TWI517544B - 電流感測設備、電流感測系統及電流數位-至-類比轉換器 - Google Patents

電流感測設備、電流感測系統及電流數位-至-類比轉換器 Download PDF

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那拉雅南 納塔拉賈恩
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Description

電流感測設備、電流感測系統及電流數位-至-類比轉換器
本發明係關於一種用於電壓調節器之電流平衡、電流感測器及相位平衡的設備及方法。
DC-DC轉換器典型藉由全波整流及濾波一或多個時間變化訊號產生DC(直流)電壓。因為在全波整流處理中進行交換，顯著電流量藉由大型電晶體迅速頻繁地來回「交換」。常希望量測通過此等電晶體的電流以，例如，決定DC-DC轉換器是否正在加載，監視交換所導致的任何漣波電流等。
1、2、3‧‧‧位置
100‧‧‧VR
1011、1011-N‧‧‧橋接器
102‧‧‧脈衝寬度調變器(PWM)
103、2505‧‧‧補償器
104、2506‧‧‧負載
1051-N‧‧‧時序控制及橋接器驅動器
106‧‧‧波合成器
1071-N、Rmix‧‧‧電流混合器
1081、1081-N、2509‧‧‧比較器
200、1600a‧‧‧相位平衡電路
300‧‧‧電流感測器位置
400、900、1000、1500、1704‧‧‧電路
4011、11031‧‧‧p-型電流感測器
4021、11041‧‧‧n-型電流感測器
4031‧‧‧p-型電流感測器接收器
4041‧‧‧n-型電流感測器接收器
4051、4061‧‧‧金屬繞線
500、1200‧‧‧電晶體級架構
600‧‧‧差動浮動電流源
601‧‧‧單位增益放大器
700‧‧‧偏壓電路
701、702、801、821‧‧‧放大器
703、704‧‧‧可調整電流源
800、820‧‧‧低阻抗接收器架構
802、822、11061‧‧‧接收器
803、823‧‧‧PI-網路
901、1001‧‧‧電流感測器
1100‧‧‧部分電路
1101‧‧‧電力傳動橋接器
1102‧‧‧接收器模組
11051‧‧‧互連
1300‧‧‧電流感測器接收器電路
1400、1700‧‧‧高階架構
1401‧‧‧平均結合器
1402‧‧‧相位結合器
1403‧‧‧過電流保護(OCP)驅動器
1404‧‧‧遙測驅動器
1600‧‧‧計算裝置
1610‧‧‧第一處理器
1620‧‧‧音訊次系統
1630‧‧‧顯示次系統
1632‧‧‧顯示介面
1640‧‧‧I/O控制器
1650‧‧‧電源管理
1660‧‧‧記憶體次系統
1670‧‧‧連接性
1672‧‧‧蜂巢式連接性
1674‧‧‧無線連接性
1680‧‧‧周邊連接
1682‧‧‧至
1684‧‧‧來自
1690‧‧‧處理器
1701‧‧‧數位-至-類比轉換器(DAC)
1702‧‧‧有限狀態機(FSM)
1703‧‧‧電流感測器及接收器
1800‧‧‧方法流程圖
1900‧‧‧數位至類比(DAC)電流轉換器
1901‧‧‧p-型開關網路
1902‧‧‧n-型開關網路
2000‧‧‧習知3-型補償器
2100、2300‧‧‧差動3-型補償器
2200‧‧‧頻率響應
2400‧‧‧引導橋接器
2500‧‧‧電壓調節器設備
2502‧‧‧NLC單元
2503‧‧‧覆寫邏輯
2510‧‧‧被動裝置
AV‧‧‧增益
C1、C2、C3、Cfilter‧‧‧電容器
C、Cdecap‧‧‧負載電容器
gn(1-N)、gp(1-N)、Vrx+、Vrx-‧‧‧輸出
I,cs offset‧‧‧輸出偏移
IcsN、IcsP、MNcsN、MNcsP‧‧‧浮動電流源
L1、L1-N‧‧‧電感器
MN1、MN2、MNac1、MNac2、MNac3、MNb1、MNb2、MNb3、MNb4、MNin、MNn1、MNn2、MNn11、MNn21、MNpc1、MNpc2、MNr1‧‧‧n-型裝置
MNc1、MNc4、MPc1、MPc4‧‧‧共閘極放大器
MNc2、MNc3、MNd‧‧‧二極體連接n-型裝置
MNs‧‧‧低側開關
MP1、MP2、MPac1、MPac2、MPac3、MPb1、MPb2、MPb3、MPb4、MPin、MPp1、MPp2、MPp3、MPp11、MPp21、MPp31、MPpc1、MPpc2、MPr1‧‧‧p-型裝置
MPc2、MPc3、MPd‧‧‧二極體連接p-型裝置
MPcsc1、MPcsc2‧‧‧電晶體
MPs‧‧‧高側開關
nn、np‧‧‧閘極控制訊號
PWM(1-N)‧‧‧脈衝寬度調變訊號
R1、R2、R3、Ra、Rb、Rc、Rac1、Rac2‧‧‧電阻器
R1a、R1b‧‧‧值
Rmix1‧‧‧電流平衡混合器
s1、s2、s3、s4、Sac1、Sac2‧‧‧開關
UGB‧‧‧聯合閘極緩衝器
Vccags‧‧‧類比電源供應
Vgn、Vgn1、Vgn2、Vgp、Vgp1、Vgp2、Vout‧‧‧電壓
vpilot‧‧‧引導橋接器輸出電壓
本揭示發明的實施例將從以下提供的詳細描述及本揭示發明之各種實施例的隨附圖式而更完整地理解，然而，彼等不應用於將本揭示發明限制在該等具體實 施例，而僅用於解釋及理解。
圖1係根據本揭示發明的一實施例之具有相位及電流平衡的電壓調節器。
圖2係根據本揭示發明之一實施例的相位平衡電路。
圖3描繪根據本揭示發明之一實施例的電流感測位置。
圖4係根據本揭示發明的一實施例之具有橋接器及n-型及p-型電流感測器的電路。
圖5係根據本揭示發明的一實施例之n-型及p-型電流感測器的電晶體級架構。
圖6描繪根據一實施例的差動浮動電流源。
圖7係根據本揭示發明的一實施例之用於差動浮動電流源的偏壓電路。
圖8A-B係根據本揭示發明的一實施例之用於從電流感測器接收差動電流的低阻抗接收器。
圖9係根據本揭示發明的一實施例之具有接收器電路及p-型電流感測器的電路。
圖10係根據本揭示發明的一實施例之具有接收器電路及n-型電流感測器的電路。
圖11係根據本揭示發明的另一實施例之具有n-型及p-型電流感測器的電壓調節器的部分電路。
圖12係根據本揭示發明的另一實施例之n-型及p-型電流感測器的電晶體級架構。
圖13係根據本揭示發明之一實施例的電流感測器接收器電路。
圖14係根據本揭示發明的一實施例之具有遙測及過電流保護驅動器的電壓調節器電流感測器的高階架構。
圖15係根據本揭示發明的一實施例之用於相位電流平均的電路。
圖16係根據本揭示發明的一實施例之具有偏移控制的相位平衡電路。
圖17係根據本揭示發明的一實施例之用於比較器的偏移消除及電流感測器不匹配的高階架構。
圖18係根據本揭示發明的一實施例之用於比較器的偏移消除及電流感測器不匹配的方法流程圖。
圖19係根據本揭示發明之一實施例的數位-至-類比(DAC)電流轉換器。
圖20係習知3-型補償器。
圖21係根據本揭示發明之一實施例的差動3-型補償器。
圖22係根據本揭示發明的一實施例之差動3-型補償器的頻率響應。
圖23係根據本揭示發明的一實施例之具有DFT(可測試設計)特性及組態計劃的差動3-型補償器。
圖24係根據本揭示發明之一實施例的引導橋接器。
圖25係根據本揭示發明的一實施例之具有差動3-型補償器的電壓調節器設備的一部分。
圖26係根據本揭示發明的一實施例之具有參考圖1-25描述之一或多個電路的智慧型裝置、或電腦系統、或SoC(系統單晶片)。
【發明內容及實施方式】
實施例描述電流平衡、電流感測、及相位平衡的設備及方法、偏移消除、使用二進位編碼輸入(不使用二進位至溫度計解碼器)之具有單調輸出的數位至類比電流轉換器、用於電壓調節器(VR)的補償器等。該等實施例具有許多技術效果，包括改善VR的可靠性、改善VR的效率、降低功率消耗等。
在以下描述中，討論許多細節以提供對本揭示發明之實施例的更徹底解釋。然而，可能實現本揭示發明的實施例而無需此等具體細節對熟悉本發明之人士將係明顯的。在其他實例中，已為人熟知的結構及裝置係以方塊圖而非詳細形式顯示，以避免混淆本揭示發明的實施例。
須注意在實施例的對應圖式中，訊號係以線表示。相同線可能更厚，以指示更多的構成訊號路徑，及/或在一或多端具有箭號，以指示主資訊流方向。不將此種指示視為被限制。相反地說，該等線結合一或多個例示實施例使用以促進對電路或邏輯單元的更輕易的理解。任 何已呈現訊號，如設計需要或偏好所決定的，可能實際包含在任一方向上行進的一或多個訊號並可能以任何合適的訊號格式種類實作。
在本說明書各處及在申請專利範圍中，術語「連接」意指在已連接事物間的直接電連接，沒有任何中間裝置。術語「耦接」意指已連接事物之間的直接電連接或經由一或多個被動或主動中間裝置間接連接的其中一者。術語「電路」意指配置成與另一者合作以提供期望功能的一或多個被動及/或主動組件。術語「訊號」意指至少一種電流訊號、電壓訊號、或資料/時鐘訊號。「一」及「該」的意義包括複數個參考。「在…中」的意義包括「在…中」及「在…上」。
術語「縮放」通常指將設計(電路及佈局)從一處理技術轉換至另一處理技術。術語「縮放」通常也指在相同技術節點內縮減佈局及裝置的尺寸。術語「縮放」也可能指訊號頻率相對於另一參數，例如，電源供應位準，調整(例如，減緩)。術語「實質上」、「接近」、「幾乎」、「靠近」、及「大約」通常指在目標值的+/-20%內。
除非另有指定，使用有序形容辭「第一」、「第二」、及「第三」等描述共同物件僅指示所指稱之相似物件的不同實例，且未意圖暗示如此描述的物件必須在時間上、在空間上、在順序上、或在任何其他方式上採用給定的次序。
針對實施例的目的，該等電晶體係氧化物半導體(MOS)電晶體，包括汲極、源極、閘極、及大型終端。電晶體也包括三閘極及鰭式場效應電晶體、閘極全環繞式圓柱形電晶體、或實作電晶體功能的其他裝置，諸如，碳奈米管或自旋裝置。源極及汲極終端可能係完全相同的終端且在本文中互換地使用。熟悉本技術的人士將理解可能使用其他電晶體，例如，雙載子接面電晶體-BJTPNP/NPN、BiCMOS、CMOS、eFET等，而不脫離本揭示發明的範圍。術語「MN」係指n-型電晶體(例如，NMOS、NPN BJT等)，且術語「MP」係指p-型電晶體(例如，PMOS、PNP BJT等)。
圖1係根據本揭示發明的一實施例之具有相位及電流平衡的VR 100。典型的VR可能產生在相位間不同的相位電流。例如，一相位可能輸送1A電流，且另一相位可能輸送4A電流。此相位電流不匹配導致VR損失效率，並也助長相關輸出電壓中的電壓誤差。下列實施例解決至少上述問題。
在一實施例中，VR 100包含複數個橋接器1011-N，其中「N」大於一；脈衝寬度調變器(PWM)102、及補償器103。在此範例中，N=16。然而，實施例並未受限於N=16。可能使用任何數值的「N」。在一實施例中，將複數個橋接器1011-N耦接至依次耦接至負載電容器(或去耦接電容器)Cdecap及負載104的複數個電感器L1-N。電容器的電壓Vout係該經調節輸出電壓。在一 實施例中，補償器103接收基準電壓Vref及輸出電壓Vout(與Vsense相同)，以產生用於PWM102的經修改基準電壓Vfb(反饋電壓)。在一實施例中，將複數個橋接器1011-N之各橋接器的輸出耦接至來自複數個電感器L1-N之間的電感器L。例如，將電感器L1耦接至橋接器1011。在一實施例中，將複數個電流感測器(未圖示)耦接至複數個橋接器1011-N，且可操作以感測各橋接器(或相位)的電流iPhase(1-N)。
在一實施例中，PWM 102產生用於時序控制及橋接器驅動器1051-N的複數個脈衝寬度調變訊號PWM(1-N)訊號。在一實施例中，使用時序控制及橋接器驅動器1051-N的輸出gn(1-N)及gp(1-N)控制複數個橋接器1011-N以產生經調節電壓Vout。
在一實施例中，PWM 102包含波合成器106、電流混合器1071-N、及比較器1081-N。一實施例中，波合成器106(也稱為波產生器)產生數量「N」的三角波。在一實施例中，該等三角波係週期性的並具有搖擺於Vh(高電壓臨限)及V1(低電壓臨限)之間的電壓。
在一實施例中，比較器1081-N產生數量「N」的PWM訊號(亦即，PWM(1-N)訊號)，彼等各者驅動來自時序控制及橋接器驅動器1051-N之間的對應時序控制及橋接器驅動器。在一實施例中，PWM訊號(亦即，PWM(1-N)訊號)具有隨輸入至比較器1081-N的DC位準 變化的工作週期。橋接器1011-N之電流輸出的強度、電流中的漣波、及電壓Vout均取決於PWM(1-N)訊號的工作週期。
在一實施例中，電流混合器1071-N接收來自橋接器1011-N之間的各橋接器的經感測相位電流(iPhase(1-N))並從所有橋接器1011-N減去平均電流，以產生誤差電流ierr(1-N)，該誤差電流用於產生用於對應比較器1081-N之輸入的對應電壓Vtw(1-N)。例如，電流混合器1071接收來自橋接器1011的iPhase1並從iPhase1減去平均電流以產生ierr1，其用於產生用於比較器1081的Vtw1。在此種實施例中，將所有橋接器1011-N的輸出電流實質平衡，導致相位平衡。
在一實施例中，藉由在波合成器106的輸出及比較器1081-N之接點的電流混合器1071-N將電流感測器訊號(iPhase(1-N))結合並加至主VR迴路(或自其減去)。在此種實施例中，主VR迴路(包括PWM 102→橋接器驅動器1051-N→橋接器1011-N→補償器103)調節輸出電壓Vout，同時電流感測迴路(包括電流混合器1071-N→比較器1081-N→橋接器驅動器1051-N→橋接器1011-N→電流感測器(未明顯圖示))檢查並維持所有相位(亦即，橋接器1011-N)產生相同電流量。
各相位(或橋接器)的三角波(亦即，波形合成器106的輸出)以比例於Ierr=Iph-Iavg的量向上或向下轉移，其中Ierr係個別相位之電流及所有相位的平均電流 之間的差。在一實施例中，三角波向上轉移使減少相位電流的PWM工作週期下降，且三角波向下轉移使增加相位電流(亦即，來自橋接器1011-N之間的橋接器的輸出)的PWM工作週期增加。
圖2係根據本揭示發明之一實施例的相位平衡電路200。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖2的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在此實施例中，將電流混合器Rmix(來自電流混合器1071-N之間)耦接至波合成器106及比較器1081。為不混淆實施例，參考相位1解釋橋接器1011、電流混合器1071、比較器1081、及電感器L1。將相同解釋施用至其他相位。在一實施例中，每個相位可能具有其自有電流誤差。在一實施例中，電流感測器輸出係電流模式訊號iPhase1並比例於橋接器電流。
在一實施例中，將相位電流iPhase1施加為正訊號，同時將平均電流iavg施加為負訊號。在一實施例中，在波形合成器106及比較器1081-N的輸入之間的鏈路係電流混合器1071-N。在一實施例中，各電流混合器(來自電流混合器1071-N之間)將正相位電流及負平均電流(iavg)訊號混合在一起，使得電流中的差流經產生個別電壓降Vtw的電流混合器。在一實施例中，此電壓係將三角波向上或向下轉移的電壓。三角波的轉移值係藉由△Vtri=Rmix*(Iph-Iavg)給定。一實施例中，圖1的電流平 衡計劃係基於平均電流及非尖峰電流。
在一實施例中，VR 100中的各相位具有混合器電阻器Rmix，其接收藉由其自有相位(例如，iPhase1)產生的正電流訊號及對所有相位均相同的負平均訊號(亦即，iavg)。在一實施例中，正相位電流訊號係藉由將來自電力傳動(例如，橋接器1011)之差動電流訊號摺疊為具有正號的單端訊號而產生。在一實施例中，負平均訊號(亦即，-iavg)係以相似方式產生。
在一實施例中，將用於平均電流產生之差動-至-單端電路的複數個輸入反相，當與相位電流訊號比較時，給予-1之增益。在一實施例中，將負平均電流單元的輸出分割為許多分離輸出，VR 100中的每相位一輸出。有用於「N」個相位的N個輸出，相較於原始輸出，各者具有1/N的強度。然後將此等輸出相等地散佈至其他平均電流產生單元，使得特定相位的全部負平均電流訊號實際上係來自N個相位各者之單一1/N輸出的組合。在一實施例中，所包含的訊號係採用電流模式，所以此等輸出的相加係藉由將彼等短路在一起而完成。
例如，針對4相位VR，相位1的混合器電阻器Rmix接收全相位電流訊號及來自四相位各者的¼平均訊號。若相位1中的電流等於平均電流，則沒有電流會在Rmix1(亦即，1071)上流動，且三角波將不改變。在此實施例中，其他相位的Rmix從相位1中的平均電流單元得到一支線(及來自其他相位各者的一支線)。在一實施 例中，僅使用相位電流訊號而不減去平均電流。在此種實施例中，VR 100以電流模式控制的形式操作，其可用於改善瞬間效能。
圖3描繪根據本揭示發明之一實施例的電流感測器位置300。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖3的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在此實施例中，顯示橋接器1011及對應輸出電感器L1。在一實施例中，電流感測器可位於所指示的位置「1」、「2」、或「3」。位置「2」稱為分流電感技術，其藉由耦接由正經由電感器量測之電流訊號所產生的磁場感應該電感器中的電流量測訊號。不幸地，分流電感對迅速改變的電流並不實用，因為電感器的帶寬有限(亦即，電感器將隨電流量測訊號之頻率的增加而逐漸地衰減電流量測訊號)。
位置「3」稱為串聯電阻技術。串聯電阻技術典型地免於有限帶寬問題，因為純電阻不將其電阻性質改變為訊號頻率的函數。然而，不幸地，串聯電阻技術對大電流也不實用(諸如，由DC-DC轉變器的切換電晶體繪製的電路)，因為將大電流驅動經過電阻將傾向於消耗大量功率(經由關係式P=I2R)，其可能導致過熱；或若功率「問題」藉由使用非常小的串聯電阻而受管理，因為訊號V=I*R可能變得太小而不能量測，導致不準確。
實施例使用電流感測器於該處感測橫跨p-型 裝置MP1及/或MP2(其形成高側開關)及n-型裝置MN2及/或MN1(其形成低側開關)之電流的位置「1」。
圖4係根據本揭示發明的一實施例之具有橋接器及n-型及p-型電流感測器的電路400。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖4的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，電路400包含橋接器1011、p-型(例如，PMOS)電流感測器4011、n-型(例如，NMOS)電流感測器4021、p-型電流感測器(CS)接收器4031、及n-型電流感測器接收器4041。在參考橋接器之一相位解釋實施例的同時，將相同解釋應用至其他橋接器/相位。
在此實施例中，將p-型電流感測器4011的輸出透過金屬繞線4051繞送至p-型電流感測器接收器4031。在此實施例中，將n-型電流感測器4021的輸出透過金屬繞線4061繞送至n-型電流感測器接收器4041。在一實施例中，將p-型電流感測器接收器4031及n-型電流感測器接收器4041的輸出結合以產生代表橋接器1011之相位電流的iPhase1電流。在一實施例中，所有橋接器1011-N具有彼等個別的p-型及n-型電流感測器及對應的p-型及n-型電流感測器接收器以產生彼等的對應iPhase電流。
在一實施例中，p-型及n-型電流感測器4011 及4021藉由偵測在橋接器1011之導電半程上的汲極-源極電壓(VDS或VSD)降決定負載電流。例如，針對NMOS(亦即，具有MN2及MN1的低側開關)，VDS=Vxbr-VSS；且針對PMOS(亦即，具有MP1及MP2的高側開關)，VSD=Vccin-Vxbr，其中Vxbr係橋接器輸出。圖4的電流感測實施例藉由消除加入額外串聯電阻的必要性而降低功率損耗。
圖5係根據本揭示發明的一實施例之n-型及p-型電流感測器的電晶體級架構500。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖5的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，電晶體級架構500包含橋接器1011及電流感測器，亦即，p-型電流感測器4011及n-型電流感測器4021。在一實施例中，p-型電流感測器4011包含第一疊接裝置堆疊，其包括如圖所示地共同耦接的p-型MPs1、MPs2、及MPs3，及第二疊接裝置堆疊，其包括共同串聯耦接於VccIn及另一VccIn之間的p-型MPs4、MPs5、及MPs6。在一實施例中，將MPs1及MPs4的閘極終端耦接至cp、將MPs1及MPs4的源極終端耦接至VccIn、並將MPs1的汲極終端耦接至Vcp1，同時將MPs4的汲極終端耦接至Vcp2。在一實施例中，將MPs2及MPs5的閘極終端耦接至gp(或gp1)。在一實施例中，將MPs3及MPs6的閘極終端耦接至Vccin/2。
在一實施例中，將Vcp1及Vcp2耦接至產生差動輸出電流的放大器。在一實施例中，4011的放大器包含：浮動電流源IcsN、二極體連接p-型裝置MPc2及MPc3、及共閘極放大器MPc1及MPc4。在一實施例中，將Vcp1耦接至MPc1及MPc2，同時將Vcp2耦接至MPc3及MPc4，如圖所示。在一實施例中，共閘極放大器MPc1及MPc3的輸出透過差動互連4051由p-型電流感測器接收器4031接收。
在一實施例中，n-型電流感測器4021包含第一裝置堆疊，其包括如圖所示地共同耦接的n-型MNs1、MNs2、及MNs3，及第二裝置堆疊，其包括共同串聯耦接於接地及另一接地之間的n-型MNs4、MNs5、及MNs6。在一實施例中，將MNs1及MNs4的閘極終端耦接至cn、將MNs1及MNs4的源極終端耦接至接地、並將MNs1的汲極終端耦接至Vcn1，同時將MNs4的汲極終端耦接至Vcn2。在一實施例中，將MNs2及MNs5的閘極終端耦接至gn(或gn1)。在一實施例中，將MNs3及MNs4的閘極終端耦接至Vccin/2。在一實施例中，將MNs3汲極終端耦接至MPs3的汲極終端及橋接器1011的輸出output。
在一實施例中，將Vcn1及Vcn2耦接至產生差動輸出電流的放大器。在一實施例中，4021的放大器包含：浮動電流源IcsP、二極體連接n-型裝置MNc2及MNc3、及共閘極放大器MNc1及MNc4。在一實施例中，將Vcn1耦接至MNc1及MNc2，同時將Vcn2耦接至 MNc3及MNc4，如圖所示。在一實施例中，共閘極放大器MNc1及MNc3的輸出透過差動互連4061由n-型電流感測器接收器4041接收。
在一實施例中，若二輸入Vcp1及Vcp2相等，則沒有用於互連4051之藉由電流感測器4011產生的訊號。當高側開關電晶體MP1及MP2截止時，Vcp1及Vcp2可能相等。在一實施例中，若二輸入Vcn1及Vcn2相等，則沒有用於互連4061之藉由電流感測器4021產生的訊號。當低側開關電晶體MN1及MN2截止時，Vcn1及Vcn2可能相等。
在一實施例中，各PMOS 4011及NMOS 4021電流感測器在其之橋接器裝置導通時感測電流。例如，當高側開關電晶體MP1及MP2導通時，PMOS電流感測器4011感測電流，且當低側開關電晶體MN1及MN2導通時，NMOS電流感測器4021感測電流。
在一實施例中，當其橋接器裝置截止時，Vxbr節點接近相反的供應軌且電流感測器進入經界定非感測狀態，以避免傳送誤差訊號以及可能的閘極過電壓應力。在一實施例中，電流感測器使用橋接器閘極及疊接節點以在每個切換週期的一半處在感測及非感測狀態之間動態地切換。在一實施例中，針對導通橋接器，Vxbr通常接近供應軌。根據一實施例，在NMOS情形中(亦即，具有MN2及MN1的低側開關)，Vxbr頻繁地低於Vss。
在一實施例中，電流感測器4011及4012使用 共閘極電流模式(gm)放大器以容許在此等極端電壓精確地感測橋接器輸出節點。在一實施例中，放大器係差動的，使得輸出電流訊號可繞送長距離而不易受雜訊干擾。
圖6描繪根據一實施例的差動浮動電流源600。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖6的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，使用差動浮動電流源600以供應偏壓電流至電力傳動電流感測器(例如，4011及4021)。在一實施例中，可能將電流感測器及偏壓電路分隔遠距離，例如，5000μm。在一實施例中，差動電流源600免疫於供應下垂(亦即，Vccin及/或接地中的下垂)，因為其參考至自身。
在一實施例中，差動浮動電流源600包含用於將VbiasN及VbiasP(亦即，差動偏壓)分別提供至電流感測器4011及4021之放大級的電流源的差動偏壓網路。針對各p-型及n-型電流感測器，將MNcsN及MNcsP二者使用為浮動電流源。
在一實施例中，差動偏壓網路包含接收作為輸入之Vccin/2並將其複本產生為Vc/2的單位增益放大器601。在一實施例中，差動偏壓網路包含p-型裝置MPb1、MPb2、MPb3、及MPb4，以及n-型裝置MNb1、MNb2、MNb3、及MNb4。在一實施例中，MNb3及MNb4形成以V,ibias(由圖7的實施例產生)偏壓的電流源。 在一實施例中，使用來自單位增益放大器601的Vc/2以偏壓MPb3及MNb1的源極終端。在一實施例中，由MNb3吸取的電流設定電壓降Vc/2-VbiasP。在一實施例中，由MNb4吸取的電流流經MPb4、MNb2、及MPb2。在一實施例中，MPb2將此電流反射至MPb1。在一實施例中，通過MPb1的電流設定電壓VbiasN-Vc/2。在此種實施例中，此等電壓降的和(Vc/2-VbiasP)+(VbiasN-Vc/2)等於VbiasN-VbiasP=V,bias。
在一實施例中，將二極體連接n-型及p-型裝置MNb1及MPb3的閘極節點繞送至位於各種電力傳動相位(亦即，橋接器1011-N)中之p-型及n-型電流感測器(例如，4011及4021)中的複製電路。在此實施例中，電壓下垂問題消除，因為閘極連接運載零電流且因此在長連接佈線上沒有IR下降。
圖7係根據本揭示發明的一實施例之用於差動浮動電流源600的偏壓電路700。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖7的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，偏壓電路700包含放大器701及702、可調整電流源703及704、及電阻器R1及R2。在一實施例中，偏壓電路700接收基準電壓(例如，來自能帶隙電路)並產生Vbp及Vbn，彼等任一者可用於提供圖6的V,ibias。在一實施例中，可調整電流源701係耦 接至電源供應及電阻器R1的p-型裝置。在一實施例中，將電阻器R1耦接至接地及裝置703。在此種實施例中，放大器701(例如，操作放大器)調整裝置703的強度，使得V1實質等於Vref。在一實施例中，可調整電流源702係耦接至接地及電阻器R2的n-型裝置。在一實施例中，將電阻器R2耦接至電源供應及裝置704。在此種實施例中，放大器702(例如，操作放大器)調整裝置704的強度，使得V2實質等於Vref。
在一實施例中，若「I」係流經裝置703及電阻器R1的電流，則I=Vref/R1。在一實施例中，此電流「I」也用於修整或補償比較器1081的偏移，如參考圖16-18討論的。例如，Voffset=m.I.Rmix，其中「m」係從數位-至-類比轉換器(DAC)1701縮放的電流。將「I」代入Voffset方程式顯示Voffset取決於電阻器Rmix及R1的比率，且因此實質消除製程變化在電阻器中的影響。
在一實施例中，偏壓電路700產生電流，使得此電流及晶粒上電阻器之電阻的乘積基本固定，亦即，實質降低製程靈敏度。在此實施例中，電流感測器(例如，4011及4021)的最終輸出訊號可能取決於R1及R2的電阻，然而橫跨Rmix電阻器的偏移電壓並不取決於R1及R2的電阻，亦即，ierr*Rmix具有實質零製程相依性。
圖8A-B分別係根據本揭示發明之一實施例的低阻抗接收器架構800及820，用於從電流感測器(例 如，4011及4021)接收差動電流。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖8A-B的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，低阻抗接收器架構800包含接收器802及二極體連接n-型裝置MNd。在一實施例中，接收器802經由其低阻抗輸入從p-型電流感測器(例如，4011)接收電流。為不混淆本實施例，未顯示p-型電流感測器4011的差動輸出。在一實施例中，來自p-型電流感測器4011的電流流經模型化為電容器及電阻器之PI-網路803的長互連4051，該電容器及電阻器耦接p-型電流感測器4011及低阻抗接收器802。
在一實施例中，低阻抗接收器802包含放大器801及p-型裝置MPin。在一實施例中，將低阻抗接收器802的輸入VinP耦接至MPin及放大器801的輸入。在一實施例中，放大器801也接收基準電壓VREF並調整MPin的強度以導致VinP實質等於VREF。在一實施例中，通過MPin的電流流經二極體連接的MNd，並產生比例於此電流的電壓Vgn。
在一實施例中，低阻抗接收器架構820包含接收器822及二極體連接p-型裝置MPd。在一實施例中，接收器822經由其低阻抗輸入從n-型電流感測器(例如，4021)接收電流。為不混淆本實施例，未顯示n-型電流感測器4021的差動輸出。在一實施例中，來自n-型電 流感測器4021的電流流經模型化為電容器及電阻器之PI-網路823的長互連4061，該電容器及電阻器耦接n-型電流感測器4021及低阻抗接收器822。
在一實施例中，低阻抗接收器822包含放大器821及n-型裝置MNin。在一實施例中，將低阻抗接收器822的輸入VinN耦接至MNin及放大器821的輸入。在一實施例中，放大器821也接收參考電壓VREF並調整MNin的強度以導致VinN實質等於VREF。在一實施例中，通過MNin的電流流經二極體連接的MPd，並產生比例於此電流的電壓Vgp。
在此實施例中，使用低阻抗輸入以接收電力傳動電流感測器差動電流模式訊號。使用低阻抗係因為從電力傳動(例如，橋接器1011)至接收器802(及822)的長繞線(例如，5000μm)會導致帶寬非常低劣，除非將在繞線終端的電壓搖擺保持成最小。在一實施例中，反射至次級的低阻抗輸入VinP(及VinN)係藉由將增益提升傳送電晶體MPin(及MNin)***在長繞線4051(亦即，803)及二極體連接裝置MNd(及MPd)之間而產生。
在一實施例中，以1+AV的因子提昇傳送電晶體MPin之名義上為1/gm的輸入阻抗，其中AV係放大器801的增益。在一實施例中，放大器801(及821)係具有約30dB之增益的單級差動對。在此種實施例中，放大器801(及821)僅具有單級，以消除不穩定的可能性。 在其他實施例中，放大器801(及821)可能使用其他設計及多級。
圖9係根據本揭示發明的一實施例之具有接收器電路(例如，4031)及p-型電流感測器(例如，4011)的電路900。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖9的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，將具有接收器電路(例如，4031)的電路900耦接至電流感測器(例如，4011)。在一實施例中，電路900包含二支線以耦接電流感測器901(例如，4011)的差動輸出。第一支線包括MNr1及二極體連接的MPr1，且第二支線包括MPr2及MNr2。在一實施例中，電流感測器901的第一輸出電流係經由互連14051由接收器802接收，並經由二極體連接的MNd1(與圖8A的MNd相同)變換成電壓Vgn1。在此實施例中，MPr1及MPr2形成電流鏡並在彼等的閘極終端以Vr偏壓。
在一實施例中，經由n-型裝置MNr1及二極體連接的MPr1將通過MNd1的電流鏡射至第二支線(具有MPr2及MNr2)。在一實施例中，電流感測器的第二輸出電流係經由互連1 4051由接收器802接收，並經由二極體連接的MNd2(與圖8A的MNd相同)變換成電壓Vgn2。在此實施例中，將來自感測器901的差動電流變換為單端電流iPhase1(與橋接器1011關聯)。
在一實施例中，使用經濾波、未調節電壓供應以對電流感測器接收器900供電。使用較高電壓係源自於由電力傳動(例如，1011)及接收器900(例如，4031)之間的長繞線(例如，4051)上的NMOS電流訊號所產生的電壓降。此電壓降將餘量減少至可能將至少1.2V的供應用於穩定操作的點。
在一實施例中，電流感測器接收器不能直接由Vccin軌供應，因為大的高頻雜訊可能瓦解電流感測器的差動-至-單端輸出級。在一實施例中，將RC低通濾波器施用至其汲極連接至Vccin且其源極供應電流感測器接收器電路之NMOS功率電晶體的閘極。在一實施例中，RC低通濾波器濾波來自Vccin的高頻雜訊而不需要額外的線性調節器。在一實施例中，新電源Vcccsrcvr(提供至MPr1及MPr2的源極終端)在DC未受調節，且其值係Vccin-Vt,n。
在一實施例中，由覆寫訊號控制的被動裝置對(亦即，PMOS電流感測器901中之MPc1及MPc2，及MPc3及MPc4)容許電流感測器901操作而不需將PMOS疊接導通。在此實施例中，電流感測器的輸出由第一級誤差訊號(混合偏移)組成，其用於將電流感測器校正至「零」。例如，當將橋接器1011的功率FET截止時，與該功率FET關聯的電流感測器不量測電流，亦即，將電流感測器的輸入短路在一起。在此範例中，相位電流感測器的輸出僅係誤差電流(亦即，由於製程變化)。根據一 實施例，此誤差(或偏移)電流在PWM修整校正處理期間校出。在一實施例中，接收來自電流感測器901之差動電流訊號的接收器電路4031(亦即，在取出901之後的900殘餘部分)將其變換為單端電流訊號iPhase1。在一實施例中，接收器產生此訊號iPhase1之具有任一正負號(正或負的)的數個複製。在一實施例中，來自數個相位之此訊號iPhase的複製可相加以產生用於整體電壓域或用於數個域的和或平均電流感測器訊號。
圖10係根據本揭示發明的一實施例之具有接收器電路(例如，4041)及n-型電流感測器(例如，4021)的電路1000。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖10的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，將具有接收器電路(例如，4041)的電路1000耦接至電流感測器(例如，4021)。在一實施例中，電路1000包含二分支以耦接電流感測器1001(例如，4021)的差動輸出。第一支線包括MPr1及二極體連接的MNr1，且第二支線包括MNr2及MPr2。在一實施例中，電流感測器1001的第一輸出電流係經由互連2 4061由接收器822接收，並經由二極體連接的MPd1(與圖8B的MPd相同)變換成電壓Vgp1。在此實施例中，MNr1及MNr2形成電流鏡並在彼等的閘極終端受Vr偏壓。
在一實施例中，經由p-型裝置MPr1及二極體 連接的MNr1將通過MNd1的電流鏡射至第二支線(具有MNr2及MPr2)。在一實施例中，電流感測器的第二輸出電流係經由互連2 4061由接收器822接收，並經由二極體連接的MPd2(與圖8B的MPd相同)變換成電壓Vgp2。在此實施例中，將來自感測器1001的差動電流變換為單端電流iPhase1(與橋接器1011關聯)。在一實施例中，使用經濾波、未調節電壓供應以對電流感測器接收器1000供電，如參考圖9之實施例描述的。
在一實施例中，將電阻器(未圖示)連接至一或多個接收器輸出，使得電阻器的電壓改變比例於接收器的輸出電流之和的改變。在此種實施例中，電阻器電壓改變可比例於相位電流、域電流、或VR輸入電流(亦即，若實際上僅使用高側開關電流)。在一實施例中，此電阻器的電阻係可程式化的。在一實施例中，該電阻器可從電壓分壓器偏壓，典型地約類比供應的½，使得電流感測器可精確地感測在零周遭的電流而沒有導致非線性的電壓餘量問題。
圖11係根據本揭示發明的另一實施例之具有n-型及p-型電流感測器的VR的部分電路1100。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖11的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
電路1100描繪電力傳動橋接器1101及具有接收器11061的接收器模組1102。圖11的實施例與圖4 的實施例相似。然而，在圖11的實施例中，使用經由互連11051用於p-型及n-型電流感測器(分別係11031及11041)二者的一組差動電流以提供電流至電流感測器接收器11061。在此實施例中，沒有或實質為零的DC電流通過11051，結果用於感測電流的動態範圍獲保留。此處，術語「保留」通常指因為在1105上沒有(或實質為零)IR下降，未損失餘量。在此種實施例中，透過圖4的實施例實現節電，因為p-型及n-型電流感測器共享單一偏壓電流而非消耗二分離電流。
在此實施例中，取代分別透過4051及4061傳送n-型-及p-型感測器訊號(如參考圖4描述的)，在電力傳動1101將彼等結合在一起。在此種實施例中，節省繞送資源並降低積集複雜性。在一實施例中，電流感測器接收器11061使用取代Vccsrcvr的額定類比靜音電源供應操作。
當部分相位未活動時，所有相位電流(亦即，iPhase(I-N))的簡單和可能未正確地代表平均訊號。可能導致具有許多活動相位的相位平衡迴路增益變化，降低相位電極平衡迴路的效率。此外除了部分相位(例如，針對16相位VR的4、8、及16相位)，可能在任何數量的活動相位導致不精確的過電流保護(OCP)，然而具有用於廣泛活動相位範圍的過電流保護可能係可取的。
圖11的實施例有數個技術效果。相較於由電 流感測器接收器4031及4041使用的面積，電流感測器接收器11041的面積減半；長類比繞線數減半；不再使用高電壓類比供應；關機期間的電力損耗顯著地降低；在相位啟動範圍上的固定增益獲保留；OCP對任何數量活動相位均精確等。
圖12係根據本揭示發明的另一實施例之n-型及p-型電流感測器的電晶體級架構1200。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖12的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，n-型及p-型感測器(11031及11041)的輸出訊號以各感測器作為另一者之活動負載的方式藉由電晶體MPcsc1及MPcsc2結合。在一實施例中，將MPcsc1及MPcsc2偏壓Vccin/2。在一實施例中，使用合適偏壓，使二感測器(11031及11041)中的靜止電流保持實質相等，並將實際訊號電流透發送至接收器11061。在一實施例中，僅有偏移DC電流橫跨過11051的長距離。此緩和佈線可靠性需求並降低相關於餘量問題的IR下降。在一實施例中，各感測器可分離地操作。在此種實施例中，藉由將另一感測器的輸入短路在一起而將其變為DC電流源。例如，當電流感測器之一者活動時，則非活動的另一電流感測器的行為如同電流源並將操作點提供給該活動電流感測器。
圖13係根據本揭示發明之一實施例的電流感 測器接收器電路1300(例如，11061)。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖13的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，電流感測器接收器電路1300包含用於透過差動互連11051接收來自電流感測器11031及11041之電流Iin+及Iin-的低阻抗輸入級。在一實施例中，左側的低阻抗級包含p-型裝置MPp1、MPp2、及MPp3、及n-型裝置MNn1及MNn2。在一實施例中，將MPp1偏壓pbias並將MMn2偏壓nbias。在一實施例中，pbias及nbias可藉由任何已知基準產生器產生。例如，pbias及nbias可使用圖7的偏壓電路700產生。參考回圖13，在一實施例中，低阻抗級的輸出係Vrx+。
在一實施例中，右側的低阻抗級包含p-型裝置MPp11、MPp21、及MPp31、及n-型裝置MNn11及MNn21。在一實施例中，將MPp11偏壓pbias並將MNn21偏壓nbias。在一實施例中，該低阻抗級的輸出係Vrx-。
在圖11-13的實施例中，較低數量的電流感測器接收器及緊密的接收器實作降低功能模式中的電力消耗。在一實施例中，將接收器1300之輸入的電壓調節在低於供應電壓的Vgs。此容許將額定電壓類比供應用於接收器並消除高電壓電源供應Vccsrcvr的使用。此改變導致漏電能在關機期間顯著地下降。
圖14係根據本揭示發明的一實施例之具有遙測及過電流保護驅動器的VR電流感測器的高階架構1400。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖14的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，架構1400包含平均結合器1401、相位結合器1402、過電流保護(OCP)驅動器1403、遙測驅動器1404、Rmix(電流混合器)、及電流感測器接收器11061。在一實施例中，平均結合器1401接收來自所有相位(iPhase(1-N))的相位電流並產生iavg電流。在一實施例中，藉由電流混合器Rmix(例如，1071)將iavg電流從iPhase電流(例如，iPhase1)減去，以產生用於將DC電壓轉移提供至用於PWM比較器(例如，1081)之三角波的ierr電流。
在一實施例中，針對其他用途，藉由遙測驅動器1404接收來自所有相位(亦即，橋接器)之所有相位電流的平均。例如，遙測訊號可能在高量製造(HVM)期間針對監視效能參數而使用。在一實施例中，藉由OCP驅動器1403接收來自所有相位之所有相位電流的平均以產生OCP訊號。例如，若OCP訊號指示iavg高於臨限，則可能將整體處理器及/或系統或次系統關機。
精確的平均電流資訊對電流平衡、遙測、及過電流保護係有用的。iavg訊號容許維持固定相位訊號，且因此維持整體相位活動範圍上的固定平衡迴路增益。電 流訊號由接收器11061主動地收集，並轉變為電壓並分別發送至平均及相位結合器1401及1402。在一實施例中，相位結合器1402產生單端相位電流訊號。在一實施例中，平均結合器1401以將不匹配電流平均出並產生平均NMOS及PMOS Vgs電壓的方式將所有相位電流結合在一起。
圖15係根據本揭示發明的一實施例之用於相位電流平均的電路1500。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖15的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，電路1500包含耦接在一起以提供iPhase及iavg訊號的相位結合器1402及平均結合器1401。在一實施例中，相位結合器1402包含p-型裝置MPpc1(二極體連接)、MPpc2、及n-型裝置MNpc1及MNpc2。在一實施例中，從電流感測器接收器11061接收Vrx+及Vrx-，並產生比例於Vrx+及Vrx-的對應iPhase。
在一實施例中，平均結合器1401包含p-型裝置MPac1、MPac2、MPac3、n-型裝置MNac1、MNac2、及MNac3、開關Sac1、Sac2、及電阻器Rac1及Rac2。在一實施例中，MPac2及MNac2係二極體連接裝置。在一實施例中，開關Sac1及Sac2係也結合不同相位之相位電流的相位致能訊號。在此實施例中，每個相位將電流驅動至二極體連接裝置MPac2及MNac2中，並將二極體連接 裝置MPac2及MNac2短路以得到平均電流(iavg)。在一實施例中，裝置MPac3及MNac3結合電流以形成iavg。在一實施例中，MPac1及MNac1驅動對平均訊號有貢獻之相位的電流。在一實施例中，當藉由Sac1及Sac2將MPac1及MNac1耦接至其餘相位時，彼等助長平均電流。在一實施例中，當將MPac1及MNac1去耦接時，彼等仍可能將電流驅動至MNac2及MPac2中，但未將所產生的訊號加至總平均電流。在一實施例中，電阻器Rac1及Rac2創造將漣波平滑化的低通濾波器並使平均電流訊號在交換週期的時間框上呈現固定。
圖16係根據本揭示發明的一實施例之具有偏移控制的相位平衡電路1600a。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖16的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。圖16與圖2的實施例相似，除了針對耦接至比較器1081的輸入加入或減除電壓偏移(Voffset)。
靜態相位電流不平衡的貢獻者之一係PWM比較器1081-N的固有輸入偏移及電流感測器自身的輸出偏移。為儘可能降低此偏移，在一實施例中，沿著電流感測器將稱為PWM修整的修整機制加至各相位的混合器電阻器Rmix。在一實施例中，PWM修整(參考圖17討論)將具有振幅I,PWMTrim=-(I,csoofset+Voffset,in/Rmix)的電流I,PWMTrim注入混合器電阻器，以取消比較器1081中的任何偏移及電流感測器偏移電流。在一實施例中，I,cs offset係 電流感測器自身固有的輸出偏移。在一實施例中，I,PWMTrim係受注入以取消此偏移及比較器1081之輸入偏移的電流。在一實施例中，在PWM修整處理期間，已將p-型及n-型電流感測器二者的輸入短路。
圖17係根據本揭示發明的一實施例之用於比較器的偏移消除及電流感測器不匹配的高階架構1700。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖17的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，架構1700包含PWM電流修整數位-至-類比轉換器(DAC)1701；有限狀態機(FSM)1702、PWM比較器1081、電流感測器及接收器1703、電流平衡混合器Rmix1(例如，1071)、及電路1704以提供輸入至比較器1081。在一實施例中，針對各相位，使用獨立架構1700。在一實施例中，架構1700分享所有相位。在此種實施例中，假設來自比較器1081-N之間的各PWM比較器具有相同偏移。
在一實施例中，架構1700使用負反饋迴路以經由連續校正將可能偏移最小化。在一實施例中，該迴路包括DAC 1701，其經由電阻器提供或消減電流以補償該偏移。在一實施例中，經由比較器1081的比較結果引導FSM 1702控制DAC 1701。此形成將該偏移修整至0(或實質零)或少於DAC 1701之LSB(最低有效位元)之值的迴路。
在一實施例中，首先PMW修整FSM 1702將波合成器106(此處顯示為電路1704)設定成固定DC值，並也將比較器的1081的正輸入連接至此DC源。在一實施例中，修整FSM 1702經由DAC 1701將I,PWMTrim設定至其最大負值，並檢查比較器1081的輸出。在一實施例中，若比較器1081的輸出係高位準，FSM 1702經由DAC 1701增加I,PWMTrim並再度檢查比較器1081的輸出。在一實施例中，FSM 1702實行此處理直到比較器1081的輸入交換至低位準。此時，已將偏移消除至在該修整精確性的一LSB(最低有效位元)內，且FSM 1702停止循環並將I,PWMTrim保持在其最末值。
圖18係根據本揭示發明的一實施例之用於比較器的偏移消除及電流感測器不匹配的方法流程圖1800。
雖然參考圖18之流程圖中的方塊係以特定次序顯示，該等動作的次序可修改。因此，所說明的實施例可用不同次序實施，且部分動作/方塊可能平行實施。根據特定實施例，列示於圖18中的部分區塊及/或操作係選擇性的。區塊編號係為了清楚而呈現，且未企圖規定各種區塊必須以其發生的操作順序。此外，可能將來自各種流程的操作使用在不同組合中。
在一實施例中，當校正開始時，將比較器1081的輸入插腳初始化為相同電壓(Vcc/2)。在一實施例中，將任何可能偏移放大，並強制比較器的輸出係Vcc 或Vss的其中一者。在一實施例中，FSM 1702連續地監視比較器輸出的結果，並以降低偏移的方式調整DAC的設定。此處理持續至比較器的輸出反轉，其指示校正結束。在一實施例中，最終偏移少於DAC 1701的1 LSB。
在區塊1801，藉由電路1704將比較器1081的輸入初始化為相同電壓(例如，Vcc/2)。區塊1802指示來自PWM 102內側之比較器1081及電流感測器1702的可能偏移。在區塊1803，FSM 1702比較比較器1081的輸出及其先前狀態，其以區塊1804指示。在區塊1805，FSM 1702決定比較器1081的輸出是否已轉變或保持相同。在一實施例中，比較器1081的輸出引導方法流程。例如，假設PWM DAC 1701的範圍大於最大可能偏移，則在最大負修整電流，比較器1081的輸出係高位準。在此範例中，在最大正修整電流，比較器1081的輸出係低位準。
在區塊1806，若FSM 1702決定比較器1081的輸出已轉變(從「0」至「1」或從「1」至「0」的任一者)，則FSM 1702保存DAC 1701的輸出。在區塊1807，若FSM 1702決定比較器1081保持相同(亦即，輸出持續為「1」或「0」，不具有相對於先前狀態的轉變)，則在區塊1808，FSM 1702調整來自DAC 1701的輸出電流。在區塊1809，將經調整電流加至比較器1081之輸入的一者(例如，經由Rmix1)，且該處理持續至比較器1081改變其狀態。
可能將執行以實作本揭示主題內容的實施例之與流程圖1800關聯的程式軟體碼/指令實作為作業系統或特定應用程式的一部分、組件、程式、物件、模組、常式、或稱為「程式軟體碼/指令」、「作業系統程式軟體碼/指令」、「應用程式軟體碼/指令」、或簡單地稱為「軟體」的其他指令序列或指令序列組織。
與流程圖1800關聯的程式軟體碼/指令典型地包括在不同時間儲存在計算裝置中或係其週邊的各種實體記憶體及儲存裝置中的一或多個指令，當藉由該計算裝置提取/讀取及執行時，如本文界定的，導致計算裝置實施實施方法所需的函數、功能、及操作，以執行包含形成本揭示主題內容之實施態樣的方法(等)之該等函數、功能、及操作的各種實施態樣的元件。
針對此揭示發明的目的，模組係軟體、硬體、或韌體(或彼等的組合)系統、處理或功能、或彼等的組合，當由該經識別模組實施時，實施或促進本文描述之處理、特性、及/或函數、功能、及/或操作(具有或不具有人為互動或增加)。模組可包括次模組。模組的軟體組件可能儲存在實體機器可讀媒體上。可能將模組整合至一或多個伺服器，或藉由一或多個伺服器載入及執行。可能將一或多個模組分組成引擎或應用程式。
實體機器可讀媒體可用於儲存程式軟體碼/指令及資料，當由計算裝置執行時，導致該計算裝置實施可能在與本揭示主題內容相關之一或多個隨附的申請專利範 圍中敘述的方法(等)。該實體機器可讀媒體可能包括將可執行軟體程式碼/指令及資料儲存在各種實體位置中，包括，例如，ROM、揮發性RAM、非揮發性記憶體及/或快取記憶體及/或在本申請案中引用的其他實體記憶體。可能將程式軟體碼/指令及/或資料的部分儲存在此等儲存及/或記憶體裝置的任何一者中。另外，程式軟體碼/指令可從其他儲存器得到，例如，經由中央化伺服器或點對點網路等，包括網際網路。軟體程式碼/指令及資料的不同部分可在不同時間及不同通訊通信期或在相同通訊通信期中得到。
軟體程式碼/指令及資料可在由計算裝置執行個別軟體程式或應用程式之前全部得到。或者，可動態地得到部分軟體程式碼/指令及資料，例如，即時、當執行需要時。或者，例如，針對不同應用程式、組件、程式、物件、模組、常式、或其他指令序列或指令序列組織等，得到軟體程式碼/指令及資料的此等方式的特定組合可能發生。因此，資料及指令在特定時間實例全部在實體機器可讀媒體上係不必要的。
實體電腦可讀媒體的範例包括，但未受限於可記錄及不可記錄型媒體，諸如，揮發性及非揮發性記憶體裝置，唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)、快閃記憶體裝置、軟碟及其他可移除磁碟、磁碟儲存媒體、光碟儲存媒體(例如，光碟唯讀記憶體(CD ROM)、數位多樣化光碟(DVD)等)等等。軟體 程式碼/指令可能暫時儲存在數位實體通訊鏈路上，同時經由此種實體通訊鏈路實作電、光、聲、或其他形式的傳播訊號，諸如，載波、紅外線訊號、數位訊號等。
通常，實體機器可讀媒體包括以可由機器(亦即，計算裝置)存取之形式提供(亦即，儲存及/或以數位形式，例如，資料封包，傳輸)資訊的任何實體機制，該資訊可能包括在，例如，通訊裝置、計算裝置、網路裝置、個人數位助理、製造工具、能或不能從通訊網路，諸如，網際網路，下載及運行應用程式及輔助應用程式的行動通訊裝置，例如，iPhone®、Blackberry®、Droid®等、或包括計算裝置的任何其他裝置。在一實施例中，處理器為基的系統(例如，如圖26所示)係採用PDA、行動電話、筆記型電腦、平板電腦、遊戲主控台、機上盒、嵌入式系統、TV、個人桌上型電腦等的形式或包括在彼等中。或者，習知通訊應用程式及輔助應用程式(等)可能使用在本揭示主題內容的部分實施例中。
圖19係根據本揭示發明之一實施例的數位至類比(DAC)電流轉換器1900(例如，作為1701使用)。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖19的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，DAC 1900包含耦接在一起以提供輸出電流Iout的p-型開關網路1901及n-型開關網路1902。在一實施例中，DAC 1900包含開關以將n-型及/或 p-型裝置耦接至輸出節點。在一實施例中，將n-型裝置的閘極終端連繫至電源供應。在一實施例中，將p-型裝置的閘極終端連繫至接地。在一實施例中，將n-型及/或p-型裝置的閘極終端偏壓至其他電壓位準。在一實施例中，將網路1901的p-型裝置之源極/汲極終端的一者耦接至電源供應並將另一汲極/源極終端耦接至開關s1-s4的一者。在一實施例中，將網路1902的n-型裝置之源極/汲極終端的一者耦接至接地並將另一汲極/源極終端耦接至開關s1-s4的一者。
根據一實施例，將開關網路1901及1902設計成藉由二進位編碼控制，但彼等的行為如同溫度計編碼的行為。因此，開關網路1901及1902致能單調交換且不需要任何二進位-至-溫度計解碼器。例如，將開關網路設計成由二進位編碼控制，但其行為如同溫度計編碼的行為，亦即，相較於習知DAC，藉由DAC 1900實現較低的面積及功率消耗。
參考p-型開關1901解釋圖19的實施例。將相同解釋應用至n-型開關1902。以下實施例使用一二進位碼的4位元以控制四個開關組-s1、s2、s3、及s4。在一實施例中，s1係由LSB(最低有效位元)控制，且s4係由MSB(最高有效位元)控制，且s2及s3係由該二進位碼的LSB+1及LSB+2位元控制。
例如，當s1、s2、s3、s4={0,0,0,0}時，輸出節點係三態的；當s1、s2、s3、s4={0,0,0,1}時，輸出電 流Iout來自Mpdac1；當s1、s2、s3、s4={1,0,0,1}時，輸出電流Iout來自Mpdac1及MPdac2，亦即，電流輸出加倍；當s1、s2、s3、s4={1,1,0,1}時，輸出電流Iout來自Mpdac1、MPdac2、及Mpdac3，亦即，電流中的更單調增加；當s1、s2、s3、s4={1,1,1,1}時，則輸出電流Iout來自Mpdac1-8。在一實施例中，Mpdac1-8各者的尺寸相同，以根據二進位碼s1-s4將遞增電流提供至Iout。
以下實施例描述為補償器103補償基準電壓的設備及方法。
降壓轉換器包含由感測線、補償器、脈衝寬度調變器(PWM)形成的反饋迴路，發訊至電力傳動等以將輸出電壓Vout保持成接近設定基準電壓Vref。輸出電壓Vout係提供至負載的電壓。電壓模式控制降壓轉換器中的補償器常係使用離散或精準積集被動電阻器及電容器元件的典型3-型補償器。習知補償器的帶寬高達約1MHz。將一此種習知3-型補償器顯示在圖20中。習知3-型補償器2000包含放大器以接收基準電壓Vref並經由電阻器-電容器網路(R1、R3、C3)輸出Vout。經由另一電阻器-電容器網路(R2、C1、C2)將放大器的輸出耦接至該放大器之輸入終端的一者。
用於積體電壓調節器(IVR)的補償器與習知補償器的不同處在於其以更高帶寬操作(例如，大於100MHz)、其在晶粒上承受更高雜訊位準(藉由基板、電源供應、及周圍/交叉信號耦接)、其之極及零頻率必 需係可在晶粒上大範圍組態的、電阻器及電容器組件具有相對大寄生電容及電阻及跨越製程條件變化、且電壓位準受限於，例如，在典型數位鉛製程中約為1V或更少的製程Vmax。
部分實施例描述全差動設計，其對基板雜訊或感測線或基準線上的共同模式雜訊不具有(或實質零)一級靈敏度。在一實施例中，全差動設計支援高於製程Vmax的輸出電壓。在一實施例中，全差動設計可在大範圍中對各種參數組態。在一實施例中，全差動設計包括分類為用於閉迴路測試(其中電感器尚未連接)的DFT(可測試設計)特性並將頻率響應特徵化。
圖21係根據本揭示發明之一實施例的差動3-型補償器2100(例如，103)。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖21的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，差動3-型補償器2100包含差動放大器(AMP)、具有值R1a、R1b的被動電阻器、重複被動電阻器R2及R3、重複被動電容器C1、C2、及C3、及聯合閘極緩衝器(UGB)。在一實施例中，UGB係選擇性的。在一實施例中，R1b=R1/2及R1a=R1。
在一實施例中，用於Vout及Vref的差動輸入(訊號及接地)係由被動裝置接收並最終作為差動放大器的輸入。術語「dacgndsense」係指接近DAC(例如， 圖25之NLC 2502中的DAC)的接地節點。術語「loadvoltagesense」係指接近負載的節點Vout(例如，接近圖25之負載106的Vout)。術語「loadgndsense」係指接近負載的接地節點(例如，接近圖25之負載2506的接地)。術語「dacvidvoltage」係指基準電壓Vref(例如，如圖25所示)。
在一實施例中，電阻器網路包含具有值R1a及R1b使得Vout=Vref×R1a/R1b的被動電阻器。在一實施例中，(R1a/R1b)=2以支援當Vout大於Vccags的情形，其中Vccags係類比電源供應。在其他實施例中，可能使用其他比率的R1a/R1b。
在一實施例中，將重複被動裝置(亦即，R2、R3、C1、C2、及C3)耦接在一起，如圖21所示。在一實施例中，重複被動裝置的耦接使得(亦即，Vout/Vfb的)頻率響應受保留。在一實施例中，重複被動裝置的耦接使得將在voltage_sense/ground_sense或reference_voltage/reference_ground節點上的任何共同模式雜訊取消。
在一實施例中，重複被動裝置的耦接使得經由被動裝置之寄生裝置耦接至放大器(AMP)正及負輸入的任何基板或供應雜訊幾乎完全相同，使得其在Vfb上沒有淨(或實質淨零)影響。在一實施例中，儘管有製程變化，例如，系統製程變化，修整被動裝置以確保任何RC時間常數在目標上係相近的。
在一實施例中，使用UGB以降低放大器輸出上的電容負載。在此種實施例中，單級放大器設計可用於該差動放大器以保留相位容限。在一實施例中，使用具有閘控輸出級之放大器的多實例設計，使得可組態補償器帶寬以降低電力消耗。
圖22係根據本揭示發明的一實施例之差動3-型補償器的頻率響應2200。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖22的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
頻率響應2200具有二圖。頂圖顯示dB對頻率中的增益(亦即，R2/R1)。底圖顯示角度對頻率中的相位角。垂直虛點描繪最大相位提昇在約比ωz2大十及約比ωp1少十的頻率發生，其中： 圖23係根據本揭示發明的一實施例之具有DFT(可測試設計)特性及組態計劃的差動3-型補償器2300。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖23的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，將輸入耦接至產生輸出電壓Vpilot=D*Vin/3的引導橋接器，其中D係PWM(脈衝寬度調變)工作周期，使得(電壓調節器的)反饋迴路可在 分類為測試的期間關閉，以容許不使用電感器的結構測試。在一實施例中，將一對數位控制電流源耦接在電壓及接地感測輸入，使得感測線(及/或選擇性的小型串聯電阻器)上的I*R降具有將電壓加至Vout的效果。
在一實施例中，此電壓可能係週期波形，例如，方形波，其可能在頻率及振幅上組態。Vout對此電壓的響應(閉迴路響應)可用於將VR開迴路轉移函數特徵化。在一實施例中，使用UGB以產生用於類比探測之補償器輸出Vfb的複本(不具有Vfb的過度負載)。
圖24係根據本揭示發明之一實施例的引導橋接器2400。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖24的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，引導橋接器2400係電力傳動的小型複製品，其中該電感器以電阻器(Ra+Rb)所取代。在一實施例中，電阻器Ra防止耦接至電阻器Rb的NMOS及PMOS裝置之間的短路。在一實施例中，使用電阻器Rc以將引導橋接器輸出電壓vpilot縮放Rc/(Ra+Rb+Rc)，其係選擇性的。在一實施例中，該縮放因子係1/3。在一實施例中，可能使用其他縮放因子。在一實施例中，電容器Cfilter減少vpilot上的漣波，其係選擇性的(因為，互連寄生電容可能即足夠)。
在一實施例中，用於給定PWM工作周期D的vpilot的平均為vpilot=Vccin*D*(Rc/(Ra+Rb+Rc))。 當電感器不存在或當電力傳動未致能時，將其取代實際輸出電壓(Vccin*D)用於測試。在一實施例中，將域中所有相位的(引導橋接器之)輸出並聯耦接，使得vpilot係所有相位之引導橋接器輸出的平均。
圖25係根據本揭示發明的一實施例之具有差動3-型補償器的電壓調節器設備2500的一部分。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖25的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
在一實施例中，設備2500包含橋接器控制器1051、高側開關(等)MPs、低側開關(等)MNs，同時係1011的一部分、主電感器L1、負載電容器C、NLC單元2502、覆寫邏輯2503、比較器1081、補償器2505、負載2506、Rmix電阻器、及波產生器106。
在一實施例中，橋接器控制器1051控制何時分別經由閘極控制訊號np及nn導通及/或截止高側及低側開關(MPs及MNs)。在一實施例中，以二極體取代低側開關。在電壓調節器的正常操作中，橋接器控制器1051接收比較器1081的輸出以決定何時導通及/或截止高側及低側開關(MPs及MNs)。
例如，比較器1081比較由波產生器106產生的經調變波及基準電壓(例如，Vref_s)，以產生交換訊號，該交換訊號指示經調變波何時高於或低於基準電壓Vref_s。在正常操作中，覆寫邏輯2503的行為如同緩衝 器且將比較器1081的輸出傳至橋接器控制器1051。術語「正常操作」通常指由負載2506汲取的穩定電壓及電流，亦即，當輸出電壓未下垂時。正常操作與當負載2506突然汲取導致電壓Vout下垂的更多電流時的電壓下垂情形不同。
在一實施例中，高側開關MPs及低側開關MNs形成電壓調節器的橋接器。在一實施例中，以二極體取代低側開關MNs。在此種實施例中，橋接器控制器1051藉由將高側開關MPs導通及/或截止而有效地控制輸出電壓。在一實施例中，橋接器接收輸入供應電壓Vin並產生用於負載2506的經調節輸出電壓Vout。在一實施例中，藉由橋接器並經由主電感器L1及電容器C的充電/放電的電流交換保持Vout穩定。
在一實施例中，當電壓下垂在Vout上發生時，NLC單元2502偵測相關於基準電壓的電壓下垂並產生觸發訊號(也稱為NLCFired訊號)。在一實施例中，觸發訊號的發佈使覆寫邏輯2503將比較器1081的輸出旁路並直接控制橋接器控制器1051。在一實施例中，將覆寫邏輯2503耦接至比較器1081及橋接器控制器1051。在一實施例中，覆寫邏輯2503在比較器1081的輸出及觸發訊號上實施OR邏輯功能。在一實施例中，覆寫邏輯2503係OR閘。在其他實施例中，覆寫邏輯2503係可操作以回應於觸發訊號的發佈覆寫比較器1081之輸出的任何邏輯閘。
在一實施例中，當觸發訊號發佈時(亦即，當Vout上的電壓下垂由NLC單元2502偵測到時)，將高側開關MPs導通並將低側開關MNs截止。在一實施例中，觸發訊號係具有指示電壓下垂持續期間之脈衝寬度的脈衝訊號。在一實施例中，觸發訊號的脈衝寬度可藉由脈衝調整器(未圖示)調整。在此種實施例中，在觸發訊號之脈衝寬度的持續期間將高側開關MPs導通並將低側開關MNs截止。在一實施例中，當觸發訊號解發佈時，覆寫邏輯2503容許比較器1081的輸出繼續控制橋接器控制器1051。在一實施例中，NLC單元2502係耦接至Vout以產生觸發訊號的交流電(AC)。
在一實施例中，輸出電壓Vout由補償器2505接收。在一實施例中，補償器2505將基準電壓Vref縮放為用於比較器1081的Vref_s。在一實施例中，補償器2505包含耦接至被動裝置2510的比較器2509，如圖所示。在一實施例中，被動裝置2510接收輸出電壓Vout。在一實施例中，補償器2505回應於Vout上的電壓下垂調整Vref_s，使得當下垂結束且覆寫邏輯2503容許比較器1081的輸出控制橋接器控制器1051時，Vout儘可能穩定地實現其正常電壓位準。
在一實施例中，補償器2505提供反饋及穩定VR系統所需的轉移功能，使得在名義上Vout實質等於Vref，同時處理穩定態負載及低頻瞬時負載情況。在一實施例中，使用補償器2505的轉移功能以最佳地調諧VR 迴路的轉移功能。
在一實施例中，波產生器106產生用於比較器1081的三角波。比較器1081的輸出係脈衝寬度調變(PWM)訊號。在一實施例中，使用Rmix電阻器以將Iavg從Iphase減除，如其他實施例所討論的。在一實施例中，設備2505具有電路以修除比較器1081的偏移。在一實施例中，使用電阻器Rmix以實現用於多相位降壓VR的相位電流平衡。在一實施例中，將電流注入或滲入電位計上的各種分接點或從各種分接點注入或滲入(亦即，可調整電阻器)；在比較器1081看到此將來自波產生器106的平均輸出電壓轉移。
為不混淆圖6的實施例，顯示一橋接器控制器1051、一組高側及低側開關(MPs及MNs)、及一主電感器L1。然而，實施例可使用複數個橋接器控制器操作，彼等各者控制耦接至其自有電感器或至主電感器L1的自有橋接器組(亦即，高側及低側開關)，亦即，多相位降壓VR。在此種實施例中，使用複數個比較器，使得各比較器驅動橋接器實例或「相位」。在一實施例中，複數個比較器1081的各比較器的輸出係由覆寫邏輯2503所接收，其用於當電壓下垂由NLC 2502偵測到時覆寫比較器的輸出。在此種實施例中，所有橋接器接收器在Vout上的電壓下垂期間導通彼等個別的高側開關並截止彼等的低側開關。在此實施例中，波產生器106產生除了相位偏移外實質上完全相同的複數個波。在一實施例中，各相位 分別經由Rmix受修整。
在一實施例中，在具有多相位橋接器驅動器之設備2500的低電力模式操作期間，其中將部分相位截止以省電(亦即，該等橋接器未受驅動)，同時部分相位導通以產生具有低電流需求的Vout，當Vout上的電壓下垂為NLC單元2502偵測到時，截止(以省電)橋接器由覆寫邏輯2503強行導通以減輕電壓下垂影響。在一實施例中，不係所有截止橋接器均被強行導通，而係已致能相位(亦即，產生該等相位的橋接器)被強行導通。
圖26係根據本揭示發明的一實施例之具有參考圖1-25描述之一或多個電路及方法的智慧型裝置、或電腦系統、或SoC(系統單晶片)1600。需指出具有與任何其他圖式之元件相同的參考數字(或名稱)之圖26的此等元件可用與所描述之元件相似的任何方式操作或運作，但未受限於此。
圖26描繪可將平面介面連接器使用於其中的行動裝置之實施例的方塊圖。在一實施例中，計算裝置1600代表行動計算裝置，諸如，計算平板電腦、行動電話或智慧型手機、無線致能的電子書閱讀器、或其他無線行動裝置。將理解通常顯示特定組件，且未將此種裝置的所有組件顯示在計算裝置1600中。
在一實施例中，計算裝置1600包括具有參考圖1-25之實施例描述的一或多個電路及方法的第一處理器1610。計算裝置1600的其他區塊也可能包括有參考圖 1-25之實施例描述的一或多個電路及方法。本揭示發明的各種實施例也可能包含在1670內的網路介面，諸如，無線介面，使得可能將系統實施例併入無線裝置中，例如，行動電話或個人數位助理。
在一實施例中，處理器1610(及處理器1690)可包括一或多個實體裝置，諸如，微處理器、應用處理器、微控制器、可程式化邏輯裝置、或其他處理機構。由處理器1610實施的處理操作包括執行在其上執行應用程式及/或裝置功能的操作平台或作業系統。處理操作包括與人類使用者或與其他裝置的I/O(輸入/輸出)相關的操作，與電源管理相關的操作、及/或與將計算裝置1600連接至另一裝置相關的操作。處理操作也可能包括相關於音訊I/O及/或顯示I/O的操作。
在一實施例中，計算裝置1600包括音訊次系統1620，其代表與將音訊功能提供給計算裝置關聯的硬體(例如，音訊硬體及音訊電路)及軟體(例如，驅動程式、編碼解碼器)組件。音訊功能可包括揚聲器及/或耳機輸出，以及麥克風輸入。可將用於此種功能的裝置積集入計算裝置1600中，或連接至計算裝置1600。在一實施例中，使用者藉由提供由處理器1610接收及處理的音訊指令與計算裝置1600互動。
顯示次系統1630代表提供使用者視覺及/或觸覺顯示以與計算裝置1600互動的硬體(例如，顯示裝置)及軟體(例如，驅動程式)組件。顯示次系統1630 包括顯示介面1632，其包括用於提供顯示給使用者的特定螢幕或硬體裝置。在一實施例中，顯示介面1632包括與處理器1610分離的邏輯，以實施與顯示相關的至少部分處理。在一實施例中，顯示次系統1630包括將輸出及輸入提供給使用者的觸控螢幕(或觸控板)裝置。
I/O控制器1640代表與使用者互動有關的硬體裝置及軟體組件。可操作I/O控制器1640以管理係音訊次系統1620及/或顯示次系統1630之一部分的硬體。此外，I/O控制器1640描繪額外裝置連接至計算裝置1600的連接點，使用者可能經由其與系統互動。例如，可附接至計算裝置1600的裝置可能包括麥克風裝置、揚聲器或立體系統、視訊系統或其他顯示裝置、鍵盤或鍵板裝置、或用於特定應用的其他I/O裝置，諸如，讀卡機或其他裝置。
如上文提及的，I/O控制器1640可與音訊次系統1620及/或顯示次系統1630互動。例如，經由麥克風或其他音訊裝置的輸入可針對計算裝置1600之一或多個應用程式或功能提供輸入或命令。此外，除了顯示輸出外，可提供音訊輸出或以音訊輸出取代顯示輸出。在另一範例中，若顯示次系統1630包括觸控螢幕，顯示裝置也作為輸入裝置使用，其可至少部分地由I/O控制器1640管理。也可有額外按鍵或開關在計算裝置1600上，以提供由I/O控制器1640管理的I/O功能。
在一實施例中，I/O控制器1640管理裝置， 諸如，加速度計、照相機、光感測器或其他環境感測器、或可包括在計算裝置1600中的其他硬體。輸入可係直接使用者互動的一部分，並提供環境輸入給系統，以影響其操作(諸如，過濾雜訊、針對亮度偵測調整顯示、對照相機施用閃光、或其他特性)。
在一實施例中，計算裝置1600包括管理電池電源使用、電池充電、及與省電操作有關之特性的電源管理1650。記憶體次系統1660包括用於將資訊儲存在計算裝置1600中的記憶體裝置。記憶體可包括非揮發性(若至記憶體裝置的電力中斷，狀態不改變)及/或揮發性(若至記憶體的電力中斷，狀態不確定)記憶體裝置。記憶體次系統1660可儲存應用程式資料、使用者資料、音樂、相片、文件、或其他資料、以及與系統1600之應用程式及功能執行有關的系統資料(長期或暫時的)。
也將實施例的元件提供為用於儲存電腦可執行指令(例如，實作本文討論的任何其他處理的指令)的機器可讀媒體(例如，記憶體1660)。該機器可讀媒體(例如，記憶體1660)可能包括，但未受限於快閃記憶體、光碟、CD-ROM、DVD ROM、RAM、EPROM、EEPROM、磁或光學卡、相變記憶體(PCM)、或適於儲存電子或電腦可執行指令之其他種類的機器可讀媒體。例如，可能將本揭示發明的實施例作為電腦程式(例如，BIOS)下載，其可能經由通訊鏈路(例如，數據機或網路連接)藉由資料訊號從遠端電腦(伺服器)轉移至請求 電腦(例如，用戶端)。
連接性1670包括硬體裝置(例如，無線及/或有線連接器及通訊硬體)及軟體組件(例如，驅動程式、協定堆疊)，以致能計算裝置1600與外部裝置通訊。計算裝置1600可係分離式裝置，諸如，其他計算裝置、無線存取點或基地台，以及周邊，諸如，耳機、印表機、或其他裝置。
連接性1670可包括多種不同種類的連接性。為一般化，以蜂巢式連接性1672及無線連接性1674說明計算裝置1600。蜂巢式連接性1672通常指由無線營運商提供的蜂巢式網路連接性，諸如，經由GSM(全球行動通信系統)或變化或衍生、CDMA(分碼多重存取)或變化或衍生、TDM(分時多工)或變化或衍生、或其他蜂巢式服務標準提供。無線連接性(或無線介面)1674係指不係蜂巢式的無線連接性，並可包括個人區域網路(諸如，藍牙、近場等)、區域網路(諸如，Wi-Fi)、及/或廣域網路(諸如，WiMax)、或其他無線通訊。
周邊連接1680包括硬體介面及連接器，以及軟體組件(例如，驅動程式、協定堆疊)以產生周邊連接。將理解計算裝置1600可係至其他計算裝置的周邊裝置(「至」1682)，並具有連接至其的周邊裝置(「來自」1684」)。計算裝置1600常具有「對接」連接器，以針對，諸如，管理(例如，下載及/或上傳、改變、同步)計算裝置1600上的內容之目的連接至其他計算裝 置。此外，對接連接器可容許計算裝置1600連接至容許計算裝置1600控制，例如，至視聽或其他系統之內容輸出的特定周邊。
除了周邊對接連接器或其他周邊連接硬體外，計算裝置1600可經由共用或標準為基的連接器產生周邊連接1680。共用種類可包括通用串列匯流排(USB)連接器(其可包括任何數量的不同硬體介面)、包括MiniDisplayPort(MDP)的DisplayPort、高解析多媒體介面(HDMI)、火線、或其他種類。
在本說明書中對「實施例」、「一實施例」、「部分實施例」、或「其他實施例」的引用意指將相關於該等實施例描述的特定性質、結構、或特徵包括在至少部分實施例中，但不必在所有實施例中。「實施例」、「一實施例」、或「部分實施例」的各種形式不必然全部指向相同實施例。若本說明書陳述組件、特性、結構、或特徵「可能」、「或許」、或「可」被包括，該組件、特性、結構、或特徵並不需要被包括。若本說明書或申請專利範圍指稱「一」元件，並不意謂著該元件僅有一個。若本說明書或申請專利範圍參考至「額外」元件，並不排除有多於一個的額外元件。
此外，該等特定特性、結構、功能、或特徵可能在一或多個實施例中以任何適當方式組合。例如，與二實施例關聯的特定特性、結構、功能、或特徵無論在何處均未互斥，第一實施例可能與第二實施例結合。
雖然已連同本揭示發明的具體實施例描述其，根據以上描述，此等實施例的許多修改及變化對熟悉本發明之人士將係明顯的。例如，其他記憶體架構，例如，動態RAM(DRAM)可能使用所討論的實施例。將本揭示發明的實施例視為包含落在隨附之申請專利範圍之廣泛範圍內的所有此種改變、修改、及變化。
此外，為簡化說明及討論，及不混淆本揭示發明，可能或可能不將已為人熟知之至積體電路(IC)晶片及其他組件的電源/接地連接顯示在該等圖式內。另外，配置可能以方塊圖的形式顯示，以避免混淆本揭示發明，並也有鑑於與此種方塊圖配置之實作相關的具體細節高度相依於實作本揭示發明的平台(亦即，此種具體細節應良好地在熟悉本技術之人士的知識範圍內)。在陳述具體細節(例如，電路)以描述本揭示發明的範例實施例時，本揭示發明可不使用或使用此等具體細節的變化實踐對熟悉本技術之人士應係明顯的。因此將本描述視為係說明性的而非限制性的。
以下範例關於其他實施例。範例中的具體內容可能在一或多個實施例中的任何位置使用。也可能對照方法或處理實作本文描述之設備的所有選擇性特性。
例如，在一實施例中，一種設備包含：耦接至電容器及負載的複數個電感器；複數個橋接器，其各者耦接至來自該複數個電感器的對應電感器；及複數個電流感測器，其各者耦接至橋接器以感測通過該橋接器之電晶 體的電流。在一實施例中，該設備更包含電路，以使用從該複數個電流感測器之各個電流感測器感測的電流產生平均電流。在一實施例中，該設備更包含：波產生器，以產生複數個波訊號；複數個比較器，以產生複數個脈衝寬度調變(PWM)訊號；及複數個電阻器，其各者耦接至該複數個比較器的一比較器，並耦接至該波產生器。
在一實施例中，該複數個電阻器的各電阻器從該平均電流及該橋接器的對應經感測電流的差產生誤差電流。在一實施例中，該複數個電阻器的各電阻器產生直流(DC)電壓，以調整來自該複數個波訊號之波訊號的DC位準。在一實施例中，各比較器依據由耦接至該比較器的該電阻器產生的該DC電壓調整其所產生之PWM訊號的工作週期。
在一實施例中，該波產生器產生係三角波的該複數個波訊號。在一實施例中，該設備更包含用於取消該複數個比較器的各比較器之輸入偏移的電路。在一實施例中，更包含過載電流保護電路，以接收該平均電流並依據該平均電流產生過載電流保護訊號。在一實施例中，該設備更包含電源控制單元(PCU)，以接收該平均電流。
在一實施例中，各電流感測器包含：第一電流感測器，用於感測通過該橋接器之高側開關的電流；及第二電流感測器，用於感測通過該橋接器之低側開關的電流。在一實施例中，該第一及第二電流感測器包括共閘極放大器。在一實施例中，該第一及第二電流感測器各者產 生對應差動電流輸出。
在一實施例中，該設備更包含電路，以將該對應差動電流輸出轉換為對應單端電流輸出。在一實施例中，將該第一電流感測器耦接至該第二電流感測器，以產生組合差動電流輸出。在一實施例中，該設備更包含電路，以將該組合差動電流輸出轉換為單端電流輸出。
在另一範例中，在一實施例中，一種系統包含：記憶體單元；處理器，耦接至該記憶體單元，該處理器包括：複數個電感器，耦接至電容器及負載；複數個橋接器，其各者耦接至來自該複數個電感器的對應電感器；及複數個電流感測器，彼等各者耦接至橋接器以感測通過該橋接器之電晶體的電流；及無線介面，用於容許該處理器與另一裝置通訊。
在一實施例中，該系統更包含顯示單元。在一實施例中，該處理器更包含：電路，以使用從該複數個電流感測器之各個電流感測器感測的電流產生平均電流；波產生器，以產生複數個波訊號；複數個比較器，以產生複數個脈衝寬度調變(PWM)訊號；及複數個電阻器，其各者耦接至該複數個比較器的一比較器，並耦接至該波產生器。在一實施例中，該複數個電阻器的各電阻器從該平均電流及該橋接器的對應經感測電流的差產生誤差電流。
在另一範例中，在一實施例中，一種電流數位至類比轉換器(DAC)包含：複數個n-型裝置，其之閘極終端耦接至第一控制訊號，其中該n-型裝置各者的源極 終端耦接至接地；及複數個開關，用於將部分或所有該n-型裝置的汲極終端彼此耦接，以產生第一電流輸出。
在一實施例中，該電流DAC更包含：複數個p-型裝置，其之閘極終端耦接至第二控制訊號，其中該p-型裝置各者的源極終端耦接至電源供應；及複數個開關，用於將部分或所有該p-型裝置的汲極終端彼此耦接，以產生第二電流輸出。在一實施例中，該電流DAC更包含：輸出節點，用於耦接該第一及第二電流輸出。
在一實施例中，該複數個p-型及n-型裝置係由數位訊號所控制，以導致任何該複數個p-型及n-型裝置導通或截止。在一實施例中，該等數位訊號係二進位碼，且其中該輸出節點依據該二進位碼在電流中產生單調改變。
發明摘要的提供將容許讀者確定本技術揭示的本質及要點。發明摘要係以不將其用於限制申請專利範圍之範圍或意義的理解提出。藉此將下文的申請專利範圍併入實施方式中，將各獨立申請專利範圍作為本發明之個別較佳實施例。
100‧‧‧VR
1011-N‧‧‧橋接器
102‧‧‧脈衝寬度調變器(PWM)
103‧‧‧補償器
104‧‧‧負載
1051-N‧‧‧時序控制及橋接器驅動器
106‧‧‧波合成器
1071-N‧‧‧電流混合器
1081-N‧‧‧比較器

Claims (21)

  1. 一種電流感測設備，包含：複數個電感器，耦接至電容器及負載；複數個橋接器，彼等各者耦接至來自該複數個電感器的對應電感器；及複數個電流感測器，彼等各者耦接至橋接器以感測通過該橋接器之電晶體的電流；以使用來自該複數個電流感測器之該等電流感測器各者的經感測電流產生平均電流之電路；波產生器，以產生複數個波訊號；複數個比較器，以產生複數個脈衝寬度調變(PWM)訊號；及複數個電阻器，彼等各者耦接至該複數個比較器的比較器，並耦接至該波產生器。
  2. 如申請專利範圍第1項的設備，其中該複數個電阻器的各電阻器從該平均電流及該橋接器的對應經感測電流的差產生誤差電流。
  3. 如申請專利範圍第1項的設備，其中該複數個電阻器的各電阻器產生直流(DC)電壓，以調整來自該複數個波訊號之波訊號的DC位準。
  4. 如申請專利範圍第2項的設備，其中各比較器依據由耦接至該比較器的該電阻器產生的該DC電壓，調整其所產生之PWM訊號的工作週期。
  5. 如申請專利範圍第1項的設備，其中該波產生器 產生係三角波的該複數個波訊號。
  6. 如申請專利範圍第1項的設備，更包含用於取消該複數個比較器的各比較器之輸入偏移的電路。
  7. 如申請專利範圍第1項的設備，更包含過載電流保護電路，以接收該平均電流並依據該平均電流產生過載電流保護訊號。
  8. 如申請專利範圍第1項的設備，更包含電源控制單元(PCU)，以接收該平均電流。
  9. 一種電流感測設備，包含：複數個電感器，耦接至電容器及負載；複數個橋接器，彼等各者耦接至來自該複數個電感器的對應電感器；及複數個電流感測器，彼等各者耦接至橋接器以感測通過該橋接器之電晶體的電流，其中各電流感測器包含：第一電流感測器，用於感測通過該橋接器之高側開關的電流；及第二電流感測器，用於感測通過該橋接器之低側開關的電流，及其中該第一及第二電流感測器包括共閘極放大器。
  10. 如申請專利範圍第9項的設備，其中該第一及第二電流感測器各者產生對應差動電流輸出。
  11. 如申請專利範圍第10項的設備，更包含以將該對應差動電流輸出轉換為對應單端電流輸出之電路。
  12. 如申請專利範圍第9項的設備，其中將該第一電流感測器耦接至該第二電流感測器，以產生組合差動電流輸出。
  13. 如申請專利範圍第12項的設備，更包含電路，以將該組合差動電流輸出轉換為單端電流輸出。
  14. 一種電流感測系統，包含：記憶體單元；處理器，耦接至該記憶體單元，該處理器包括：複數個電感器，耦接至電容器及負載；複數個橋接器，彼等各者耦接至來自該複數個電感器的對應電感器；複數個電流感測器，彼等各者耦接至橋接器以感測通過該橋接器之電晶體的電流；以使用來自該複數個電流感測器之該等電流感測器各者的經感測電流產生平均電流之電路；波產生器，以產生複數個波訊號；複數個比較器，以產生複數個脈衝寬度調變(PWM)訊號；及複數個電阻器，彼等各者耦接至該複數個比較器的比較器，並耦接至該波產生器；及無線介面，用於容許該處理器與另一裝置通訊。
  15. 如申請專利範圍第14項的系統，更包含顯示單元。
  16. 如申請專利範圍第14項的系統，其中該複數個 電阻器的各電阻器從該平均電流及該橋接器的對應經感測電流的差產生誤差電流。
  17. 一種電流數位-至-類比轉換器(DAC)，包含：複數個n-型裝置，將彼等的閘極終端耦接至第一控制訊號，其中將該等n-型裝置各者的源極終端耦接至接地；及複數個開關，用於將部分或所有該等n-型裝置的汲極終端彼此耦接，以產生第一電流輸出。
  18. 如申請專利範圍第17項的電流DAC，更包含：複數個p-型裝置，將彼等的閘極終端耦接至第二控制訊號，其中將該等p-型裝置各者的源極終端耦接至電源供應；及複數個開關，用於將部分或所有該等p-型裝置的汲極終端彼此耦接，以產生第二電流輸出。
  19. 如申請專利範圍第18項的電流DAC，更包含：輸出節點，用於耦接該第一及第二電流輸出。
  20. 如申請專利範圍第19項的電流DAC，其中該複數個p-型及n-型裝置係由數位訊號所控制，以導致任何該複數個p-型及n-型裝置開啟或關閉。
  21. 如申請專利範圍第20項的電流DAC，其中該等數位訊號係二進位碼，且其中該輸出節點依據該二進位碼在電流中產生單調改變。
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