TWI606321B - 具有改善之電源供應抑制之低壓降電壓調節器 - Google Patents

Description

具有改善之電源供應抑制之低壓降電壓調節器

本發明之態樣大體上係關於電壓調節器，且更特定言之，係關於低壓降(LDO)電壓調節器。

電壓調節器用於多種系統中以將經調節電壓提供至系統中之功率電路。常用電壓調節器為低壓降(LDO)電壓調節器。LDO電壓調節器可用以提供穩定經調節電壓以自有雜訊輸入供應電壓為電路供電。LDO電壓調節器通常包括在回饋迴路中耦接之通道元件與放大器，以基於穩定參考電壓而維持大致恆定之輸出電壓。

以下呈現一或多個實施例之簡化概述，以便提供對此等實施例之基本理解。此概述並非所有預期實施例之廣泛綜述，且既不意欲識別所有實施例之關鍵或重要要素，亦不意欲描繪任何或所有實施例之範疇。其唯一目的係以簡化形式呈現一或多個實施例的一些概念以作為稍後呈現之更詳細描述的序言。 根據一態樣，提供一種電壓調節器。該電壓調節器包括耦接於該電壓調節器之輸入端與輸出端之間的第一通道元件，其中該第一通道元件具有用於控制第一通道元件之電阻的控制輸入端。該電壓調節器亦包括第一回饋電路，該第一回饋電路具有耦接至參考電壓之第一輸入端、耦接至回饋電壓之第二輸入端及耦接至第一通道元件之控制輸入端的輸出端，其中該回饋電壓大致地等於該電壓調節器之輸出端處的電壓或與該電壓成正比，且該第一回饋電路經組態以在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整第一通道元件之電阻。該電壓調節器進一步包括第二回饋電路，該第二回饋電路具有耦接至參考電壓之第一輸入端、耦接至回饋電壓之第二輸入端及耦接至第一回饋電路之輸出端，其中該第二回饋電路經組態以在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整該第一回饋電路之偏壓電壓。 第二態樣係關於一種用於電壓調節之方法。該方法包括使用一回饋電路在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整第一通道元件之電阻，其中第一通道元件耦接於電壓調節器之輸入端與輸出端之間，且回饋電壓等於電壓調節器之輸出端處的電壓或與該電壓成正比。該方法進一步包括在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整回饋電路之偏壓電壓。 第三態樣係關於一種用於電壓調節之設備。該設備包括用於在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整第一通道元件之電阻的構件，其中第一通道元件耦接於電壓調節器之輸入端與輸出端之間，且回饋電壓等於電壓調節器之輸出端處的電壓或與該電壓成正比。該設備進一步包括用於調整用於在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整第一通道元件之電阻的構件之偏壓電壓的構件。 為實現前述及相關目的，一或多個實施例包括在下文中充分描述且特別地在申請專利範圍中所指出之特徵。以下描述及隨附圖式詳細闡述該一或多個實施例之某些說明性態樣。然而，此等態樣僅指示可使用各種實施例之原理的各種方式中之僅少數方式，且所描述實施例意欲包括所有此類態樣及其等效物。

相關申請案本申請案主張2016年1月28日在美國專利商標局中申請之非臨時申請案第15/009,600號的優先權及權益。 以下結合附圖所闡述之詳細描述意欲作為對各種組態之描述，且並不意欲表示可實踐本文中所描述之概念的僅有組態。出於提供對各種概念之透徹理解的目的，詳細描述包括特定細節。然而，對於熟習此項技術者而言將會顯而易見的是可在無此等特定細節之情況下實踐此等概念。在一些情況下，以方塊圖形式展示熟知結構及組件以便避免混淆此類概念。 下文之圖1展示根據本發明之某些態樣的低壓降(LDO)電壓調節器100之實例。LDO電壓調節器100包括通道元件110及回饋電路120。通道元件110耦接於LDO電壓調節器100之輸入端108與輸出端130之間。LDO電壓調節器100之輸入端108可耦接至電源供應器軌105上之輸入端供應電壓VDD。輸出端130處之經調節電壓(指示為「Vreg」)大致地等於VDD減橫跨通道元件110之電壓降。通道元件110包括用於控制調節器100之輸入端108與輸出端130之間的通道元件110之電阻的控制輸入端114。 回饋電路120之輸出端耦接至通道元件110之控制輸入端114以控制通道元件110之電阻。藉由控制通道元件110之電阻，回饋電路120能夠控制橫跨通道元件110之電壓降，及因此控制調節器100之輸出端130處的經調節電壓Vreg。如下文進一步論述，回饋電路120基於經調節電壓Vreg之回饋而調整通道元件110之電阻以將經調節電壓Vreg維持於大致所要電壓處。 在圖1中之實例中，回饋電路120包括放大器122 (例如，運算放大器)，且通道元件110包括通道p型場效電晶體(PFET) 112。在此實例中，通道PFET 112具有耦接至LDO電壓調節器100之輸入端108的源極、耦接至放大器122之輸出端的閘極及耦接至LDO電壓調節器100之輸出端130的汲極。放大器122藉由調整通道PFET 112之閘極電壓來控制LDO電壓調節器100之輸入端108與輸出端130之間的通道PFET 112之通道電阻。在此實例中，放大器122藉由增大閘極電壓來增大通道PFET 112之電阻，且藉由減小閘極電壓來減小通道PFET 112之電阻。另外，在飽和區域中操作通道PFET 112。 LDO電壓調節器100之輸出端130耦接至電阻性負載R _L及電容性負載C _L，其可表示耦接至LDO電壓調節器100之電路(未展示)的電阻性負載及電容性負載。經由負回饋迴路將LDO電壓調節器100之輸出端130處的經調節電壓(指示為「Vreg」)回饋至回饋電路120，以向回饋電路提供回饋電壓(「Vfb」)。在此實例中，回饋電壓Vfb大致地等於經調節電壓Vreg，此係由於在此實例中將經調節電壓Vreg直接饋入至回饋電路120。參考電壓(指示為「Vref」)亦輸入至回饋電路120。參考電壓Vref可來自帶隙電路(未展示)或另一穩定電壓源。對於回饋電路120包括放大器122之實例，回饋電壓Vfb耦接至放大器122之第一輸入端(+)，參考電壓Vref耦接至放大器122之第二輸入端(-)，且放大器122之輸出端耦接至通道元件110之控制輸入端114。 在操作期間，回饋電路120在減小輸入至回饋電路120之參考電壓Vref與回饋電壓Vfb之間的差(誤差)之方向上驅動通道元件110之控制輸入端114。由於在此實例中回饋電壓Vfb大致地等於經調節電壓Vreg，因此回饋電路120驅動通道元件110之控制輸入端114以迫使經調節電壓Vreg大致地等於參考電壓Vref。舉例而言，若經調節電壓Vreg(及因此回饋電壓Vfb)增大超出參考電壓Vref，則回饋電路120增大通道元件110之電阻，此增大橫跨通道元件110之電壓降。增大之電壓降降低輸出端130處之經調節電壓Vreg，藉此減小Vref與Vfb之間的差(誤差)。若經調節電壓Vreg降低至低於參考電壓Vref，則回饋電路120減小通道元件110之電阻，此減小橫跨通道元件110之電壓降。減小之電壓降提昇輸出端130處之經調節電壓Vreg，藉此減小Vref與Vreg之間的差(誤差)。因此，在此實例中，回饋電路120動態地調整通道元件110之電阻以即使在電源供應器不同(例如，由於雜訊)及/或電流負載改變時亦在輸出端130處維持大致恆定之經調節電壓Vreg。 在圖1中之實例中，經調節電壓Vreg直接饋入至回饋電路120。然而，應瞭解，本發明不限於此實例。舉例而言，圖2展示LDO電壓調節器200之另一實例，其中經調節電壓Vref經由分壓器225回饋至回饋電路120。分壓器225包括耦接至LDO電壓調節器200之輸出端130的兩個串聯電阻器R _FB1及R _FB2。電阻器R _FB1與R _FB2之間的節點220處之電壓回饋至回饋電路120。在此實例中，回饋電壓Vfb如下與經調節電壓Vreg相關： (1) 其中等式(1)中之R _FB1及R _FB2分別為電阻器R _FB1及R _FB2之電阻。因此，在此實例中，回饋電壓Vfb與經調節電壓Vreg成正比，其中正比性係由電阻器R _FB1與R _FB2之電阻比設定。 回饋電路120在減小回饋電壓Vfb與參考電壓Vref之間的差(誤差)之方向上驅動通道元件110之控制輸入端114。此回饋使得經調節電壓Vreg大致地等於： (2) 如等式(2)中所示，在此實例中，可藉由相應地設定電阻器R _FB1與R _FB2之電阻比將經調節電壓設定為所要電壓。在本發明中，應瞭解，回饋電壓Vfb可等於經調節電壓Vreg或與其成正比。 LDO電壓調節器100或200之效能的重要量測為電源供應抑制比(PSRR)。PSRR量測LDO電壓調節器100或200之抑制電源供應器上之雜訊的能力。PSRR愈大，雜訊抑制愈大，且因此傳播至LDO電壓調節器之輸出端130的電源供應器雜訊之量愈低。 可藉由增大LDO電壓調節器之均一增益頻寬來增大LDO電壓調節器100或200之PSRR。此允許LDO電壓調節器100或200較快地對電源供應器上之瞬態作出回應，電源供應且因此抑制更高頻率下之電源供應器雜訊。然而，增大均一增益頻寬可能在LDO電壓調節器之回饋迴路中引起不穩定，如下文進一步論述。 LDO電壓調節器100或200之回饋迴路可具有兩個極點。第一極點可主要係由於LDO電壓調節器之輸出端130處的電容性負載C _L及電阻負載R _L。第二極點可主要係由於通道元件110之控制輸入端114處的電容及放大器122之輸出阻抗。通常，負載電容及通道元件110之控制輸入端114處的電容較大。對於藉由通道PFET 112實施通道元件110之實例，通道PFET 112之閘極電容通常較大。此係因為大通道PFET 112通常用以使得通道PEFT 112能夠傳遞大負載電流。 由於大負載電容及通道元件110之控制輸入端114處的大電容，因此第一及第二極點通常定位於低頻率下，從而在低頻率下引起回饋迴路中之過多相移。過多相移可接近180度，使得回饋迴路變得再生且因此不穩定。 改良回饋迴路之穩定性的一個方法為使得回饋電路120中之放大器122的輸出阻抗低。低輸出阻抗將回饋迴路之第二極點推至較高頻率，此防止低頻率下之過多相移。然而，低輸出阻抗亦導致放大器122之低增益。低增益之問題在於低增益可引起經調節電壓Vreg中之大增益誤差，如下文參考圖3進一步論述。 圖3展示放大器122之例示性實施，其中經調節電壓Vreg直接饋入至放大器122(亦即，Vfb大致地等於Vreg)。放大器122包括差動驅動器322、第一負載電阻器R1、第二負載電阻器R2及電流源310。在圖3中之實例中，差動驅動器322包括第一輸入n型場效電晶體(NFET) 325及第二輸入NFET 330。第一負載電阻器R1耦接於電源供應器軌105與第一輸入NFET 325之汲極之間，且第二負載電阻器R2耦接於電源供應器軌105與第二輸入NEFT 330之汲極之間。電流源310耦接至第一輸入NFET 325及第二輸入NFET 330之源極且為放大器122提供偏壓電流。 在此實例中，回饋電壓Vfb輸入至差動驅動器322之對應於第一輸入NFET 325之閘極的第一輸入端327。參考電壓Vref輸入至差動驅動器322之對應於第二輸入NFET 330之閘極的第二輸入端332。放大器122之輸出端位於第二負載電阻器R2輸入端與第二輸入NEFT 330之汲極之間的節點315處，如圖3中所展示。 在此實例中，可使負載電阻器R2之電阻低以為放大器122提供低輸出阻抗及高頻寬。如上文所論述，低輸出阻抗將回饋迴路320之第二極點推至較高頻率，從而改良回饋迴路320之穩定性。低輸出阻抗亦降低放大器122之增益。此係由於放大器122之開放迴路增益為放大器122之輸出阻抗與跨導的乘積。低增益導致經調節電壓Vreg之大增益誤差，如在下文中進一步解釋。 在操作期間，電流源310之偏壓電流通常並不在第一負載電阻器R1與第二負載電阻器R2之間均勻地分離(亦即，流過該等負載電阻器之電流不平衡)。經過第二負載電阻器R2之電流大致地等於： (3) 其中I2為經過第二負載電阻器R2之電流，Vout為放大器122之輸出電壓，且等式(3)中之R2為第二負載電阻器R2之電阻。經過第一負載電阻器R1之電流由下式給出： (4) 其中I1為經過第一負載電阻器R1之電流且Ibias為電流源310之偏壓電流。在圖3之實例中，回饋迴路320在減小Vref與Vfb之間的差之方向上調整放大器122輸入端之輸出電壓Vout(其驅動通道元件110之控制輸入端114)。通常，此導致經過第二負載電阻器R2之電流I2不同於經過第一負載電阻器R1之電流I1。 經過負載電阻器R1與R2之不同電流I1與I2使得橫跨負載電阻器R1與R2之電壓降不同(假定負載電阻器R1之電阻與負載電阻器R2之電阻大致地相等)。此又使得第一輸入NFET 325之汲極電壓Vd1不同於第二輸入NFET 330之汲極電壓Vd2。汲極電壓之差引起由Vd1與Vd2之間的差除以放大器122之增益給出之輸入-參考電壓偏移。由於放大器122之增益較低，因此放大器122之輸入-參考電壓偏移相對較高。高輸入-參考電壓偏移導致Vref與Vfb之間的相對大增益誤差，Vref及Vfb為至放大器122之輸入電壓。 因此，放大器122之低增益導致Vreg與Vfb之間的大增益誤差。LDO調節器100之回饋迴路320在校正Vreg與Vfb之間的增益誤差方面並不有效。此係由於回饋迴路320驅動通道元件110之控制輸入端114以使得Vreg與Vfb之間的差大致地等於輸入-參考電壓偏移，而該差應理想上為零伏。可藉由增大放大器122之輸出阻抗(及因此增益)來減小輸入-參考電壓偏移(及因此減小Vref與Vfb之間的增益誤差)。然而，需要使放大器122之輸出阻抗保持為低以提供回饋迴路320之穩定性，如上文所論述。因此，存在對於減小增益誤差同時使放大器122之輸出阻抗保持為低的方法及系統之需要。 本發明之實施例藉由為LDO電壓調節器提供減小增益誤差之第二回饋迴路來減小上文所論述之增益誤差，如下文進一步論述。 圖4展示根據本發明之某些態樣的LDO電壓調節器400。LDO電壓調節器400包括圖3中所示之通道元件110。在以下論述中，通道元件110被稱為第一通道元件110以區分此通道元件與LDO電壓調節器400中之另一通道元件，此在下文中加以進一步描述。 LDO電壓調節器400亦包括第一回饋電路420。第一回饋電路420包括圖3中所示之放大器122及第二通道元件410。在以下論述中，放大器122被稱為第一放大器122以區分此放大器與LDO電壓調節器400中之另一放大器，此在下文中加以進一步描述。在圖4中之實例中，第一放大器122具有耦接至回饋電壓Vfb之第一輸入端327、耦接至參考電壓Vref之第二輸入端332及耦接至第一通道元件110之控制輸入端114的輸出端315，類似於圖3中之放大器122。在某些態樣中，第一放大器122具有低增益及高頻寬以允許第一回饋電路420對電源供應器軌105上之快速瞬態及電流負載之快速改變作出回應，以維持穩定經調節電壓Vreg。此允許第一回饋電路420在減小Vreg與Vfb之間的差之方向上快速地調整第一通道元件110之電阻，該差產生於電源供應器上之快速瞬態及/或負載電流之快速改變。然而，第一回饋電路420亦可由於第一放大器122之低增益而具有高增益誤差，如上文所論述。 第二通道元件410耦接於電源供應器軌105與第一放大器122之偏壓節點427之間。偏壓節點427可耦接至第一放大器122之負載電阻器R1及R2，如圖4中所展示。因此，在此實例中，負載電阻器R1及R2經由第二通道元件410耦接至電源供應器軌105，而非直接耦接至電源供應器105，如在圖3中之情況。 結果，第一回饋電路420之偏壓節點427處的偏壓電壓(指示為「Vdd」)大致地等於VDD減橫跨第二通道元件410之電壓降。第二通道元件410包括用於控制第二通道元件410之電阻的控制輸入端414。由於第二通道元件410之電阻控制橫跨第二通道元件410之電壓降，因此可藉由調整第二通道元件410之電阻來調整偏壓節點427處之偏壓電壓。經過第二通道元件410之電流可大致地等於電流源310之偏壓電流，且在第二通道元件410之電阻由第二回饋電路430調整時大致恆定。應瞭解，第二通道元件410可比第一通道元件110小得多，此係由於第二通道元件410不需要傳遞大負載電流。 LDO電壓調節器400亦包括第二回饋電路430。在圖4之實例中，第二回饋電路430包括第二放大器432，第二放大器432具有耦接至參考電壓Vref之第一輸入端(+)、耦接至回饋電壓Vfb之第二輸入端(-)及耦接至第二通道元件410之控制輸入端414的輸出端。在圖4之實例中，將經調節電壓Vreg直接饋入至第二放大器432之第二輸入端(-)。因此，在此實例中，第二放大器432之第二輸入端(-)處的回饋電壓Vfb大致地等於Vreg。第二放大器432之輸出端經由控制輸入端414控制第二通道元件410之電阻，控制輸入端414又控制橫跨第二通道元件410之電壓降，及因此控制第一回饋電路420之偏壓節點427處的偏壓電壓Vdd。此允許第二放大器432調整第一回饋電路420之偏壓節點427處的偏壓電壓Vdd。如下文進一步論述，第二放大器432基於經調節電壓Vreg之回饋而調整第一回饋電路420之偏壓電壓Vdd以校正第一回饋電路420之增益誤差。 第二通道元件410可包括第二通道PFET 412，如圖4中之實例中所示。在此實例中，第二通道PFET 412具有耦接至電源供應器軌105之源極、耦接至第二放大器432之輸出端的閘極、及耦接至第一回饋電路420之偏壓節點427的汲極。第二放大器432藉由調整第二通道PFET 412之閘極電壓來控制第二通道PFET 412之通道電阻(及因此控制偏壓電壓Vdd)。在此實例中，第二放大器432藉由增大閘極電壓來增大第二通道PFET 412之電阻(且因此減小偏壓電壓Vdd)。第二放大器432藉由減小閘極電壓來減小第二通道PFET 412之電阻(且因此增大偏壓電壓Vdd)。另外，在飽和區域中操作第二通道PFET 412。 在操作期間，第二回饋電路430在減小參考電壓Vref與回饋電壓Vfb之間的差之方向上驅動第二通道元件410之控制輸入端414，該差產生於第一回饋電路420之增益誤差。第二回饋電路430藉由在平衡流經第一放大器122之第一負載電阻器R1及第二負載電阻器R2的電流之方向上經由第二通道元件410調整偏壓電壓Vdd來進行此操作。結果，橫跨負載電阻器R1與R2之電壓降大致地相等，使得第一NFET 325之汲極電壓Vd1與第二輸入NFET 330之汲極電壓Vd2大致地相等。此減小Vd1與Vd2之間的差，藉此減小第一放大器120之輸入-參考電壓偏移，及因此減小第一回饋電路420之增益誤差。 舉例而言，若經過第二負載電阻器R2之電流大於經過第一負載電阻器R1之電流，則第二回饋電路430藉由增大第二通道元件410之電阻來減小偏壓節點427處之偏壓電壓Vdd。偏壓電壓Vdd之減小減少橫跨第二負載電阻器R2之電壓降，該電壓降大致地等於Vdd - Vout。電壓降之減小使得經過第二負載電阻器R2之電流減小。結果，將電流源310之更多偏壓電流導引至第一負載電阻器R1。此增大經過第一負載電阻器R1之電流，藉此減小經過第一負載電阻器R1之電流與經過第二負載電阻器R2之電流之間的差。 如上文所論述，第二回饋電路430之第二放大器432具有高增益及低頻寬，及因此具有比第一回饋電路420之第一放大器122低得多的增益誤差。此允許第二回饋電路430減小產生於第一回饋電路420之增益誤差的Vref與Vfb之間的差，同時對第一回饋電路420之快速瞬態響應具有極少影響至無影響。 因此，LDO電壓調節器400之第一回饋電路420具有低增益及高頻寬以用於對電源供應器上之快速瞬態及電流負載之快速改變作出回應。LDO電壓調節器400之第二回饋電路430具有高增益及低頻寬以用於校正第一回饋電路420之增益誤差，其中增益誤差係由於第一回饋電路420之低增益。在圖4中，第一回饋電路420之回饋迴路由標記為320之虛線展示，且第二回饋電路430之回饋迴路由標記為450之虛線展示。 在某些態樣中，LDO電壓調節器400可對電源供應器上之在第一回饋電路420之均一頻寬(亦即，開放迴路增益超出0dB (均一增益)之頻率範圍)內的快速瞬態作出回應。舉例而言，第一回饋電路420可具有100 MHz或更大之均一增益。因此，在此實例中，LDO電壓調節器400可對100 MHz或更大之頻率範圍內的快速瞬態作出回應。在某些態樣中，第一回饋電路420可在100 pS至500 pS之時間內對額定最大負載之20%的快速電流負載改變作出回應。應瞭解，本發明之實施例不限於上述實例。 應瞭解，本發明之實施例不限於圖4中所示之第一放大器122的例示性實施。本發明之實施例可用以校正來自具有低增益之其他放大器的增益誤差。此外，儘管圖4展示經調節電壓Vreg直接回饋至第一回饋電路420及第二回饋電路430之一實例，但應瞭解，本發明不限於此實例。舉例而言，可經由分壓器(例如，分壓器225)將經調節電壓Vreg回饋至第一回饋電路420及第二回饋電路，在此情況下回饋電壓Vfb可與經調節電壓Vreg成正比。 圖5展示根據本發明之某些態樣的第二放大器432之例示性實施。在此實例中，第二放大器432包括差動驅動器522、第一PFET 540、第二PFET 550及電流源510。在圖5中之實例中，差動驅動器522包括第一輸入NFET 520及第二輸入NFET 525。 在此實例中，將參考電壓Vref輸入至差動驅動器522之對應於第一輸入NFET 520之閘極的第一輸入端527。將回饋電壓Vfb輸入至差動驅動器522之對應於第二輸入NFET 525之閘極的第二輸入端532。第二放大器432之輸出端位於第二PFET 550之汲極與第二NFET 525之汲極之間的節點515處，如圖5中所展示。 第一PFET 540具有耦接至電源供應器軌105之源極及耦接至第一輸入NFET 520之汲極的汲極。第一PFET 540之閘極與汲極繫結至一起。第二PFET 550具有耦接至電源供應器軌105之源極、耦接至第一PFET 540之閘極的閘極及耦接至第二輸入NFET 525之汲極的汲極。如下文進一步論述，第二PFET 550在第二放大器432之輸出端515處提供高阻抗主動負載。電流源510耦接至第一輸入NFET 520及第二輸入NFET 525之源極，且為第二放大器432提供偏壓電流。 在此實例中，在第二放大器432之輸出端515處觀察第二PFET 550之汲極的阻抗相對於第一放大器122之輸出阻抗為高的。高阻抗為第二放大器432提供比第一放大器122高得多的增益。此高增益允許第二回饋電路430校正第一回饋電路420之增益誤差，如上文所論述。 圖6展示根據本發明之某些態樣的LDO電壓調節器600。LDO電壓調節器600類似於圖5中之LDO電壓調節器400，且進一步包括耦接於第一回饋電路420與第二回饋電路432之間的電阻器-電容器(RC)網路610。在圖6中之實例中，RC網路610包括串聯地耦接之電容器Cm及電阻器Rm。RC網路610經組態以藉由增大第二回饋電路430之輸出端處的RC時間常數來減小第二回饋電路430之頻寬。在此實例中，可減小第二回饋電路430之頻寬以防止第二回饋電路430干擾第一回饋電路420在高頻率下之操作。 在圖6中之實例中，電容器Cm耦接於第二通道PFET 412之閘極與汲極之間。此經由米勒效應增大電容器Cm之等效電容，此舉允許減小電容器Cm之實體大小。 圖7為展示根據本發明之某些態樣的用於電壓調節之例示性方法700的流程圖。可藉由LDO電壓調節器400或600執行方法。 在步驟710中，使用回饋電路在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整第一通道元件之電阻，其中第一通道元件耦接於電壓調節器之輸入端與輸出端之間，且回饋電壓等於電壓調節器之輸出端處的電壓或與該電壓成正比。舉例而言，第一通道元件可包括圖4至圖6中之第一通道元件410。 在步驟720中，在減小參考電壓與回饋電壓之間的差之方向上調整回饋電路之偏壓電壓。舉例而言，回饋電路可包括通道元件(例如，第二通道元件410)及放大器(例如，第一放大器122)，其中偏壓電壓(例如，Vdd)係在通道元件與放大器之間，且藉由調整通道元件之電阻來調整偏壓電壓。 提供對本發明之先前描述以使得任何熟習此項技術者能夠製造或使用本發明。對本發明之各種修改對於熟習此項技術者而言將易於顯而易見，且可在不背離本發明之精神或範疇的情況下將本文中所定義之一般原理應用於其他變體。因此，本發明並不意欲限於本文中所描述之實例，而應符合與本文中所揭示之原理及新穎特徵相一致的最廣泛範疇。

100 低壓降(LDO)電壓調節器 105 電源供應器軌 108 輸入端 110 通道元件 112 通道p型場效電晶體(PFET) 114 控制輸入端 120 回饋電路 122 放大器 130 輸出端 200 低壓降(LDO)電壓調節器 220 節點 225 分壓器 310 電流源 315 節點 320 回饋迴路 322 差動驅動器 325 第一輸入n型場效電晶體(NFET) 327 第一輸入端 330 第二輸入n型場效電晶體(NFET) 332 第二輸入端 400 低壓降(LDO)電壓調節器 410 第二通道元件 412 第二通道p型場效電晶體(PFET) 414 控制輸入端 420 第一回饋電路 427 偏壓節點 430 第二回饋電路 432 第二放大器 450 回饋迴路 510 電流源 515 節點 520 第一輸入n型場效電晶體(NFET) 522 差動驅動器 525 第二輸入n型場效電晶體(NFET) 527 第一輸入端 532 第二輸入端 540 第一p型場效電晶體(PFET) 550 第二p型場效電晶體(PFET) 600 低壓降(LDO)電壓調節器 610 電阻器-電容器(RC)網路 700 方法 Cm 電容器 C _L電容性負載 R1 第一負載電阻器 R2 第二負載電阻器 R _FB1電阻器 R _FB2電阻器 Rm 電阻器 R _L電阻性負載

圖1展示根據本發明之某些態樣的低壓降(LDO)電壓調節器之實例。 圖2展示根據本發明之某些態樣的LDO電壓調節器之另一實例。 圖3展示根據本發明之某些態樣的LDO電壓調節器中之放大器的例示性實施。 圖4展示根據本發明之某些態樣的包括第一及第二回饋電路之LDO電壓調節器的實例。 圖5展示根據本發明之某些態樣的第二回饋電路中之放大器的例示性實施。 圖6展示根據本發明之某些態樣的用以減小第二回饋電路之頻寬的例示性電阻器-電容器(RC)網路。 圖7為展示根據本發明之某些態樣的用於電壓調節之方法的流程圖。

105 電源供應器軌 108 輸入端 110 通道元件 112 通道p型場效電晶體(PFET) 114 控制輸入端 122 放大器 130 輸出端 310 電流源 315 節點 320 回饋迴路 322 差動驅動器 325 第一輸入n型場效電晶體(NFET) 327 第一輸入端 330 第二輸入n型場效電晶體(NFET) 332 第二輸入端 400 低壓降(LDO)電壓調節器 410 第二通道元件 412 第二通道p型場效電晶體(PFET) 414 控制輸入端 420 第一回饋電路 427 偏壓節點 430 第二回饋電路 432 第二放大器 450 回饋迴路 C _L電容性負載 R1 第一負載電阻器 R2 第二負載電阻器 R _L電阻性負載

Claims (23)

1. 一種電壓調節器，其包含：一第一通道元件，其耦接於該電壓調節器之一電源供應器軌與一輸出端之間，其中該第一通道元件具有一用於控制該第一通道元件之一電阻的控制輸入端；一第一回饋電路，其包含：一第一放大器，其具有耦接至一參考電壓之一第一輸入端、耦接至一回饋電壓之一第二輸入端及耦接至該第一通道元件之該控制輸入端的一輸出端，其中該回饋電壓大致地等於該電壓調節器之該輸出端處的一電壓或與該電壓成正比，且該第一放大器經組態以在減小該參考電壓與該回饋電壓之間的一差之一方向上調整該第一通道元件之該電阻；及一第二通道元件，其中該第二通道元件耦接於該電源供應器軌與該第一放大器之間，該第二通道元件具有一用於控制該第二通道元件之一電阻的控制輸入端，且該第一回饋電路在該第二通道元件與該第一放大器之間具有一偏壓電壓；及一第二回饋電路，其具有耦接至該參考電壓之一第一輸入端、耦接至該回饋電壓之一第二輸入端及耦接至該第二通道元件之該控制輸入端之一輸出端，其中該第二回饋電路經組態以藉由調整該第二通道元件之該電阻在減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差之一方向上調整該第一回饋電路之該偏壓電壓。
2. 如請求項1之電壓調節器，其中該第一回饋電路經組態以減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於該電源供應器軌上之快速瞬態。
3. 如請求項1之電壓調節器，其中該第一回饋電路經組態以減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於耦接至該電壓調節器之該輸出端的一負載之快速改變。
4. 如請求項1之電壓調節器，其中該第二回饋電路經組態以減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於該第一放大器之一增益誤差。
5. 如請求項1之電壓調節器，其中經過該第二通道元件之一電流在調整該第二通道元件之該電阻時保持大致恆定。
6. 如請求項1之電壓調節器，其中該第二通道元件包含一p型場效電晶體(PFET)，該p型場效電晶體(PFET)具有耦接至該電源供應器軌之一源極、耦接至該第二回饋電路之該輸出端的一閘極及耦接至該第一放大器之一汲極。
7. 如請求項1之電壓調節器，其中該第一放大器包含：一差動驅動器；一第一負載，其耦接於該第二通道元件與該差動驅動器之一第一輸出端之間；及 一第二負載，其耦接於該第二通道元件與該差動驅動器之一第二輸出端之間，其中該差動驅動器經組態以基於該參考電壓及該回饋電壓而驅動該第一負載及該第二負載。
8. 如請求項7之電壓調節器，其中該第二回饋電路經組態以在減小經過該第一負載之一電流與經過該第二負載之一電流之間的一差之一方向上調整該第二通道元件之該電阻。
9. 如請求項7之電壓調節器，其中該第一放大器進一步包含經組態以為該第一放大器提供一偏壓電流之一電流源，且經過該第二通道元件之一電流大致地等於該偏壓電流。
10. 如請求項4之電壓調節器，其中該第二回饋電路包含一第二放大器，該第二放大器具有耦接至該參考電壓之一第一輸入端、耦接至該回饋電壓之一第二輸入端、及耦接至該第一回饋電路之一輸出端，且其中該第一放大器為一低增益、高頻寬放大器，且該第二放大器為一高增益、低頻寬放大器。
11. 如請求項10之電壓調節器，其進一步包含一電容器，該電容器具有耦接於該第二通道元件與該第一放大器之間的一第一末端及耦接至該第二放大器之該輸出端的一第二末端。
12. 如請求項1之電壓調節器，其中該第二通道元件藉由自該電源供應器 軌傳遞一電流至該第一放大器而自該電源供應器軌提供電力至該第一放大器。
13. 一種用於電壓調節之方法，該方法包含：使用一回饋電路在減小一參考電壓與一回饋電壓之間的一差之一方向上調整一第一通道元件之一電阻，其中該第一通道元件耦接於一電壓調節器之一電源供應器軌與一輸出端之間，且該回饋電壓等於該電壓調節器之該輸出端處的一電壓或與該電壓成正比；及在減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差之一方向上調整該回饋電路之一偏壓電壓，其中該回饋電路包含一放大器及耦接於該電源供應器軌與該放大器之間的一第二通道元件，該回饋電路之該偏壓電壓係在該第二通道元件與該放大器之間，且調整該偏壓電壓進一步包含調整該第二通道元件之一電阻。
14. 如請求項13之方法，其中調整該第一通道元件之該電阻減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於該電壓調節器之該輸入端處的快速瞬態。
15. 如請求項13之方法，其中調整該第一通道元件之該電阻減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於耦接至該電壓調節器之該輸出端的一負載之快速改變。
16. 如請求項13之方法，其中調整該回饋電路之該偏壓電壓減小該參考 電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於該放大器之一增益誤差。
17. 如請求項13之方法，其中經過該第二通道元件之一電流在調整該第二通道元件之該電阻時保持大致恆定。
18. 如請求項13之方法，其中該放大器包含第一及第二負載，且調整該第二通道元件之該電阻包含在減小經過該第一負載之一電流與經過該第二負載之一電流之間的一差之一方向上調整該第二通道元件之該電阻。
19. 一種用於電壓調節之設備，其包含：用於在減小一參考電壓與一回饋電壓之間的一差之一方向上調整一第一通道元件之一電阻的構件，其中該第一通道元件耦接於一電壓調節器之一電源供應器軌與一輸出端之間，該回饋電壓等於該電壓調節器之該輸出端處的一電壓或與該電壓成正比，且其中該用於調整的構件包含一放大器及耦接於該電源供應器軌與該放大器之間的一第二通道元件，且該第二通道元件具有一用於控制該第二通道元件之一電阻的控制輸入端；及用於調整用於在減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差之一方向上調整該第一通道元件之該電阻的該構件之一偏壓電壓的構件，其中該用於調整該偏壓電壓的構件包含用於調整該第二通道之該電阻的構件。
20. 如請求項19之設備，其中用於調整該第一通道元件之該電阻的該構 件減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於該電壓調節器之該輸入端處的快速瞬態。
21. 如請求項19之設備，其中用於調整該第一通道元件之該電阻的該構件減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於耦接至該電壓調節器之該輸出端的一負載之快速改變。
22. 如請求項19之設備，其中用於調整該偏壓電壓之該構件減小該參考電壓與該回饋電壓之間的該差，該差產生於該放大器之一增益誤差。
23. 如請求項22之設備，其中該放大器包含第一及第二負載，且用於調整該偏壓電壓之該構件在減小經過該第一負載之一電流與經過該第二負載之一電流之間的一差之一方向上調整該偏壓電壓。