TWI711252B - 控制電路和返馳變換器電源系統 - Google Patents

控制電路和返馳變換器電源系統 Download PDF

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Abstract

本發明實施例提供了一種控制電路和返馳變換器電源系統，該控制電路用於控制開關電源系統中的同步整流管的導通，包括：VD端，輸入開關電源系統的二次側繞組電壓；Gate端，連接至同步整流管的閘極；以及連接在VD端和Gate端之間的充電電流模組、二極體、第一電晶體、電容和第二電晶體；充電電流模組的一端連接至VD端，另一端連接至二極體的陽極；二極體的陰極連接至第一電晶體的汲極、電容的一端、第二電晶體的閘極；第一電晶體的閘極接收POR，源極接地；電容的另一端接地；第二電晶體的汲極連接至Gate端，源極接地；當POR為低位準時，第二電晶體導通。根據上述技術方案，可以抑制Gate端的尖峰電壓，避免同步整流管意外導通。

Description

控制電路和返馳變換器電源系統
本發明屬於積體電路領域，尤其涉及一種控制電路和返馳變換器電源系統。
隨著電源效能標準的不斷提高，同步整流控制電路在開關電源系統得到了越來越廣泛的應用。相比較傳統開關電源系統而言，同步整流控制電路可以有效提升功率密度，提高轉換效率，降低溫升，同時也在一定程度上增加了電源系統的複雜度。考慮到整個電源系統的成本，同步整流控制電路通常會直接感測變壓器二次側繞組電壓以決定同步整流MOS管導通與否。
然而，在同步整流金屬氧化物半導體(Metal-Oxide-Semiconductor，MOS)管的Gate-Drain(閘極-汲極)之間存在寄生電容Cgd，在該寄生電容的作用下，二次側繞組電壓會在同步整流MOS管的Gate端處耦合產生尖峰電壓。
由於同步整流MOS管的導通閾值電壓通常也較小，該尖峰電壓通常高於同步整流MOS管的導通閾值電壓，因此可能導致同步整流MOS管的誤導通現象，從而可能導致整體效率變低，器件損壞等，帶來一系列安全問題。
本發明實施例提供一種控制電路和返馳變換器電源系統，能夠在一定程度上抑制Gate端的尖峰電壓，避免同步整流管意外導通。
一方面，本發明實施例提供一種控制電路，用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通，可以包括：VD端，可以輸入返馳變換器電源系統的二次側繞組電壓；Gate端，可以連接至同步整流 管的閘極；以及連接在VD端和Gate端之間的充電電流模組、二極體、第一電晶體、電容和第二電晶體；其中，充電電流模組的一端可以連接至VD端，另一端可以連接至二極體的陽極；二極體的陰極可以連接至第一電晶體的汲極、電容的一端、第二電晶體的閘極；第一電晶體的閘極可以接收上電重定信號POR(Power On Reset)，源極接地；電容的另一端接地；第二電晶體的汲極可以連接至Gate端，源極接地；並且其中，當POR為低位準時，第二電晶體導通，從而抑制Gate端的尖峰電壓，避免同步整流管意外導通。
根據本發明實施例提供的上述控制電路，當POR為高位準時，第一電晶體導通，並且第二電晶體斷開。
根據本發明實施例提供的上述控制電路，充電電流模組可以包括第一電阻和第一鉗位元二極體，其中，第一電阻的一端可以連接至VD端，另一端可以連接至第一鉗位元二極體的陰極；第一鉗位元二極體的陽極接地；第一電阻與第一鉗位元二極體的公共端可以連接二極體的陽極，並且其中，當POR為低位準時，第一電阻、二極體和電容可以形成整流電路對電容充電，電容上的電壓可以驅動第二電晶體導通。
根據本發明實施例提供的上述控制電路，充電電流模組可以包括第一電阻、第一鉗位元二極體、第二鉗位元二極體、第三電晶體和第四電晶體，第一電阻的一端可以連接至VD端，另一端可以連接至第一鉗位元二極體的陰極、第三電晶體的汲極、第四電晶體的閘極：第一鉗位元二極體的陽極接地；第三電晶體的閘極可以接收POR，源極接地；第四電晶體的汲極可以連接至VD端，源極可以連接至第二鉗位元二極體的陰極；第二鉗位元二極體的陽極可以接地；第四電晶體的源極和第二鉗位元二極體的公共端可以連接至二極體的陽極，並且其中，當POR為低位準時，第四電晶體、二極體和電容可以形成整流電路對電容充電，電容上的電壓可以驅動第二電晶體導通。
根據本發明實施例提供的上述控制電路，控制電路還包括驅動器，當POR為高位準時，驅動器的下拉電晶體可以抑制Gate端的尖峰電壓。
根據本發明實施例提供的上述控制電路，控制電路可以實現為積體電路晶片。
根據本發明實施例提供的上述控制電路，控制電路可以實現在積體電路晶片中。
另一方面，本發明實施例提供了一種返馳變換器電源系統，可以包括：如前述所述的控制電路、同步整流電晶體和二次側繞組；其中，控制電路的Gate端可以連接至同步整流電晶體的閘極；並且控制電路的VD端可以連接至二次側繞組。
本發明實施例的控制電路和返馳變換器電源系統，能夠在一定程度上抑制Gate端的尖峰電壓，避免同步整流管意外導通。
110、410‧‧‧充電電流模組
C1、C2‧‧‧電容
Cgd‧‧‧寄生電容
Co‧‧‧二次側電容
D1‧‧‧二極體
D2‧‧‧第一鉗位元二極體
D3‧‧‧第二鉗位元二極體
M1‧‧‧第一電晶體
M2‧‧‧第二電晶體
M3‧‧‧第三電晶體
M4‧‧‧第四電晶體
Np‧‧‧變壓器原邊匝數
Ns‧‧‧變壓器副邊匝數
POR‧‧‧上電重定信號
R1、R2、Rpd‧‧‧電阻
T1‧‧‧變壓器
U1‧‧‧原邊(即一次側)晶片
U2‧‧‧二次側晶片(即同步整流晶片)
Vbulk‧‧‧輸入(即一次側)bulk電容電壓
Vc1‧‧‧電容C1兩端的電壓
Vclamer‧‧‧鉗位元二極體兩端的電壓
VD‧‧‧返馳變換器電源系統的二次側
VD1‧‧‧二極體D1兩端的電壓
Vd1‧‧‧返馳變換器電源系統的一次側
Vdiode‧‧‧第二電晶體M2體二極體處的壓降
Vo‧‧‧輸出電壓
為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對本發明實施例中所需要使用的圖式作簡單地介紹，顯而易見地，下面所描述的圖式僅僅是本發明的一些實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些圖式獲得其他的圖式。
第1圖是本發明一個實施例提供的返馳變換器電源系統的結構示意圖；
第2圖是本發明實施例的如第1圖所示的返馳變換器電源系統的一次側Vd1與二次側VD之間的耦合效應的曲線示意圖；
第3圖是本發明第一實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的結構示意圖；
第4圖是本發明第二實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的部分的結構示意圖；
第5圖是本發明第三實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的部分的結構示意圖；
第6圖是本發明第四實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的 同步整流管的導通的控制電路的部分的結構示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例，為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合圖式及具體實施例，對本發明進行進一步詳細描述。應理解，此處所描述的具體實施例僅被配置為解釋本發明，並不被配置為限定本發明。對於本領域技術人員來說，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明更好的理解。
需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關係術語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關係或者順序。而且，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括……”限定的要素，並不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
參考第1圖，第1圖示出了本發明一個實施例提供的返馳變換器電源系統的結構示意圖。
作為一個示例，如第1圖所示，該返馳變換器電源系統可以包括原邊(即一次側)晶片U1、第一電晶體M1、一次側二極體D1、一次側電阻R1、一次側電阻R2、一次側電容C1、一次側繞組、變壓器T1、副邊(二次側)繞組、二次側晶片(即同步整流(Synchronous Rectification，SR)晶片)U2、第二電晶體M2、二次側電容Co和電容C2等。
其中，一次側繞組的一端、電阻R1的一端和電阻R2的一端可以連接至Vbulk電壓(即輸入bulk電容電壓)，電阻R2的另一端 可以經由電容C1連接至二極體D1的陰極，並且二極體D1的陽極可以連接至一次側繞組的另一端，電阻R1的另一端可以連接至電容C1與二極體D1的公共端(即二極體D1的陰極)，一次側繞組的另一端和二極體D1的陽極可以連接至第一電晶體M1的汲極，第一電晶體M1的閘極可以連接至一次側晶片U1，並且第一電晶體M1的源極可以接地。
並且，二次側繞組的同名端可以連接至二次側電容Co的一端，二次側繞組的另一端可以連接至第二電晶體M2的汲極和二次側晶片U2的VD端，並且第二電晶體M2的源極可以連接至二次側電容Co的另一端，第二電晶體M2的閘極可以連接至二次側晶片U2的Gate端，二次側晶片U2的Vcc端可以經由電容C2連接至地。
在一些實施例中，當變壓器第一電晶體M1導通時，變壓器原邊開始儲能。同時在變壓器的作用下，變壓器二次側繞組電壓(即VD端電壓)迅速上升，並且在隨後的整個第一電晶體M1導通期間該VD端電壓一直保持處於高電位。隨後第一電晶體M1斷開，使得變壓器二次側開始退磁。並且退磁電流流經第二電晶體M2體二極體(body diode)，使得VD端電壓下降至-Vdiode，其中，Vdiode為第二電晶體M2體二極體處的壓降。當二次側晶片U2感測到該負向電壓時，便導通第二電晶體M2，從而使得退磁電流不再流經其體二極體以降低損耗。
然而，應該注意的是，當第一電晶體M1導通時，通過變壓器T1耦合到二次側VD端的信號上升沿具有很高的dv/dt，這可能導致第二電晶體M2異常開啟，導致變壓器T1短路，並帶來損耗和可靠性等一系列問題。
具體地，在如第1圖所示的返馳變換器電源系統中，由於二次側晶片U2自身供電方式的不同，故在一次側晶片U1開始工作時，二次側晶片U2可能還處於空閒(idle)狀態(即Vo為0電壓並且Vcc也為0電壓，二次側晶片U2內部尚無有效控制)，其閘極(Gate)端呈高阻特性。
並且，雖然二次側晶片U2內可以內置有閘極下拉電阻， 但是除非該下拉電阻的阻值非常小，否則其閘極仍呈高阻特性。
為了清楚地說明，參考第2圖，第2圖示出了本發明實施例的如第1圖所示的返馳變換器電源系統的一次側Vd1與二次側VD之間的耦合效應的曲線示意圖。
作為一個示例，在第1圖所示的返馳變換器電源系統中，如第2圖所示，當第一電晶體M1導通時，一次側Vd1可以瞬間從高位準變為低位準，並且在變壓器T1的耦合作用下，二次側晶片U2的VD端可以瞬間感應出與Vd1相位相反、且峰值為Vo+Vbulk×(Ns/Np)的脈衝信號。其中，Vo表示輸出電壓，Vbulk表示輸入(即一次側)bulk電容電壓，Np表示變壓器原邊匝數，Ns表示變壓器副邊匝數。
在一些實施例中，由於在第二電晶體M2的閘極-汲極之間存在寄生電容Cgd，因此在該寄生電容的作用下，二次側晶片U2的VD端處的開關上升沿可能會在第二電晶體M2的閘極端處耦合產生尖峰電壓，並且當該寄生電容Cgd越大時，耦合產生的尖峰電壓就越高，例如，其峰值有時會達到2~3V。
並且，第二電晶體M2的導通閾值電壓可能較低，當第二電晶體M2的導通閾值電壓較低時，該尖峰電壓可能會大於第二電晶體M2的導通閾值電壓，使得第二電晶體M2導通，從而變壓器T1原邊和副邊同時導通，從而導致二次側晶片U2的Vd端出現很高的尖峰電壓，可能使得二次側晶片U2和同步整流管損壞，帶來一系列安全問題。
綜上，在二次側晶片U2處於空閒狀態時，需要對二次側晶片U2的Gate端進行有效控制，以抑制(例如，降低或者消除)由於第二電晶體M2的寄生電容Cgd而產生的尖峰電壓。
作為一個示例，參考第3圖，第3圖示出了本發明第一實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的結構示意圖。
如第3圖所示，該控制電路(即二次側晶片U2)可以包括SR驅動器、Gate端、電阻Rpd和VD端(未示出)等。其中，SR驅 動器中可以包括下拉電晶體(未示出)。
其中，SR驅動器的一端可以連接至電阻Rpd的一端，並且SR驅動器的一端還連接至Gate端，電阻Rpd的另一端可以接地。
在一些實施例中，為了抑制由於第二電晶體M2的寄生電容Cgd而產生的尖峰電壓，可以在二次側晶片U2的Gate端處連接下拉電阻(例如，電阻Rpd)，在這種情況下可以在一定程度上抑制尖峰電壓。
應該理解的是，當連接的下拉電阻的阻值越小時，對該尖峰的抑制效果就越明顯。並且在一些實施例中，對於一些常規同步整流開關電源系統來說，該下拉電阻的阻值通常需要低於10Ohm(歐姆)，這時可以達到較好的尖峰抑制效果。
然而，還應注意的是，當該下拉電阻的阻值較小時，可能對SR驅動器的驅動能力提出較高的要求，並且其負面作用也比較明顯，同時會產生較大的損耗。
綜上，由於同步整流晶片U2的Gate端處產生尖峰電壓的現象僅發生在同步整流晶片U2處於空閒狀態期間，並且當同步整流晶片U2正常工作以後可以利用SR驅動器中的下拉電晶體(第3圖中未示出)對該Gate端處的尖峰電壓進行抑制。
因此，當同步整流晶片U2處於空閒狀態時，可以利用Gate端處的下拉電阻抑制Gate端處的尖峰電壓，隨後使得該下拉電阻失效，並且在同步整流晶片U2正常工作之後，可以利用SR驅動器中的下拉電晶體抑制Gate端處的尖峰電壓。
通過本發明實施例提供的上述方案，既可以在一定程度上抑制Gate端處的尖峰電壓，又可以消除下拉電阻帶來的損耗(二次側晶片U2尚未正常工作)。
然而，應該注意的是，本發明實施例提供的上述方案中的電阻Rpd是不可控的。因此，為了解決上述問題，本發明實施例提供了多種控制電路。下面首先對本發明實施例提供的一種控制電路進行介紹。如第4圖所示，通過使用具有低導通電阻Rdson的可控下拉開關代替 如第3圖所示的下拉電阻Rpd，下面對其進行詳細描述。
參考第4圖，第4圖示出了本發明第二實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的部分的結構示意圖。應該注意的是，第4圖僅示出了當控制電路處於空閒狀態下對Gate端的耦合尖峰進行抑制的電路結構。並且當控制電路處於工作狀態下對Gate端的耦合尖峰進行抑制的電路結構在第4圖中未示出。
作為一個示例，如第4圖所示，該控制電路(即，二次側晶片U2)可以包括VD端、Gate端以及充電電流模組410、二極體D1、第一電晶體M1、電容C1和第二電晶體M2。其中，該VD端可以用於輸入該返馳變換器電源系統的二次側繞組電壓；Gate端可以連接至同步整流管的閘極(參考第1圖)；並且充電電流模組110、二極體D1、第一電晶體M1、電容C1和第二電晶體M2可以連接在VD端和Gate端之間。
具體地，充電電流模組410的一端可以連接至VD端，充電電流模組的另一端可以連接至二極體的陽極，二極體的陰極可以連接至第一電晶體M1的汲極、電容C1的一端、第二電晶體M2的閘極，並且第一電晶體M1的閘極可以接收上電重定信號(Power On Reset，POR)，第一電晶體的源極可以接地，電容C1的另一端可以接地，並且第二電晶體M2的汲極可以連接至同步整流晶片U2的Gate端，第二電晶體M2的源極可以接地。
當POR為低位準時，第二電晶體M2導通，從而抑制Gate端的尖峰電壓，避免同步整流管意外導通。
應該注意的是，在一些實施例中，該控制電路可以實現在積體電路晶片中。並且在其他實施例中，該控制電路可以實現為積體電路晶片。
作為一個示例，當一次側晶片U1開始工作時，同步整流晶片U2的VD端處會產生與一次側晶片U1脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)Gate時序相對應的信號(參見第2圖)。由於此時同步整流晶片U2處於空閒狀態，則POR為低位準，使得第一電晶體M1 斷開。當第一電晶體M1斷開的情況下，來自充電電流模組410的電流可以流經二極體D1對電容C1進行充電，在電容C1兩端產生電壓，該電壓驅動第二電晶體M2導通，從而抑制Gate端處的尖峰電壓，進而避免同步整流電晶體的意外導通。
作為一個示例，當同步整流晶片U2處於上電狀態時，則POR轉變為高位準，使得第一電晶體M1導通，從而將第二電晶體M2閘極處的電壓拉低至低位準，第二電晶體M2在該低位準作用下斷開，使得控制電路的如第4圖所示的部分失效，同步整流晶片U2進入正常工作狀態。
此外，當同步整流晶片U2處於正常工作狀態時，可以利用控制電路的SR驅動器中的下拉電晶體(第4圖未示出)對該Gate端處的尖峰電壓進行抑制。
作為一個示例，參考第5圖，第5圖示出了本發明第三實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的部分的結構示意圖。應該注意的是，同理，第5圖也僅示出了當控制電路處於空閒狀態下對Gate端的耦合尖峰進行抑制的電路結構。並且當控制電路處於工作狀態下對Gate端的耦合尖峰進行抑制的電路結構在第4圖中未示出。
如第5圖所示，該控制電路可以包括VD端、Gate端以及第一電阻R1、二極體D1、第一鉗位元二極體D2、第一電晶體M1、電容C1和第二電晶體M2。
其中，第一電阻R1的一端可以連接至VD端，第一電阻R1的另一端可以連接至第一鉗位元二極體D2的陰極和二極體D1的陽極，鉗位元二極體的陽極可以接地，二極體D1的陰極可以連接至第一電晶體M1的汲極、電容C1的一端、第二電晶體M2的閘極，並且第一電晶體M1的閘極可以接收上電重定信號(Power On Reset，POR)，第一電晶體的源極可以接地，電容C1的另一端可以接地，並且第二電晶體M2的汲極可以連接至同步整流晶片U2的Gate端，第二電晶體M2的源極可以接 地。
當POR為低位準時，第一電阻、二極體和電容可以形成整流電路對電容充電，電容上的電壓可以驅動所述第二電晶體導通。
應該注意的是，在一些實施例中，該控制電路可以實現在積體電路晶片中。並且在其他實施例中，該控制電路可以實現為積體電路晶片。
作為一個示例，當二次側晶片處於空閒狀態時，POR為低位準，基於POR使得第一電晶體M1斷開。在第一電晶體M1斷開的情況下，可以由第一電阻R1、二極體D1和電容C1形成整流電路對電容C1進行充電，以在電容C1兩端產生一直流(Direct Current，DC)電壓Vc1=Vclamer-VD1，其中Vc1表示電容C1兩端的電壓，Vclamer表示鉗位元二極體兩端的電壓，VD1表示二極體D1兩端的電壓。並且在該直流電壓的驅動下，使得第二電晶體M2導通，為控制電路的Gate端提供一條到地的低阻通路，從而抑制Gate端的尖峰電壓，避免同步整流管意外導通。
作為一個示例，當二次側晶片U2處於上電狀態時，則POR轉變為高位準，使得第一電晶體M1導通，從而將第二電晶體M2的閘極處的電壓拉低至低位準，第二電晶體M2在該低位準的作用下斷開，使得控制電路的如第5圖所示的部分失效，二次側晶片U2進入正常工作狀態。
此外，當二次側晶片U2處於正常工作狀態時，可以利用控制電路的SR驅動器中的下拉電晶體(第5圖中未示出)對該Gate端處的尖峰電壓進行抑制。
應該注意的是，在如第5圖所示的實施例中，主要存在以下兩個因素可以影響該尖峰抑制效果：首先，在第二電晶體M2導通時的導通電阻的大小，可以在一定程度上影響該尖峰抑制效果。例如，由於當該導通電阻越小時，其對Gate端處耦合尖峰電壓的抑制作用越明顯，因此可以嘗試在實際應用時儘量降低其導通電阻。
其次，電容C1兩端處的電壓的建立速度，可以在一定程度上影響該尖峰抑制效果。例如，由於電容C1兩端處的電壓的建立速度取決於流經電容C1的充電電流的大小，並且該充電電流的大小取決於電阻R1的大小，因此可以通過調節電阻R1的阻值大小來調節電容C1兩端處的電壓的建立時間。
應該理解的是，當電阻R1的阻值越小時，電容C1的充電速度越快，從而可以更快地抑制Gate端處的耦合尖峰電壓。
然而，應該注意的是，雖然電阻R1的阻值越小，對Gate端處的耦合抑制作用越明顯。但是，當電阻R1阻值越小時，在二次側晶片U2進入正常工作之後，在VD端處於高位準期間，VD端的電流便越大。因此，在VD端電壓較高，且VD端高位準持續時間較長時會產生較大的損耗，影響熱(thermal)特性。
為了進一步降低該損耗，本發明實施例提供了又一實施例，如第6圖所示，第6圖示出了本發明第四實施例提供的用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通的控制電路的部分的結構示意圖。同理，第6圖僅示出了當控制電路處於空閒狀態下對Gate端的耦合尖峰進行抑制的電路結構。並且當控制電路處於工作狀態下對Gate端的耦合尖峰進行抑制的電路結構在第6圖中未示出。
作為一個示例，該控制電路可以包括VD端、Gate端以及二極體D1、第一電晶體M1、電容C1、第二電晶體M2、第一電阻R1、第一鉗位元二極體D2、第二鉗位元二極體D3、第三電晶體M3、第四電晶體M4。
具體地，第一電阻R1的一端可以連接至VD端，第一電阻R1的另一端可以連接至第一鉗位元二極體D2的陰極、第三電晶體M3的汲極、第四電晶體M4的閘極，第一鉗位元二極體的陽極可以接地，第三電晶體M3的閘極可以接收POR，第三電晶體M3的源極可以接地，第四電晶體M4的汲極可以連接至VD端，第四電晶體M4的源極可以連接至第二鉗位元二極體D3的陰極，並且第二鉗位元二極體D3的陽極可以 接地，第四電晶體M4的源極和第二鉗位元二極體D3的公共端可以連接至二極體D1的陽極。
為了簡潔的目的，第6圖中所示的與第4圖中所示的具有相同圖式標記的元件的相關連接關係和工作原理，這裡不再贅述。
並且，當POR為低位準時，由第四電晶體M4、二極體D1和電容C1形成整流電路對電容C1充電，在電容C1兩端產生電壓，電容C1上的電壓驅動第二電晶體M2導通。
作為一個示例，當二次側晶片U2處於空閒狀態時，POR為低位準，在該低位準的作用下，第一電晶體M1和第三電晶體M3斷開，第二鉗位元二極體D3對VD端處的電壓進行鉗位元，得到鉗位元電壓(可以保護第四電晶體M4)，並將該鉗位元電壓輸入第四電晶體M4，使得第四電晶體M4在該鉗位元電壓的作用下導通或斷開，從而在第四電晶體M4導通時，由第四電晶體M4、二極體D1和電容C1形成整流電路對電容C1充電，以在電容C1兩端產生電壓，利用該電壓驅動第二電晶體M2導通。
通過本發明實施例提供的上述方案，流經電容C1的充電電流的大小取決於第四電晶體M4，不再與電阻R1相關。由於流經第四電晶體M4的電流大小主要取決於其Vgs電壓，因此可以通過調節該Vgs大小即可得到合適的流經電容C1的充電電流。
作為一個示例，當二次側晶片U2的Vcc端處的電壓上升至使得二次側晶片U2可以正常工作時，POR由低位準轉換為高位準，使得第一電晶體M1和第三電晶體M3導通，從而將第二電晶體M2和第四電晶體M4閘極處的電壓拉低至低位準，第二電晶體M2和第四電晶體M4在低位準的作用下斷開，使得控制電路的如第6圖所示的部分失效，二次側晶片U2進入正常工作狀態。
接下來，當二次側晶片U2處於正常工作狀態時，可以利用控制電路的SR驅動器中的下拉電晶體(第6圖中未示出)對該Gate端處的尖峰電壓進行抑制，在此不再贅述。
綜上，通過本發明實施例提供的上述方案，在VD端僅存在電阻R1電流通路，由於在該實施例中，流經電容C1的充電電流的大小不再取決於電阻R1的阻值大小，而是取決於第四電晶體M4的Vgs電壓大小，因此可以採用具有較大阻值的電阻R1，從而有效地降低VD損耗。
需要明確的是，本發明並不局限於上文所描述並在圖中示出的特定配置和處理。為了簡明起見，這裡省略了對已知方法的詳細描述。在上述實施例中，描述和示出了若干具體的步驟作為示例。但是，本發明的方法過程並不限於所描述和示出的具體步驟，本領域的技術人員可以在領會本發明的精神後，作出各種改變、修改和添加，或者改變步驟之間的順序。
以上所述的結構框圖中所示的功能塊可以實現為硬體、軟體、固件或者它們的組合。當以硬體方式實現時，其可以例如是電子電路、專用積體電路(ASIC)、適當的固件、外掛程式、功能卡等等。當以軟體方式實現時，本發明的元素是被用於執行所需任務的程式或者程式碼片段。程式或者程式碼片段可以存儲在機器可讀介質中，或者通過載波中攜帶的資料信號在傳輸介質或者通信鏈路上傳送。“機器可讀介質”可以包括能夠存儲或傳輸資訊的任何介質。機器可讀介質的例子包括電子電路、半導體記憶體設備、ROM、快閃記憶體、可擦除ROM(EROM)、軟碟、CD-ROM、光碟、硬碟、光纖介質、射頻(RF)鏈路，等等。程式碼片段可以經由諸如網際網路、內聯網等的電腦網路被下載。
以上所述，僅為本發明的具體實施方式，所屬領域的技術人員可以清楚地瞭解到，為了描述的方便和簡潔，上述描述的系統、模組和單元的具體工作過程，可以參考前述方法實施例中的對應過程，在此不再贅述。應理解，本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到各種等效的修改或替換，這些修改或替換都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。
410‧‧‧充電電流模組
C1‧‧‧電容
D1‧‧‧二極體
VD‧‧‧返馳變換器電源系統的二次側
M1‧‧‧第一電晶體
M2‧‧‧第二電晶體
POR‧‧‧上電重定信號

Claims (8)

  1. 一種控制電路，用於控制返馳變換器電源系統中的同步整流管的導通，包括：VD端，輸入返馳變換器電源系統的二次側繞組電壓；Gate端，連接至所述同步整流管的閘極；以及連接在所述VD端和所述Gate端之間的充電電流模組、二極體、第一電晶體、電容和第二電晶體；其中，所述充電電流模組的一端連接至所述VD端，另一端連接至所述二極體的陽極；所述二極體的陰極連接至所述第一電晶體的汲極、所述電容的一端、所述第二電晶體的閘極；所述第一電晶體的閘極接收上電重定信號POR，源極接地；所述電容的另一端接地；所述第二電晶體的汲極連接至所述Gate端，源極接地；並且其中，當所述POR為低位準時，所述第二電晶體導通，從而抑制所述Gate端的尖峰電壓，避免所述同步整流管意外導通。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，當所述POR為高位準時，所述第一電晶體導通，並且所述第二電晶體斷開。
  3. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，所述充電電流模組包括第一電阻和第一鉗位元二極體，其中所述第一電阻的一端連接至所述VD端，另一端連接至所述第一鉗位元二極體的陰極；所述第一鉗位元二極體的陽極接地；所述第一電阻與所述第一鉗位元二極體的公共端連接所述二極體的陽極，並且其中，當所述POR為低位準時，所述第一電阻、所述二極體和所述電容形成整流電路對所述電容充電，所述電容上的電壓驅動所述第二電晶體導通。
  4. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，所述充電電流模 組包括第一電阻、第一鉗位元二極體、第二鉗位元二極體、第三電晶體和第四電晶體，所述第一電阻的一端連接至所述VD端，另一端連接至所述第一鉗位元二極體的陰極、所述第三電晶體的汲極、所述第四電晶體的閘極；所述第一鉗位元二極體的陽極接地；所述第三電晶體的閘極接收所述POR，源極接地；所述第四電晶體的汲極連接至VD端，源極連接至所述第二鉗位元二極體的陰極；所述第二鉗位元二極體的陽極接地；所述第四電晶體的源極和所述第二鉗位元二極體的公共端連接至所述二極體的陽極，並且其中，當所述POR為低位準時，所述第四電晶體、所述二極體和所述電容形成整流電路對所述電容充電，所述電容上的電壓驅動所述第二電晶體導通。
  5. 根據前述申請專利範圍中任一項所述的控制電路，其中，所述控制電路還包括驅動器，當所述POR為高位準時，所述驅動器的下拉電晶體抑制所述Gate端的尖峰電壓。
  6. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，所述控制電路實現為積體電路晶片。
  7. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，所述控制電路實現在積體電路晶片中。
  8. 一種返馳變換器電源系統，包括：如前述申請專利範圍第1-7項中任一項所述的控制電路、同步整流電晶體和二次側繞組；其中所述控制電路的Gate端連接至所述同步整流電晶體的閘極；並且所述控制電路的VD端連接至所述二次側繞組。
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