TWI452859B - 用於mimo系統之層對映方法與資料傳輸 - Google Patents

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Description

用於MIMO系統之層對映方法與資料傳輸
本發明係關於多輸入多輸出(MIMO)通訊系統，且尤其係更關於一種用於顯示在一MIMO通訊系統中之一碼字及一層間的組合之方法、一層對映方法及一使用相同方法之資料傳輸方法。
一習知MIMO技術將在下文中詳述。
簡言之，MIMO技術係多輸入多輸出技術之一縮寫。MIMO技術使用多傳輸(Tx)天線及多接收(Rx)天線，以改進Tx/Rx資料的效率，雖然一習知技術一般係使用一單傳輸(Tx)天線及一單接收(Rx)天線。換句話說，MIMO技術允許無線通訊系統之一傳輸器或接收器使用多天線(下文中稱為多天線)，以致可改進容量或性能。為描述方便，亦可將術語「MIMO」視為多天線技術。
更詳言之，MIMO技術係非取決於一單天線路徑，以接收一單一總訊息，收集經由若干天線接收的複數資料件，及完成總資料。結果，MIMO技術可在一給定通道條件下增加資料傳輸率，或可在一特定資料傳輸率下增加系統性能。
下一代行動通訊技術需要一高於習知行動通訊技術之資料傳輸率，因此預期有效MIMO技術係下一代行動通訊技術必需。在此情況下，MIMO通訊技術係能應用至行動 通訊終端或基地台之下一代行動通訊技術，且可延伸資料通訊範圍的範圍，以致其可克服其他行動通訊系統由於各種限制情況之有限量轉移資料。
在各種能改進資料傳輸效率之技術中，MIMO技術可大幅增加通訊容量之量及Tx/Rx性能，而無須分配額外頻率或增加額外功率。由於此等技術優點，大多數公司或開發者已密集注意此MIMO技術。
第1圖係說明習知MIMO通訊系統之方塊圖。
參考第1圖，若傳輸(Tx)天線數目增加至NT ，及同時接收(Rx)天線數目增加至NR ，MIMO通訊系統之理論通道容量與天線數目成比例增加，以致傳輸率及頻率效率可大幅增加。
在此情況下，藉由增加通道容量獲得的傳輸率係等於當使用一單天線時獲得之最大傳輸率(Ro)及一率增量(Ri)的乘法，且理論上可增加。該率增量(Ri)可藉由以下方程式1表示： [方程式1]R i ＝min (N T ,N R )
例如，假設MIMO系統使用四Tx天線及四Rx天線，此MIMO系統理論上可獲得高傳輸率，其係比一單天線系統高四倍。
在MIMO系統之以上所述理論容量增加於九十年代中經示範後，許多開發者已實行密集研究各種可使用理論容量增加來實質上增加資料傳輸率之技術。一些此類研究已 反映在各種無線通訊標準中，例如，第三代行動通訊或下一代無線LAN等等。
各種MIMO關聯技術已由許多公司或開發者密集地研究，例如，研究一種關聯在各種通道環境或多存取環境下之MIMO通訊容量計算，研究一種MIMO系統之無線通道測量及模擬，及研究一種空間時間訊號處理技術。
以上所述MIMO技術可分類成兩類型：一空間分集方案及一空間多工方案。空間分集方案使用通過各種通道路徑之符號的增加傳輸可靠性。空間多工方案經由複數Tx天線同時傳輸複數資料符號，以致其增加資料之傳輸率。此外，空間分集方案及空間多工方案之組合近來亦已發展，以適當地獲得兩方案之獨特優點。
空間分集方案、空間多工方案及其組合之細節將在下文中描述。
首先，以下將描述空間分集方案。基本上，空間分集方案係分成兩類型：一空間時間塊碼方案及一空間時間交織碼方案，其可同時使用一分集增益及一編碼增益。大體上，位元誤差率(BER)改進性能及空間時間交織碼方案之碼產生自由度，係優於空間時間塊碼方案，而空間時間塊碼方案之計算複雜性係高於空間時間交織碼方案。
以上所述空間分集增益對應於Tx天線數目(NT )及Rx天線數目(NR )之乘積或相乘，如由NT x NR 所示。
其次，以下將描述空間多工方案。空間多工方案係調適以經由個別Tx天線傳輸不同資料流。在此情況下，接收 器不可避免地產生在同時從一傳輸器傳輸之資料件間的相互干擾。接收器使用一適當訊號處理技術將此相互干擾從接收到資料中移除，以致其可接收不具干擾之所需資料。為了將雜訊或干擾從接收到資料中移除，可使用一最大可能接收器、一ZF(零強制)接收器、一MMSE(最小均方誤差)接收器、一D－BLAST、或一V－BLAST。明確言之，若傳輸器可識別通道資訊，一奇異值分解(Singular Value Decomposition,SVD)方案可用來完美地移除干擾。
第三，以下將描述空間分集方案及空間多工方案之組合。假設僅獲得一空間分集增益，性能改進增益係與一逐漸分集次序成比例地逐漸飽和。結果，能同時獲得所有以上所述兩增益而解決以上所述問題的各種方案，已由許多公司或開發者密集研究，例如，一雙重STTD方案及一空間時間BICM(STBICM)方案。
以下將詳述一種用於以上所述MIMO系統的通訊方法之數學模擬。
首先，如從第1圖可見，係假設存在NT Tx天線及NR Rx天線。
在一傳輸(Tx)訊號之情況下，在使用NT Tx天線的條件下，傳輸資訊件之最大數目係NT ，以致Tx訊號可由以下方程式2中顯示之特定向量表示： [方程式2]s ＝[s 1 ,s 2 ,...,s NT ] T
個別傳輸資訊件(s1 、s2 、...、sNT )可具有不同傳輸功 率。在此情況下，若個別傳輸功率係由(P1 、P2 、...、PNT )指示，具有已調整傳輸功率的傳輸資訊可由以下方程式3中所示之特定向量表示：
在方程式3中，使用一傳輸功率P之對角矩陣，S 可藉由以下方程式4表示：
具有已調整傳輸功率之資訊向量S 可由一加權矩陣(W)相乘，以組態欲實際上傳輸之NT 傳輸(Tx)訊號(x1 、x2 、...、xNT )。在此情況下，加權矩陣依據Tx通道狀態係調適以適當地分布Tx資訊至個別天線。以上所述Tx訊號(x1 、x2 、...、xNT )可使用向量(x)由以下方程式5表示： [方程式5]
在方程式5中，wij 係一在第iTx天線及第jTx資訊間之加權，且W係指示該加權wij 之矩陣。矩陣W係稱為加權矩陣或預編碼矩陣。
以上所述Tx訊號(x)可依據兩情況依不同方法考慮，即一其中使用空間分集之第一情況，及一其中使用空間多工之第二情況。
在使用空間多工之情況下，不同訊號係進行多工且已多工之訊號被傳輸至一終點，因此資訊向量(s)之元素具有不同值。否則，在使用空間分集之情況下，相同訊號係經由若干通道路徑重複傳輸，因此資訊向量(s)之元素具有相同值。
無須贅言，亦可考慮空間多工方案及空間分集方案之組合。換句話說，相同訊號係依據空間分集方案經由三Tx天線傳輸，且剩餘訊號係進行空間多工而後傳輸至一終點。
其次，若使用NR Rx天線，個別天線之Rx訊號(y1 、y2 、...、yNR )可由以下方程式6中所示之特定向量(y)表示： [方程式6]y ＝[y 1 ,y 2 ,...,y NR ] T
若在MIMO通訊系統中設置一通道模擬，個別通道可依據Tx/Rx天線索引彼此區分。一自一Tx天線(j)至一Rx天線(i)之特定通道係由hij 指示。在此情況下，應注意通道hij 之第一索引指示Rx天線索引且第二索引指一Tx天線索引。
若干通道被連結，以致其係依一向量或矩陣之形式顯示。一範例性向量係如下。
第2圖顯示從NT Tx天線至一Rx天線(j)之通道。
參考第2圖，自NT Tx天線至Rx天線(j)之通道可由以下方程式7表示：
若自NT Tx天線至NR Rx天線之所有通道係藉由方程式7組成的矩陣指示，可獲得以下方程式8：
一額外白高斯雜訊(Additive White Gaussian Noise, AWGN)係增加至一實際通道，其已通過方程式8中顯示的通道矩陣H。增加至NR Rx天線各者之AWGN(n1 、n2 、...、nNR )可藉由以下方程式9中顯示之特定向量表示： [方程式9]n＝[n 1 ,n 2 ,...,n NR ] T
藉由Tx訊號、Rx訊號及包括AWGN之通道的以上所述模擬方法，各MIMO通訊系統可藉由以下方程式10表示：
以上所述已揭示MIMO通訊系統係應用至一單使用者。然而，MIMO通訊系統亦可應用於多使用者，以致其可獲得一多使用者分集。以下將描述多使用者分集之詳細描述。
衰落通道係一無線通訊系統之性能退化的主要原因。通道增益值係依據時間、頻率及空間改變。通道增益值愈低，性能愈低。一種用於解決以上所述衰落問題之代表性方法係分集。此分集使用係有所有獨立通道具有低增益值之低機率的事實。可將各種分集方法應用於本發明，且以上所述多使用者分集係視為其中之一。
若若干使用者在一胞中出現，個別使用者之通道增益值係可能彼此獨立，因此所有使用者具有低增益值之機率極低。若一節點B具有足夠傳輸(Tx)功率且若干使用者在一胞中出現，較佳係將所有通道分配至一具有最高通道增益值之特定使用者，以依據資訊理論使一總通道容量最大。可將多使用者分集分類為三種分集，即一時間多使用者分集、一頻率多使用者分集及一空間多使用者分集。
當一通道狀況隨著時間改變時，時間多使用者分集係調適以分配一通道至一具有最高增益值之特定使用者。
頻率多使用者分集係調適以將一次載波分配給一在頻率多載波系統(例如正交分頻多工(OFDM)系統)中之各頻帶中具有最高增益值之特定使用者。
若一通道狀況在不使用多載波之其他系統中隨著時間緩慢改變，具有最高通道增益值之使用者將會獨佔該通道達到一段長時間，其他使用者無法彼此通訊。在此情況下，為了使用該多使用者分集，需要引起通道改變。
其次，空間多使用者分集依據空間類型使用使用者的不同通道增益值。一空間多使用者分集之實施例係隨機束形成(Random BeamForming；RBF)方法。此RBF方法使用多個天線(即多天線)以一預定加權施行束形成以引起通道改變，及使用以上所述空間多使用者分集。
使用多使用者分集作為多天線方案之多使用者MIMO方案將在下文中詳述。
依據多使用者多天線方案，使用者數目及各使用者之 天線的數目可在傳輸/接收器處依各種方法彼此組合。
MIMO多使用者方案被分類為一下行鏈路方法(即正向鏈路方法)及一上行鏈路方法(即反向鏈路方法)，且將在下文中描述下行鏈路及上行鏈路方法之詳細描述。在此情況下，下行鏈路指示一訊號係從一節點B傳輸至若干使用者設備(UE)，且上行鏈路指示若干UE傳輸一訊號至節點B。
MIMO中之下行鏈路大體上可分類成兩種訊號接收方法：第一接收方法致使一單使用者(即一單UE)經由總數NR 天線接收一所需訊號，且第二接收方法致使NR UE之各者經由一單天線接收一所需訊號。視需要，亦可使第一及第二接收方法之組合可用於本發明。換句話說，一些UE可使用一單Rx天線，或一些其他UE可使用三Rx天線。應注意的係在所有組合中之Rx天線的一總數係維持在NR 。此情況大體上稱為一MIMO廣播通道(BC)或一空間區分多存取(SDMA)。
MIMO中之上行鏈路大體上可分類為兩種訊號傳輸方法：第一傳輸方法致使一單UE經由NT 天線傳輸一所需訊號，且第二傳輸方法致使NT UE之各者經由一單天線傳輸一所需訊號。視需要，亦可將第一及第二傳輸方法之組合用於本發明。換句話說，一些UE可使用一單Tx天線，或一些其他UE可使用三Tx天線。應注意的係在所有組合中之Tx天線的總數係維持在NT 。此情況大體上稱為MIMO多存取(MAC)。
上行鏈路及下行鏈路係彼此對稱，以致亦可將一用於 其一的方法用於其中之另一者。
為方便描述及更加理解本發明，雖然以下描述將基本上描述MIMO BC，應注意亦可將本發明之方法亦用於MIMO MAC。
第3A圖係說明一單使用者MIMO通訊系統之概念圖。圖3B係說明一多使用者MIMO通訊系統的概念圖。
為描述的方便，第3A及3B圖假設使用下行鏈路。
在第3A圖中顯示之單使用者MIMO通訊系統包括一傳輸器(即節點B)，其配有多個天線(即多天線)；及一接收器(即UE)，其配有多天線。在此情況下，若一欲從傳輸器傳輸之訊號(x)係由加權向量(W)相乘，且經相乘產生之訊號係經由多天線傳輸，本發明可在已正確識別通道資訊之假設下獲得最大通道容量。
同時，在第3B圖中顯示之多使用者MIMO通訊系統包括複數多輸入單輸出(MISO)系統，其各指定一單天線予各使用者。因此，多使用者可依如在單使用者MIMO通訊系統中之相同方式使用一傳輸束形成而使通道容量最大。在此情況下，多使用者MIMO通訊系統必須不僅考慮通道資訊且亦考慮各使用者的干擾，以致其需要比單使用者MIMO通訊系統更複雜的系統。因此，多使用者MIMO通訊系統必須選擇一加權向量，以使在使用傳輸束形成之情況下的使用者間之干擾減至最少。
以上所述可如下以數字描述。
首先，單使用者環境(即單使用者MIMO通訊系統)將在 下文中描述。
假設所有傳輸/接收器已完全識別所有通道資訊，一奇異值分解(SVD)H可藉由以下方程式11表示： [方程式11]H ＝U ΣV H
其中「H」係一奇異值分解，U 及V 係單位矩陣，Σ 係對角矩陣。
在此情況下，為了依據通道容量獲得最大增益，對角矩陣V 係藉由加權矩陣W 選擇，且U H 係由一接收訊號(Y)相乘。若接收器之產生訊號係由指示，則獲得以下方程式12：
其中P 係傳輸功率矩陣。傳輸功率矩陣P 可藉由一用於獲得通道容量之特定演算法(著名之充水(water－filling)演算法)決定。此充水演算法係一用於獲得通道容量之最佳方法。
然而，為了施行充水演算法，所有傳輸/接收器必須完全知悉所有通道資訊。因此，為了在多使用者環境下使用充水演算法，所有使用者之各者必須不僅知道其通道資訊且亦須知悉其他使用者的通道資訊。由於此問題，事實上， 多使用者MIMO通訊系統幾乎不可能使用以上所述充水演算法。
其次，將在下文中描述多使用者MIMO通訊系統。
在此情況下，一種用於獲得通道容量之代表性最佳方法係使用一髒紙編碼(Dirty paper coding；DPC)方法，但此DPC方法具有高度複雜性。另有其他最佳方法用於本發明，例如，一隨機束形成(RBF)及一零強制束形成(ZFBF)。若使用者之數目在多使用者環境中增加，以上所述RBF或ZFBF方法可具有一類似於藉由DFC方法獲得之最佳性能的性能。
同時，下文中將描述一用於MIMO通訊系統中之碼字。
一般通訊系統使用一正向錯誤校正碼來施行傳輸器之傳輸資訊的編碼，且傳輸經編碼資訊，以致一在一通道處經歷的錯誤可藉由一接收器校正。接收器將一接收到(Rx)訊號解調，及在經解調訊號上施行正向錯誤校正碼之解碼，以致其恢復傳輸資訊。藉由解碼程序，由於通道產生之Rx訊號錯誤被校正。
所有正向錯誤校正碼之各者具有一在通道錯誤校正中的最大可校正限制。換句話說，若一接收(Rx)訊號具有一超過一對應正向錯誤校正碼之限制的錯誤，一接收器係無法將Rx訊號解碼成為不具錯誤之資訊。因此，接收器必須決定經解碼資訊中是否出現或不出現一錯誤。依此方法，係需要一用於施行錯誤偵測之特殊化編碼程序，其與正向錯誤校正編碼程序分隔。大體上，一循環冗餘檢查(CRC) 碼已用作一錯誤偵測碼。
CRC方法係一用於施行錯誤偵測之範例性編碼方法。大體上，傳輸資訊係藉由CRC方法編碼，而後將正向錯誤校正碼應用於經CRC編碼的資訊。一藉由CRC及正向錯誤校正碼編碼之單一單元大體上係稱為一碼字。
同時，若若干傳輸資訊單元係重疊且接著接收，本發明可使用一干擾抵消接收器預期性能改進。在以上所述情況中有許多其中若干傳輸資訊重疊且接著被接收之情況，例如一其中使用MIMO技術之情況，一其中使用一多使用者偵測技術之情況，及一其中使用一多碼技術之情況。以下將簡短描述干擾抵消結構。
依據該干擾抵消結構，在第一資訊係從其中若干資訊係重疊之總接收訊號解調/解碼後，關聯第一資訊之資訊從總接收訊號移除。一第二訊號係藉由沒有從接收訊號移除之第一資訊的產生訊號解調/解碼。一第三訊號係藉由無從第一接收訊號移除之第一及二資訊的產生訊號解調/解碼。一第四訊號或第四訊號後的其他訊號重複以上所述程序，因此解調/解碼第四或其他訊號。依此方法，用於自一接收訊號持續移除解調/解碼訊號以改進下一解調/解碼程序之性能的以上所述方法係稱為連續干擾抵消(SIC)方法。
為了使用例如SIC之上述干擾抵消方法，從接收訊號移除之解調/解碼訊號必須沒有錯誤。若任何錯誤發生在解調/解碼訊號中，一錯誤傳播發生以致一負面影響持續影響所有解調/解碼訊號。
亦可將以上所述干擾抵消技術應用於MIMO技術。若若干傳輸資訊件係經由多天線重疊/傳輸，則需要以上所述干擾抵消技術。換句話說，若使用空間多工技術，係偵測各傳輸資訊，且同時可使用干擾抵消技術。
然而，如以上所述，為了使由干擾抵消產生之錯誤傳播減至最少，較佳係在決定解調/解碼訊號中之一錯誤出現或不出現後選擇性地移除該干擾。用於決定各傳輸資訊中錯誤出現或不出現之代表性方法係以上所述循環冗餘檢查(CRC)方法。一藉由CRC編碼處理之不同資訊的單元稱為一碼字。因此，一用於使用干擾抵消技術之更具代表性方法係一其中使用若干傳輸資訊件及若干碼字之特定情況。
同時，一指示通道條件之通道矩陣H的列數及行數，係藉由Tx/Rx天線的數目決定。在通道矩陣H中，列數等於Rx天線數(NR )，而行數等於Tx天線數(NT )。即，通道矩陣H係由NR x NT 矩陣指示。
大體上，一矩陣秩係藉由一在列數及行數間之較小數目定義，其中列及行彼此獨立。因此，矩陣秩無法高於列或行數。通道矩陣H之秩可藉由以下方程式13表示： [方程式13]rank (H )≦min(N T ,N R )
當矩陣係特徵(eigen)值分解時，以上所述秩之另一定義可藉由除了「0」以外之特徵值的數目定義。同樣地，若該秩經SVD處理，該秩亦可藉由除了「0」以外之奇異值的數目定義。因此，通道矩陣中之秩的實際意思可視為一能 傳輸不同資訊之給定通道的傳輸次數的最大數目。
為描述方便，係假設經由MIMO技術傳輸之不同資訊件的各者係一傳輸流或一流。此流亦可稱為一層，以致傳輸流的數目不能高於通道秩，其等於能傳輸送不同資訊之通道的傳輸次數之最大數目。
若通道矩陣係H，此通道矩陣H可藉由以下方程式14表示： [方程式14]#of streams ≦rank (H )≦min(N T ,N R )
其中「#of streams 」係流之數目的指示。
同時，應注意的係一單流可經由一或多數天線傳輸。
一種用於匹配該流與天線之方法可依據MIMO技術類型描述。
在其中一單流係經由若干天線傳輸之情況中，此情況可視為係空間分集方案。在其中若干流係經由若干天線傳輸之情況中，此情況可視為係空間多工方案。無須贅言，一在空間分集方案及空間多工方案間之混合方案亦可用。
MIMO通訊系統中之碼字及流間的關係將在下文中詳述。
第4圖係說明MIMO通訊系統中之碼字及流間的關係之方塊圖。
各種用於匹配該碼字及流之方法係可用。一來自各種方法中之一般方法產生碼字，允許各碼字進入一碼字－流對映模組，將從碼字－流對映模組接收之碼字與流匹配， 及將該流傳輸至流－天線對映模組，因此該流係經由Tx天線傳輸。
用於決定碼字及該流間之組合的一部分係由第4圖中之粗黑線指示。
理想中，該碼字及流間之關係可自由地決定。一單碼字可分成若干流，因此被分割之流係傳輸至一終點。若干碼字係於一流中串列地整合，以致包括該等碼字之該流可被傳輸至一終點。
然而，以上所述若干碼字之串列整合可視為一種預定編碼程序，因此本發明假設一單碼字係匹配一真實有意義組合的一或多數流。然而，假設若干流彼此區分而不脫離本發明的範圍或精神，亦可將本發明應用於已區分之流。
因此，為描述方便，本發明假設一單碼字係匹配一或多數流。因此，若將所有資訊編碼且接著傳輸至一終點，可獲得以下方程式15： [方程式15]#of codewords ≦#of streams
其中「# of codewords」係碼字之數目，且「# of streams」係流的數目。
結論係以上所述方程式13至15可用以下方程式16表示： [方程式16]#of codewords ≦#of streams ≦rank(H )≦min(N T ,N R )
藉由方程式16，可認知以下事實。換句話說，若限制 Tx/Rx天線之數目，亦限制流的最大數目。若限制碼字之數目，亦限制流的最小數目。
藉由以上所述碼字及流間的關係，若限制天線之數目，則限制碼字或流的最大數目，因此碼字之限制數目與流的限制數目組合。
碼字及流間之以上所述的組合係上行鏈路及下行鏈路兩者所需。
例如，假設MIMO技術係應用於下行鏈路。在此情況下，必須預先正確地將一組合通知一接收器，其係用於碼字及流間之所有組合中的以上所述資訊傳輸，因此可正確地施行該資訊之解調/解碼程序。
另外，若將控制資訊傳輸至上行鏈路，亦必須藉由一接收器識別碼字及流間之各種組合中的較佳組合。更詳細言之，為了實施MIMO技術，一傳輸器必須識別一接收器的通道及狀態資訊，以致接收器必須經由上行鏈路通知各種控制資訊。
例如，接收器考慮各種接收器狀態(如一經測量通道或緩衝器狀態)，且必須通知在一碼字及一流間之一較佳組合，對應於此較佳組合之通道品質指示符(CQI)，及一與其對應之預編碼矩陣索引(PMI)。無須贅言，詳細控制資訊之內容可依據一所使用MIMO技術的類型不同地決定。然而，其中接收器必須將碼字及流間之較佳組合通知上行鏈路的以上所述事實係不可改變。
對於另一實例，若將MIMO技術應用於上行鏈路，係 僅將一傳輸鏈路改變成不同於以上所述實例之描述的另一鏈路，且除了傳輸鏈路改變以外的其餘事實係等於以上所述實例，因此必須通知一碼字及流間之所有組合、一已使用組合及一較佳組合。
若碼字及流間之所有組合可藉由一小數目之位元指示，則可將控制資訊更有效地傳輸至一終點。因此，係需要一種用於有效地指示碼字及流間之組合的方法。
因此，本發明係關於一種用於一MIMO通訊系統之層對映方法及資料傳輸方法，其實質上消除由於相關技術之限制及缺點造成的一或多數問題。
本發明之一目的係提供一種用於合理限制在一碼字及一流間之組合的數目，且減少指示組合的數目之資訊的位元數目之方法。
本發明的另一目的係提供一種用於限制在一多使用者MIMO通訊系統下於一碼字及一流間之組合的數目，減少用於指示組合的數目所需之資訊位元的數目，及提供有效通訊服務之方法。
本發明之又另一目的係提供一種資訊處理方法，其係用於當資料在一無線通訊系統中經由多Tx天線傳輸時，將一單碼字有效地分割為至少兩層。
本發明之又另一目的係提供一種資訊處理方法，其係用於經由多Tx天線傳輸資料，以減少在一無線通訊系統中 之衰落現象的影響。
本發明之額外優點、目的及特徵將部分在以下說明中提出，且部分將可由熟習此項技術人士自審視下文時瞭解或可自實現本發明時習得。本發明之目的及其他優點可藉由在本發明之書面說明與其申請專利範圍以及附圖中特別指出之結構來實現與達成。
為達成此等目的及其他優點且依據本發明之目的，一種用於在一多輸入多輸出(MIMO)系統中空間多工的層對映方法包含：(a)調變至少一碼字之各者的一預定位元塊，及對於各碼字產生一調變符號流；及(b)依據一來自預定對映組合中之一特定組合對於該至少一碼字之各者對映該調變符號至至少一層，其中，在該等預定對映組合之各者中，一單碼字所對映之層的一數目被限制至一預定數目或以下，該預定數目對應於當所有層之一數目係由所有碼字之一數目除之時所獲取的一比率。
較佳係，該MIMO系統使用最多4層及最多2碼字，且該預定對映組合限制該等層之數目，其中該單碼字係對映至2或以下。
較佳係，在該預定對映組合中，一其中當使用最多一碼字時一單碼字被對映至至少兩層的組合，係從在該至少一碼字及該至少一層間之所有可用對映組合中移除。
較佳係，在該預定對映組合中，一其中當所有層之一 最大數目係2時一單碼字被對映至至少兩層的組合，係從在該至少一碼字及該至少一層間之所有可用對映組合中移除。
較佳係，當兩碼字被對映至該三層時，該預定對映組合被限制至一組合，其中一具有一較低索引之碼字被對映至一單層，且具有一較高索引之該另一碼字被對映至兩層。
較佳係，該預定對映組合係一其中具有相同數目之碼字及層的各組合係由一單組合指示之組合。
較佳係，該MIMO系統使用最多4層及最多2碼字，且該預定對映組合由一其中一單碼字被對映至一單層的第一組合，一其中兩碼字分別被對映至兩層的第二組合，一其中兩碼字被對映至三層的第三組合，及一其中兩碼字被對映至四層的第四組合組成。
較佳係，該MIMO系統使用最多4層及最多2碼字，且該預定對映組合由一其中一單碼字被對映至一單層的第一組合，一其中兩碼字分別被對映至兩層的第二組合，一其中兩碼字被對映至三層的第三組合，一其中兩碼字被對映至四層的第四組合，及一用於基於混合ARQ(HARQ)方案支援再傳輸之第五組合組成。
較佳係，在該第三組合中，來自該兩碼字中之一第一碼字被對映至一來自該三層中之第一層，且來自該兩碼字中之一第二碼字被對映至來自該三層中之第二及第三層。
較佳係，在該第四組合中，來自該兩碼字中之一第一碼字被對映至一來自該四層中之第一與第二層，且來自該 兩碼字中之一第二碼字被對映至來自該四層中之第三及第四層。
較佳係，在該層對映步驟(b)中，若一特定一碼字係依據來自該等預定對映組合中之該第三或第四組合對映至兩層，構成該特定一碼字的調變符號流係交替對映至該兩層。
在本發明之另一態樣中，係提供一種用於允許一多輸入多輸出(MIMO)系統之一傳輸器經由多傳輸(Tx)天線傳輸資料的方法，其包含：(a)在一特定資料塊上施行一通道編碼；(b)調變一藉由該通道編碼資料塊形成之位元塊，及產生一調變符號流；(c)依據預定對映組合中任一者將包含在該調變符號流中之調變符號對映至至少一層；及(d)傳輸該等層對映符號，其中該等預定對映組合包括一特定組合，在該特定組合中一由該特定資料塊之該調變所產生之該符號流構成的單碼字被對映至至少二層，及該特定組合被設定成將構成該單碼字之該符號流交替地對映至該至少兩層調變。
較佳係，該MIMO系統使用最多4層及最多2碼字，且該預定對映組合包括一其中一單碼字被對映至一單層的第一組合，一其中兩碼字分別被對映至兩層的第二組合，一其中兩碼字被對映至三層的第三組合，及一其中兩碼字被對映至四層的第四組合組成。
較佳係，在該第三組合中，來自該兩碼字中之一第一碼字被對映至一來自該三層中之第一層，且來自該兩碼字中之一第二碼字被對映至來自該三層中之第二及第三層。
較佳係，在該第四組合中，來自該兩碼字中之一第一碼字被對映至來自該四層中之第一及第二層，且來自該兩碼字中之一第二碼字被對映至來自該四層中之第三及第四層。
較佳係，在該層對映步驟(c)中，若一特定一碼字係依據來自該等預定對映組合中之該第三或第四組合對映至兩層，一來自構成該特定一碼字的符號流之一第偶數個索引符號係對映至來自該兩層中之一第一層，且一第奇數個索引符號被對映至來自該兩層中之一第二層，以致該第偶數個索引符號及該第奇數個索引符號被交替地對映至該第一及第二層。
應瞭解本發明之前述一般性說明及以下詳細說明兩者係範例性及說明性，且係意於提供所宣稱的本發明之進一步解說。
用於依據本發明之一具體實施例指示一在一碼字及一流間之組合的方法，可在考慮各種態樣下合理地限制在一碼字及一流間之所有組合的數目，以致其可減少指示在一碼字及一流間所有組合之數目的資訊位元數目。如以上所述態樣，以上所述方法考慮一特定碼字之最大傳輸率，比較具有指示一對應組合之情況的數目之使用的機率，維持一可用於再傳輸之組合，使用連續干擾抵消(SIC)方法改進一接收器之解碼性能，考慮一基於天線分組之流分組，及 考慮一多使用者MIMO通訊系統中之使用者便利。
因此，本發明指示所有碼字一流組合，其係用於一MIMO通訊系統中之上行鏈路及下行鏈路兩者所需，其具有較少數目之位元，因而增加控制資訊的效率。
本發明提供一種在MIMO通訊系統中用於依據層來對映碼字之方法，傳輸對映碼塊且額外保證一由空間多工產生之空間分集增益。
在其中一單資料塊被分成若干碼塊且該等碼塊被通道編碼之情況中，本發明藉由對於一傳輸鏈增加簡單功能而提供給各碼塊足夠之空間分集。
現將詳細參考本發明之較佳具體實施例，其實例係於附圖中說明。盡可能在全部圖式中，相同參考數字將在全文中用以指相同或相似部分。
在描述本發明之前，應注意係大多數在本發明中揭示之術語對應於此項技術中為人熟知的一般術語，但一些術語已由申請人視需要選擇，且以下將在本發明之以下描述中揭示。因此，較佳係由申請人定義的術語係基於其在本發明中之意義來理解。
為了描述方便及更佳理解本發明，將省略此項技術中無人熟知的一般結構及裝置或由方塊圖或流程圖指示。盡可能全部圖式中使用之相同參考數字將用以指相同或相似部分。
本發明提供一種用於合理限制在一碼字及一流間之所有組合數目，且減少指示組合之有限數目之資訊的一位元數目之方法。為此目的，本發明考慮用於在考慮一碼字及一流間之可用組合數目後合理限制所有組合的數目之方法。
若限制Tx/Rx天線的數目如方程式16中顯示，則流之最大數目受限制。且接著，若限制碼字的數目，則亦限制流的最小數目。
與以上所述情況關聯之實例將在下文中描述。
若Tx/Rx天線的數目係4，流或碼字之最大數目係4。 同時，若限制碼字之數目，可用流之最小數目受限制。若碼字之數目係2，流的數目係等於或高於「2」或更多。因此，若Tx/Rx天線之最小值係4且碼字的數目係2，則可用流之數目可為2、3或4。若Tx/Rx天線之最小值係2且碼字的數目係2，可用流之數目僅係「2」。
大體上，Tx/Rx天線之數目在商用情況中係4或2，且碼字之一最大數目係2。近來，依據3GPP LTE，已將Tx天線之一最大數目(NT )設定成4，Rx天線之一最大數目(NR)設定成4，且已將可允許多碼字之一最大數目設定成2，其已規定於3GPP，R1－063013(Tallinn中之3GPP TSG RAN WG1 #46批准記錄(Tallinn，Estonia，2006年8月28日至9月1日)，及3GPP，R1－063013(3GPP TSG RAN WG1 #46bis之批准報告(韓國，首爾，2006年10月9至13日)。
因此，本發明之以下描述假設Tx/Rx天線的數目係4或 2，且碼字之最大數目係2，但本發明之範圍不限於此假設，及視需要亦可應用至其他組合。
以下將文描述一種在Tx/Rx天線之數目係4或2及碼字的最大數目係2之條件下，在一碼字及一流間之組合方法。
第5A圖係說明依據本發明之一MIMO通訊系統的方塊圖，其中碼字之一最大數目係2及天線之一最大數目係4。第5B圖係說明依據本發明之一MIMO通訊系統的方塊圖，其中碼字之一最大數目係2及天線之一最大數目係2。
參考第5A圖，若天線之數目係「4」，流之一最大數目限制為「4」。因此，若碼字之數目係「1」，則可用流之數目係1、2、3或4。若碼字之數目係「2」，可用流的數目係2、3或4。
參考第5B圖，若天線之數目係「2」，流之一最大數目係限於「2」。因此，若碼字之數目係「1」，可用流之數目係1或2。若碼字之數目係「2」，可用流之數目僅設定成「2」。
在此情況下，本發明關注碼字及流間之組合，而非流及天線間之組合。碼字及流間之此組合係藉由第5A及5B圖中之粗實線指示。
事實上，流及天線間之組合係依據MIMO系統的種類不同地決定。因此，流之一數目在一給定限制條件下係固定，且將僅考慮在相同限制條件下之碼字及流間的組合。
若如第5A圖中顯示，流之最大數目係4且碼字的最大數目係2，則將產生以下組合，且下文中將描述其詳細說明。
若天線的數目係4(即若流之最大數目係4)，且碼字之 最大數目係2，則一碼字及一流間之的所有組合係如下表1及2顯示： [表2]
在此情況下，表1顯示當碼字之數目係1時個別組合的實例，且表2顯示當碼字之數目係2時個別組合的實例。
在以上所述表1或2中碼字之次序並不重要。大體上，各碼字包括能區別各碼字之特定資訊(如一封包號碼)。因此，本發明考慮已傳輸多少碼字，而非考慮碼字之次序。
若各流係對映至一天線，天線對映操作係依據流之次序改變。另外，若使用一預編碼，對映操作係在考慮一對 應加權向量下亦依據預編碼之次序改變。因此，該流具有一固定次序，以致其必須指示組合的次序。
如從表1及2中可見，若碼字之數目係1，組合之數目係15。若碼字之數目係2，組合的數目係25。所以需要總計40組合。因此，在其中允許所有組合而無在碼字之最大數目係2及流的最大數目係4之條件上的任何限制之情況中，組合必須藉由6位元(25 ＝32<40<26 ＝64)指示。
同時，如第5B圖中顯示，若流之最大數目係2及碼字的最大數目係2時，所有碼字及此流間之組合如下。
如第5B圖中顯示那樣，若天線的數目係2(即若流之最大數目係2)，且若碼字之最大數目係2，則個別組合之所有情況係如以下表3中顯示：
以上所述表3顯示當碼字之數目係1或2時提供的範例性組合。
若如表3中顯示流之最大數目係2且碼字的最大數目係2，可識別需要總計4碼字－流組合。在此情況下，若允許所有組合而無任何限制，則4碼字－流組合必須由2位元 (21 ＝32<4≦22 ＝4)指示。然而，此情況可視為係一使用表1或2中所示最多4流之特定情況的子集。因此，給定本發明可有效地指示使用最多4流之上述情況，其亦可應用於使用最大兩流的另一情況。
同時，在其中一碼字及一流間之組合係依據天線數目獨立地指示的情況中，此情況因為所用位元之數目係一小數目將不再考慮。因此，本發明之以下具體實施例將揭示用於基於一其中係使用最大4流之特定情況，以較少數目的位元有效地指示在一碼字及一流間之所有組合的方法。若碼字及流間之組合可用較少數目之位元指示，則可改進一控制訊號的傳輸效率。
若一碼字及一流間之給定限制係流的最大數目係4且碼字之最大數目係2，則在碼字及流間之所有組合皆可用，因此需要總計6位元以指示所有組合而無任何限制。本發明之一具體實施例提供一種用於限制碼字及流間之所有組合，以減少指示一來自該等組合中之已使用組合的資訊單元數目之方法。
為了執行以上所述具體實施例，下文中將描述一種用於限制各碼字經由其傳輸之Tx流的數目，且減少碼字及流間之所有組合的數目之方法。
第6圖係說明依據本發明當一單碼字係經由若干流傳輸時提供之調變編碼組(MSC)的概念圖。
參考第6圖，若若干流係經由多天線傳輸，各流皆經歷各種通道環境。在此情況下，若一單碼字(如一碼字1)係經 由若干流(如流1至3)傳輸，個別流之不同通道環境係在一對應碼字的解碼期間立即被平均。
如第6圖顯示，若碼字1係經由一基於一256QAM及一解碼率＝8/9之MCS的第一流1，一基於64QAM且一解碼率＝1/2之MCS的第二流1，及一基於一BPSK且一解碼率＝1/10之MCS的第三流傳輸，則碼字1具有與其中碼字1係以第一至第三流之MCS位準的平均MCS位準傳輸之情況中的相同效應，因此該效率可能低於其中一需要高速傳輸之碼字係經由一良好流傳輸的另一情況之效率。
依據通道容量，更佳係各碼字係依據個別流之通道環境經調適地傳輸，因此亦較佳係將一單碼字傳輸至各流。換句話說，若用四流來傳輸四碼字時提供四碼字，則可提供最佳條件。
然而，依據其中使用最多4流及使用最多2碼字之以上所述情況，若在給定條件下必須使用最多4流，則各碼字必須經由至少兩流傳輸。
因此，本發明之一具體實施例限制經由其傳輸各碼字之Tx流的數目，以致一給定碼字係經由來自所有流中之最少數目的流來傳輸。結果，一碼字及一流間之所有組合的數目係減少。
更詳言之，依據其中使用最多4流及使用最多2碼字之此具體實施例，較佳係限制碼字－流組合，以致一單碼字應被限制最高至兩流。
接著，碼字及流間之組合可用下表4及5表示：
以上所述表4顯示當碼字之數目係1時在一碼字及一流間之範例性組合。以上所述表5顯示當碼字之數目係2時在一碼字及一流間之範例性組合。
如從表4及5可見，給定一單碼字係依據本發明之具體實施例經由最多2流傳輸，當碼字之一最大數目係1時，組合的數目係10，且當碼字之一最大數目係2時，組合的數目係21，因此需要總計31組合。該31組合可由5位元(24 ＝16<31<25 ＝32)指示。
同時，本發明之更佳具體實施例限制用於傳輸一單碼字之流的數目，及同時移除一具有比欲使用之機率更多數目之情況的特定組合，以致可更減少所有組合的數目，且以下將描述其詳細描述。
更詳言之，本發明之一具體實施例更假設一特定條件，其排除一其中將三流調適以自表4及5中顯示之所有組合傳輸該碼字的特定情況。
雖然其中使用三流之以上所述情況對應於一3之通道秩，但可將3之通道秩改變成另一秩，以致可指示經改變之秩。其中排除使用自若干流中之三流的上述情況之原因，係在三流之情況下產生之組合數目如表5中顯示係12，因此12組合佔所有組合的約38.7%，但依據模擬結果選擇其中使用三流之情況的機率係約20%。
因此，較佳係將具有比欲選擇用於傳輸之機率多更多組合的情況從所有情況中排除。結果，本發明之以上所述具體實施例從在碼字及流間之所有組合中移除具有許多數目之情況的組合，因此有效地減少控制資訊之位元的數目。
關聯以上所述描述之詳細實例可用下表6表示：
依據表6中顯示之本發明的具體實施例，假設一具有比使用之機率多許多數目的情況(即其中使用三流之情況)之特定組合被移除，當碼字之一最大數目係1時，一碼字及一流間之組合的數目係10，且當碼字之一最大數目係2時，一碼字及一流間之組合的數目係9，因此需要總計19組合。
因此，一其中一單碼字係經由最多2傳輸及使用三流之情況被排除的具體實施例，可藉由5位元(24 ＝16<19<25 ＝32)指示。在此情況下，指示所有組合之控制資訊位元的數目可能並非如表4或5，然而若將以上所述情況應用於另一實 例，所有組合可用較少數目的位元指示。
同時，本發明之另一具體實施例限制用於傳輸一單碼字之流的數目，及同時移除一具有比欲使用之機率多許多數目之情況的特定組合。並且，若用兩流來改進一接收性能，本發明之以上所述具體實施例移除一其中一單碼字經由兩流傳輸的組合，因此其可更減少在一碼字及一流間之所有組合的數目。以下將描述以上所述具體實施例的詳細描述。
第7圖係說明依據本發明在一接收器中施行以改進一碼字之解碼性能的連續干擾抵消(SIC)概念之概念圖。
若在一接收器中接收若干碼字，該接收器可施行SIC以改進一Rx訊號的解碼性能。若接收器同時接收如第7圖顯示之碼字1及碼字2，其首先將碼字1解碼，從所有Rx訊號中移除關聯經解碼碼字1之所有訊號，及使用剩餘訊號將碼字2解碼，因此可改進所有訊號之解碼性能。
在此情況下，為了施行以上所述SIC，係需要若干碼字如第7圖中顯示傳輸。若一單碼字被分布至若干流，及接著被傳輸，儘管若干流被接收，接收器係無法施行第7圖中顯示的SIC。
第8A圖顯示一特定情況，其中一單碼字係經由兩流傳輸，及其決定SIC是否在此情況下施行。第8B圖顯示一特定情況，其中兩碼字係分別經由兩流傳輸，且其決定SIC是否在此情況下施行。
參考第8A圖，若一單碼字係經由兩流傳輸，一獨立碼 字係未包含在兩Rx流之各者中，以致SIC不能應用於第8A圖的情況。
參考第8B圖，若兩碼字係經由兩流傳輸，第7圖中顯示之SIC可應用於一經由各流傳輸的Rx訊號，以致可改進Rx訊號的解碼性能。
因此，本發明之另一具體實施例限制如表6中顯示用於傳輸一單碼字之流的數目(如2流或低於2)，及移除一具有比使用之機率多許多數目之情況的特定組合(如其中允許之三流的組合被移除)。並且，若用兩流來進一步限制指示所有碼字－流組合之位元的數目，本發明之以上所述具體實施例移除一其中一單碼字係經由兩流傳輸的組合(顯示在第8A圖中)，因此一接收器可使用SIC改進一Rx訊號的解碼性能。
在此情況下，以上所述具體實施例不具有其中流之數目係3的組合。若流之數目係1、2或4，僅存在一如下表7中顯示之碼字－流的組合：
參考表7，當碼字之一最大數目係1時，組合的數目係4，且當碼字之一最大數目係2時，組合的數目係9，故需要總計13組合。因此，在依據此具體實施例之此實例的情況下，一碼字及一流間之所有組合可由4位元(23 ＝8<13<24 ＝16)指示。因此，依據指示所有組合之位元的數目，表7之方法比表6的方法更佳。
同時，本發明之以上所述具體實施例已考慮通道容量，組合指示之效率，及基於SIC之Rx性能改進，以有效地減少一碼字及一流間之所有組合的數目。
在僅考慮減少所有碼字一流組合之數目的效率之情況下，若一HARQ通訊系統之接收器產生一再傳輸請求，在適當地處置再傳輸請求時可能發生一未預料到問題。
因此，本發明之另一具體實施例限制所有碼字－流的組合數目，其係藉由自所有組合中移除一具有比欲使用之 機率多許多數目之情況的特定組合，且維持一可用於如HARQ之再傳輸方案的組合。以下將描述以上所述具體實施例之詳細描述。
第9圖顯示兩碼字係經由兩流傳輸，一碼字係成功接收且另一碼字之接收失效，且請求再傳輸該失效碼字。
參考第9圖，若兩碼字係在第一傳輸期間經由兩流傳輸，假設兩碼字間之碼字1係成功接收，且對應於另一碼字之碼字2接收失效，以致一NACK訊號係傳輸至一傳輸器。在此情況下，若將「Chase組合」方案應用至再傳輸，較佳係經由兩流再傳輸碼字2。
然而，以上所述組合係未包含在表7中顯示之組合中。因此，本發明之一具體實施例自所有組合中移除一具有比欲使用之機率多許多數目之情況的特定組合(如具有三流之組合)，且維持可用於如HARQ之再傳輸方案的以上所述組合。本發明的以上所述具體實施例可用下表8及9表示：
以上所述表8顯示一當使用一單碼字時在一碼字及一流間之組合。以上所述表9顯示一當使用兩碼字時在一碼字及一流間之組合。
如從表8及9可見，一具有比欲使用之機率多許多數目之情況的特定組合(如一具有三流之特定情況)，係自其中使用最多4流及使用最多2碼字之以上所述實例的所有組合中排除。若一其中一能被用於再傳輸之單碼字係經由兩或四流傳輸之特定組合，及一其中兩碼字之各者係經由一或兩流傳輸的組合係維持，會使11組合可用於其中使用一單碼字之情況，且使9組合可用於其中使用兩碼字之另一情況，因此使總計20組合可用。因此，所有組合可藉由位元(24 ＝16<20<25 ＝32)指示。
5位元係需用作一用於指示在表8及9中顯示之一碼字及一流間之組合的位元數目，以致可進一步限制用於一特定情況之組合的數目，導致減少對應組合的數目。下表10顯示一其中兩碼字係經由兩流傳輸之組合被進一步限制。
參考表10，當碼字之一最大數目係1時，組合的數目係11，且當碼字之一最大數目係2時，組合的數目係3，因此需要總計14組合。因此，其中排除三流之情況的以上所述情況，維持其中考慮再傳輸之組合，及兩碼字係經由兩流傳輸可藉著由4位元(23 ＝8<13<24 ＝16)組成之控制資訊指示。
同時，依據本發明關於表3至10之詳細具體實施例，需用於指示一碼字及一流間之所有組合的控制資訊之位元的數目(如一位元數目)，係決定為一能指示高於所有組合之數目的2之乘冪的位元數。在此情況下，能藉由所需控制資訊之位元數目指示之碼字一流組合的數目，大體上係高於將一預定限制應用於其之所有組合的數目。
因此，關於表3至10，本發明之另一具體實施例增加額外之組合，其對應於一介於組合(如表10中的16組合)之數目(其係由指示所有受限制組合之資訊件的數目(如表10中的4位元)指示)，及對於所有受限制組合之所有受限制組合數目(如表10中的13組合)之差異(如表10中之3組合)，且其詳細描述將描述如下。
在表6至10中顯示之情況指示其中用於情況的數目高於欲使用之機率的該情況(如當時流的數目係「3」時之情況)之組合被排除的情況，因此用於指示所有組合所需的位元數目可大幅減少。然而，在表6至10中顯示之以上所述情況係不能指示其中使用三流而其能減少組合數目之情況，導致發生未預料問題。
同時，在由需用於指示所有組合之位元數目所指的組合之最大數目，及實際使用之組合的數目間係有一差異。換句話說，係假設實際組合的數目係M且N位元係需用於指示依據2N－1 <M≦2N 的方程式之組合。結果，可進一步增加對應於一在由N位元指示之最大可表達組合數目(2N )，及實際組合數目(M)間之差值(2N－M )的一預定組合數目。
因此，本發明之一具體實施例增加其中使用三流之特定組合。特定組合之數目對應於一在組合之數目(由一需用於指示所有組合之位元數目所指)，及所有實際組合之數目間的差異。因此，此具體實施例提供一種用於使用三流而不增加需用於指示所有組合之位元數目的方法。
更詳言之，表7可指示受4位元控制資訊限制之所有組 合(即13組合)。在此情況下，一使用對應於一在可由控制資訊指示之16組合及13組合間的差異之三流的特定組合可增加至表7的組合。依此方法，表10之情況可更包括兩組合，其各使用三流。
然而，由使用三流之情況所佔的組合之數目係高於可增加之組合的數目。換句話說，來自各使用兩流的若干情況中之情況(其各使用一單碼字)的數目係4，且其他情況(其各使用兩碼字)之數目係12。因此，組合增加係在一些以上所述情況上選擇性地施行。
例如，三組合可增加至表7，因此係假設僅從三流組合中選擇連續數目。換句話說，假設選擇「流1，流2及流3」、「流2，流3及流4」或「流3，流4及流1」之次序。事實上，流數字係在上升數字次序中固定，因此次序「流3，流4及流1」可為了方便描述而視為「流1，流3及流4」。
若增加一使用一單碼字的組合，所增加之組合可為{碼字，(流1，流2，流3)}、{碼字，(流2，流3，流4)}或{碼字，(流1，流3，流4)}，如由下表11表示： [表11]
在表11中，所增加組合係由一陰影部分指示。
並且，若增加一使用兩碼字的組合，所增加組合可為[{碼字，流1}，{碼字，(流2，流3)}]、[{碼字，流2}，{碼字，(流3，流4)}]及[{碼字，流1}，{碼字，(流3，流4)}]，如由下表12表示：
在表12中，所增加組合係由陰影部分指示。
同時，對於另一實例，兩組合可增加至表10，以致假設僅從三流組合中選擇連續數目。換句話說，係假設選擇「流1，流2及流3」及「流2，流3及流4」之次序。在增加一使用一單碼字之組合的特定情況之情況下，可增加{碼字，(流1，流2，流3)}及{碼字，(流2，流3，流4)}。在增加一使用兩碼字之組合的另一情況之情況下，可增加[{碼字，流1}，{碼字，(流2，流3)}]及[{碼字，流2}，{碼字，(流3，流4)}]。以上所述組合可在下表13及14中顯示：
在表13及14中，所增加組合係由陰影部分指示。
同時，本發明之另一具體實施例考慮流之分組可為一種用於限制在一碼字及一流間之組合數目的合理方法，且將在下文中描述其詳細說明。
若將四天線用於MIMO技術，個別天線必須組態彼此獨立之唯一通道環境以實施最佳狀態。由於此目的，個別天線係實際上彼此隔開。
然而，當天線實際使用時，該等流係藉由各種原因分組，以致在各組內含有之天線可能彼此相關。
第10A至10C圖顯示用於依各種方法將多天線分組的 各種方法。
第10A圖顯示其中四天線組態獨立通道而無任何分組的理想情況。然而，四天線係由一預定距離彼此隔開，以致一傳輸器或一接收器可能沒有足空間以組態獨立通道。明確言之，第10A圖之結構難以應用至一行動終端。
為解決以上所述問題，第10B圖的結構已廣泛使用。在第10B圖之此結構中，係將兩天線分組，各組之天線具有相關通道，且不同組之其他天線具有獨立通道。並且，亦可用第10C圖之另一結構來解決以上所述問題。在第10C圖之此結構中，兩天線係由一交叉極化分集(CPD)方案分組，一組天線係水平極化，且其他組天線係垂直極化。
在另一天線分組實例中，若使用總計4天線，兩天線之通道條件係穩定地測量，且剩餘兩天線之通道條件係不穩定，因此一錯誤經常發生在剩餘兩天線中。在此狀況下，具有一穩定通道條件之天線被分組，且具有不穩定通道條件之其他天線被分組，因此四天線兩兩分組。
如以上描述，若天線被分組及限制，對應於天線之流亦被限制，且可識別預定流係分組。
因此，本發明之一具體實施例提供一種用於限制一碼字及一流間之所有組合的數目之方法。更詳言之，以上所述具體實施例限制流的數目，其各傳輸一單碼字，如表4及5中顯示，且將流分組。並且，若一單碼字係經由對應於包含於一單一組內之流數目的流來傳輸，以上所述具體實施例控制欲經由包含在一單一組內之流傳輸的單碼字，因 此減少一碼字及一流間之組合數目。下文中將描述以上所述具體實施例之詳細說明。
在一詳細實例中，係假設一第一流1及一第二流2形成一單一組，而一第三流3及一第四流4形成另一組。在此情況下，依據本發明之一具體實施例，若一單碼字係經由兩流傳輸，則可將此碼字僅分配給一單一組，且在下表15中顯示所有受限制組合：
參考表15，若碼字之一最大數目係l，可用組合的數目係6。若碼字之一最大數目係2，可用組合的數目係11，因此使總計17組合可用。
因此，如以上描述，若一單碼字經由最多2流傳輸，若干流係兩兩分組，且單碼字係經由兩流傳輸，本發明允許單碼字僅經由在相同組內包含的流來傳輸。在此情況下，所有碼字－流組合可藉由最多5位元(24 ＝16<17≦25 ＝32)指示。
同時，依據本發明的另一具體實施例，若一碼字及一流間之組合被限制及同時若干碼字係與表15相關地傳輸，以上所述具體實施例允許碼字經由不同組之流傳輸，或允許碼字經由相同組之流傳輸，因此可更減少所有碼字－流的組合數目。下文中將描述以上所述具體實施例的詳細描述。
關於表15，若若干碼字係傳輸以更減少需用於指示所有組合之位元的數目，即若傳輸兩碼字，個別碼字係經由不同組之流或相同組之其他流傳輸，因此其係經由不同通道環境傳輸，導致獲取分集增益。
在此情況下，以上所述情況(其關於兩碼字係經由不同組的流傳輸)可指示在其組內具有相同或類似通道環境之流被分組成為一單一組。其中兩碼字經由相同組的流傳輸之其他情況，可指示在其組內具有不同通道環境之流被分組成為單一組。換句話說，若兩碼字係經由不同通道環境傳輸，其係依據一流分組方法經由不同組之流或相同組的其他流傳輸。
關於表15，若一第一流1及一第二流2組態一單一組，且一第三流3及一第四流4組態另一單一組，其中兩碼字係 經由不同組之流傳輸的以上所述情況可由下表16指示：
在表16中，受限制部分係由陰影部分指示。
參考表16，若碼字之一最大數目係1，所有組合的數目係6。若碼字之一最大數目係2，所有組合的數目係9，因此使總計15組合可用。因此，在本發明的以上所述實例中，最多4位元(23 ＝8<15<24 ＝16)係需用於指示在一碼字及一流間之所有組合。
同時，其中兩碼字經由相同組之流傳輸的以上所述情況可由下表17指示：
在表17中，受限制部分係由陰影部分指示。
參考表17，若碼字之一最大數目係1，所有組合的數目係6。若碼字之一最大數目係2，所有組合的數目係7，因此使總計13組合可用。因此，在本發明以上所述實例中，最多4位元(23 ＝8<15<24 ＝16)係需用以指示在一碼字及一流間之所有組合。
同時，本發明之另一具體實施例提供一種用於限制關聯表4及5中的碼字或流之數目的方法。更詳言之，以上所述具體實施例限制Tx流的數目，經由其一單碼字被傳輸，使用表15至17將流分組，允許至少兩碼字係經由至少兩流傳輸，及允許一接收器施行關於第7圖之SIC方案，以致其減少所有碼字－流組合的數目及改進Rx訊號的解碼性能。
換句話說，關於第7、8A及8B圖，如果若干流(如兩流)被傳輸，且個別流具有獨立碼字，則一接收獨立碼字的Rx訊號可改進各碼字的解碼性能。然而，若一單碼字被分布至個別流分布及接著傳輸，一接收器無法施行SIC方案。
因此，給定至少兩流傳輸至少兩碼字，則產生下表18：
參考表18，若碼字之一最大數目係1，所有碼字－流組合的數目係4。若碼字之一最大數目係2，所有碼字－流組合的數目係11，因此使總計15組合可用。因此，在本發明以上所述實例中，一控制訊號之最多4位元(23 ＝8<15<24 ＝16)係需用以指示在一碼字及一流間之所有組合。
本發明之以上所述具體實施例假設使用一單使用者 MIMO通訊系統。然而，在考慮一多使用者MIMO通訊系統之情況下，一在一碼字及一流間之條件可改變至另一條件。
本發明之另一具體實施例下提供一種在考慮以上所述多使用者環境下合理限制所有碼字－流組合的數目之方法，且下文中將詳細描述其。
為了從多使用者MIMO通訊系統獲得多使用者分集增益，一針對具有彼此正交之通道的使用者之搜尋程序係很重要。若一單使用者使用所有流，會產生一單使用者MIMO系統，以致使用者無法獲得一多使用者分集增益。為實施多使用者MIMO通訊系統，較佳係減少能由各使用者使用之流的數目。
本發明之此具體實施例限制所有碼字－流組合的數目，以自單使用者或多使用者MIMO通訊系統有效地獲得一多使用者分集增益。為描述方便，在以下實例中係假設流之一最大數目係4及碼字之一最大數目係2。
較佳係，多使用者MIMO通訊系統可從若干使用者中選擇具有彼此正交之通道的使用者。然而，事實上，僅選擇正交使用者係一低機率。多使用者MIMO通訊系統具有一選擇具有彼此正交通道之使用者的高機率，以致其可更穩定地操作。
第11圖顯示在一多使用者MIMO通訊系統中之一使用者可用流的數目。
參考第11圖，若一單使用者使用至少兩流，另一限制係應用於一使用者之選擇程序。
換句話說，若一單使用者使用兩或更多流，通過一對應使用者之所有流的通道必須彼此正交。使用兩或更多流的使用者必須從滿足以下條件之若干使用者中選擇。之後，必須施行一用於從對應使用者中搜尋具有彼此正交之通道的特定使用者的程序。在此情況下，可將各種方法用作一最後選擇，例如，一最大相加率方法。
更詳言之，如第11圖所示，若一第一使用者1使用一第一流1及一第二流2，使用第一及第二流1與2之第一使用者1的兩通道必須彼此正交，且第一使用者1必須從滿足以上所述正交條件的使用者中選擇。
一使用一第三流3之第二使用者2的通道必須正交於一使用一第四流4之第三使用者3的通道，用於選擇滿足以上所述正文條件之使用者的程序，係比其中所有使用者使用一單一流之另一情況更困難。因此，為了支援其中一單使用者使用若干流之以上所述情況，以上所述操作可易於在存在多許多使用者的條件下施行。
因此，為了易於在多使用者MIMO通訊系統中選擇所需使用者，本發明之一具體實施例允許一單使用者僅用一流來限制所有碼字－流組合的數目。在此情況下，一碼字及一流間之可用組合可用下表19表示：
從表19可見，為了易於在多使用者MIMO通訊系統中選擇所需使用者，本發明的以上所述具體實施例限制碼字－流組合的數目，以致一單使用者可僅使用一流。在此情況下，所有組合的數目係4，及可由最多2位元(21 <4<22 ＝4)來指示。
同時，關於表19，本發明的以上所述具體實施例允許一單使用者僅使用一流，以致多使用者MIMO通訊系統可易於在使用者間選擇一正交通道，然而，應注意的係可能損及各使用者之一最大峰率。
因此，為了解決以上所述問題，本發明之另一具體實施例允許一單使用者使用若干流，但其允許個別流使用不同碼字。下文中將詳細描述以上所述具體實施例。
更詳言之，給定一單使用者使用兩流，各使用者之最大峰率可能高於表19中顯示的情況。另外，本發明之以上所述具體實施例允許個別流使用不同碼字，及將SIC方案應用於在一接收器中接收之一Rx訊號，以致其可改進解碼性能。
在此狀況下，一碼字及一流間之所有組合可用下表20表示：
參考表20，所有碼字－流組合的數目係6，及可由最多3位元(22 ＝4<6<23 ＝4)來指示。
同時，關於表19及20，本發明的以上所述具體實施例具有上述優點及缺點。一依據本發明的另一具體實施例之多使用者MIMO通訊系統容納一優點及缺點所應用於其之碼字－流組合，及可依據各種狀況選擇性地使用該組合。
在此情況下，一碼字及一流間之所有組合可用下表21表示：
在此情況下，如自表21可見，若一單使用者使用一單流，可使4組合可用。若一單使用者使用兩流，可使6組合可用，以使總計10組合可用。因此，以上所述組合可由最多4位元(23 ＝8<10<24 ＝16)來指示。
以上所述具體實施例已揭示一種用於減少在一碼字及一流間之組合數目的邏輯方法。
同時，本發明之一具體實施例將揭示一種用於在考慮一接收器之一Rx方案及Rx性能下額外減少碼字－流組合的數目之方法，且下文中將詳細描述。
若將一SIC式接收器用作本發明的一接收器且存在若干碼字，則可依據碼字的保護次序改變總系統性能。因此，必須考慮各組合中之碼字的次序。
首先，如第5A圖中顯示，若流之一最大數目係4且碼字之一最大數目係2，係提供以下組合。
若天線數目係4(即若流的最大數目係4)，碼字之一最大數目係2。在此情況下，下表22及23中顯示所有可用碼字－流組合：
表22顯示當碼字的數目係1時個別組合之實例。表23 顯示當碼字的數目係2時個別組合的實例。
表22或23中之碼字的次序係由連續數目指示。當一接收器使用SIC式接收器時，碼字數字指示一解碼次序。之後，碼字1首先如第7圖顯示解碼，關於碼字1之一干擾訊號從Rx訊號移除，接著將一碼字2解碼。
換句話說，當各流係再對映至天線時天線對映操作係依據流之次序改變。另外，若使用一預編碼方法，天線對映操作係依據關聯一對應加權向量之預編碼次序改變。因此，該等流具有一固定次序，以致亦必須指示在一組合中之流的次序。
如從表22及23可見，若碼字之數目係1，組合的數目係15。若碼字之數目係2，組合的數目係50，因此需要總計65組合。因此，為了在碼字之一最大數目係2及流之一最大數目係4的條件下允許所有組合而無任何限制，係需要最多7位元(24 ＝64<65<27 ＝128)來指示。
同時(如第5B圖中顯示)，當流之一最大數目係2且碼字之一最大數目係2時所提供的所有碼字－流組合如下。
如第5B圖中顯示，若天線之數目係2(即若流的最大數目係2)，碼字之一最大數目係2。下表24中顯示個別組合的所有情況：
表24顯示當碼字之數目時係1或2所提供之個別組合的所有實例。
如表14中顯示，若流之一最大數目係2且碼字之一最大數目係2，需要總計5碼字－流組合。在此情況下，為了在一碼字最大數目係2及流之最大數目係2的條件下允許所有組合而無任何限制，係需要最多3位元(22 ＝4<5<23 ＝8)。然而，以上所述情況可認為係一其中使用表22及23中顯示之最多4流的情況之子集。因此，若可有效地指示其中使用最多4流之以上所述情況，應注意的係亦可將此情況應用於其中使用最多2流的另一情況。
如以上所述，以上所述情況為流之最大數目需要一小數目的位元以獨立地指示在一碼字及一流間之組合，以致其無須考慮。因此，本發明之以下具體實施例將揭示一種用於有效地指示具有較少數目之位元的所有碼字－流組合的方法，其係基於其中使用最多4流的以上所述情況。若一碼字及一流間之組合可用較少數目之位元指示，則可提升一控制訊號的Tx效率。
如先前描述，若一碼字及一流間之給定限制條件係流之一最大數目係4及碼字之一最大數目係2，則使碼字及流間之65組合可用。為了指示所有65組合而無任何限制，需要總計7位元。
本發明之一具體實施例將揭示一種用於在考慮一接收器之一Rx方案及Rx性能下限制一碼字及一流間的所有組合之方法，以致其可減少指示來自所有組合中之所使用組合的資訊件數目。
第12圖顯示在係有若干流之條件下，一指示介於一其中僅使用一碼字之第一情況及一其中使用兩碼字之第二情況間的系統通量中之差異的模擬結果。
在第12圖中，「SCW」係一單碼字的縮寫，「MCW」係多碼字的縮寫。「MMSE」指示一其中以最小均方誤差(MMSE)式之接收器係用於一接收器的特定情況。「MMSE＋SIC」指示一能藉由將SIC方案應用於MMSE產生訊號來施行干擾抵消之特定接收器係用於一接收器。一水平軸上之「Ior/Ioc」指示一節點B之Tx功率對於干擾功率的比率。Tx功率對於干擾功率的比率可藉由一SINR計算，及實際上類似於SINR。
第12圖之一詳細模擬假設係如下。使用兩Tx天線及兩Rx天線，使用一基於3GPP TR 25.892之MCS方案，且使用最簡單每天線率控制(PARC)方案作為MIMO方案。其假設由ITU提出之「步行者B(Pedestrian B)」模型用作一模擬通道，且一行動終端具有3公里/時的速率。並且，假設OFDM方案 係用作傳輸方案，FFT之長度係1024，實際上用於10MHz頻寬的副載波數目係600，且循環前綴(CP)之大小係74。
如從第12圖可見，在傳輸兩流之情況下，一其中兩流係分布至兩碼字之第一情況具有一優於一其中兩流係經由一單碼字傳輸的第二情況的良好性能。以上所述結果具有與依據流或碼字之數目相同的結果。若使以上所述結果一般化，可獲得以下結果。換句話說，若使用若干流，較佳係使用若干碼字而非一單碼字來增加一總系統性能。因此，若用若干流來限制在一碼字及一流間之所有組合的數目，本發明之具體實施例提供一種用於限制一允許一單碼字使用所有流的組合之方法。
更詳細言之，如以上所述，其中使用最多4流及最多使用2碼字的具體實施例可允許當碼字－流組合具有兩或更多流時將所需資料經由兩碼字傳輸。
依據本發明之以上所述具體實施例的一碼字及一流間之組合可藉由以下表25表示： [表25]
參考表25，其茲提供了當使用若干流時若干碼字可用，且係有限制用於允許使用若干碼字而非一單碼字，則當碼字之一最大數係1時，組合之數目係4，當碼字之一最大數係2時，組合之數目係50，因此需要總計54組合。此54組合可由最多6位元(25 ＝32<54<26 ＝64)指示。
本發明之更佳具體實施例提供一種基於SIC方案固定解碼次序以減少所有組合數目的方法。
第13A至13C圖顯示一依據SIC解碼次序之接收端性能的模擬結果。
可識別到表25中顯示的所有組合包括一特定部分，其指示當SIC方案用於一接收器中時之解碼次序。為了指示碼字及相關SIC接收器的解碼次序，一碼字及一流間之組合係對稱地重複。
例如，若使用兩流(即流1及流2)，第一組合(碼字1，流1)及(碼字2，流2)存在，及第二組合(碼字1，流2)及(碼字2，流1)亦存在。第一組合之解碼次序係對稱地不同於第 二組合之該等次序。指示一在第一及第二組合間之性能差異的模擬結果顯示於第13A圖中。第13B圖顯示一其中使用三流之情況，且第13C圖顯示其中使用四流之另一情況。第13A至13C圖之同步環境在天線數目方面係不同，而第13A至13C圖之剩餘部分係與第12圖相同。更詳言之，第13A圖顯示兩天線，第13B圖顯示三天線，且第13C圖顯示四天線，而除了天線數目以外的剩餘部分與第12圖相同。
為了分析模擬結果，下文中將描述說明使用4流之情況的一性能之第13C圖的情況。
在第13A圖中，「Max」係一其中包括指示SIC解碼次序之所有原始組合的特定情況。「(12，34)L1，L2 First」係一特定情況，其中流1及2(或層1及2)L1及L2被指定予第一碼字1，當流3及4(或層3及4)係用於一第二碼字2時，第一碼字1的流1及2係在SIC解碼期間首先解碼，接著一第二碼字2的流3及4被解碼。依此方法，「(34，12)L3，L4 First」係一特定情況，其中流3及4被指定予一第一碼字1，流1及2被指定予一第二碼字2，對應於第一碼字1的流3及4係首先解碼，且接著對應於第二碼字2的其他流1及2被解。
如從第13C圖之結果可見，在其中兩流被指定予各碼字之(12，34)或(34，12)的情況下，性能在(12，34)之情況及(34，12)的另一情況間幾乎沒有差異。
另外，在其中一單流被指定予一單碼字及三流被指定予其他流之(1，234)或(234，1)的情況下，次序在(1，234)之情況及(234，1)的情況間幾乎沒有差異。
在另一態樣中，其中將兩流指定予各碼字的情況具有一優於將一單流指定於一單碼字及將三流指定予其他流之另一情況的良好性能。儘管其中將兩流係指定予各碼字之以上所述情況具有之性能稍低於其中允許所有情況的另一情況之也性能，應注意以上所述兩情況之性能彼此極靠近。因此，在性能方面，較佳係固定SIC解碼次序至僅一預定次序，且藉由一單碼字選擇最多2碼字。
第13B圖顯示當使用三流時之不同性能，其中將一單流指定予一單碼字及將兩流指定予其他碼字。在此情況下，更佳係由兩流組成的碼字係在已解碼該單流後才解碼，導致一更高性能的實施。
第13A圖顯示當總計使用2流時之性能，其中將一單流指定予各碼字。在此情況下，可識別出在已解碼碼字間之性能中幾乎沒有差異，不論碼字的解碼次序。
以下三結果係由第13A至13C圖的性能獲得。
依據一第一結果，SIC接收器的解碼次序係固定，因此碼字1首先解碼，且接著解碼碼字2。
依據一第二結果，若指定予第一碼字1之流的數目對於指定予第二碼字2之流的數目係不對稱，則一來自第一及第二碼字1及2中具有較少數目之流的碼字首先解碼。例如，若所有組合的數目係3，一碼字具有一單流且另一碼字具有兩流，由僅一流組成之碼字係首先解碼。由於此目的，係將一單流指定予第一碼字1，且將兩流指定予第二碼字2。
依據一第三結果，係將最多2流指定予一單碼字。
更詳細言之，依據其中使用最多4流及最多2碼字的此具體實施例，係假設在表22及23中顯示之所有組合中的SIC接收器之解碼次序係固定，具有對稱結構以指示SIC解碼次序的分配程序被移除，且SIC接收器首先解碼第一碼字1接著解碼第二碼字2。即，用於本發明之以上所述具體實施例的術語「SIC解碼次序」係當使用SIC接收器時個別碼字之解碼次序的表示。
另外，若存在總計3流，以上所述具體實施例僅考慮一特定情況，其中將一單流指定予一第一碼字1及將兩流指定予一第二碼字2。並且，若存在總計4流，以上所述具體實施例僅考慮一特定情況，其中將兩流指定予一第一碼字1及將剩餘兩流指定予一第二碼字2。
關聯以上所述具體實施例之一詳細實例在係下表26中顯示：
因此，本發明之一詳細具體實施例具有總計36情況，其係由最多6位元(25 ＝32<36<26 ＝64)指示。在各情況下，SIC解碼次序係固定，一單碼字具有最多2流，且一具較少流數目之碼字係在不對稱流的情況下首先解碼。依據指示所有組合之控制資訊的位元數目，以上所述情況與表22及23中顯示之情況相比具有1位元的增益。
同時，亦可將用於減少以上所述組合中之情況數目的方法應用於以上所述具體實施例。換句話說，若使用若干流，使用若干碼字，一單碼字具有最多2流，且一具有較少流的數目的碼字係固定至一第一碼字，以致可限制所有組合的數目。
茲提供了將SIC式接收器用於一接收器，當使用若干流時係使用若干碼字，且一單碼字具有最多2流。在一不對稱流之情況下，首先解碼一具有較少流數目的碼字，且固定SIC解碼次序，以致可限制所有組合的數目。
一關聯以上所述之詳細實例顯示在下表27中：
因此，本發明之一詳細具體實施例具有總計25情況。 在各情況下，當使用若干流時係使用若干碼字，且一單碼字具有最多2流。並且，在一不對稱流之情況下(即若個別碼字使用不同數目之流)，一具有較少流數目之碼字被指定予一第一碼字。
另外，本發明之一詳述具體實施例具有總計25情況。在各情況下，若使用若干流，在考慮使用包含在一接收器中之SIC解碼器的使用下係使用若干碼字，固定SIC解碼次序，且一單碼字具有最多2流。並且，在不對稱流之情況下(即若個別碼字使用不同數目之流)，係首先解碼一具有較少流數目的碼字。因此，情況之數目係25，以致其必須由最多5位元(24 ＝16<25<25 ＝32)指示。在此情況下，依據指示所有組合之控制資訊位元的數目，以上所述情況與在表22及23中顯示之情況相比係具有2位元的增益。
如以上描述，各流具有複數組合。但本發明目標係減 少用於各流的組合數目。
第14圖顯示當一碼字及一流間之所有組合的數目受限於一可由一給定位元數目指示的組合之特定數目時，一接收端性能的模擬結果。
更詳言之，第14圖顯示其中使用4Tx天線及4Rx天線之模擬結果，即流之一最大數目係4。除了天線數目以外的其他模擬假設與第12圖相同。
下文中將說明第14圖之模擬結果的詳細描述。在其中所有組合的數目係決定為表22及23之情況中，此情況係由「max」指示。若僅允許一組合用於各流，所有組合數目係4，4組合係藉由2位元指示，如由「位元2」表示。若兩組合係允許用於各流，8情況係藉由3位元指示，如由「位元3」表示。若4組合係允許用於各流，16情況係藉由4位元指示，如由「位元4」表示。
如可從第14圖之模擬結果見到，若僅一組合係允許用於各流，此情況具有一幾乎類似於其中使所有組合皆可用之另一情況的性能。
如從第14圖之模擬結果可見到，雖然係任意選擇一選定用於將組合減少如對應位元之數目一般多的組合，在此情況及其中使所有組合都可用的以上所述情況之性能間幾乎沒有差異。因此，在減少各組合中之情況的數目之態樣中，更佳係各組合中之情況數目減少至4組合。
在關聯以上所述說明之一詳細實例中，若使用最多4流及最多2碼，由組合之最小值指示的「2位元」情況可用 下表28表示：
因此，本發明之一詳細具體實施例具有總計4情況。在各情況下，若使用若干流，若干碼字被使用，一單碼字具有最多2流，一具有較少之流數目的碼字係在不對稱流之情況下設定成一第一碼字，各流僅使用一組合。
另外，本發明之一詳細具體實施例具有總計4情況。在各情況下，若在考慮一其中一接收器使用SIC解碼器之特定情況下使用若干碼字，若干流係使用，SIC解碼次序係固定，且一單碼字具有最多2流，一具有較少數流之碼字流在不對稱流之情況下係首先解碼，且各流僅允許一流。情況之總數係4，以致4情況必須由最多2位元(21 ＝2<4≦22 ＝4)指示。在此情況下，依據指示所有組合之控制資訊位元的數目，以上所述情況與在表22及23中顯示之情況相比係具有5位元的增益。
同時，來自其他詳細實例中之「3位元」情況必須針對各流選擇兩組合，且「4位元」情況必須針對各流選擇四組合。以上所述實例對於熟習此項技術人士而言係為人熟 知，因此為了描述方便將省略其詳細描述。在此情況下，可任意地執行一用於選擇一對應於固定數目之組合的程序。藉由模擬結果，雖然組合係任意選定，性能中係幾乎沒有差異。
同時，考慮一其中將HARQ(混合ARQ)方案用於以上所述組合的特定情況，亦可考慮一組合的增加。若碼字之數目係2，一碼字具有一錯誤，且另一碼字不具錯誤，再傳輸碼字的數目係僅一。若一已廣泛用於HARQ的Chase組合技術係用於再傳輸，兩碼字應再傳輸而無須從第一傳輸作任何修改。因此，再傳輸碼字必須經由一或兩流傳輸。下文中將描述其細節。
假設兩碼字在第一傳輸期間係經由三流傳輸。另外，假設兩碼字之一具有一錯誤且另一碼字不具錯誤。尤其係，假設再傳輸碼字係僅一第一碼字，因此其僅經由一流傳輸。其中一單碼字係經由一單流傳輸之情況係包含在一原始組合中，因此使此情況可用。
然而，對於另一實例，若一第一碼字不具錯誤且一第二碼字具有一錯誤，一再傳輸碼字係僅一第二碼字及必須透過兩流傳輸。
此外，其中一碼字係經由兩流傳輸的情況係未包含在原始組合中。為了再傳輸第一次傳輸之所需碼字而無任何變化，一其中一單碼字被對映至兩流之組合亦視需要增加。下表29中顯示上所述情況：
本發明之以上所述具體實施例已揭示各種方法，其係用於依據給定碼字及流(或層)數目將來自所有可用組合中的碼字－流組合之數目減至最少。一種用於允許該組合在一給定條件下有效地處理資料，及傳輸一訊號的方法將在下文中描述。
如以上描述，一般無線通訊系統施行通道編碼以可靠地傳輸資料。此通道編碼指示一傳輸使用一正向錯誤校正碼在Tx資訊上施行編碼，以致一通道錯誤可藉由一接收器校正。接收器將一Rx訊號解調，將正向錯誤校正碼解碼，及恢復Tx資訊。在此解碼程序中，由通道產生的Rx訊號錯誤被校正。
正向錯誤校正碼之一實例係加速碼(turbo－code)。加速碼包括至少兩遞迴系統迴旋(recursive systematic convolution)編碼器及一在該至少兩遞迴系統迴旋編碼器間連接之交錯器。資料塊愈大，加速碼之性能愈高。一實際通訊系統將一預定大小資料塊分成若干更小的資料塊， 及在已分割塊上施行編碼，因此確實便於實施該實際通訊系統。此等更小資料塊稱為碼塊(codeblock)。正向錯誤校正編碼程序係依預定大小碼塊之單元施行，其係對映至無線資源，且係接著傳輸至一終點。
若無線資源係在通道編碼藉由MIMO通訊系統依碼塊之單元施行後對映，則需要空間多工。個別MIMO通道係彼此獨立。若碼塊之空間多工係針對多Tx天線施行，則可改進傳輸效率。
因此，需要一種用於經由多Tx天線有效地傳輸通道編碼之資料的方法。
因此，本發明之一具體實施例提供一種用於考慮藉由MIMO通訊系統之空間多工下有效地傳輸資料的方法，且將在下文中詳細描述其。
一無線通訊系統可基於正交分頻多工(OFDM)方案。此OFDM方案使用若干正交副載波。OFDM方案使用在一反快速傅立葉變換(IFFT)及一快速傅立葉變換(FFT)間之正交性。傳輸器在資料上施行IFFT，及傳輸IFFT產生資料。傳輸器用IFFT來組合多副載波。為了使多副載波彼此分離，接收器使用對應於多副載波的FFT。OFDM方案減少在一寬頻通道之頻率選擇衰落環境下的接收器之複雜性，使用副載波的不同通道特性，及在一頻域中施行選擇性排程，因而增加頻譜效率。正交分頻多存取(OFDMA)方案係基於OFDM方案之多存取方案。藉由OFDMA方案，不同副載波被指定予多使用者，因此無線資源的效率增加。
第15圖係說明無線通訊系統的方塊圖。
無線通訊系統已廣泛用來提供各種通訊服務，例如聲音或封包資料。
參考第15圖，無線通訊系統包括一使用者設備(UE)10及一基地台(BS)20。使用者設備(UE)10可固定或具有行動性。使用者設備(UE)亦可稱為行動站(MS)、使用者終端(UT)、用戶站(SS)或無線裝置。基地台(BS)可為一與使用者設備(UE)10通訊的固定台，或亦可稱為節點B、基本收發器系統(BTS)、或存取點(AP)。一單基地台(BS)20可具有一或多數胞。
術語「下行鏈路」係一自基地台(BS)20至使用者設備(UE)20的通訊路徑之表示。術語「上行鏈路」係一自使用者設備(UE)10至基地台(BS)20之通訊路徑的表示。一用於下行鏈路之傳輸器可為基地台(BS)20之一些部分，或一接收器可為使用者設備(UE)10的一些部分。一用於上行鏈路之傳輸器可為使用者設備(UE)10之一些部分，或一接收器可為基地台(BS)20的一些部分。
第16圖係說明依據本發明之一具體實施例的傳輸器之方塊圖。
參考第16圖，一傳輸器100包括一CRC附接單元110、一碼塊分段單元115、一通道編碼器120、一交錯器130、一速率匹配單元140、一對映器150、一層對映器160－及一預編碼單元170。傳輸器100包括Nt Tx天線(190－1、...、190－Nt)(其中Nt>1)。
CRC附接單元110附接一循環冗餘檢查(CRC)碼，用以對於輸入資料偵測一錯誤碼。碼塊分段單元155將CRC增加碼分段成碼塊單元。在此情況下，可將CRC碼附接至資料，及接著分段成碼塊單元。否則，可使CRC碼依碼塊單元附接至資料。
通道編碼器120在碼塊上施行通道編碼。交錯器130在經通道編碼之碼上施行交錯。速率匹配單元140依據用於實際傳輸之無線資源的數量調整交錯碼。速率匹配可藉由一貫穿或重複程序實行。對映器150將速率匹配碼對映至一指示訊號群集位置的符號。一交錯器(未顯示)可位於對映器150之前。即，交錯器可位於速率匹配單元140及對映器150間。
層對映器160依據由空間多工產生之個別層施行輸入符號的對映。針對各層的對映產生資料稱為資料流。預編碼單元170基於傳輸天線(190－1、...、190－Nt)依據MIMO方案預編碼一輸入資料流。
在此情況下，若干資料流係自一在第16圖之系統中的單通道編碼之碼產生，因此此系統稱為一單碼字(SCW)系統。
第17圖係說明依據本發明之另一具體實施例的傳輸之方塊圖。
與第16圖所示之傳輸器100比較，當接收至少一通道編碼之碼時，第17圖的傳輸產生若干資料流，因此第17圖的系統稱為多碼字(MCW)系統。
參考第17圖，傳輸器200包括複數CRC附接單元(210－1、...、210－K)(其中K>1)、複數碼塊分割單元(215－1、...、215－K)、複數通道編碼器(220－1、...、220－K)、複數交錯器(230－1、...、230－K)、複數速率匹配單元(240－1、...、240－K)、複數對映器(250－1、...、250－K)、一層對映器260、及一預編碼器270。傳輸器200包括Nt Tx天線(290－1、...、290－Nt)(其中Nt>1)。
CRC附接單元(210－1、...、210－K)附接一循環冗餘檢查(CRC)碼，用以對於輸入資料偵測一錯誤碼。碼塊分段單元(215－1、...、215－K)將CRC增加碼分成碼塊單元。通道編碼器(220－1、...、220－K)在碼塊上施行通道編碼。交錯器(230－1、...、230－K)在經通道編碼之碼上施行交錯。速率匹配單元(240－1、...、240－K)依據用於實際傳輸之無線資源的數量調整交錯碼。速率匹配可藉由一貫穿或重複程序實行。對映器(250－1、...、250－K)將速率匹配碼對映至一指示一訊號群集位置的符號。一交錯器(未顯示)可位於速率匹配單元(240－1、...、240－K)及對映器(250－1、...、250－K)之間。
層對映器260依據由空間多工產生之個別層施行輸入符號的對映。針對各層的對映產生資料稱為一資料流。此資料流亦可稱為一層。預編碼單元270基於傳輸天線(290－1、...、290－Nt)依據MIMO方案將一輸入資料流預編碼。
第18圖係一說明依據本發明之一具體實施例的通道編碼方案之方塊圖。
參考第18圖，通道編碼、交錯及速率匹配編碼係在一單碼塊上施行，因此單碼塊係經由若干資料流傳輸。碼塊係一用於施行通道編碼之預定大小資料塊。碼塊可具有相同大小，且若干碼塊可具有不同大小。
參考第18圖，通道編碼器320在一輸入碼塊上施行通道編碼。通道編碼器320可為一加速碼。加速碼可包括一遞迴系統迴旋編碼器及交錯器。當接收輸入碼塊時，加速碼產生一系統位元及一依位元單元之奇偶位元。在此情況下，假設一碼率係1/3，且產生一單系統塊S及兩奇偶塊P1及P2。系統塊係一組系統位元，且奇偶塊係一組奇偶位元。
交錯器330在通道編碼的碼塊上施行交錯，因此其減少藉由RF通道傳輸器產生的一叢發錯誤的影響。交錯器330可分別在系統塊S及各奇偶塊P1或P2上施行交錯。
速率匹配單元340依據無線電資源的大小調整通道編碼的碼塊。速率匹配可在通道編碼的碼塊單元中施行。或者，系統塊S及兩奇偶塊P1及P2係彼此分離，以致速率匹配可其各者上施行。
在下文中將描述基於空間多工之資料傳輸器方法。
為描述方便及更佳理解本發明，假設資料係經由兩資料流(即兩層)傳輸。
從一單碼塊產生之系統塊S及兩奇偶塊P1及P2係相等地分布至兩資料流，且係接著傳輸至一終點。在其中碼塊係相等地分布至兩資料流且接著傳輸至終點之情況，一系統可獲得空間分集，導致增加性能。系統塊S與兩奇偶塊 P1及P2相比，對於解碼係更重要。因此，若系統塊S被傳輸至一具有更佳通道條件的資料流，則可改進性能。在此情況下，若兩資料流係對映至無線電資源，可視需要使用一特定模式。
其次，假設有兩或更多碼塊欲傳輸。在此情況下，假設三碼塊係相等地分布至兩資料流，及接著傳輸至一終點。
第19圖係說明依據本發明之一具體實施例的資料傳輸之概念圖。
參考第19圖，兩資料流(即兩層)係在一單子訊框期間分布至一頻域，因此其係在頻域中彼此分離。一單子訊框係一頻域之表示，其包括複數資源塊。一單資源塊包括複數副載波。例如，一單資源塊可包括12副載波。一單子訊框係包括兩槽(其各包括7 OFDM符號)之時域的表示。然而，以上所述範例性地定義資源塊之數目，槽之數目，及在單子訊框中包含之OFDM符號的數目，因此本發明之範圍不限於以上所述的值，且亦可應用至其他實例。
一單碼塊係相等地對映至兩資料流。分布給單碼塊之無線電資源係相等地分布給兩資料流。在單碼塊已對映後，下一碼塊係藉由如對映碼塊中相同的方法對映。在此情況下，三碼塊係相等地分布至兩資料流，及接著係對映。在此情況下，一在時域中佔有的間隔可為一最小間隔。
在使用加速碼之情況下，一單碼塊係分成一系統塊S及兩奇偶塊P1及P2。系統塊S及奇偶塊P1及P2係相等地分布至兩資料流，及接著傳輸至一終點。系統塊S及奇偶塊 P1及P2的對映可具有一特定模式。明確言之，對於錯誤校正，系統塊S係比兩奇偶塊P1及P2更重要，因此系統塊S可相等地分布至兩資料流，且接著傳輸至一終點。因此，可獲得用於系統塊S之空間分集增益，或系統塊S可對映至一具有良好通道條件的資料流。
碼塊係分布至兩資料流，然後接著被對映。並且，兩資料流係經由多天線傳輸，因此獲得由資料流造成的空間分集增益。碼塊係相等地對映至兩資料流，以致可減少由資料流之傳輸造成的解碼延遲。
當碼塊係對映至N資料流(其中N>1及N＝偶數)時，其可對相等地對映至N資料流。若N係奇數，碼塊可最大相等地對映至N資料流。
第20圖係說明依據本發明之另一具體實施例的資料傳輸之概念圖。
更詳細言之，第20圖顯示一其中一碼塊係分布至兩資料流，且接著經由兩資料流傳輸之範例性情況。
參考第20圖，一第一碼塊係對映至兩資料流之一，且一第二碼塊對映至另一資料流。一第三碼塊係經由兩資料流對映。
當一單碼塊係對映至一單資料流時，可發生一冗餘碼塊。換句話說，當M碼塊(其中M>1)係對映至N資料流(其中N>1)時，M及N值間之關係係未藉由一倍數指示，如由M＝kxN＋q指示(k＝整數，0<q<N－1)。在此情況下，q碼塊可分布至N資料流，及接著對映至其。
若一單碼塊包括一系統塊S及奇偶塊P1及P2，系統塊S及奇偶塊P1及P2可依據一特定模式對映至一單資料流。
第21圖係說明依據本發明又另一具體實施例之資料傳輸的概念圖。
參考第21圖，一第一碼塊及一第二碼塊係依據一特定模式對映至兩資料流。第一碼塊及第二碼塊在一OFDM符號單元中彼此交越。第三碼塊係經由兩資料流對映。
若M碼塊在L OFDM符號間隔期間傳輸，則第一碼塊係在一「ceil(L/M)」間隔期間對映至N資料流，且第二碼塊被對映。「ceil(x)」可為一高於「x」之最小整數。自一第一OFDM符號至該ceil(L/M)－1 OFDM符號之符號係用資料完全填滿，但第ceil(L/M)」OFDM符號可部分地填充。其後，下一碼塊係對映。
若一單碼塊包括系統塊S及奇偶塊P1及P2，系統塊S及奇偶塊P1及P2可用兩資料流相等地對映。系統塊S及奇偶塊P1及P2經由兩資料流之對映可具有一特定模式。
第22圖係說明依據本發明又另一具體實施例之資料傳輸的概念圖。
參考第22圖，一第一碼塊及一第二碼塊係依據一特定模式對映至兩資料流。第一碼塊及第二碼塊在一資源塊之單元中彼此交越。一第三碼塊係經由兩資料流對映。
若一單碼塊包括系統塊S及奇偶塊P1及P2，系統塊S及奇偶塊P1及P2可用兩資料流相等地對映。系統塊S及奇偶塊P1及P2經由兩資料流之對映可具有一特定模式。
第23圖係說明依據本發明又另一具體實施例之資料傳輸的概念圖。
參考第23圖，三碼塊係經由所有子訊框對映。三碼塊係經由兩資料流傳輸。三碼塊可依據一特定模式對映至兩資料流。
在此情況中，3碼塊係在一資源塊的單位(即在一頻率軸上)中逐一地對映，且3碼塊可在一OFDM符號的單位(即在一時間軸上)中逐一地對映。
以上所述碼塊分段方法及使用其之資料傳輸器方法將在下文中詳述。為更佳理解本發明，亦將詳述一以OFDM式傳輸/接收器之資料處理步驟。
第24A圖係說明依據OFDMA方案之傳輸器的資訊處理方法之方塊圖。第24B圖係說明依據OFDMA方案之接收器的資訊處理方法的方塊圖。
參考第24A圖，傳輸器端在步驟S11處依據一QPSK(正交相移鍵控)、16QAM(正交振幅調變)、或64QAM調變方案，在用於各使用者之位元流上施行一調變或一符號對映(亦稱為一群集對映)。藉由此符號對映，至少兩位元被對映至一符號。
位元流係對映至一資料符號。此資料符號係在步驟S12藉由一S/P(串列/並列)轉換器轉換成一並列資料符號。藉由S/P轉換，資料符號被轉換成並列符號，如分配至各使用者(n)之副載波的數目一般多。如第24A圖中顯示，一第一使用者1之一資料符號被轉換成並列符號，如分配給 第一使用者1之副載波的數目(Nu(1))一般多。分配給個別使用者(n)之副載波可彼此相等或彼此不同，因此個別之資料符號可被轉換成相同或不同數目的並列符號。在此情況下，並列符號的不同數目係由Nu(n)指示。
用於一特定使用者之平行資料符號，係在步驟S13對映至從所有Nc副載波中指定予一第n使用者之Nu(n)副載波，且剩餘Nc－Nu(n)副載波係對映至其他使用者的資料符號。藉由一符號至副載波對映模組，未分配使用者之副載波係用「0」填充，即一零填補。在步驟S14，符號至副載波對映模組之輸出係藉由一Nc點IFFT(反快速傅立葉變換)模組轉換成時域訊號。
一循環前綴(CP)係在步驟S15***從以上所述IFFT模組產生的OFDM符號中，以減少符號間干擾(ISI)。經CP***OFDM符號係在步驟S16藉由一並列至串列轉換器轉換成串列符號，且接著將串列符號傳輸至一接收器。
參考第24B圖，依據OFDM方案之接收器的資料處理方法，係依傳輸器之資料處理方法的相反次序施行。所接收資料符號通過S/P轉換器及Nc點FFT模組，且接著一副載波至符號對映程序係應用於產生資料符號。並列符號被轉換成串列符號，被解對映，且產生一位元流。
下文中將描述來自各種通道編碼方法中之以上所述加速碼。
一加速編碼器包括兩編碼器(即一構成編碼器及一遞迴系統迴旋編碼器)及一交錯器。交錯器經調適以促進加速 碼的並列解碼，且係一種二次多項式置換(QPP)。此QPP交錯器已定義僅一特定資料塊的大小。資料塊大小愈大，加速碼性能愈高。
然而，一實際通訊系統將一預定大小資料塊(如一傳送塊)分成若干較小的資料塊，接著在較小之資料塊上編碼，因此其確實便於實施該實際通訊系統，此等較小之資料塊稱為碼塊。換句話說，一具有長長度之單碼字被分成若干碼塊。大體上，由CRC及正向錯誤校正碼編碼之一單一單元係稱為碼字。然而，本發明之術語「碼字」指示一資料單元。當CRC增加傳送塊係通道編碼時會獲得此資料單元。因此，若一單傳送塊之大小係大於一參考值，且接著分段成兩或更多碼塊時，所有碼塊係經通道編碼以製成一單碼字。
大體上，碼塊具有相同大小。但由於QPP交錯器的大小限制，來自若干碼塊中之一碼塊可具有不同大小。正向錯誤校正編碼程序係在碼塊的單元中施行，且交錯亦在產生資料上施行，因此可減少在RF通道傳輸期間之一叢發錯誤的影響。
之後，產生資料係對映至實際無線電資源，且接著傳輸至一終點。因為用於實際傳輸之無線電資源的數量係固定，用於經編碼之碼塊的速率匹配係需要。大體上，速率匹配係藉由一貫穿或重複程序施行。速率匹配可如在3GPP WCDMA系統中之經編碼碼塊的單元中施行。經編碼碼塊之系統部分及奇偶部分係彼此分離，且速率匹配可在其各 者上施行。
第25圖係一說明一種用於使一編碼碼塊之一系統部分及一奇偶部分彼此分離，及在分離部分上施行速率匹配之方法的概念圖。
參考第25圖，一環形緩衝器可依據一傳輸開始位置及欲傳輸資料的大小施行速率匹配。在第25圖中，係假設一編碼率係1/3。
基於空間多工之MIMO通訊系統使用SCW(單碼字)方法及MCW(多碼字)方法。SCW方法指示一單碼字係經由若干Tx資料流傳輸，且MCW方法指示一或多數碼字被傳輸。
第26A至26B圖分別係說明一單碼字(SCW)及多碼字(MCW)的概念圖。亦可使用SCW及MCS方法之一混合。例如，給定使用四Tx天線及四Rx天線，僅可使用兩碼字。在此情況下，傳輸兩資料流之兩SCW係互連，以致組態MCW系統。
第27圖顯示一依據本發明用於一WCDMA系統之HS－DSCH的編碼鏈。
若使用空間多工，可傳輸最多2資料流，且該等流係經由MCW傳輸。一其中傳輸一單流之第一情況的編碼鏈係等於一其中傳輸兩流的第二情況之編碼鏈。
若一無線通訊系統經由多Tx天線傳輸資料，一用於將一單碼字有效地分段成為兩或更多層的資料處理方法將在下文中描述。
為了減少無線通訊系統中之衰落的影響，本發明提供 一種資訊處理方法，用於經由多Tx天線傳輸資料，且其詳細說明將在下文中描述。
衰落係造成無線通訊系統之性能退化的主因之一。通道增益值係隨著時間、頻率及空間改變。通道增益愈低，性能愈低。一用作對於衰落現象之解決方法之一的分集方法，使用存在所有獨立通道具有低增益值之低機率的事實。大體上，時間、頻率、或空間距離愈長，時間、頻率、或空間上之兩點間的通道增益值之相關的獨立性愈高。因此，為了解決衰落問題，經碼塊編碼之位元被配置以平均地分散至一時間、頻率、或空間域中，因此其獲得一藉由分集造成的更高增益。
以下具體實施例將揭示其中將本發明之發明特徵應用於一進化通用行動電訊系統(E－UMTS)的實例。E－UMTS亦可稱為長期進化(LTE)系統。UMTS或E－UMTS技術規格已在第三代合夥專案(GPP)之技術規格群組無線電存取網路的版本7及8中規定。
第28圖顯示依據本發明之一LTE系統的下行鏈路分頻雙工(FDD)子訊框結構。
參考第28圖，一單子訊框具有1ms的短長度，因此在一時間軸上之通道變化的程度較低。但一最大20MHz可使用於一頻率軸上，因此頻率軸上之一通道變化係高。通道在空間軸上可彼此獨立，因此其係平均地分布在頻率及空間軸上以獲得一分集增益。本發明之以上所述的具體實施例不僅可應用於FDD系統，且可應用於一具有不同於FDD 系統之子訊框的分時雙工(TDD)系統。
第29A至29B圖顯示依據本發明之一LTE系統的傳輸鏈結構。第29A圖係一配有三層之等級3的傳輸結構，且第29B圖係一配有四層之等級4的傳輸結構。
有關用於有效地減少碼字至層對映組合的具體實施例，第29A圖之結構可對應於表28的第三組合，且第29B圖之結構可對應於表28的第四組合。
術語「傳送塊」已廣泛用於UMTS或E－UMTS系統，及係經由一傳送通道交換的基本資料單元。第29A圖的一第一傳送塊TB1經歷一傳輸鏈的資料處理步驟，因此其係連接至一單流(即一單層)。換句話說，CRC係藉由CRC附接演算法增加至一單傳送塊，且經通道編碼，以致該通道編碼結果被分配至一單層。術語「傳送塊」已廣泛用於UMTS或E－UMTS系統，及係經由一傳送通道交換的基本資料單元。通道編碼可藉由一加速碼或低密度奇偶檢查(LDPC)碼施行。
在第29A圖之第二傳送塊(TB2)，及第29B圖之第一及第二傳送塊(TB3及TB4)的情況下，一單傳送塊係連接至兩流(即兩層)。若單傳送塊之大小係大於一預定值，單傳送塊被分段成為若干碼塊(CB)。在此情況下，CRC可依碼塊或傳送塊之單位附接。另外，視需要，CRC附接傳送塊被分段成為若干碼塊，且CRC可再附接至各碼塊。通道編碼係依碼塊之單位施行。當將該通道編碼之碼塊分配給各層時，需要一考慮空間分集之資訊處理步驟。分配給各層之 符號流係預編碼用於多天線傳輸，因此其係經由多工Tx天線傳輸至一接收器。
關聯在第29A及29B圖之通道編碼以後將資料分配至給各層前的資料處理步驟之各種具體實施例將在下文中描述。
第30圖顯示依據本發明之一具體實施例的傳輸鏈結構。
參考第30圖，各通道編碼的碼塊CB1或CB2包括一系統部分及一奇偶部分。一速率匹配模組81在通道編碼之碼塊上施行速率匹配。速率匹配程序指示通道編碼之碼塊的大小匹配一預定值。例如，一傳輸開始位置係由第25圖之一環形緩衝器控制，所以可調整一欲傳輸的碼字大小。速率匹配可針對各通道編碼之碼塊施行或亦可在一其中所有碼塊互連的總體部分上施行。
空間區分模組82將速率匹配位元流分成兩位元流，及輸出該等位元流。在此情況下，在位元流中之個別位元的次序係不可改變。被分割位元流之數目等於層數目。第30圖中之層數目係2。
被分割位元流被施加於符號對映模組83a及83b。各符號對映模組83a或83b在接收到位元流上施行符號對映，及輸出一符號序列。為了施行符號對映，可使用QPSK(正交相移鍵控)、16QAM(正交振幅調變)或64QAM方法，但應注意的係本發明的範圍不限於以上所述方法，及亦可視需要應用於其他方法。
各符號對映模組83a或83b之輸出符號流係應用於各交錯器84a或84b。各交錯器84a或84b在各符號流上施行交錯，因此重安排符號的次序。較佳係可將交錯設定成一OFDM符號式交錯。OFDM符號式交錯指示一被指定予一副載波之符號係在一單OFDM符號內交錯。指定予副載波之符號的次序係由OFDM符號式交錯重安排。由各交錯器84a及84b交錯之個別符號流分別被指定予個別層。
第31A圖顯示一依據本發明另一具體實施例之傳輸鏈結構。
參考第31A圖，一速率匹配模組91在通道編碼碼塊CB1及CB2上施行速率匹配。一符號對映模組92在自速率匹配模組91產生之位元流上施行符號對映，且輸出一符號流。以上所述速率匹配及以上所述符號對映之詳述已在第30圖中描述，因此其將在此省略。
一交錯器93從符號對映模組92接收符號流，在接收到符號流上施行交錯，及重安排符號之次序。較佳係，交錯器93可在對應於碼塊CB1及CB2之符號上施行交錯，因此符號係均勻地混合。換句話說，一第一通道編碼之碼塊(CB1)所對映的一符號流，及一第二碼塊(CB2)所對映的另一符號流，係藉由在第31A圖(b)中顯示的交錯均勻地混合。較佳係，藉由交錯之符號的重安排次序可藉由一給定演算法預定，且OFDM符號式交錯可在如第30圖顯示的符號上施行。
一空間分割模組94依據層數目將交錯器93之一輸出符號流分成若干流，及輸出經分割之流。經分割之流係分 配至個別層。在第31A圖中，交錯器93及空間分割模組94實際上彼此隔開，但其可視需要整合於一單元中。換句話說，交錯器93施行交錯，及分割Rx資料成為若干符號流，因此個別符號流亦可分配至個別層。
第31B圖顯示一依據本發明又另一具體實施例之傳輸鏈結構。
參考第31B圖，一資料位元流係藉由一速率匹配模組95來速率匹配，且速率匹配位元流係施加至一位元位準交錯器96。位元位準交錯器96在Rx資料位元流上施行交錯。較佳係，交錯可在配有至少一位元之位元組的單元中施行。在各位元組內包含之位元數目等於對映至各符號對映模組98a或98b中之一單符號的位元之數目。例如，若BPSK方案係用作第一或第二符號對映模組98a或98b中之符號對映方法，各位元組包括一單位元。若QPSK方案係用作符號對映方法，各位元組包括兩位元。若16QAM方案用作符號對映方法，各位元組包括4位元。第31B圖顯示其中QPSK方案係用作符號對映方法之情況。由位元位準交錯器96在列方向中寫入的資料位元流，係基於由兩位元所組成之一位元組在一行方向中讀取，及接著輸出。
自位元位準交錯器96產生的資料位元流係藉由空間分割模組97依據層之數目分成若干單元。第一及第二符號對映模組98a及98b在空間分割模組97種分割之資料位元流上施行符號對映。第31B圖顯示其中QPSK用作符號對映方法的情況，因此兩位元係對映至一單一符號。在第31B圖中， 由空間分割模組97造成之空間分割，及由第一與第二符號對映模組98a及98b造成的符號對映之次序可改變成另一次序。換句話說，符號對映係首先在從位元位準交錯器96產生的資料流上施行，接著符號流係依據層數目分段。
自第31B圖之第一及第二符號對映模組98a及98b產生的個別符號流，係等於第31A圖之空間分割模組94的個別符號流。
第31A圖之一OFDM符號(OS)式交錯器93依一符號水準施行交錯，且第31B圖的位元位準交錯器96依一位元位準施行交錯。然而，位元位準交錯器96在一由對應於符號對映方法之位元所組成的位元組之單元中施行交錯，因此位元位準交錯具有與符號位準交錯等效的結果。並且，雖然第31B圖之空間分割模組97係位於如第31A圖中顯示之一單符號對映模組之後置，但可產生相同等效的效應。
第32A圖顯示一依據本發明又另一具體實施例之傳輸鏈結構。
儘管第32A圖的結構類似於第31A圖，應注意第31A圖之空間分割模組94係用空間分布模組104替換。空間分布模組104依據層數目將由交錯器103產生的符號流分割，及同時重安排符號的次序。即在第32A圖(b)中，對應於個別碼塊之符號的次序係藉由交錯器103依據一給定交錯演算法重安排，及由空間分布模組104分成若干符號流，因此符號的次序係由一預定方案再調整。在此情況下，係視為空間分布模組104施行空間交錯。例如，一單符號流係藉由從來 自對應於個別碼塊之所有符號流中的第偶數個符號組態，且其他符號流可由第奇數個符號組態。用於由空間分布模組104再調整符號次序的方法，可在使空間分集效應最大之範圍內自由地決定。第32A圖中，在一實際系統實施之情況下，交錯器103及空間分布模組104可視需要於一單元整合。速率匹配模組101、符號對映模組102及交錯器103之詳細描述係等於第31圖中之該等。
第32B圖顯示一依據本發明又另一具體實施例之傳輸鏈結構。
與第32A圖比較，第32B圖之具體實施例控制位元位準交錯器106，以依據如第31b圖之具體實施例中的相同方式用於第一及第二符號對映模組108a及108b的符號對映方法，基於一由至少一位元所組成的位元組施行交錯。若取決於層數目之資料位元流係藉由空間分布模組107空間分布，則資料位元流必須基於一用於位元位準交錯器106的位元組來分布。在實際實施之情況下，位元位準交錯器106及空間分布模組107可視需要彼此整合。
在第32B圖中，由空間分布模組107造成之空間分布，及由第一與第二符號對映模組108a及108b造成的符號對映之次序可改變成另一次序。換句話說，雖然第32B圖之空間分布模組107係位於一如第32A圖中所示單一符號對映模組之後，但可造成相同之等效效應。
第33圖顯示一依據本發明又另一具體實施例之傳輸鏈結構。
與第32A圖比較，第33B圖之具體實施例中的空間分布模組113及交錯器114a與114b之次序，係與第32A圖相反。換句話說，自符號對映模組112產生之符號流藉由空間分布模組113分成兩符號流。在此情況下，空間分布模組113再調整符號的次序，因此被分割符號流平均地包括對應於碼塊CB1及CB2的符號，及同時將自符號對映模組112產生的符號流分割。各交錯器114a或114b在從空間分布模組113產生的符號流上施行交錯，因此重安排符號。從個別交錯器114a或114b產生之符號流被分配給個別層。在第33圖的結構中，空間分布模組113及交錯器114a或114b可在一實際實施程序中彼此整合。
第30及33圖之具體實施例亦可在施行符號對映程序前，在經通道編碼的碼塊上施行位元式交錯。換句話說，第30及33圖之具體實施例在施行符號對映程序前，在經通道編碼的碼塊上施行位元組式交錯，以致在碼塊中含有之位元的次序可重安排。
OS式交錯可能無法用於以上所述第30及33圖之具體實施例。在此情況下，若其中不允許在一單符號中含有兩碼塊之情況，符號式處理係比位元式處理更容易。例如，若假設經速率匹配之CB1具有10位元的長度，且CB2具有10位元的長度，且CB1及CB2使用此16QAM，一單符號係依4位元之間隔組態，因此CB1之最後2位元及CB2的開始2位元係包含在一單一16QAM符號中。若不允許以上所述假設，CB1或CB2之長度必須限制至一調變次序的整數倍數。此情 況等於其中將OS式交錯用作一相同交錯的另一情況。因此，雖然未使用OS式交錯，但由本發明提出之符號對映模組及空間分割(或分布)模組亦可使用而無任何改變。
以上描述已揭示用於減少碼字－流(或碼字－層)對映組合之數目、層對映程序的方法，及用於有效地傳輸資料的方法。以上所述具體實施例可易於由熟習此項技術人士依據以上所述原理依各種方法理解及修改。例如，第29A或29B圖的層對映方法可由表28中顯示之碼字－流組合施行，因此輸入資料可依據一符號對映方案來通道編碼、調變，及對映至各層(或各流)。第29A及29B圖對應於表28中顯示的第三及第四組合，如上文中先前所述。
若一單碼字係依據表28之第三及第四組合對映至兩層，個別調變符號可藉由第33圖之空間分布模組113交替地對映至兩層。換句話說，如第33圖顯示，一第偶數個符號係對映至第一層1，且一第奇數個符號係對映至第二層2，因此獲得一分集增益。無須贅言，第偶數個符號及第奇數個符號的次序可視需要改變成另一次序。
以上所述功能可藉由一微處理器、一控制器、一微控制器或一應用特定積體電路(ASIC)式之給定軟體或程式碼施行。以上所述碼之設計、發展及實施可易於由熟習此項技術人士實施。
應注意的係，大多數在本發明中揭示之術語係在考慮本發明之功能下定義，且可根據熟習此項技術人士之意圖或通常之實現不同地決定。因此，較佳係以上所述術語係 基於本發明中揭示的所有內容來理解。
熟習此項技術人士應會瞭解可在本發明中進行各種修改及變化，而不脫離本發明的精神或範疇。因此，本發明旨於涵蓋由隨附申請專利範圍及其等同者之範疇中提供的本發明之修改及變化。
[產業應用性]
如自以上說明可瞭解，雖然以上所述具體實施例已基於3GPP LTE揭示，但本發明之範圍不限於3GPP LTE，且亦應用於基於MIMO方案的其他無線通訊系統。
用於依據本發明之具體實施例在一碼字及一層間指示一組合之方法，可在考慮各種態樣下合理地限制在一碼字及一流間之所有組合的數目，因此可減少指示在一碼字及一流間所有組合數目的資訊位元數目。如針對以上所述態樣，以上所述方法考慮一特定碼字之最大傳輸率，比較具有指示一對應組合之情況的數目之用法的機率，維持一可用於再傳輸之組合，使用連續干擾抵消(SIC)方法改進一接收器之解碼性能，考慮一基於天線分組之流分組，及考慮一多使用者MIMO通訊系統中之使用者便利。
因此，本發明指示所有碼字－流組合，其係一MIMO通訊系統中之上行鏈路及下行鏈路兩者所需，使用較少數目之位元，因而增加控制資訊的效率。
本發明提供一種在MIMO通訊系統中用於依據層來對映碼字之方法，傳輸對映碼塊且額外保證一由空間多工造 成之空間分集增益。
在其中一單資料塊被分成若干碼塊且碼塊被通道編碼之情況中，本發明藉由對於一傳輸鏈增加簡單功能而提供給各碼塊足夠之空間分集。
雖然本發明之較佳具體實施例已揭示用於說明性目的，但熟習此項技術人士將會瞭解各種修改、增加及置換係可能，而不脫離隨附申請專利範圍中所揭示的本發明範圍及精神。
10‧‧‧使用者設備/UE
20‧‧‧基地台/BS
81‧‧‧速率匹配模組
82‧‧‧空間區分模組
83a‧‧‧符號對映模組
83b‧‧‧符號對映模組
84a‧‧‧交錯器
84b‧‧‧交錯器
91‧‧‧速率匹配模組
92‧‧‧符號對映模組
94‧‧‧空間分割模組
95‧‧‧速率匹配模組
96‧‧‧位元位準交錯器
97‧‧‧空間分割模組
98a‧‧‧第一符號對映模組
98b‧‧‧第二符號對映模組
101‧‧‧速率匹配模組
102‧‧‧符號對映模組
103‧‧‧交錯器
104‧‧‧空間分布模組
106‧‧‧交錯器
107‧‧‧空間分布模組
108a‧‧‧第一符號對映模組
108b‧‧‧第二符號對映模組
112‧‧‧符號對映模組
113‧‧‧空間分布模組
114a‧‧‧交錯器
114b‧‧‧交錯器
CB‧‧‧碼塊
P1‧‧‧奇偶塊
P2‧‧‧奇偶塊
S‧‧‧系統塊
TB‧‧‧傳送塊
本文所包括之附圖提供對本發明之進一步瞭解，其說明本發明之具體實施例且連同該說明用以解說本發明之原理。
圖式中：第1圖係說明習知MIMO通訊系統之方塊圖；第2圖顯示自NT Tx天線至一Rx天線(i)之通道；第3A圖係說明一單使用者MIMO通訊系統之概念圖；第3B圖係說明一多使用者MIMO通訊系統之概念圖；第4圖係說明一MIMO通訊系統中之一碼字及一流間之關係的方塊圖；第5A圖係說明一MIMO通訊系統之方塊圖，其中依據本發明的碼字之最大數目係2且天線之最大數目係4；第5B圖係說明一MIMO通訊系統之方塊圖，其中依據本發明的碼字之最大數目係2且天線之最大數目係2； 第6圖係說明當一單碼字係依據本發明經由若干流傳輸時所提供之一調變編碼組(MCS)的概念圖；第7圖係說明依據本發明在一接收器中施行以改進一碼字之解碼性能的連續干擾抵消(SIC)之概念圖；第8A圖顯示一其中一單碼字係經由兩流傳輸之特定情況，及其決定SIC是否在此情況中施行；第8B圖顯示一其中兩碼字係分別經由兩流傳輸之特定情況，及其決定SIC是否在此情況中施行；第9圖顯示兩碼字係經由兩流傳輸，一碼字係成功地接收且另一碼字接收失效，且請求該失效碼字之再傳輸；第10A至10C圖顯示用於依各種方法分組多天線之各種方法；第11圖顯示在一多使用者MIMO通訊系統中之使用者的可用流數目；第12圖顯示指示一在介於一其中僅使用一碼字之第一情況及一其中兩碼字係在有若干流之條件下使用的第二情況間，在系統通量中之差異的模擬結果；第13A至13C圖顯示依據SIC解碼順序之一接收端性能的模擬結果；第14圖顯示當在一碼字及一流間之所有組合的數目被限制至一能藉由一給定位元數目指示之組合的特定數目時，一接收端性能之模擬結果；第15圖係一無線通訊系統之方塊圖；第16圖係說明一依據本發明之一具體實施例的傳輸器 之方塊圖；第17圖係說明一依據本發明另一具體實施例的傳輸器之方塊圖；第18圖係說明一依據本發明之一具體實施例的通道編碼方案之方塊圖；第19圖係說明一依據本發明之一具體實施例的資料傳輸之概念圖；第20圖係說明一依據本發明另一具體實施例的資料傳輸之概念圖；第21圖係說明一依據本發明又另一具體實施例的資料傳輸之概念圖；第22圖係說明一依據本發明之又另一具體實施例的資料傳輸之概念圖；第23圖係說明一依據本發明又另一具體實施例的資料傳輸之概念圖；第24A圖係說明一依據一OFDMA方案之傳輸器的資料處理方法的方塊圖；第24B圖係說明一依據一OFDMA方案之接收器的資料處理方法的方塊圖；第25圖係說明一用於將一編碼碼塊之一系統部分及一奇偶部分彼此分離的方法，且在以致經分離部分上施行一速率－匹配的概念圖；第26A至26B圖係分別說明一單碼字(SCW)及多碼字(MCW)之概念圖； 第27圖係顯示一依據本發明用於一WCDMA系統之HS－DSCH的編碼鏈；第28圖顯示依據本發明之一LTE系統的下行鏈路FDD子訊框的結構；第29A至29B圖顯示依據本發明之一LTE系統的傳輸鏈結構；第30圖顯示一依據本發明之一具體實施例的傳輸鏈結構；第31A至31B圖顯示一依據本發明之另一具體實施例的傳輸鏈結構；第32A至32B圖顯示依據本發明之又另一具體實施例的傳輸鏈結構；及第33圖顯示依據本發明之又另一具體實施例的傳輸鏈結構。
無元件

Claims (15)

  1. 一種在一多輸入多輸出(MIMO)系統中用於一空間多工的層對映方法，該層對映方法包含以下步驟：依據來自複數個對映組合中之一個對映組合，將至少一個碼字對映至至少一個層，其中，對於該等複數個對映組合中之各者，一單碼字所對映之層的最大數目，與由該MIMO系統所使用的最大層數目除以碼字之最大數目相等，其中，該等複數個對映組合包含：用於一個碼字的一第一對映組合群組，及用於複數個碼字的一第二對映組合群組，及其中，該第一對映組合群組包含：用於從該第二對映組合群組之複數碼字中重新傳輸僅一個碼字的所有可能對映組合；及傳輸訊號，該等訊號對映至該至少一個層。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之層對映方法，其中：該MIMO系統使用最多4層及最多2碼字，及其中該等複數個對映組合限制該單碼字對映到的層數目為2。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之層對映方法，其中當使用一個碼字時，該單碼字所對映到之層數目為二層。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之層對映方法，其中當MIMO系統系運作於一重新傳輸模式中時，一單碼字所對映到之層數目為二層。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之層對映方法，其中當藉由該MIMO系統來使用二碼字以及三層時，一個碼字被對映到一單層而一第二碼字被對映到二層。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之層對映方法，其中當該MIMO系統使用與層相同數目之碼字時，在該至少一個碼字的各者與該等層的一對應層之間存在著一對一對映。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之層對映方法，其中：該MIMO系統使用一最多4層及一最多2碼字，及其中該等複數個對映組合包括：一第一組合，其中一單碼字係對映至一單層，一第二組合，其中兩碼字係分別對映至兩層，一第三組合，其中兩碼字係對映至三層，及一第四組合，其中兩碼字係對映至四層。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之層對映方法，其中：該等複數個對映組合進一步包括：一第五組合，其中一碼字係對映到二層。
  9. 如申請專利範圍第7或8項所述之層對映方法，其中，根據該第三組合，該等兩碼字之一第一者係對映至一來自該等三層中之一第一層，且該等兩碼字之一第二者係對映至來自該等三層中之一第二層及一第三層。
  10. 如申請專利範圍第7項所述之層對映方法，其中，根據該第四組合，該等兩碼字中之一第一者係對映至一來自該等四層中之一第一層及一第二層，且該等兩碼字之一第二者係對映至來自該等四層中之一第三層及一第四層。
  11. 一種在一多輸入多輸出(MIMO)系統中經由多傳輸(Tx)天線傳輸資料的方法，該方法包含以下步驟：(a)藉由通道編碼一對應之至少一個資料塊來產生至少一個碼字；(b)依據複數個對映組合中之一者，將該等至少一個碼字之各者對映至至少一個層；及(c)傳輸該等至少一個層對映碼字之各者，其中一單碼字所對映到之層的最大數目，與由該MIMO系統所使用的最大層數目除以碼字之最大數目相等，其中，該等複數個對映組合包含：用於一個碼字的一第一對映組合群組，及用於複數個碼字的一第二對映 組合群組，及其中，該第一對映組合群組包含：用於從該第二對映組合群組之複數碼字中重新傳輸僅一個碼字的所有可能對映組合。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之方法，其中該MIMO系統使用一最多4層及一最多2碼字，及其中該等複數個對映組合包括：一第一組合，其中一單碼字係對映至一單層，一第二組合，其中兩碼字係分別對映至兩層，一第三組合，其中兩碼字係對映至三層，及一第四組合，其中兩碼字係對映至四層。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中該等複數個對映組合進一步包括：一第五組合，其中一碼字係對映到二層。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中根據該第三組合，該等兩碼字之一第一者係對映至一來自該等三層中之一第一層，且該等兩碼字中之一第二者係對映至來自該等三層中之一第二層及一第三層。
  15. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中，根據該第四組合，該等兩碼字中之一第一者被對映至來自該等四層 中之一第一層及一第二層，且該等兩碼字中之一第二者係對映至來自該等四層中之一第三層及一第四層。
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