WO2005046076A1 - エコー抑圧装置 - Google Patents

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signal
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ratio
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Inventor
Atsuyoshi Yano
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
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    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/02—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for preventing acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
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    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R2499/00—Aspects covered by H04R or H04S not otherwise provided for in their subgroups
    • H04R2499/10—General applications
    • H04R2499/13—Acoustic transducers and sound field adaptation in vehicles

Definitions

  • the present invention relates to an echo suppressor for reducing an acoustic echo generated when a received signal output from a speaker is input to a microphone via an echo path.
  • the mobile phone-teleconference device is equipped with an echo suppression device for the purpose of canceling the acoustic / line echo generated in the communication line.
  • a typical echo suppression device is composed of an adaptive filter that cancels echo components, an echo canceller that suppresses residual echo components, and a pseudo background noise adder that superimposes pseudo background noise on the residual echo suppression section. ing.
  • the adaptive filter partially cancels the echo from the input signal mixed with the echo signal, but the adaptive filter cannot completely cancel the echo, so it remains in the signal after echo cancellation.
  • An echo component is included.
  • the echo canceller suppresses the signal containing the residual echo component and outputs the signal after echo suppression.
  • the echo suppressor suppresses the background noise as well as the echo, so that the background noise of the transmission signal is partially cut off, resulting in unnaturalness.
  • the pseudo-background noise adder generates pseudo-background noise by praying for the background noise of the signal before echo suppression, and adds the pseudo-background noise to the signal output from the echo sub-lesser.
  • the echo is small and natural Higher voice is transmitted to the far end.
  • ⁇ 'NLP Nonar Processor
  • a sensor that is an example of the NLP is a signal that falls below a predetermined threshold. There is an effect s that blocks the sound of the level.
  • a center clipper with a fixed input / output characteristic requires a certain level of the transmitted signal even when it can be reliably predicted that no echo is present in the transmitted signal, such as during single talk on the receiving side. If the value is less than the threshold value, the suppression is performed, and the effect of suppression on components other than echo is large.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Publication No. 9-1 2 7 5 3 6 7
  • Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-130386
  • the conventional echo suppressor is configured as described above, so that the background noise of the transmission signal is partially cut off. Although unnaturalness can be eliminated, the boundaries of the voiced sections of the user's voice cannot be accurately determined, and part of the voice component is impaired by the echo suppression processing by NLP. There were problems such as a deterioration in call quality due to a sense of interruption.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an echo suppressor capable of suppressing a residual echo without deteriorating speech quality. Disclosure of the invention
  • the echo suppressor according to the present invention is provided with a ratio estimating unit that divides the transmission signal after the subtraction processing by the echo canceller into bands, and estimates a ratio of the echo component to the signal component of each band, and the ratio estimating unit estimates the ratio.
  • the amount of echo suppression for each band is calculated from the ratio of the echo components, and the amount of echo suppression is subtracted from the signal components of each band.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an echo suppressor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a flow chart showing the processing contents of the suppression band determination unit.
  • FIG. 3 is a graph showing an example of setting a determination threshold.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing a method of calculating the amount of echo suppression.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the result of echo suppression.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing an echo suppression device according to Embodiment 2 of the present invention. '.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an echo suppressor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the echo suppressor includes an echo canceller 1 and an echo suppressor 2.
  • the adaptive filter 11 of the echo canceller 1 generates a pseudo echo signal d (t) from the received signal r (t), and the subtractor 12 of the echo canceller 1 generates the pseudo echo signal d (t) from the transmission signal s (t). ) Is subtracted to perform echo cancellation, and the transmission signal u (t) after echo cancellation is output.
  • the suppression band determination unit 25 refers to the estimation results of the signal-to-echo ratio estimation unit 23 and the subband signal-to-echo ratio estimation unit 24, and determines the subband to be suppressed.
  • the noise spectrum estimator 26 estimates the background noise spectrum N f (j) from the Fourier spectrum U (j) output from the FFT processor 21 and obtains the background noise spectrum N f
  • the background noise level N s (n) is calculated from (j).
  • the sub-band power calculation unit 27 calculates a transmission signal power -U s (n) of each sub-band from the Fourier spectrum U (j) output from the FFT processing unit 21.
  • the echo suppression amount calculation unit 28 has a background noise level N
  • the subband echo suppression amount eg (n) determined by the suppression band determination unit 25 is calculated from s (n) and the transmission signal power Us (n).
  • the echo suppression processor 29 subtracts the echo suppression amount eg (n) calculated by the echo suppression calculator 28 from the Fourier vector U (j) output from the FFT processor 21. Perform processing.
  • an echo suppression means is composed of a suppression band determination unit 25, a noise spectrum estimation unit 26, a subband power calculation unit 27, an echo suppression amount calculation unit 28, and an echo suppression processing unit 29. .
  • IFFT processing section 30 performs IFFT (inverse fast Fourier transform) processing on transmission signal spectrum 0 (j) after the suppression processing by echo suppression processing section 29, and outputs transmission signal 0 (t), which is a time-series signal. This composes a band combining means.
  • the subtractor 12 of the echo canceller 1 receives the pseudo echo signal d (t) from the adaptive filter 11 1.
  • the transmission signal s (t) in which the echo is superimposed on the user voice including the background noise Then, the pseudo echo signal d (t) is subtracted from Eq.
  • the transmission signal u (t) after echo cancellation is output to the echo suppression unit 2.
  • the FFT processing unit 21 of the echo suppression unit 2 When receiving the transmission signal u (t) after echo cancellation from the echo canceller 1, the FFT processing unit 21 of the echo suppression unit 2 performs FFT processing on the transmission signal u (t) after echo cancellation, The transmission signal u (t) after echo cancellation is divided into bands, and the Fourier spectrum U (j) is output.
  • j is an index that represents the frequency.
  • the FFT processing unit 22 of the echo suppression unit 2 subjects the transmission signal s (t) before echo cancellation to FFT processing, thereby dividing the transmission signal s (t) before echo cancellation into bands, and Output the torque S (j).
  • the signal-to-echo ratio estimating unit 23 receives the Fourier spectrum U (j) from the FFT processing unit 21 and receives the Fourier spectrum S (j) from the FFT processing unit 22. ), S (j), the ratio of the echo component to the total signal component of the transmission signal s (t) before echo cancellation is estimated. That is, the ratio SER t between the transmission signal S (t) before the echo cancellation and the echo component included in the transmission signal S (t). Estimate ta i as shown below. sER total (1)
  • the subband signal-to-echo ratio estimator 24 receives the Fourier spectrum U (j) from the FFT processor 21 and the Fourier spectrum S (j) from the FFT processor 22, From the Fourier spectra U (j) and S (j), the ratio of the echo component to the signal component of each subband is estimated. That is, the ratio S ER (n) between the signal component of each subband and the echo component of each subband in the transmission signal s (t) before echo cancellation is estimated as shown below.
  • n is an index indicating the subband number
  • li (n) represents the start point on the frequency axis: i of the nth subband
  • 1 2 (n) represents the end point.
  • Equation (3) is an equation for calculating the ratio of the echo component as the ratio of the power spectrum.
  • the ratio of the echo component may be estimated by comparing the pseudo echo signal d (t) generated by the adaptive filter 11 with the transmission signal u (t) after the echo cancellation.
  • the signal input to the FFT processing unit 22 is not the transmission signal s (t) before echo cancellation, but a pseudo echo signal d (t) generated by the adaptive filter 11 and
  • the signal output from the FFT processing unit 22 is the Fourier spectrum D (j) of the pseudo echo single signal d (t).
  • the ratio of the echo component contained in the transmission signal s (t) is estimated by the following equation (4).
  • FIG. 2 is a flowchart showing the processing contents of the suppression band determination unit.
  • the suppression band determination unit 25 determines that the ratio of the echo component contained in the entire transmission signal is low and the effect of the residual echo is small.
  • the suppression band determination unit 25 may set the variable ⁇ representing the subband to “0” because the proportion of the echo component contained in some of the subbands may be high.
  • the subband signal-to-echo ratio estimator 24 (compares the estimated ratio SER ( ⁇ ) with the subband suppression determination threshold TH R_S ER (n), It is determined whether the following equation (8) is satisfied (step ST6).
  • the suppression band determination unit 25 determines that the subband n is a target of suppression because the ratio of the echo component included in the subband n is high. Set n) to "1" (step ST7).
  • the suppression band determination unit 25 increments the variable n by "1" (step ST9), and repeatedly executes the processing of steps ST5 to ST10 until n ⁇ M is satisfied. I do.
  • the subband suppression determination threshold value TH R_S E (n) used in step ST6 may be set to a unique value for all n, but may be determined according to the echo canceling capability of the echo canceller 1. Then, individual values may be determined for each n.
  • the noise spectrum estimating section 26 calculates the background noise spectrum Nf (j) from the Fourier spectrum U (j). And estimate the background noise spectrum N f ( Calculate the background noise level N s (n) from j).
  • the method of estimating the background noise spectrum N f (j) the method of calculating the average noise spectrum described in Japanese Patent Application Publication No. 2000-347678 is cited.
  • the subband power calculation section 27 When receiving the Fourier spectrum U (j) from the FFT processing section 21, the subband power calculation section 27 substitutes the Fourier spectrum U (j) into the following equation (10), and calculates the subband power of each subband. Calculate the transmission signal power U s (n).
  • the echo suppression amount calculation unit 28, the noise spectrum estimation unit 26 calculates the background noise level N s (n), and the subband power calculation unit 27 calculates the transmission signal power U s ( n), the background noise level N s (n) and the transmission signal power U s (n) of each subband are substituted into the following equation (11), and the value is determined by the suppression band determination unit 25. Calculate the echo suppression amount eg (n) of the subband to be suppressed.
  • the amount of suppression calculated by the echo suppression amount calculation unit 28 is, as shown in Fig. 4, It is calculated as an amount that suppresses the transmission signal in the band to be suppressed to the background noise level N s (n) estimated by the noise spectrum estimator 26.
  • the echo suppression calculating unit 28 calculates the echo suppression amount eg (n) of the sub-band to be suppressed, the echo suppression amount eg Substitute (n) into the following equation (12) to perform echo suppression processing, and output the transmitted signal spectrum 0 (j) after echo suppression.
  • the signal components in the band where the proportion of the echo components is high are suppressed to the background noise level as shown in FIG.
  • the transmission signal spectrum ((j) after the suppression processing has a shape almost similar to the background noise spectrum.
  • the IFFT processing unit 30 performs IFFT processing on the transmission signal spectrum 0 (j) after the suppression processing, and transmits the transmission signal 0 (t) as a time-series signal. ) Is output.
  • the transmission signal u (t) after echo cancellation by the echo canceller 1 is divided into bands, and the ratio of the echo component to the signal component in each band is estimated.
  • a ratio estimator is provided, and the echo suppression amount eg (n) for each band is calculated from the ratio of the echo components estimated by the ratio estimator, and the echo suppression amount eg (n) is subtracted from the signal components of each band.
  • the suppression processing is performed by selecting only the band having a high proportion of the echo component, the user voice component included in the transmission signal, particularly the beginning and end portions, is not lost, and the speech quality is maintained. This has the effect of suppressing the residual echo.
  • the ratio of the echo component included in the entire transmission signal is checked, and in a time section where the ratio of the echo component is particularly high, the entire band is determined as a target to be suppressed and the suppression process is performed. So the receiver's thing A high suppression effect can be obtained during talk.
  • the signal components of each subband are suppressed to the background noise level, and the suppression beyond the background noise level is not performed. This has the effect of suppressing the echo.
  • the effect that the calculation scale can be simplified can be achieved.
  • the transmission signal u (t) after the echo cancellation by the echo canceller 1 is referred to, so that the calculation scale is relatively small. This has the effect of realizing high estimation accuracy.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing an echo suppressing apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted.
  • the subband signal-to-echo ratio estimator 35 calculates each subband from the echo coupling amount L (n) for each subband estimated by the echo coupling amount estimator 33. The ratio of the echo component to the signal component of is estimated.
  • the FFT processing units 31 and 32, the echo coupling amount estimation unit 33, the signal-to-echo ratio estimation unit 34, and the subband signal-to-echo ratio estimation unit 35 constitute a ratio estimation unit.
  • the transmission signal s (t) before the echo cancellation by the echo canceller 1 is compared with the transmission signal u. (T) after the echo cancellation, or the pseudo echo generated by the adaptive filter 11 is compared.
  • the signal d (t) is compared with the transmitted signal u (t) after echo cancellation to estimate the proportion of the echo component contained in the transmitted signal s (t).
  • the transmitted signal s (t) to estimate the amount of echo coupling in the echo path, and estimate the proportion of the echo component contained in the transmitted signal s (t) from the amount of echo coupling. Is also good.
  • the FFT processing section 31 subjects the received signal r (t) to FFT processing and outputs a Fourier spectrum R (j).
  • the FFT processing unit 32 subjects the transmission signal s (t) to FFT processing and outputs a Fourier spectrum S (j).
  • the echo coupling amount estimating unit 33 receives the Fourier spectrum R (j) from the FFT processing unit 31 and receives the Fourier spectrum S (j) from the FFT processing unit 32, and receives the Fourier spectrum R (j). j) and S (j), the total amount of Eco-coupling L t . to estimate the ta i and subband another echo coupling amount L (n) O
  • the echo-coupling-amount estimating unit 33 compares the total signal power of the transmission signal s (t) with the total signal power of the reception signal r (t). Judgment is made by the following equation (13) (step ST21 in FIG. 7).
  • T HR-RST is a threshold for determining whether or not the current call state is a single talk on the receiving side.
  • the echo coupling amount estimating unit 33 calculates the total echo coupling amount L t when Expression (13) is satisfied. tal is updated as follows (step ST22).
  • ⁇ is a coefficient that determines the update speed, and is a constant that satisfies 0 ⁇ ⁇ 1.
  • L, t . tal is Ri echo coupling amount der of the pre-update total, Eco-over amount of binding L t. It is assumed that the initial value of ta1 is set to a value that is sufficiently smaller than the actual amount of echo coupling in the application target of the echo suppression device.
  • the echo coupling amount estimating unit 33 updates the echo coupling amount L (n) for each subband as follows (step ST23). Net (1 5)
  • the initial value of the amount of echo coupling L (n) is also assumed to be set to a value that is sufficiently smaller than the actual amount of echo coupling in the target to which the echo suppressor is applied.
  • the echo coupling amount estimation unit 33 Do not update the total amount.
  • the signal-to-echo ratio estimating unit 34 calculates the total echo coupling amount L t by the echo coupling amount estimating unit 33.
  • ta ⁇ the total amount of echo coupling L t .
  • S ER t as a percentage of the echo component against the total signal component of the transmission signal s (t).
  • the subband signal-to-echo ratio estimator 35 calculates the echo coupling amount L (n) for each subband when the echo coupling amount estimating unit 33 estimates the echo coupling amount L (n) for each subband.
  • SER (n) is estimated as the ratio of one echo component to the signal component of each subband by substituting into equation (17).
  • n 1, 2, ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇
  • the details of the processing from the suppression band determination unit 25 to the IF F ⁇ processing unit 30 are the same as in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the second embodiment even when the echo canceller 1 based on the adaptive filter 11 does not exist before the echo suppressor or when the echo canceller 1 is simply connected in series, As in the first embodiment, it is possible to suppress the residual echo without deteriorating the communication quality.
  • the amount of coupling in the echo path is estimated from the received signal r (t) and the transmitted signal s (t), and the amount of coupling is multiplied by the band division signal of the received signal. Since the ratio of the echo component to the signal component in each band is estimated by comparing with the band-divided signal, there is no echo canceller 1 with the adaptive filter 11 in the previous stage of the echo suppressor. In this case, the effect of being able to estimate the ratio of the echo component to the signal component of each band is obtained even when the echo canceller 1 is simply connected in series.
  • the coupling amount of the echo path is calculated from the power spectrum between the transmission and reception, the estimation of the coupling amount is based on the power of the input speech on the spectrum. This makes it less likely to be affected by the bias, and has the effect of achieving high estimation accuracy even in the high-frequency side where the signal level is relatively small.
  • the echo suppression amount eg (n) of each subband is calculated as a value corresponding to the suppression amount for suppressing from the current transmission signal level to the background noise level.
  • the echo suppression amount eg (n) of each subband may be calculated according to the ratio of the echo component to the band signal component.
  • the echo suppression amount calculating section 28 calculates the echo suppression amount eg (n) using the following equation (18) instead of the equation (11). sf (n) ax (SER (n)-THR_SER (n) + Ns (n)-Us (n), 0) SER (n) ⁇ THR_SER (n) SER (n, THR SER (n)
  • Equation (18) if SER (n) is smaller than threshold value THR—SER (n), a suppression amount having the same value as the suppression amount calculated by equation (11) should be calculated. However, if SER (n) is equal to or greater than the threshold THR-SER (n), the suppression amount eg (n) that is reduced by an amount exceeding the threshold THR-SER (n) is calculated.
  • the amount of suppression is adjusted according to the ratio to perform echo suppression.
  • the suppression can be performed even under the condition where the suppression cannot be performed, and the effect of suppressing the echo can be enhanced.
  • the upper limit of the amount of suppression determined according to the magnitude of the ratio of the echo component is set to a value corresponding to the suppression up to the background noise level.
  • the suppression amount eg (n) is determined so that the average signal level of the sub-band to be suppressed is equivalent to the background noise level, and suppression processing of one echo component is performed.
  • the suppression processing may be performed so that the amplitude spectrum of the subband to be suppressed is flattened in the subband. That is, in the fourth embodiment, the echo suppression amount is calculated for each sample on the Fourier spectrum, instead of calculating the echo suppression amount for each sub-band.
  • I s (n) indicates the number of samples in the Fourier spectrum of subband n.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing an echo suppressing apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the same reference numerals as in FIG. 1 denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted.
  • the double-talk detector 41 performs double-talk detection processing, and the echo suppression calculator 42 calculates the echo suppression in the same manner as the echo suppression calculator 28 in FIG.
  • the talk detector 41 detects double talk, the echo suppression amount is suppressed in the double talk detection section more than in the non-detection section.
  • the double talk detection unit 41 and the echo suppression amount calculation unit 42 constitute an echo suppression unit.
  • a double talk that performs double talk detection processing is performed.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in that an echo suppression unit 41 is provided, and the echo suppression amount calculation unit 42 suppresses the echo suppression amount in the double talk detection section more than in the non-detection section.
  • the double talk detecting unit 41 calculates the difference between the power of the transmission signal u (t) 'after the echo cancellation output from the subtractor 12 of the echo canceller 1 and the reception signal r (t), Whether or not this power difference exceeds a predetermined threshold value THR-DT is determined by the following equation (20).
  • THR-DT is a threshold for detecting double talk.
  • the echo suppression amount calculation unit 42 calculates the echo suppression amount eg (n) in the non-detection section where the double talk detection unit 41 does not detect double talk in the same manner as the echo suppression amount calculation unit 28 in FIG. When the double talk detection unit 41 detects double talk, the echo suppression amount eg (n) is suppressed in the double talk detection section more than in the non-detection section.
  • the echo suppression calculating unit 42 calculates the echo suppression e g (n) by substituting the double talk detection flag df into the following equation (21).
  • eg (n) (l-df) -sf (n) ⁇ max (Ns (w)-Us (n), 6) (2 1)
  • echo suppression in the double talk detection section Although the amount eg (n) becomes zero, 0 ⁇ df ⁇ 1 may be set so that the echo suppression amount eg (n) becomes smaller than the non-detection section.
  • the echo suppression amount eg (n) is suppressed in the double talk detection section more than in the non-detection section, so that the degradation of the transmission quality in the double talk section is suppressed. An effect that can be suppressed is exerted.
  • the double talk detector 41 detects double talk based on the difference between the power of the transmission signal u (t) after the echo cancellation and the power of the received signal: r (t).
  • the method of detection and the parameters for detection are not limited to this. Industrial applicability
  • the echo suppressing apparatus needs to improve the communication quality by reducing the acoustic echo generated when the received signal output from the speaker is input to the microphone via the echo path. It is suitable for use in voice communications such as car phones and mobile phones.

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Abstract

　エコーキャンセラ１によるエコー消去後の送信信号ｕ（ｔ）を帯域分割し、各帯域の信号成分に対するエコー成分の割合を推定する割合推定手段を設け、その割合推定手段により推定されたエコー成分の割合から帯域別のエコー抑圧量ｅｇ（ｎ）を算出し、各帯域の信号成分から当該エコー抑圧量ｅｇ（ｎ）を減算する。これにより、通話品質の劣化を招くことなく、残留エコーを抑圧することができる。

Description

明 細 書 エコー抑圧装置 技術分野
この発明は、 スピーカから出力された受信信号がエコー経路を経てマ イクに入力されることにより生じる音響エコーを低減するエコー抑圧装 置に関するものである。 背景技術
携帯電話ゃテレビ会議装置では、 通信回線で生じる音響 · 回線エコー の消去を目的として、 エコー抑圧装置を搭載している。 一般的なエコー 抑圧装置は、 エコー成分を消去する適応フィル夕と、 残留エコー成分を 抑圧するエコーサブレッサと、 残留エコーの抑圧区間に擬似背景雑音を 重畳する擬似背景雑音付加器とから構成されている。
適応フィル夕は、 ェコ一信号が混入されている入力信号からエコーを 部分的に消去するが、 適応フィル夕では完全にはエコーを消去すること ができないので、 エコー消去後の信号には残留エコー成分が含まれてい る。
エコーサブレッサは、 残留エコー成分を含む信号を抑圧し、 エコー抑 圧後の信号を出力する。 ところがエコーサプレッサは、 エコーと一緒に 背景雑音も抑圧するため、 送信信号の背景雑音が部分的に遮断されるこ とにより不自然さが生じる。
そこで、 擬似背景雑音付加器は、 エコー抑圧前の信号の背景雑音を分 祈して擬似背景雑音を生成し、 エコーサブレッサから出力された信号に 擬似背景雑音を付加する。 これにより、 エコーが小さく、 かつ自然性の 高い音声が遠端側に送信される。 · ' 上記のようなエコーサプレッサを実現する技術として、 N L P (非線 形プロセッサ） はよく知られており、 例えば、 N L Pの一例であるセン 夕一ク リ ッパは、 所定の閾値を下回る信号レベルの音声を遮断する効果 力 sある。
適応フィル夕によるエコー消去を実施した後の残留ェコ一は比較的小 さな信号レベルを持つことが期待されるので、 センターク リ ッパによつ て残留エコーのほとんどを抑圧することが可能となる （以下、 特許文献
1 , 2 を参照） 。
しかし、 固定的な入出力特性を持つセンターク リ ッパは、 受話側のシ ングル トーク時など、 送信信号にエコーが存在していないことが確実に 予測できる場合でも、 送信信号のレベルが所定の閾値を下回れば抑圧を 行うため、 エコー以外の成分に対する抑圧の影響が大きい。
[特許文献 1 ]. 特閧平 9 一 2 7 5 3 6 7号公報 ·
[特許文献 2 ] 特開 2 0 0 0— 1 3 8 6 1 9号公報 従来のエコー抑圧装置は以上のように構成されているので、 送信信号 の背景雑音が部分的に遮断されることによる不自然さを解消することが できるが、 ユーザ音声の有音区間の境界を正確に判定できず、 N L Pに よるエコー抑圧処理によって音声成分の一部が損なわれるため、 ユーザ 音声の語頭や語尾の途切れ感による通話品質の劣化を招く などの課題が' あった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 通話 品質の劣化を招く ことなく、 残留エコーを抑圧することができるエコー 抑圧装置を得ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係るエコー抑圧装置は、 エコーキャンセラによる減算処理 後の送信信号を帯域分割し、 各帯域の信号成分に対するエコー成分の割 合を推定する割合推定手段を設け、 その割合推定手段により推定された エコー成分の割合から帯域別のエコー抑圧量を算出し、 各帯域の信号成 分から当該エコー抑圧量を減算するようにしたものである。
このことによって、 通話品質の劣化を招く ことなく、 残留エコーを抑 圧することができる効果がある。 図面の簡単な説明
第 1図はこの発明の実施の形態 1 によるエコー抑圧装置を示す構成図 である。
第 2図は抑圧帯域決定部の処理内容を示すフ口一チャートである。 第 3図は判定閾値の設定例を示すグラフ図である。
第 4図はエコー抑圧量の算出方法を示す説明図である。
第 5図はエコーの抑圧結果を示す説明図である。
第 6図はこの発明の実施の形態 2によるエコー抑圧装置を示す構成図 である。 ' .
第 7図はエコー経路の結合量推定方法を示すフローチヤ一トである。 第 8図はこの発明の実施の形態 5によるエコー抑圧装置を示す構成図 である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をより詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1 . · ' 第 1図はこの発明の実施の形態 1によるエコー抑圧装置を示す構成図 であり、 図において、 エコー抑圧装置はエコーキャンセラ 1 とエコー抑 圧部 2から構成されている。
エコーキャンセラ 1の適応フィル夕 1 1は受信信号 r ( t ) から擬似 エコー信号 d ( t ) を生成し、 エコーキャンセラ 1の減算器 1 2は送信 信号 s ( t ) から擬似エコー信号 d ( t ) を減算してエコー消去を実施 し、 エコー消去後の送信信号 u ( t ) を出力する。
エコー抑圧部 2の F F T処理部 2 1はエコー消去後の送信信号 11 ( t ) を F F T (高速フーリェ変換） 処理し、 フーリエスぺク トル U ( j ) を出力する。 F F T処理部 2 2はエコー消去前の送信信号 s ( t ) を F F T処理し、 フーリエスペク トル S ( j ) を出力する。
信号対エコー比推定部 2 3はフ'一リエスペク トル U ( j ) ， S ( j ) からエコー消去前の送信信号 s ( t ) の全信号成分に対するエコー成分 の割合を推定し、 サブバンド信号対エコー比推定部 2 4はフーリエスぺ ク トル U ( j ) ， S ( j ) から各サブバン ド （帯域） の信号成分に対す るエコー成分の割合を推定する。 なお、 F F T処理部 2 1 ， 2 2、 信号 対エコー比推定部 2 3及びサブバン ド信号対エコー比推定部 2 4から割 合推定手段が構成されている。
抑圧帯域決定部 2 5は信号対エコー比推定部 2 3及びサブバン ド信号 対エコー比推定部 2 4の推定結果を参照して、 抑圧対象のサブバン ドを 決定する。 雑音スぺク トル推定部 2 6は F F T処理部 2 1から出力され たフーリエスペク トル U ( j ) から背景雑音スぺク トル N f ( j ) を推 定し、 その背景雑音スペク トル N f ( j ) から背景雑音レベル N s ( n ) を計算する。 サブバン ドパワー算出部 2 7は: F F T処理部 2 1から出 力されたフーリエスぺク トル U ( j ) から各サブバンドの送信信号パヮ - U s ( n ) を計算する。 エコー抑圧量算出部 2 8は背景雑音レベル N s ( n ) と送信信'号パワー U s ( n ) から抑圧帯域決定部 2 5 によ り決 定されたサブバン ドのエコー抑圧量 e g ( n ) を算出する。 ェコ一抑圧 処理部 2 9は F F T処理部 2 1から出力されたフーリエスぺク トル U ( j ) からエコー抑圧量算出部 2 8により算出されたエコー抑圧量 e g ( n ) を減算するエコー抑圧処理を行う。 なお、 抑圧帯域決定部 2 5、 雑 音スぺク トル推定部 2 6、 サブバン ドパワー算出部 2 7、 エコー抑圧量 算出部 2 8及びエコー抑圧処理部 2 9からエコー抑圧手段が構成されて いる。
I F F T処理部 3 0はエコー抑圧処理部 2 9 による抑圧処理後の送信 信号スペク トル 0 ( j ) を I F F T (逆高速フーリエ変換） 処理して、 時系列信号である送信信号 0 ( t ) を出力する帯域合成手段を構成して いる。
次に動作について説明する。 - エコーキヤンセラ 1の適応フィル夕 1 1 は、 R i n端子から受信信号 r ( t ) が入力されると、 その受信信号 r ( t ) から擬似エコー信号 d ( t ) を生成する。
ェコ一キャンセラ 1の減算器 1 2は、 適応フィル夕 1 1.から擬似ェコ 一信号 d ( t ) を受けると、 背景雑音を含むユーザ音声にエコーが重畳 された送信信号 s ( t ) から擬似エコー信号 d ( t ) を減算してエコー 消去を実施し、 エコー消去後の送信信号 u ( t ) をエコー抑圧部 2 に出 力する。 '
エコー抑圧部 2の F F T処理部 2 1は、 エコーキヤンセラ 1からェコ 一消去後の送信信号 u ( t ) を受けると、 エコー消去後の送信信号 u ( t ) を F F T処理することにより、 エコー消去後の送信信号 u ( t ) を 帯域分割してフーリエスペク トル U ( j ) を出力する。 ここで、 j は'周 波数を表すイ ンデックスである。 また、 エコー抑圧部 2の F F T処理部 2 2は、 エコー消去前の送信信 号 s ( t ) を F F T処理することにより、 エコー消去前の送信信号 s ( t ) を帯域分割して、 フーリエスペク トル S ( j ) を出力する。
信号対エコー比推定部 2 3は、 F F T処理部 2 1からフーリエスぺク トル U ( j ) を受け、 F F T処理部 2 2からフーリエスペク トル S ( j ) を受けると、 フーリエスペク トル U ( j ) ， S ( j ) からエコー消去 前の送信信号 s ( t ) の全信号成分に対するエコー成分の割合を推定す る。 即ち、 エコー消去前の送信信号 S ( t ) と、 その送信信号 S ( t ) に含まれるエコー成分との比 S E R t。t a iを下記に示すように推定す る。 sERtotal ( 1 )
Figure imgf000007_0001
• ただし、 Νは F F T点数である。
また、 サブバン ド信号対エコー比推定部 2 4は、 F F T処理部 2 1 か らフーリエスペク トル U ( j ) を受け、 F F T処理部 2 2からフーリエ スぺク トル S ( j ) を受けると、 フーリエスペク トル U ( j ) ， S ( j ) から各サブバン ドの信号成分に対するエコー成分の割合を推定する。 即ち、 エコー消去前の送信信号 s ( t ) における各サブバン ドの信号成 分と、 各サブバン ドのエコー成分との比 S E R ( n ) を下記に示すよう に推定する。
(" =1，2,· · ·，Μ)
Figure imgf000007_0002
( 2 ) ただし、 nはサブバン ドの番号を示すイ ンデックスであ り、 l i ( n ) は n番目のサブバン ドの周波数軸： i上の始点を表し、 1 2 ( n ) は終 点を表している。 また、 Mはサブバン ドの数である。 仮に M = Nとすれば、 l i i r l s i r s ( n二 1 , 2 , · · - ， M) となり、 式 （ 2 ) は次のように簡略化される。
Figure imgf000008_0001
式 （ 3 ) はエコー成分の割合をパワースぺク トルの比として求める式 である。
なお、 エコー成分の割合は、 適応フィル夕 1 1が生成する擬似エコー 信号 d ( t ) と、 エコー消去後の送信信号 u ( t ) とを比較して推定し てもよい。 この場合、 F F T処理部 2 2に入力される信号は、 エコー消 去前の送信信号 s ( t ) ではなく、 適応フ ィル夕 1 1が生成する擬似ェ コ一信号 d (t ) となり、 F F T処理部 2 2が出力する信号は擬似ェコ 一信号 d ( t ) のフーリエスペク トル D ( j ) となる。
この場合の送信信号 s ( t ) に含まれるエコー成分の割合の推定は次 の式 （4) によって行う。 sERtotal (4 )
Figure imgf000008_0002
サブバン ド別のエコーの割合の推定は次の式 （ 5 ) によって行 つ ο
Figure imgf000008_0003
抑圧帯域決定部 2 5は、 上記のようにして信号対エコー比推定部 2 3 が比 S Ε R t。 t a を推定し、 サブバン ド信号対エコー比推定部 2 4が 比 S 3E R ( n) を推定する と、 比 S E Rt。 t a lと比 S E R (n) を参 照して、 抑圧対象のサブバン ドを決定する。 具体的には下記のようにし て抑圧対象のサブバン ドを決定する。 第 2図は抑圧帯域決定部の処理内 容を示すフローチャートである。
まず、 抑圧帯域決定部 2 5は、 信号対エコー比推定部 2 3によ り推定 された比 S E Rt。 t a lと 1段目の抑圧モー ド判定閾値 T H E— S E R l t。t a iとを比較し、 以下の式 （ 6 ) が成立するか否かを判定する （ ステップ S T 1 ) 。
SERtolal≤THR_SERltotal ( 6 ) 抑圧帯域決定部 2 5は、 式 （ 6 ) が成立する場合、 送信信号全体に含 まれているエコー成分の割合が高く、 残留エコーの影響が大きいため、 全サブバン ドを抑圧対象に決定すべく、 すべての抑圧判定フラグ s f ( n) を " 1 " に設定する （ステップ S T 2 ) 。 即ち、 s f ( n) = 1， (n= l , 2 , · · · , Μ) に設定する。
一方、 式 （ 6 ) が成立しない場合、 信号対エコー比推定部 2 3により 推定された比 S E Ht。 t a lと 2段目の抑圧モー ド判定閾値 T H E_S E R 2 t。 t a iとを比較し、 以下の式 （ 7 ) が成立するか否かを判定す る （ステップ S T 3 ) 。 ·
SERtotal≤THR_SER2total ( 7 ) 抑圧帯域決定部 2 5は、 式 （ 7 ) が成立しない場合、 送信信号全体に 含まれているエコー成分の割合が低く、 残留エコーの影響が小さいため 、 全サブバンドを非抑圧対象に決定すべく、 すべての抑圧判定フラグ s f ( n) を "0" に設定する （ステップ S T 1 1 ) 。 即ち、 s f (n) = 0 , (η= 1， 2， · · · , Μ) に設定する。
抑圧帯域決定部 2 5は、 式 （ 7 ) が成立する場合、 一部のサブバン ド に含まれているエコー成分の割合が高い可能性があるため、 サブバン ド を表す変数 ηを "0" に初期設定してから （ステップ S T 4 ) 、 サブバ ン ド信号対エコー比推定部 2 4 (こより推定された比 S E R ( η) とサブ バン ド抑圧判定閾値 T H R_S E R (n) とを比較し、 以下の式 （ 8 ) が成立するか否かを判定する （ステップ S T 6 ) 。
SER(n)≤THR SER(n) ( 8 ) 抑圧帯域決定部 2 5は、 式 （ 8 ) が成立する場合、 サブバン ド nに含 まれているエコー成分の割合が高いため、 そのサブバン ド nを抑圧対象 に決定すべく、 抑圧判定フラグ s f (n) を " 1" に設定する （ステツ プ S T 7 ) 。
式 （ 8 ) が成立しない場合、 サブバン ド nに含まれているエコー成分 の割合が低いため、 そのサブバン ド nを非抑圧対象に決定すべく、 抑圧 判定フラグ s f ( n) を "0" に設定する （ステップ S T 8 ) 。
抑圧帯域決定部 2 5は、 変数 nを " 1 " だけイ ンク リメ ン ト し （ステ ヅ プ S T 9 ) 、 n≥ Mが成立するまで、 ステップ S T 5〜S T 1 0まで の処理を繰り返し実施する。
なお、 ステップ S T 6において使用されるサブバン ド抑圧判定閾値 T H R_S E ( n ) は、 全ての nに対して一意の値を定めてもよいが、 エコーキヤンセラ 1のェコ一消去能力に応じて、 それそれの nに対して 個別の値を定めてもよい。
一般に L M Sアルゴリズムによって実現される適応フィル夕 1 1を、 音声信号を主とする信号に対するエコーキヤンセ リ ングに適用する場合 、 高域に残留エコーが残り易くなることが知られている。 これは音声信 号のスぺク トルが平坦ではなく、 高域の信号パワーが低域に比べ小さい ために、 高域側のエコーパスの推定精度が低域側よ り も劣ることや、 高 域側に非線形エコー成分が集中することなどに起因している。 この場合 、 特に高域側で閾値を高めに設定することで、 エコー抑圧効果を高めら れることが期待できる。 第 3図のグラフは、 このようなサブバン ド抑圧 判定閾値 T HR— S ER ( n) の設定の一例を示している。
次に雑音スぺク トル推定部 2 6は、 F F T処理部 2 1からフーリエス ぺク トル U ( j ) を受けると、 そのフーリエスペク トル U ( j ) から背 景雑音スペク トル Nf ( j ) を推定し、 その背景雑音スペク トル N f ( j ) から背景雑音レベル N s (n) を計算する。
背景雑音スぺク トル N f ( j ) の推定方法としては、 特閧 2 0 0 0— 347 6 8 8号公報に記載されている平均雑音スぺク トルの算出方法が 好適な例として挙げられる。 背景雑音スぺク トル N f ( j ) からは、 以 下の式 （ 9 ) によって推定背景雑音レベル N s ( n) を計算する。
Figure imgf000011_0001
サブバン ドパワー算出部 2 7は、 F F T処理部 2 1からフーリエスぺ ク トル U ( j ) を受けると、 フーリエスペク トル U ( j ) を以下の式 ( 1 0 ) に代入して、 各サブバン ドの送信信号パワー U s ( n) を計算す る。
Figure imgf000011_0002
エコー抑圧量算出部 2 8は.、 雑音スぺク トル推定部 2 6が背景雑音レ ペル N s ( n) を計算し、 サブバン ドパワー算出部 2 7が各サブバン ド の送信信号パワー U s (n) を計算すると、 背景雑音レベル N s (n) と各サブバン ドの送信信号パワー U s (n) を以下の式 （ 1 1 ) に代入 して、 抑圧帯域決定部 2 5により決定された抑圧対象のサブバン ドのェ コー抑圧量 e g ( n) を算出する。
eg(n) = sf(ri) - m&x(Ns(n) - Us(n\0) ( 1 1 ) エコー抑圧量算出部 2 8により算出される抑圧量は、 第 4図に示すよ うに、 抑圧対象の帯域の送信信号を、 雑音スぺク トル推定部 2 6によ り 推定された背景雑音レベル N s ( n) にまで抑圧する量として計算され る。
エコー抑圧処理部 2 9は、 エコー抑圧量算出部 2 8が抑圧対象のサブ バン ドのエコー抑圧量 e g ( n ) を算出すると、 そのエコー抑圧量 e g (n) を以下の式 （ 1 2 ) に代入してエコー抑圧処理を実施し、 エコー 抑圧後の送信信号スペク トル 0 ( j ) を出力する。
O(;)=10 /(^20 [/(;) ( 1 2 ) ただし、 f ( j ) は周波数 jの所属するサブバン ドのインデックス n を出力する関数である。
この結果、 エコー成分の割合の高い帯域の信号成分は、 第 5図に示す ように背景雑音レベルまで抑圧される。 なお、 全帯域が抑圧対象とされ た場合、 抑圧処理後の送信信号スペク トル◦ ( j ) は背景雑音スぺク ト ルにほぼ近い形状となる。
I F F T処理部 3 0は、 エコー抑圧処理部 2 9がエコーの抑圧処理を 実施すると、 抑圧処理後の送信信号スペク トル 0 ( j ) を I F F T処理 して、 時系列信号である送信信号 0 ( t ) を出力する。
以上で明らかなように、 この実施の形態 1によれば、 エコーキャンセ ラ 1によるエコー消去後の送信信号 u ( t ) を帯域分割し、 各帯域の信 号成分に対するエコー成分の割合を推定する割合推定手段を設け、 その 割合推定手段により推定されたエコー成分の割合から帯域別のエコー抑 圧量 e g ( n) を算出し、 各帯域の信号成分から当該エコー抑圧量 e g (n) を減算するように構成したので、 通話品質の劣化を招く ことなく 、 残留エコーを抑圧することができる効果を奏する。
即ち、 エコー成分の割合の高い帯域のみを選択して抑圧処理を実施す るので、 送信信号に含まれているユーザ音声成分、 特に語頭や語尾の部 分を損なわず、 音声品質を保持しながら残留エコーを抑圧することがで きる効果を奏する。
また、 この実施の形態 1によれば、 送信信号の全体に含まれるエコー 成分の割合を調べ、 エコー成分の割合が特に高い時間区間においては、 全帯域を抑圧対象に決定して抑圧処理を実施するので、 受話側のシング ル トーク時において高い抑圧効果が得られる。
また、 この実施の形態 1 によれば、 各サブバン ドの信号成分を背景雑 音レベルまで抑圧し、 その背景雑音レベルを超える抑圧を実施しないの で、 背景雑音の断続感を招く ことなく、 残留エコーを抑圧することがで きる効果を奏する。 また、 エコー抑圧装置の後段に擬似背景雑音を付加 する装置を別途設置す 必要がないため、 演算規模の簡略化を図るこ と ができる効果も奏する。
さらに、 この実施の形態 1 によれば、 エコー成分の割合を推定するに 際して、 エコーキャンセラ 1 によるエコー消去後の送信信号 u ( t ) を 参照しているため、 比較的小さな演算規模で高い推定精度を実現するこ とができる効果を奏する。
また、 この実施の形態 1 によれば、 抑圧する帯域の判定に用いる閾値 をサブバン ド毎に設定しているため、 残留エコー成分が発生し易い帯域 で、 抑圧が効果的に働く ように調整することができる効果を奏する。 実施の形態 2 .
第 6図はこの発明の実施の形態 2 によるエコー抑圧装置を示す構成図 であり、 図において、 第 1図と同一符号は同一または相当部分を示すの で説明を省略する。
F F T処理部 3 1は受信信号 r ( t ) を F F T処理してフ一リエスぺ ク トル R ( j ) を出力し、 F F T処理部 3 2は送信信号 s ( t ) を ; F F T処理してフーリエスペク トル S ( j ) を出力する。 エコー結合量推定 部 3 3はフーリエスペク トル R ( j ) , S ( j ) から トータルのエコー 結合量 L t。 t a l とサブバン ド別のエコー結合量 L ( n ) を推定する。 信号対エコー比推定部 3 4はエコー結合量推定部 3 3によ り推定された トータルのエコー結合量 L t。 t a lから送信信号 s ( t ) の全信号成分 に対するエコー成分の割合を推定し、 サブバン ド信号対エコー比推定部 3 5はェコ一結合量推定部 3 3によ り推定されたサブバン ド別のエコー 結合量 L ( n ) から各サブバン ドの信号成分に対するエコー成分の割合 を推定する。 なお、 F F T処理部 3 1 , 3 2、 エコー結合量推定部 3 3 、 信号対エコー比推定部 3 4及びサブバン ド信号対エコー比推定部 3 5 から割合推定手段が構成されている。
次に動作について説明する。
上記実施の形態 1では、 エコーキャンセラ 1 によるエコー消去前の送 信信号 s ( t ) とエコー消去後の送信信号 u. ( t ) とを比較、 または、 適応フィル夕 1 1が生成する疑似エコー信号 d ( t ) とエコー消去後の 送信信号 u ( t ) とを比較して、 送信信号 s ( t ) に含まれるエコー成 分の割合を推定するものについて示したが、 受信信号 r ( t ) と送信信 号 s ( t ) とを比較することによってエコー経路のエコー結合量を推定 し、 そのエコー結合量から送信信号 s ( t ) に含まれるエコー成分の割 合を推定するようにしてもよい。
具体的には下記の通りである。
まず、 F F T処理部 3 1は、 R i n端子から受信信号 r ( t ) が入力 される.と、 その受信信号 r ( t ) を F F T処理してフーリエスペク トル R ( j ) を出力する。
また、 F F T処理部 3 2は、 S i n端子から送信信号 s ( t ) .が入力 されると、 その送信信号 s ( t ) を F F T処理してフーリエスペク トル S ( j ) を出力する。
エコー結合量推定部 3 3は、 F F T処理部 3 1からフーリエスぺク ト ル R ( j ) を受け、 F F T処理部 3 2からフーリエスペク トル S ( j ) を'受けると、 フーリエスペク トル R ( j ) ， S ( j ) から トータルのェ コ一結合量 L t。 t a iとサブバン ド別のエコー結合量 L ( n ) を推定す る o
即ち、 エコー結合量推定部 33は、 送信信号 s ( t ) と受信信号 r ( t ) の全体の信号パワー.を比較するため、 その差が所定の閾値 T H R— R S T以上であるか否かを次の式 （ 1 3 ) によって判定する （第 7図の ステップ S T 2 1 ) 。
101og10 J|S(;)r /JIR f \<THR_RST ( 1 3 ) ここで、 T HR一 R S Tは、 現在の通話状態が受信側のシングルトー クか否かを判定するための閾値である。
エコー結合量推定部 3 3は、 式 （ 1 3 ) が成立する場合、 トータルの エコー結合量 Lt。 t a lを次のように更新する （ステップ S T 2 2 ) 。
Ltatal idB) ( 1 )
Figure imgf000015_0001
ここで、 ひは更新速度を決定する係数であり、 0 <ひ< 1を満たす定 数とする。 また、 L， t。 t a lは更新前の トータルのエコー結合量であ り、 エ コ ー結合量 L t 。 t a 1の初期値はエ コ ー抑圧装置の適応対象にお ける実際のエコ ー結合量よりも十分小さい値として設定されているもの とする。
次にエコー結合量推定部 33は、 サブバン ド別のエコー結合量 L ( n ) を次のように更新する （ステップ S T 2 3 ) 。 网 ( 1 5 )
Figure imgf000015_0002
エ コ ー結合量 L (n) の初期値もエコー抑圧装置の適応対象における 実際のエ コ ー結合量よりも十分小さい値として設定されているものとす る。
エコー結合量推定部 3 3は、 式 （ 1 3 ) が成立しない場合、 エコー結 合量の更新を行わない。
信号対エコー比推定部 34は、 エコー結合量推定部 3 3がトータルの エコー結合量 L t。 t a丄を推定すると、 トータルのエコー結合量 L t。 t a iを以下の式 （ 1 6 ) に代入して、 送信信号 s ( t ) の全信号成分に対 するエコー成分の割合として S ERt。t a lを推定する。 ^ + L 网 ( 1 6 )
Figure imgf000016_0001
サブバン ド信号対エコー比推定部 3 5は、 エコー結合量推定部 3 3が サブバン.ド別のエコー結合量 L ( n) を推定すると、 サブバン ド別のェ コー結合量 L (n) を以下の式 （ 1 7) に代入して、 各サブバン ドの信 号成分に対するェコ一成分の割合として S E R ( n) を推定する。
( 1 7 )
Figure imgf000016_0002
ただし、 n = 1 , 2， · · ·， Μ
抑圧帯域決定部 2 5から I F F Τ処理部 3 0までの処理内容は、 上記 実施の形態 1と同様であるため説明を省略する。
以上で明らかなように、 この実施の形態 2によれば、 エコー抑圧装置 の前段に適応フィル夕 1 1によるエコーキャンセラ 1が存在しない場合 や、 エコーキャンセラ 1に単純に直列接続する場合でも、 上記実施の形 態 1と同様に、 通話品質の劣化を招く ことなく、 残留エコーを抑圧する ことができる効果を奏する。
即ち、 受信信号 r ( t ) と送信信号 s ( t ) からエコー経路の結合量 を推定して、 その結合量を受信信号の帯域分割信号に乗算し、 乗算後の 帯域分割信号と送信信号の帯域分割信号とを比較して、 各帯域の信号成 分に対するエコー成分の割合を推定するようにしているので、 エコー抑 圧装置の前段に適応フィルタ 1 1によるエコーキャンセラ 1が存在しな い場合や、 エコーキャンセラ 1に単純に直列接続する場合でも、 各帯域 の信号成分に対するエコー成分の割合を推定することができる効果を奏 する。
また、 この実施の形態 2によれば、 送話 · 受話間のパワースぺク トル からエコー経路の結合量を算出しているため、 結合量の推定が入力音声 のスぺク トル上のパワーの偏りに影響されずら くなり、 信号レベルが比 較的小さい高域側でも高い推定精度を実現することができる効果を奏す る。 実施の形態 3.
上記実施の形態 1では、 各サブバン ドのエコー抑圧量 e g ( n) を、 現在の送信信号のレベルから背景雑音レベルまで抑圧する抑圧量に相当 する値として算出するものについて示しているが、 各帯域の信号成分に 対するエコー成分の割合の大きさに応じて各サブバン ドのエコー抑圧量 e g ( n) を算出するようにしてもよい。
これにより、 上記実施の形態 1では、 各サブバン ドのエコー成分の割 合を表す S ER ( n) が所定の閾値 T H R— S E R (n) を超えたとき 、 エコーの抑圧処理を実施することになるが、 この実施の形態 3では、 各サブバン ドのエコー成分の割合を表す S ER (n) が所定の閾値 T H R— S E R ( n) を超えない場合であっても、 エコー成分の割合を表す S E R ( n) に応じた抑圧処理を実施することになる。
具体的には下記の通りである。
この実施の形態 3では、 エコー抑圧量算出部 2 8は、 式 （ 1 1 ) の代 わりに、 下記の式 （ 1 8 ) を使用してエコー抑圧量 e g ( n) を計算す sf(n) · ax(SER(n) - THR _SER(n) + Ns(n)― Us(n),0) SER(n)≥ THR _SER(n)
Figure imgf000018_0001
SER(n、く THR SER(n)
( 1 8 ) 式 （ 1 8 ) では、 S E R ( n) が閾値 THR— S E R ( n) を下回る 場合、 式 （ 1 1 ) によって'計算される抑圧量と同じ値の抑圧量を算出す ることになるが、 S E R ( n) が閾値 THR— S ER ( n) 以上になる 場合、 閾値 THR— S ER (n) を超過した分だけ低減する抑圧量 e g ( n) を算出することになる。
以上から明らかなように、 この実施の形態 3によれば、 エコー成分の 割合が比較的小さい条件でも、 その割合に応じて抑圧量を調整してェコ —抑圧を実施することになるため、 上記実施の形態 1では、 抑圧ができ なかった条件でも抑圧を行うことが可能となり、 エコーの抑圧効果を高 めることができる効果を奏する。
また、 この実施の形態 3によれば、 エコー成分の割合の大きさに応じ て定める抑圧量の上限値を、 背景雑音レベルまでの抑圧に相当する値と することによ り、 背景雑音の断続感を生じさせずに抑圧処理を行うこと ができる効果を奏する。 加えて、 エコー抑圧装置の後段に擬似背景雑音 を付加する必要がないため、 演算規模を低減することができる効果も奏 する。 . · 実施の形態 4.
上記実施の形態 1では、 抑圧対象とするサブバン ドの平均信号レベル が背景雑音レベル相当となるように抑圧量 e g ( n) を決定して、 ェコ 一成分の抑圧処理を実施するものについて示したが、 抑圧対象とするサ プバン ドの振幅スぺク トルが、 サブバン ド内で平坦化するように抑圧処 理を実施するようにしてもよい。 即ち、 この実施の形態 4では、 エコー抑圧量をサブバン ド別に算出す るのではなく、 エコー抑圧量をフーリエスぺク トル上のサンプル別に算 出する。
例えば、 抑圧対象とするサブバン ドのパワーが、 同じサブバン ドにお ける背景雑音の平均パワーに等しくなるように、 各サンプルの絶対値を 一定値にそろえるように抑圧量 e g ( j ) を決定する。 egリ 10 log 10 网 ( 1 9 )
Figure imgf000019_0001
ここで、 I s ( n ) はサブバン ド nのフ一リエスペク トルのサンプル 数を示している。
この実施の形態 4によれば、 抑圧対象とするサブバン ドのスぺク トル を平坦化するので、 一律のゲインを付与する場合と比べ、 より聴感的な 残留エコー感を低減できる効果を奏する。 実施の形態 5 .
第 8図はこの発明の実施の形態 5によるエコー抑圧装置を示す構成図 であり、 図において、 第 1図と同一符号は同一または相当部分を示すの で説明を省略する。
ダブルトーク検出部 4 1はダブルトークの検出処理を実施し、 エコー 抑圧量算出部 4 2は第 1図のエコー抑圧量算出部 2 8 と同様にしてェコ 一抑圧量を算出する一方、 ダブルトーク検出部 4 1がダブルトークを検 出すると、 そのダブルトークの検出区間では非検出区間よりもエコー抑 圧量を抑制する。 なお、 ダブルトーク検出部 4 1及びエコー抑圧量算出 部 4 2はエコー抑圧手段を構成している。
次に動作について説明する。
この実施の形態 5では、 ダブルトークの検出処理を実施するダブル ト ーク検出部 4 1を設け、 エコー抑圧量算出部 42がダブルトークの検出 区間では非検出区間よりもエコー抑圧量を抑制する点で、 上記実施の形 態 1と相違している。
即ち、 ダブルトーク検出部 4 1は、 エコーキャンセラ 1の減算器 1 2 から出力されたエコー消去後の送信信号 u ( t ) 'と、 受信信号 r ( t ) とのパワーの差を計算し、 このパワーの差が所定の閾値 T HR— D Tを 超えるか否かを以下の式 （ 2 0 ) によって判定する。
Figure imgf000020_0001
ただし、 T H R— D Tはダブルトークを検出するための閾値である。 ダブルトーク検出部 4 1は、 式 （ 2 0 ) が成立する場合、 現在の通話 状態がダブルトークであると判定し、 ダブルトークフラグ d f = 1を出 力する。
一方、 式 （ 2 0 ) が成立しない場合、 ダブルトーク検出フラグ d f = 0を出力する。
エコー抑圧量算出部 42は、 ダブルトーク検出部 4 1がダブルトーク を検出していない非検出区間では、 第 1図のエコー抑圧量算出部 2 8と 同様にしてエコー抑圧量 e g (n) を算出するが、 ダブルトーク検出部 4 1がダブルトークを検出すると、 そのダブルトークの検出区間では非 検出区間よりもエコー抑圧量 e g ( n) を抑制する。
即ち、 エコー抑圧量算出部 42は、 ダブルトーク検出フラグ d f を以 下の式 （ 2 1 ) に代入して、 エコー抑圧量 e g ( n) を算出する。
eg(n) = (l-df)-sf (n) · max(Ns(w) - Us(n),6) ( 2 1 ) 式 （ 2 1 ) の場合、 ダブルトークの検出区間のエコー抑圧量 e g ( n ) が零になるが、 0 < d f < 1に設定して、 エコー抑圧量 e g ( n) が 非検出区間よりも小さくなるようにしてもよい。 以上から明らかなように、 この実施の形態 5によれば、 ダブルトーク の検出区間では非検出区間よりもエコー抑圧量 e g ( n ) を抑制するの で、 ダブルトーク区間における送話品質の劣化を抑制することができる 効果を奏する。
なお、 この実施の形態 5では、 ダブルトーク検出部 4 1がエコー'消去 後の送信信号 u ( t ) と受信信号: r ( t ) とのパワーの差に基づいてダ ブルトークの検出を行っているが、 その検出方法や検出のためのパラメ —夕はこれに限定されるものではない。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係るエコー抑圧装置は、 スピーカから出力 された受信信号がエコー経路を経てマイクに入力されることにより生じ る音響エコーを低減することによって、 通話品質を高める必要がある車 載電話や携帯電話などの音声通信に用いるのに適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 受信信号から擬似エコー信号を生成し、 送信信号から当該擬似ェコ 一信号を減算するエコーキヤンセラと、 上記エコーキャンセラによる減 算処理後の送信信号を帯域分割し、 各帯域の信号成分に対するエコー成 分の割合を推定する割合推定手段と、 上記割合推定手段により推定され たエコー成分の割合から帯域別のエコー抑圧量を算出し、 各帯域の信号 成分から当該エコー抑圧量を減算するエコー抑圧手段と、 上記エコー抑 圧手段による減算処理後の各帯域の信号成分を時系列信号に戻し、 その 時系列信号を送信信号として出力する帯域合成手段とを備えたエコー抑 圧装置。
2 . 割合推定手段は、 送信信号又は擬似エコー信号を帯域分割し、 その 帯域分割信号を用いて、 各帯域の信号成分に対するエコー成分の割合を 推定することを特徴とする請求の範囲第 1項記載のエコー抑圧装置。
3 . エコー抑圧手段は、 全帯域の信号成分に対するエコー成分の割合が 第 1の基準値より大きい場合、 すべての帯域のエコー抑圧量を算出し、 全帯域の信号成分に対するエコー成分の割合が第 1の基準値より小さい 場合、 帯域別のエコー成分の割合が第 2の基準値より大きい帯域のェコ 一抑圧量のみを算出することを特徴とする請求の範囲第 1項記載のェコ 一抑圧装置。
4 . エコー抑圧手段は、 エコー成分の割合と第 2の基準値を比較するに 際して、 帯域別に用意されている第 2の基準値を使用することを特徴と する請求の範囲第 3項記載のエコー抑圧装置。
5 . 送信信号を帯域分割し、 各帯域の信号成分から帯域別の背景雑音レ ベルを推定する背景雑音レベル推定手段と、 上記背景雑音レベル推定手 段により推定された帯域別の背景雑音レベルから帯域別のエコー抑圧量 を算出し、 各帯域の信号成分から当該エコー抑圧量を減算するエコー抑 圧手段と、 上記エコー抑圧手段による減算処理後の各帯域の信号成分を 時系列信号に戻し、 その時系列信号を送信信号として出力する帯域合成 手段とを備えたエコー抑圧装置。
6 . エコー抑圧手段は、 減算後の各帯域の信号成分を帯域別の背景雑音 レベルに一致させるエコー抑圧量を算出することを特徴とする請求の範 囲第 5項記載のエコー抑圧装置。
7 . 送信信号を帯域分割し、 各帯域の信号成分に対するエコー成分の割 合を推定する割合推定手段と、 上記割合推定手段により推定されたェコ 一成分の割合から帯域別のエコー抑圧量を算出し、 各帯域の信号成分か ら当該エコー抑圧量を減算するエコー抑圧手段と、 上記エコー抑圧手段 による減算処理後の各帯域の信号成分を時系列信号に戻し、 その時系列 信号を送信信号として出力する帯域合成手段とを備えたエコー抑圧装置
8 . 割合推定手段は、 受信信号を帯域分割し、 その帯域分割信号を用い て、 各帯域の信号成分に対するエコー成分の割合を推定することを特徴 とする請求の範囲第 7項記載のエコー抑圧装置。
9 . 割合推定手段は、 受信信号と送信信号からエコー経路の結合量を推 定して、 その結合量を受信信-号の帯域分割信号に乗算し、 乗算後の帯域 分割信号と送信信号の帯域分割信号とを比較して、 各帯域の信号成分に 対するエコー成分の割合を推定することを特徴とする請求の範囲第 8項 記載のエコー抑圧装置。
1 0 . 割合推定手段は、 受信信号から受信側のシングルトークを検出し た時、 エコー経路の結合量を推定することを特徴とする請求の範囲第 9 項記載のエコー抑圧装置。 .
1 1 . エコー抑圧手段は、 各帯域の信号成分に対するエコー成分の割合 の大きさに応じて帯域別のエコー抑圧量を算出することを特徴とする請 求の範囲第 1項記載のエコー抑圧装置。
1 2 . エコー抑圧手段は、 ある帯域の信号成分に対するエコー成分の割 合が所定の閾値を上回る場合、 その帯域の信号成分のスぺク トルを平坦 化することを特徴とする請求の範囲第 1項記載のエコー抑圧装置。
1 3 . エコー抑圧手段は、 ダブルトークの検出機能を備え、 そのダブル トークの検出区間では非検出区間よりもエコー抑圧量を抑制することを 特徴とする請求の範囲第 1項記載のエコー抑圧装置。
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