TWI694667B

TWI694667B - 高升壓轉換器

Info

Publication number: TWI694667B
Application number: TW108119342A
Authority: TW
Inventors: 陳信助; 楊松霈; 黃昭明; 許仕霖
Original assignee: 崑山科技大學
Priority date: 2019-06-04
Filing date: 2019-06-04
Publication date: 2020-05-21
Also published as: TW202046612A

Abstract

一種高升壓轉換器包含第一與第二耦合電感、第一與第二開關、零電壓切換輔助單元、箝位電容、第一箝位二極體、電壓倍增單元，及輸出單元，第一及第二耦合電感用以接收直流的輸入電壓，第一及第二開關皆受控制而切換於導通與不導通之間，零電壓切換輔助單元分別電連接第一及第二開關，及箝位電容，用以使第一及第二開關達到零電壓切換，電壓倍增單元的兩端分別電連接第一箝位二極體及輸出單元，用以舉升輸出單元的輸出電壓。

Description

高升壓轉換器

本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種高升壓轉換器。

參閱圖1，一種傳統升壓轉換器，若不考慮寄生電阻的影響條件下，即寄生電阻r_L等於零，其電壓增益跟一輸出電壓V2、一輸入電壓V1、一開關導通比(Duty cycle)D的關係如下之公式，其中，該導通比D為一大於0且小於1的實數。

理論上要得到高電壓增益，轉換器必須操作在極大導通比，但是實務上，由於寄生元件的存在，例如寄生電阻r_L不等於零，在導通比D大於0.9時，傳統升壓轉換器會有以下問題：

1.電壓增益M不增反減及轉換效率η不佳問題；2.容易產生很大的輸入電流漣波，減少燃料電池的使用壽命的問題；3.輸出二極體有嚴重的反向恢復損失及電磁干擾(EMI)雜訊問題。

另一方面，傳統升壓轉換器的功率開關屬於硬性切換 (Hard switching)，會產生切換損失，而導致無法達到更高效率的問題。

因此，本發明的目的，即在提供一種不需操作在極高的導通比就能達到高電壓增益的高升壓轉換器的高升壓轉換器。

於是，本發明提供一種高升壓轉換器包含，一第一耦合電感、一第二耦合電感、一第一開關、一第二開關、一第一箝位二極體、一第二箝位二極體、一箝位電容、一零電壓切換輔助單元、一第三二極體、一第四二極體、一第一電容，及一輸出單元。

該第一與第二耦合電感分別具有一個一次側繞組及一個二次側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，該第一及第二耦合電感的一次側繞組的第一端電連接一起以接收一直流的輸入電壓，該第一耦合電感的二次側繞組的第二端電連接該第二耦合電感的二次側繞組的第二端。該第一與第二開關分別具有一電連接該第一與第二耦合電感的一次側繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且分別受控制切換於導通與不導通間。

該第一與第二箝位二極體分別具有一電連接該第一與第二耦合電感的一次側繞組的第二端的陽極，及一陰極。該零電壓切換輔助單元電連接該第一開關的第一端、該第二開關的第一端，及該箝位電容的第一端，用以使該第一開關與第二開關達到零電壓切換。該第三二極體具有一電連接該第一箝位二極體的陰極的陽極，及一電連接該第二耦合電感的二次側繞組的第一端的陰極。該第四二極體具有一電連接該第一耦合電感的二次側繞組的第一端的陽極，及一陰極。

該第一電容具有一電連接該第四二極體的陰極的第一端，及一電連接該第二耦合電感的二次側繞組的第一端的第二端。該輸出單元電連接該第四二極體的陰極，用以提供一輸出電壓。

本發明的功效在於：藉由該第一與第二耦合電感的二次側繞組、該第一與第二電容，及該第三與第四二極體所形成的一電壓倍增單元，加上該零電壓切換輔助單元，有效地提高電壓增益卻不需要開關操作在高導通比，以及有效地提升轉換效率。

2:零電壓切換輔助單元

3:電壓倍增單元

4:輸出單元

5:控制單元

M:電壓增益

η:轉換效率

N_p1:第一耦合電感的一次側繞組

N_p2:第二耦合電感的一次側繞組

N_s1:第一耦合電感的二次側繞組

N_s2:第二耦合電感的二次側繞組

S₁:第一開關

V_in:輸入電壓

V_o:輸出電壓

V_Cc:箝位電容的跨壓

V_C1:第一電容的跨壓

V_C2:第二電容的跨壓

V_S1-stress:第一開關的電壓應力

V_S2-stress:第二開關的電壓應力

V_Sa-stress:輔助開關的電壓應力

v_La:輔助電感的跨壓

v_ds1:第一開關的跨壓

v_ds2:第二開關的跨壓

v_gs1:第一開關的切換控制電壓

v_gs2:第二開關的切換控制電壓

v_Ns1:第一耦合電感的二次側繞組的跨壓

S₂:第二開關

S_a:輔助開關

C_c:箝位電容

C_o:輸出電容

C₁:第一電容

C₂:第二電容

C_S1:第一開關寄生電容

C_S2:第二開關寄生電容

D:導通比

D_o:輸出二極體

D₁:第一箝位二極體

D₂:第二箝位二極體

D₃:第三二極體

D₄:第四二極體

D_a1:第一輔助二極體

D_a2:第二輔助二極體

D_a3:第三輔助二極體

L_a:輔助電感

L_m1:第一磁化電感

L_m2:第二磁化電感

L_m:磁化電感

L_k1:第一漏電感

L_k2:第二漏電感

L_k:漏電感

n:耦合電感匝數比

R_o:輸出負載

v_Ns2:第二耦合電感的二次側繞組的跨壓

i_in:輸入電流

i_S1:第一開關的電流

i_S2:第二開關的電流

i_D1:第一箝位二極體的電流

i_D2:第一箝位二極體的電流

i_D3:第三二極體的電流

i_D3:第四二極體的電流

i_Do:輸出二極體的電流

i_Lm1:第一電感的電流

i_Lm2:第二電感的電流

i_Lk1:第一漏電感的電流

i_Lk2:第二漏電感的電流

i_La:輔助電感的電流

r_L:寄生電阻

T_s:切換週期

t:時間

t0~t15:第一開始時間~第十六開始時間

t16:第十六結束時間

本發明的其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是習知的升壓轉換器的一電路圖；圖2是一電路圖，說明本發明高升壓轉換器之一較佳實施例；圖3是一等效電路圖，說明本發明高升壓轉換器之一較佳實施例；圖4是該較佳實施例的一操作時序圖；圖5是該較佳實施例操作於第一階段的一電路圖；圖6是該較佳實施例操作於第二階段的一電路圖；圖7是該較佳實施例操作於第三階段的一電路圖；圖8是該較佳實施例操作於第四階段的一電路圖；圖9是該較佳實施例操作於第五階段的一電路圖；圖10是該較佳實施例操作於第六階段的一電路圖；圖11是該較佳實施例操作於第七階段的一電路圖；圖12是該較佳實施例操作於第八階段的一電路圖；圖13是該較佳實施例操作於第九階段的一電路圖；圖14是該較佳實施例操作於第十階段的一電路圖；圖15是該較佳實施例操作於第十一階段的一電路圖；圖16是該較佳實施例操作於第十二階段的一電路圖；圖17是該較佳實施例操作於第十三階段的一電路圖；圖18是該較佳實施例操作於第十四階段的一電路圖；圖19是該較佳實施例操作於第十五階段的一電路圖；圖20是該較佳實施例操作於第十六階段的一電路圖；圖21是一波形圖，說明該較佳實施例的一開關驅動信號、一輸入電壓，及一輸出電壓之間的關係；圖22是一波形圖，用以驗證該較佳實施例的一穩態特性的表現；圖23是一波形圖，用以驗證該較佳實施例的一開關電壓應力的表現；圖24是一波形圖，說明該較佳實施例在一輸出功率為1000瓦時，一第一開關及一第二開關的切換波形；圖25是一波形圖，說明該較佳實施例在該輸出功率為200瓦時，該第一開關及該第二開關的切換波形；圖26是一波形圖，用以驗證該較佳實施例的一漣波電流的表現；圖27是一波形圖，說明該較佳實施例的各電容的跨(電)壓；圖28是一波形圖，說明該較佳實施例的一第一與第二箝位二極體的跨(電)壓與電流；及圖29是一波形圖，說明該較佳實施例的一第三與第四二極體，及一輸出二極體的跨(電)壓與電流。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖2，本發明高升壓直流轉換器之一較佳實施例，包含一第一耦合電感、一第二耦合電感、一第一開關S₁、一第二開關 S₂、一第一箝位二極體D₁、一第二箝位二極體D₂、一箝位電容C_c、一零電壓切換輔助單元2、一電壓倍增單元3、一輸出單元4，及一控制單元5。其中，該第一耦合電感具有一個一次側繞組N_p1及一個二次側繞組N_s1，該第二耦合電感具有一個一次側繞組N_p2及一個二次側繞組N_s2，每一個側繞組具有一第一端及一第二端。其中，該第一箝位二極體D₁及該第二箝位二極體D₂分別具有一陽極及一陰極。

該第一耦合電感的一次側繞組N_p1的第一端電連接該第二耦合電感的一次側繞組N_p2的第一端，及一直流輸入電壓源，使該第一耦合電感的一次側繞組N_p1及該第二耦合電感的一次側繞組N_p2分別接收一輸入電壓V_in所提供的一輸入電流i_In。

該第一箝位二極體D₁的陽極電連接該第一耦合電感的一次側繞組N_p1的第二端，該第二箝位二極體D₂的陽極電連接該第二耦合電感的一次側繞組N_p2的第二端。該第二箝位二極體D₂的陰極電連接於該第一箝位二極體D₁的陰極。

該零電壓切換輔助單元2包括一第一輔助二極體D_a1、一第二輔助二極體D_a2、一輔助電感L_a、一第三輔助二極體D_a3，及一輔助開關S_a。

該第一輔助二極體D_a1具有一電連接該第一開關S₁的第一端的陽極，及一陰極。該第二輔助二極體D_a2具有一電連接該第二開關S₂的第一端的陽極，及一電連接該第一輔助二極體D_a1的陰極的陰極。該輔助電感L_a具有一電連接該第一輔助二極體D_a1的陰極的的第一端，及一第二端。該第三輔助二極體D_a3具有一電連接該輔助電感L_a的第二端的陽極，及一電連接該第一二極體D₁的陰極的陰極。該輔助開關S_a具有一電連接該輔助電感L_a的第二端的第一端、一接地的第二端，及一電連接該控制單元5的第三端。因此，該第一輔助二極體D_a1的陽極形成該零電壓切換輔助單元2的一第一端，該第二輔助二極體D_a2的陽極形成該零電壓切換輔助單元2的一第二端，該第三輔助二極體D_a3的陰極形成該零電壓切換輔助單元2的一第三端。

該電壓倍增單元3包括該第三二極體D₃、該第四二極體D₄、該第一耦合電感的二次側繞組N_s1、該第二耦合電感的二次側繞組N_s2、該第一電容C₁，及該第二電容C₂。

該第一耦合電感的二次側繞組N_s1的第二端電連接該第二耦合電感的二次側繞組N_s2的第二端，該第三二極體D₃具有一電連接該第一箝位二極體D₁的陰極的陽極，及一電連接該第二耦合電感的二次側繞組N_s2的第一端的陰極，該第四二極體D₄具有一電連接該第一耦合電感的二次側繞組N_s1的第一端的陽極，及一陰極。該第一電容C₁具有一電連接該第四二極體D₄的陰極的第一端，及一電連接該第三二極體D₃的陰極的第二端。該第二電容C₂具有一電連接該第一耦合電感的二次側繞組N_s1的第一端的第一端，及一電連接該第一箝位二極體D₁的陰極的第二端。因此，該第二電容C₂的第二端形成該電壓倍增單元3的一輸入端，該第一電容C₁的第一端形成該電壓倍增單元3的一輸出端。

該輸出單元4包括一輸出二極體D_o、一輸出電容C_o，及一輸出電阻R_o。該輸出二極體D_o具有一電連接該第一電容C₁的第一端的陽極，及一提供該輸出電壓V_o的陰極。該輸出電容C_o具有一電連接該輸出二極體D_o的陰極的第一端，及一接地的第二端。該輸出電阻R_o具有一電連接該輸出二極體D_o的陰極的第一端，及一接地的第二端。

該第一開關S₁具有一電連接該第一耦合電感的一次側繞組N_p1的第二端的第一端、一接地的第二端，及一電連接該控制單元5的第三端，該控制單元5藉由輸出一第一脈波調變信號，以控制該第一開關S₁在一導通狀態(即導通)及一不導通狀態(即不導通)間切換。該第二開關S₂具有一電連接該第二耦合電感的一次側繞組N_p2的第二端的第一端、一接地的第二端，及一電連接該控制單元5的第三端，該控制單元5藉由輸出一第二脈波調變信號，以控制該第二開關S₂在一導通狀態及一不導通狀態間切換。此外，該控制單元5還輸出一第三脈波調變信號，以控制該輔助開關S_a在一導通狀態及一不導通狀態間切換。

值得一提的是，在本實施例中，該第一開關S₁、該第二開關S₂，及該輔助開關S_a皆為N型功率半導體電晶體，但不以此為限。

此外，在本實施例中，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號的時間週期一樣，但工作相位相差180°，且該第一開關S₁的導通時間的一部份重疊於與該第二開關S₂的導通時間的一部分。而該第三脈波調變信號的導通時間很短。

該第一耦合電感及該第二耦合電感的耦合打點分別以”‧”和”*”表示。

參閱圖3，為本實施例的一非理想的等效電路圖，用以說明由該第一耦合電感所感應而成的一第一磁化電感L_m1與第一漏電感L_k1、該第二耦合電感所感應而成的一第二磁化電感L_m2與第二漏電感L_k2、一相關於該第一開關S₁的第一開關寄生電容C_S1，及一相關於該第二開關S₂的第二開關寄生電容C_S2。

根據該非理想的等效電路圖，該控制單元5產生該第一脈波調變信號、該第二脈波調變信號，及，以分別控制該第一開關S₁與該第二開關S₂，且一導通比D大於0.5(當該導通比D小於0.5，本發明高升壓轉換器也能操作，只是該電壓增益M較小)，而且該第一開關S₁與該第二開關S₂以工作相位相差180度的交錯方式操作，該輔助開關S_a的導通時間很短，主要目的在幫助該第一開關S₁ 與該第二開關S₂達到零電壓切換(ZVS)。穩態時，根據該第一開關S₁、該第二開關S₂狀態，以下將以十六個階段進一步說明一本發明高升壓轉換器的時序圖。

以下為本實施例操作於十六階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，且以下的分析是基於四個條件：

條件一：所有功率開關與二極體的導通壓降為零。

條件二：該箝位電容C_c、該輸出電容C_o、該第一電容C₁，及該第二電容C₂夠大，且該第一電容C₁的電容值等於該第二電容C₂的電容值，故，該箝位電容C_c的跨(電)壓、該輸出電容C_o的跨壓、該第一電容C₁的跨壓，及該第二電容C₂的跨壓在一個切換週期內可視為常數。

條件三：該第一耦合電感及該第二耦合電感的匝數比相等，即一耦合電感匝數比

，且該第一磁化電感L_m1的電感值與該第二磁化電感L_m2的電感值同等於一磁化電感L_m的電感值，即L_m1=L_m2=L_m，該第一漏電感L_k1的電感值與該第二漏電感L_k2的電感值同等於一漏電感L_k1的電感值，即L_k1=L_k2=L_k，而該第一耦合電感及該第二耦合電感的耦合係數

。

條件四：該耦合電感的磁化電感電流i_Lm操作在連續導通模式(Continuous conduction mode,CCM)。

分別針對每一階段在以下的內容中進行說明，其中，時間t對應每一階段的開始時間分別為一第一開始時間t0到一第十六開始時間t15，當時間t到達一第十六結束時間t16，整個轉換器完成一個循環的十六個階段。

第一階段[t：t0~t1]：

參閱圖4及圖5，本第一階段開始的時間t等於該第一開始時間t0，該第一開關S₁與該第二開關S₂皆在該導通狀態，所有的二極體皆為逆向偏壓而不導通，該第一耦合電感的一次側繞組N_p1，及該第二耦合電感的一次側繞組N_p2的跨壓均等於該輸入電壓V_in，即該第一磁化電感L_m1、該第二磁化電感L_m2、該第一漏電感L_k1，及該第二漏電感L_k2的跨壓皆為該輸入電壓V_in，其電流呈線性上升，斜率同為，

當時間t等於該第二開始時間t1，該第二開關S₂切換在該不導通狀態時，本階段結束。

第二階段[t：t1~t2]：

參閱圖4及圖6，本第二階段開始的時間t等於該第二開始時間t1，該第二開關S₂切換在該不導通狀態。一第二漏電感的電流 i_Lk2對該第二開關寄生電容C_S2充電，該第二開關的跨壓v_ds2由零電壓開始上升，該第一與第二耦合電感的二次側繞組的壓差可表示為，

當時間t等於該第三開始時間t2，該第二開關的跨壓v_ds2等於一箝位電容的電壓V_Cc時，該第二箝位二極體D₂、該第三二極體D₃，及該第四二極體D₄皆導通，本階段結束。因為該第二開關寄生電容C_S2的電容值很小，所以本階段時間很短。

第三階段[t：t2~t3]：

參閱圖4及圖7，本第三階段開始的時間t等於該第三開始時間t2，該第二箝位二極體D₂、該第三二極體D₃，及該第四二極體D₄皆導通，該第二耦合電感的二次側繞組的跨壓小於零，即V_in-V_Cc<0，該第二漏電感的電流i_Lk2下降，且經由該第二箝位二極體D₂對該箝位電容C_c充電，儲存在該第二磁化電感L_m2的能量藉由該第二耦合電感的一次側繞組N_p2傳送到該第二耦合電感的二次側繞組N_s2，經由該第三二極體D₃及該第四二極體D₄，對該第一電容C₁及該第二電容C₂充電。另一方面，該第一與第二耦合電感的二次側繞組(N_s1、N_s2)的電流感應至該第一耦合電感的一次側繞組(N_p1、N_p2)，使得該第一漏電感的電流i_Lk1以相關於一第一電感的電流i_Lm1、一第三二極體的電流i_D3，及一第四二極體的電流i_D4上升，i_Lk1=i_Lm1+n(i_D3+i_D4)…式三

當時間t等於該第四開始時間t3，該第二漏電感的電流i_Lk2下降至零時，該第二箝位二極體D₂以零電流切換(ZCS)而轉成不導通，本階段結束。因為該第二箝位二極體D₂以零電流切換成不導通，因此沒有反向恢復損失問題。

第四階段[t：t3~t4]：

參閱圖4及圖8，本第四階段開始的時間t等於該第四開始時間t3，該第二箝位二極體D₂為不導通，該第二磁化電感L_m2完全由該第一及第二耦合電感的一次側繞組(N_p1、N_p2)感應到該第一及第二耦合電感的二次側繞組(N_s1、N_s2)，以持續對該第一電容C₁及該第二電容C₂充電，此時來自該第三二極體D₃及該第四二極體D₄的充電電流相關於一第二電感的電流i_Lm2且表示為，i_D3+i_D4=(i_Lm2/n)…式四

該第一開關的電流i_S1可表示為i_S1=(i_Lm1+i_Lm2)…式五

當時間t等於該第五開始時間t4，該輔助開關S_a從該不導通狀態切換為該導通狀態時，本階段結束。

第五階段[t：t4~t5]：

參閱圖4及圖9，本第五階段開始的時間t等於該第五開始時間t4，該輔助開關S_a在該導通狀態，該第二輔助二極體D_a2從不導通轉成導通，因為該輔助電感L_a，且其電流初始值為零，所以該輔助開關S_a和該第二輔助二極體D_a2能夠以零電流切換為導通。此時，該輔助電感L_a、第二開關寄生電容C_S2，及該第二漏電感L_k2產生共振，該輔助電感的電流i_La以共振形式上升，該第二開關的跨壓v_ds2以共振形式下降，該第二漏電感的電流i_Lk2從零開始上升，導致該第一及第二耦合電感的二次側繞組(N_s1、N_s2)的電流開始下降，進而使該第三二極體的電流i_D3及該第四二極體的電流i_D4下降。

當時間t等於該第六開始時間t5，該第二漏電感的電流i_Lk2相等於該第二電感的電流i_Lm2，此時，該第三二極體的電流i_D3及該第四二極體的電流i_D4下降至零，該第三二極體D₃及該第四二極體D₄以零電流切換自然切換成不導通，本階段結束。

第六階段[t：t5~t6]：

參閱圖4及圖10，本第六階段開始的時間t等於該第六開始時間t5，該第三二極體D₃及該第四二極體D₄皆為不導通，該第二開關的跨壓v_ds2因共振而繼續下降，當該第二開關的跨壓v_ds2下降至零，該第二開關S₂的本體二極體導通，使該第二開關S₂的零電壓切換的條件成立。

當時間t等於該第七開始時間t6，該第二開關S₂從該不導通狀態切換成該導通狀態，達到零電壓切換性能，本階段結束。

第七階段[t：t6~t7]：

參閱圖4及圖11，本第七階段開始的時間t等於該第七開始時間t6，該第二開關S₂以零電壓切換在該導通狀態，此時，一輔助電感的跨壓v_La為零，該輔助電感的電流i_La保持常數。

當時間t等於該第八開始時間t7，該輔助開關S_a受控於該第三脈波調變信號，從該導通狀態切換為該不導通狀態，本階段結束。

第八階段[t：t7~t8]：

參閱圖4及圖12，本第八階段開始的時間t等於該第八開始時間t7，該輔助開關S_a在該不導通狀態，因為該輔助電感的電流i_La的連續性，使得該第三輔助二極體D_a3導通，該輔助電感的跨壓v_La的大小等於負的該箝位電容的電壓V_Cc，即(v_La=-V_Cc)，該輔助電感的電流i_La呈現性下降，該輔助電感L_a儲存的能量傳送到該箝位電容C_c。

當時間t等於該第九開始時間t8，該輔助電感的電流i_La下降至零，該第二輔助二極體D_a2及該第三輔助二極體D_a3以零電流切換自然切換成不導通，本階段結束。

參閱圖4及圖13，接著，進入後半切換週期的八個階段，儲存在該第一磁化電感L_m1的能量藉由耦合感應傳送至該輸出單元4所形成的負載，而且控制該輔助開關S_a使該第一開關S₁達到零電壓切換。由於第九與第十階段與前半切換週期的第一與二階段的操作原理相似，詳細分析在此省略，圖13表示在第九階段的電路。

參閱圖4及圖14，該注意的是，在第十階段的電路與第九階段的電路的差別在於，在第十階段的電路中，該第一開關寄生電容C_S1因開始充電而導通。

第十一階段[t：t10~t11]：

參閱圖4及圖15，本第十一階段開始的時間t等於該第十一開始時間t10，該第一開關S₁切換在該不導通狀態且該第一箝位二極體D₁導通，一第一漏電感的電流i_Lk1對該箝位電容的電壓V_Cc充電，該第一漏電感的電流i_Lk1開始下降。該第一磁化電感L_m1所儲存的能量藉由耦合感應傳送至該輸出單元4，該輸出二極體的電流i_Do上升，其增加速率受該第一漏電感L_k1控制，該第一及第二耦合電感的二次側繞組(N_s1、N_s2)、該第一電容C₁，及該第二電容C₂作為電壓源來提升電壓增益M。

當時間t等於該第十二開始時間t11，該第一漏電感的電流i_Lk1下降至零，該第一箝位二極體D₁以零電流切換自然切換成不導通，本階段結束。

第十二階段[t：t11~t12]：

參閱圖4及圖16，本第十二階段開始的時間t等於該第十二開始時間t11，該第一箝位二極體D₁切換成不導通，該第一電感的電流i_Lm1該完全由耦合感應經該第一與第二耦合電感的二次側繞組(N_s1、N_s2)至該輸出單元4，因此，該輸出二極體的電流i_Do可表示為，i_Do=(i_Lm2/n)…式六

該箝位電容的電壓V_Cc對該輸出單元4放電，其中，該第二開關的電流i_S2等於該第一電感的電流i_Lm1加上該第二電感的電流i_Lm2，即i_S2=(i_Lm1+i_Lm2)。

當時間t等於該第十三開始時間t12，該輔助開關S_a從該不導通狀態切換為該導通狀態時，本階段結束。

第十三階段[t：t12~t13]：

參閱圖4及圖17，本第十三階段開始的時間t等於該第十三開始時間t12，該輔助開關S_a在該導通狀態，該第一輔助二極體D_a1切換成導通，因為該輔助電感的電流i_La的初始值為零，所以該輔助開關S_a及該第一輔助二極體D_a1以零電流切換切換在該導通狀態。該第一漏電感的電流i_Lk1從零開始上升，該輸出二極體的電流i_Do下降。

當時間t等於該第十四開始時間t13，該輸出二極體的電流i_Do下降至零，該輸出二極體D_o以零電流切換自然切換到該不導通狀態時，本階段結束。

第十四階段[t：t13~t14]：

參閱圖18、圖19，及圖20，由於第十四階段、第十五階段，及第十六階段分別與前半切換週期之相對應的第六階段、第七階段，及第八階段的操作原理相似，只差在前半切換週期導通的是該第二輔助二極體D_a2，後半切換週期導通的是該第一輔助二極體D_a1，故，詳細分析在此省略。

上述之十六個階段完成後進入下一切換週期T_s，重新開始第一階段電路動作。

由上述的十六個階段的分析可知，本發明高升壓轉換器的該第一開關S₁及該第二開關S₂皆可達到零電壓切換性能，雖然該輔助開關S_a不具有零電壓切換性能，但該輔助開關S_a可達到零電流切換到該導通狀態，降低切換損失。另外，因為該第一漏電感L_k1與該第二漏電感L_k2使得所有二極體都達到以零電流切換自然切換到該不導通狀態，改善反向恢復損失。

在做穩態電壓增益分析前，為了簡化分析，需基於以下的幾個條件下：

條件一：忽略時間極短的柔性切換階段，僅考慮第一、第三、第四、第九、第十一，及第十二階段。

條件二：忽略該第一漏電感L_k1與該第二漏電感L_k2。

條件三：該箝位電容C_c、該輸出電容C_o、該第一電容C₁，及該第二電容C₂夠大，忽略電容的電壓漣波，使得電容的跨壓視為常數。

電壓增益：

由於該箝位電容C_c的跨壓V_Cc可視為傳統升壓型轉換器的輸出電壓，因此該箝位電容的跨壓V_Cc可推導如式七，

一第一電容C₁的跨壓V_C1及一第二電容C₂的跨壓V_C2，可藉由第三階段的該第一及第二耦合電感的一次側繞組感應到二次側繞組的電壓，使用該耦合電感匝數比n來表示，即v_Ns1=nV_in，v_Ns2=n(V_in-V_Cc)，因此該第一電容C₁的跨壓V_C1可推導如式八，

第十一階段的該第一及第二耦合電感的一次側繞組感應到二次側繞組的電壓，即v_Ns1=n(V_in-V_Cc)，v_Ns2=nV_in，因此該輸出電壓V_o可推導如式九，

因此本轉換器的電壓增益可表示如式十，

從式十可知電壓增益具有該耦合電感匝數比n和該導通比D兩個設計自由度。本發明高升壓轉換器可藉由適當設計該耦合電感匝數比n，達到高電壓增益，而不必操作在極大的導通比。對應於該耦合電感匝數比n及該導通比D的電壓增益曲線如圖21所示。由圖20可知當導通比D=0.6、該耦合電感匝數比n為1時，電壓增益為10倍。

開關與二極體的電壓應力：

由該高升壓轉換器操作原理可知該第一開關S₁、該第二開關S₂，及該輔助開關S_a的電壓應力等於該第一電容C₁的跨壓V_C1，表示如式十一

該第一箝位二極體D₁、該第二箝位二極體D₂、該第三二極體D₃、該第四二極體D₄、該輸出二極體D_o、該第一輔助二極體D_a1、該第二輔助二極體D_a2，及該第三輔助二極體D_a3的電壓應力可由各階段而推導如式十二、式十三、式十四，及式十五，

傳統交錯式升壓型轉換器的功率開關及二極體的電壓應力為輸出電壓，而本發明高升壓轉換器的開關電壓應力僅為該輸出電壓V_o的1/(3n+1)倍，而二極體的最大電壓應力僅為V_o的2n/(3n+1)倍，若耦合電感匝數比n為1，僅為1/2倍。在高輸出電壓應用中，可使用低額定耐壓具有較低的導通電阻(R_DS(ON))的金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，降低開關導通損失。另外，較低電壓應力的二極體可採用蕭特基二極體，其導通壓降比一般功率二極體導通壓降為低，可降低導通損失。

利用IsSpice軟體對本發明高升壓轉換器作初步的電路模擬與驗證：

根據電路動作分析結果，利用IsSpice軟體作初步的模擬，該高升壓轉換器規格為：輸入電壓40伏、輸出電壓400伏、最大輸出功率1000瓦、切換頻率50千赫茲(50KHz)，及該耦合電感匝數比n為1，驗證該高升壓轉換器的特點，模擬結果與分析如下，

(1)驗證穩態特性：

滿載1000瓦時，該第一開關S₁、該第二開關S₂，及該輔助開關S_a的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形如圖22所示，其中該輔助開關S_a的導通時間為1微秒，從圖21可以看出該輸入電壓V_in等於40伏，該輸出電壓V_o等於400伏，該導通比D為0.61，與理論上的導通比為0.6相當接近，符合電壓增益(式十)的分析結果。驗證了電壓增益10倍，但轉換器不必操作在極大的導通比。

(2)驗證開關電壓應力：

參閱圖23，為各個開關的驅動信號及各個開關的跨壓的波形，由圖可知各開關的跨壓最大值約為100伏，因此電壓應力僅為輸出電壓400伏的四分之一，符合式十一的推導結果，驗證該高升壓轉換器的各個開關具有低電壓應力的優點。

(3)驗證兩個開關皆能達到零電壓切換的操作：

滿載1000瓦時，該第一開關S₁及該第二開關S₂的驅動信號，以及該第一開關的跨壓v_ds1、該第二開關的跨壓v_ds2的波形如圖24所示，由切換瞬間的波形可看到開關切換為導通狀態之前，該第一開關的跨壓v_ds1及該第二開關的跨壓v_ds2均已先降至零，因此達到零電壓切換的操作。

當負載為輕載200瓦時，該第一開關S₁及該第二開關S₂的驅動信號，以及該第一開關的跨壓v_ds1、該第二開關的跨壓v_ds2的波形如圖25所示，可看出該第一開關S₁及該第二開關S₂仍然達到零電壓切換的操作。

(4)驗證交錯式操作具有低輸入漣波電流性能：

參閱圖26，為滿載1000瓦時，該第一漏電感的電流i_Lk1、該第二漏電感的電流i_Lk2，及該輸入電流i_in的波形，由圖26可知該第一漏電感的電流i_Lk1和該第二漏電感的電流i_Lk2的漣波電流均大約28安培(A)，而該輸入電流i_in的漣波電流僅約1.77安培，驗證交錯式操作具有降低輸入漣波電流之性能。

(5)驗證電容電壓：

參閱圖27，分別呈現該箝位電容C_c、該第一電容C₁，及該第二電容C₂，及該輸出電容C_o的跨壓波形，該箝位電容的跨壓V_Cc略大於100伏，該第一電容C₁的跨壓V_C1，及一第二電容C₂的跨壓V_C2大約都等於100伏，該輸出電容C_o的跨壓等於400伏，原則上皆符合式七、式八，及式九的推導結果。

(6)驗證箝位二極體反向恢復問題及電壓應力：

參閱圖28，為該第一箝位二極體的電流i_D1與電壓(v_D1)，及該第二箝位二極體的電流i_D2與電壓(v_D2)的波形，由圖28可知該第一箝位二極體的電流i_D1及該第二箝位二極體的電流i_D2都先降至為零，該第一箝位二極體的跨壓及該第二箝位二極體的跨壓才從導通切換為不導通，故，沒有反向恢復電流的產生，因此可降低反向恢復損失及電磁干擾(EMI)的雜訊。另一方面，該第一箝位二極體D₁及該第二箝位二極體D₂的電壓應力約為100伏，僅為該輸出電壓V_o的1/4，符合式十二的推導結果。

(7)驗證切換二極體和輸出二極體反向恢復問題及電壓應力：

參閱圖29，為該第三二極體的電流i_D3與電壓(v_D3)，及該第四二極體的電流i_D4與電壓(v_D4)的波形，由圖28可知沒有反向恢復電流的產生，因此可降低反向恢復損失及電磁干擾的雜訊，另一方面，該第三二極體D₃及該第四二極體D₄的電壓應力約為200伏，僅為該輸出電壓V_o的1/2，符合式十三的推導結果。

綜上所述，上述實施例具有以下優點是：

(1)由於導入具有該第一耦合電感及第二耦合電感的該電壓倍增單元3，使該第一耦合電感及第二耦合電感之匝數比增加電壓增益的設計自由度。

(2)由於加入該零電壓切換輔助單元2，可利用該第一開關寄生電容C_S1及該第二開關寄生電容C_S2分別與該輔助電感L_a的共振技術，使得該第一開關S₁及該第二開關S₂皆能達到零電壓切換，該輔助開關S_a能達到零電流切換的柔切性能，以降低切換損失，提升效率。

(3)由於開關電壓應力遠低於該輸出電壓V_o，所以可使用低額定耐壓具有較低的導通電阻(R_DS(ON))的金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，降低開關導通損失。

(4)輸入側的該第一漏電感L_k1及該第二漏電感L_k2為並聯架構與交錯式操作，具有分擔輸入電流與降低輸入電流漣波的效能。

(5)該第一漏電感L_k1及該第二漏電感L_k2可緩和該第一箝位二極體D₁、該第二箝位二極體D₂、該第三二極體D₃，及該第四二極體D₄的反向恢復問題與降低反向恢復損失。該第一漏電感L_k1及該第二漏電感L_k2的能量能夠回收再利用，不但可避免主開關的電壓突波，也能提升效率。

上述的優點(1)~(5)確實可解決習知傳統升壓轉換器的缺點，確實達到本發明的目的。

惟以上所述者，僅為本發明的實施例而已，當不能以此限定本發明實施的範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作的簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋的範圍內。