KR20100019948A

KR20100019948A - 공간 다중화 기법을 이용한 데이터 전송방법

Info

Publication number: KR20100019948A
Application number: KR1020090047107A
Authority: KR
Inventors: 고현수; 이욱봉; 정재훈; 임빈철; 이문일
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2008-08-11
Filing date: 2009-05-28
Publication date: 2010-02-19
Also published as: KR101569215B1; WO2010018983A2; WO2010018983A3; KR20100019970A; US20110134902A1; US8711828B2

Abstract

개루프 공간 다중화 기법을 이용한 데이터 전송방법을 제공한다. 상기 방법은 적어도 하나의 병렬적 정보비트열에 대해 인코딩을 수행하여 적어도 하나의 부호어를 생성하는 단계, 상기 적어도 하나의 부호어를 변조하여 적어도 하나의 변조심볼을 생성하는 단계, 상기 적어도 하나의 변조심볼을 랭크(rank)에 따라 그 개수가 결정되는 계층(layer)에 맵핑하여 계층 맵핑된 심볼열(layer-mapped symbol stream)을 생성하는 단계, 상기 계층 맵핑된 심볼열에 프리코딩(precoding)을 수행하여 프리코딩된 심볼열(precoded symbol stream)을 생성하는 단계, 상기 프리코딩된 심볼열에 DFT(Discrete Fourier Transform)을 수행하여 주파수 영역 심볼열(frequency division symbol stream)을 생성하는 단계, 상기 주파수 심볼열을 부반송파에 맵핑하는 단계, 상기 부반송파에 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하여 SC-FDMA 심볼을 생성하는 단계, 및 상기 SC-FDMA 심볼을 복수의 송신안테나를 이용하여 전송하는 단계를 포함한다. SC-FDMA 시스템에서 낮은 PAPR을 갖는 공간 다중화가 가능하다.

Description

공간 다중화 기법을 이용한 데이터 전송방법{METHOD OF TRANSMITTING DATA USING SPATIAL MULTIPLEXING}

본 발명은 무선통신에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 SC-FDMA 시스템에서 낮은 PAPR을 갖는 공간 다중화 기법을 이용한 데이터 전송방법에 관한 것이다.

최근들어 무선 데이터 서비스에 대한 폭발적인 수요의 증가가 있어왔다. 그리고 무선 음성 서비스에서 무선 데이터 서비스로의 진화는 무선 용량(wireless capacity)의 점진적인 증가를 요구하고 있다. 이러한 요구는 무선 서비스 사업자들과 무선장비 제조업자들로 하여금 무선 시스템의 데이터 전송률의 향상을 모색하도록 하며, 막대한 연구에 대한 동기를 부여한다.

3세대 이후의 시스템에서 고려되는 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심볼간 간섭(inter-symbol interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터를 N개의 병렬 데이터로 변환하여, N개의 직교 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지한다. 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; OFDMA)은 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용 가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다.

그런데, OFDM/OFDMA 시스템의 주된 문제점 중 하나는 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)이 매우 클 수 있다는 것이다. PAPR 문제는 전송 신호의 최대 진폭(peak amplitude)이 평균 진폭보다 매우 크게 나타나는 것으로, OFDM 심볼이 서로 다른 부반송파 상에서 N개의 정현파 신호(sinusoidal signal)의 중첩이라는 사실에 기인한다. PAPR은 특히 배터리의 용량과 관련되어 전력 소모에 민감한 단말에서 문제가 된다. 전력 소모를 줄이기 위해서는 PAPR을 낮추는 것이 필요하다.

PAPR을 낮추기 위해 제안되고 있는 시스템 중 하나가 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access; SC-FDMA)이다. SC-FDMA는 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Division Equalization) 방식에 FDMA(Frequency Division Multiple Access)를 접목한 형태이다. SC-FDMA는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)을 이용하여 데이터를 시간 영역 및 주파수 영역에서 변조 및 복조 한다는 점에서 OFDMA와 유사한 특성을 갖지만, 전송 신호의 PAPR이 낮아 전송 전력 절감에 유리하다. 특히 배터리 사용과 관련하여 전송 전력에 민감한 단말에서 기지국으로 통신하는 상향링크에 유리하다고 할 수 있다.

한편, 전송채널이 큰 페이딩(deep fading)을 겪을 때, 수신기는 전송되는 신호의 다른 버전(version)이나 복사본(replica)이 별도로 전송되지 않는 경우 상기 전송되는 신호를 결정하기 어렵다. 이러한 별도의 다른 버전이나 복사본에 해당하는 자원은 다이버시티(diversity)라 불리며, 무선채널에 걸쳐 신뢰성 있는 전송에 기여하는 가장 중요한 요소 중 하나이다. 이러한 다이버시티를 이용하면 데이터 전송 용량 또는 데이터 전송 신뢰도를 극대화할 수 있는데, 다중 송신안테나 및 다중 수신 안테나로써 다이버시티를 구현하는 시스템을 다중입출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO) 시스템이라 한다.

MIMO 시스템에서 다이버시티를 구현하기 위한 기법에는 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity), PVS(Precoding Vector Switching), 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM) 등이 있다. 공간 다중화는 다시 수신기로부터 피드백 정보를 얻어 프리코딩(precoding)을 수행하는 폐루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing)과 피드백없이 프리코딩을 수행하는 개루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing)이 있다.

OFDM 시스템에서는 non-zero 요소(element)만으로 구성된 유니터리 행렬(Unitary Matrix)를 이용하여 프리코딩을 수행하는 공간 다중화 기법을 사용한다. 이러한 유니터리 행렬(Unitary Matrix)를 이용하여 프리코딩을 수행하는 경우, 행렬에 의해 변조 심볼이 서로 더해질 때 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)이 증가하는 현상이 생긴다. 또한 OFDMA 시스템에서는 공간 다중화 이득을 위해, 변조 후 DFT를 통해 결합된 신호가 자원 요소(Resource Element)단위로 선형적(linear) 위상 회전을 갖는 대각행렬(diagonal matrix)에 의해 스위칭(Switching)되어 주파수 자원에 맵핑하는 방식을 사용한다. 그런데, 만약 이러한 맵핑방식이 SC-FDMA 시스템에 적용되는 경우, IFFT이후에 낮은 PAPR을 보장할 수 없게 된다.

SC-FDMA 방식의 변조를 적용하는 시스템은 전력소모에 민감하므로, OFDM 시스템에서 사용하는 공간 다중화 기법을 적용하는 것은 적당하지 않다. 따라서, SC-FDMA 시스템에서 PAPR를 증가시키지 않는 공간 다중화 방식이 고려되어야 한다.

본 발명의 기술적 과제는 PAPR을 증가시키지 않고 SC-FDMA 시스템에 공간 다중화 기법을 적용하는 데이터 전송방법을 제공함에 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 공간 다중화 기법을 적용하는 데이터 전송방법을 제공한다. 상기 방법은 적어도 하나의 부호어를 변조하여 적어도 하나의 변조심볼을 생성하는 단계, 적어도 하나의 변조심볼을 랭크(rank)에 따라 그 개수가 결정되는 계층(layer)에 맵핑하여 계층 맵핑된 심볼열(layer-mapped symbol stream)을 생성하는 단계, 상기 계층 맵핑된 심볼열에 DFT(Discrete Fourier Transform)을 수행하여 주파수 영역 심볼열(frequency division symbol stream)을 생성하는 단계, 상기 주파수 영역 심볼열에 프리코딩(precoding)을 수행하여 프리코딩된 심볼열(precoded symbol stream)을 생성하는 단계, 상기 프리코딩된 심볼열을 부반송파에 맵핑한 후, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하여 SC-FDMA 심볼을 생성하는 단계, 및 상기 SC-FDMA 심볼을 복수의 송신안테나를 이용하여 전송하는 단계를 포함한다.

상기 프리코딩에 사용되는 프리코딩 행렬은 상기 복수의 송신안테나를 각 가상 안테나(virtual antenna)에 개별적으로 맵핑하거나 상기 복수의 송신안테나를 하나의 가상 안테나에 맵핑하기 위한 제1 행렬과, 상기 적어도 하나의 부호어가 상기 복수의 송신안테나 전부를 통해 분산적으로 전송되도록 퍼뮤테이 션(permutation)하는 제2 행렬의 곱으로 표현된다.

SC-FDMA 시스템에서 낮은 PAPR을 갖는 공간 다중화가 가능하다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. 이하의 기술이 적용되는 다중 안테나 시스템 또는 MIMO(multiple input multiple output) 시스템은 다중 전송 안테나와 적어 도 하나의 수신 안테나를 이용한 시스템이다. 이하의 기술은 다양한 MIMO 방식에 적용될 수 있다. MIMO 방식은 동일한 스트림을 다중 계층으로 전송하는 공간 다이버시티(spatial diversity)와 다중 스트림을 다중 계층으로 전송하는 공간 다중화(spatial multiplexing; SM)가 있다.

공간 다중화에서 다중 스트림이 하나의 사용자에게 전송될 때 SU-MIMO(Single User-MIMO) 또는 SDMA(spatial division multiple access)라고 한다. 공간 다중화에서 다중 스트림이 다수의 사용자에게 전송될 때 MU-MIMO(Multi User-MIMO)라고 한다. 또한, 공간 다이버시티 및 공간 다중화는 각각 사용자로부터의 보고되는 귀환(feedback) 정보의 이용 여부에 따라 개루프(open-loop) 방식과 폐루프(closed-loop) 방식으로 나눌 수 있다.

도 1은 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다. 무선통신 시스템은 음성, 패킷(packet) 데이터 등과 같은 다양한 통신 서비스를 제공하기 위해 널리 배치된다.

도 1을 참조하면, 무선통신 시스템은 단말(10; User Equipment, UE) 및 기지국(20; Base Station, BS)을 포함한다. 단말(10)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(20)은 일반적으로 단말(10)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 노드-B(Node-B), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 하나의 기지국(20)에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다.

이하에서 하향링크(downlink; DL)는 기지국(20)에서 단말(10)로의 통신을 의 미하며, 상향링크(uplink; UL)는 단말(10)에서 기지국(20)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서, 송신기는 기지국(20)의 일부일 수 있고 수신기는 단말(10)의 일부일 수 있다. 상향링크에서, 송신기는 단말(10)의 일부일 수 있고 수신기는 기지국(20)의 일부일 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 예에 따른 송신기를 나타내는 블록도이다.

도 2를 참조하면, 송신기(100)는 인코더(encoder, 110-1,...,110-K), 맵퍼(mapper, 120-1,..., 120-K), 계층 맵퍼(layer mapper, 130), 프리코더(precoder, 140), 자원 맵퍼(resource element mapper, 150-1,...,150-K) 및 신호 발생기(160-1,...,160-K)를 포함한다. 송신기(100)는 Nt개의 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)를 포함한다.

인코더(110-1,...,110-K)는 입력되는 데이터를 정해진 코딩 방식에 따라 인코딩하여 부호화된 데이터(coded data; 이하 부호어(codeword))를 형성한다. 맵퍼(120-1,...,120-K)는 상기 부호어를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 변조 심볼에 맵핑한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 예를 들어, m-PSK는 BPSK, QPSK 또는 8-PSK 일 수 있다. m-QAM은 16-QAM, 64-QAM 또는 256-QAM 일 수 있다.

계층 맵퍼(130)는 프리코더(140)가 안테나 특정 심볼(antenna-specific symbol)을 각 안테나의 경로로 분배할 수 있도록 변조 심볼의 계층을 정의한다. 계층은 프리코더(140)로 입력되는 정보 경로(information path)로 정의될 수 있다. 프리코더(140) 이전의 정보 경로를 가상 안테나(virtual antenna) 또는 계층(layer)라 할 수 있다.

프리코더(140)는 변조 심볼에 프리코딩(precoding)을 수행하여 안테나 특정 심볼을 출력한다. 프리코더(140)는 안테나 특정 심볼을 해당 안테나의 경로의 자원 맵퍼(150-1,...,150-K)로 분배한다. 프리코더(140)에 의해 하나의 안테나로 보내어지는 각 정보 경로를 스트림(stream)이라 한다. 이를 물리적 안테나(physical antenna)라 할 수 있다. 아래의 수학식은 4개의 송신안테나에서, 랭크가 2, 3, 및 4 인 경우의 프리코딩 행렬을 나타낸다.

y^p(i)는 물리 안테나에 맵핑되는 복소 심볼 벡터(Complex Symbol Vector)를 나타내고, x^p(i)는 가상 안테나의 복소 심볼 벡터를 나타내며, W(i)는 프리코딩 행렬을 나타낸다. p는 물리 안테나의 포트로서, 송신안테나가 4이므로, 0≤p≤3이다. M^ap _symbol은 하나의 물리안테나 포트상의 심볼의 개수이고, M^layer _symbol은 하나의 계층상의 심볼의 개수이다. 가상 안테나는 프리코딩 행렬(또는 가중치 행렬)에 의해 물리 안테나에 맵핑된다. 가상 안테나와 물리 안테나의 수에 따라 프리코딩 행렬의 크기가 결정된다. 프리코딩 행렬은 퍼뮤테이션 행렬(Permutation Matrix), 유니터리 행렬(Unitary Matrix), 안테나 선택 행렬(Antenna Selection Matrix), 안테나 결합 행렬(Antenna Combining Matrix), 또는 안테나 호핑 행렬(Antenna Hopping Matrix) 등으로 구성될 수 있다. 단위 행렬은 정방 행렬이며, 계층과 안테나 포트를 일대일 맵핑시킨다. 유니터리 행렬 및 안테나 선택 행렬은 계층의 수와 안테나 포트의 수에 의해 크기가 결정된다. 안테나 결합 행렬은 안테나 포트들을 결합하여 하나의 계층이 복수의 안테나 포트를 통해 전송되도록 한다. 아래 표는 이러한 프리코딩 행렬에 포함될 수 있는 행렬들의 예이다.

자원 맵퍼(150-1,...,150-K)는 안테나 특정 심볼을 적절한 자원요소(resource element)에 할당하고, 사용자에 따라 다중화한다. 신호 발생기(160-1,...,160-K)는 안테나 특정 심볼을 OFDM 방식으로 변조하여 전송 신호를 출력한다. 신호 발생기(160-1,...,160-K)는 OFDMA 또는 SC-FDMA 방식과 같은 다양한 다중 접속 방식으로 전송 신호를 생성할 수 있다. 전송 신호는 각 안테나 포트(170-1,..,170-Nt)를 통해 송신된다.

상기에서 설명된 부호어와 계층간의 맵핑관계에 관한 3GPP LTE 표준의 예는 다음과 같다. 3GPP TS 36.211 V8.0.0 (2007-09)의 6.3절에 의하면, 3GPP LTE에서는 부호어 q에 대한 변조 심볼들 d^(q)(0), ...., d^(q)(M^(q) _symb-1)은 계층 x(i)=[ x⁽⁰⁾(i) ... x^(υ-1)(i)]^T (i=0,1,..., M^layer _symb-1)로 맵핑된다. 여기서, M^(q) _symb는 부호어 q 대한 변조심볼들의 갯수, υ는 계층 들의 갯수, M^layer _symb는 계층 당 변조심볼들의 갯수이다. 공간 다중화를 위한 부호어 대 계층 맵핑은 다음 표와 같다.

상기 표에 따르면 3GPP LTE는 최대 4개의 계층에 대한 최대 2개의 다중 부호어 전송을 지원한다.

낮은 PAPR을 갖는 공간 다중화 시스템에 있어서, 송신안테나의 개수, 부호어의 개수, 랭크의 수에 따라, PAPR을 낮출 수 있는 프리코딩 행렬을 선택/결합할 수 있다. 이하에서, 송신안테나가 2개인 경우와 4개인 경우, SCW인 경우와 MCW인 경우, 랭크가 2,3 또는 4인 경우에 따라 가능한 프리코딩 행렬에 관하여 설명하도록 한다. 이하에서, 프리코딩 행렬을 구성하는 단위행렬 I_i, 퍼뮤테이션 행렬 P_ij, 안테나 결합 행렬 C_ij 에 표기되는 아래첨자 i는 랭크의 개수를 나타내고, j는 행렬의 인덱스를 나타낸다.

I. 송신안테나가 2개인 경우

도 3은 단일 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이고, 도 4는 2개의 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다. 도 3 및 도 4에 기초하여 설명한다. 송신안테나가 2개이면, 랭크 1 또는 2 전송만이 가능하며, 다음의 수학식에 의해 가상 안테나와 물리 안테나의 맵핑관계가 형성된다.

,

본 발명에서 프리코딩 행렬 W(i)는 단위행렬(Identity Matrix) I₂=P₂₁=

이나 퍼뮤테이션 행렬(Permutation Matrix) P₂₂=

중에서 선택될 수 있다. 복수의 송신안테나의 개수와 랭크의 크기가 같은 경우, 프리코딩 행렬은 상기 복수의 송신안테나를 상기 가상안테나에 1:1 맵핑시키는 단위행렬 또는 퍼뮤테이션 행렬일 수 있다. 일 예로서, 단일 부호어만을 전송하는 경우, 부호어는 2개의 계층을 통해 전송되기 때문에 두 계층의 평균적인 채널을 경험한다. 따라서 프리코딩 행렬 W(i)를 단위행렬 I₂로 선택한다. 또 다른 예로서, 다중 부호어를 전송하는 경우, 2개의 계층을 통해 2개의 부호어가 전송된다. 이 경우 두 부호어가 두 계층을 모두 경험하도록 하기 위해, 퍼뮤테이션 행렬을 사용한다. 퍼뮤테이션 행렬은 아래의 수학식과 같이 SC-FDMA 심볼 단위 또는 SC-FDMA 심볼의 묶음인 슬롯 단위로 서로 다른 퍼뮤테이션 행렬이 사용될 수 있다. 슬롯에 포함되는 SC-FDMA 심볼의 개수는 SC-FDMA 심볼의 CP(Cycplic Prefix)의 길이에 따라 다를 수 있으며, 그 개수는 6개 또는 7개일 수 있다.

W(i)=P_k,

여기서, P_k는 펴뮤테이션 행렬로서 P₁=P₂₁, P₂=P₂₂이고, k=mod(s,2)+1, k=1, 2이며, s는 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯의 인덱스이다. 본 발명에 있어서 퍼뮤테이션 행렬을 사용하여 2개 계층의 부호어를 퍼뮤테이션 하는 방식은, 퍼뮤테이션 행렬을 사용하지 않고 정해진 규칙에 의해서 SC-FDMA 심볼 단위나 SC-FDMA 심볼의 묶음인 슬롯 단위로 이루어 질 수 있으며, 퍼뮤테이션 행렬을 사용하는 방식과 등가의 효과를 갖는다. 부호어의 퍼뮤테이션은 계층 맵핑된 심볼열이 DFT(Discrete Fourier Transform)을 수행하기 전에 이루어 질 수도 있고, DFT를 수행한 후 이루어 질 수도 있다.

II. 송신안테나가 4개인 경우

도 5는 단일 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이고, 도 6은 2개의 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이며, 도 7은 단일 부호어를 랭크 3으로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이고, 도 8은 3개의 부호어를 단일 부호어를 랭크 3으로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이며, 도 9는 단일 부호어를 랭크 4로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이고, 도 10은 4개의 부호어를 랭크 4로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다. 이하에서 도 5 내지 도 10을 참조하여 설명한다.

송신안테나가 4개이면 랭크 1 내지 4 전송이 가능하다. 이를 수학식으로 나타내면 다음과 같다.

, ,

여기서, V는 계층의 개수이다. 4개의 송신안테나를 가지는 SC-FDMA 시스템에서 단일 송신안테나 전송 수준의 PAPR을 갖도록 하기 위하여 프리코딩 행렬 W(i)은 단위 행렬, 퍼뮤테이션 행렬, 안테나 결합 행렬, 안테나 호핑 행렬을 선택 또는 결합하여 구성될 수 있다. 먼저 랭크가 2인 경우에 관하여 설명된다.

(1) 랭크가 2인 경우

4개의 송신안테나를 이용하여 랭크 2의 전송을 수행할 때, 기본적으로 2개의 송신안테나가 1개의 계층에 맵핑된다. 따라서, 1개의 계층에 맵핑되는 2개의 송신안테나는 임의의 위상을 갖는 안테나 결합 벡터를 이용하여 결합시키고, 전체 4개의 송신안테나에 대하여는 상기 2개의 송신안테나를 임의로 선택하도록 랭크 2의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 임의의 위상을 갖는 안테나 결합 벡터를 이용하여 결합시킨다는 것은, 프리코딩 행렬의 요소(element) 중 적어도 하나가 송신안테나의 신호를 위상전환한다는 것임을 의미한다. 따라서, 적어도 하나의 송신안테나 의 신호와, 이 신호를 위상전환한 신호를 전송하는 송신안테나는 동일한 가상안테나에 맵핑되는 것이다.

① 단일 부호어의 전송에 있어서, 안테나 결합 행렬을 프리코딩 행렬로써 사용하는 경우 : 표 3의 행렬 C₂₁, C₂₂, C₂₃ 중 어느 하나 또는 이들의 조합을 프리코딩 행렬로써 사용할 수 있다.

상기 3개의 행렬은 결합에 의한 다이버시티 이득을 얻기 위해 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 바뀌어 사용될 수 있다. 상관(Correlation)이 낮은 공간 채널에서 단일 부호어 전송시, 부호어는 모든 공간 채널을 경험하기 때문에 어떤 프리코딩 행렬을 선택하더라도 유사한 성능을 보여준다. 한편, 송신 안테나 별로 채널 추정 성능(Channel Estimation Performance)이 다른 경우, 채널 추정에 따른 성능 열화를 균등하게 하기 위하여, 채널 추정 성능이 유사하도록 안테나 페어링(paring)할 수 있다. 예를 들어, 1번, 2번 송신 안테나의 채널 추정 성능이 3번, 4번 송신 안테나의 채널 추정 성능보다 우수하다면, 1번과 3번을 안테나 페어링하고, 2번과 4번을 안테나 페어링하는 안테나 결합 행렬을 사용하여, 각 페어링된 안테나에서 유사한 전송 성능을 갖도록 할 수 있다. 또한, 송신 안테나간 상관이 서로 다른 공간 채널에 있어서, 안테나 상관을 고려하여 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 예를 들어, 1번, 2번 송신안테나의 상관이 높고 1번과 2번간, 3번과 4번간의 상관이 낮다면, 1번과 2번을 안테나 페어링하고, 3번과 4번을 안테나 페어링하는 안테나 결합 행렬을 사용하여, 결합 안테나간의 공간 다중화 성능을 높일 수 있다.

② 단일 부호어의 전송에 있어서, 안테나 호핑 행렬을 프리코딩 행렬로써 사용하는 경우 : 한 부반송파에 맵핑되는 송신 안테나의 개수는 2개로 제한한다. 2개의 부반송파가 할당되었다고 가정할 때, 1번 및 2번 안테나는 1번 부반송파를 사용하여 데이터를 전송하고, 3번 및 4번 안테나는 2번 부반송파를 사용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이와 같은 경우 각 부반송파에서는 랭크 2 전송이 수행된다. 각 4개의 가상 안테나에서 전송 신호를 DFT 확산하며, 자원 맵핑에 의해 한 부반송파에서 2 계층의 전송이 되도록 한다. DFT 확산된 신호가 국부적(Localized) 할당 또는 분산적(Interleaved) 할당 형태로 맵핑될 때 낮은 PAPR을 얻을 수 있다. 따라서 아래의 표와 같이, 확산된 신호가 맵핑될 때 각 송신안테나의 자원요소 맵핑 단계에서 할당된 자원 블록(Assigned Resource Block)내에서 국부적 또는 분산적 할당 형태로 맵핑될 수 있도록 한다.

여기서, 인덱스 m은 m번 송신안테나(Tx m)에 맵핑되는 부반송파(들)이다(m=1, 2, 3, 4). 인덱스 0은 널 부반송파(null subcarrier)구간으로서, m번 송신안테나에 맵핑되지 않는 부반송파를 나타낸다. 국부적 할당 방식(Localized Mapping)에서, 1번 송신안테나(Tx 1)에는 1로 표시된 일정 주파수 대역의 일정 개수의 부반송파가 맵핑되고, 2번 송신안테나(Tx 2)에는 2로 표시된 일정 개수의 부반송파가 맵핑된다. 1번 송신안테나와 2번 송신안테나에는 일정 주파수 대역의 동일한 부반송파들이 맵핑된다. 반면, 분산적 할당 방식(Interleaved Mapping)에서, 각 송신안테나에는 각 부반송파가 매 2개 부반송파마다 하나씩 맵핑된다. 그리고 1번과 2번 송신안테나에는 동일한 부반송파가 맵핑된다.

이와 같이 한 부반송파에 맵핑되는 2개의 송신 안테나의 쌍(pair)은 아래의 표와 같이 6개의 조합(H1 내지 H6)을 고려할 수 있다.

상기 표는 배타적 송신 안테나 쌍(배타적 AH Matrix Pair)를 나타낸다. 예를 들어, 조합 H₁은 (1,2)를 하나의 안테나 쌍으로 하고, (3,4)를 배타적인 다른 하나의 안테나 쌍으로 구분한다. 그리고. 각 쌍에 동일한 부반송파를 맵핑한다. 한편, 이들 안테나 상은 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 별로 서로 다른 조합을 사용할 수 있다. 일 예로서, 1번 슬롯에서 H₁을 사용하고, 2번 슬롯에서는 H₆을 사용함으로써 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 다른 예로서, 1번 ~ 6번 SC-FDMA 심볼에 H₁ 내지 H₆을 고루 사용함으로써 주파수 다이버시티 이득과 안테나 페어링에 대한 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

도 11은 본 발명의 일 예에 따른 단일 부호어 전송에서의 부반송파 맵핑방법을 설명하는 설명도이다.

도 11을 참조하면, 전체 시스템 대역폭(system bandwidth)에서, 할당된 자원블록(Assigned RB) 중 반은 인덱스 1 또는 2로 표시된 부반송파이고, 나머지 반은 인덱스 3 또는 4로 표시된 부반송파이다. 이는 부반송파가 각 송신안테나에 국부적 할당 형태로 할당된 것이다. 인덱스 m으로 표시된 부반송파는 m번 송신 안테나에 맵핑되는 부반송파를 의미한다(Subcarrier for mth Tx antenna). 한편, 인덱스 1로 표시된 부반송파와 인덱스 2로 표시된 부반송파는 동일하다. 마찬가지로, 인덱스 3으로 표시된 부반송파와 인덱스 4로 표시된 부반송파는 동일하다. 자원블록을 반으로 나눠 각각 2개의 가상안테나의 전송에 사용하기 때문에, 할당된 자원블록(N_RB)의 전체 부반송파 수(N_RB ^SC)의 반(N_RB ^SC/2)만큼을 DFT 크기(N_DFT)로 사용할 수도 있다.

③ 다중 부호어의 전송에 있어서, 안테나 결합 행렬을 프리코딩 행렬에 포함시켜 사용하는 경우 : 아래 표의 안테나 결합 행렬 중 어느 하나를 프리코딩 행렬에 포함시키되, 퍼뮤테이션 행렬에 의해 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 계층 교체(swapping)를 하여 2개의 가상 안테나가 평균적인 공간 채널을 경험하도록 한다. 또는 아래 표의 안테나 결합 행렬 중 어느 하나를 프리코딩 행렬에 포함시키고, 퍼뮤테이션 행렬 중 어느 하나의 퍼뮤테이션 행렬을 고정적으로 사용하여 2개의 가상 안테나가 특정 공간 채널을 경험하도록 한다.

표 6을 참조하면, 위상(phase)에 따라 다양한 행렬 조합을 구성할 수 있다. 이를 도식화하면 다음과 같다.

W(i)=C(i)P_k,

여기서, k=mod(s,2)+1, k=1,2이며, s는 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯의 인덱스이고, P_k=P_2k이다. 그리고, C(i)∈{C₂₁, C₂₂, C₂₃}이다. 하나의 안테나 결합 행렬인 C(i)에 의해 안테나가 선택적으로 결합되고, Pk에 의해 2개의 계층이 모든 공간 채널을 경험하도록 할 수 있다. 또는 고정된 Pk에 의해 2개의 계층이 특정 공간 채널을 경험하도록 할 수 있다.

예를 들어, 1번 부호어는 1번 가상 안테나를 통해, 2번 부호어는 2번 가상안테나를 통해 전송된다고 하자. 상기 2개의 가상 안테나는 퍼뮤테이션 행렬에 의해 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 계층 교체를 하며, 계층 교체된 심볼은 안테나 결합 프리코딩 행렬 중 하나의 행렬에 매핑되어 물리 안테나를 통해 전송된다.

본 발명에 따라 2개 계층의 부호어를 퍼뮤테이션 하는 방식은, 퍼뮤테이션 행렬을 사용하지 않고 정해진 규칙에 의해서 SC-FDMA 심볼 단위나 SC-FDMA 심볼의 묶음인 슬롯 단위로 이루어 질 수 있으며, 퍼뮤테이션 행렬을 사용하는 방식과 등가의 효과를 갖는다. 부호어의 퍼뮤테이션은 계층 맵핑된 심볼열이 DFT(Discrete Fourier Transform)을 수행하기 전에 이루어 질 수도 있고, DFT를 수행한 후 이루어 질 수도 있다.

④ 다중 부호어의 전송에 있어서, 안테나 호핑 행렬을 프리코딩 행렬에 포함시켜 사용하는 경우 : 1번 부호어는 1번 및 2번 가상 안테나를 통해, 2번 부호어는 3번 및 4번 가상 안테나를 통해 전송된다고 하자. 상기 4개의 가상 안테나는 상기 표 5에 따라 페어링될 수 있다. 한편, 이들 안테나 상은 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 별로 서로 다른 조합을 사용할 수 있다. 일 예로서, 1번 슬롯에서 H₁을 사용하고, 2번 슬롯에서는 H₆을 사용함으로써 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 다른 예로서, 1번 ~ 6번 SC-FDMA 심볼에 H₁ 내지 H₆을 고루 사용함으로써 주파수 다이버시티 이득과 안테나 페어링에 대한 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

또한 아래의 표 7의 안테나 호핑 행렬 중 어느 하나를 프리코딩 행렬에 포함시키되, 퍼뮤테이션 행렬에 의해 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 계층 교체(swapping)를 하여 2개의 가상 안테나가 평균적인 공간 채널을 경험하도록 한다. 또는 아래 표의 안테나 호핑 행렬 중 어느 하나를 프리코딩 행렬에 포함시키고, 퍼뮤테이션 행렬 중 어느 하나의 퍼뮤테이션 행렬을 고정적으로 사용하여 2개의 가상 안테나가 특정 공간 채널을 경험하도록 한다.

예를 들어, 1번 부호어는 1번 가상 안테나를 통해, 2번 부호어는 2번 가상안테나를 통해 전송된다고 하자. 상기 2개의 가상 안테나는 퍼뮤테이션 행렬에 의해 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 계층 교체를 하며, 계층 교체된 심볼은 안테나 호핑 프리코딩 행렬 중 하나의 행렬에 매핑되어 물리 안테나를 통해 전송된다. 또는 고정된 퍼뮤테이션 행렬에 의해 2개의 계층이 특정 공간 채널을 경험하도록 할 수 있다.

(2) 랭크가 3인 경우

임의의 위상을 갖는 안테나 결합 벡터를 사용하여 2개의 물리 안테나를 결합하는 안테나 결합 행렬, 또는 4개 물리 안테나 중 3개의 안테나를 선택하는 안테나 호핑 행렬을 이용하여 단일 송신 안테나 전송에 상응하는 PAPR을 갖게 하는 랭크 3의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 임의의 위상을 갖는 안테나 결합 벡터를 이용하여 결합시킨다는 것은, 프리코딩 행렬의 요소 중 적어도 하나가 송신안테나의 신호를 위상전환한다는 것임을 의미한다. 따라서, 하나의 송신안테나의 신호와, 이 신호를 위상전환한 신호를 전송하는 송신안테나는 동일한 가상안테나와 맵핑되는 것이다. 물론, 프리코딩 행렬은 임의의 위상회전 벡터를 갖는 안테나 결합 요소뿐만 아니라, 나머지 2개의 송신안테나를 각각 하나의 가상안테나에 1:1 맵핑하는 요소도 포함한다.

① 단일 부호어 전송에 있어서, 안테나 결합 행렬을 프리코딩 행렬로써 사용하는 경우 : 아래 표의 행렬 C₃₁, C₃₂, C₃₃, C₃₄, C₃₅, C₃₆ 중 어느 하나 또는 이들의 조합을 프리코딩 행렬로써 사용할 수 있다.

표 8을 참조하면, 위상(phase)에 따라 다양한 행렬 조합을 구성할 수 있다. 상기 6개의 행렬은 결합에 의한 다이버시티 이득을 얻기 위해 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 바뀌어 사용될 수 있다.

② 다중 부호어의 전송에 있어서, 안테나 결합 행렬을 프리코딩 행렬에 포함시켜 사용하는 경우 : 상기 표 8의 안테나 결합 행렬 중 어느 하나를 프리코딩 행렬로써 사용하되, 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 계층 교체(swapping)를 하여 3개의 가상 안테나가 평균적인 공간 채널을 경험하도록 한다. 또는 아래 표의 안테나 결합 행렬 중 어느 하나를 프리코딩 행렬에 포함시키고, 퍼뮤테이션 행렬 중 어느 하나의 퍼뮤테이션 행렬을 고정적으로 사용하여 3개의 가상 안테나가 특정 공간 채널을 경험하도록 한다. 이를 도식화하면 다음과 같다.

W(i)=C(i)P_k,

여기서, k=mod(s,6)+1, k=1,...,N이며, P_k=P_3k이다. 퍼뮤테이션 행렬 중 임의의 행렬 N개를 선택하여 사용할 수 있다. 예를 들어, 표 9에서 (1),(4),(5)의 3개의 퍼뮤테이션 행렬을 선택하여 사용할 수 있다. s는 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯의 인덱스이다. 그리고, 표 8의 행렬은 위상(phase)에 따라 다양한 행렬 조합을 구성할 수 있으며, C(i)는 표 8의 행렬 중에서 선택될 수 있다. 하나의 안테나 결합 행렬인 C(i)에 의해 안테나가 선택적으로 결합되고, Pk에 의해 3개의 계층이 모든 공간 채널을 경험하도록 할 수 있다. 또는 고정된 Pk에 의해 3개의 계층이 특정 공간 채널을 경험하도록 할 수 있다.

아래의 표는 랭크 3 전송에서의 퍼뮤테이션 행렬을 나타낸다.

2개 또는 3개의 부호어가 전송될 때, SC-FDMA 심볼 또는 슬롯 단위로 서로 다른 안테나 결합 행렬과 퍼뮤테이션 행렬을 사용함으로써 각 부호어가 모든 안테나의 채널을 경험하도록 할 수 있다. 또한 고정된 안테나 결합 행렬을 사용하고 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯에서 서로 다른 퍼뮤테이션 행렬을 사용할 수 있다. 예를 들어, C31 행렬을 사용하면 1번과 2번 송신 안테나가 결합되고, 3번과 4번 송신안테나는 개별적으로 동작하므로, 총 3개의 가상 안테나를 통해 데이터가 전송된다.

아래의 표는 퍼뮤테이션 행렬에 따라 각 가상안테나에 맵핑되는 물리 안테나의 번호를 나타낸다. 여기서, 괄호 (x,y)는 x번 송신 안테나와 y번 송신안테나가 결합된 것임을 나타낸다.

퍼뮤테이션 행렬에 의해 각 가상 안테나는 1번, 2번, 3번, 4번 물리 안테나의 채널을 경험할 수 있다. 이와 같이 3개의 부호어가 각각 계층에 맵핑될 때, 각 부호어는 1번 내지 4번의 물리 안테나의 채널을 경험할 수 있게 된다.

한편, 퍼뮤테이션 행렬 중 일부인 부집합(subset)만을 이용할 수도 있다. 예를 들어, 2개의 부호어를 전송하는 시스템에서 1번 부호어가 1번 계층에 맵핑되고, 2번 부호어가 2번 및 3번 계층에 맵핑된다고 하자. 이때 퍼뮤테이션 행렬의 부집합을 P₃₁, P₃₃, P₃₅라 하고, 이들 세 개의 퍼뮤테이션 행렬을 사용한다고 하자. 그러면, 1번 부호어는 (1번, 2번), 또는 3번, 또는 4번 물리 안테나의 채널을, 2번 부호어는 3번 및 4번, 또는 (1번, 2번) 및 4번, 또는 (1번, 2번) 및 3번 물리 안테나의 채널을 경험할 수 있다.

이와 같이, 본 발명에 따라 3개 계층의 부호어를 퍼뮤테이션 하는 방식은, 퍼뮤테이션 행렬을 사용하지 않고 정해진 규칙에 의해서 SC-FDMA 심볼 단위나 SC-FDMA 심볼의 묶음인 슬롯 단위로 이루어 질 수 있으며, 퍼뮤테이션 행렬을 사용하는 방식과 등가의 효과를 갖는다.

(3) 랭크가 4인 경우

① 단일 부호어 전송에 있어서, 안테나 결합 행렬을 프리코딩 행렬로써 사용하는 경우 : 단일 부호어가 4개의 계층을 통해 전송되기 때문에 4개의 계층에 관한 평균적인 채널을 경험하게 된다. 따라서 단위행렬 I를 프리코딩 행렬로 사용한다. 즉, W(i)=I₄이다.

② 다중 부호어의 전송에 있어서, 안테나 결합 행렬을 프리코딩 행렬에 포함시켜 사용하는 경우 : 4개의 계층을 통해 4개 또는 2개의 부호어가 전송된다. 이와 같은 경우 다중 부호어가 4개의 계층을 모두 경험하도록 하기 위해, 프리코딩 행렬에 아래 표와 같은 퍼뮤테이션 행렬을 추가한다.

퍼뮤테이션 행렬은 SC-FDMA 심볼 단위 또는 슬롯 단위로 변경될 수 있는데, 이를 도식화하면 다음의 수학식과 같다.

W(i)=P_k,

여기서, P_k는 퍼뮤테이션 행렬이고, k=mod(s,24)+1, k=1,...,N이며, 퍼뮤테이션 행렬 중 임의의 N개의 행렬을 사용할 수 있다. s는 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯의 인덱스이고, P_k=P_4k 이다. 이러한 24개의 퍼뮤테이션 행렬 중 일부를 선택하여 부집합을 만들고, 부집합내의 퍼뮤테이션 행렬만을 이용할 수 있다. 일 예로서, 4개의 부호어를 랭크 4로 전송하는 시스템에서, 4개의 퍼뮤테이션 행렬 P₄₀₁, P₄₁₄, P₄₁₉, P₄₀₄를 적절히 이용하여 각 부호어가 4개의 계층(또는 물리 안테나 채널)을 모두 경험하게 할 수 있다. 이를 도식화하면 다음의 수학식과 같다.

W(i)=P_k,

여기서, P_4k∈{P₄₀₁, P₄₁₉, P₄₁₄, P₄₀₄}이고, k=mod(s,N)+1, k=1,2,3,4이고, s는 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯의 인덱스이다. P_k=P_4k 이다. 그리고, s가 SC-FDMA 심볼 인덱스이면 N=4이고, s가 슬롯 인덱스이면 N=2이다.

다른 예로서, 2개의 부호어를 랭크 4로 전송하는 시스템에서, 2개의 퍼뮤테이션 행렬 P₄₀₁, P₄₁₉를 적절히 이용하여 각 부호어가 4개의 계층(또는 물리 안테나 채널)을 모두 경험하게 할 수 있다. 이를 도식화하면 다음의 수학식과 같다.

W(i)=P_k,

여기서, P_4k∈{P₄₀₁, P₄₁₉}이고, k=mod(s,2)+1, k=1, 2이고, s는 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯의 인덱스이다. P_k=P_4k 이다

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

도 1은 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.

도 3은 단일 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 4는 2개의 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 5는 단일 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 6은 2개의 부호어를 랭크 2로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 7은 단일 부호어를 랭크 3으로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 8은 3개의 부호어를 단일 부호어를 랭크 3으로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 9는 단일 부호어를 랭크 4로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

도 10은 4개의 부호어를 랭크 4로 전송하는 경우의 송신기의 블록도이다.

Claims

공간 다중화 기법을 이용한 데이터 전송방법에 있어서,

적어도 하나의 부호어를 변조하여 적어도 하나의 변조심볼을 생성하는 단계;

적어도 하나의 변조심볼을 랭크(rank)에 따라 그 개수가 결정되는 계층(layer)에 맵핑하여 계층 맵핑된 심볼열(layer-mapped symbol stream)을 생성하는 단계;

상기 계층 맵핑된 심볼열에 DFT(Discrete Fourier Transform)을 수행하여 주파수 영역 심볼열(frequency division symbol stream)을 생성하는 단계;

상기 주파수 영역 심볼열에 프리코딩(precoding)을 수행하여 프리코딩된 심볼열(precoded symbol stream)을 생성하는 단계;

상기 주파수 심볼열을 부반송파에 맵핑한 후, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하여 SC-FDMA 심볼을 생성하는 단계; 및

상기 SC-FDMA 심볼을 복수의 송신안테나를 이용하여 전송하는 단계를 포함하되,

상기 프리코딩에 사용되는 프리코딩 행렬은 상기 복수의 송신안테나를 각 가상 안테나(virtual antenna)에 개별적으로 맵핑하거나 상기 복수의 송신안테나를 하나의 가상 안테나에 맵핑하기 위한 제1 행렬과, 상기 적어도 하나의 부호어가 상기 복수의 송신안테나 전부를 통해 분산적으로 전송되도록 퍼뮤테이션(permutation)하는 제2 행렬의 곱으로 표현되는, 데이터 전송방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 송신안테나의 개수와 상기 랭크의 크기가 같은 경우, 상기 제1 행렬은 상기 복수의 송신안테나를 상기 가상안테나에 1:1 맵핑시키는, 데이터 전송방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 송신안테나의 개수와 상기 랭크의 크기가 같은 경우, 상기 제1 행렬은 상기 복수의 송신안테나를 상기 가상안테나에 1:1 맵핑시키는, 데이터 전송방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 송신안테나의 개수보다 상기 랭크의 크기가 큰 경우, 상기 제1 행렬은 적어도 하나의 송신안테나의 신호를 위상전환(phase shift)하는 요소(element)를 포함하는, 데이터 전송방법.
제 4 항에 있어서,

상기 제1 행렬은 상기 적어도 하나의 송신안테나와 상기 위상전환된 신호를 전송하는 송신안테나를 동일한 가상안테나에 맵핑하는, 데이터 전송방법.
제 4 항에 있어서,

상기 제1 행렬은 하나의 송신안테나를 하나의 가상안테나에 1:1 맵핑하는 요소를 포함하는, 데이터 전송방법.
제 1 항에 있어서,

상기 부반송파는 상기 복수의 송신안테나와 일대다(one-to-many) 맵핑관계가 성립하는, 데이터 전송방법.
제 7 항에 있어서,

상기 일대다 맵핑관계는 아래의 표의 H₁ 내지 H₆ 중 어느 하나인, 데이터 전송방법. 여기서, 괄호안의 (x,y)는 x번째 송신안테나와 y번째 송신안테나가 같은 부반송파에 맵핑됨을 나타낸다.
제 1 항에 있어서,

상기 제2 행렬은 매 SC-FDMA 심볼단위로 변경되는, 데이터 전송방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제2 행렬은 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 변경되는, 데이터 전송방법.