TWI479822B - Ｍｉｍｏ無線通信系統中有效率預編碼反饋提供方法及裝置 - Google Patents

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Description

MIMO無線通信系統中有效率預編碼反饋提供方法及裝置
本發明廣泛地涉及無線通信系統。特別地，本發明涉及一種使用與群組回饋相結合的差分回饋來執行有效的多輸入多輸出(MIMO)預編碼處理的方法和設備，所述回饋顯著減少單載波分頻多工(SC－FDMA)系統中的回饋開銷。
對演進型全球地面無線存取(E－UTRA)來說，要想為正交分頻多工(OFDMA)下行鏈路(DL)提供高資料速率和增大的系統容量，MIMO被視為是不可或缺的。出於相同原因，將MIMO用於SC－FDMA上行鏈路(UL)也是非常理想的。對用於上行鏈路的SC－FDMA來說，為其使用MIMO預編碼處理而在資料速率和通量方面的顯著提升業已被證明。如果假設採用16－QAM調製，那麼在20MHz的上行鏈路頻譜分配(2.5bps/Hz)以內，E－UTRA將會支持大小為50Mb/s的即時上行鏈路峰值資料速率。
在使用實際編碼速率(例如1/2)時，即時上行鏈路峰值資料速率是遠遠低於50Mb/s的。有必要在使用MIMO配置中在使用實際編碼速率的同時達到該資料速率配置。已被注意到的是，要在上行鏈路傳輸中實現最高通量，那麼勢必要用到預編碼處理。如果將MIMO用於SC－FDMA上行鏈路(UL)，那麼需要使用至少兩個傳輸機，其中每一個傳輸機都對應于一個上行鏈路MIMO天線。在WTRU中，具有兩個或更多傳輸機的附加優點是可以使用波束成形來增強多使用者MIMO以及傳輸分集方案，例如空時(ST)/頻解碼(FD)。
有效的回饋可以減小回饋開銷或提高性能。當為特徵基礎回饋使用Jacobi旋轉法時，這時是可以減小回饋開銷的。此外，如果用於Jacobi變換的交談式方法使用差分回饋來追蹤特徵基礎增量，並且隨後向新的特徵基礎提供回饋，那麼是可以實現額外的開銷減小的。
使用差分回饋和交談式Jacobi旋轉法來實現潛在的回饋開銷減小和性能提升將會是非常理想的。對具有兩個或更多傳輸天線的MIMO建議而言，基於交談式Jacobi變換的回饋是一種很有發展潛力的解決方案。
本發明評估了MIMO預編碼方案的性能，並且考慮了在包含傳輸機和接收機的無線通信系統中為MIMO預編碼處理執行量化、群組回饋和回饋延遲所取得的效果。該系統既可以使用單碼字(SCW)配置，也可以使用雙碼字(DCW)配置。奇異值分解(SVD)可以用於產生預編碼矩陣。用於MIMO預編碼或傳輸特徵波束成形(TxBF)的量化處理可以以碼簿為基礎。群組回饋設想的是每組子載波或資源塊(RB)都具有一個回饋。另外，在這裏還提供了使用組合的差分和非差分回饋並以碼簿為基礎的MIMO預編碼方案。此外，該預編碼方案也可以僅僅使用非差分回饋。
本發明評估了MIMO預編碼方案的性能，並且考慮了為MIMO預編碼處理執行量化、群組回饋和回饋延遲所取得的效果。SVD可以用於產生預編碼矩陣。用於MIMO預編碼或TxBF的量化可以以碼簿為基礎。群組回饋設想的是每組子載波或資源塊(RB)都具有一個回饋。此外，我們還考慮了使用組合的差分和非差分回饋並且以碼簿為基礎的MIMO預編碼方案。
本發明提供了一種用於上行鏈路MIMO並以Jacobi旋轉法為基礎的預編碼回饋方案。另外，本發明還可以應用於使用了OFDM(A)的下行鏈路MIMO。在這裏考慮的是具有週期性重置的組合式差分和非差分回饋。正如所顯示的那樣，具有恰當重置的差分回饋將會提高性能。與非差分回饋相比，在保持性能的同時，差分回饋需要的回饋開銷是相當小的，其大約是非差分回饋的33%。
在這裏還研究了由於量化、群組回饋和回饋延遲而導致的MIMO預編碼處理的性能降級。正如已展示的那樣，對MIMO預編碼來說，由於量化而導致的性能降級處於微小的分數dB以內。由於群組回饋所導致的MIMO預編碼的性能降級則取決於頻道相干頻寬以及回饋群組大小。對每25個RB的回饋來說，其損耗是在1dB以內。此外，正如所展示的那樣，對低速或較短的回饋延遲、例如3km/h或大小為2個傳輸時間間隔(TTI)的回饋延遲來說，由於回饋延遲所導致的性能降級處於微小的分數dB以內。隨著速度或回饋延遲的增大，性能降級也會增大。
下文引用的專有名詞“無線傳輸/接收單元(WTRU)”包括但不局限於使用者設備(UE)、行動站、固定或行動使用者單元、傳呼機、行動電話、個人數位助理(PDA)、電腦或是其他任何能在無線環境中工作的使用者設備。下文引用的專有名詞“基地台”包括但不局限於Node－B、位址控制器、存取點(AP)或是其他任何能在無線環境中工作的周邊設備。
非差分回饋
在這裏使用了Jacobi旋轉法來執行矩陣對角線化處理。頻道回應矩陣H(或頻道回應矩陣估計)可以分解成：H ＝UDV H 等式(1)
其中U和V是單位矩陣，即U H U ＝I 和V H V ＝I 。D是一個在對角線上具有奇異值的對角矩陣；V是特徵矩陣(由特徵向量組成)，並且在傳輸機上可以將其用作預編碼矩陣，而V H 則是預編碼矩陣(特徵矩陣)V的赫米特(Hermetian)。頻道相關矩陣R是如下定義的：R ≡H H H 等式(2)
它是頻道回應矩陣H的赫米特轉置與頻道回應矩陣H自身的乘積。該頻道相關矩陣R可以分解成：R ＝VD 2 V H 等式(3)
使用Jacobi旋轉法以對頻道相關矩陣R執行矩陣對角線化處理，由此：D 2 ＝J H RJ 等式(4)
對角線化處理是一個將任意矩陣轉換成對角矩陣的處理。通常，對角線化處理會在無線通信和信號處理應用中被使用，以便分離複數信號和/或分離預期信號與干擾。等式(4)描述的藉由對角線化處理而將頻道相關矩陣R變換成對角矩陣D 2 。在等式(4)中，頻道相關矩陣R將會右乘Jacobi旋轉矩陣J，並且頻道相關矩陣R將會左乘Jaboci旋轉矩陣J的赫米特轉置。所得到的矩陣則是D 2 ，並且它是一個對角矩陣。在對等式(1)與(3)進行比較時，可以觀察到的是，藉由對角線化頻道回應矩陣H來得到特徵矩陣V的處理與藉由對角線化頻道相關矩陣R來得到特徵矩陣V的處理是等價的。等式(3)可以改寫為：V H RV ＝D 2 等式(5)
在對等式(4)與等式(5)進行比較時，可以觀察到的是，當使用特徵值分解(或SVD)和用於對角線化變換的Jacobi旋轉來對角線化頻道相關矩陣R時，Jacobi矩陣J將會變成特徵矩陣V。對2×2配置來說，Jacobi旋轉變換或預編碼矩陣(抑或是Jacobi旋轉變換或預編碼矩陣的估計值)是如下表示的：
其中和是Jacobi旋轉的參數估計值。該參數和可以藉由等式(9)和(10)獲取。此外，該參數和也可以藉由求解以下等式(6b)來獲取。
預編碼矩陣(特徵矩陣)V表示為：
頻道相關矩陣R表示為：
對非差分回饋來說，預編碼矩陣V回饋將被執行。如先前部分所述，藉由比較等式(4)和(5)可知，預編碼矩陣V與Jacobi旋轉矩陣J是等價的，因此，預編碼矩陣V可以變換成Jacobi旋轉矩陣J。而回饋所述預編碼矩陣V與回饋所述Jacobi旋轉矩陣J或是回饋Jacobi旋轉矩陣參數和是相同的。預編碼矩陣V的回饋可以用兩個元素和而不是v11,v12,v21 和v22 (預編碼矩陣V的特徵向量元素或元素)或r11,r12,r21 和r22 (頻道相關矩陣R的元素)來表示。與回饋整個預編碼矩陣或是回饋預編碼向量自身(例如回饋預編碼矩陣V或者等效地回饋其元素v11,v12,v21 和v22 ，抑或是回饋頻道相關矩陣R或是等效地回饋其元素r11,r12,r21 和r22 )相比，回饋矩陣變換參數(例如回饋和)將會更為有效。
Jacobi變換參數和可以使用以下兩個等式來計算：
其中rij 是頻道相關矩陣R中與第i列和第j行相對應的元素。
為了進一步減小回饋開銷，在這裏引入了差分處理，在該處理中，所計算和回饋的僅僅是更新之間的矩陣變換參數變化或差值(△和△)。
為了避免差分處理所引入的差錯累積和傳播，在這裏考慮一種用於組合差分和非差分回饋的方法，並且在該方法中提出了一種具有週期性差錯重置的差分回饋。
差分回饋
在這裏提出的是使用了交談式Jacobi變換的差分回饋。
對回饋實例n來說，Jacobi旋轉J(n) 被應用於頻道相關矩陣R並且表述如下：J (n ) H R (n )J (n )＝D 2 等式(11)
對下一個回饋實例n＋1來說，如果Jacobi旋轉矩陣沒有更新，那麼對使用了回饋實例n的Jacobi旋轉的矩陣R的對角線化處理來說，該處理可以表述為：
其中是非對角線型的。但是，當頻道緩慢變化時，將會接近對角線型。當頻道不變時，將會是對角線型。而當MIMO頻道改變時，則不再是對角線型。為了實施正確的對角線化處理，有必要對預編碼矩陣進而是Jacobi旋轉矩陣進行更新。在這裏用△J (或△J (n ))來命名差分預編碼矩陣(增量預編碼矩陣)，其中該矩陣代表的是在回饋實例n的回饋矩陣更新增量。用於增量預編碼矩陣的Jacobi旋轉變換的參數△和△將會從接收機回送到傳輸機。這與非差分回饋不同，其中對非差分回饋來說，所回饋的是完整的預編碼矩陣而不是增量預編碼矩陣。用於完整預編碼矩陣的Jacobi旋轉變換的參數△和△將被回饋到傳輸機。當頻道改變時，這時有必要對Jacobi旋轉或變換進行更新，以便實施正確的對角線化處理：
其中△J (n )是回饋實例n的回饋更新增量。差分回饋或增量回饋△J (n )是在接收機上估計和計算的，並且將被從接收機回送到傳輸機，以便為傳輸機(和/或接收機，如有必要的話)上的下一個預編碼處理J(n＋1)更新預編碼矩陣J(n)。
差分回饋或增量回饋△J 可以從獲取，其中：
下列等式(15)和(16)可以用於獲取差分預編碼矩陣△J (也就是獲取△和△)：
取代地，在接收機上也可以藉由將前一個預編碼矩陣J(n) 的赫米特轉置與預編碼矩陣J(n ＋1 )相乘來計算差分回饋△J ：△J (n )＝J (n ) H J (n ＋1) 等式(17)
其中對回饋實例n ＋1 來說，J(n ＋1) 可以在接收機上如等式(2)和(4)所描述的那樣從相關矩陣中R(n ＋1) 計算得到。傳輸機接收該回饋△J (n )，並且將其用於J(n＋1)的預編碼矩陣更新。應該注意的是，預編碼矩陣是用J表示的(如先前部分所述，J與V是等價的，因此J與V是相等的)，在傳輸機上，前一個預編碼矩陣J(n) 將被更新，以便獲取下一個預編碼矩陣J(n ＋1 )。傳輸機首先接收和解碼回饋位元，並且將這些回饋位元轉換成增量預編碼矩陣△J 。該處理可以在傳輸機上藉由將傳輸機上使用的前一個預編碼矩陣J(n) 與傳輸機從接收機接收、解碼和轉換的差分預編碼矩陣△J (n )相乘來執行：J (n ＋1)＝J (n )．△J (n ) 等式(18)
J(n＋1)可以從R(n＋1)中計算得到，並且R(n＋1)可以從H(n＋1)中計算得到。
如等式(13)所述，對角線化處理是使用經過更新的差分預編碼矩陣△J 實現的，而最終得到的等式可以改寫成：J (n ＋1) H R (n ＋1)J (N ＋1)＝D 2 等式(19)
其中J(n＋1)和△J是藉由等式(18)來關聯的。
組合的差分和非差分回饋
應該指出的是，經組合的差分和非差分回饋都是可以與群組回饋結合使用的。群組回饋假設相鄰子載波或資源塊(RB)將會展現相似的衰落狀態，且就其本身而論，這些技術也是可以共同應用於相鄰子載波或資源塊(RB)的。
一般來說，差分回饋較適合低速頻道，而非差分回饋則適合高速頻道。而組合的差分和非差分回饋則可以被考慮用於回饋開銷減小以及性能提升。
差分回饋既可以每隔N個TTI、每隔N個回饋間隔、每隔一定時段重置一次，也可以進行非週期性重置，而避免因為差分處理而導致差錯累積或傳播。N是一預設整數。在每一次重置時都會使用非差分回饋。非差分回饋是每隔N個TTI或每隔N個回饋間隔出現的，而差分回饋則用於剩餘的TTI或回饋間隔。在重置週期，完整的預編碼矩陣將被回饋，而在重置之間或者在非差分回饋之間，所回饋的僅僅是增量預編碼矩陣。
回饋開銷是可以減小的。對差分回饋來說，量化所需要的位元相對較少(例如2位元)。而對非差分回饋來說，量化所需要的位元則相對較多(例如3位元)。
舉個例子，對非差分回饋來說，所使用的是包含了八個碼字的碼簿，其中該碼簿需要三個(3)回饋位元來實施量化，而對差分回饋來說，所使用的將會是四個碼字，並且它需要的是相對較少的回饋位元(2位元)。該回饋可以基於複數資源塊(RB)(例如2、5、6、10個RB)的平均值，其中RB被定義成是具有複數子載波(例如12或25個子載波)的區塊。
在這裏使用了兩個碼簿。用於量化的碼簿(差分碼簿)集中在用於差分回饋的(θ ,)平面的原點，而用於非差分回饋的碼簿(非差分碼簿)則是均勻的，其中碼字是均勻分佈的。在一種實施方式中，差分碼簿由四個碼字構成。非差分碼簿由八個碼字構成。組合的差分和非差分回饋可以減小回饋開銷，並且可以改善MIMO預編碼處理的性能。
模擬假設在下表1中給出了所使用的模擬假設和參數
模擬結果和討論
第1圖顯示了用於TU6頻道模型以及3km/hr的載具速度的MIMO預編碼的性能。在這裏對具有群組回饋的MIMO預編碼處理的性能進行了比較，其中這些群組回饋具有不同的群組大小。該群組回饋並不是在需要最高回饋開銷的每個子載波上回饋的。並且群組回饋為每L個子載波使用了一個回饋。與無群組回饋，也就是L＝1的情況的性能相比，在每12個子載波使用一個回饋的情況下，為群組回饋觀察到的降級大約是0.3dB。而對每25個子載波使用一個回饋的情況來說，與無群組回饋相比，為群組回饋觀察到的降級大約是0.8dB。
此外，在第1圖中還對具有和不具有量化處理的MIMO預編碼處理的性能進行了比較。對在每個回饋群組使用2個位元的差分回饋來說，為所有群組回饋大小L＝1、12和25個子載波觀察到的因為量化處理而導致的降級大約是0.3dB。該回饋會在每個TTI得到更新，並且會每隔10個TTI被重置。
第2圖顯示的是用於SCME－C頻道和3km/hr的載具速度並且使用了群組回饋和碼簿量化的MIMO預編碼處理的性能。與無群組回饋、也就是L＝1的情況相比，在每12個子載波使用一個回饋的情況下，為群組回饋觀察到的降級是大約0.1dB。另外，與無群組回饋的情況相比，在每25個子載波使用一個回饋的情況，為群組回饋觀察到的降級大約是0.2dB。此外還可以觀察到的是，由於在每個回饋群組使用2個位元的量化處理而導致的降級大約是0.3dB。
第3圖顯示的是使用了差分和非差分回饋的MIMO預編碼處理的性能比較。對使用混合的2位元/3位元方案的組合的差分和非差分回饋來說，其性能是與使用了3個位元的非差分回饋相比較的。對組合的差分和非差分回饋來說，其在每個重置週期是將2位元量化與3位元量化結合使用的。
可以觀察到的是，對具有用於差分處理的恰當重置間隔並且使用了較少位元(2位元)的差分回饋來說，其性能與使用完整回饋以及更多位元(3位元)的非差分回饋的性能是相似的。與非差分回饋的回饋開銷相比，組合的差分和非差分回饋可以將回饋開銷減小33%，這一點則取決於交談式間隔以及重置週期。與沒有量化的理想預編碼/TxBF相比，對使用量化的預編碼處理來說，其性能大約會有0.3~0.4dB的降級。
第4圖顯示的是將差分回饋與重置處理結合使用的MIMO預編碼處理的性能。如所示，在具有恰當重置處理的情況下，每個TTI的差分回饋的性能可以將性能提升2dB。這是因為量化處理所導致的預編碼差錯有可能因為差分回饋而累積或傳播。重置處理則會糾正這個差錯，由此提高性能。
在這裏對具有不同重置間隔N＝10、20、30和50個TTI的差分回饋的性能進行了比較。性能降級是可以忽略的；對50個TTI的最長重置間隔來說，所觀察到的降級是大約0.1dB。應該指出的是，這種情況並未顧及可能出現的回饋位元差錯的效果；但是，我們相信這種差錯會因為差錯保護而很稀少。
第5圖顯示的是用於SCME－C頻道和載具速度3km/h並且使用了具有回饋延遲的差分回饋的MIMO預編碼處理的性能。與無量化和無回饋延遲的情況相比，對2個TTI的回饋延遲來說，2位元量化和回饋延遲的組合性能降級大約是0.3dB，而對6個TTI的回饋延遲來說，其性能降級大約是0.4dB。
第6圖顯示的是用於SCME－C頻道和載具速度120km/h並且使用了具有回饋延遲的差分回饋的MIMO預編碼處理的性能。如所示，與沒有回饋延遲的性能相比，由2個TTI的回饋延遲產生的降級大約是0.6dB，由6個TTI的回饋延遲產生的降級大約是1.5dB。在與沒有量化和沒有回饋的理想預編碼的性能相比較時，對組合的量化以及2個TTI和6個TTI的回饋延遲來說，差分回饋的性能分別具有大約1.7dB和2.7dB的降級。
第7圖顯示的是用於SCME－C頻道和120km/h並且使用了差分回饋的MIMO預編碼的性能。如所示，與沒有回饋延遲的性能相比，對2個TTI的回饋延遲來說，性能降級大約是0.5dB，而對6個TTI的回饋延遲來說，性能降級大約是2dB。相應地，在與沒有量化並且沒有回饋的理想預編碼的性能相比較時，對組合的量化與2個TTI和6個TTI的回饋延遲來說，差分回饋的性能具有大約0.7dB和2.2dB的降級。很明顯，對高速頻道來說，較佳的是較短的回饋延遲，由此可以減小因為速度所導致的性能損失。
使用了差分回饋、非差分回饋和群組回饋的MIMO預編碼可以應用於SC－FDMA或OFDMA空中介面的上行鏈路或下行鏈路MIMO。在下文中顯示了用於具有SC－FDMA空中介面的上行鏈路MIMO的差分回饋操作。
這些技術可以擴展到大於一的任意數量的天線。
架構
第8A圖是根據本發明的傳輸機800的方塊圖，它涉及的是將預編碼處理與雙傳輸鏈結合使用的上行鏈路MIMO的DCW配置。對SCW來說，編碼資料分成了並行資訊流，其中每個資訊流都具有不同的調製。該傳輸機800可以是eNodeB或基地台(也就是LTE專有名詞中的eNodeB)。
參考第8A圖，傳輸機800包括解多工器810、複數頻道編碼器8151 －815n 、複數速率匹配單元8201 －820n 、複數頻率交織器8251 －825n 、複數星座映射單元8301 －830n 、複數快速傅立葉變換(FFT)單元8351 －835n 、預編碼器840、子載波映射單元845、複數多工器8501 －850n 、複數反FFT(IFFT)單元8551 －855n 、複數循環前置碼(CP)***單元8601 －860n 、複數天線8651 －865n 以及預編碼矩陣產生器875。應該指出的是，傳輸機800的配置是作為實例而不是限制提供的，所述處理可以由更多或更少的元件執行，並且處理順序是可以改變的。
首先，傳輸資料805由解多工器810解多工成複數資料流8121 －812n 。對每一個資料流8121 －812n 來說，自適應調製編碼(AMC)都是可以使用的。然後，每個資料流8121 －812n 上的位元由每個頻道編碼器8151 －815n 進行編碼，以便產生編碼位元8181 －818n ，隨後，這些編碼位元將會由每個速率匹配單元8201 －820n 進行鑿孔(punctured)，以便進行速率匹配。取代地，複數輸入資料流也可以由頻道編碼器和速率匹配單元來執行編碼和鑿孔，而不是將一個傳輸資料解析成複數資料流。
較佳地，經過速率匹配之後的編碼資料8221 －822n 將會由交織器8251 －825n 進行交織。然後，經過交織的資料位元8281 －828n 由星座映射單元8301 －830n 依照選定調製模式映射成符號8321 －832n 。該調製方案則可以是二進位相位鍵移(BPSK)、正交相位鍵移(QPSK)、8PSK、16正交振幅調製(QAM)、64QAM或類似的調製方案。每個資料流上的符號8321 －832n 由FFT單元8351 －835n 進行處理，並且該單元將會輸出頻域資料8381 －838n 。
預編碼矩陣產生器875使用非差分或差分回饋位元(或回饋頻道矩陣)來產生一組預編碼加權880(也就是預編碼矩陣)，這些加權將被饋送到預編碼器840，以便對頻域資料流8381 －838n 執行預編碼處理。
第8B圖和第8C圖顯示的是第8A圖的傳輸機800中的預編碼矩陣產生器875的細節。
如果回饋位元870包含非差分回饋位元870’，那麼預編碼矩陣產生器875可以被配置成是第8B圖所示的預編碼產生器875’。該預編碼矩陣產生器875’包括一個回饋位元－完整預編碼矩陣映射單元890，該單元則使用非差分碼簿888而將非差分回饋位元870’轉換成完整預編碼矩陣880’(J )。
如果回饋位元870包含了差分回饋位元870”，那麼預編碼矩陣產生器875可以被配置成是第8C圖所示的預編碼矩陣產生器875”。該預編碼矩陣產生器875”包括一個回饋位元－增量預編碼映射單元894，該單元使用差分碼簿892而將差分回饋位元870”變換成增量預編碼矩陣896(△J )。該增量預編碼矩陣896是用△和△表示的。此外，預編碼矩陣產生器875”還包括一個完整預編碼矩陣產生和更新單元898，並且該單元會將增量預編碼矩陣896變換成用和表示的完整預編碼矩陣880”(J )。
回過來參考第8A圖，與空間擴展或波束成形相類似，預編碼器840將加權應用於每一個頻域資料流8381 －838n ，並且輸出預編碼資料流8421 －842n 。子載波映射單元845則將預編碼資料流8421 －842n 映射成為使用者指定的子載波。而所述子載波映射處理既可以是分散式子載波映射，也可以是集中式(localized)子載波映射。
對經過子載波映射處理的資料8421 －842n 來說，多工器8501 －850n 會將這些資料與導頻849相多工，然後，其輸出8521 －852n 將會由IFFT單元8551 －855n 進行處理。該IFFT單元8551 －855n 輸出時域資料流8581 －858n 。CP***單元8601 －860n 會在每個時域資料流8581 －858n 中***CP。然後，帶有CP的時域資料8621 －862n 將會經由天線8651 －865n 傳輸。
第9A圖是根據本發明並對第8A圖的傳輸機800傳輸的信號進行接收和處理的接收機900的方塊圖。對SCW來說，其中可以使用單個解碼器。所述接收機900可以是WTRU。
在這裏假設預編碼器矩陣碼字索引將從基地台(也就是LTE專有名詞中的eNodeB)回饋到WTRU。
接收機900包括複數天線9051 －905n 、複數CP移除單元9101 －910n 、複數FFT單元9151 －915n 、頻道估計器920、子載波解映射單元925、MIMO解碼器930、複數IFFT單元9351 －935n 、複數資料解調器9401 －940n 、複數解交織器9451 －945n 、複數前向糾錯(FEC)單元9501 －950n 、空間逆解析器(deparser)955以及回饋產生器960。該MIMO解碼器930可以是最小均方誤差(MMSE)解碼器、MMSE連續干擾消除(SIC)解碼器、最大似然率(ML)解碼器或是使用了用於MIMO的其他任何先進技術的解碼器。
仍舊參考第9A圖，CP移除單元9101 －910n 從天線9051 －905n 所接收的每個資料流9081 －908n 中移除CP。在CP移除之後，CP移除單元9101 －910n 輸出的已處理的資料流9121 －912n 將會由FFT單元9151 －915n 轉換成頻域資料9181 －918n 。頻道估計器920使用常規方法而從這些頻域資料9181 －918n 中產生頻道估計值922。並且該頻道估計是基於每個子載波執行的。子載波解映射單元925執行的操作與在第8圖的傳輸機800上執行的操作相反。然後，經過子載波解映射處理的資料9281 －928n 將會由MIMO解碼器930進行處理。
在MIMO解碼之後，解碼資料9321 －932n 將會由IFFT單元9351 －935n 進行處理，以便轉換成時域資料9381 －938n 。這些時域資料9381 －938n 由資料解調器9401 －940n 進行處理，以便產生位元流9421 －942n 。解交織器9451 －945n 則對這些位元流9421 －942n 進行處理，並且它執行的操作與第8圖傳輸機800中的交織器8251 －825n 的操作相反。然後，每一個解交織位元流9481 －948n 將會由每一個FEC單元9501 －950n 進行處理。FEC單元9501 －950n 輸出的資料位元流9521 －952n 則由空間逆解析器955進行整合，以便恢復資料962。回饋產生器產生非差分或差分回饋位元，並且這些位元將被回饋到傳輸機800的預編碼矩陣產生器875。
第9B圖和第9C圖顯示的是第9A圖的接收機900的回饋產生器960的細節。
如果回饋位元870包含了非差分回饋位元870’，那麼回饋產生器960可以被配置成第9B圖所示的回饋產生器960’。該回饋產生器960’包括一個預編碼矩陣產生器1005’，它輸出的是用其參數和表示的完整預編碼矩陣1010(J)。該完整預編碼矩陣1010被饋送到回饋位元產生器1020’，該產生器則使用非差分碼簿1015來產生非差分回饋位元870’。
如果回饋位元870包含差分回饋位元870”，那麼回饋產生器960可以被配置成是第9C圖所示的回饋產生器960”。該回饋產生器960”包括一個預編碼矩陣產生器1005”，它輸出的是以其參數△和△的形式的增量預編碼矩陣1012(△J)。該增量預編碼矩陣1012被饋送到回饋位元產生器1020”，該產生器則使用差分碼簿1018來產生差分回饋位元870”。
第10A圖和第10B圖顯示的是在第9B圖的回饋產生器960’中使用的預編碼矩陣產生器1005’的不同實施例。在一個實施例中，預編碼矩陣產生器1005’基於等式(1)和(6b)而產生了用於產生非差分位元的完整預編碼矩陣1010’。在另一個實施例中，預編碼矩陣產生器1005’基於等式(2)、(9)和(10)而產生了用於產生非差分回饋位元的完整預編碼矩陣1010”。
第10C圖和第10D圖顯示的是在第9C圖的回饋產生器960”中使用的預編碼矩陣產生器1005”的不同實施例。在一個實施例中，預編碼矩陣產生器1005”基於等式(2)、(12)、(15)和(16)而產生了用於產生差分回饋位元的增量預編碼矩陣1012’。在另一個實施例中，預編碼矩陣產生器1005”則基於等式(17)而產生了用於產生差分回饋位元的增量預編碼矩陣1012”。
預編碼
預編碼處理是以傳輸波束成形(TxBF)為基礎的，其中舉例來說，所述波束成形使用的是基於SVD的特徵波束成形。雖然SVD是最優的，但是Node B也可以使用其他演算法。
如先前在等式(1)中所示，頻道矩陣是使用SVD或如下所示的等價操作分解的，H ＝UDV H
其中H 是頻道矩陣。用於空間多工、波束成形等等的預編碼處理，且可以表述成x ＝Ts 等式(20)
其中s是資料向量，T是廣義預編碼矩陣或變換矩陣。在使用傳輸特徵波束成形時，預編碼或變換矩陣T將被選定為波束成形矩陣V，其中該矩陣是從上述SVD操作中獲取的，也就是說，T＝V。取代地，預編碼或變換矩陣T也可以從碼簿或量化中選定。對在碼簿或量化中選擇用於預編碼矩陣T的碼字的處理來說，該處理是以某些預設判據為基礎的，例如SINR、均方差(MSE)、頻道容量等等。根據估計的頻道矩陣H，在所有候選預編碼矩陣中具有最高量度的預編碼矩陣將被選擇，其中所述最高量度可以是最高SINR、最大頻道容量或最小MSE。取代地，根據SVD操作，在碼簿的所有候選預編碼矩陣中具有矩陣V的最佳量化的碼字或預編碼矩陣將被選擇。這對OFDMA的特徵波束成形是類似的，而特徵波束成形應用到SC－FDMA上需要被修改。
由於SVD操作將會產生正交資訊流，因此eNodeB可以使用一個簡單的線性MMSE(LMMSE)接收機。它可以表述為：
其中R是接收處理矩陣，R SS 和R VV 是相關矩陣，則是包含了V矩陣對估計頻道響應所產生的效應的有效頻道矩陣。在第8A圖中，eNodeB(也就是傳輸機800)中的預編碼器840將會使用從eNodeB傳輸到WTRU的最新量化預編碼器矩陣而在WTRU上產生有效頻道矩陣。
回饋
一種用於回饋預編碼矩陣的方法是藉由使用先前部分中所述的組合的差分和非差分回饋來使用基於碼簿的MIMO預編碼方案。
本部分給出的是為SU－MIMO選定的模擬結果。在這裏首先論述的是SU－MIMO與SIMO之間的比較，其後則是對單碼字與雙碼字SU－MIMO的性能所進行的比較。
模擬參數在表1中提供了假設的模擬參數。而在下表2中則提供了用於每一個空間流的不同MCS選擇的可實現通量。
在使用雙碼字和實際碼率為5MHz的最大可實現通量是19.968 Mbps是不具價值的，其在20MHz頻寬中將會擴展到79.87Mbps，並且將會具有大小為4bps/Hz的頻譜效率。另一方面，SIMO在5MHz將被限制成10.75Mbps，並且其頻譜效率將會是2.15。由此，與SIMO相比，SU－MIMO的上行鏈路數據速率幾乎是其兩倍。
SU－MIMO與SIMO的比較第11圖顯示的是用於高資料通量SNR區域的SU－MIMO與SIMO的雙碼字性能比較。當SNR是24dB時，最大可實現通量大約是19Mbps，而在SNR大於26dB時，可實現通量大約是19.97Mbps。根據該比較，在SIMO的情況下，SNR為20dB時的最大可實現通量是10.5Mbps是不具價值的。
對具有單和雙碼字的SU－MIMO所進行的比較本部分給出的是將用於WTRU和eNodeB上的兩個天線的上行鏈路預編碼MIMO與SCME－C頻道結合使用的單、雙碼字的性能比較。由於沒有模擬HARQ，因此，為SCW和DCW使用的是相同的碼速率，以便對其進行公平的比較。此外，在使用預編碼處理時，為這兩個資訊流全都使用用於SCW的相同調製也是不切實際的，因此，在這裏只顯示了QPSK與16QAM的組合。這樣一來，在這裏並未顯示可以借助DCW實現的較高通量。
第12圖顯示的是將用於WTRU和eNodeB上的兩個天線的上行鏈路預編碼MIMO與SCME－C頻道結合使用的單、雙碼字的性能比較。
DCW在較低的SNR上實現了較高的通量，而相反的情況在較高的SNR上也是成立的。與DCW相比，SCW的性能相對較好。而其差別在可以看到3dB差值的最高資料速率時則較為顯著。最終，由於使用了相同的調製和編碼，因此這兩種方案將會達到相同的最大通量，對所模擬的最高MCS來說，其在5MHz中幾乎是14Mbps。
對DCW來說，其在較低SNR時的性能較優的原因是因為與整個系統的SNR相比，上層特徵模型具有更高的SNR。由此，在具有低SNR時，資訊流將會促成某些成功傳輸，而更低的資訊流則通常不會如此。但是，在具有較高SNR時，較低的資訊流仍舊具有相對較高的BLER，而這往往會減小DCW的總通量。然而對SCW來說，由於編碼處理同時涵蓋了兩個資訊流，因此，較高的資訊流將會保護較低的資訊流。這樣則會導致SCW在較高SNR時具有總體的較低的BLER。
從這些結果中可以推斷出，使用上述任何一種方法都可以實現大約2.8bps/Hz的很高上行鏈路頻譜效率。但是，由於DCW可以在每個資訊流上使用具有不同碼率的16QAM，而SCW則必須使用單個碼率以及不同的調製，因此，DCW可以實現大約4bps/Hz的較高頻譜效率。
總而言之，根據較佳實施例，用於SC－FDMA的上行鏈路SU－MIMO將會實現：1)UE上的預編碼可以以SVD或是在eNodeB上執行的可比擬的演算法為基礎。對SCME－C頻道來說，碼簿可以基於在若干相鄰RB上獲取的頻道平均值，例如六個相鄰RB。
2)藉由使用組合的差分和非差分回饋，可以有效執行預編碼矩陣索引回饋。典型的回饋參數是每6個TTI傳輸的每6個RB的2個位元，或者對5MHz中的24個RB來說，其最大值是1333bps。由於等價的最大資料速率是19.968Mbps，因此回饋效率是很高的。
3)如模擬所示，與SIMO相比，SU－MIMO的上行鏈路數據速率幾乎是其兩倍(186%)。
實施例
1．一種用於在包含接收機和傳輸機的多輸入多輸出(MIMO)無線通信系統中提供預編碼回饋的方法，該方法包括：接收機傳輸非差分回饋位元或差分回饋位元；以及傳輸機根據該回饋位元來更新第一預編碼矩陣，並且使用該第一預編碼矩陣來對複數頻域資料流執行預編碼處理。
2．如實施例1所述的方法，還包括：傳輸機傳輸複數時域資料流，其中每個時域資料流都包括循環前置碼(CP)；接收機接收時域資料流；接收機從時域資料流中移除CP，以便產生複數已處理的資料流；接收機將已處理的資料流轉換成頻域資料；接收機對頻域資料執行頻道估計，以便產生一個頻道估計值；接收機根據該頻道估計值來產生第二預編碼矩陣；以及接收機根據該第二預編碼矩陣來產生和傳輸回饋位元。
3．如實施例2所述的方法，其中第二預編碼矩陣是增量預編碼矩陣，並且回饋位元是差分回饋位元。
4．如實施例2所述的方法，其中第二預編碼矩陣是完整預編碼矩陣，並且回饋位元是非差分回饋位元。
5．如實施例4所述的方法，其中非差分回饋位元是藉由使用Jacobi旋轉來對與頻道估計值相關聯的頻道回應矩陣和頻道相關矩陣中的至少其中之一執行矩陣對角線化處理而產生的。
6．如實施例1~5中任一實施例所述的方法，其中回饋位元是非差分回饋位元，並且該方法還包括：傳輸機藉由使用非差分碼簿而將非差分回饋位元映射成完整預編碼矩陣。
7．如實施例1~5中任一實施例所述的方法，其中回饋位元是差分回饋位元，並且該方法還包括：傳輸機藉由使用差分碼簿將非差分回饋位元映射成增量預編碼矩陣；以及傳輸機根據增量預編碼矩陣來產生完整預編碼矩陣。
8．如實施例1~7中任一實施例所述的方法，其中接收機是無線傳輸/接收單元(WTRU)。
9．如實施例1~8中任一實施例所述的方法，其中傳輸機是演進型Node－B(eNodeB)。
10．如實施例1~8中任一實施例所述的方法，其中傳輸機是基地台。
11．一種用於在包含接收機和傳輸機的多輸入多輸出(MIMO)無線通信系統中提供預編碼回饋的方法，該方法包括：接收機傳輸非差分回饋位元和差分回饋位元；以及傳輸機根據該回饋位元來更新第一預編碼矩陣，並且使用第一預編碼矩陣來對複數頻域資料流執行預編碼處理。
12．如實施例11所述的方法，其中差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)被重置，並且其中N是預設整數。
13．如實施例11所述的方法，其中差分回饋在每N個回饋間隔被重置，並且其中N是預設整數。
14．如實施例11所述的方法，其中差分回饋被非週期性重置，以避免差分處理所導致差錯累積或傳播。
15．如實施例11所述的方法，其中非差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)或每N個回饋間隔出現，而差分回饋則被用於剩餘的TTI或回饋間隔，其中N是預設整數。
16．如實施例11所述的方法，其中二位元被用於差分回饋，並且三位元被用於非差分回饋。
17．如實施例11所述的方法，其中為非差分回饋使用的是包含八個碼字的碼簿，並且這些碼字需要用三(3)個回饋位元來執行量化。
18．如實施例11所述的方法，其中為差分回饋使用的是包含四個碼字的碼簿，並且這些碼字需要用兩(2)個回饋位元來執行量化。
19．如實施例11~18中任一實施例所述的方法，其中接收機是無線傳輸/接收單元(WTRU)。
20．如實施例11~19中任一實施例的方法，其中傳輸機是演進型Node－B(eNodeB)。
21．如實施例11~19中任一實施例的方法，其中傳輸機是基地台。
22．一種用於為傳輸機提供回饋、以便對傳輸機用以預編碼複數頻域資料流的第一預編碼矩陣進行更新的接收機，該接收機包括：頻道估計器，該頻道估計器被配置成對與傳輸機傳輸的複數時域資料流相關聯的頻域資料執行頻道估計，以便產生一個頻道估計值；以及與頻道估計器電耦合的回饋產生器，該回饋產生器被配置成根據頻道估計值來產生傳輸到傳輸機的回饋位元，其中該回饋位元是非差分回饋位元或差分回饋位元。
23．如實施例22所述的接收機，還包括：被配置成接收時域資料流的複數天線；與所對應天線電耦合的複數循環前置碼(CP)移除單元，其中每一個CP移除單元都被配置成從由天線接收的複數時域資料流的每一個中移除CP，以便產生已處理的資料流；以及與所對應的CP移除單元以及頻道估計器電耦合的複數快速傅立葉變換(FFT)單元，其中每一個FFT單元都被配置成將已處理的資料流轉換成頻域資料。
24．如實施例22所述的接收機，其中該回饋產生器包括：預編碼矩陣產生器，該預編碼矩陣產生器被配置成根據頻道估計值來產生第二預編碼矩陣；以及與預編碼矩陣產生器電耦合的回饋位元產生器，該回饋位元產生器被配置成根據第二預編碼矩陣來產生和傳輸回饋位元。
25．如實施例24所述的接收機，其中第二預編碼矩陣是增量預編碼矩陣，並且回饋位元是差分回饋位元。
26．如實施例24所述的接收機，其中第二預編碼矩陣是完整預編碼矩陣，並且回饋位元是非差分回饋位元。
27．如實施例22~26中任一實施例所述的接收機，其中該接收機是無線傳輸/接收單元(WTRU)。
28．如實施例22~27中任一實施例所述的接收機，其中傳輸機是演進型Node－B(eNodeB)。
29．如實施例22~27中任一實施例所述的接收機，其中傳輸機是基地台。
30．一種為傳輸機提供回饋以便對傳輸機用以預編碼複數頻域資料流的第一預編碼矩陣進行更新的接收機，該接收機包括：頻道估計器，該頻道估計器被配置成對與傳輸機傳輸的複數時域資料流相關聯的頻域資料執行頻道估計，以便產生一個頻道估計值；以及與頻道估計器電耦合的回饋產生器，該回饋產生器被配置成根據頻道估計值來產生傳輸到傳輸機的回饋位元，其中該回饋位元包括非差分回饋位元和差分回饋位元。
31．如實施例30所述的接收機，其中差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)被重置，並且其中N是預設整數。
32．如實施例30所述的接收機，其中差分回饋在每N個回饋間隔被重置，並且其中N是預設整數。
33．如實施例30所述的接收機，其中差分回饋被非週期性重置，以避免差分處理所導致差錯累積或傳播。
34．如實施例30所述的接收機，其中非差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)或每N個回饋間隔出現，而差分回饋則被用於剩餘的TTI或回饋間隔，其中N是預設整數。
35．如實施例30所述的接收機，其中二位元被用於差分回饋，並且三位元被用於非差分回饋。
36．如實施例30所述的接收機，其中為非差分回饋使用的是包含八個碼字的碼簿，並且這些碼字需要用三(3)個回饋位元來執行量化。
37．如實施例30所述的接收機，其中為差分回饋使用的是包含四個碼字的碼簿，並且這些碼字需要用兩(2)個回饋位元來執行量化。
38．如實施例30~37中任一實施例所述的接收機，其中接收機是無線傳輸/接收單元(WTRU)。
39．如實施例30~38中任一實施例所述的接收機，其中傳輸機是演進型Node－B(eNodeB)。
40．如實施例30~38中任一實施例所述的接收機，其中傳輸機是基地台。
41．一種根據接收機提供的回饋來執行預編碼處理的傳輸機，其中該回饋是基於接收機從傳輸機接收的複數時域資料流而產生的，該傳輸機包括：預編碼矩陣產生器，該預編碼矩陣產生器被配置成接收來自接收機的回饋位元，並且基於所述回饋位元來更新預編碼矩陣，其中該回饋位元是非差分回饋位元或差分回饋位元；以及與預編碼矩陣產生器電耦合的預編碼器，該預編碼器被配置成使用預編碼矩陣來對複數頻域資料流執行預編碼處理。
42．如實施例41所述的傳輸機，其中預編碼器包括：回饋位元－增量預編碼映射單元，用於將差分回饋位元映射成增量預編碼矩陣；以及完整預編碼矩陣產生和更新單元，用於根據增量預編碼矩陣來產生和更新完整預編碼矩陣，其中預編碼器使用完整預編碼矩陣來對頻域資料流執行預編碼處理。
43．如實施例41所述的傳輸機，其中預編碼器包括：回饋位元－完整預編碼映射單元，用於將非差分回饋位元映射成完整預編碼矩陣，其中預編碼器使用完整預編碼矩陣來對頻域資料流執行預編碼處理。
44．如實施例41~43中任一實施例所述的傳輸機，其中接收機是無線傳輸/接收單元(WTRU)。
45．如實施例41~44中任一實施例所述的傳輸機，其中傳輸機是演進型Node－B(eNodeB)。
46．如實施例41~44中任一實施例所述的傳輸機，其中傳輸機是基地台。
47．一種根據接收機提供的回饋來執行預編碼處理的傳輸機，其中該回饋是基於接收機從傳輸機接收的信號而產生的，該傳輸機包括：預編碼矩陣產生器，該預編碼矩陣產生器被配置成接收來自接收機的回饋位元，並且基於所述回饋位元來產生預編碼矩陣，其中該回饋位元包括差分回饋位元和非差分回饋位元；以及與預編碼矩陣產生器電耦合的預編碼器，該預編碼器被配置成使用預編碼矩陣來對複數頻域資料流執行預編碼處理。
48．如實施例47所述的傳輸機，其中差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)被重置，並且其中N是預設整數。
49．如實施例47所述的傳輸機，其中差分回饋在每N個回饋間隔被重置，並且其中N是預設整數。
50．如實施例47所述的傳輸機，其中差分回饋被非週期性重置，以免因為差分處理而導致差錯累積或傳播。
51．如實施例47所述的傳輸機，其中非差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)或每N個回饋間隔出現，而差分回饋則被用於剩餘的TTI或回饋間隔，其中N是預設整數。
52．如實施例47所述的傳輸機，其中二位元被用於差分回饋，並且三位元被用於非差分回饋。
53．如實施例47所述的傳輸機，其中為非差分回饋使用的是包含八個碼字的碼簿，並且這些碼字需要用三(3)個回饋位元來執行量化。
54．如實施例47所述的傳輸機，其中為差分回饋使用的是包含四個碼字的碼簿，並且這些碼字需要用兩(2)個回饋位元來執行量化。
55．如實施例47~54中任一實施例所述的傳輸機，其中預編碼器包括：回饋位元－增量預編碼映射單元，用於將差分回饋位元映射成增量預編碼矩陣；以及完整預編碼矩陣產生和更新單元，用於根據增量預編碼矩陣來產生和更新完整預編碼矩陣，其中預編碼器使用完整預編碼矩陣來對頻域資料流執行預編碼處理。
56．如實施例47~54中任一實施例所述的傳輸機，其中預編碼器包括：回饋位元－完整預編碼映射單元，用於將非差分回饋位元映射成完整預編碼矩陣，其中預編碼器是使用完整預編碼矩陣來對頻域資料流執行預編碼處理的。
57．如實施例47~56中任一實施例所述的傳輸機，其中接收機是無線傳輸/接收單元(WTRU)。
58．如實施例47~57中任一實施例所述的傳輸機，其中傳輸機是演進型Node－B(eNodeB)。
59．如實施例47~57中任一實施例所述的傳輸機，其中傳輸機是基地台。
雖然本發明的特徵和元素在較佳的實施方式中以特定的結合進行了描述，但每個特徵或元素可以在沒有所述較佳實施方式的其他特徵和元素的情況下單獨使用，或在與或不與本發明的其他特徵和元素結合的各種情況下使用。本發明提供的方法或流程圖可以在由通用電腦或處理器執行的電腦程式、軟體或韌體中實施，其中所述電腦程式、軟體或韌體是以有形的方式包含在電腦可讀儲存媒體中的，關於電腦可讀儲存媒體的實例包括唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)、暫存器、快取記憶體、半導體儲存設備、內部硬碟和可移動磁片之類的磁媒體、磁光媒體以及CD－ROM碟片和數位多功能光碟(DVD)之類的光媒體。
舉例來說，恰當的處理器包括：通用處理器、專用處理器、傳統處理器、數位信號處理器(DSP)、複數微處理器、與DSP核心相關聯的一個或複數微處理器、控制器、微控制器、專用積體電路(ASIC)、現場可程式化柵陣列(FPGA)電路、任何一種積體電路(IC)和/或狀態機。
與軟體相關聯的處理器可以用於實現射頻收發信機，以在無線傳輸接收單元(WTRU)、使用者設備、終端、基地台、無線電網路控制器或是任何一種主機電腦中加以使用。WTRU可以與採用硬體和/或軟體形式實施的模組結合使用，例如相機、攝影機模組、視訊電路、揚聲器電話、振動設備、揚聲器、麥克風、電視收發信機、免持耳機、鍵盤、藍牙模組、調頻(FM)無線電單元、液晶顯示器(LCD)顯示單元、有機發光二極體(OLED)顯示單元、數位音樂播放器、媒體播放器、視訊遊戲機模組、網際網路流覽器和/或任何一種無線區域網(WLAN)模組。
8121 、812n ．．．資料流
8181 、818n ．．．編碼位元
8221 、822n ．．．編碼資料
8281 、828n ．．．資料位元
8321 、832n ．．．符號
8381 、838n ．．．頻域資料流
8421 、842n ．．．編碼資料流
8521 、852n ．．．輸出
8581 、858n ．．．時域資料流
8621 、862n ．．．帶有CP的時域資料
8651 、865n ．．．天線
DEMUX．．．解多工器
IFFT．．．複數反FFT
FFT．．．快速傅立葉變換
FER．．．框差錯率
FEC．．．複數前向糾錯
SNR．．．訊號干擾比
MUX．．．複數多工器
CP．．．循環前置碼
從以下關於較佳實施例的描述中可以更詳細地瞭解本發明，這些較佳實施例是作為實例給出的，並且是結合附圖而被理解的，其中：第1圖是顯示在使用了典型的市內6(TU－6)頻道模型的情況下的訊框差錯率(FER)對訊號干擾比(SNR)的圖式。並且在這裏給出了理想和量化回饋的比較；第2圖是顯示在使用空間頻道模型擴展C(SCME－C)頻道模型的情況下的訊框差錯率(FER)對訊號干擾比(SNR)的圖式。在這裏給出的是理想和量化回饋的比較。正如所觀察的那樣，與TU－6頻道模型相比，來自用於SCME－C頻道模型的量化回饋的損耗相對較小。這歸因於SCME－C頻道模型所具有的相關屬性；第3圖是比較差分回饋和非差分回饋的圖式；第4圖是使用了不同重置間隔的回饋的圖式；第5圖是對低速的SCME－C的差分回饋以及回饋延遲進行比較的圖式；第6圖是高速SCME－C的差分回饋以及回饋延遲的圖式；第7圖是高速SCME－C的非差分回饋和回饋延遲的圖式；第8A圖是根據本發明的傳輸機的方塊圖，其中該傳輸機包括用於處理差分或非差分回饋位元的一預編碼矩陣產生器；第8B圖和第8C圖顯示的是第8A圖中的預編碼矩陣產生器的細節；第9A圖是根據本發明的接收機的方塊圖，其中該接收機包括用於產生由第8A圖的傳輸機中的預編碼矩陣產生器處理的回饋位元的一回饋產生器；第9B圖和第9C圖顯示的是第9A圖的接收機中的回饋產生器的細節；第10A圖和第10B圖顯示的是在第9B圖的回饋產生器中使用的預編碼矩陣產生器的不同實施例；第10C圖和第10D圖顯示的是在第9C圖的回饋產生器中使用的預編碼矩陣產生器的不同實施例；第11圖顯示的是用於高資料通量SNR區域的單使用者MIMO(SU－MIMO)與單輸入多輸出(SIMO)的雙碼字性能比較；以及第12圖顯示的是在將用於WTRU和演進型Node－B(eNodeB)上的兩個或複數天線的上行鏈路預編碼MIMO與SCME－C頻道結合使用的情況下的單、雙碼字的性能比較。
8121 、812n ．．．資料流
8181 、818n ．．．編碼位元
8221 、822n ．．．編碼資料
8281 、828n ．．．資料位元
8321 、832n ．．．符號
8381 、838n ．．．頻域資料流
8421 、842n ．．．編碼資料流
8521 、852n ．．．輸出
8581 、858n ．．．時域資料流
8621 、862n ．．．帶有CP的時域資料
8651 、865n ．．．天線
DEMUX．．．解多工器
FFT．．．快速傅立葉變換
MUX．．．複數多工器
CP．．．循環前置碼

Claims (32)

  1. 一種在包含一接收機和一傳輸機的一多輸入多輸出(MIMO)無線通信系統中提供預編碼回饋的方法，該方法包括：該接收機傳輸回饋位元；該傳輸機接收回饋位元；該傳輸機根據該回饋位元來更新一第一預編碼矩陣，其中該回饋位元包括差分回饋位元和非差分回饋位元；以及該傳輸機使用該第一預編碼矩陣來預編碼複數頻域資料流；其中非差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)或每N個回饋間隔出現，而差分回饋則被用於剩餘的TTI或回饋間隔，其中N是一預設整數。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)被重置，並且其中N是一預設整數。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中差分回饋在每N個回饋間隔被重置，並且其中N是一預設整數。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中差分回饋被非週期性重置，以避免差分處理所導致的差錯累積或傳播。
  5. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中差分回饋使用二位元，而非差分回饋使用三位元。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的方法，其中為非差分回饋使用的是包含八碼字的一碼簿，並且所述八碼字需要用三回饋位元來執行量化。
  7. 如申請專利範圍第5項所述的方法，其中為差分回饋使用的是包含四碼字的一碼簿，並且所述四碼字需要用二回饋位元來執行量化。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該接收機是一無線傳輸/接收單元(WTRU)。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該傳輸機是一演進型Node-B(eNodeB)。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該傳輸機是一基地台。
  11. 一種提供回饋給一傳輸機的接收機，用以對該傳輸機用來預編碼複數頻域資料流的一第一預編碼矩陣進行更新，該接收機包括：一頻道估計器，該頻道估計器經配置以藉由對與由該傳輸機所傳輸的複數時域資料流相關聯的頻域資料執行一頻道估計，以產生一頻道估計值；以及與該頻道估計器電耦合的一回饋產生器，該回饋產生器經配置以根據該頻道估計值來產生傳輸用的回饋位元給該傳輸機，其中該回饋位元包括非差分回饋位元和差分回饋位元以及其中該非差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)或每N個回饋間隔出現，而該差分回饋則被用於剩餘的TTI或回饋間隔，其中N是一預設整數。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)重置，並且其中N是一預設整數。
  13. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該差分回饋在每N個回饋間隔重置，並且其中N是一預設整數。
  14. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該差分回饋被非週期性重置，以避免差分處理所導致的差錯累積或傳播。
  15. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該差分回饋使用二位元，並且該非差分回饋使用三位元。
  16. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中為該非差分回饋所使用的是包含八碼字的一碼簿，並且所述八碼字需要用三回饋位元來執行量化。
  17. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中為該差分回饋所使用的是包含四碼字的一碼簿，並且所述四碼字需要用二回饋位元來執行量化。
  18. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該接收機是一無線傳輸/接收單元(WTRU)。
  19. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該傳輸機是一演進型Node-B(eNodeB)。
  20. 如申請專利範圍第11項所述的接收機，其中該傳輸機是一基地台。
  21. 一種根據一接收機提供的回饋來執行預編碼的傳 輸機，其中該回饋是基於該接收機從該傳輸機所接收的信號而產生的，該傳輸機包括：一預編碼矩陣產生器，該預編碼矩陣產生器經配置以接收來自該接收機的回饋位元，並且基於該回饋位元來產生一預編碼矩陣，其中該回饋位元包括差分回饋位元和非差分回饋位元；以及與該預編碼矩陣產生器電耦合的一預編碼器，該預編碼器經配置以使用該預編碼矩陣來預編碼該複數頻域資料流；其中該非差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)或每N個回饋間隔出現，而該差分回饋則被用於剩餘的TTI或回饋間隔，其中N是一預設整數。
  22. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該差分回饋在每N個傳輸時間間隔(TTI)重置，並且其中N是一預設整數。
  23. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該差分回饋在每N個回饋間隔被重置，並且其中N是一預設整數。
  24. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該差分回饋被非週期性重置，以避免差分處理所導致的差錯累積或傳播。
  25. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該差分回饋使用二位元，並且非差分回饋使用三位元。
  26. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中為該 非差分回饋所使用的是包含八碼字的一碼簿，並且所述八碼字需要用三回饋位元來執行量化。
  27. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中為該差分回饋使用的是包含四碼字的一碼簿，並且所述四碼字需要二個回饋位元來執行量化。
  28. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該預編碼器包括：一回饋位元-增量預編碼映射單元，用於將該差分回饋位元映射成一增量預編碼矩陣；以及一完整預編碼矩陣產生和更新單元，用於根據該增量預編碼矩陣來產生和更新一完整預編碼矩陣，其中該預編碼器使用該完整預編碼矩陣來預編碼該頻域資料流。
  29. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該預編碼器包括：一回饋位元-完整預編碼映射單元，用於將該非差分回饋位元映射成一完整預編碼矩陣，其中該預編碼器使用該完整預編碼矩陣來預編碼該頻域資料流。
  30. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該接收機是一無線傳輸/接收單元(WTRU)。
  31. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該傳輸機是一演進型Node-B(eNodeB)。
  32. 如申請專利範圍第21項所述的傳輸機，其中該傳輸機是一基地台。
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