JP6717117B2 - 充放電制御方法、電池システム及び蓄電池システム - Google Patents

Description

本発明は、充放電制御方法、電池システム及び蓄電池システムに関する。

例えば、蓄電池と交流電路との間に設けられ、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置には、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとが搭載されている。また、これらを繋ぐＤＣバスには、平滑用のコンデンサが接続されている。この種の伝統的な電力変換装置では、例えば、蓄電池の出力する電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧のピーク値（波高値）以上の電圧に変換してＤＣバスに出力し、インバータは、このＤＣバスの電圧から、交流電圧を生成する。このような電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは、常時、高周波のスイッチング動作を行っている。

一方、高周波のスイッチング動作に伴う電力損失を大幅に低減することができる電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１（図１０，図１１）参照）。このような電力変換装置では、蓄電池の出力する直流電圧と交流電圧の瞬時値とを常時大小比較して、昇圧が必要な時期（位相）はＤＣ／ＤＣコンバータにて交流電圧の波形を生成させ、その一方、インバータは高周波スイッチングを停止して、必要な極性反転のみを行う。逆に降圧が必要な時期（位相）はＤＣ／ＤＣコンバータを停止させ、蓄電池の出力電圧を単に通過させるとともに、インバータにて交流電圧の波形を生成させる。

このようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータで、昇圧・降圧の役割を分担することができる。また、これにより、交流半サイクル内でＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのいずれか一方に高周波スイッチングの休止期間を生じさせ、全体としてのスイッチング回数を低減する「最小スイッチング変換方式」を実行することができる。蓄電池を充電する際も、同様に、全体としてのスイッチング回数を低減する「最小スイッチング変換方式」を実行することができる。

このような最小スイッチング変換を実現するには、ＤＣバスに接続されたコンデンサのキャパシタンスが「μＦ級」の小容量であることが必要である。これは、ＤＣバスに現れる電圧が、単なる平坦な直流電圧ではなく、直流電圧に交流波形のピーク値前後の位相部分を重畳した複合波形になるからである。ＤＣバスに接続されるコンデンサには、この交流波形のピーク値前後の位相部分を平滑しない程度の小容量であること、が求められる。

特開２０１５−１４９８８２号公報

上記の最小スイッチング変換方式を実行する電力変換装置では、蓄電池に流れる電流（放電電流・充電電流）が脈流になることがわかっている。これは、上述の、コンデンサが小容量であることに起因している。また、電流が脈流になることで、放電中又は充電中の蓄電池の両端電圧も脈動を含む直流電圧になる。このように脈動波形となる電流又は電圧は、平坦な直流電圧に比べると、サンプリングによる検出の誤差が生じやすい。誤差が生じると、充放電制御に影響し、蓄電池の過放電・過充電を招く可能性がある。

かかる課題に鑑み、本発明は、脈動波形となる電流又は電圧を、より正確に検出して制御の精度を高めることを目的とする。

本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。
本開示は、充電制御方法としての一表現によれば、電池の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる場合の充放電制御方法であって、所定の周期で前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、前記平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、充放電制御方法である。

また、本開示は、電池システムとしての一表現によれば、電池と、前記電池と交流電路との間に設けられ、前記電池の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる電力変換装置と、を備え、前記電力変換装置は、所定の周期で前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、当該平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、電池システムである。

また、本開示は、蓄電池システムとしての一表現によれば、蓄電池と、前記蓄電池と交流電路との間に設けられ、前記蓄電池の充放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる電力変換装置と、を備え、前記電力変換装置は、前記脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期で、前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、当該平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、蓄電池システムである。

本発明によれば、脈動波形となる電流又は電圧を、より正確に検出して制御の精度を高めることができる。

一実施形態に係る蓄電池システムの回路図の一例である。 電力変換装置が、例えば、蓄電池の充電中である場合の動作を概念的に示した電圧波形の一例を示す図である。 電力変換装置が、蓄電池を放電させている場合の動作を概念的に示した電圧波形の一例を示す図である。 上段のグラフは、脈流の電流の一例を示す波形図（横軸は時間ｔ）であり、下段のグラフは、このような脈流の電流が蓄電池に流れた場合の、蓄電池の端子電圧の一例を示す波形図である。 サンプリング周期０．１ｍｓで１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットしたグラフである。 サンプリング周期１ｍｓで１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットしたグラフである。 サンプリング周期１０ｍｓで１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットして繋いだグラフである。 サンプリング周期１５ｍｓで１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットして繋いだグラフである。 １００Ｈｚ（５０Ｈｚの２倍、実線）と１２０Ｈｚ（６０Ｈｚの２倍、破線）の脈流電流を表す図である。 サンプリング周期を０〜０．１［ｓ］の範囲で変化させた場合の、サンプリングに基づく平均化した値と真値との誤差を示すグラフである。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、電池の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる場合の充放電制御方法であって、所定の周期で前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、前記平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、充放電制御方法である。

このような充放電制御方法を実行することにより、脈動波形となる電流又は電圧であっても、精度良く、検出値を得ることができる。これにより、充電又は放電における制御の精度を高めることができる。

（２）また、（１）の充放電制御方法において、前記所定の周期とは例えば、前記脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期である。
脈動波形の１周期の自然数倍の周期をサンプリング周期とすると、毎回同じ値を検出してしまうので、これを回避することで、脈動波形の値を、位相的にまんべんなく検出することができる。従って、平均化により、精度良く検出値を得ることができる。

（３）また、（１）又は（２）の充放電制御方法において、前記サンプリング周期を変化させた場合に、前記平均化した値と真値との誤差に現れる変化特性を予め把握し、前記誤差が、相対的に小さくなるサンプリング周期を選択するようにしてもよい。
この場合、より誤差の少ない平均化した値を得ることができる。

（４）また、物としての一態様は、電池と、前記電池と交流電路との間に設けられ、前記電池の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる電力変換装置と、を備え、前記電力変換装置は、所定の周期で前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、当該平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、電池システムである。

このような充電制御又は放電制御を実行することにより、脈動波形となる電流又は電圧であっても、精度良く、検出値を得ることができる。これにより、電池システムにおける充電又は放電の際の、制御の精度を高めることができる。

（５）また、物としての他の態様は、蓄電池と、前記蓄電池と交流電路との間に設けられ、前記蓄電池の充放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる電力変換装置と、を備え、前記電力変換装置は、前記脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期で、前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、当該平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、蓄電池システムである。

このような充放電制御を実行することにより、脈動波形となる電流又は電圧であっても、精度良く、検出値を得ることができる。これにより、蓄電池システムにおける充放電の制御の精度を高めることができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。

《回路構成例》
図１は、一実施形態に係る蓄電池システムの回路図の一例である。図において、電力変換装置１は、蓄電池２と交流電路３との間に設けられ、蓄電池２の直流電圧が交流電路３の交流電圧のピーク値（波高値）より低い状態で、直流／交流の双方向の電力変換を行うことができる。交流電路３には、電力変換装置１が設置されている需要家の負荷４Ｌ、及び、商用電力系統４Ｐが接続されている。

電力変換装置１は、電力変換部２０の主回路構成要素として、直流側コンデンサ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ６、中間コンデンサ９、インバータ１０、及び、フィルタ回路１１を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流リアクトル７と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１４により制御される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ６の高圧側は、ＤＣバス８に接続されている。ＤＣバス８の２線間に接続されている中間コンデンサ９は、小容量（１００μＦ以下、例えば数十μＦ）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対しては平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。

ＤＣバス８に接続されたインバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１４により制御される。

インバータ１０と交流電路３との間には、フィルタ回路１１が設けられている。フィルタ回路１１は、交流リアクトル１２と、交流リアクトル１２より負荷４Ｌ側（図の右側）に設けられた交流側コンデンサ１３とを備えている。フィルタ回路１１は、インバータ１０で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。

計測用の回路要素としては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の低圧側（図の左側）に、電圧センサ１５及び電流センサ１６が設けられている。電圧センサ１５は蓄電池２と並列接続され、蓄電池２の端子電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。電流センサ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流を検出する。ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流は、直流側コンデンサ５に流れる電流を無視すれば、蓄電池２に流れる電流でもある。検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。中間コンデンサ９には電圧センサ１７が並列接続されている。電圧センサ１７は、中間コンデンサ９の両端電圧すなわち、ＤＣバス８の電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

一方、交流側には、交流リアクトル１２に流れる電流を検出する電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８によって検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。また、交流側コンデンサ１３と並列に、電圧センサ１９が設けられている。電圧センサ１９によって検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

制御部１４は例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をＣＰＵが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１４の記憶装置（図示せず。）に格納される。

蓄電池２には例えばＢＭＳ（Battery Management System）２１が設けられている。ＢＭＳ２１は、蓄電池２に流れる電流、蓄電池２の両端電圧、蓄電池２の充電状態（ＳＯＣ：State of Charge）などの情報を、制御部１４に提供することができる。

《充放電動作の概要（最小スイッチング変換方式）》
上記の電力変換装置１は、蓄電池２の電力を放電させて、直流から交流への電力変換を行い、交流電路３に給電することができる。また、逆に、電力変換装置１は、交流から直流への変換を行って、商用電力系統４Ｐの電力に基づいて蓄電池２を充電することができる。

また、充電・放電いずれの場合も、交流１／２サイクルの間（又は１サイクルの間、とも言える。）に、インバータ１０及びＤＣ／ＤＣコンバータ６が交代でスイッチング動作する。このようなスイッチング変換方式は、最小スイッチング変換方式と呼ぶことができる。最小スイッチング変換方式の制御を行う電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の高周波スイッチングに休止期間が生じることによって、全体的な高周波スイッチング回数を減らすことができる。これにより、電力変換の効率を、大幅に改善することができる。

例えば、蓄電池２を充電する場合、インバータ１０が交流リアクトル１２と協働して昇圧を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、電圧・電流を単に通過させるだけの「スルー」機能を発揮する状態と、インバータ１０が単に整流のみを行い、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、降圧を行う状態とがある。なお、インバータ１０が昇圧を行う場合の交流リアクトル１２は、インバータ１０の一部でもある。

一方、蓄電池２を放電させる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧を行い、インバータ１０は極性の非反転通過又は反転通過を行う状態と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は「スルー」機能を発揮して、インバータ１０が降圧のインバータ機能（必要な極性反転も含む。）を発揮する状態と、がある。

最小スイッチング変換方式は、前述の特許文献１にも詳細に記載されている既知の制御方式であるので詳細な制御理論については省略するが、電圧波形図で簡略に説明する。

《電圧波形図で見た充電動作》
図２は、上記のように構成された電力変換装置１が、例えば、蓄電池２の充電中である場合の動作を概念的に示した電圧波形の一例を示す図である。
（ａ）は、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値、及び、直流電圧目標値Ｖｇ’を示す。交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊とは、交流電圧Ｖａに基づいて、充電動作時におけるインバータ１０の入力端（交流側）での電圧となるべき値である。交流リアクトル１２のインピーダンスを無視すれば、Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａである。直流電圧目標値Ｖｇ’とは、蓄電池電圧Ｖｇに直流リアクトル７の電圧降下を考慮した値である。直流リアクトル７のインピーダンスを無視すれば、Ｖｇ’＝Ｖｇである。
制御部１４は、これら２つの電圧を比較し、比較結果に基づいてインバータ１０及びＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御する。

ここで、
（＃１）時刻ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５の期間では、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より小さくなる（又はＶｇ’以下になる）。
（＃２）また、例えば、時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４の期間では、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’以上となる（又は、Ｖｇ’より大きくなる）。
そこで、（＃１）か、あるいは（＃２）か、の場合分けにより、主にスイッチング動作する変換部（ＤＣ／ＤＣコンバータ６又はインバータ１０）を交代させる。
なお、Ｖｇ’＝|Ｖｉｎｖ＊|の場合は、（＃１）、（＃２）のいずれか一方に含めればよいので、以下、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より小さい場合と、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より大きい場合とに着目して説明する。

まず、（ｂ）に示すように、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より小さい期間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）では、制御部１４は、インバータ１０をスイッチング動作させ、交流リアクトル１２との協働による昇圧を行わせる。なお、ここで言うスイッチングとは、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波スイッチングを意味し、同期整流を行う程度（商用周波数の２倍）の低周波なスイッチングのことではない（以下同様）。

一方、これらの期間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）においてＤＣ／ＤＣコンバータ６はスイッチング素子Ｑ１がオン、Ｑ２がオフの状態となり、電圧をそのままスルー（通過）させる状態となっている。なお、（ｂ）に示す縦縞模様は、実際にはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス列であり、直流電圧目標値Ｖｇ’まで昇圧させるための電位差に応じてデューティが異なる。この結果、ＤＣバス８に現れる電圧は、（ｃ）に示すような波形となる。

また、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より大きい期間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）では、制御部１４は、インバータ１０のスイッチング動作を停止させ、代わりに、ＤＣ／ＤＣコンバータ６をスイッチング動作させ、降圧を行わせる。スイッチング動作を停止したインバータ１０は、同期整流又は、ダイオードｄ１〜ｄ４による全波整流を行う状態となる。
（ｄ）に示す縦縞模様は、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と直流電圧目標値Ｖｇ’との電位差に応じてデューティが異なる。降圧の結果、（ｅ）に示す所望の直流電圧目標値Ｖｇ’が得られ、これにより、蓄電池２を充電することができる。

《電圧波形図で見た放電動作》
図３は、電力変換装置１が、蓄電池２を放電させている場合の動作を概念的に示した電圧波形の一例を示す図である。
（ａ）は、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値、及び、直流電圧目標値Ｖｇ’を示す。交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊とは、交流電圧Ｖａに基づいて、放電動作時におけるインバータ１０の出力端での電圧となるべき値である。交流リアクトル１２のインピーダンスを無視すれば、Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａである。直流電圧目標値Ｖｇ’とは、蓄電池電圧Ｖｇに直流リアクトル７の電圧降下を考慮した値である。直流リアクトル７のインピーダンスを無視すれば、Ｖｇ’＝Ｖｇである。
制御部１４は、これら２つの電圧を比較し、比較結果に基づいてインバータ１０及びＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御する。

まず、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より大きい期間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）では、制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６をスイッチング動作させ、昇圧を行わせる（図３の（ｂ））。この結果、ＤＣバス８には（ｃ）に示す電圧が現れる。

一方、交流電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧目標値Ｖｇ’より小さい期間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）では、制御部１４は、インバータ１０をインバータとしてスイッチング動作させ、降圧を行わせる（図３の（ｄ））。また、このスイッチング動作とは別に、インバータ１０は、交流電路３の周波数の２倍に相当する周波数（例えば１００Ｈｚ）の周期ごとに通電の極性を反転させる。このスイッチング動作は、例えば２０ｋＨｚのスイッチング動作と比べると極めて低速である。一方、インバータ１０がスイッチング動作を行っている間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）、ＤＣ／ＤＣコンバータ６では、スイッチング素子Ｑ１がオン又はオフ，スイッチング素子Ｑ２がオフの状態となり、オンのスイッチング素子Ｑ１又はダイオードｄ５を通して電圧・電流をそのままスルー（通過）させる状態となっている。
この結果、（ｅ）に示す所望の交流波形が得られる。

《充放電制御方法の実施例》
次に、充電又は放電時に、蓄電池２に流れる電流の検出について説明する。充放電制御は、検出した電流に基づいて、これを目標値に一致させるように、制御部１４によって行われる。従って、制御の精度を高めるには、より正確に電流を検出する必要がある。

上記の最小スイッチング変換方式では、充電又は放電の際に、蓄電池２に流れる電流が脈流になる。
例えば、交流側の瞬時電圧ｖ（ｔ）、実効値電圧Ｖ、瞬時電流ｉ（ｔ）、実効値電流Ｉ、瞬時電力ｐ（ｔ）、力率１、周波数ｆ、時間ｔとすると、以下のようになる。
ｖ（ｔ）＝√２・Ｖ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（１）
ｉ（ｔ）＝√２・Ｉ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（２）
ｐ（ｔ）＝ｖ（ｔ）・ｉ（ｔ）＝２ＶＩ・ｓｉｎ^２（２πｆｔ） ・・・（３）

蓄電池２に流れる電流ｉｇ（ｔ）は、基本的には、式（３）に示す交流の瞬時電力ｐ（ｔ）を、蓄電池２の電圧Ｖｇで割った値となるので、
ｉｇ（ｔ）＝２（ＶＩ／Ｖｇ）・ｓｉｎ^２（２πｆｔ） ・・・（４）
＝（ＶＩ／Ｖｇ）・（１−ｃｏｓ（４πｆｔ）） ・・・（５）
＝（ＶＩ／Ｖｇ）・（１＋ｓｉｎ｛（３π／２）＋４πｆｔ｝ ・・・（６）
である。式（５）、（６）は、電流ｉｇが、脈流となり、脈動の周波数が交流側の周波数の２倍となることを表している。
なお、蓄電池２の電圧Ｖｇも、電流に比べると振幅は小さいが、同じ周期で脈動する。

図４の上段のグラフは、このような脈流の電流の一例を示す波形図（横軸は時間ｔ）である。この場合の脈流の１周期τにおける電流の平均値は、図示の値Ｉ１である。周期τは、商用電力系統４Ｐの交流１周期の１／２である。また、下段のグラフは、このような脈流の電流が蓄電池２に流れた場合の、蓄電池２の端子電圧の一例を示す波形図である。電圧は、電流に同期して、周期τで脈動する。周期τにおける端子電圧の平均値は、Ｖ１である。充電が進むと、蓄電池２の端子電圧は上昇し、平均値はＶ１からＶ２に上昇する。放電時は逆に、放電が進むと、端子電圧が下降する。

次に、交流電路３の周波数が５０Ｈｚで、蓄電池２に流れる脈流電流の周期が１０ｍｓである場合を例にとって、同じ脈流電流（実効値２０［Ａ］、ピーク値２８．２［Ａ］）を、サンプリング周期を変えて測定した結果をグラフで示す。

図５は、サンプリング周期０．１ｍｓで１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットしたグラフである。実際には１０００ｍｓに亘って脈流を測定するが、紙面の都合で１００ｍｓまでを表示する（以下、図６〜８も同様。）。縦軸は電流［Ａ］である。この場合、波形は実際の脈流に極めて忠実に再現される。
ここで、１０００ｍｓ内の例えば所定期間Ｔ（Ｔ１〜Ｔ２）の実効値ｉｇ_＿ＲＭＳを以下の式（７）により求める。

このような実効値を１０００ｍｓに亘って複数取得して、これらを平均化した値は、２０．０［Ａ］となった。

次に、図６は、サンプリング周期１ｍｓで１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットしたグラフである。縦軸は電流［Ａ］である。この場合も、波形は実際の脈流に概ね忠実に再現されている。但し、図５と比較すると、サンプリング周期が１０倍になっているため、ピーク値（波高値）に若干、微小な高低差が見られる。所定期間の実効値を１０００ｍｓに亘って複数取得して、これらを平均化した値は２０．０［Ａ］となり、小数点１桁までは、サンプリング周期０．１ｍｓの場合と差が無い。

次に、図７は、サンプリング周期をさらに長く、１０ｍｓとして、１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットして繋いだグラフである。縦軸は電流［Ａ］である。この場合、図５，図６との比較により明らかなように、実際の脈流が忠実に再現されてはいないが、所定期間の実効値を１０００ｍｓに亘って複数取得して、これらを平均化した値は、やはり２０．０［Ａ］となり、小数点１桁までは、サンプリング周期０．１ｍｓ及び１ｍｓの場合と差が出なかった。

さらに、図８は、サンプリング周期を図７の５０％増の１５ｍｓとして、１００ｍｓの間、脈流を測定した結果、検出された脈流電流をプロットして繋いだグラフである。縦軸は電流［Ａ］である。この場合も、図７と同様に、実際の脈流が忠実に再現されてはいないが、所定期間の実効値を１０００ｍｓに亘って複数取得して、これらを平均化した値は、２０．１［Ａ］となり、小数点１桁で０．１［Ａ］の誤差が出る程度であった。しかしながら、さらにサンプリング周期を長くすると、誤差が拡大することが予想される。

図５〜図８より、サンプリング周期が、脈流周期（この例では１０ｍｓ）と同じか、あるいは５０％増程度では、実効値を平均化することにより、誤差が十分に小さいレベルに抑えられることがわかる。検出精度を最優先すればサンプリング周期は短い方が良いが、その場合には、制御部１４のＣＰＵの演算処理負担が重くなるので、高性能・高価格なＣＰＵを使用する必要がある。電力変換装置１の製品全体としてのコストパフォーマンスを考えると、サンプリング周期を非常に小さくすれば良いというものではない。

従って、高すぎない演算処理能力で比較的廉価なＣＰＵを用いつつ、脈流周期と大幅に違わない程度（例えば０．１倍〜１．５倍）のサンプリング周期を選択することが、実用上、好ましいと考えられる。

以上のように、蓄電池２の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる場合の充放電制御としては、所定の周期で脈動波形をサンプリングし、サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、平均化した値に基づいて充放電の制御を行うことができる。
このような充放電制御を実行することにより、脈動波形となる電流又は電圧であっても、精度良く、検出値を得ることができる。これにより、充電又は放電における制御の精度を高めることができる。

但し、サンプリング周期には、選択してはならない値がある。
図９は、１００Ｈｚ（５０Ｈｚの２倍、実線）と１２０Ｈｚ（６０Ｈｚの２倍、破線）の脈流電流を表す図である。
例えば、実線の波形に注目すると、仮にサンプリング周期を１０ｍｓ（脈流周期の１倍）として、時刻１０ｍｓからサンプリングを開始したとすると、２０，３０，４０，５０ｍｓと、立て続けに同じ値を検出することになる（図の実線の丸印）。これでは、実効値を平均化しても妥当な値にならない。サンプリング周期を２０ｍｓ（脈流周期の２倍），３０ｍｓ（脈流周期の３倍），４０ｍｓ（脈流周期の４倍）・・・としても結果は同じことである。

一方、破線の波形に注目すると、仮にサンプリング周期を８．３３ｍｓ（脈流周期の１倍）として、時刻１０ｍｓからサンプリングを開始したとすると、（１０＋８．３３）ｍｓ、（１０＋８．３３×２）ｍｓ、（１０＋８．３３×３）ｍｓ、（１０＋８．３３×４）ｍｓと、立て続けに同じ値を検出することになる（図の破線の丸印）。これでは、実効値を平均化しても妥当な値にならない。サンプリング周期を１６．６７ｍｓ（脈流周期の２倍），２５ｍｓ（脈流周期の３倍），３３．３３ｍｓ（脈流周期の４倍）・・・としても結果は同じことである。

つまり、回避すべきサンプリング周期は、脈動波形の１周期の自然数倍となる周期である。従って、サンプリング周期とすべき所定の周期は、脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期でなければならない。
これにより、脈動波形の値を、位相的にまんべんなく検出することができる。従って、実効値をとって平均化することにより、精度良く検出値を得ることができる。その結果、充放電の制御の精度を高めることができる。

図１０は、サンプリング周期を０〜０．１［ｓ］の範囲で変化させた場合の、サンプリングに基づく平均化した値（実効値を平均化した値）と、真値との誤差を示すグラフである。図において、誤差はサンプリング周期の増大に応じて先鋭な山・谷となる狭い時間幅での変化と、全体を大きな包絡線のように見た場合の５０ｍｓを１区間とした大きな変化とがある。すなわち、０．０５０［ｓ］を中心に、図の左半分と右半分とは、互いに同様な変化特性となっている。
サンプリング周期が短い方の（すなわち図の左半分の）誤差の特大、大、中、小、最小を、サンプリング周期と対応付けてまとめると以下の表１のようになる。

そこで、表１のうち、誤差が「最小」となるサンプリング周期範囲内からサンプリング周期を選択することが好ましい。さらに、サンプリング数が統計的にバラツキ影響も反映されるＮ＝３０点以上であることが、より望ましい。
そして、サンプリング周期を変化させた場合に、平均化した値と真値との誤差に現れる変化特性を予め把握し、誤差が、相対的に小さくなるサンプリング周期を選択するのである。もちろん、脈流周期の自然数倍を避けることは必要である。
これによって、より誤差の少ない平均化した値を得ることができる。

《その他》
なお、図６以降は、脈流電流を対象として説明したが、図４の下段に示す脈動電圧についても同様に、サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、平均化した値に基づいて充放電の制御を行うことにより、制御の精度を高めることができる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いずに、インバータ単体で構成される電力変換装置の場合も、直流側が脈流になる。従って、この場合も同様に、平均化した値に基づく充放電制御を適用することができる。
また、蓄電池に代えて燃料電池を用いる電池システムも考えられる。この場合も同様に、平均化した値に基づく放電制御を適用することにより、燃料電池の放電制御の精度を高めることができる。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置
２ 蓄電池
３ 交流電路
４Ｌ 負荷
４Ｐ 商用電力系統
５ 直流側コンデンサ
６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ
１１ フィルタ回路
１２ 交流リアクトル
１３ 交流側コンデンサ
１４ 制御部
１５ 電圧センサ
１６ 電流センサ
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ 電圧センサ
２０ 電力変換部
２１ ＢＭＳ
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

Claims (4)

1. 電池の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる場合の充放電制御方法であって、
   前記脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期で前記脈動波形をサンプリングし、
   前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、
   前記平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、
   充放電制御方法。
2. 前記サンプリングの周期を変化させた場合に、前記平均化した値と真値との誤差に現れる変化特性を予め把握し、
   前記誤差が、相対的に小さくなる前記サンプリングの周期を選択する、請求項１に記載の充放電制御方法。
3. 電池と、
   前記電池と交流電路との間に設けられ、前記電池の充電又は放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる電力変換装置と、を備え、
   前記電力変換装置は、前記脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期で前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、当該平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、電池システム。
4. 蓄電池と、
   前記蓄電池と交流電路との間に設けられ、前記蓄電池の充放電に係る電流及び電圧が脈動波形となる電力変換装置と、を備え、
   前記電力変換装置は、前記脈動波形の１周期の自然数倍となる周期以外の周期で前記脈動波形をサンプリングし、前記サンプリングにより得た検出値に基づく実効値を所定期間で平均化した値を求め、当該平均化した値に基づいて充放電の制御を行う、蓄電池システム。