TWI792945B - 高電壓增益直流轉換器 - Google Patents

Abstract

一種高電壓增益直流轉換器，包含第一耦合電感、第二耦合電感、二個開關、第一箝位二極體、第二箝位二極體、第一倍壓電容、第二倍壓二極體、第二倍壓電容、第一輸出級、第二輸出級、第三輸出級。輸入並聯架構可分擔輸入電流，故適用於高輸入電流的應用。第一開關及第二開關採用交錯式操作，可使耦合電感的一次側之漣波電流具有相消作用，可降低輸入電流漣波。第一倍壓電容、第二倍壓二極體、第二倍壓電容提供電壓倍增功能，利用三個耦合電感進行電壓倍增且更與一第一輸出級與第二輸出級與第三輸出級疊加輸出，更加提升電壓增益。

Description

高電壓增益直流轉換器

本發明是有關於一種電壓轉換技術，特別是指一種高電壓增益直流轉換器。

參閱圖1，一種習知的升壓轉換器，習知的升壓轉換器操作在極高導通比才能達到較高電壓增益

，參數V _O、V _in、D分別為輸出電壓、輸入電壓、開關的責任導通比，但是實務上受到寄生元件的影響，當導通比超過0.9以上時而使電壓增益不增反減，不符高電壓增益的需求，因此，無需極高導通比且同時為符合高電壓增益的需求的高升壓轉換器是未來的研究方向。

因此，本發明的一目的，即在提供一種能夠克服先前技術缺點的高電壓增益直流轉換器。

於是，高電壓增益直流轉換器包括一個第一耦合電感、一個第二耦合電感、一第一開關、一第二開關、一第一箝位二極體、一第二箝位二極體、第一再生二極體、一第一再生電容、一第一倍壓二極體、一第一倍壓電容、一第二再生二極體、一第二再生電容、一第二倍壓二極體、一第二倍壓電容、一第一輸出級、一第二輸出級與一第三輸出級。

每一個耦合電感具有一第一繞組、一第二繞組及一第三繞組，每一個繞組具有一第一端及一第二端，其中，該第一耦合電感的第一繞組的第一端與該第二耦合電感的第一繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感的第二繞組的第二端電連接該第二耦合電感的第二繞組的第二端，該第一耦合電感的第三繞組的第二端電連接該第二耦合電感的第三繞組的第二端。

第一開關具有一電連接於該第一耦合電感的第一繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第一開關導通時，該第一耦合電感的第一繞組接收一電流進行充電。第二開關具有一電連接於該第二耦合電感的第一繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

第一箝位二極體具有一電連接於該第一耦合電感的第一繞組的第二端的陽極，與一陰極。第二箝位二極體具有一電連接於該第二耦合電感的第一繞組的第二端的陽極，與一陰極，該第一箝位二極體的陰極與該第二箝位二極體的陰極電連接一共同接點。

第一再生二極體具有一電連接該第二耦合電感的第二繞組的第一端的陽極，與一陰極。第一再生電容電連接該第一耦合電感的第二繞組的第一端與該第一再生二極體的陰極之間。第一倍壓二極體具有一電連接該第一再生二極體的陰極的陽極，與一陰極。一第一倍壓電容電連接該第二耦合電感的第二繞組的第一端與該第一倍壓二極體的陰極之間。

第二再生二極體具有一電連接該第一耦合電感的第三繞組的第一端的陽極，與一陰極。第二再生電容電連接該第二耦合電感的第三繞組的第一端與該第二再生二極體的陰極之間。第二倍壓二極體具有一電連接該第二再生二極體的陰極的陽極，與一陰極。第二倍壓電容電連接該第一耦合電感的第三繞組的第一端與該第二倍壓二極體的陰極之間。

第一輸出級電連接該共同接點，用以根據來自該第一繞組的放電，產生一呈直流的第一電壓；一第二輸出級，電連接該第一倍壓二極體的陰極與該共同接點之間，用以根據來自該第二繞組與該第一倍壓電容的放電，產生一呈直流的第二電壓。第三輸出級電連接該第二倍壓二極體的陰極，用以根據來自該第三繞組與該第二倍壓電容的放電，產生一呈直流的第三電壓。該第一輸出級還與該第二輸出級與該第三輸出級疊接一起，產生一輸出電壓，該輸出電壓正比於該第一電壓與該第二電壓與該第三電壓的加總。

本發明的功效在於：利用二個耦合電感進行電壓倍增，使得電壓增益具有二個設計自由度：耦合電感匝數比和開關導通比，所以高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比。

在本發明被詳細描述前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖2為本發明高電壓增益直流轉換器的一實施例，包含一個第一耦合電感1、一個第二耦合電感2、一第一開關S ₁、一第二開關S ₂、一第一箝位二極體D ₁、一第二箝位二極體D ₂、第一再生二極體D ₁₁、一第一再生電容C ₁₁、一第一倍壓二極體D ₁₂、一第一倍壓電容C ₁₂、一第二再生二極體D ₂₁、一第二再生電容C ₂₁、一第二倍壓二極體D ₂₂、一第二倍壓電容C ₂₂、一第一輸出級O1、一第二輸出級O2、一第三輸出級O3，與一控制單元4。

第一耦合電感1具有一第一繞組N ₁、一第二繞組N ₂及一第三繞組N ₃，第二耦合電感2具有一第一繞組P ₁、一第二繞組P ₂及一第三繞組P ₃，每一個繞組N ₁~N ₃具有一第一端及一第二端，其中，該第一耦合電感1的第一繞組N ₁的第一端與該第二耦合電感2的第一繞組P ₁的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感1的第二繞組N ₂的第二端電連接該第二耦合電感2的第二繞組P ₂的第二端，該第一耦合電感1的第三繞組N ₃的第二端電連接該第二耦合電感2的第三繞組P ₃的第二端。每一第一繞組N ₁、P ₁的第一端是打點端，每一第一繞組N ₁、P ₁的第二端是非打點端。每一第二繞組N ₂、P ₂的第一端是打點端，每一第二繞組N ₂、P ₂的第二端是非打點端。每一第三繞組N ₃、P ₃的第一端是打點端，每一第三繞組N ₃、P ₃的第二端是非打點端。

第一開關S ₁具有一電連接於該第一耦合電感1的第一繞組N ₁的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第一開關S ₁受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第一開關S ₁導通時，該第一耦合電感1的第一繞組N ₁接收一電流進行充電。第一開關S ₁是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關S ₁的第一端是汲極，該第一開關S ₁的第二端是源極。

第二開關S ₂具有一電連接於該第二耦合電感2的第一繞組P ₁的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第二開關S ₂受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；該第二開關S ₂是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關S ₂的第一端是汲極，該第二開關S ₂的第二端是源極。

第一箝位二極體D ₁具有一電連接於該第一耦合電感1的第一繞組N ₁的第二端的陽極，與一陰極。第二箝位二極體D ₂具有一電連接於該第二耦合電感2的第一繞組P ₁的第二端的陽極，與一陰極，該第一箝位二極體D ₁的陰極與該第二箝位二極體D ₂的陰極電連接一共同接點。

第一再生二極體D ₁₁具有一電連接該第二耦合電感2的第二繞組P ₂的第一端的陽極，與一陰極。第一再生電容C ₁₁電連接該第一耦合電感1的第二繞組N ₂的第一端與該第一再生二極體D ₁₁的陰極之間。第一倍壓二極體D ₁₂具有一電連接該第一再生二極體D ₁₁的陰極的陽極，與一陰極。第一倍壓電容C ₁₂電連接該第二耦合電感2的第二繞組P ₂的第一端與該第一倍壓二極體D ₁₂的陰極之間。

第二再生二極體D ₂₁具有一電連接該第一耦合電感1的第三繞組N ₃的第一端的陽極，與一陰極。第二再生電容C ₂₁電連接該第二耦合電感2的第三繞組P ₃的第一端與該第二再生二極體D ₂₁的陰極之間。第二倍壓二極體D ₂₂具有一電連接該第二再生二極體D ₂₁的陰極的陽極，與一陰極。第二倍壓電容C ₂₂電連接該第一耦合電感1的第三繞組N ₃的第一端與該第二倍壓二極體D ₂₂的陰極之間。

第一輸出級O1電連接該共同接點，用以根據來自該第一繞組N ₁、P ₁的放電，產生一呈直流的第一電壓。該第一輸出級O1包括一第一輸出電容C _o1。第一輸出電容C _o1電連接於該共同接點與接地之間，用以提供該第一電壓。

第二輸出級O2電連接該第一倍壓二極體D ₁₂的陰極與該共同接點之間，用以根據來自該第二繞組N ₂、P ₂與該第一倍壓電容C ₁₂的放電，產生一呈直流的第二電壓。該第二輸出級O2包括一第一輸出二極體D _o1與一第二輸出電容C _o2。

第一輸出二極體D _o1具有一電連接該第一倍壓電容C ₁₂的一端的陽極，及一陰極。第二輸出電容C _o2電連接於該第一輸出二極體D _o1的陰極與該第一輸出電容C _o1之間，用以提供該第二電壓。

第三輸出級O3電連接該第二倍壓二極體D ₂₂的陰極，用以根據來自該第三繞組N ₃、P ₃與該第二倍壓電容C ₂₂的放電，產生一呈直流的第三電壓。該第三輸出級O3包括一第二輸出二極體D _o2與一第三輸出電容C _o3。

第二輸出二極體D _o2具有一電連接該第二倍壓電容C ₂₂的一端的陽極，及一陰極。第三輸出電容C _o3電連接於該第二輸出二極體D _o2的陰極與該第二輸出電容C _o2之間，用以提供該第三電壓，其中，該第一輸出電容C _o1與該第二輸出電容C _o2與該第三輸出電容C _o3疊接一起。

該第一輸出級O1還與該第二輸出級O2與該第三輸出級O3疊接一起，產生一輸出電壓V _o，該輸出電壓V _o正比於該第一電壓與該第二電壓與該第三電壓的加總。

該控制單元4產生一切換該第一開關S ₁的第一脈波調變信號及一切換該第二開關S ₂的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。該第一及第二脈波調變信號的周期時間的一部份重疊。以下將以十階段進一步說明第一開關S ₁、第二開關S ₂的切換時序圖。

參閱圖3，為本實施例的一等效電路圖，用以說明該二個耦合電感各自的非理想等效電路中的磁化電感L _m1、L _m2及其漏電感L _k1、L _k2。其中，參數V _in代表輸入電壓，參數V _o代表輸出電壓。

參閱圖4，為本實施例的操作時序圖，其中，參數 v _gs1、v _gs2分別代表控制該第一開關S ₁及第二開關S ₂是否導通的第一及第二脈波信號的電壓，參數v _ds1、v _ds2分別代表該第一開關S ₁及第二開關S ₂的二端跨壓，參數T _S為第一脈波信號的週期時間。參數 i _in代表輸入電流。參數i _Lk1、i _Lk2分別代表流經第一耦合電感1的第一繞組N ₁與第二耦合電感2的第一繞組P ₁的漏電感電流。參數i _D1代表流過第一箝位二極體D ₁的電流，參數i _D2代表流過第二箝位二極體D ₂的電流，參數i _D11代表流過第一再生二極體D ₁₁的電流，參數i _D21代表流過第二再生二極體D ₂₁的電流，參數i _D12代表流過第一倍壓二極體D ₁₂的電流，參數i _D22代表流過第二倍壓二極體D ₂₂的電流，參數i _Do1代表流過第一輸出二極體D _o1的電流，參數i _Do2代表流過第二輸出二極體D _o2的電流。

以下為本實施例操作於十階段的各電路圖，分別針對每一階段進行說明。

第一階段（時間：t ₀~t ₁）：

參閱圖4及圖5，第一階段開始於t=t ₀，第一開關S ₁切換成導通，且第二開關S ₂仍保持導通，由於漏電感L _k1的存在，且在時間t ₀時的漏電感電流i _Lk1是0，因此第一開關S ₁具有零電流切換(ZCS)為導通的柔切性能。漏電感電流i _Lk1快速上升，當i _Lk1＜i _Lm1時，磁化電感L _m1所儲存的能量耦合傳送至第二繞組N ₂及第三繞組N ₃。第一再生二極體D ₁₁、第一輸出二極體D _o1和第二倍壓二極體D ₂₂導通，電流i _D11、i _Do1和i _D22下降，而且漏電感L _k1和L _k2控制了第一再生二極體D ₁₁、第一輸出二極體D _o1和第二倍壓二極體D ₂₂電流的下降速率，因此緩和了這些二極體的反向恢復問題。其餘的二極體，如第一箝制二極體D ₁、第二箝制二極體D ₂、第一倍壓二極體D ₁₂、第二再生二極體D ₂₁和第二輸出二極體D _o2均為逆向偏壓而不導通。

當t=t ₁，電流i _Lk1上升至滿足i _Lk1= i _Lm1使得電流i _D11、i _Do2和i _D22下降至0，第一再生二極體D ₁₁、第一輸出二極體D _o1和第二倍壓二極體D ₂₂以零電流切換(ZCS)自然轉態成不導通時，本階段結束。

第二階段（

）：

參閱圖4及圖6，第二階段開始於t=t ₁，第一開關S ₁和第二開關S ₂皆為導通狀態，所有二極體均為逆向偏壓而不導通。輸入電壓V _in跨於磁化電感L _m1、L _m2與漏電感L _k1、L _k2，漏電感電流i _Lk1和i _Lk2呈線性上升，從能量觀點而言，輸入電壓源對二個磁化電感L _m1、L _m2儲存能量。串聯的第一輸出電容C _o1、第二輸出電容C _o2、第三輸出電容C _o3提供能量至負載。

第三階段（

）：

參閱圖4及圖7，第一開關S ₁導通，而第二開關S ₂切換為不導通，漏電感電流

對第二開關S ₂的寄生輸出電容C _s2充電，因為寄生電容值很小，所以寄生電容電壓v _ds2由0快速上升。當t=t ₃，寄生電容電壓上升至第一電壓V _Co1時，第二箝制二極體D ₂轉態為導通，第三階段結束。

第四階段（

）：

參閱圖4及圖8，第四階段開始於t=t3，第二箝制二極體D ₂轉態成導通，第二開關S ₂的跨壓v _ds2箝位在v _Co1。漏電感的能量傳送到第一輸出電容C _o1，第四階段的漏電感電流i _Lk2下降，磁化電感L _m2的儲能藉由第一繞組P ₁傳送至第二繞組P ₂及第三繞組P ₃。在第二繞組P ₂使得二極體D ₁₂轉態為導通，電流i _D12對電容C ₁₂充電，同時對第一再生電容C ₁₁放電。在第三繞組P ₃使得第二再生二極體D ₂₁和第二輸出二極體D _o2轉態為導通，電流i _D21對第二再生電容C ₂₁充電，電流i _Do2對第二倍壓電容C ₂₂放電。當漏電感電流i _Lk2下降至0，第二箝制二極體D ₂轉態為不導通時，第四階段結束。

第五階段（

）：

參閱圖4及圖9，第五階段開始於t=t4，此時漏電感L _k2的儲能釋放完畢，第二箝位二極體D ₂轉態成不導通。磁化電感電流i _Lm2完全由由第一繞組P ₁反射到第二繞組P ₂及第三繞組P ₃。第二繞組P ₂及第三繞組P ₃所組成的電壓倍增模組之電路操作與第四階段相同。本階段流經第一開關S ₁的電流等於磁化電感L _m1、L _m2的電流總和，即

。

第六階段（

）：

參閱圖4及圖10，第六階段開始於t=t ₅，第二開關S ₂切換成導通，且第一開關S ₁仍保持導通，由於漏電感L _k2的存在，因此第二開關S ₂具有零電流切換(ZCS)為導通的柔切性能。漏電感電流i _Lk2快速上升，當i _Lk2＜i _Lm2時時，磁化電感L _m2所儲存的能量仍藉由第一繞組P ₁傳送到第二繞組P ₂及第三繞組P ₃。第一倍壓二極體D ₁₂、第二再生二極體D ₂₁和第二輸出二極體D _o2導通，電流 i _D12、i _D21和i _DO2下降，而且漏電感L _k1和L _k2控制控制了第一倍壓二極體D ₁₂、第二再生二極體D ₂₁和第二輸出二極體D _o2電流的下降速率，因此緩和了這些二極體的反向恢復問題。其餘的二極體均為逆向偏壓而不導通。當電流i _D12、i _D21和i _Do3下降至0，第一倍壓二極體D ₁₂、第二再生二極體D ₂₁和第二輸出二極體D _o2以零電流切換(ZCS)轉態成不導通時，第六階段結束。

第七階段（

）：

參閱圖4及圖11，第七階段開始於t=t ₆，開關S ₁和S ₂皆為導通，所有二極體均為逆向偏壓而不導通。輸入電壓V _in跨於磁化電感L _m1、L _m2與漏電感L _k1、L _k2，漏電感電流i _Lk1和i _Lk2呈線性上升，從能量觀點而言，輸入電壓源對第一耦合電感1的磁化電感L _m1、L _m2儲存能量。第一輸出電容C _o1、第二輸出電容C _o2、第三輸出電容C _o3串聯，提供能量至負載。當第一開關S ₁切換為不導通時，第七階段結束。

第八階段（

）：

參閱圖4及圖12，第八階段開始於t=t ₇，第一開關S ₁切換為不導通，漏電感電流i _Lk1對第一開關S ₁的寄生輸出電容C _s1充電，因為寄生電容值很小，所以寄生電容電壓v _ds1由0快速上升。當寄生電容電壓v _ds1上升至第一電壓V _Co1時，第一箝制二極體D ₁轉態為導通。

第九階段（

）：

參閱圖4及圖13，第九階段開始於t=t ₈，第一箝位二極體D ₁轉態成導通，第一開關S ₁的跨壓v _ds1箝位在v _Co1。漏電感的能量傳送到輸出側，第九階段漏電感電流i _Lk1下降，磁化電感L _m1的儲能藉由第一繞組N ₁傳送到第二繞組N ₂及第三繞組N ₃。在第二耦合電感2，使得第一再生二極體D ₁₁、第一輸出二極體D _o1轉態為導通，電流i _D11對第一再生電容C ₁₁充電，電流i _Do1對電容C ₁₂放電。在第三耦合電感3，使得二極體D ₂₂轉態為導通，電流i _D22對第二倍壓電容C ₂₂充電，同時對第二再生電容C ₂₁放電。當漏電感電流i _Lk1下降至0，第一箝位二極體D ₁轉態為不導通時，第九階段結束。

第十階段（

）：

參閱圖4及圖13，第九階段開始於t=t ₉，此時漏電感的能量釋放完畢，第一箝位二極體D ₁轉態成不導通。磁化電感電流i _Lm1完全由第一繞組N ₁反射到第二繞組N ₂及第三繞組N ₃。由第二繞組N ₂及第三繞組N ₃分別組成的電壓倍增模組之電路操作與第九階段相同。此時第二開關S ₂的電流等於磁化電感L _m1、L _m2的電流總和，即

。當第一開關S ₁切換為導通時，本階段結束，進入下一個切換週期。

＜電壓增益分析＞

輸出電容C _o1的電壓可視為傳統升壓型轉換器的輸出電壓，根據磁化電感L _m1滿足伏秒平衡定理(principle of volt-second balance)，因此可推導得到輸出電壓V _Co1為

在第四階段時，耦合電感的磁化電感電壓分別為

；

，

因此，可求得第二再生電容C ₂₁的電壓

。

另外，在第四階段時，利用克希荷夫電壓定律(KVL)可求得

；

。

在第九階段時，耦合電感的磁化電感電壓分別為

；

因此，可求得第一再生電容C ₁₁電壓

另外，在第九階段時，由第二繞組N ₂及第三繞組N ₃分別組成的電壓倍增模組，利用KVL可求得

；

可推得電壓增益為

如圖15所示，不同耦合係數下、電壓增益與導通比之關係曲線，當耦合電感匝數比

，本轉換器在三種不同之耦合係數

，

，

和

情況下，電壓增益及導通比之關係曲線，由圖可知耦合係數對電壓增益影響很小。若忽略耦合電感之漏電感，即

，轉換器之理想電壓增益M如下：

(當耦合係數

)

由理想電壓增益M的公式可知本轉換器之電壓增益有兩個設計自由度：耦合電感匝數比

和導通比

。透過調整轉換器之耦合電感匝數比

，可使得高升壓之達成，轉換器不需操作在極大導通比。

如圖16所示，為當耦合係數k=1時，電壓增益與導通比

及耦合電感匝數比

之曲線圖，由圖可知：當

及

時，電壓增益為17.5倍，當

及

時，電壓增益為32.5倍。

＜開關電壓應力分析＞

若忽略電容漣波電壓及耦合電感之漏電感(耦合係數

)，開關元件視為理想。由第四階段及第九階段可知，第一開關

和第二開關

之電壓應力分別如下式：

從第四階段可發現：第一箝位二極體D ₁、第一輸出二極體D _o1、第一再生二極體D ₁₁、第二倍壓二極體D ₂₂的電壓應力可分別表示如下：

，

；

；

。

從第九階段可發現：第二箝位二極體D ₂、第一倍壓二極體D ₁₂、第二再生二極體D ₂₁、第二輸出二極體D _o2的電壓應力可分別表示如下：

；

；

；

。

由於傳統交錯式升壓型轉換器之功率開關與二極體的電壓應力均為輸出電壓V _o，而由上述公式可知：本實施例的第一開關S ₁與第二開關S ₂的電壓應力僅為輸出電壓V _o的1/(6n+1)倍，因此可使用低額定電壓、具有較低導通電阻的MOSFETs，降低開關導通損失。且本實施例的二極體的電壓應力都遠低於輸出電壓V _o，屬於低電壓應力的二極體，可採用順向導通壓降較低的功率二極體，降低導通損失。

綜上所述，上述實施例，具有以下優點：

一、利用二個耦合電感與倍增電容、倍增二極體所組成電壓倍增模組(其中，第二繞組N ₂、P ₂與第一倍壓二極體D ₁₂、第一倍壓電容C ₁₂、第一再生二極體D ₁₁組成一個電壓倍增模組。第二繞組N ₃、P ₃與第二倍壓二極體D ₂₂、第二倍壓電容C ₂₂、第二再生二極體D ₂₁組成另一個電壓倍增模組)，使得電壓增益具有二個設計自由度：耦合電感匝數比和開關導通比，所以高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比。二、第一開關S ₁與第二開關S ₂的低電壓應力(遠低於輸出電壓)，可使用導通電阻較小的低額定電壓MOSFETs，降低導通損失。開關能零電流切換(ZCS)導通，降低切換損失。三、二極體的低電壓應力(遠低於輸出電壓)，可使用順向導通壓降較小的二極體，降低導通損失。漏電感緩和二極體的反向恢復問題，改善二極體反向恢復損失。四、耦合電感的漏感能量能夠回收，並傳送至輸出側，不但避免產生開關上的電壓突波，也提升效率。五、轉換器的並聯輸入結構，降低元件電流應力，且兩個功率開關(第一開關S ₁與第二開關S ₂)採用交錯式操作，降低輸入電流漣波。

惟以上所述者，僅為本發明的實施例而已，當不能以此限定本發明實施的範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作的簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋的範圍內。

1:第一耦合電感 2:第二耦合電感 N ₁、P ₁:第一繞組 N ₂、P ₂:第二繞組 N ₃、P ₃:第三繞組 S ₁:第一開關 S ₂:第二開關 D ₁:第一箝位二極體 D ₂:第二箝位二極體 D ₁₁:第一再生二極體 C ₁₁:第一再生電容 D ₁₂:第一倍壓二極體 C ₁₂:第一倍壓電容 D ₂₁:第二再生二極體 C ₂₁:第二再生電容 D ₂₂:第二倍壓二極體 C ₂₂:第二倍壓電容 O1:第一輸出級 C _o1:第一輸出電容 O2:第二輸出級 D _o1:第一輸出二極體 C _o2:第二輸出電容 O3:第三輸出級 D _o2:第二輸出二極體 C _o3:第三輸出電容 4:控制單元 V _in:輸入電壓 V _o:輸出電壓 L _m1:磁化電感 L _m2:磁化電感 v _gs1:第一脈波信號的電壓 v _gs2:第二脈波信號的電壓 v _ds1:第一開關的二端跨壓 v _ds2:第二開關的二端跨壓 i _Lk1:漏電感電流 i _Lk2:漏電感電流 i _D1:流過第一箝位二極體的電流 i _D2:流過第二箝位二極體的電流 i _Do1:流過第一輸出二極體的電流 i _D11:流過第一再生二極體的電流 i _D21:流過第二再生二極體的電流 i _D12:流過第一倍壓二極體的電流 i _D22:流過第二倍壓二極體的電流 i _Do2:流過第二輸出二極體的電流

本發明的其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中： 圖1是一種習知的升壓轉換器的一電路圖； 圖2是本發明高電壓增益直流轉換器的一實施例的一電路圖； 圖3是該實施例的一等效電路圖； 圖4是該實施例的一操作時序圖； 圖5是該實施例操作於第一階段的一電路圖； 圖6是該實施例操作於第二階段的一電路圖； 圖7是該實施例操作於第三階段的一電路圖； 圖8是該實施例操作於第四階段的一電路圖； 圖9是該實施例操作於第五階段的一電路圖； 圖10是該實施例操作於第六階段的一電路圖； 圖11是該實施例操作於第七階段的一電路圖； 圖12是該實施例操作於第八階段的一電路圖； 圖13是該實施例操作於第九階段的一電路圖； 圖14是該實施例操作於第十階段的一電路圖； 圖15是該實施例的不同耦合係數和電壓增益的一關係曲線圖；及 圖16是該實施例的耦合電感匝數比及導通比的一電壓增益曲線圖。

1:第一耦合電感

2:第二耦合電感

N₁、P₁:第一繞組

N₂、P₂:第二繞組

N₃、P₃:第三繞組

S₁:第一開關

S₂:第二開關

D₁:第一箝位二極體

D₂:第二箝位二極體

D₁₁:第一再生二極體

C₁₁:第一再生電容

D₁₂:第一倍壓二極體

C₁₂:第一倍壓電容

D₂₁:第二再生二極體

C₂₁:第二再生電容

D₂₂:第二倍壓二極體

C₂₂:第二倍壓電容

O1:第一輸出級

C_o1:第一輸出電容

O2:第二輸出級

D_o1:第一輸出二極體

C_o2:第二輸出電容

O3:第三輸出級

D_o2:第二輸出二極體

C_o3:第三輸出電容

4:控制單元

V_in:輸入電壓

V_o:輸出電壓

Claims (10)

1. 一種高電壓增益直流轉換器，包含： 一第一耦合電感及一第二耦合電感，每一個耦合電感具有一第一繞組、一第二繞組及一第三繞組，每一個繞組具有一第一端及一第二端，其中，該第一耦合電感的第一繞組的第一端與該第二耦合電感的第一繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感的第二繞組的第二端電連接該第二耦合電感的第二繞組的第二端，該第一耦合電感的第三繞組的第二端電連接該第二耦合電感的第三繞組的第二端， 一第一開關，具有一電連接於該第一耦合電感的第一繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第一開關導通時，該第一耦合電感的第一繞組接收一電流進行充電； 一第二開關，具有一電連接於該第二耦合電感的第一繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間； 一第一箝位二極體，具有一電連接於該第一耦合電感的第一繞組的第二端的陽極，與一陰極； 一第二箝位二極體，具有一電連接於該第二耦合電感的第一繞組的第二端的陽極，與一陰極，該第一箝位二極體的陰極與該第二箝位二極體的陰極電連接一共同接點； 第一再生二極體，具有一電連接該第二耦合電感的第二繞組的第一端的陽極，與一陰極； 一第一再生電容，電連接該第一耦合電感的第二繞組的第一端與該第一再生二極體的陰極之間； 一第一倍壓二極體，具有一電連接該第一再生二極體的陰極的陽極，與一陰極； 一第一倍壓電容，電連接該第二耦合電感的第二繞組的第一端與該第一倍壓二極體的陰極之間； 一第二再生二極體，具有一電連接該第一耦合電感的第三繞組的第一端的陽極，與一陰極； 一第二再生電容，電連接該第二耦合電感的第三繞組的第一端與該第二再生二極體的陰極之間； 一第二倍壓二極體，具有一電連接該第二再生二極體的陰極的陽極，與一陰極； 一第二倍壓電容，電連接該第一耦合電感的第三繞組的第一端與該第二倍壓二極體的陰極之間； 一第一輸出級，電連接該共同接點，用以根據來自該第一繞組的放電，產生一呈直流的第一電壓； 一第二輸出級，電連接該第一倍壓二極體的陰極與該共同接點之間，用以根據來自該第二繞組與該第一倍壓電容的放電，產生一呈直流的第二電壓； 一第三輸出級，電連接該第二倍壓二極體的陰極，用以根據來自該第三繞組與該第二倍壓電容的放電，產生一呈直流的第三電壓； 該第一輸出級還與該第二輸出級與該第三輸出級疊接一起，產生一輸出電壓，該輸出電壓正比於該第一電壓與該第二電壓與該第三電壓的加總。
2. 如請求項1所述的高電壓增益直流轉換器，其中，該第一輸出級包括： 一第一輸出電容，電連接於該共同接點與接地之間，用以提供該第一電壓。
3. 如請求項2所述的高電壓增益直流轉換器，其中，該第二輸出級包括： 一第一輸出二極體，具有一電連接該第一倍壓電容的一端的陽極，及一陰極；及 一第二輸出電容，電連接於該第一輸出二極體的陰極與該第一輸出電容之間，用以提供該第二電壓。
4. 如請求項3所述的高電壓增益直流轉換器，其中，該第三輸出級包括： 一第二輸出二極體，具有一電連接該第二倍壓電容的一端的陽極，及一陰極；及 一第三輸出電容，電連接於該第二輸出二極體的陰極與該第二輸出電容之間，用以提供該第三電壓，其中，該第一輸出電容與該第二輸出電容與該第三輸出電容疊接一起。
5. 如請求項1所述的高電壓增益直流轉換器，其中，每一第一繞組的第一端是打點端，每一第一繞組的第二端是非打點端。
6. 如請求項1所述的高電壓增益直流轉換器，其中，每一第二繞組的第一端是打點端，每一第二繞組的第二端是非打點端。
7. 如請求項1所述的高電壓增益直流轉換器，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
8. 如請求項1所述的高電壓增益直流轉換器，其中，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關的第一端是汲極，該第二開關的第二端是源極。
9. 如請求項1所述的高電壓增益直流轉換器，更包括一控制單元，該控制單元產生一切換該第一開關的第一脈波調變信號及一切換該第二開關的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。
10. 如請求項9所述的高電壓增益直流轉換器，其中，該第一及第二脈波調變信號的周期時間的一部份重疊。

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