WO2004053574A1 - 光変調器 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to an optical modulator used in optical communication, and more particularly to a Mach-Zeng type optical modulator using an optical waveguide.
- optical waveguide devices using electro-optic crystal such as lithium niobate (L i Nb0 3) or lithium tantalate (L i Ta 0 2 is to form a metal film is thermally diffused to a portion on the crystal substrate
- electro-optic crystal such as lithium niobate (L i Nb0 3) or lithium tantalate (L i Ta 0 2 is to form a metal film
- an optical waveguide is formed, and then various functional devices are formed by providing electrodes near the optical waveguide.
- a Mach-Zehnder type optical modulator having a branching interference type optical waveguide structure is known as one of the optical waveguide devices using the optical waveguide.
- FIGS. 9A and 9B are configuration diagrams illustrating an example of a conventional Mach-Zehnder optical modulator.
- FIG. 9A is a plan view
- FIG. 9B is a cross-sectional view along X_X.
- the conventional Mach-Zehnd optical modulator includes an incident waveguide 111, a branch 112, parallel waveguides 113A and 113B, a multiplexing section 114, and an output waveguide 115 formed on a substrate 101.
- a coplanar electrode having an optical waveguide structure and having a signal electrode 121 and a ground electrode 122 provided on the parallel waveguides 113A and 113B is provided.
- the coplanar electrode uses a signal electrode 121 and a ground electrode just above the parallel waveguides 113A and 113B in order to utilize a change in the refractive index due to an electric field in the Z direction. 122 is arranged.
- the electrodes 121 and 122 are patterned on the parallel waveguides 113A and 113B, respectively, but the light propagating in the parallel waveguides 113A and 113B is transmitted to the signal electrodes.
- a buffer layer 102 is formed between crystal substrate 101 and signal electrode 121 and ground electrode 122 to prevent absorption by 121 and ground electrode 122. It is.
- the buffer layer 1 0 2 for example, 3 1 0 2 having a thickness of 0.2 to 1 111 are used.
- one end of the signal electrode 122 is grounded via a resistor to form a traveling-wave electrode, and the microwave is applied from the other end of the signal electrode 122.
- Apply a high-frequency electric signal S such as In this case, the signal electrodes 1 2 1 and the ground electrode 1 2 parallel waveguides by an electric field E generated between the 2 1 1 3 A, 1 1 3 refractive index of B respectively + A n s, - ⁇ ⁇ ⁇ like Therefore, the phase difference of each light propagating through the parallel waveguides 1 13 ⁇ and 1 13 ⁇ ⁇ changes, so that the intensity-modulated signal light is output from the output waveguide 1 14. Become.
- the configuration of FIG. 9 is connected in series in two stages, a clock signal is applied to the signal electrode 12 1 of the preceding stage, and a data signal is applied to the signal electrode 12 1 ′ ′′ of the subsequent stage.
- An optical modulator is also known, which is capable of generating modulated light such as an RZ (Return to Zero) format by providing the modulated light.
- the conventional Mach-Zehnder type optical modulator as described above has the following problems related to wavelength chirp.
- the intensity of the electric field E applied to each parallel waveguide 113A and 113B differs depending on the difference in the arrangement with respect to the signal electrode 121.
- the change in the refractive index (A ns ) of the parallel waveguide 1 13 B closer to the signal electrode 1 2 1 is greater than the change in the refractive index of the parallel waveguide 1 13 A far from the signal electrode 1 2 1. (A n G ).
- a method using an X-cut crystal substrate a method in which two signal electrodes are arranged on each parallel waveguide, and a Mach-Zehnder type optical modulator is push-pull driven and so on.
- the present invention has been made in view of the above points, and a first object of the present invention is to provide a Mach-Zehnder type optical modulator capable of reducing a wavelength chirp generated in modulated light. It is a second object of the present invention to provide a Mach-Zehnder optical modulator capable of outputting modulated light having a desired wavelength gap.
- Japanese Patent Application Laid-Open No. 53-90747 discloses a polarization inversion type optical modulator.
- This domain-inverted optical modulator provides a region in which the polarization direction is inverted in a two-dimensional waveguide in a strip shape, and applies a voltage between two electrodes arranged so as to sandwich the domain-inverted region in parallel. This modulates light propagating in the domain-inverted region.
- Such a polarization-inverted optical modulator can be used irrespective of whether it is a single mode or a multimode, has advantages such as no need for a polarizer / analyzer and a small dependence on temperature.
- the above-mentioned polarization-inverted optical modulator basically has an optical waveguide structure different from that of the Mach-Zehnder type, it does not solve the problem of the wavelength chirp as described above, and its purpose is not to be the present invention. Are different. Disclosure of the invention
- an optical modulator forms an optical waveguide having a structure of a Mach-Zehnder interferometer on a substrate having an electro-optical effect, and positions the optical waveguide between a branch portion and a multiplexing portion of the optical waveguide.
- a signal electrode and a ground electrode along a pair of parallel waveguides, and modulating light propagating through the optical waveguide by applying an electric signal to the signal electrode;
- the substrate is an interaction part where light propagating through the pair of parallel waveguides and an electric signal propagating through the signal electrode interact with each other.
- the signal electrode includes a pair of parallel waveguides within the domain-inverted region of the interaction part.
- the optical modulator having such a configuration, the light incident on the optical waveguide is branched into two at the branch portion and sent to the pair of parallel waveguides.
- An electric field generated between the signal electrode and the ground electrode according to an electric signal propagating through the signal electrode is applied to each parallel waveguide, and the refractive index of each parallel waveguide changes due to an electro-optic effect caused by this electric field.
- the phase of light propagating through each parallel waveguide changes.
- a domain-inverted region and a non-inverted region whose polarization directions are opposite to each other are formed in the interaction part, and the arrangement of the signal electrodes with respect to the pair of parallel waveguides is changed in each region.
- the difference in the amount of phase change of the propagating light is cancelled, and the wavelength chirp generated in the modulated light multiplexed in the multiplexing section is reduced.
- the domain-inverted region has a length approximately 1/2 times the total length of the interaction portion in the light propagation direction in the pair of parallel waveguides, and the light propagation direction. It may have a length that can include a pair of parallel waveguides in a direction perpendicular to the direction.
- phase modulation is performed in which the absolute value is substantially equal and the sign is inverted, so that modulated light having a wavelength gap of substantially zero is generated.
- the domain-inverted region has a length set in accordance with a required value of a wavelength chirp in a light propagation direction in the pair of parallel waveguides, and In a direction perpendicular to the direction, it may have a length that can include a pair of parallel waveguides.
- FIG. 1 is a plan view showing the configuration of the optical modulator according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 2 is a diagram showing a main structure of a cross section of each part in FIG.
- FIG. 3 is a diagram exemplifying the relationship between the length of the non-inversion region and the wavelength capture in the first embodiment.
- FIG. 4 is a plan view showing the configuration of the optical modulator according to the second embodiment of the present invention.
- FIG. 5 is a plan view showing the configuration of the optical modulator according to the third embodiment of the present invention.
- FIG. 6 is a plan view showing another configuration example related to the third embodiment.
- FIG. 7 is a plan view showing the configuration of the optical modulator according to the fourth embodiment of the present invention.
- FIG. 8 is a plan view showing a configuration of an application example related to each of the above embodiments.
- FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional Mach-Zehnder optical modulator.
- FIG. 10 is a plan view showing a configuration example of a conventional Mach-Zeng type optical modulator compatible with the RZ format.
- FIG. 1 is a plan view showing the configuration of a Matsuhazenda type optical modulator according to a first embodiment of the present invention.
- FIGS. 2A and 2B are diagrams showing a main structure of a cross section of each part in FIG. 1, wherein FIG. 2A is an XX cross-sectional view, and FIG. 2B is a XY cross-sectional view.
- an optical modulator has a substrate 1 having an electro-optic effect and having a region R inverted in the polarization direction, and a branching interference formed on the surface of the substrate 1. And a coplanar electrode 20 formed on the surface of the substrate 1 with the buffer layer 2 interposed therebetween.
- Substrate 1 is, for example, Z - against L i N b 0 3 substrate or the like of the cut, after forming the optical waveguide 1 0 by applying known processing such as titanium (T i) diffusion or proton exchange, optical
- the region corresponding to the latter half of the part where the light L propagating in the waveguide 10 and the high-frequency electric signal S propagating in the coplanar electrode 20 interact (hereinafter referred to as the interaction part) (see FIGS. 1 and 2).
- the polarization direction of R is reversed with respect to the polarization direction of the other regions.
- the interaction part The domain R where the polarization is inverted is called a domain-inverted area, and the area where the domain is not inverted is called a non-inversion area.
- the above-mentioned domain-inverted region R can be formed, for example, by applying a pulsed high electric field after patterning with a resist or the like.
- the size of the domain-inverted region R has a length of about LZ2 in the light propagation direction, where L is the total length in the longitudinal direction (light propagation direction) of the interaction portion.
- the optical waveguide In the direction perpendicular to the propagation direction, the optical waveguide has a length capable of including two parallel optical waveguides 13A and 13B that are bifurcated.
- the optical waveguide 10 is composed of the incident waveguide 11, the branching section 12, the parallel waveguides 13A and 13B, the multiplexing section 14 and It has an output waveguide 15 and constitutes a Mach-Zeng interferometer.
- the optical waveguide 10 is formed on the 1Z plane of the substrate 1 by performing a process such as thermal diffusion or proton exchange in the same manner as in the related art.
- the light input end of the input waveguide 11 one end located on the left side in FIG. 1
- the light output end of the output waveguide 15 are on the opposite side surfaces of the substrate 1, respectively. Has reached.
- the cross-sectional shape of the optical waveguide 10 is rectangular, but the cross-sectional shape of the optical waveguide in the present invention is not limited to the above example.
- Coplanar electrode 20 has signal electrode 21 and ground electrode 22.
- the signal electrode 21 passes through the parallel waveguide 13 A in the non-inversion region of the substrate 1 and passes over the parallel waveguide 13 B in the domain-inversion region R, as shown in FIG. 1, for example. It is patterned into a shape.
- the ground electrode 22 passes through the parallel waveguide 13 B in the non-inversion region of the substrate 1 at a fixed distance from the signal electrode 21, and passes through the parallel waveguide 13 A in the polarization inversion region R. It is patterned into the required shape that passes through.
- the signal electrode 21 is formed as a traveling-wave electrode by an output terminal located at the upper right in FIG. 1 being grounded via a resistor (not shown), and a high-frequency electric signal S corresponding to the modulated data is output. It is applied from the input terminal located at the lower left in FIG.
- the buffer layer formed between the coplanar electrode 20 and the surface of the substrate 1 is for preventing light propagating in the optical waveguide 10 from being absorbed by the coplanar electrode 20. specifically, the thickness from 0.2 to 1 111 Mochiiruko and 3 I_ ⁇ 2 It is possible.
- continuous light supplied from the outside to the incident waveguide 11 is split into two at the splitter 12 and sent to the parallel waveguides 13A and 13B, respectively.
- An electric field E (arrow line in FIG. 2) generated between the signal electrode 21 and the ground electrode 22 according to the high-frequency electric signal S traveling on the signal electrode 21 is applied to each of the parallel waveguides 13A and 13B.
- the refractive index of each of the parallel waveguides 13A and 13B changes due to the electro-optic effect of the electric field E.
- the phase of each light propagating through each of the parallel waveguides 13A and 13B changes.
- An s is the refractive index variation of the parallel waveguide positioned below the signal electrode 2
- the delta n G is the refractive index variation of the parallel waveguide positioned below the ground electrode 22.
- FIG. 3 is a diagram exemplifying the relationship between the length of the non-inversion region (or the domain-inverted region R) and the generated wavelength cap.
- L 1 / L 0.5
- the value of the parameter is 0. It can be seen that the generation of the wavelength chirp disappeared.
- the domain-inverted region R is provided in the latter half of the interaction section, Patterning the signal electrode 21 and the ground electrode 22 by applying high-frequency electric signals to one signal electrode without applying a high-frequency electric signal to the two signal electrodes as in the conventional push-pull drive. Even if only an electric signal is applied, it is possible to realize an optical modulator in which the occurrence of wavelength chirp is substantially zero.
- an optical waveguide can be arranged directly below the signal electrode 21 by using a Z-cut substrate, so that the optical modulation using a conventional X-cut substrate to suppress the generation of a wavelength chip is performed. It is possible to lower the driving voltage as compared with the device.
- the domain-inverted region R is formed in the latter half of the interaction part.
- the domain-inverted region R may be provided in the first half of the interaction part.
- the signal electrode 21 is arranged on the parallel waveguide 13 A, and in the domain-inverted region R, the signal electrode 21 is arranged on the parallel waveguide 13 B.
- the arrangement of the signal electrodes 21 in the domain-inverted region R can be reversed.
- the length L 1 of the non-inversion region and the length L 2 of the domain-inverted region R are set to be substantially equal to each other so as to eliminate the occurrence of the wavelength capture.
- the length L2 of the inversion region may be adjusted according to the difference so as to suppress the occurrence of the wavelength chirp.
- FIG. 4 is a plan view showing a configuration of the Mach-Zehnder type optical modulator of the second embodiment.
- the configuration of the Mach-Zehnder type optical modulator differs from the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 described above in the light propagation direction of the domain-inverted region R formed on the substrate 1.
- Length L 2 was changed according to the value of the wavelength chirp required by the system, and the pattern of the signal electrode 21 and the ground electrode 22 was changed corresponding to the change of the domain-inverted region R. It is.
- Other configurations other than those described above are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will not be repeated.
- the modulated light is generated by changing the ratio of the length L1 of the non-inversion region or the length L2 of the domain-inversion region R to the total length L in the longitudinal direction of the interaction part.
- the value of the wavelength chirp changes (in the example of FIG. 3, the change range is from 0.7 to 100.7). Therefore, in the present embodiment, the ratio of L 1 / L or L 2 / L corresponding to the required value of the wavelength cap is obtained, and the required portion of the substrate 1 (the output side portion in FIG.
- a domain-inverted region R is formed at a position corresponding to the arrangement of the domain-inverted region R, and the signal electrode 21 is positioned on the parallel waveguide 13 A in the non-inverted region, and is parallel in the domain-inverted region R.
- the coplanar electrode 20 is patterned so as to be located on the waveguide 13B.
- the second embodiment it is possible to easily obtain modulated light having a desired value of the wavelength chirp by using the Mach-Zehnder type optical modulator using the Z-cut substrate 1.
- FIG. 4 shows an example in which the length L2 of the domain-inverted region R is shorter than the length L1 of the non-inverted region. Is longer than the length L 1 of the non-inverting region to realize the required value of the wavelength chirp. It is possible.
- FIG. 5 is a plan view showing the configuration of the Matsuhatsu-Zander optical modulator of the third embodiment.
- the configuration of the present Mach-Zengsian optical modulator differs from the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 described above.
- the signal electrode 21 is placed on the parallel waveguide 13 A in the non-inverted region in accordance with the arrangement of the domain-inverted region R.
- the pattern of the coplanar electrode 20 is changed so as to be located on the parallel waveguide 13B.
- Other configurations other than the above are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will not be repeated.
- the absolute value of the phase difference is corrected in each of the first half and the second half of the interaction part. Will be done. This makes it possible to reliably suppress the occurrence of the wavelength chirp in a driving state in which the propagation loss of the coplanar line 20 increases.
- the domain-inverted region R is formed at the center of the interaction part.
- FIG. 6 for example, as shown in FIG. L / 4 domain-inverted regions R 1 and R 2 are formed respectively, and the center of the interaction part
- the phase difference is corrected in the first half and the second half of the interaction part here, the present invention is not limited to this, and the non-inversion region and the polarization inversion region are arranged in the longitudinal direction of the interaction part. Three or more combinations may be arranged in order, and the phase difference may be corrected at three or more locations. With such a configuration, it is possible to more reliably suppress the occurrence of the wavelength chirp.
- FIG. 7 is a plan view showing the configuration of the Mach-Zehnder type optical modulator of the fourth embodiment.
- the Mach-Zeng optical modulator of the present embodiment is one in which, for example, the configuration of the above-described third embodiment shown in FIG. 5 is connected in two stages in series to form one optical modulator.
- a clock signal is used as the high-frequency electric signal S applied to the preceding signal electrode 21, and a data signal is used as the high-frequency electric signal S ′ applied to the subsequent signal electrode 21 ′
- an optical signal an optical signal modulated according to the RZ format or the like is generated. This makes it possible to easily obtain an optical signal in the RZ format in which the occurrence of wavelength traps is suppressed by using a Z-cut Mach-Zehnder optical modulator.
- the configuration shown in FIG. 5 is connected in series in two stages, but the configuration shown in FIG. 1, FIG. 4 or FIG. A configuration is possible.
- the RZ format has been exemplified as the code format of the optical signal generated by the Mach-Zeng type optical modulator having the two-stage configuration, but the code format of the modulated light obtained by the optical modulator of the present invention is the same as the above example. It is not limited.
- the coplanar electrodes 2 0 separately, an electrode 2 3 provide the required bias voltage V B to the substrate 1 is provided, and to perform compensation for de riff Bok operating point by adjusting the bias voltage V B
- the present invention can be applied to the configuration.
- the total length L of the above-mentioned interaction part is determined by the light propagating through the parallel waveguides 13A and 13B and the high-frequency electric signal S propagating through the signal electrode 21 of the coplanar electrode 20.
- A corresponds to the length of the portion interacting, different from the contained up electrode 2 3 a bias voltage V B is Ru is applied length.
- the present invention is directed to an optical signal in which the wavelength chirp is reduced without driving the Mach-Zehnder type optical modulator by push-pull and using a lower driving voltage as compared with the method using the X-cut substrate, Since it is possible to provide an optical modulator capable of generating an optical signal having a wavelength chirp, it has great industrial applicability.
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Description
明 細 書 光変 RJS器 技術分野
本発明は光通信で用いられる光変調器に関し、 特に、 光導波路を用いたマッハ ツェング型の光変調器に関する。 背景技術
例えば、 ニオブ酸リチウム (L i Nb03) やタンタル酸リチウム (L i Ta 02などの電気光学結晶を用いた光導波路デバイスは、 結晶基板上の一部に金属 膜を形成して熱拡散させるか或いはパ夕一ニング後に安息香酸中でプロトン交換 するなどして光導波路を形成した後、 その光導波路の近傍に電極を設けることで 各種の機能デバイスが形成される。 このような電気光学結晶を用いた光導波路デ バイスの 1つとして、 分岐干渉型の光導波路構造を有するマッハツエンダ型光変 調器が知られている。
図 9は、 従来のマッハツエンダ型光変調器の一例を示す構成図であって、 (A) は平面図、 (B) は X_X断面図である。
図 9において、 従来のマッハツェング型光変調器は、 基板 101に形成された 入射導波路 11 1、 分岐部 112、 平行導波路 113A, 1 13B、 合波部 1 1 4および出射導波路 115からなる光導波路構造を有し、 平行導波路 113A, 113 B上に信号電極 121および接地電極 122を設けたコプレーナ電極を備 える。 このコプレーナ電極は、 例えば Z—カットの結晶基板 101を用いる場合、 Z方向の電界による屈折率変化を利用するために、 平行導波路 1 13A, 1 13 Bの真上に信号電極 121および接地電極 122が配置される。 具体的には、 平 行導波路 1 13 A, 1 13 Bの上に各電極 121, 122がそれぞれパターニン グされることになるが、 平行導波路 113A, 113B中を伝搬する光が信号電 極 121および接地電極 122によって吸収されるのを防ぐために、 結晶基板 1 01と信号電極 121および接地電極 122との間にバッファ層 102が形成さ
れる。 このバッファ層 1 0 2としては、 例えば、 厚さ 0 . 2〜1 111の3 1 02 が用いられる。
上記のような従来のマッハツェング型光変調器を高速で駆動する場合は、 信号 電極 1 2 1の一端を抵抗を介して接地して進行波電極とし、 信号電極 1 2 1の他 端からマイクロ波等の高周波電気信号 Sを印加する。 このとき、 信号電極 1 2 1 と接地電極 1 2 2の間で発生する電界 Eによって平行導波路 1 1 3 A, 1 1 3 B の屈折率がそれぞれ + A n s, — Δ η ^のように変化するため、 平行導波路 1 1 3 Α, 1 1 3 Βを伝搬する各光の位相差が変化して、 強度変調された信号光が出 射導波路 1 1 4から出力されるようになる。
また、 電極の断面形状を変化させてマイクロ波の実行屈折率を制御し、 光とマ ィク口波の伝搬速度を整合させることによって、 広帯域の光応答特性を得ること などもできる。 さらに、 例えば図 1 0に示すように、 上記図 9の構成を 2段直列 に接続して、 前段の信号電極 1 2 1にクロック信号を与え、 後段の信号電極 1 2 1 ' 'にデータ信号を与えることで、 R Z (Return to Zero) フォーマット等の変 調光を生成できるようにした光変調器も公知である。
しかしながら、 上記のような従来のマッハツエンダ型光変調器については、 次 のような波長チヤープに関する問題点がある。 すなわち、 従来のマッハツエンダ 型光変調器では、 信号電極 1 2 1に対する配置の違いによって、 各平行導波路 1 1 3 A, 1 1 3 Bに印加される電界 Eの強さが異なるようになるため、 信号電極 1 2 1に近い平行導波路 1 1 3 Bの屈折率の変化量 (A n s) の方が、 信号電極 1 2 1から遠い平行導波路 1 1 3 Aの屈折率の変化量 (A n G) よりも大きくな る。 このため、 平行導波路 1 1 3 A, 1 1 3 Bを伝搬する各光の位相変化も絶対 値が異なるようになり、 信号が 「0」 から 「1」 または 「1」 から 「0」 に切り 替わる時に、 変調光の波長変化 (波長チヤ一プ) が発生して伝送後の信号波形を 劣化させるという問題がある。
波長チヤープを低減するためには、 例えば、 X—カットの結晶基板を用いる方 法や、 2つの信号電極を各平行導波路上にそれぞれ配置して、 マッハツエンダ型 光変調器をプッシュプル駆動する方法などがある。
X—カツトの結晶基板を用いる場合は、 基板と平行な電界を利用して 2つの平
行導波路にそれぞれ + z方向と一 z方向の電界を印加することで、 波長チヤープ が発生しない変調を行うことが可能になる。 しかし、 平行導波路を信号電極の直 下に配置することができないため、 信号電極と導波路の間の距離が長くなり、 高 い駆動電圧を印加する必要が生じるなどの欠点がある。
また、 2つの信号電極を用いてプッシュプル駆動を行う場合は、 高周波電気信 号の入力コネクタが 2つ必要になると共に、 両方の信号電極に対してデータの反 転した電気信号を位相を制御しながら印加することが必要になるため、 駆動系の 回路構成が複雑化するなどの欠点がある。
本発明は上記の点に着目してなされたもので、 変調光に生じる波長チヤープを 低減することのできるマッハツエンダ型の光変調器を提供することを第 1の目的 とする。 また、 所望の波長チヤープが発生した変調光を出力することのできるマ ッハツヱンダ型の光変調器を提供することを第 2の目的とする。
なお、 例えば特開昭 5 3— 9 0 7 4 7号公報には分極反転形光変調器が開示さ れている。 この分極反転形光変調器は、 2次元導波路中に分極方向の反転した領 域を帯状に設け、 その分極反転領域を平行に挟むように配置した 2つの電極間に 電圧を印加することによって、 分極反転領域を伝搬する光を変調するものである。 このような分極反転形光変調器は、 シングルモード、 マルチモードの区別なく使 用でき、 偏光子ゃ検光子が不要で、 温度に対する依存性も小さいなどの利点を有 する。 しかしながら、 上記の分極反転形光変調器は、 基本的に光導波路構造がマ ッハツエンダ型とは異なるため、 前述したような波長チヤープについての問題を 解決するものではなく、 その目的が本発明とは相違している。 発明の開示
上記の目的を達成するため、 本発明の光変調器は、 電気光学効果を有する基板 にマッハツエンダ干渉計の構造を有する光導波路を形成し、 該光導波路の分岐部 および合波部の間に位置する一対の平行導波路に沿って信号電極および接地電極 を設け、 その信号電極に電気信号を印加することにより光導波路を伝搬する光の 変調を行うマッハツエンダ型の光変調器であって、 上記の基板は、 一対の平行導 波路を伝搬する光と信号電極を伝搬する電気信号とが相互に作用する相互作用部
について、 一部の領域の分極方向を他の領域の分極方向に対して反転させた分極 反転領域を有し、 上記の信号電極は、 相互作用部の分極反転領域内では一対の平 行導波路のうちの一方の平行導波路近傍に配置され、 相互作用部の分極反転され ていない非反転領域内では他方の平行導波路近傍に配置されることを特徴とする。 かかる構成の光変調器では、 光導波路に入射された光は分岐部で 2分岐されて 一対の平行導波路にそれぞれ送られる。 各平行導波路には、 信号電極を伝搬する 電気信号に応じて信号電極と接地電極の間で発生する電界が印加され、 この電界 による電気光学効果によって各平行導波路の屈折率が変化して、 各平行導波路を 伝搬する光の位相がそれぞれ変化する。 このとき、 相互作用部には分極方向が相 反する分極反転領域および非反転領域が形成され、 一対の平行導波路に対する信 号電極の配置が各領域で変えられているので、 各平行導波路を伝搬する光の位相 変化量の差が打ち消され、 合波部で合波される変調光に発生する波長チヤープが 低減されるようになる。
上記光変調器の 1つの態様として、 分極反転領域は、 一対の平行導波路におけ る光の伝搬方向について相互作用部の全長の略 1 / 2倍の長さを有し、 光の伝搬 方向に垂直な方向について一対の平行導波路を含むことが可能な長さを有するよ うにしてもよい。 これにより、 分極反転領域および非反転領域では、 絶対値が略 等しく符号が反転した位相変調が行われるようになるため、 波長チヤ一プが略零 の変調光が生成されるようになる。
また、 上記光変調器の他の態様として、 分極反転領域は、 一対の平行導波路に おける光の伝搬方向について、 波長チヤープの要求値に応じて設定される長さを 有し、 光の伝搬方向に垂直な方向について、 一対の平行導波路を含むことが可能 な長さを有するようにしてもよい。 かかる構成では、 適用されるシステムの要求 値に応じた波長チヤープが発生した変調光を得ることができるようになる。
この発明の他の目的、 特徴及び利点は、 添付図面に関連する実施態様について の次の説明で明白になるであろう。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の第 1実施形態による光変調器の構成を示.す平面図である。
図 2は、 図 2は、 図 1の各部における断面の要部構造を示す図である。
図 3は、 上記の第 1実施形態における非反転領域の長さと波長チヤ一プの関係 を例示した図である。
図 4は、 本発明の第 2実施形態による光変調器の構成を示す平面図である。 図 5は、 本発明の第 3実施形態による光変調器の構成を示す平面図である。 図 6は、 上記の第 3実施形態に関連した他の構成例を示す平面図である。 図 7は、 本発明の第 4実施形態による光変調器の構成を示す平面図である。 図 8は、 上記の各実施形態に関連した応用例の構成を示す平面図である。 図 9は、 従来のマッハツエンダ型光変調器の構成例を示す図である。
図 1 0は、 従来の R Zフォーマットに対応したマッハツェング型光変調器の構 成例を示す平面図である。 発明を実施するための最良の形態
以下に、 本発明の光変調器を実施するための最良の形態を添付図面に基づいて 説明する。 なお、 全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとす る。
図 1は、 本発明の第 1実施形態によるマツ八ツエンダ型光変調器の構成を示す 平面図である。 また、 図 2は、 図 1の各部における断面の要部構造を示す図であ つて、 (A) は X— X断面図、 (B ) は Y— Y断面図である。
図 1および図 2において、 本実施形態の光変調器は、 電気光学効果を有し、 分 極方向の反転した領域 Rを具備する基板 1と、 その基板 1の表面に形成された分 岐干渉型の光導波路 1 0と、 基板 1の表面にバッファ層 2を介して形成されたコ プレーナ電極 2 0とを備えて構成される。
基板 1は、 例えば、 Z —カットの L i N b 0 3基板等に対して、 チタン (T i ) 拡散またはプロトン交換などの公知の処理を施すことで光導波路 1 0を形成 した後、 光導波路 1 0を伝搬する光 Lとコプレーナ電極 2 0を伝搬する高周波電 気信号 Sとが相互に作用する部分 (以下、 相互作用部とする) のうちの後半部分 にあたる領域 (図 1および図 2 ( B ) において破線で囲んだ領域) Rの分極方向 を他の領域の分極方向に対して反転させたものである。 ここでは、 相互作用部の
分極反転された領域 Rを分極反転領域と呼び、 分極反転されていない領域を非反 転領域と呼ぶことにする。 上記の分極反転領域 Rは、 例えば、 レジスト等でパ夕 —ニングした後にパルス高電界を印加するなどして形成することが可能である。 また、 分極反転領域 Rの大きさは、 相互作用部の長手方向 (光の伝搬方向) の全 長を Lとした場合に、 光の伝搬方向について約 L Z 2の長さを有し、 光の伝搬方 向に対して垂直な方向については、 2分岐された平行な 2つの光導波路 1 3 A, 1 3 Bを含むことが可能な長さを有するものとする。
光導波路 1 0は、 前述の図 9に示した従来の構成の場合と同様に、 入射導波路 1 1、 分岐部 1 2、 平行導波路 1 3 A, 1 3 B、 合波部 1 4および出射導波路 1 5を有し、 マッハツェング干渉計を構成する。 この光導波路 1 0は、 従来と同様 にして熱拡散やプロトン交換等の処理を施すことにより、 基板 1の一 Z面に形成 される。 入射導波路 1 1の光入射端 (図 1で左側に位置する一端) および出射導 波路 1 5の光出射端 (図 1で右側に位置する一端) は、 それぞれ基板 1の対向す る側面に達している。 なお、 ここでは図 2に示すように、 光導波路 1 0の断面形 状を矩形としているが、 本発明における光導波路の断面形状は上記の一例に限定 されるものではない。
コプレーナ電極 2 0は、 信号電極 2 1および接地電極 2 2を有する。 信号電極 2 1は、 例えば図 1に示したように、 基板 1の非反転領域において平行導波路 1 3 A上を通り、 分極反転領域 Rにおいて平行導波路 1 3 B上を通るような所要の 形状にパターニングされている。 一方、 接地電極 2 2は、 信号電極 2 1とは一定 の距離を隔てて、 基板 1の非反転領域において平行導波路 1 3 B上を通り、 分極 反転領域 Rにおいて平行導波路 1 3 A上を通るような所要の形状にパターニング されている。 上記の信号電極 2 1は、 図 1において右上に位置する出力端がここ では図示しないが抵抗を介して接地されることにより進行波電極とされ、 変調デ —夕に対応した高周波電気信号 Sが図 1において左下に位置する入力端から印加 される。
なお、 コプレーナ電極 2 0と基板 1の表面との間に形成されるバッファ層は、 光導波路 1 0中を伝搬する光がコプレーナ電極 2 0によって吸収されるのを防ぐ ためのものであり、 具体的には、 厚さ 0 . 2〜1 111の3 i〇2などを用いるこ
とが可能である。
次に、 第 1実施形態の光変調器の動作について説明する。
本光変調器では、 外部から入射導波路 1 1に与えられた連続光が分岐部 12で 2分岐されて各平行導波路 13 A, 1 3Bにそれぞれ送られる。 各平行導波路 1 3A, 13Bには、 信号電極 21を進行する高周波電気信号 Sに応じて信号電極 21と接地電極 22の間で発生する電界 E (図 2の矢印線) が印加され、 この電 界 Eによる電気光学効果によって各平行導波路 13 A, 1 3 Bの屈折率が変化す る。 これにより、 各平行導波路 13A, 1 3 Bを伝搬する各々の光の位相がそれ ぞれ変化するようになる。
このとき、 相互作用部の長手方向 (全長 L) について、 非反転領域の長さ L 1 と分極反転領域 Rの長さ L 2とが略等しくなるように、 すなわち、 理想状態とし て L 1 == L 2 = L Z 2の関係が成り立つように分極反転領域 Rが形成されている と、 平行導波路 1 3 Aを伝搬する光の位相は、 次の (1) 式に示す ΘΑだけ変化 し、 平行導波路 1 3 Βを伝搬する光の位相は、 次の (2) 式に示す 0Βだけ変化 するようになる。
ΘΑ= (+Δη3) · L 1 + (+AnG) - L 2
=+ (Δη3 + Δη0) · L/2 … (1)
0B= (-Δηα) · L 1 + (-Δη3) - L 2
=— (Δη3 + Δη0) · L/2 … (2)
ただし、 Ansは信号電極 2 1の下に位置する平行導波路の屈折率変化量であり、 Δ n Gは接地電極 22の下に位置する平行導波路の屈折率変化量である。
上記の (1) 式および (2) 式より明らかなように、 各平行導波路 1 3A, 1 3 Bを伝搬する各々の光の位相は、 非反転領域において (+Ans) * L l, (— △ nG) · L 1だけそれぞれ変化し、 分極反転領域 Rにおいて (+AnG) · L 2,
(-Δη3) - L 2だけそれぞれ変化する。 従って、 各平行導波路 1 3A, 1 3 Bを通って合波部 14に到達する各々の光の位相は、 + (Δη3 + Δη0) - L/ 2, ― (Δη3 + Δη0) · LZ 2だけ変化することになり、 絶対値が等しく符号 が反転した位相変調となる。 そのため、 従来、 Ζ—カットの基板を用いたマッハ ツェング型光変調器において変調光に発生していた波長チヤ一プを略零にするこ
とができる。
図 3は、 非反転領域 (または分極反転領域 R) の長さと発生する波長チヤープ との関係を例示した図である。 ただし、 ここでは相互作用部の全長 L (= L 1 + L 2 ) に対する非反転領域の長さ L 1の割合を横軸にとり、 発生する波長チヤ一 プを示すひパラメ一夕の値を縦軸にとっている。 図 3より、 L 1 /L = 0 . 5の とき、 すなわち、 非反転領域の長さ L 1と分極反転領域 Rの長さ L 2が等しくな る場合に、 パラメ一夕の値が 0となって波長チヤープの発生がなくなつている ことが分かる。
上記のように第 1実施形態によれば、 Z—カツトの基板を用いたマッハツエン ダ型光変調器について、 相互作用部の後半部分に分極反転領域 Rを設け、 その分 極反転領域 Rに応じて信号電極 2 1および接地電極 2 2をパターニングするよう にしたことで、 従来のプッシュプル駆動のように 2つの信号電極に高周波電気信 号を印加することなく、 1つの信号電極に対して高周波電気信号を印加するだけ でも、 波長チヤープの発生を略零にした光変調器を実現することが可能になる。 また、 本光変調器は、 Z—カットの基板を用いることにより信号電極 2 1の直下 に光導波路を配置できるため、 従来の X—カツトの基板を用いて波長チヤープの 発生を抑えた光変調器に比べて駆動電圧を低くすることが可能である。
なお、 上記の第 1実施形態では、 相互作用部の後半部分に分極反転領域 Rを形 成するようにしたが、 分極反転領域 Rを相互作用部の前半部分に設けるようにし てもよい。
また、 非反転領域では平行導波路 1 3 A上に信号電極 2 1を配置し、 分極反転 領域 Rでは平行導波路 1 3 B上に信号電極 2 1を配置するようにしたが、 非反転 領域および分極反転領域 Rにおける信号電極 2 1の配置を上記とは逆にすること も勿論可能である。
さらに、 非反転領域の長さ L 1と分極反転領域 Rの長さ L 2とが略等しくなる ようにして波長チヤ一プの発生をなくすようにしたが、 例えば、 分極反転領域 R の電気光学定数が非反転領域の電気光学定数と異なる場合は、 その差に応じて反 転領域の長さ L 2を調節して波長チヤープの発生が抑えられるようにすればよい。 次に、 本発明の第 2実施形態について説明する。
上記の第 1実施形態では、 マッハツエンダ型光変調器で発生する波長チヤープ を略零にすることを目標として分極反転領域 Rの長さを設計するようにした。 し かし、 本光変調器が適用されるシステムによっては、 波長チヤープの要求値が零 でない場合もある。 そこで、 第 2実施形態では、 上記のような場合に対応した光 変調器について説明する。
図 4は、 第 2実施形態のマッハツエンダ型光変調器の構成を示す平面図である。 図 4において、 本マッハツエンダ型光変調器の構成が、 前述の図 1に示した第 1実施形態の場合の構成と異なる点は、 基板 1に形成される分極反転領域 Rの光 の伝搬方向についての長さ L 2を、 システムで要求される波長チヤープの値に応 じて変更すると共に、 その分極反転領域 Rの変更に対応して信号電極 2 1および 接地電極 2 2のパターンを変更した点である。 上記以外の他の構成は、 第 1実施 形態の場合と同様であるためここでの説明を省略する。
前述の図 3に例示したように、 相互作用部の長手方向の全長 Lに対する非反転 領域の長さ L 1または分極反転領域 Rの長さ L 2の割合を変えることによって、 変調光に発生する波長チヤープ (ひパラメ一夕) の値が変化することが分かる (図 3の例では _ 0 . 7〜十 0 . 7の変化範囲)。 そこで、 本実施形態では、 波 長チヤ一プの要求値に対応した L 1 / Lまたは L 2 /Lの割合を求め、 その値に 従って基板 1の所要の部分 (図 4では出射側の部分) に分極反転領域 Rを形成し、 また、 この分極反転領域 Rの配置に対応させて、 信号電極 2 1が非反転領域では 平行導波路 1 3 A上に位置し、 分極反転領域 Rでは平行導波路 1 3 B上に位置す るようにコプレーナ電極 2 0をパターニングする。 これにより、 本光変調器では、 システムの要求値に略一致する波長チヤープの発生した変調光が出射導波路 1 5 から出射されるようになる。
このように第 2実施形態によれば、 Z—カツトの基板 1を用いたマッハツエン ダ型光変調器により、 所望の値の波長チヤープが発生した変調光を容易に得るこ とが可能になる。
なお、 上記の第 2実施形態では、 分極反転領域 Rの長さ L 2を非反転領域の長 さ L 1よりも短くした一例を図 4に示したが、 分極反転領域 Rの長さ L 2を非反 転領域の長さ L 1よりも長くして、 波長チヤープの要求値を実現することも勿論
可能である。
次に、 本発明の第 3実施形態について説明する。
図 5は、 第 3実施形態のマツハツヱンダ型光変調器の構成を示す平面図である。 図 5において、 本マッハツェング型光変調器の構成が前述の図 1に示した第 1 実施形態の場合の構成と異なる点は、 基板 1における相互作用部の長手方向の中 央部分に分極反転領域 Rを形成することによって、 その分極反転領域 Rの前後
(図 5で左側および右側) に非反転領域がそれぞれ配置されるようにし、 また、 上記分極反転領域 Rの配置に対応させて、 信号電極 2 1が非反転領域では平行導 波路 1 3 A上に位置し、 分極反転領域 Rでは平行導波路 1 3 B上に位置するよう にコプレーナ電極 2 0のパターンを変更した点である。 上記以外の他の構成は、 第 1実施形態の場合と同様であるためここでの説明を省略する。
一般に、 コプレーナ線路に与えられる電気信号の伝搬損失は、 その周波数が高 くなるほど増大することが知られている。 このため、 コプレーナ電極 2 0の信号 電極 2 1に高周波電気信号 Sを与えて本光変調器をより高速で駆動する場合には、 高周波電気信号 Sが信号電極 2 1を進行するにつれて強度が減衰し、 平行導波路 1 3 A, 1 3 Bを伝搬する各光との相互作用の状態が入射側と出射側とでは相違 するようになる。 従って、 前述した第 1実施形態の場合のように、 非反転領域お よび分極反転領域 Rの長さを略等しく設定して、 その一方を入射側に配置し他方 を出力側に配置した構成では、 非反転領域における光の位相変化と分極反転領域 Rにおける光の位相変化とに差が生じ、 波長チヤープの発生を抑えることが難し くなつてしまう可能性がある。
これに対して本実施形態のように相互作用部の中央部分に長さが L Z 2の分極 反転領域 Rを形成することによって、 相互作用部の前半と後半のそれぞれで位相 差の絶対値が補正されるようになる。 これにより、 コプレーナ線路 2 0の伝搬損 失が大きくなるような駆動状態であつて、 波長チヤープの発生を確実に抑えるこ とが可能になる。
なお、 上記の第 3実施形態では、 分極反転領域 Rを相互作用部の中央に形成す るようにしたが、 例えば図 6に示すように、 相互作用部の入射側および出射側に 長さが L / 4の分極反転領域 R 1 , R 2をそれぞれ形成し、 相互作用部の中央部
分を長さ L Z 2の非反転領域となるような構成としても、 上記の場合と同様の作 用効果を得ることができる。 また、 ここでは相互作用部の前半と後半の 2箇所で 位相差の補正を行うようにしたが、 本発明はこれに限らず、 相互作用部の長手方 向に非反転領域および分極反転領域の組み合わせを 3つ以上順番に並べて配置し、 位相差の補正を 3箇所以上で行うようにしてもよい。 このような構成とすれば、 波長チヤープの発生をより確実に抑えることが可能になる。
次に、 本発明の第 4実施形態について説明する。
図 7は、 第 4実施形態のマッハツエンダ型光変調器の構成を示す平面図である。 図 7において、 本実施形態のマッハツェング型光変調器は、 例えば、 前述の図 5に示した第 3実施形態の構成を 2段直列に接続して 1つの光変調器を構成した ものである。 この光変調器に対しては、 例えば、 前段の信号電極 2 1に印加する 高周波電気信号 Sとしてクロック信号を使用し、 後段の信号電極 2 1 ' に印加す る高周波電気信号 S ' としてデータ信号を使用することにより、 R Zフォーマツ ト等に従って変調された光信号が生成されるようになる。 これにより、 波長チヤ —プの発生を抑えた R Z形式の光信号を Z—カツ卜のマッハツエンダ型光変調器 によって容易に得ることが可能になる。
なお、 上記の第 4実施形態では、 図 5に示した構成が 2段直列に接続される一 例を説明したが、 図 1、 図 4または図 6に示した構成についても同様にして 2段 構成とすることが可能である。 また、 2段構成のマッハツェング型光変調器によ り生成される光信号の符号形式として R Zフォーマツ卜を例示したが、 本発明の 光変調器によって得られる変調光の符号形式は上記の一例に限られるものではな い。
さらに、 上述の第 1〜第.4実施形態では、 コプレーナ電極 2 0に高周波電気信 号を与えてマツ八ツエンダ型光変調器の高速駆動を行う場合を説明したが、 例え ば図 8に示すように、 コプレーナ電極 2 0とは別に、 所要のバイアス電圧 V Bを 基板 1に与える電極 2 3を設け、 バイアス電圧 VBを調整することで動作点のド リフ卜の補償を行うようにした構成についても本発明を適用することが可能であ る。 この場合、 上述した相互作用部の全長 Lは、 平行導波路 1 3 A, 1 3 Bを伝 搬する光とコプレーナ電極 2 0の信号電極 2 1を伝搬する高周波電気信号 Sとが
相互作用する部分の長さに相当するものであって、 バイアス電圧 VBが印加され る電極 2 3までを含んだ長さとは相違する。 産業上の利用可能性
本発明は、 マッハツエンダ型光変調器をプッシュプル駆動することなく、 かつ、 X—カツ卜の基板を用いる方式に比べて低い駆動電圧によって、 波長チヤープの 低減を図った光信号、 または、 所望の波長チヤープを有する光信号を生成するこ とができる光変調器を提供すること可能であるため、 産業上の利用可能性が大で ある。
Claims
請 求 の 範 囲
1 . 電気光学効果を有する基板にマツ八ツエンダ干渉計の構造を有する光導波 路を形成し、 該光導波路の分岐部および合波部の間に位置する一対の平行導波路 に沿って信号電極および接地電極を設け、 前記信号電極に電気信号を印加するこ とにより前記光導波路を伝搬する光の変調を行うマッハツエンダ型の光変調器で あって、
前記基板は、 前記一対の平行導波路を伝搬する光と前記信号電極を伝搬する電 気信号とが相互に作用する相互作用部について、 一部の領域の分極方向を他の領 域の分極方向に対して反転させた分極反転領域を有し、
前記信号電極は、 前記相互作用部の分極反転領域内では前記一対の平行導波路 のうちの一方の平行導波路近傍に配置され、 前記相互作用部の分極反転されてい ない非反転領域内では他方の平行導波路近傍に配置されることを特徴とする光変 調器。
2 . 請求項 1に記載の光変調器であって、
前記分極反転領域は、 前記一対の平行導波路における光の伝搬方向について、 前記相互作用部の全長の略 1 Z 2倍の長さを有し、 前記光の伝搬方向に垂直な方 向について、 前記一対の平行導波路を含むことが可能な長さを有することを特徴 とする光変調器。
3 . 請求項 2に記載の光変調器であって、
前記分極反転領域は、 前記一対の平行導波路における光の伝搬方向についての 中心位置が、 前記相互作用部の光の伝搬方向についての中心位置に略一致するこ とを特徴とする光変調器。
. 請求項 2に記載の光変調器であつて、
前記分極反転領域は、 複数の小領域に分けて前記相互作用部に配置され、 該複 数の小領域の光の伝搬方向についての長さの和が前記相互作用部の全長の略 1 / 2倍となることを特徴とする光変調器。
5 . 請求項 4に記載の光変調器であつて、
前記分極反転領域の複数の小領域は、 前記相互作用部の光の伝搬方向について
の中心を軸として対称な位置に配置されることを特徴とする光変調器。
6 . 請求項 1に記載の光変調器であって、
前記分極反転領域は、 前記一対の平行導波路における光の伝搬方向について、 波長チヤープの要求値に応じて設定される長さを有し、 前記光の伝搬方向に垂直 な方向について、 前記一対の平行導波路を含むことが可能な長さを有することを 特徴とする光変調器。
7 . 請求項 6に記載の光変調器であつて、
前記分極反転領域は、 複数の小領域に分けて前記相互作用部に配置され、 該複 数の小領域の光の伝搬方向についての長さの和が前記波長チヤープの要求値に応 じた値となることを特徴とする光変調器。
8 . 請求項 1に記載の光変調器を 1つの単位構成として、 複数の単位構成を直 列に接続して構成したことを特徴とする光変調器。
9 . 請求項 1に記載の光変調器であって、
前記基板に対してバイアス電圧に応じた電界を与えるためのバイアス電極を有 し、 前記信号電極に.は、 変調データに従って変化する高周波電気信号が印加され ることを特徴とする光変調器。
1 0 . 請求項 1に記載の光変調器であって、
前記信号電極および前記接地電極は、 前記基板の表面にバッファ層を介して設 けられることを特徴とする光変調器。
1 1 . 請求項 1に記載の光変調器であって、
前記基板は、 Z—カツ卜のニオブ酸リチウム基板であることを特徴とする光変
1 2 . 請求項 1 1に記載の光変調器であって、
前記光導波路は、 前記基板の— Z面に形成されることを特徴とする光変調器。
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