JPH0686553A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH0686553A JPH0686553A JP10411293A JP10411293A JPH0686553A JP H0686553 A JPH0686553 A JP H0686553A JP 10411293 A JP10411293 A JP 10411293A JP 10411293 A JP10411293 A JP 10411293A JP H0686553 A JPH0686553 A JP H0686553A
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- circuit
- voltage
- capacitor
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低コストで整流回路の力率を改善する。
【構成】 単相AC電源とブリッジ整流回路10の一方
の入力端子10aとを接続するライン11に、チョーク
コイルL1を直列に接続し、整流された電圧を外部に供
給するためのブリッジ整流回路10の2つの出力端子1
0bとスイッチングレギュレータYとを接続するライン
13,14に、コンデンサC2を並列に接続するととも
に、このコンデンサC2の一端とライン14との間にト
ランジスタQ1と放電用ダイオードD1との並列回路を
直列に接続し、さらにコンデンサC2の他端が接続され
るライン13に整流用ダイオードD2を直列に接続し、
コンデンサC2へのチャージ電流をスイッチングトラン
ジスタQ1でスイッチングする。
の入力端子10aとを接続するライン11に、チョーク
コイルL1を直列に接続し、整流された電圧を外部に供
給するためのブリッジ整流回路10の2つの出力端子1
0bとスイッチングレギュレータYとを接続するライン
13,14に、コンデンサC2を並列に接続するととも
に、このコンデンサC2の一端とライン14との間にト
ランジスタQ1と放電用ダイオードD1との並列回路を
直列に接続し、さらにコンデンサC2の他端が接続され
るライン13に整流用ダイオードD2を直列に接続し、
コンデンサC2へのチャージ電流をスイッチングトラン
ジスタQ1でスイッチングする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、交流入力を整流し、こ
の整流出力を平滑化して直流出力を得る電源回路に関す
る。
の整流出力を平滑化して直流出力を得る電源回路に関す
る。
【0002】
【従来の技術】図15により従来の電源回路について説
明する。
明する。
【0003】図15において、1はダイオードをブリッ
ジ状に接続したブリッジ整流回路であり、2つの入力端
子1aおよび出力端子1bを備えている。2つの入力端
子1aにはAC電源が接続され、2つの出力端1bのう
ち一方の出力端子1bには、チョークコイル2を介して
チョッピング用のトランジスタ3のコレクタが接続さ
れ、他方の出力端子1bには、トランジスタ3のエミッ
タが接続されている。
ジ状に接続したブリッジ整流回路であり、2つの入力端
子1aおよび出力端子1bを備えている。2つの入力端
子1aにはAC電源が接続され、2つの出力端1bのう
ち一方の出力端子1bには、チョークコイル2を介して
チョッピング用のトランジスタ3のコレクタが接続さ
れ、他方の出力端子1bには、トランジスタ3のエミッ
タが接続されている。
【0004】また、トランジスタ3のコレクタと、この
電源回路の2つの出力端子のうち一方の出力端子との間
には逆流阻止用のダイオード4が接続され、さらに、こ
の電源回路の2つの出力端子の間には平滑化コンデンサ
5が接続されている。そして、チョークコイル2、トラ
ンジスタ3、および平滑化コンデンサ5でアクティブフ
ィルタを構成している。
電源回路の2つの出力端子のうち一方の出力端子との間
には逆流阻止用のダイオード4が接続され、さらに、こ
の電源回路の2つの出力端子の間には平滑化コンデンサ
5が接続されている。そして、チョークコイル2、トラ
ンジスタ3、および平滑化コンデンサ5でアクティブフ
ィルタを構成している。
【0005】このように構成された従来の電源回路にお
いては、ACライン電圧と負荷電流が比例するようにト
ランジスタ3をスイッチング制御すると、ACラインか
ら見たフィルタ回路は定抵抗として動作する。これによ
り力率を改善することができるほか、トランジスタを用
いない場合に比べてリプルフィルタ回路を小型化でき
る。
いては、ACライン電圧と負荷電流が比例するようにト
ランジスタ3をスイッチング制御すると、ACラインか
ら見たフィルタ回路は定抵抗として動作する。これによ
り力率を改善することができるほか、トランジスタを用
いない場合に比べてリプルフィルタ回路を小型化でき
る。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような従来の電源回路では、ブリッジ整流回路1の出力
電圧をトランジスタ3により直接チョッピングするため
力率は大幅に改善されるが、トランジスタ3によるチョ
ッピングに合わせてチョークコイルに比較的大きいイン
ダクタンスのものを用いなければならず、コスト高にな
る問題がある。
ような従来の電源回路では、ブリッジ整流回路1の出力
電圧をトランジスタ3により直接チョッピングするため
力率は大幅に改善されるが、トランジスタ3によるチョ
ッピングに合わせてチョークコイルに比較的大きいイン
ダクタンスのものを用いなければならず、コスト高にな
る問題がある。
【0007】また、チョークコイルのインダクタンスが
大きくなることにより、出力電圧も高くなるため、電源
回路の後段にスイッチングレギュレータを接続する場合
には、高耐圧のものを用いる必要がある。
大きくなることにより、出力電圧も高くなるため、電源
回路の後段にスイッチングレギュレータを接続する場合
には、高耐圧のものを用いる必要がある。
【0008】そこで、入力ラインにリアクタを挿入し
て、チョークコイルに流れる電流を抑制することが考え
られるが、このリアクタにも比較的大きいインダクタン
スのものを用いなければならず、リアクタが大型および
重量化する問題がある。
て、チョークコイルに流れる電流を抑制することが考え
られるが、このリアクタにも比較的大きいインダクタン
スのものを用いなければならず、リアクタが大型および
重量化する問題がある。
【0009】本発明は、上記のような事情に鑑みてなさ
れたもので、その目的とするところは、低コストで力率
を改善できる電源回路を提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、低コストで力率
を改善できる電源回路を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項1記載の本発明は、交流電圧が印加される2つ
の入力端子および整流された電圧を外部に供給するため
の2つの出力端子を有するブリッジ整流回路と、前記ブ
リッジ交流電圧が通るように前記ブリッジの一方の入力
端子に接続されたコイルと、前記整流回路の2つの出力
端子間に接続されたコンデンサとスイッチング素子との
直列回路とを備えることを特徴とする。
に請求項1記載の本発明は、交流電圧が印加される2つ
の入力端子および整流された電圧を外部に供給するため
の2つの出力端子を有するブリッジ整流回路と、前記ブ
リッジ交流電圧が通るように前記ブリッジの一方の入力
端子に接続されたコイルと、前記整流回路の2つの出力
端子間に接続されたコンデンサとスイッチング素子との
直列回路とを備えることを特徴とする。
【0011】また、請求項2記載の本発明は、請求項1
において、前記コイルが、チョークコイルもしくはLF
Tで構成されているものとした。
において、前記コイルが、チョークコイルもしくはLF
Tで構成されているものとした。
【0012】さらに、請求項3記載の本発明は、請求項
1又は2において、前記スイッチング素子と並列に接続
され且つ前記コンデンサと直列に接続された放電用ダイ
オードと、前記コンデンサの放電電圧と前記ブリッジ整
流回路の一方の出力端子から供給される電圧とが通るよ
うに、該コンデンサとブリッジ整流回路の一方の出力端
子との接続部分に接続された整流用ダイオードとをさら
に備えるものとした。
1又は2において、前記スイッチング素子と並列に接続
され且つ前記コンデンサと直列に接続された放電用ダイ
オードと、前記コンデンサの放電電圧と前記ブリッジ整
流回路の一方の出力端子から供給される電圧とが通るよ
うに、該コンデンサとブリッジ整流回路の一方の出力端
子との接続部分に接続された整流用ダイオードとをさら
に備えるものとした。
【0013】また、請求項4記載の本発明は、交流電圧
が印加される2つの入力端子と、整流された電圧を外部
に供給するための2つの出力端子とを有するブリッジ整
流回路と、このブリッジ整流回路の2つの出力端子間に
接続されたコンデンサとコイルとスイッチング素子との
直列回路とを備えることを特徴とする。
が印加される2つの入力端子と、整流された電圧を外部
に供給するための2つの出力端子とを有するブリッジ整
流回路と、このブリッジ整流回路の2つの出力端子間に
接続されたコンデンサとコイルとスイッチング素子との
直列回路とを備えることを特徴とする。
【0014】さらに、請求項5記載の本発明は、請求項
4において、前記スイッチング素子と並列に接続され且
つ前記コンデンサと直列に接続された放電用ダイオード
と、前記コンデンサの放電電圧と前記ブリッジ整流回路
の一方の出力端子から供給される電圧とが通るように、
該コンデンサとブリッジ整流回路の一方の出力端子との
接続部分に接続された整流用ダイオードとをさらに備え
るものとした。
4において、前記スイッチング素子と並列に接続され且
つ前記コンデンサと直列に接続された放電用ダイオード
と、前記コンデンサの放電電圧と前記ブリッジ整流回路
の一方の出力端子から供給される電圧とが通るように、
該コンデンサとブリッジ整流回路の一方の出力端子との
接続部分に接続された整流用ダイオードとをさらに備え
るものとした。
【0015】また、請求項6記載の本発明は、交流電圧
が印加される2つの入力端子と、整流された電圧を外部
に供給するための2つの出力端子とを有するブリッジ整
流回路と、このブリッジ整流回路の2つの出力端子間に
接続されたコンデンサとパルストランスの一次側とスイ
ッチング素子との直列回路と、この直列回路に並列に接
続された前記パルストランスの二次側と放電用ダイオー
ドとの直列回路とを備えるものとした。
が印加される2つの入力端子と、整流された電圧を外部
に供給するための2つの出力端子とを有するブリッジ整
流回路と、このブリッジ整流回路の2つの出力端子間に
接続されたコンデンサとパルストランスの一次側とスイ
ッチング素子との直列回路と、この直列回路に並列に接
続された前記パルストランスの二次側と放電用ダイオー
ドとの直列回路とを備えるものとした。
【0016】さらに、請求項7記載の本発明は、請求項
1又は4又は6において、前記スイッチング素子の駆動
制御回路には、電源投入時にドライブ電源電圧のレベル
を時間と共に徐々に高くするソフトスタート電源部を設
けるものとした。
1又は4又は6において、前記スイッチング素子の駆動
制御回路には、電源投入時にドライブ電源電圧のレベル
を時間と共に徐々に高くするソフトスタート電源部を設
けるものとした。
【0017】
【作用】請求項1乃至3の本発明によれば、ブリッジ整
流回路で整流された平滑用コンデンサへのチャージ電流
がスイッチング素子でスイッチングされ、このスイッチ
ング素子がオンからオフになるときにコイルに発生する
逆電力がブリッジ整流回路の入力電圧に重畳される。こ
れによりブリッジ整流回路の電流導通角が拡大されると
ともに、ピーク電流がコイルで制限されてブリッジ整流
回路の力率が改善される。
流回路で整流された平滑用コンデンサへのチャージ電流
がスイッチング素子でスイッチングされ、このスイッチ
ング素子がオンからオフになるときにコイルに発生する
逆電力がブリッジ整流回路の入力電圧に重畳される。こ
れによりブリッジ整流回路の電流導通角が拡大されると
ともに、ピーク電流がコイルで制限されてブリッジ整流
回路の力率が改善される。
【0018】また、請求項4乃至6の本発明によれば、
ブリッジ整流回路で整流された平滑用コンデンサへのチ
ャージ電流がスイッチング素子でスイッチングされるか
ら、ブリッジ整流回路の電流導通角が拡大され、その力
率が改善される。
ブリッジ整流回路で整流された平滑用コンデンサへのチ
ャージ電流がスイッチング素子でスイッチングされるか
ら、ブリッジ整流回路の電流導通角が拡大され、その力
率が改善される。
【0019】さらに、請求項7の本発明によれば、電源
投入時には電圧レベルが時間と共に高くなるドライブパ
ルスをスイッチング素子に出力するため、スイッチング
素子がリニア動作領域で動作し、スイッチング素子には
過電流が流れない。
投入時には電圧レベルが時間と共に高くなるドライブパ
ルスをスイッチング素子に出力するため、スイッチング
素子がリニア動作領域で動作し、スイッチング素子には
過電流が流れない。
【0020】
【実施例】[第1の実施例]図1により本発明の第1の
実施例について説明する。図1において、Xは本発明の
一実施例による電源回路であり、その後段にはスイッチ
ングレギュレータ(定電圧回路)Yが接続されている。
実施例について説明する。図1において、Xは本発明の
一実施例による電源回路であり、その後段にはスイッチ
ングレギュレータ(定電圧回路)Yが接続されている。
【0021】図1に示す電源回路Xにおいて、ブリッジ
整流回路10は、ダイオードをブリッジ状に接続して全
波整流を行うもので、2つの入力端子10aおよび出力
端子10bを備えている。2つの入力端子10aは単相
AC電源に接続されており、この2つの入力端子10a
と単相AC電源とを接続する2つのライン11,12に
は、ノイズ除去用のコンデンサC1が並列に接続されて
いる。
整流回路10は、ダイオードをブリッジ状に接続して全
波整流を行うもので、2つの入力端子10aおよび出力
端子10bを備えている。2つの入力端子10aは単相
AC電源に接続されており、この2つの入力端子10a
と単相AC電源とを接続する2つのライン11,12に
は、ノイズ除去用のコンデンサC1が並列に接続されて
いる。
【0022】また、2つのライン11,12のうちライ
ン11にはチョークコイルL1が直列に接続され、ま
た、ブリッジ整流回路10の一方の出力端子10bとス
イッチングレギュレータYとを接続するライン13に
は、インラッシュ防止用の抵抗R1が直列に接続されて
いる。
ン11にはチョークコイルL1が直列に接続され、ま
た、ブリッジ整流回路10の一方の出力端子10bとス
イッチングレギュレータYとを接続するライン13に
は、インラッシュ防止用の抵抗R1が直列に接続されて
いる。
【0023】さらに、抵抗R1の後段におけるライン1
3にはコンデンサC2の一端が接続され、コンデンサC
2の他端は、スイッチング素子に相当するトランジスタ
Q1のコレクタに接続されている。また、トランジスタ
Q1のエミッタは、ブリッジ整流回路10の他方の出力
端子10bからスイッチングレギュレータYへ至るライ
ン14に接続され、トランジスタQ1のコレクタ・エミ
ッタ間には放電用ダイオードD1が並列に接続されてい
る。
3にはコンデンサC2の一端が接続され、コンデンサC
2の他端は、スイッチング素子に相当するトランジスタ
Q1のコレクタに接続されている。また、トランジスタ
Q1のエミッタは、ブリッジ整流回路10の他方の出力
端子10bからスイッチングレギュレータYへ至るライ
ン14に接続され、トランジスタQ1のコレクタ・エミ
ッタ間には放電用ダイオードD1が並列に接続されてい
る。
【0024】さらにまた、コンデンサC2の後段におけ
るライン13には整流用ダイオードD2が直列に接続さ
れ、この整流用ダイオードD2の後段におけるライン1
3とライン14との間にはコンデンサC3が並列に接続
されている。
るライン13には整流用ダイオードD2が直列に接続さ
れ、この整流用ダイオードD2の後段におけるライン1
3とライン14との間にはコンデンサC3が並列に接続
されている。
【0025】次に、上記のように構成された本実施例の
電源回路Xの動作を図2の波形図を参照して説明する。
電源回路Xの動作を図2の波形図を参照して説明する。
【0026】ブリッジ整流回路10の両入力端子10a
間に、図2(a)に示す波形の交流電圧Vinが入力さ
れると、この交流電圧Vinはブリッジ整流回路10に
より全波整流される。また、ブリッジ整流回路10の2
つの出力端子10bから出力される整流出力は、後段の
コンデンサC2等により平滑化されて直流電圧となり、
スイッチングレギュレータYに供給される。スイッチン
グレギュレータYでは、負荷に供給される直流電圧が一
定に制御される。
間に、図2(a)に示す波形の交流電圧Vinが入力さ
れると、この交流電圧Vinはブリッジ整流回路10に
より全波整流される。また、ブリッジ整流回路10の2
つの出力端子10bから出力される整流出力は、後段の
コンデンサC2等により平滑化されて直流電圧となり、
スイッチングレギュレータYに供給される。スイッチン
グレギュレータYでは、負荷に供給される直流電圧が一
定に制御される。
【0027】この電源回路Xの動作時には、交流電源の
周波数と較べてかなり高い周波数のドライブパルスS1
をトランジスタQ1のベースに供給して、このトランジ
スタQ1にスイッチング動作をさせておく。
周波数と較べてかなり高い周波数のドライブパルスS1
をトランジスタQ1のベースに供給して、このトランジ
スタQ1にスイッチング動作をさせておく。
【0028】ブリッジ整流回路10は、ダイオードをブ
リッジ状に接続した回路であるので、このブリッジ整流
回路10が本来供給可能な電圧は、交流電圧Vinの正
弦波の負電圧の部分を折り返した、いわゆる全波整流波
形である。
リッジ状に接続した回路であるので、このブリッジ整流
回路10が本来供給可能な電圧は、交流電圧Vinの正
弦波の負電圧の部分を折り返した、いわゆる全波整流波
形である。
【0029】一方、この電源回路Xの定常動作状態にお
いては、コンデンサC2の両端子間には、充電された電
荷に応じた僅かに変動する所定の電圧が発生している。
そこで、ブリッジ整流回路10が供給可能な電圧が、こ
のコンデンサC2の両端子間電圧に達していない間(図
2の20の期間)は、トランジスタQ1のスイッチング
動作は、チョークコイルL1をはじめとする他のいずれ
の要素に対して何ら影響を及ぼさず、従って考慮する必
要はない。
いては、コンデンサC2の両端子間には、充電された電
荷に応じた僅かに変動する所定の電圧が発生している。
そこで、ブリッジ整流回路10が供給可能な電圧が、こ
のコンデンサC2の両端子間電圧に達していない間(図
2の20の期間)は、トランジスタQ1のスイッチング
動作は、チョークコイルL1をはじめとする他のいずれ
の要素に対して何ら影響を及ぼさず、従って考慮する必
要はない。
【0030】一方、交流電圧Vinが正弦波状に変化す
るのに従って、ブリッジ整流回路10が供給可能な電圧
が上昇してコンデンサC2の両端子間電圧を超えたなら
ば(図2の22の期間)、トランジスタQ1のスイッチ
ング動作が、チョークコイルL1をはじめとする他の要
素に影響を及ぼすようになる。
るのに従って、ブリッジ整流回路10が供給可能な電圧
が上昇してコンデンサC2の両端子間電圧を超えたなら
ば(図2の22の期間)、トランジスタQ1のスイッチ
ング動作が、チョークコイルL1をはじめとする他の要
素に影響を及ぼすようになる。
【0031】即ち、トランジスタQ1がオン状態になる
と、スイッチングレギュレータYへ供給される電流に加
えて、コンデンサC2を充電する電流も流れるようにな
ることから、チョークコイルL1に逆起電力(Eon)
が発生し、ブリッジ整流回路10からの供給電圧が低下
する(Vin−Eon)。このためコンデンサC2への
充電は急速には行われず、トランジスタQ1が繰り返し
オン状態になるたびに少しずつ充電されて行く。
と、スイッチングレギュレータYへ供給される電流に加
えて、コンデンサC2を充電する電流も流れるようにな
ることから、チョークコイルL1に逆起電力(Eon)
が発生し、ブリッジ整流回路10からの供給電圧が低下
する(Vin−Eon)。このためコンデンサC2への
充電は急速には行われず、トランジスタQ1が繰り返し
オン状態になるたびに少しずつ充電されて行く。
【0032】トランジスタQ1がオフ状態になると、コ
ンデンサC2への充電電流が急速に停止するため、チョ
ークコイルL1がある程度の高い起電力(Eoff)を
発生し、この電圧の分だけ、ブリッジ整流回路10から
の供給電圧が上昇する(Vin+Eoff)。
ンデンサC2への充電電流が急速に停止するため、チョ
ークコイルL1がある程度の高い起電力(Eoff)を
発生し、この電圧の分だけ、ブリッジ整流回路10から
の供給電圧が上昇する(Vin+Eoff)。
【0033】そのため、放電用ダイオードD2を通して
スイッチングレギュレータYへ供給される電流も増大
し、この電流の増大分が、この電源装置1の全体として
の力率の向上に寄与する。尚、このとき、コンデンサC
2のプラス側の端子が接続されている図1のA点の電位
は、Vin+Eoff−R1・I1という、かなり高い
値となっているが、トランジスタQ1がオフ状態にある
ため、この電圧によってコンデンサC2が充電されるこ
とはない。
スイッチングレギュレータYへ供給される電流も増大
し、この電流の増大分が、この電源装置1の全体として
の力率の向上に寄与する。尚、このとき、コンデンサC
2のプラス側の端子が接続されている図1のA点の電位
は、Vin+Eoff−R1・I1という、かなり高い
値となっているが、トランジスタQ1がオフ状態にある
ため、この電圧によってコンデンサC2が充電されるこ
とはない。
【0034】このように、ブリッジ整流回路10が供給
可能な電圧が、コンデンサC2の両端子間の電圧よりも
高い間には、以上に示したような、トランジスタQ1が
オン状態の時の動作とオフ状態の時の動作とが繰り返さ
れる。
可能な電圧が、コンデンサC2の両端子間の電圧よりも
高い間には、以上に示したような、トランジスタQ1が
オン状態の時の動作とオフ状態の時の動作とが繰り返さ
れる。
【0035】交流電圧Vinがさらに正弦波状に変化し
て、ブリッジ整流回路10が供給可能な電圧が、再びコ
ンデンサC2の両端子間の電圧よりも低くなったならば
(図2の24の期間)、先に説明した状態と同様に、ト
ランジスタQ1のスイッチング動作が他の要素に対して
再び何ら影響を及ぼさなくなる。
て、ブリッジ整流回路10が供給可能な電圧が、再びコ
ンデンサC2の両端子間の電圧よりも低くなったならば
(図2の24の期間)、先に説明した状態と同様に、ト
ランジスタQ1のスイッチング動作が他の要素に対して
再び何ら影響を及ぼさなくなる。
【0036】そして、ブリッジ整流回路10からは電流
が供給されなくなるが、その代わりにコンデンサC2
が、期間22でトランジスタQ1がオン状態になったと
きに充電した電荷を、放電用ダイオードD1,D2を介
してスイッチングレギュレータYへ供給する。即ち、こ
のときコンデンサC2は、平滑用コンデンサとして機能
する。
が供給されなくなるが、その代わりにコンデンサC2
が、期間22でトランジスタQ1がオン状態になったと
きに充電した電荷を、放電用ダイオードD1,D2を介
してスイッチングレギュレータYへ供給する。即ち、こ
のときコンデンサC2は、平滑用コンデンサとして機能
する。
【0037】このように、トランジスタQ1がスイッチ
ングされることにより、ブリッジ整流回路10の2つの
入力端子10aには、図2(b)に示す波形の電圧が印
加される。そして、コンデンサC2とトランジスタQ1
との直列回路の両端には、図2(c)に示す電圧が現れ
る。また、出力平滑コンデンサC3の両端には図2
(d)に示す波形の電圧が現れる。さらに、ブリッジ整
流回路10に流れる電流I1の波形は図2(e)に示す
ようになる。
ングされることにより、ブリッジ整流回路10の2つの
入力端子10aには、図2(b)に示す波形の電圧が印
加される。そして、コンデンサC2とトランジスタQ1
との直列回路の両端には、図2(c)に示す電圧が現れ
る。また、出力平滑コンデンサC3の両端には図2
(d)に示す波形の電圧が現れる。さらに、ブリッジ整
流回路10に流れる電流I1の波形は図2(e)に示す
ようになる。
【0038】このような本実施例の電源回路Xにおいて
は、従来、整流回路の出力電圧が平滑用コンデンサの両
端電圧を超えた時のみしか流れていなかった整流回路の
電流が、図2(e)に示すような形で流れるから、ブリ
ッジ整流回路10の電流導通角が大きくなり、しかもそ
の電流はチョークコイルL1で制限される。その結果、
電源回路Xの力率を向上できる。ちなみに本実施例で
は、力率が0.85になることが認められた。
は、従来、整流回路の出力電圧が平滑用コンデンサの両
端電圧を超えた時のみしか流れていなかった整流回路の
電流が、図2(e)に示すような形で流れるから、ブリ
ッジ整流回路10の電流導通角が大きくなり、しかもそ
の電流はチョークコイルL1で制限される。その結果、
電源回路Xの力率を向上できる。ちなみに本実施例で
は、力率が0.85になることが認められた。
【0039】また、上述のような回路構成にすることに
より、チョークコイルL1は10μH〜20μH程度の
インダクタンスのもので済み、これによって、チョーク
コイルを小型、小容量化が可能になるとともに、コスト
ダウンすることができる。しかも、出力電圧もあまり高
くならないので、スイッチングレギュレータYに安価な
低耐電圧のものを使用することができる。
より、チョークコイルL1は10μH〜20μH程度の
インダクタンスのもので済み、これによって、チョーク
コイルを小型、小容量化が可能になるとともに、コスト
ダウンすることができる。しかも、出力電圧もあまり高
くならないので、スイッチングレギュレータYに安価な
低耐電圧のものを使用することができる。
【0040】[第2の実施例]図3により本発明の第2
の実施例を説明する。図3において、図1と異なる点
は、ブリッジ整流回路10の入力側にLFT(低周波数
トランス)16を挿入したところにあり、その他の構成
は図1と同様である。
の実施例を説明する。図3において、図1と異なる点
は、ブリッジ整流回路10の入力側にLFT(低周波数
トランス)16を挿入したところにあり、その他の構成
は図1と同様である。
【0041】この第2の実施例においてもLFT16の
リーケージインダクタンスにより第1の実施例と同様な
効果が得られる。
リーケージインダクタンスにより第1の実施例と同様な
効果が得られる。
【0042】[第3の実施例]図4により本発明の第3
の実施例を説明する。図4において、図1と異なる点
は、ブリッジ整流回路10の一方の出力端子10bとス
イッチングレギュレータYとを接続するライン13に、
チョークコイルL1を直列に接続したものである。
の実施例を説明する。図4において、図1と異なる点
は、ブリッジ整流回路10の一方の出力端子10bとス
イッチングレギュレータYとを接続するライン13に、
チョークコイルL1を直列に接続したものである。
【0043】この第3の実施例においても、上記第1の
実施例と同様な効果が得られる。
実施例と同様な効果が得られる。
【0044】[第4の実施例]図5により本発明の実施
例を説明する。図5において、図1と異なる点は、コン
デンサC2とトランジスタQ1のコレクタとの間にチョ
ークコイルL1を直列に接続したところにある。
例を説明する。図5において、図1と異なる点は、コン
デンサC2とトランジスタQ1のコレクタとの間にチョ
ークコイルL1を直列に接続したところにある。
【0045】この第4の実施例では、ブリッジ整流回路
10に入力される交流電圧Vinは一定であり、これに
伴いトランジスタQ1のオン時におけるコンデンサC2
はVin−Eonで充電され、そして、トランジスタQ
1のオフ時における、コンデンサC2のプラス側の端子
が接続されている図1のA点の電位は、Vin−Eon
−Vq1satとなる。従って、第1の実施例と同様な
効果が得られる。
10に入力される交流電圧Vinは一定であり、これに
伴いトランジスタQ1のオン時におけるコンデンサC2
はVin−Eonで充電され、そして、トランジスタQ
1のオフ時における、コンデンサC2のプラス側の端子
が接続されている図1のA点の電位は、Vin−Eon
−Vq1satとなる。従って、第1の実施例と同様な
効果が得られる。
【0046】[第5の実施例]図6により本発明の第5
の実施例を説明する。図6において、図1と異なる点
は、コンデンサC2の一端とライン13との間にチョー
クコイルL1を直列に接続したところにある。
の実施例を説明する。図6において、図1と異なる点
は、コンデンサC2の一端とライン13との間にチョー
クコイルL1を直列に接続したところにある。
【0047】そして、第4および第5の実施例におい
て、スイッチングレギュレータY側からの電流の逆流が
ない場合には、図7および図8に示すように、整流用ダ
イオードD2を省略してもよい。
て、スイッチングレギュレータY側からの電流の逆流が
ない場合には、図7および図8に示すように、整流用ダ
イオードD2を省略してもよい。
【0048】[第6の実施例]図9により本発明の第6
の実施例を説明する。図9において、ブリッジ整流回路
10の2つの出力端子10b間にはコンデンサC2とパ
ルストランスTの一次側とスイッチング素子であるMO
S型電界効果トランジスタQ2との直列回路が接続され
ている。又、この直列回路にはパルストランスTの二次
側と放電用ダイオードD3との直列回路が並列に接続さ
れている。
の実施例を説明する。図9において、ブリッジ整流回路
10の2つの出力端子10b間にはコンデンサC2とパ
ルストランスTの一次側とスイッチング素子であるMO
S型電界効果トランジスタQ2との直列回路が接続され
ている。又、この直列回路にはパルストランスTの二次
側と放電用ダイオードD3との直列回路が並列に接続さ
れている。
【0049】駆動制御回路11には定電圧Vccが供給
され、駆動制御回路11はドライブパルスをMOS型電
界効果トランジスタQ2のゲート端子に出力する。
され、駆動制御回路11はドライブパルスをMOS型電
界効果トランジスタQ2のゲート端子に出力する。
【0050】上記構成において、ブリッジ整流回路10
で整流された整流出力は、MOS型電界効果トランジス
タQ2のオン時にはコンデンサC2にチャージされ、こ
れによってパルストランスTに起電力が生じるため放電
用ダイオードD3を介して放電される。又、MOS型電
界効果トランジスタQ2のオフ時にはコンデンサC2に
チャージされた電流が放電される。
で整流された整流出力は、MOS型電界効果トランジス
タQ2のオン時にはコンデンサC2にチャージされ、こ
れによってパルストランスTに起電力が生じるため放電
用ダイオードD3を介して放電される。又、MOS型電
界効果トランジスタQ2のオフ時にはコンデンサC2に
チャージされた電流が放電される。
【0051】ここで、十分にインピーダンスの低い電源
に接続し、電源投入した場合、ブリッジ整流回路10の
整流出力には大電流が流れる。すると、コンデンサC2
へのチャージ電流が過大に流れるため、MOS型電界効
果トランジスタQ2は一瞬にして過電流で破壊してしま
う。MOS型電界効果トランジスタQ2の破壊を防止す
るため、通常は休止期間制御方式のスロースタートが用
いられる。
に接続し、電源投入した場合、ブリッジ整流回路10の
整流出力には大電流が流れる。すると、コンデンサC2
へのチャージ電流が過大に流れるため、MOS型電界効
果トランジスタQ2は一瞬にして過電流で破壊してしま
う。MOS型電界効果トランジスタQ2の破壊を防止す
るため、通常は休止期間制御方式のスロースタートが用
いられる。
【0052】この休止期間制御方式のスロースタート
は、図10の(b)に示す如く、ドライブパルスのパル
ス幅を最初は狭くして時間と共に徐々に広げるものであ
る。しかし、図10のA部にて示す如く整流出力が低い
箇所ではMOS型電界効果トランジスタQ2のドレイン
電流が極端に少なくなるので、その次の駆動時には大き
くドレイン電流が流れるため、過大電流を十分に抑制で
きない。そこで、これを解決するために駆動制御回路1
1を下記のように改良した。
は、図10の(b)に示す如く、ドライブパルスのパル
ス幅を最初は狭くして時間と共に徐々に広げるものであ
る。しかし、図10のA部にて示す如く整流出力が低い
箇所ではMOS型電界効果トランジスタQ2のドレイン
電流が極端に少なくなるので、その次の駆動時には大き
くドレイン電流が流れるため、過大電流を十分に抑制で
きない。そこで、これを解決するために駆動制御回路1
1を下記のように改良した。
【0053】[駆動制御回路の第1の改良例]図11及
び図12により駆動制御回路11の第1の改良例を説明
する。
び図12により駆動制御回路11の第1の改良例を説明
する。
【0054】図11において、駆動制御回路11はMO
S型電界効果トランジスタ又はIGBT駆動用で、パル
ス発生部12を有し、このパルス発生部12には電源投
入と同時に定電圧Vccが供給される。パルス発生部1
2は内部で作成したパルスによりトランジスタQ3をオ
ン・オフし、このトランジスタQ3のドライブ電源電圧
Vcはソフトスタート電源部13より供給される。
S型電界効果トランジスタ又はIGBT駆動用で、パル
ス発生部12を有し、このパルス発生部12には電源投
入と同時に定電圧Vccが供給される。パルス発生部1
2は内部で作成したパルスによりトランジスタQ3をオ
ン・オフし、このトランジスタQ3のドライブ電源電圧
Vcはソフトスタート電源部13より供給される。
【0055】ソフトスタート電源部13は時定数用抵抗
R2とコンデンサC4の直列回路にて構成され、時定数
用抵抗R2とコンデンサC4の共通接続点電圧がトラン
ジスタQ3のドライブ電源電圧Vcとして供給されてい
る。トランジスタQ3のドライブパルスはターンオフ時
間短縮回路14を介して出力される。
R2とコンデンサC4の直列回路にて構成され、時定数
用抵抗R2とコンデンサC4の共通接続点電圧がトラン
ジスタQ3のドライブ電源電圧Vcとして供給されてい
る。トランジスタQ3のドライブパルスはターンオフ時
間短縮回路14を介して出力される。
【0056】上記構成において、電源投入されると、パ
ルス発生部12には直ちに定電圧Vccが供給される
が、トランジスタQ3には図12に示す如く時間と共に
徐々に高くなるドライブ電源電圧Vcが供給される。従
って、トランジスタQ3のドライブパルスは、図10の
(d)に示す如くパルス幅は一定であるが、その電圧レ
ベルが時間と共に徐々に高くなる。従って、このドライ
ブパルスによってオン・オフするスイッチング素子はリ
ニア領域で動作し、そのドレイン電流(又はコレクタ電
流)は時間経過と共に徐々に大きくなると共にブリッジ
整流回路の整流出力が小さい箇所でもある程度流れる。
従って、この次の駆動時ではさほど大きなドレイン電流
が流れないため過大電流を十分に抑制できる。
ルス発生部12には直ちに定電圧Vccが供給される
が、トランジスタQ3には図12に示す如く時間と共に
徐々に高くなるドライブ電源電圧Vcが供給される。従
って、トランジスタQ3のドライブパルスは、図10の
(d)に示す如くパルス幅は一定であるが、その電圧レ
ベルが時間と共に徐々に高くなる。従って、このドライ
ブパルスによってオン・オフするスイッチング素子はリ
ニア領域で動作し、そのドレイン電流(又はコレクタ電
流)は時間経過と共に徐々に大きくなると共にブリッジ
整流回路の整流出力が小さい箇所でもある程度流れる。
従って、この次の駆動時ではさほど大きなドレイン電流
が流れないため過大電流を十分に抑制できる。
【0057】[駆動制御回路の第2の改良例]図13に
より駆動制御回路11の第2の改良例を説明する。図1
3において、この駆動制御回路11はMOS型電界効果
トランジスタ又はIGBT駆動用であり、トーテムポー
ル回路15を用いてドライブパルスを作成している。従
って、第1の改良例のようなターンオフ時間短縮回路が
不用である。この第2の改良例によっても第1の改良例
と略同様の作用・効果がある。
より駆動制御回路11の第2の改良例を説明する。図1
3において、この駆動制御回路11はMOS型電界効果
トランジスタ又はIGBT駆動用であり、トーテムポー
ル回路15を用いてドライブパルスを作成している。従
って、第1の改良例のようなターンオフ時間短縮回路が
不用である。この第2の改良例によっても第1の改良例
と略同様の作用・効果がある。
【0058】[駆動制御回路の第3の改良例]図14に
より駆動制御回路11の第3の改良例を説明する。図1
4において、この駆動制御回路11はバイポーラトラン
ジスタを駆動するのに最適なもので、パルストランスT
1を用いてドライブパルスを作成する。尚、16は微分
回路である。この第3の改良例によっても第1の改良例
と略同様の作用・効果がある。
より駆動制御回路11の第3の改良例を説明する。図1
4において、この駆動制御回路11はバイポーラトラン
ジスタを駆動するのに最適なもので、パルストランスT
1を用いてドライブパルスを作成する。尚、16は微分
回路である。この第3の改良例によっても第1の改良例
と略同様の作用・効果がある。
【0059】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、交
流電圧が印加される2つの入力端子と、整流された電圧
を外部に供給するための2つの出力端子とを有するブリ
ッジ整流回路と、前記交流電圧が通るように前記ブリッ
ジの一方の入力端子に接続されたコイルと、前記ブリッ
ジ整流回路の2つの出力端子間に接続されたコンデンサ
とスイッチング素子との直列回路とを備える構成とし
た。
流電圧が印加される2つの入力端子と、整流された電圧
を外部に供給するための2つの出力端子とを有するブリ
ッジ整流回路と、前記交流電圧が通るように前記ブリッ
ジの一方の入力端子に接続されたコイルと、前記ブリッ
ジ整流回路の2つの出力端子間に接続されたコンデンサ
とスイッチング素子との直列回路とを備える構成とし
た。
【0060】このため、ブリッジ整流回路からコンデン
サへのチャージ電流をスイッチング素子でスイッチング
することにより、ブリッジ整流回路の出力電圧がコンデ
ンサの両端電圧低下になってもブリッジ整流回路に電流
が流れるようにして、ブリッジ整流回路の電流導通角を
広くすることができ、容量の小さいコイルでブリッジ整
流回路の力率を改善できる。よって、部品の小型、低コ
スト化が可能になるほか、スイッチングレギュレータ等
にも安価で低耐電圧のものが利用できるという効果があ
る。
サへのチャージ電流をスイッチング素子でスイッチング
することにより、ブリッジ整流回路の出力電圧がコンデ
ンサの両端電圧低下になってもブリッジ整流回路に電流
が流れるようにして、ブリッジ整流回路の電流導通角を
広くすることができ、容量の小さいコイルでブリッジ整
流回路の力率を改善できる。よって、部品の小型、低コ
スト化が可能になるほか、スイッチングレギュレータ等
にも安価で低耐電圧のものが利用できるという効果があ
る。
【図1】本発明の第1の実施例による電源回路の構成図
である。
である。
【図2】図1の電源回路における各部に現れる電圧及び
電流の波形図である。
電流の波形図である。
【図3】本発明の第2の実施例による電源回路の要部構
成図である。
成図である。
【図4】本発明の第3の実施例による電源回路の要部構
成図である。
成図である。
【図5】本発明の第4の実施例による電源回路の要部構
成図である。
成図である。
【図6】本発明の第5の実施例による電源回路の要部構
成図である。
成図である。
【図7】本発明の第4の実施例による電源回路の変形例
を示す要部構成図である。
を示す要部構成図である。
【図8】本発明の第5の実施例による電源回路の変形例
を示す要部構成図である。
を示す要部構成図である。
【図9】本発明の第6の実施例による電源回路の要部構
成図である。
成図である。
【図10】タイムチャートである。
【図11】第1の改良例の駆動制御回路の回路図であ
る。
る。
【図12】ドライブ電源電圧とスイッチング素子の駆動
電流との特性を示すグラフである。
電流との特性を示すグラフである。
【図13】第2の改良例の駆動制御回路の回路図であ
る。
る。
【図14】第3の改良例の駆動制御回路の回路図であ
る。
る。
【図15】従来の電源回路の構成図である。
10…ブリッジ整流回路 16…LFT C2…コンデンサ D1…放電用ダイオード D2…整流用ダイオード L1…チョークコイル Q1…トランジスタ(スイッチング素子) X…電源回路 T…パルストランス 11…駆動制御回路 13…ソフトスタート電源部
Claims (7)
- 【請求項1】 交流電圧が印加される2つの入力端子
と、整流された電圧を外部に供給するための2つの出力
端子とを有するブリッジ整流回路と、 前記交流電圧が通るように前記ブリッジ整流回路の一方
の入力端子に接続されたコイルと、 前記ブリッジ整流回路の2つの出力端子間に接続された
コンデンサとスイッチング素子との直列回路と、 を備えることを特徴とする電源回路。 - 【請求項2】 前記コイルは、チョークコイルもしくは
LFTで構成されている請求項1記載の電源回路。 - 【請求項3】 前記スイッチング素子と並列に接続され
且つ前記コンデンサと直列に接続された放電用ダイオー
ドと、前記コンデンサの放電電圧と前記ブリッジ整流回
路の一方の出力端子から供給される電圧とが通るよう
に、該コンデンサとブリッジ整流回路の一方の出力端子
との接続部分に接続された整流用ダイオードとをさらに
備える請求項1又は2記載の電源回路。 - 【請求項4】 交流電圧が印加される2つの入力端子
と、整流された電圧を外部に供給するための2つの出力
端子とを有するブリッジ整流回路と、 このブリッジ整流回路の2つの出力端子間に接続された
コンデンサとコイルとスイッチング素子との直列回路
と、 を備えることを特徴とする電源回路。 - 【請求項5】 前記スイッチング素子と並列に接続され
且つ前記コンデンサと直列に接続された放電用ダイオー
ドと、前記コンデンサの放電電圧と前記ブリッジ整流回
路の一方の出力端子から供給される電圧とが通るよう
に、該コンデンサとブリッジ整流回路の一方の出力端子
との接続部分に接続された整流用ダイオードとをさらに
備える請求項4記載の電源回路。 - 【請求項6】 交流電圧が印加される2つの入力端子
と、整流された電圧を外部に供給するための2つの出力
端子とを有するブリッジ整流回路と、 このブリッジ整流回路の2つの出力端子間に接続された
コンデンサとパルストランスの一次側とスイッチング素
子との直列回路と、 この直列回路に並列に接続された前記パルストランスの
二次側と放電用ダイオードとの直列回路と、 を備えることを特徴とする電源回路。 - 【請求項7】 前記スイッチング素子の駆動制御回路に
は、電源投入時にドライブ電源電圧のレベルを時間と共
に徐々に高くするソフトスタート電源部を設ける請求項
1又は請求項4又は請求項6記載の電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10411293A JPH0686553A (ja) | 1992-07-15 | 1993-04-30 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21091892 | 1992-07-15 | ||
JP4-210918 | 1992-07-15 | ||
JP10411293A JPH0686553A (ja) | 1992-07-15 | 1993-04-30 | 電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0686553A true JPH0686553A (ja) | 1994-03-25 |
Family
ID=26444656
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10411293A Pending JPH0686553A (ja) | 1992-07-15 | 1993-04-30 | 電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0686553A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2746979A1 (fr) * | 1996-03-29 | 1997-10-03 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif de commutation entre une tension alternative et une tension continue |
KR100680193B1 (ko) * | 2002-01-09 | 2007-02-08 | 엘지전자 주식회사 | 역률 보상 회로 |
JP2010233363A (ja) * | 2009-03-27 | 2010-10-14 | Hitachi Media Electoronics Co Ltd | スイッチング電源およびスイッチング方法 |
GB2518939A (en) * | 2013-07-15 | 2015-04-08 | Univ Plymouth | Electrical conversion |
CN109889031A (zh) * | 2019-04-11 | 2019-06-14 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
-
1993
- 1993-04-30 JP JP10411293A patent/JPH0686553A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2746979A1 (fr) * | 1996-03-29 | 1997-10-03 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif de commutation entre une tension alternative et une tension continue |
US5909364A (en) * | 1996-03-29 | 1999-06-01 | Sgs-Thomson Microelectronics S.A. | Device for switching between an A.C. voltage and a D.C. voltage |
KR100680193B1 (ko) * | 2002-01-09 | 2007-02-08 | 엘지전자 주식회사 | 역률 보상 회로 |
JP2010233363A (ja) * | 2009-03-27 | 2010-10-14 | Hitachi Media Electoronics Co Ltd | スイッチング電源およびスイッチング方法 |
GB2518939A (en) * | 2013-07-15 | 2015-04-08 | Univ Plymouth | Electrical conversion |
US9742310B2 (en) | 2013-07-15 | 2017-08-22 | University Of Plymouth | Apparatus and method for AC to DC electrical conversion |
CN109889031A (zh) * | 2019-04-11 | 2019-06-14 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
CN109889031B (zh) * | 2019-04-11 | 2021-05-11 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
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