinheit 17 das Schaltelement 12 wieder für einen längeren Zeitraum. Aufgrund der bedarfsgesteuerten Stromführung innerhalb des Schaltelements 12 reduziert sich die insgesamt anfallende
Verlustleistung. Dadurch kann auf einen gesonderten Kühlkörper zum thermischen Abtransport der Verlustleistung verzichtet werden, sodass das Bauvolumen des Netzteils 5 klein aus¬ fällt.
Trotzdem ermöglicht die bedarfsorientierte Zu- und Abschal¬ tung des Speicherelements 13 einen vergleichsweise hohen Ver¬ sorgungsstrom Iv am Ausgang 23. Das Netzteil 5 hat einen ho¬ hen Wirkungsgrad. Außerdem lässt es sich mit Standard- Komponenten aufbauen. Insbesondere ist kein spezieller
Schaltregel-IC erforderlich. Dies wirkt sich kostensenkend aus .
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf FIG 3 ein schaltungs- technisches Realisierungsbeispiel der wesentlichen Komponen¬ ten des Netzteils 5 gemäß FIG 2 beschrieben. Die dem Gleichrichter 7 vorgeschaltete Überspannungsschutzteileinheit 10 enthält seriell in die Außenleiter Ll, L2, L3 und den Neut¬ ralleiter N geschaltete spannungsbegrenzende Widerstände 24 sowie zwischen die Leiter Ll, L2, L3 und N geschaltete Va¬ ristoren 25. Der Gleichrichter ist mittels Gleichrichterdio- den 26, die in einer Brückenanordnung zusammen geschaltet sind, sowie mittels einer nachgeschalteten Glättungskapazität 27 aufgebaut. Die an den Gleichrichterausgang 9 parallel angeschlossene Überspannungsschutzteileinheit 11 enthält eine Serienschaltung aus einem hochohmigen Widerstand 28 und zwei Suppressordioden 29.
Das Schaltelement 12 enthält einen als IGBT ausgeführten spannungsfesten Haupttransistor 30, einen als MOSFET ausgeführten Hilfstransistor 31 sowie weitere ohmsche und kapazi- tive Beschaltungselemente, die unter anderem zur Arbeits¬ punkteinstellung der beiden Transistoren 30 und 31 dienen. Der Widerstand 28 erfüllt eine Doppelfunktion. Er ist sowohl Bestandteil der zweiten Überspannungsschutzteileinheit 11 als auch des Schaltelements 12. Ein Kollektor-Anschluss des Haupttransistors 30 ist mittels eines optionalen Widerstands 32 und des Widerstands 28 an den Gleichrichterausgang 9 angeschlossen. Die Serienschaltung der zweiten Überspannungsschutzteileinheit 11 enthält nach dem Widerstand 28 einen Ab¬ griff, der mittels des optionalen Widerstands 32 an den KoI- lektoranschluss des Haupttransistors 30 geführt ist.
Der Gleichrichterausgang 9 ist mittels eines Widerstands 33 und eines Widerstands 34 an einen Gate-Anschluss des Haupt¬ transistors 30 geführt. Außerdem ist der Gate-Anschluss des Haupttransistors 30 mittels einer Kapazität 35 an Masse ge¬ legt. Zwischen den Gate-Anschluss und einen Emitter-Anschluss des Haupttransistors 30 ist zur Begrenzung der Gate-Emitter- Spannung eine als Schutzdiode wirkende Zenerdiode 36 geschal¬ tet. Der Emitter-Anschluss des Haupttransistors 30 bildet zugleich den zweiten Hauptanschluss 15 des Schaltelements 12 sowie den Schaltknoten 19. Zwischen den beiden Widerständen 33 und 34 ist ein Abgriff vorgesehen, der mittels eines weiteren Widerstands 37 an ei¬ nen Drain-Anschluss des Hilfstransistors 31 geführt ist. Ein Source-Anschluss des Hilfstransistors 31 liegt an Masse und ist außerdem mittels einer Kapazität 38 mit einem Gate- Anschluss des Hilfstransistors 31 verbunden. Vom Gate- Anschluss führt eine mit einem Widerstand 39 versehene Ver¬ bindungsleitung zu einem Ausgang des Zweipunktreglers 21.
Das Speicherelement 11 ist im Realisierungsbeispiel als Aus¬ gangskapazität 40 ausgebildet, die zwischen den Schaltungs¬ knoten 19 und Masse geschaltet ist.
Die Anpassmittel 20 enthalten einen zwischen den Knoten 19 und Masse geschalteten Teiler aus einem oberen Teilerwiderstand 41 und einer dazu in Serie geschalteten Parallelschal¬ tung aus einem unteren Teilerwiderstand 42 und einer Kapazität 43. An der genannten Parallelschaltung fällt die Vergleichsspannung Uy ab, die an einen Vergleichseingang des Zweipunktreglers 21 geführt ist.
Die Anpassmittel 20 enthalten weiterhin ein RC-Glied mit ei¬ nem RC-Glied-Widerstand 44 und einer mittels einer Zenerdiode 45 stabilisierten RC-Glied-Kapazität 46. Der RC-Glied- Widerstand 44 ist mit seinem einen Ende an den Schaltungskno¬ ten 19 und mit seinem anderen Ende an einen weiteren Schaltungsknoten 47 angeschlossen. Die Zenerdiode 45 und die RC- Glied-Kapazität 46 sind zwischen den Schaltungsknoten 47 und Masse geschaltet. Am Schaltungsknoten 47 steht die Betriebs- Spannung UB an.
Außerdem ist zwischen den Schaltungsknoten 47 und Masse ein weiterer Teiler mit einem oberen Teilerwiderstand 48 und ei¬ ner Parallelschaltung aus einem unteren Teilerwiderstand 49 und einer Kapazität 50 geschaltet. An der genannten Parallel¬ schaltung steht die Referenzspannung UR an, die auf einen Referenzeingang des Zweipunktreglers 21 geführt ist. Der Zweipunktregler 21 umfasst einen Komparator 51, der an seinem Minus-Eingang mit einem Widerstand 52 und an seinem Plus-Eingang mit einem Widerstand 53 beschaltet ist. Der Aus- gang des Komparators 51 ist mittels einer Parallelschaltung aus einem Widerstand 54 und einer Kapazität 55 auf den Plus- Eingang zurückgekoppelt. Die Widerstände 52 bis 54 sowie die Kapazität 55 sind so dimensioniert, dass der Zweipunktregler 21 ein Hysterese-Verhalten aufweist. Mittels dieser Bauele- mente lassen sich auch der obere und untere Schwellwert ein¬ stellen. Ein Versorgungsanschluss des Komparators 51 ist mit dem Schaltungsknoten 47 verbunden, sodass dem Komparator 51 die Betriebsspannung UB als Energieversorgung zur Verfügung steht.
Im Folgenden wird auch unter Bezugnahme auf die FIG 4 und 5 die Funktionsweise des schaltungstechnischen Realisierungs¬ beispiels gemäß FIG 3 beschrieben. Beim Einschalten des Netzteils 5 ist die Ausgangskapazität 40 ungeladen. Außerdem sind der Haupttransistor 30 und der Hilfstransistor 31 nichtleitend, also ausgeschaltet. Beim Zuschalten der Wechselspannung UAC wird diese zunächst mittels der Gleichrichterdioden 26 gleichgerichtet. Aufgrund der integrierenden Wirkung der Glättungskapazität 27 baut sich am Gleichrichterausgang 9 die hohe Gleichspannung UDCH auf. Über die Widerstände 33 und 34 stellt sich ein Stromfluss ein, der eine Gate-Emitter- Kapazität des Haupttransistors 30 auflädt, bis eine Schwell¬ spannung erreicht ist und der Haupttransistor 30 leitend wird. Dann fließt ein Ladestrom IL durch den Haupttransistor 30 und lädt die Ausgangskapazität 40 auf. Der Wert des Lade¬ stroms IL wird mittels des Widerstands 28 und gegebenenfalls mittels des optionalen Widerstands 32 eingestellt. Aufgrund des Ladestroms IL steigt die an der Ausgangskapazität 40 an¬ stehende Zwischenspannung UDCM an.
Ein Teil der ansteigenden Zwischenspannung UDCM fällt auch am unteren Teilerwiderstand 42 des ersten Spannungsteilers ab und steht als Vergleichsspannung Uv am Vergleichseingang des Zweipunktreglers 21 an.
Das RC-Glied unterzieht die Zwischenspannung UDCM einer Tief- passfilterung, sodass am Schaltungsknoten 47 eine auch aufgrund der Zenerdiode 45 stabilisierte Betriebsspannung UB an¬ steht. Aus dieser stabilisierten Betriebsspannung UB wird mittels des zweiten Spannungsteilers die am unteren Teilerwi¬ derstand 49 anstehende Referenzspannung UR abgeleitet.
Erreicht die Vergleichsspannung Uv am Plus-Eingang des Kompa- rators 51 den Wert der Referenzspannung UR am Minus-Eingang, steigt der Pegel am Ausgang des Komparators 51 auf den Wert der Betriebsspannung UB (= High) .
Der Pegelanstieg am Ausgang des Zweipunktreglers 21 führt zu einem Einschalten des Hilfstransistors 31, wodurch das Potential am Schaltungsknoten zwischen den Widerständen 33, 34 und 37 absinkt. Folglich sinkt auch das Potential am Gate- Anschluss des Haupttransistors 30, sodass der Haupttransistor 30 in seinen nicht-leitenden, also ausgeschalteten Zustand übergeht. Dann fließt kein Ladestrom IL mehr über den Haupttransistor 30 und der Ladevorgang der Ausgangskapazität 40 wird gestoppt. Während des Ausschaltvorgangs steigt der Ka- nalwiderstand des Haupttransistors 30 an, bis der Ladestrom IL schließlich auf Null zurückgeht.
Mittels einer entsprechenden Dimensionierung der Widerstände 34, 37 und 39 sowie der Kapazitäten 35 und 38 lässt sich die Ausschaltzeit des Haupttransistors 30 einstellen. Darüber hinaus beeinflusst auch eine interne Rückwirkungskapazität des Haupttransistors 30 die Ausschaltzeit. Die Einschaltzeit des Haupttransistors 30 wird durch die Widerstände 33 und 34 sowie durch die Kapazität 35 und eine Eingangskapazität des Haupttransistors 30 bestimmt. Sowohl die Komponenten des Netzteils 5 als auch die ange¬ schlossene Auswerteelektronik 3 entziehen der Ausgangskapazität 40 Energie, sodass die an der Ausgangskapazität anstehen¬ de Zwischenspannung UDCM sinkt. Dementsprechend fällt auch die Vergleichsspannung Uv am Plus-Eingang des Komparators 51. Unterschreitet sie den unteren Schwellwert des Komparators 51, wird der Pegel am Ausgang des Komparators 51 auf Masse gezo¬ gen. Dadurch wird der Hilfstransistor 31 ausgeschaltet und der Haupttransistor 30 eingeschaltet. Es beginnt ein neuer Ladezyklus.
In den Diagrammen von FIG 4 ist der zeitliche Verlauf des La¬ destroms IL, der Zwischenspannung UDCM und einer Verlustleis¬ tung Pv, die am Haupttransistor 30 anfällt, beginnend mit dem Einschalten des Netzteils 5 und für zwei darauf folgende Ent¬ lade- und Ladezyklen wiedergegeben. Den Zeitverläufen ist zu entnehmen, dass nur während der vergleichsweise kurzen Zeit¬ dauer des Ladezyklus eine Verlustleistung im Haupttransistor 30 anfällt. Dadurch resultiert eine niedrige mittlere Ver- lustleistung, die aus dem Netzteil 5 auch ohne gesonderten Kühlkörper abgeführt werden kann.
In das Diagramm von FIG 5 sind die zeitlichen Verläufe der Betriebsspannung UB, der Vergleichsspannung Uv sowie der Re- ferenzspannung UR unmittelbar nach dem Einschalten des Netzteils 5 eingetragen. Die Anpassmittel 20 sind so ausgelegt, dass die Referenzspannung UR ihren Endwert, der im Ausführungsbeispiel bei etwa 8 Volt liegt, früher erreicht, als die Vergleichsspannung Uv den oberen Schwellwert, der im Ausfüh- rungsbeispiel bei etwa 10,5 Volt liegt. Dadurch wird sicher¬ gestellt, dass der allererste Ladevorgang stattfindet und die Schaltung anläuft. Die jeweils maßgeblichen Zeitkonstanten für die Vergleichsspannung Uv und die Referenzspannung UR lassen sich mittels der Kapazitäten 43 bzw. 50 einstellen.
Den Zeitverläufen von FIG 5 ist außerdem zu entnehmen, dass die Betriebsspannung UB und die Referenzspannung UR aufgrund der stabilisierenden Wirkung des RC-Glieds und der Zenerdiode 45 nach Erreichen ihres jeweiligen Endwerts nicht wieder absenken. Im Gegensatz hierzu weist die Vergleichsspannung Uv den gleichen sägezahnförmigen Zeitverlauf wie die im zweiten Diagramm von FIG 4 wiedergegebene Zwischenspannung UDCM-
Die Regelung des Netzteils 5 arbeitet sehr schnell, sodass 10 ms nach Einschalten des Netzteils 5 die niedrige Gleichspan¬ nung UDCL am Ausgang 23 verfügbar ist. Wie aus den Diagrammen gemäß FIG 4 und 5 ersichtlich, werden die jeweiligen Zielpegel der maßgeblichen internen Größen deutlich früher, nämlich bereits nach etwa 2,5 ms (siehe FIG 5) erreicht.

Claims

Patentansprüche
1. Netzteil zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung (UDCL) aus einer hohen Wechselspannung (UAC) , deren Amplitude um mindestens eine Größenordnung größer ist als die der nied¬ rigen Gleichspannung (UDCL) I umfassend mindestens a) einen Gleichrichter (7) mit einem Gleichrichtereingang (8) für die hohe Wechselspannung (UAC) und einem Gleichrich¬ terausgang ( 9) , b) ein Schaltelement (12; 30, 31) mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss (14, 15) und einem Steueranschluss (16), wobei der Gleichrichterausgang (9) an den ersten Hauptanschluss (14) geführt ist, c) ein Speicherelement (13; 40), das zwischen den zweiten Hauptanschluss (15) und Masse geschaltet ist und dem über das Schaltelement (12; 30, 31) eine am Gleichrichteraus¬ gang (9) verfügbare Energie zuführbar ist, d) eine an den zweiten Hauptanschluss (15) und den Steueran¬ schluss (16) angeschlossene Regeleinheit (17) zum Zu- und Abschalten des Speicherelements (13; 40) je nach dessen Ladezustand und e) eine parallel zum Speicherelement (13; 40) an den zweiten Hauptanschluss (15) geschaltete Nachbearbeitungseinheit
(18) zur Erzeugung der niedrigen Gleichspannung (UDCL) aus der dem Speicherelement (13; 40) entnehmbaren Energie.
2. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (12) einen hochspannungsfesten Transistor (30), insbesondere einen MOSFET oder einen IGBT mit einer maximalen Sperrspannung von vorzugsweise mindestens 1000 V, umfasst.
3. Netzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Speicherelement (13) eine Kapazität (40) umfasst, an der je nach Ladezustand eine am zweiten
Hauptanschluss abgreifbare Zwischenspannung (UDCM) ansteht.
4 . Netzteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Regeleinheit ( 17 ) einen insbesondere hysteresebehafteten Zweipunktregler ( 21 ) umf asst .
5. Netzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich¬ net, dass die Regeleinheit (17) Anpassmittel (20) umfasst und der Zweipunktregler (21) über die Anpassmittel (20) an den zweiten Hauptanschluss (15) angeschlossen ist.
6. Netzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich¬ net, dass die Anpassmittel (20) ausgelegt sind Eingangs¬ größen des Zweipunktreglers, wie eine Betriebsspannung (UB) , eine Referenzspannung (UR) und eine Vergleichsspannung (Uv) , aus einer Zwischenspannung (UDCM) abzuleiten, wobei die Zwi¬ schenspannung (UDCM) am Speicherelement (13; 40) entsprechend dessen Ladezustand abgreifbar ist.
7. Netzteil nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich- net , dass zur Ableitung der Betriebsspannung (UB) und der
Referenzspannung (UR) aus der Zwischenspannung (UDCM) ein an das Speicherelement (13; 40) angeschlossenes RC-Glied (44, 46) vorgesehen ist, wobei insbesondere eine zusätzlich stabi¬ lisierende Zenerdiode (45) parallel zu einer RC-Glied- Kapazität (46) geschaltet ist.
8. Netzteil nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass zur Ableitung der Vergleichsspannung (Uv) aus der Zwischenspannung (UDCM) ein parallel zum Speicherele- ment (13; 40) geschalteter insbesondere ohmscher Teiler (41, 42) vorgesehen ist.
9. Netzteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da¬ durch gekennzeichnet, dass ein zweiteiliger Über- Spannungsschutz vorgesehen ist, von dem eine erste Überspan- nungsschutzteileinheit (10) dem Gleichrichter (7) vorgeschal- tet und eine zweite Überspannungsschutzteileinheit (11) dem Gleichrichter (7) nachgeschaltet ist.
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