CN113572364B - 开关电源***及其同步整流控制器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种开关电源***及其同步整流控制器。该同步整流控制器包括：输出检测模块，被配置为基于开关电源***的***输出电压的上升或下降，生成电压上升指示信号或电压下降指示信号；动态控制模块，被配置为基于电压上升指示信号生成输出钳位使能信号，或者基于电压下降指示信号生成原边唤醒使能信号；输出钳位模块，被配置为基于输出钳位使能信号，生成输出电压钳位信号，该输出电压钳位信号用于对***输出电压进行钳位；脉冲生成模块，被配置为基于原边唤醒使能信号，生成副边绕组磁化电流，该副边绕组磁化电流用于对开关电源***的***变压器的副边绕组进行磁化。

Description

开关电源***及其同步整流控制器
技术领域
本发明涉及电路领域，尤其涉及开关电源***及其同步整流控制器。
背景技术
随着电源能效标准的不断提高和便携式电子设备的日益普及，由于可以有效提高电源转换效率、提升开关电源***的功率密度，同步整流(SR)技术被越来越广泛地用在开关电源***，尤其是中小功率范围应用中。基于开关电源***的成本考虑，大多数中小功率范围应用都采用反激原边控制(flyback primary-side control)架构。当采用反激原边控制架构时，开关电源***的原边侧的控制组件不能实时检测开关电源***的***输出电压，因此开关电源***的动态响应问题比较难处理。
发明内容
根据本发明实施例的用于开关电源***的同步整流控制器包括：输出检测模块，被配置为基于开关电源***的***输出电压的上升或下降，生成电压上升指示信号或电压下降指示信号；动态控制模块，被配置为基于电压上升指示信号生成输出钳位使能信号，或者基于电压下降指示信号生成原边唤醒使能信号；输出钳位模块，被配置为基于输出钳位使能信号，生成输出电压钳位信号，该输出电压钳位信号用于对***输出电压进行钳位；脉冲生成模块，被配置为基于原边唤醒使能信号，生成副边绕组磁化电流，该副边绕组磁化电流用于对开关电源***的***变压器的副边绕组进行磁化。
根据本发明实施例的用于开关电源***的同步整流控制器，能够对开关电源***的***输出电压进行准确及时的检测，并根据检测到的***输出电压调节***输出电压或者使能开关电源***的原边侧的控制组件调节***输出电压，因此可以改善开关电源***的动态响应性能。
根据本发明实施例的开关电源***，包括上述用于开关电源***的同步整流控制器。
相比传统的开关电源***，根据本发明实施例的开关电源***的动态响应性能大大改善。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1A和图1B示出了反激原边控制架构的开关电源***的示意框图。
图2A示出了在采用传统的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁期间从空载状态切换到满载状态时，与图1A和图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。
图2B示出了在采用传统的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁刚结束时从空载状态切换到满载状态时，与图1A和图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。
图3示出了在图1B所示的开关电源***中，用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号和***变压器T1的辅助绕组Naux上的电压的波形图。
图4示出了在图1B所示的开关电源***中，用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号和SR控制器的VD脚处的电压的波形图。
图5示出了根据本发明实施例的用于开关电源***的SR控制器的逻辑框图。
图6示出了图5所示的SR控制器用在图1A所示的开关电源***的情况下的电路连接示意图。
图7示出了图5所示的SR控制器用在图1B所示的开关电源***的情况下的电路连接示意图。
图8示出了在采用图5所示的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁刚结束时从空载状态切换到满载状态时，与图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。
图9示出了在采用图5所示的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁刚结束时从满载状态切换到控载状态时，与图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件、和算法的任何修改、替换、和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以避免对本发明造成不必要的模糊。
图1A和图1B示出了反激原边控制架构的开关电源***的示意框图。在图1A和图1B中，T1是***变压器，U1是位于***变压器T1的原边侧的脉宽调制(PWM)控制器，M1是位于***变压器T1的原边侧的功率开关，Np是***变压器T1的原边绕组(Np也表示原边绕组的匝数)，Ns是***变压器T1的副边绕组(Ns也表示副边绕组的匝数)，Naux是***变压器T1的辅助绕组(Naux也表示辅助绕组的匝数)，R1和R2是用于对***变压器T1的辅助绕组Naux上的电压进行分压的分压电阻，U2是位于***变压器T1的副边侧的同步整流(SR)控制器，M2是位于***变压器T1的副边侧的功率开关，SR控制器U2和功率开关M2一起构成位于***变压器T1的副边侧的同步整流器。下面为了简明，将功率开关M2称为同步整流开关。
在图1A和图1B所示的开关电源***中，分压电阻R1和R2与***变压器T1的辅助绕组Naux一起用来在***变压器T1退磁期间产生表征开关电源***的***输出电压Vo的输出反馈信号FB；PWM控制器U1基于输出反馈信号FB来调节***输出电压Vo；SR控制器U2通过其VD脚检测***变压器T1的副边绕组Ns的状态，以控制同步整流开关M2的开启与关断。
开关电源***的动态响应性能是指开关电源***在其***负载发生变化时对其***输出电压的调节能力。当***负载增加时，开关电源***的***输出电压有下降的趋势，同时开关电源***的***工作频率有上升的趋势；当***负载降低时，开关电源***的***输出电压有上升的趋势，同时开关电源***的***工作频率有下降的趋势。对于图1A和图1B所示的开关电源***来说，由于采用了反激原边控制架构，位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1仅可以在***变压器T1退磁期间对***输出电压Vo进行检测，其对由于***负载变化而引起的***输出电压的变化的检测与***负载的变化时刻紧密相关，这对开关电源***的动态响应性能会产生较大影响。
当***负载在***变压器T1退磁期间发生变化时，位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1在***变压器T1的当前退磁期间内就可以准确地检测到***输出电压Vo的变化，此时开关电源***的动态响应性能较好。图2A示出了在采用传统的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁期间从空载状态切换到满载状态时，与图1A和图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。在图2A中，PG是用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号的波形图，SG是用于驱动同步整流开关M2的开启与关断的栅极驱动信号的波形图，FB是对***变压器T1的辅助绕组Naux上的电压进行分压产生的输出反馈信号(忽略***变压器T1退磁结束后的谐振)的波形图，VDW是PWM控制器U1在***变压器T1退磁期间检测***输出电压Vo的时间窗信号的波形图，SLT是开关电源***的***负载变换信号的波形图，SO是***输出电压Vo的波形图。
当***负载在***变压器T1退磁期间之外发生变化时，由于位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1仅能在***变压器T1退磁期间对***输出电压Vo进行检测，开关电源***的动态响应性能受到不同程度的影响，最差情况是***负载从空载状态切换到满载状态或从满载状态切换到空载状态发生在***变压器T1退磁刚结束时的情况。具体地，在这种情况下，位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1无法及时检测到由于***负载的变化引起的***输出电压Vo的变化，特别是当开关电源***的***负载直接从空载状态切换到满载状态时，位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1在下一工作周期的退磁期间开始时才能检测到由该次负载变化导致的***输出电压Vo的变化。
图2B示出了在采用传统的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁刚结束时从空载状态切换到满载状态时，与图1A和图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。在图2B中，各个符号所表示的信号与图2A中相同，这里不再重复。从图2B可以看出，由于PWM控制器U1在***负载切换前工作在空载状态，工作频率比较低，所以开关电源***的负载变化引起的***输出电压Vo的变化的时刻与PWM控制器U1检测到***输出电压Vo的变化的时刻之间的时间间隔比较长，这导致***输出电压Vo的变化(下降)过大，即开关电源***的动态响应性能较差。
在图1A和图1B所示的开关电源***中，SR控制器U2位于***变压器T1的副边侧，所以SR控制器U2有可能直接或间接地对***输出电压Vo进行准确及时的检测。
在图1A中，SR控制器U2工作在下端控制模式，SR控制器U2的芯片基准地与***变压器T1的副边侧的地电平同等电位，所以SR控制器U2可以直接检测***输出电压Vo。在图1B中，SR控制器U2工作在上端控制模式，SR控制器U2的芯片基准地连接到***变压器T1的副边绕组Ns并且在开关电源***的不同工作区间呈不同电位，即，在功率开关M1开启时为-Vbulk*(Ns/Np)(假设***变压器T1的副边侧的地电平为0，Vbulk是开关电源***的输入体电压)，在***变压器T1的副边绕组Ns退磁时为Vo+Vds(Vds是同步整流开关MS2的导通电压)，在这种情况下SR控制器U2检测***输出电压Vo就没有那么直接了。
当SR控制器U2工作在上端控制模式时，由于SR控制器U2的芯片基准地在开关电源***的不同工作区间呈不同电位，使得SR控制器U2无法直接检测***输出电压Vo。但是，SR控制器U2仍然可以在***变压器T1退磁结束后的一段时间内间接对***输出电压Vo进行检测。
在图1B中，当功率开关M1开启时，***变压器T1的副边绕组Ns上的电压为-Vbulk*(Ns/Np)；随着功率开关M1的关断，***变压器T1进入退磁阶段，同步整流开关M2导通，***变压器T1的副边绕组Ns上的电压为Vo+Isec*Rdson，其中，Rdson为同步整流开关M2的导通电阻，Isec为***变压器T1的副边绕组Ns上的退磁电流；***变压器T1退磁结束后，***变压器T1的副边绕组Ns上的电压开始以***变压器T1的副边侧的基准地GND为中心、***输出电压Vo为幅度进行谐振；由于开关电源***中存在损耗，该谐振呈衰减状态；谐振衰减到零后，***变压器T1的副边绕组Ns上的电压呈零电平。图3示出了在图1B所示的开关电源***中，用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号和***变压器T1的副边绕组Ns上的电压的波形图。在图3中，PG是用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号的波形图，SW是***变压器T1的副边绕组Ns上的电压的波形图。
在图1B中，SR控制器U2的VD脚直接连接到开关电源***的***输出端，SR控制器U2的VD脚处的电压为***输出电压Vo与***变压器T1的副边绕组Ns上的电压之差。图4示出了在图1B所示的开关电源***中，用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号和SR控制器U2的VD脚处的电压的波形图。在图4中，PG是用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号的波形图，VD是SR控制器U2的VD脚处的电压的波形图。从图4可以看出，当功率开关M1开启时，相对于SR控制器U2的芯片基准地来说，SR控制器U2的VD脚处的电压为Vo+Vbulk*(Ns/Np)；随着功率开关M1的关断，***变压器T1进入退磁阶段，同步整流开关M2开启，SR控制器U2的VD脚处的电压为-Isec*Rdson；***变压器T1退磁结束后，SR控制器U2的VD脚处的电压开始以***输出电压Vo为中心、***输出电压Vo为幅度进行谐振；谐振衰减完成后，SR控制器U2的VD脚处的电压呈直流电平，该直流电平即为***输出电压Vo。
由以上所述可知，在图1B所示的开关电源***中，SR控制器U2的VD脚处的电压包含了***输出电压Vo的信息。具体地，当***负载发生变化时，***输出电压Vo会随之发生变化，待***变压器T1退磁结束后，***输出电压Vo的变化即会呈现在SR控制器U2的VD脚处的电压中(相对于SR控制器U2的芯片基准地)。***变压器T1谐振完成后，SR控制器U2的VD脚处的电压即等同于***输出电压Vo。此时，***负载变化引起的***输出电压Vo的变化就可以被SR控制器U2检测到。但是，在***变压器T1退磁完毕后的谐振阶段，不管***负载变化与否，SR控制器U2的VD脚处的电压均处在谐振变化中，此时SR控制器U2的VD脚处的电压的变化不可以作为***负载发生变化的依据，需要对SR控制器U2的VD脚处的电压加以区别对待以免引起误判断，从而保证判断的正确性。
鉴于结合图1A至图2B所述的开关电源***存在的动态响应方面的问题，并且考虑到位于***变压器T1的副边侧的SR控制器U2的VD脚处的电压即为***输出电压Vo(当SR控制器U2工作在下端控制模式时)或者包含***输出电压Vo的信息(当SR控制器U2工作在上端控制模式时)，提出了一种用于开关电源***的SR控制器，其能够对开关电源***的***输出电压进行准确及时的检测，并根据检测到的***输出电压调节***输出电压或者使能开关电源***的原边侧的控制组件调节***输出电压，因此可以改善开关电源***的动态响应性能。
图5示出了根据本发明实施例的SR控制器500的示例框图。如图5所示，SR控制器500包括输出检测模块502、动态控制模块504、输出钳位模块506、以及脉冲生成模块508，其中：输出检测模块502被配置为基于开关电源***的***输出电压的上升或下降，生成电压上升指示信号或电压下降指示信号；动态控制模块504被配置为基于电压上升指示信号生成输出钳位使能信号，或者基于电压下降指示信号生成原边唤醒使能信号；输出钳位模块506被配置为基于输出钳位使能信号，生成输出电压钳位信号，该输出电压钳位信号用于对***输出电压进行钳位；脉冲生成模块508被配置为基于原边唤醒使能信号，生成副边绕组磁化电流，该副边绕组磁化电流用于对开关电源***的***变压器的副边绕组进行磁化。
在一些实施例中，当SR控制器500用于下端控制模式(例如，用于图1A所示的开关电源***)时，SR控制器500的第一电压检测脚(例如，Vout脚)和第二电压检测脚(例如，VD脚)分别连接到***变压器(例如，***变压器T1)的副边绕组(例如，副边绕组Ns)的第一端和第二端，***变压器的第一端即为开关电源***的***输出端，同步整流开关(例如，同步整流开关M2)连接在***变压器的副边绕组的第二端和***变压器的副边侧的基准地之间，SR控制器500的芯片基准地(例如，GND脚)连接到***变压器的副边侧的基准地，输出检测模块502基于SR控制器500的第一电压检测脚处的电压生成电压上升指示信号或电压下降指示信号。
在一些实施例中，当SR控制器500用于上端控制模式(例如，用于图1B所示的开关电源***)时，SR控制器500的芯片基准地(例如，GND脚)连接到***变压器(例如，***变压器T1)的副边绕组(例如，副边绕组Ns)的第一端，SR控制器500的第二电压检测脚(例如，VD脚)连接到开关电源***的***输出端，同步整流开关(例如，同步整流开关M2)连接在***变压器的副边绕组的第一端和开关电源***的***输出端之间，输出检测模块502基于SR控制器500的第二电压检测脚处的电压生成电压上升指示信号或电压下降指示信号。
在一些实施例中，输出检测模块502基于***输出电压在同步整流开关从开启状态变为关断状态的时刻之后并且从关断状态再次变为开启状态的时刻之前的预定时段中的上升或下降，生成电压上升指示信号或电压下降指示信号。这样，即使SR控制器500工作在上端控制模式(即，用于图1B所示的开关电源***)时，输出检测模块502也可以相对及时且准确地检测***输出电压，从而基于***输出电压的上升或下降生成电压上升指示信号或电压下降指示信号。
在一些实施例中，***输出电压的上升包括***输出电压的上升趋势和***输出电压上升到超过第一阈值中的至少一者。***输出电压的下降包括***输出电压的下降趋势和***输出电压下降到低于第二阈值中的至少一者。
如前所述，当SR控制器500工作在下端控制模式时，SR控制器500可以直接检测***输出电压Vo的变化，然后将***输出电压的变化的相关信息传递到位于***变压器的原边侧的控制组件，使得位于***变压器的原边侧的控制组件可以依据***负载的变化对***控制作出调整以达到对***输出电压进行有效管控的目的。
图6示出了图5所示的SR控制器用在图1A所示的开关电源***的情况下的电路连接示意图。在图6中，SR控制器500的芯片基准地与开关电源***的输出地电平(即，***变压器T1的副边侧的输出低电平)同等电位，所以SR控制器500通过其Vout脚可以直接检测***输出电压Vo；当***负载从空载状态切换到满载状态时，***输出电压Vo随之下降，SR控制器500检测到***输出电压Vo下降后，即产生出一系列的电流脉冲(即，副边绕组磁化电流)，该电流脉冲可以对***变压器T1的副边绕组Ns进行磁化，从而使能位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1控制功率开关M1从关断状态变为导通状态，增加***能量输入以达到稳定***输出电压Vo的目的；反之，当***负载从满载状态切换到空载状态时，***输出电压Vo随之上升，SR控制器500检测到***输出电压Vo上升后，即阻止***输出电压Vo的进一步上升。
图7示出了图5所示的SR控制器用在图1B所示的开关电源***的情况下的电路连接示意图。在图7中，在***变压器T1谐振完成后，SR控制器500可以通过其VD脚检测***输出电压Vo；当***负载从空载状态切换到满载状态时，***输出电压Vo随之下降，SR控制器500检测到***输出电压Vo下降后，即产生出一系列的电流脉冲(即，副边绕组磁化电流)，该电流脉冲可以对***变压器T1的副边绕组进行磁化，从而使能位于***变压器T1的原边侧的PWM控制器U1控制功率开关M1从关断状态变为导通状态，增加***能量输入以达到稳定***输出电压Vo的目的；反之，当***负载从满载状态切换到空载状态时，***输出电压Vo随之上升，SR控制器500检测到***输出电压Vo上升后，即阻止***输出电压Vo的进一步上升。
图8示出了在采用图5所示的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁刚结束时从空载状态切换到满载状态时，与图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。在图8中，PG是用于驱动功率开关M1的开启与关断的栅极驱动信号的波形图，VD是SR控制器500的VD脚处的电压的波形图，SG是用于驱动同步整流开关M2的开启与关断的栅极驱动信号的波形图，VDW是SR控制器500检测***输出电压Vo的时间窗信号的波形图，SLT是开关电源***的***负载变换信号的波形图，DRD-1是SR控制器500中的动态控制模块504生成的原边唤醒使能信号的波形图，SO是开关电源***的***输出电压Vo的波形图。
在图8中，假定***负载的变化恰好发生在***变压器T1退磁刚结束的时刻t0。在***负载从空载状态切换到满载状态之前，开关电源***工作于空载状态，***变压器T1的原边侧的工作频率较低，开关电源***处于稳定状态。在***变压器T1的每个工作周期内，SR控制器500都会在***变压器T1谐振结束后，例如图8中从同步整流开关MS2从开启状态变为关断状态的时刻后的100us以后产生相应的时间窗口并在该时间窗口内对***输出电压Vo进行检测。待到时刻t0，***负载切换为满载状态，***输出电压Vo下降，SR控制器500的VD脚处的平台电压在***变压器T1谐振结束后也随之降低。在之后的***输出电压Vo的检测时间窗口内，SR控制器500检测到***输出电压Vo的降低，便会通过***变压器T1的副边绕组Ns与原边绕组Np的耦合唤醒PWM控制器U1以稳定***输出电压Vo。
图9示出了在采用图5所示的SR控制器的情况下，***负载在***变压器T1退磁刚结束时从满载状态切换到控载状态时，与图1B所示的开关电源***的动态响应性能有关的信号的示例波形图。在图9中，DRD-2是SR控制器500中的动态控制模块504生成的输出钳位使能信号的波形图，其他符号表示的信号与图8中相同。
在图9中，假定***负载的变化恰好发生在***变压器T1退磁刚结束的时刻t0。在***负载从满载状态切换到空载状态之前，开关电源***处于稳定状态。在***变压器T1的每个工作周期内，SR控制器500会在***变压器T1谐振结束后产生相应的时间窗口并在该时间窗口内对***输出电压Vo进行检测。待到时刻t0，***负载从满载状态切换到空载状态，***输出电压Vo上升，***变压器T1退磁后的谐振幅度以及谐振结束后的VD平台电压也随之上升。在之后的***输出电压Vo的检测时间窗口内，SR控制器500检测到***输出电压Vo的上升，便会使能对***输出电压Vo进行钳位以稳定***输出电压Vo。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而***体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (5)

1.一种用于开关电源***的同步整流控制器，包括：
输出检测模块，被配置为基于所述开关电源***的***输出电压的上升或下降，生成电压上升指示信号或电压下降指示信号；
动态控制模块，被配置为基于所述电压上升指示信号生成输出钳位使能信号，或者基于所述电压下降指示信号生成原边唤醒使能信号；
输出钳位模块，被配置为基于所述输出钳位使能信号，生成输出电压钳位信号，该输出电压钳位信号用于对所述***输出电压进行钳位；以及
脉冲生成模块，被配置为基于所述原边唤醒使能信号，生成副边绕组磁化电流，该副边绕组磁化电流用于对所述开关电源***的***变压器的副边绕组进行磁化，其中
当所述同步整流控制器用于上端控制模式时，所述同步整流控制器的芯片基准地连接到所述***变压器的副边绕组的第一端，所述同步整流控制器的电压检测脚连接到所述开关电源***的***输出端，同步整流开关连接在所述***变压器的副边绕组的第一端和所述开关电源***的***输出端之间，所述输出检测模块在所述同步整流开关从开启状态变为关断状态的时刻之后并且从关断状态再次变为开启状态的时刻之前的预定时段中，基于所述同步整流控制器的电压检测脚处的电压生成所述电压上升指示信号或所述电压下降指示信号。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制器，其中，当所述同步整流控制器用于下端控制模式时，
所述同步整流控制器的第一电压检测脚和第二电压检测脚分别连接到所述***变压器的副边绕组的第一端和第二端，所述***变压器的第一端即为所述开关电源***的***输出端，
所述同步整流开关连接在所述***变压器的副边绕组的第二端和所述***变压器的副边侧的基准地之间，
所述同步整流控制器的芯片基准地连接到所述***变压器的副边侧的基准地，
所述输出检测模块基于所述同步整流控制器的第一电压检测脚处的电压生成所述电压上升指示信号或所述电压下降指示信号。
3.根据权利要求1或2所述的同步整流控制器，其中，所述***输出电压的上升包括所述***输出电压的上升趋势和所述***输出电压上升到超过第一阈值中的至少一者。
4.根据权利要求1或2所述的同步整流控制器，其中，所述***输出电压的下降包括所述***输出电压的下降趋势和所述***输出电压下降到低于第二阈值中的至少一者。
5.一种开关电源***，包括权利要求1至4中任一项所述的同步整流控制器。
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