Schaltnetzteil
Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 .
Bei solchen Schaltnetzteilen steigt der Mittelwert des durch den Verbraucher fließenden Ausgangsstroms bei höherer Eingangsspannung an. Dieser Stromanstieg beträgt ca. 50 % bei einem Anstieg der Eingangsspannung von 100 Volt auf 300 Volt und wird hauptsächlich durch die sich bei höherer Eingangsspannung stärker auswirkende, d.h. prozentual zur Einschaltzeit zunehmende Speicherzeit des im gesättigten Zustand als Schalter arbeitenden ersten steuerbaren Halbleiters verursacht.
Um diesem unerwünschten Stromanstieg entgegenzuwirken, sind Stromregelungen bekannt, bei denen der Strom über einen Spannungsabfall an einem Widerstand gemes¬ sen und als Regelgröße benutzt wird. Nachteilig ist hier neben der Anordnung eines zusätzlich erforderlichen Bauteils ein vor allem bei verhältnismäßig niedrigen Ausgangs¬ spannungen durch das Einfügen des Stromfühlwiderstandes erzeugter Spannungsabfall.
Aufgabe der Erfindung ist es, bei einem Schaltnetzteil der eingangs genannten Art eine einfache, aber sehr genaue und leicht einstellbare Stromregelung anzugeben, bei der kein zusäzlicher Stromfühlerwiderstand erforderlich ist.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters an eine den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halblei¬ terschalters in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom begrenzende Anordnung angeschlos¬ sen ist, die den durch den Ausgangsstrom durch die Sekundärwicklung hervorgerufenen Spannungsabfall am innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers erfaßt.
Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht eine exakt einstellbare Begrenzung des Spitzenstroms des steuerbaren Halbleiterschalters in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom, wobei zur Erfassung des Ausgangsstromes der Innenwiderstand der Sekundärwicklung als Stromfühlerwiderstand benutzt wird, so daß kein zusätzlicher Stromfühlerwiderstand erforderlich ist und der durch einen derartigen Stromfühlerwiderstand erzeugte Span¬ nungsabfall entfällt.
Durch die Verwendung des Innenwiderstandes der Sekundärwicklung als Stromfühl¬ widerstand wird außerdem bei höheren Temperaturen infolge des positiven Temperatur¬ koeffizienten des Kupfers der Übertragerwicklung der Ausgangsstrom reduziert, wenn keine zusätzliche Temperaturkompensation vorgenommen wird. Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß durch den temperaturabhängigen Innen¬ widerstand der Sekundärwicklung des Übertragers die Wicklungstemperatur während des Schaltnetzteilbetriebes erfaßt und zu Schutz- und Abschaltmaßnahmen herangezo¬ gen werden kann.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Lösung ist dadurch gekenn¬ zeichnet, daß die den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschal¬ ters begrenzende Anordnung diesen in Abhängigkeit vom mittleren Ausgangsstrom begrenzt und den durch den Ausgangsstrom durch die Sekundärwicklung hervorgerufe¬ nen Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers mit einer Referenzspannung vergleicht, die dem maximalen Ausgangsstrom entspricht.
Die Begrenzung des Spitzenstroms des ersten steuerbaren Halbleiterschalters durch Erfassung des mittleren Ausgangsstroms berücksichtigt die Ein- und Ausschaltverhält¬ nisse des steuerbaren Halbleiterschalters, so daß auch bei längeren Pausenzeiten des steuerbaren Halbleiterschalters ein korrektes Maß für den Ausgangsstrom ermittelt wird. Der Vergleich des am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers erfaßten Spannungsabfalls mit einer Referenzspannung ermöglicht eine einfache Einstellung des zulässigen Spitzenstroms in Abhängigkeit von den verwendeten Bauelementen.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Lösung ist dadurch gekennzeichnet, daß die den den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters begrenzende Anordnung einen als Integrator arbeitenden Operations¬ verstärker aufweist, an dessen Eingänge die am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers abfallende Spannung angelegt ist und dessen Ausgang mit dem Steuer¬ anschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters verbunden ist.
Durch die Anordnung eines als Integrator beschalteten Operationsverstärkers kann auf einfache Weise der Mittelwert des Ausgangsstromes über mehrere Perioden gebildet werden, so daß bei einem Vergleich des auf einen Eingang des Operationsverstärkers
gegebenen Spannungsabfalls am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Über¬ tragers und einer Referenzspannung am anderen Eingang des Operationsverstärkers ein repräsentativer Wert für den zulässigen Ausgangsstrom des Übertragers gewonnen wird, der zur Begrenzung des Spitzenstroms des steuerbaren Halbleiterschalters her¬ angezogen wird.
Der Vergleich zwischen dem Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sekundärwick¬ lung des Übertragers mit einer vorgegebenen Referenzspannung kann alternativ dadurch erfolgen, daß entweder der negative Eingang des Operationsverstärkers an einen parallel zur Diode angeordneten Spannungsteiler angeschlossen wird, dessen Teiierpunkt über den einen Spannungsteilerwiderstand mit der Kathode der Diode verbunden ist, oder daß der negative Eingang des Operationsverstärkers über die Reihenschaltung zweier Wider¬ stände mit Bezugspotential verbunden wird, wobei die Verbindung beider Widerstände über eine Z-Diode mit dem einen Wicklungsende der Sekundärwicklung des Übertragers verbunden ist.
Der Ausgang des Operationsverstärkers kann über einen steuerbaren Schwellwert¬ schalter mit dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters verbunden werden, so daß unterhalb eines vorgegebenen Schwellwertes die den Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters begrenzende Anordnung unterhalb des vorgegebe¬ nen Referenzwertes keinen Einfluß auf die Spitzenstromabschaltung hat und erst beim Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes Einfluß auf die Spitzenstromabschal¬ tung des ersten steuerbaren Halbleiterschalters nimmt.
Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem steuerbaren Schwellwert¬ schalter kann eine zusätzliche Z-Diode dann angeordnet werden, wenn die Betriebs¬ spannung des Operationsverstärkers geringer ist als die maximale Spannung am Steuer¬ anschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters in dessen Einschaltphase.
Ein zusätzlicher Einfluß auf die Spitzenstromabschaltung des ersten steuerbaren Halblei¬ terschalters kann dadurch genommen werden, daß ein zweiter steuerbarer Halbleiter vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters und Bezugspotential liegt und dessen Basis sowohl über eine dritte Z-Diode mit dem Emitter des ersten steuerbaren Halbleiter-
schalters als auch über einen Widerstand mit Bezugspotential verbunden ist.
Alternativ hierzu kann nach einem weiteren Merkmal der Erfindung zwischen dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters und Bezugspotential eine Z-Diode vorgesehen werden.
Zusätzlich zu den Schaltungen zur Begrenzung des Spitzenstroms des ersten steuer¬ baren Halbleiterschalters kann eine sekundärseitige Rückkopplung auf die Steuerelek¬ trode des ersten steuerbaren Halbleiterschalters dadurch erfolgen, daß die Serien¬ schaltung eines Widerstandes mit einem Kondensator vorgesehen wird, die sekundärsei- tig an das mit der Kathode der Diode verbundene Ende des Sekundärwicklung an¬ geschlossen ist.
Anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen soll der der Erfindung zugrundeliegende Gedanke näher erläutert werden. Es zeigen:
Fig. 1 und 2 verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltung zur Regelung von Schaltnetzteilen und
Fig. 3 den zeitlichen Verlauf des Stroms durch den ersten steuerbaren Halblei¬ terschalter und der Regelspannung am Ausgang des Operationsver¬ stärkers bei verschiedenen Eingangsspannungen bei einer Anordnung nach Fig. 1 .
Das in Fig. 1 dargestellte Schaltnetzteil weist einen primär getakteten Sperrwandler mit einem Übertrager 5 und einem als Transistor ausgebildeten ersten steuerbaren Halblei¬ terschalter 1 sowie einer im Lastkreis vorgesehenen Diode 31 auf, die so gepolt ist, daß die in der Sperrzeit des Transistors 1 im Übertrager 5 gespeicherte Energie in den Verbraucher 6, der hier aus einem Akkumulator 61 und aus einem über einen Schalter 63 an den Akkumulator 61 schaltbaren Gleichstrommotor 62 besteht, entladen wird. Ist der Verbraucher nur ein Gleichstrommotor ohne einen Akkumulator, muß dem Motor zur Glättung der Ausgangsspannung ein Kondensator parallelgeschaltet werden.
Der Sperrwandler wird über eine Gleichrichter-Brückenschaltung 4 und einen Widerstand
28 aus einem Gleich- oder Wechselspannungsnetz gespeist, dessen Spannung zwischen 100 und 250 Volt, im Extremfall aber auch 12 Volt, und dessen Frequenz im Falle eines speisenden Wechselspannungsnetzes nahezu beliebig sein kann, variieren kann. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung wird über eine Längsdrossel 8 und einen Quer¬ kondensator 9 an den Eingang des Sperrwandlers bzw. der Steuer- und Regelelektronik gelegt.
Die gleichgerichtete Spannung Ug liegt an der Reihenschaltung der Primärwicklung 51 des Übertragers 5, der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 1 , des Widerstandes 21 und des Verbrauchers 6. Die Basis des Transistors 1 ist sowohl über die Reihenschal¬ tung eines Widerstandes 26 und eines Kondensators 1 2 mit dem einen Anschluß der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 als auch über einen Widerstand 25 mit dem positiven Potential der gleichgerichteten Spannung Ug verbunden. Darüber hinaus ist die Basis des Transistors 1 über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 2 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden.
Der Emitter des Transistors 1 ist über den Widerstand 21 und den Akkumulator 61 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden. Die Basis des Transistors 2 ist über einen Widerstand 24 mit Bezugspotential und über eine Z-Diode 30 mit dem Emitter des Transistors 1 verbunden. Die Z-Diode 30 erlaubt eine definierte Festlegung der Schalt¬ schwelle des Transistors 2.
Der Wickelsinn der Primärund Sekundärwicklung 51 bzw. 52 des Übertragers 5 ist durch die eingetragenen Punkte bestimmt.
Weiter ist nun in Fig. 1 der positive Eingang ( + ) eines Operationsverstärkers 40 über einen Widerstand 44 an das mit dem Akkumulator 61 verbundene Ende A der Se¬ kundärwicklung 52 geführt. Durch einen zwischen dem negativen (-) Eingang (Punkt F) des Operationsverstärkers 40 und seinem Ausgang D liegenden Kondensator 42 ist der Operationsverstärker als Integrator beschaltet. Außerdem ist der negative Eingang F über einen die Widerstände 46 und 48 enthaltenden Spannungsteiler mit Bezugspotenti¬ al verbunden und der Teilerpunkt C über einen Widerstand 47 an das mit der Kathode der Diode 31 verbundene Ende B der Sekundärwicklung 52 geführt.
Die Anode der Diode 31 ist mit Bezugspotential verbunden. Zur Störunterdrückung ist zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 40 ein Kondensator 41 geschaltet.
Der Ausgang D des Operationsverstärkers 40 ist über einen Widerstand 45 und eine Z-Diode 36 an den Eingang einer aus einem Transistor 3 und einem Widerstand 34 bestehenden steuerbaren Z-Diode Z geführt. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transi¬ stors 3 liegt zwischen der Basis E des Schalttransistors 1 und Bezugspotential. Die den Eingang der steuerbaren Z-Diode bildende Basis des Transistors 3 ist über den Wider¬ stand 34 mit seinem Emitter und damit auch mit der Basis des Transistors 1 verbunden.
Die Z-Diode 36 ist nur notwendig, wenn die Spannung an der Basis des Transistors 3 größer werden kann als die Betriebsspannung des Operationsverstärkers 40. Das dem Ausgang D des Operationsverstärkers abgewandte Ende des Widerstandes 45 ist zur Glättung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers außerdem über einen Konden¬ sator 43 mit Bezugspotential verbunden.
Die Schaltung kann entsprechend Figur 2 auch so aufgebaut werden, daß der Akkumula¬ tor nur von dem durch die Sekundärwicklung fließenden Sekundärstrom gespeist und nicht wie in Figur 1 auch noch von dem durch die Primärwicklung fließenden Primär¬ strom durchflössen wird. Wie aus der Figur 2 ersichtlich, ist dann der Widerstand 21 direkt mit Bezugspotential verbunden. In dieser Ausführungsform ist die Kathode einer Z-Diode 39 mit der Sekundärwicklung 52 und ihre Anode mit zwei Widerständen 49, 50 verbunden , von denen der eine, zur Potentialabsenkung dienende Widerstand 49 mit dem Widerstand 46 und der Kathode der Diode 31 und der andere als Vorwiderstand zur Stabilisierung der Z-Diode 39 angeordnete Widerstand 50 mit Bezugspotential verbun¬ den ist.
Nachstehend soll die Funktionsweise des elektronischen Schaltnetzteils, die in Fig. 1 und 2 die gleiche ist, anhand von Fig. 1 und den in den Fig. 3a, 3b und 3c gezeigten Kurven näher erläutert werden.
Nach der Gleichrichtung der am Eingang der Gleichrichter-Brückenschaltung 4 anliegen¬ den Gleich- oder Wechselspannung Ue wird der als Schalttransistor arbeitende Transistor
1 über den Widerstand 25 mit einem geringen Basisstrom angesteuert, infolgedessen der Transistor 1 in den leitenden Zustand gesteuert wird. Über den Widerstand 26 und den Kondensator 1 2 entsteht über die Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 ein Mitkopplungseffekt, durch den der Transistor 1 zusätzlich angesteuert und schlagartig in den vollständig leitenden Zustand geschaltet wird.
Der Kollektorstrom steigt linear an und erzeugt am Widerstand 21 einen dem jeweiligen Kollektorstrom proportionalen Spannungsabfall. Die am Emitter des Transistors 1 gegen Bezugspotential anliegende Spannung entspricht dann in Fig. 1 dem Spannungsabfall am Widerstand 21 plus der Akkumulatorspannung Ua, die hier die Ausgangsspannung darstellt. Beim Erreichen einer bestimmten Spitzenspannung wird über die Z-Diode 30 der Transistor 2 angesteuert, gelangt dadurch in den leitenden Zustand und verbindet die Basis des Transistors 1 mit Masse- bzw. Bezugspotential und entzieht damit dem Transistor 1 den Basisstrom, woraufhin der Transistor 1 sperrt.
Mit Beginn der Sperrphase des Transistors 1 wechselt die Polarität der in der Sekundär¬ wicklung 52 des Übertragers 5 induzierten Spannung. Die im Übertrager 5 gespeicherte Energie wird damit nach dem Prinzip des Sperrwandlers über die Diode 31 an den Akkumulator abgegeben.
Beim Entladen der im Übertrager 5 gespeicherten Energie während der Sperrphase des Transistors 1 ist im wesentlichen nur der Gleichstromwiderstand der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 wirksam, so daß dieser Widerstand als Innenwiderstand des Übertragers für Meßzwecke herangezogen werden kann. Der durch die Sekundärwick¬ lung 52 des Übertragers 5 fließende Strom erzeugt am Innenwiderstand der Sekundär¬ wicklung 52, d. h. zwischen den Punkten A und B einen dem Sekundärwicklungsstrom proportionalen Spannungsabfall.
Dieser stromproportionale Spannungsabfall wird an die Eingänge des Operationsver¬ stärkers 40 gelegt, wobei der positive Eingang des Operationsverstärkers 40 über den Widerstand 44 an den Punkt A angeschlossen ist, während der negative Eingang des Operationsverstärkers 40 über den Widerstand 46 an eine negative Referenzspannung angeschlossen ist. Die negative Referenzspannung wird in dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 an dem aus den Widerständen 47 und 48 gebildeten Spannungsteiler
abgegriffen, an dem die im wesentlichen als konstant anzusehenden Akkumulator¬ spannung anliegt.
Beträgt der Innenwiderstand der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 ca. 60 m und die am Spannungsteiler Punkt C anliegende Referenzspannung ca. 50 mV, so entspricht dies einem Sekundärwicklungs-Ausgangsstrom von
50 mV = 830 mA
60 mΩ
Der Operationsverstärker 40 ist als Integrator geschaltet und erfaßt somit den Mittel¬ wert des Ausgangsstromes der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5.
Ist der Ausgangsstrom der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 kleiner oder gleich dem durch die Referenzspannung am negativen Eingang des Operationsverstärkers 40 entsprechenden Wert, so bleibt der Transistor 3 gesperrt und die den maximalen Spit¬ zenstrom begrenzende Anordnung hat keinen Einfluß auf die Spitzenstromabschaltung des Schalttransistors.
Bei einem Anstieg des Ausgangsstromes der Sekundärwicklung 52 des Übertragers mit einer gegenüber der Spannung am Punkt A positiveren Spannung am Punkt B wird der Eingang des Operationsverstärkers über die Widerstände 46, 47 angesteuert. Der Ausgang des Operationsverstärkers 40 wird negativer und steuert über die steuerbare Z-Diode die Basis des Schalttransistors 1 an, die ebenfalls negativer wird, so daß die Spannung am Emitterwiderstand 21 nicht mehr so hoch ansteigen kann, wodurch der Spitzenstrom des Schalttransistors 1 reduziert wird.
Die dem Transistor 3 der steuerbaren Z-Diode vorgeschaltete Z-Diode 36 ist nur dann erforderlich, wenn die Betriebsspannung des Operationsverstärkers 40 kleiner ist als die maximale Spannung an der Basis des Schalttransistors 1 in der Einschaltphase.
Der von der Sekundärwicklung 52 abgegebene maximale Spitzenstrom wird daher mit einer Anordnung begrenzt, bei der die Basis des Schalttransistors 1 durch eine ab einer
bestimmten Spannung leitend werden den Referenzspannungsquelle gegenüber dem Bezugspotential konstant gehalten wird.
In den Figuren 3a bis 3c ist der durch den Transistor 1 fließende Strom sowie die am Ausgang des Operationsverstärkers 40 anstehende Regelspannung bei unterschiedlichen Eingangsspannungen des Sperrwandlers dargestellt. Dabei zeigt Figur 3a die Verhält¬ nisse bei einer Eingangsspannung von 100 V, Figur 3b bei einer Eingangsspannung von 180 V und Figur 3c die Verhältnisse bei einer Eingangsspannung von 260 V.
Der grafischen Darstellung kann entnommen werden, wie die Regelspannung am Aus¬ gang des Operationsverstärkers 40 bei steigender Eingangsspannung abnimmt und entsprechend der Spitzenwert T des Transistorstromes i durch Verkürzung seiner Leitpha¬ se reduziert wird. Bei einer Netzspannung von UN = 100 Volt beträgt der Spitzenwert des Stroms ca. 300 mA bei einer Regelspannung von UR = 2,8 V (Figur 3a), bei einer Netzspannung UN = 180 V beträgt der Spitzenwert des Stroms ca. 250 mA bei einer Regelspannung von UR = 1 ,8 V (Figur 3b) und bei einer Netzspannung UN = 260 V ist der Spitzenwert des Stroms ca. 210 mA bei einer Regelspannung von UR = 1 V (Figur 3c).