TW201401923A

TW201401923A - 光源驅動電路及其電力轉換器控制器

Info

Publication number: TW201401923A
Application number: TW102101485A
Authority: TW
Inventors: Tie-Sheng Yan; Ching-Chuan Kuo; Yung-Lin Lin
Original assignee: O2Micro Inc
Priority date: 2012-06-28
Filing date: 2013-01-15
Publication date: 2014-01-01
Also published as: GB201300495D0; GB2497213A; CN103260301B; TWI556679B; CN103260301A

Abstract

一種光源驅動電路及電力轉換器控制器。光源驅動電路包含一降升壓轉換器和控制器。降升壓轉換器接收輸入電壓和輸入電流並為光源提供能量。降升壓轉換器包含由驅動信號控制的開關。控制器接收指示流經光源的電流的第一感應信號，根據第一感應信號產生驅動信號以控制開關並調節流經光源的電流。降升壓轉換器還包含提供指示流經降升壓轉換器的電流的第二感應信號的電流監測器。

Description

光源驅動電路及其電力轉換器控制器

本發明係有關一種驅動電路，特別是一種光源驅動電路及控制器。

圖1所示為一種傳統光源驅動電路100的示意圖。光源驅動電路100用於驅動一光源(例如，發光二極體串108)。光源驅動電路100係由一電源102提供一輸入電壓VIN為驅動電路100供電。光源驅動電路100包含一降壓轉換器(Buck Converter)，其在一控制器104的控制下為發光二極體串108提供一調整後之電壓VOUT。降壓轉換器包含二極體114、電感112、電容116以及一開關106。一電阻110與開關106串聯耦接。當開關106導通，電阻110耦接至電感112以及發光二極體串108，且產生一回授信號以指示流經電感112的電流。當開關106斷開，電阻110與電感112以及發光二極體串108斷開，因此無電流流經電阻110。

開關106係受控於控制器104。當開關106導通，一電流流經發光二極體串108、電感112、開關106、電阻110至地。在電感112的作用下此電流逐漸增加。當電流增加至達到一預設峰值電流位準時，控制器104斷開開關106。當開關106斷開，一電流流經發光二極體串108、電感112和二極體114。控制器104在一段時間後可再次導通開關106。因此，控制器104基於預設峰值電流位準控制降壓轉換器。然而，流經電感112和發光二極體串108之平均電流位準會隨電感112的電感值、輸入電壓VIN以及發光二極體串108兩端的電壓VOUT而變化，因此，流經電感112的平均電流位準(亦即流經發光二極體串108的平均電流)無法被精確地控制。

為解決上述技術問題，本發明提供了一種光源驅動電路，包括：一降升壓轉換器，接收一輸入電壓和一輸入電流並為一負載提供一能量，該降升壓轉換器包含：由一驅動信號控制的一開關；以及一電流監測器，耦接該開關；以及一控制器，耦接該降升壓轉換器，接收指示流經該負載的一電流的一第一感應信號，並根據該第一感應信號產生該驅動信號，控制該開關以及調節該經該負載的該電流，其中，該電流監測器提供指示流經該降升壓轉換器的一電流的一第二感應信號。

本發明還提供了一種控制降升壓轉換器的控制器，該降升壓轉換器接收一輸入電壓和一輸入電流，並為一負載提供一電能，包括：一第一感應埠，接收指示流經該負載的一電流的一第一感應信號；一監測埠，接收一監測信號，指示流經一儲能單元的一電流，當該監測信號减小到一預設電流值，該控制器接通一開關，其中，該開關控制流經該儲能單元的該電流；以及一驅動埠，根據該第一感應信號和該監測信號提供一驅動信號至該開關，控制流經該降升壓轉換器的一電流，調節流經該負載的該電流。

100‧‧‧光源驅動電路

102‧‧‧電源

104‧‧‧控制器

106‧‧‧開關

108‧‧‧發光二極體串

110‧‧‧電阻

112‧‧‧電感

114‧‧‧二極體

116‧‧‧電容

200‧‧‧驅動電路

202‧‧‧電源

204‧‧‧整流器

206‧‧‧電力轉換器

208‧‧‧發光二極體串

210‧‧‧控制器

212‧‧‧濾波器

214‧‧‧儲能元件

218‧‧‧電阻

278‧‧‧電流感應器

288‧‧‧負載

300‧‧‧光源驅動電路

302、304‧‧‧電感

308‧‧‧電容

314‧‧‧二極體

316‧‧‧開關

318‧‧‧電容

320‧‧‧電阻

322‧‧‧電容

324‧‧‧電容

333‧‧‧共同節點

401‧‧‧欠壓鎖定電路

402‧‧‧誤差放大器

404‧‧‧比較器

408‧‧‧脈衝寬度調變信號產生器

602‧‧‧誤差放大器

604‧‧‧比較器

606‧‧‧鋸齒波信號產生器

608‧‧‧重置信號產生器

610‧‧‧脈衝寬度調變信號產生器

800‧‧‧光源驅動電路

802‧‧‧齊納二極體

804‧‧‧開關

900‧‧‧光源驅動電路

902‧‧‧鋸齒波信號產生器

906‧‧‧電力轉換器

910‧‧‧控制器

912‧‧‧電源線

920‧‧‧濾波器

960‧‧‧鋸齒波信號

962‧‧‧驅動信號

1000‧‧‧光源驅動電路

1008‧‧‧輸入電容

1012‧‧‧電阻

1014‧‧‧電容

1016‧‧‧電阻

1018‧‧‧二極體

1024‧‧‧輸出濾波器

1300‧‧‧流程圖

1302~1312‧‧‧步驟

1400‧‧‧光源驅動電路

1402、1404‧‧‧電感

1406‧‧‧電力轉換器

1408‧‧‧電容

1410‧‧‧控制器

1412‧‧‧二極體

1414‧‧‧儲能單元

1416‧‧‧開關

1418‧‧‧電流監測器

1420‧‧‧電阻

1424‧‧‧電容

1433‧‧‧共同節點

1600‧‧‧光源驅動電路

1700‧‧‧光源驅動電路

以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1所示為一種傳統光源驅動電路的示意圖。

圖2所示為根據本發明一實施例驅動電路示意圖。

圖3所示為根據本發明一實施例光源驅動電路電路示意圖。

圖4所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器的示意圖。

圖5所示為根據本發明一實施例圖4中所示之控制器的波形圖。

圖6所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器的另一種架構示意圖。

圖7所示為根據本發明一實施例圖6中所示之控制器的波形圖。

圖8所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路光源驅動電路的示意圖。

圖9A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的示意圖。

圖9B所示為根據本發明的一個實施例圖9A中的光源驅動電路中的信號波形圖。

圖10所示為根據本發明的又一實施例的光源驅動電路的示意圖。

圖11所示為根據本發明的實施例的圖9A中控制器的結構示意圖。

圖12所示為根據本發明的實施例的光源驅動電路產生或接收的信號波形圖。

圖13所示為根據本發明的實施例的用於驅動負載的驅動電路的方法流程圖。

圖14所示為根據本發明一實施例之光源驅動電路的電路示意圖。

圖15所示為根據本發明一實施例之示於圖14中之控制器的結構示意圖。

圖16所示為根據本發明另一實施例之光源驅動電路的電路示意圖。

圖17所示為根據本發明再一實施例之光源驅動電路的電路示意圖。

圖18所示為根據本發明一個實施例的光源驅動電路所產生或接收的信號波形圖。

以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反地，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。

此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。

本發明提供了一種控制電力轉換器使之可對各種負載(例如，光源)供電的電路。此電路可包含用於監測流經儲能元件(例如，電感)的電流的電流感應器，以及包含一可控制耦接至電感之開關的控制器，進而控制光源的平均電流為一目標電流值。不論開關為導通或斷開狀態，電流感應器均能監測流經電感的電流。

圖2所示為根據本發明一實施例驅動電路200的示意圖。光源驅動電路200包含整流器204，其可從一電源202接收一輸入電壓，並提供一調整後的電壓給電力轉換器206。電力轉換器206接收調整後的電壓並為負載288提供一輸出電力。在一實施例中，電力轉換器206可為降壓轉換器或者升壓(Boost)轉換器。在一實施例中，電力轉換器206包含一儲能元件214和一用於感應儲能元件214之電力狀況的電流感應器278(例如，一電阻)。電流感應器278提供一第一信號ISEN給控制器210，以指示流經儲能元件214的電流。驅動電路200還包含一濾波器212，基於第一信號ISEN產生一用於指示流經儲能元件214的平均電流之第二信號IAVG。在一實施例中，控制器210接收第一信號ISEN和第二信號IAVG，並控制流經儲能元件214的平均電流為一目標電流值位準。

圖3所示為根據本發明一實施例光源驅動電路200的電路示意圖。圖3中與圖2具有相同元件符號之元件具有類似的功能。在圖3的例子中，光源驅動電路300包含整流器204、電力轉換器206、濾波器212和控制器210。整流器204可為包含二極體D1-D4的橋式整流器。整流器204調整來自電源202的電壓。電力轉換器206接收經整流器204調整後的電壓並提供一輸出電力以對負載(例如，發光二極體串208)供電。

在圖3的例子中，電力轉換器206係為一降壓轉換器，其包含電容308、開關316、二極體314、電流感應器(例如，電阻218)、相互耦接的電感302和電感304、以及電容324。二極體314 係耦接於開關316和光源驅動電路300的地之間。電容324與發光二極體串208並聯耦接。在一實施例中，電感302和電感304彼此電磁耦接。更具體而言，電感302和電感304耦接至一共同節點333。在圖3的例子中，共同節點333係介於電阻218和電感302之間。然而，本發明並不限於此架構，共同節點333也可位於開關316和電阻218之間。共同節點333為控制器210提供一參考接地。在一實施例中，控制器210的參考接地和光源驅動電路300的地不同。透過導通和斷開開關316，流經電感302的電流可被調整，進而調節供應至發光二極體串208的電力。電感304感應電感302的電力狀況，例如，監測流經電感302的電流是否降低至一預設電流位準。

電阻218的一端耦接至開關316和二極體314之陰極之間的一節點，電阻218的另一端耦接至電感302。當開關316導通和斷開時，電阻218提供一指示流經電感302的電流之第一信號ISEN。換言之，不論開關316為導通還是斷開，電阻218均能感應流經電感302的電流。濾波器212耦接至電阻218並產生一指示流經電感302的平均電流的第二信號IAVG。在一實施例中，濾波器212包含電阻320和電容322。

控制器210接收第一信號ISEN和第二信號IAVG，並透過導通或斷開開關316以控制流經電感302的平均電流為一目標電流位準。電容324濾除流經發光二極體串208的漣波電流，進而使流經發光二極體串208的電流平滑且實質上相等於流經電感302的平均電流。因此，流經發光二極體串208的電流可實質上與目標電流相等。此處“實質上與目標電流相等”意指流經發光二極體串208的電流雖可能與目標電流有些許微小差別，但仍介於一可容許範圍內，因此可不考慮電路元件的不理想情況和且可忽略從電感304傳送至控制器210的電力。

在圖3的例子中，控制器210的端點包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。端點ZCD耦接至電感304，用於接收一指示電感302之電力狀況(例如，流經電感302的電流是否降低至預設電流位準，例如，“0”)的檢測信號AUX。檢測信號AUX也能指示發光二極體串208是否處於開路狀態。端點DRV耦接至開關316並產生一驅動信號(例如，脈衝寬度調變信號PWM1)以導通或斷開開關316。端點VDD耦接至電感304並接收來自電感304的電力。端點CS耦接至電阻218並接收一指示流經電感302的電流的第一信號ISEN。端點COMP透過電容318耦接至控制器210的參考接地。端點FB透過濾波器212耦接至電阻218耦接以接收一指示流經電感302的平均電流的第二信號IAVG。在圖3的例子中，端點GND(亦即控制器210的參考接地)耦接至位於電阻218、電感302與電感304之間的共同節點333。

開關316可為N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(NMOSFET)。開關316的導通狀態係基於開關316的閘極極電壓與端點GND的電壓(亦即共同節點333處的電壓)之間的一電壓差決定之。因此，端點DRV輸出的脈衝寬度調變信號PWM1決定了開關316的開或關狀態。當開關316導通，控制器210的參考接地的電壓位準高於光源驅動電路300的地的電壓位準，因此本發明的電路可適用於具有相對較高電壓的電源。

在操作中，當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。當開關316斷開，一電流流經電阻218、電感302、發光二極體串208和二極體314。電感304磁性耦接至電感302以檢測電感302的電力狀況，例如，檢測流經電感302的電流是否降低到預設電流位準。因此，控制器210透過檢測信號AUX、第一信號ISEN、和第二信號IAVG監測流經電感302的電流，並透過脈衝寬度調變信號PWM1控制開關316，以控制流經電感302的平均電流為一目標電流位準。因此，經過電容324濾波後之流經發光二極體串208的電流也可實質上相等於目標電流位準。

在一實施例中，控制器210基於檢測信號AUX判斷發光二極體串208是否處於開路狀態。如果發光二極體串208開路，則電容324上的電壓增加。當開關316處於斷開狀態時，電感302兩端的電壓增大，且檢測信號AUX的電壓也相應增大。其結果是，透過端點ZCD流入控制器210的電流增大。因此，控制器210監測檢測信號AUX，如果當開關316斷開且流入至控制器210之電流增大致超過一電流臨限值，控制器210則判斷發光二極體串208處於開路狀態。

控制器210還可基於端點VDD處的電壓判斷發光二極體串208是否處於短路狀態。如果發光二極體串208短路，當開關316處於斷開狀態時，由於電感302兩端均耦接至光源驅動電路300的地，所以電感302兩端的電壓將減小。電感304兩端的電壓和端點VDD處的電壓也相應減小。因此，當開關316處於斷開狀態時，如果端點VDD處的電壓低於一電壓臨限值，則控制器210判斷發光二極體串208處於短路狀態。

圖4所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器210的示意圖。圖5所示為根據本發明一實施例圖4中所示之控制器210的波形圖。圖4將結合圖3和圖5進行描述。

在圖4的例子中，控制器210包含一誤差放大器402、一比較器404和一脈衝寬度調變信號產生器408。誤差放大器402基於一參考信號SET和第二信號IAVG之間的電壓差產生一誤差信號VEA。參考信號SET可指示目標電流位準。第二信號IAVG透過端點FB接收，可指示流經電感302的平均電流。誤差信號VEA可用以調整流經電感302的平均電流至目標電流位準。比較器404耦接至誤差放大器402，並比較誤差信號VEA和第一信號ISEN。第一信號ISEN透過端點CS接收，指示流經電感302的電流。檢測信號AUX透過端點ZCD接收，指示流經電感302的電流是否降低到預設電流位準(例如，減小到零)。脈衝寬度調變信號產生器408耦接至比較器404以及端點ZCD，且基於比較器404的輸出和檢測信號AUX產生脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過端點DRV控制開關316的導通狀態。

脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一位準(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316。當開關316 導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。流經電感302的電流逐漸增大，使得第一信號ISEN的電壓逐漸增大。在一實施例中，當開關316導通時，檢測信號AUX的電壓為負值。在一實施例中，在控制器210內部，比較器404比較誤差信號VEA與第一信號ISEN。當第一信號ISEN的電壓超過誤差信號VEA的電壓，則比較器404輸出一邏輯0，否則比較器404輸出一邏輯1。換言之，比較器404的輸出為一系列的脈衝。脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第二位準(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以回應比較器404的負緣(negative going)輸出，進而斷開開關316。當開關316斷開，檢測信號AUX的電壓變為正值。當開關316斷開，一電流流經電阻218、電感302、發光二極體串208和二極體314。流經電感302的電流逐漸減小，因此第一信號ISEN的電壓逐漸減小。當流經電感302的電流減小到預設電流位準(例如，減小到零)，檢測信號AUX的電壓會產生一個負緣，進而脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316。

在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比係由誤差信號VEA決定。如果第二信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402增加誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流增大，直到第二信號IAVG的電壓增加至參考信號SET的電壓位準。如果第二信號IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402減小誤差信號VEA的電壓以減小脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比，進而降低流經電感302的平均電流，直到第二信號IAVG的電壓降低至參考信號SET的電壓位準。因此，流經電感302的平均電流能夠被維持至與目標電流位準相等。

控制器210還包括耦接於其埠VDD的欠壓鎖定電路401，用於根據不同的電能情况選擇性地啟動控制器210內部的一個或多個元件。在一個實施例中，如果埠VDD上的電壓高於第一預設電壓，則欠壓鎖定電路401將啟動控制器210中所有的元件。如果埠VDD上的電壓低於第二預設電壓，欠壓鎖定電路401將關閉控制器210中所有的元件。在一個實施例中，第一預設電壓高於第二預設電壓。埠VDD對控制器210提供電能。

圖6所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器210的另一種架構示意圖。圖7所示為根據本發明一實施例圖6中所示之控制器210的波形圖。圖6將結合圖3和圖7進行描述。

在圖6的例子中，控制器210包含誤差放大器602、比較器604、鋸齒波信號產生器606、重置信號產生器608、以及脈衝寬度調變信號產生器610。誤差放大器602基於一參考信號SET和第二信號IAVG之間的一電壓差產生一誤差信號VEA。參考信號SET指示一目標電流位準。第二信號IAVG透過端點FB接收指示流經電感302的平均電流。誤差信號VEA可用於調整流經電感302的平均電流使之等於目標電流位準。鋸齒波信號產生器606產生一鋸齒波信號SAW。比較器604耦接至誤差放大器602以及鋸齒波信號產生器606，並比較誤差信號VEA與鋸齒波信號SAW。重置信號產生器608產生一重置信號RESET，並提供重置信號RESET給鋸齒波信號產生器606和脈衝寬度調變信號產生器610。為回應重置信號RESET，開關316導通。脈衝寬度調變信號產生器610耦接至比較器604以及重置信號產生器608，並基於比較器604的輸出和重置信號RESET產生一脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過端點DRV控制開關316的導通狀態。

在一實施例中，重置信號RESET係為一具有固定頻率的脈衝信號。在另一實施例中，重置信號RESET係為一使得開關316處於斷開狀態的時間為一常數的脈衝信號。重置信號RESET使得例如在圖5中之脈衝寬度調變信號PWM1為邏輯0的時間為一常數。

在操作中，脈衝寬度調變信號產生器610產生一具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316，並回應重置信號RESET。當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。鋸齒波信號產生器606所產生的鋸齒波信號SAW的電壓從一初始位準INI開始增加，以回應重置信號RESET的脈衝。當鋸齒波信號SAW的電壓增大到誤差信號VEA的電壓，脈衝寬度調變信號產生器610產生一具有第二狀態(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以斷開開關316，並且鋸齒波信號SAW的電壓被重置為初始位準INI，直到鋸齒波信號產生器606接收到重置信號RESET的下一個脈衝。待接收到重置信號RESET的下一個脈衝，鋸齒波信號SAW的電壓會再次從初始位準INI開始逐漸增加，以回應此脈衝。

在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比係由誤差信號VEA決定。如果第二信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器602增大誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流增大，直到第二信號IAVG的電壓增加至參考信號SET的電壓位準。如果第二信號IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓位準，則誤差放大器602減小誤差信號VEA的電壓以減小脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流減小，直到第二信號IAVG的電壓降低至參考信號SET的電壓位準。因此，流經電感302的平均電流能夠被維持至與目標電流位準相等。

圖8所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路光源驅動電路800的示意圖。圖8中與圖2、圖3具有相同元件符號之元件具有類似的功能。

控制器210的端點VDD透過開關804耦接至整流器204，並接收經過整流器204調整後的輸出電壓。耦接於開關804和控制器210之參考接地之間的一齊納二極體802用於保持端點VDD的電壓基本上恆定。圖8的例子中，控制器210的端點ZCD電性耦接至電感302，接收指示電感302之電力狀況的檢測信號AUX。檢測信號AUX可指示流經電感302的電流是否降低至預設電流位準(例如，是否減小到零)。共同節點333可為控制器210提供一參考接地。

綜上所述，本發明提供了一種控制電力轉換器以對負載供電的電路。在一實施例中，電力轉換器為負載(例如發光二極體串)提供一實質上恆定之電流。在另一實施例中，電力轉換器提供一定電流以對電池充電。與圖1中的傳統電路相比，本發明的電路所提供給負載或電池的電流可得到更精確的控制。而且本發明的電路可適用於具有相對較高電壓的電壓源。

圖9A所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路900的方塊示意圖。圖9A中與圖2、圖3編號相同的元件具有類似的功能。在一實施例中，光源驅動電路900包括與電源202耦接的濾波器920、整流器204、電力轉換器906、負載288、鋸齒波信號產生器902和控制器910。電源202產生交流輸入電壓V_AC(例如，交流輸入電壓V_AC具有正弦波信號)和交流輸入電流I_AC。交流輸入電流I_AC流入濾波器920。電流I_AC’從濾波器920流出，並流入整流器204。整流器204透過濾波器920接收交流輸入電壓V_AC，並在電源線912上提供一整流電壓V_IN和一整流電流I_IN。電源線912耦接於整流器204和電力轉換器906之間。電力轉換器906將整流電壓V_IN轉換成一輸出電壓V_OUT，為負載288提供電能。控制器910與電力轉換器906耦接，用於控制電力轉換器906，以調節流過負載288的電流I_OUT，並校正光源驅動電路900的功率因數。

控制器910產生一驅動信號962。在一個實施例中，電力轉換器906包括一開關316。驅動信號962控制開關316，進而調節流經負載288的電流I_OUT。電力轉換器906還產生指示流經負載288的電流I_OUT的一感應信號IAVG。

在一個實施例中，與控制器910耦接的鋸齒波信號產生器902，根據驅動信號962產生一鋸齒波信號960。例如，驅動信號962可為脈衝寬度調變信號。在一個實施例中，當驅動信號962為邏輯高電位時，鋸齒波信號960增加；當驅動信號962為邏輯低電位時，鋸齒波信號960降低到預設電壓值(例如，降低到0V)。

有利之處在於，控制器910根據鋸齒波信號960和感應信號IAVG產生驅動信號962。驅動信號962控制開關316，使流經負載288的電流I_OUT保持在目標電流值，以提高電流控制的精確性。另外，驅動信號962控制開關316，調節整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與整流電壓V_IN實質同相，以校正光源驅動電路900的功率因數。在本發明中，實質同相指兩波形理論上同相位，然而在實際應用中，由於電路中電容的存在，造成兩波形存在細微的相差。光源驅動電路900的工作原理將在圖9B中進一步描述。

圖9B所示為根據本發明的一個實施例圖9A中的光源驅動電路900中的信號的波形圖，圖9B將結合圖9A描述。圖9B描述了輸入交流電壓V_AC、整流電壓V_IN、整流電流I_IN、整流電流的平均電流I_{IN_AVG}、電流I_AC’和輸入交流電流I_AC的波形。

為了描述的方便，輸入交流電壓V_AC為正弦波形，但並不以此為限。整流器204整流輸入交流電壓V_AC。在圖9B的實施例中，整流電壓V_IN具有整流後的正弦波形，即，輸入交流電壓V_AC的正向波形保留，其負向波形轉換成對應的正向波形。

在一個實施例中，控制器910所產生的驅動信號962控制整流電流I_IN。整流電流I_IN從一預設值(例如，0安培)開始增加。當整流電流I_IN達到與整流電壓V_IN成比例的一個值之後，整流電流I_IN降到預設值。如圖9B所示，整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}的波形與整流電壓V_IN的波形實質同相。

整流電流I_IN從整流器204流出並流入電力轉換器906。整流電流I_IN是流入整流器204的電流I_AC’整流後的電流。如圖9B所示，當輸入交流電壓V_AC為正值時，電流I_AC’的正向波形與整流電流I_IN的正向波形類似；當輸入電流電壓V_AC為負值時，電流I_AC’的負向波形與整流電流I_IN的波形對應。

在一個實施例中，透過耦接於電源202和整流器204之間的濾波器920，輸入交流電流I_AC與電流I_AC’的平均值相等或成比例。因此，如圖9B所示，輸入交流電流I_AC的波形與輸入交流電壓V_AC的波形實質同相。理論上，輸入交流電流I_AC與輸入交流電壓V_AC同相。然而，在實際應用中，由於濾波器920和電力轉換器906中存在電容，輸入交流電流I_AC與輸入交流電壓V_AC之間可能存在細微的相差。此外，輸入交流電流I_AC與輸入交流電壓V_AC波形也大致相似。因此，光源驅動電路900的功率因數得到了校正，進而提高了光源驅動電路900的供電品質。

圖10所示為根據本發明的又一實施例的光源驅動電路1000的示意圖。圖10中與圖2、圖3和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖10將結合圖4、圖5和圖9A進行描述。

在圖10的例子中，光源驅動電路1000包含耦接電源202的濾波器920、整流器204、電力轉換器906、負載288、鋸齒波信號產生器902和控制器910。在一個實施例中，負載288包含發光二極體串208(例如，發光二極體串)。本發明並不局限於此，負載288可以包含其他類型的光源或者其他類型的負載(例如，電池組)。濾波器920可為包含一對電感和一對電容的電感-電容濾波器，但並不以此為限。在一個實施例中，控制器910包含多個埠，例如，ZCD埠、GND埠、DRV埠、VDD埠、FB埠、COMP埠和CS埠。

在一個實施例中，電力轉換器906包含耦接電源線912的輸入電容1008。輸入電容1008減少整流電壓V_IN的漣波，以平滑整流電壓V_IN的波形。在一個實施例中，輸入電容1008具有相對較小的電容值(例如，小於0.5微法拉)，以幫助消除或減小整流電壓V_IN波形的畸變。另外，在一個實施例中，由於輸入電容1008之電容值較小，流經輸入電容1008的電流可以忽略。因此，當開關316導通時，流經開關316的電流I₂₁₄與從整流器204流出的整流電流I_IN大致相等。

電力轉換器906與圖3中的電力轉換器206的操作類似。在一個實施例中，儲能元件214包含電感302和電感304，電感302電磁耦接電感304。電感302與開關316和發光二極體串208耦接。因此，根據開關316的導通狀態，電流I₂₁₄流經電感302。更具體地，在一個實施例中，控制器910在DRV埠上產生驅動信號962(例如，脈衝寬度調變信號)，以控制開關316導通或斷開。當開關316 閉合，電流I₂₁₄從電源線912流出，流經開關316和電感302，並且不斷增加。電流I₂₁₄可以由公式(1)得出：△I₂₁₄=(V_IN-V_OUT)*T_ON/L₃₀₂ (1)

其中，T_ON表示開關316導通的時間，△I₂₁₄表示電流I₂₁₄的變化量，L₃₀₂表示電感302的電感值。在一個實施例中，控制器910控制驅動信號962，使得T_ON為一個恒定值。所以，若輸出電壓V_OUT基本恒定，在T_ON時間間隔內，電流I₂₁₄的變化量△I₂₁₄與整流電壓V_IN成比例。在一個實施例中，當電流I₂₁₄降低到預設值(例如，0安培)時，開關316閉合。因此，電流I₂₁₄的峰值與整流電壓V_IN成比例。

當開關316斷開時，電流I₂₁₄從地流出，並流經二極體314和電感302，流進發光二極體串208。相應地，電流I₂₁₄根據公式(2)降低：△I₂₁₄=(-V_OUT)*T_OFF/L₃₀₂ (2)

其中，T_OFF表示開關316的關斷時間。

在一個實施例中，當開關316導通時，電流I_IN與電流I₂₁₄相等，當開關316斷開時，電流I_IN等於0安培。

電感304感應電感302的狀況，例如，流經電感302的電流是否下降到預設電流值，例如0安培。結合圖5所述，在一個實施例中，在開關316閉合時，監測信號AUX為低電位，當開關316斷開時，監測信號AUX為高電位。當流經電感302的電流I₂₁₄降低到預設電流值，監測信號AUX的電壓產生一個負緣。控制器910的ZCD埠耦接於電感304，用來接收監測信號AUX。

在一個實施例中，電力轉換器906包含輸出濾波器1024。輸出濾波器1024可為具有相對較大電容值(例如，大於400微法拉)的電容。所以，流經發光二極體串208的電流I_OUT表示電流I₂₁₄的平均值。

電阻218產生指示流經電感302的電流的電流感應信號ISEN。在一個實施例中，濾波器212為包含電阻320和電容322的電阻-電容濾波器。濾波器212去除電流感應信號ISEN中的漣波，以產生電流感應信號ISEN的平均電流感應信號IAVG。所以，在圖10的實施例中，平均電流感應信號IAVG表示流經發光二極體串208的電流I_OUT。控制器910的埠FB用於接收平均電流感應信號IAVG。

鋸齒波信號產生器902耦接於DRV埠和CS埠。鋸齒波信號產生器902根據DRV埠的驅動信號962在CS埠上產生鋸齒波信號960。例如，鋸齒波信號產生器902包含耦接於DRV埠和CS埠之間且相互並聯的電阻1016和二極體1018，還包含耦接於CS埠和地之間且相互並聯的電阻1012和電容1014。工作時，鋸齒波信號960根據驅動信號962而變化。更具體地，在一個實施例中，驅動信號962為脈衝寬度調變信號。當驅動信號962為邏輯高電位時，電流I1從DRV埠流出，經過電阻1016，流入電容1014。因此，電容1014被充電，鋸齒波信號960的電壓V₉₆₀增加。當驅動信號962為邏輯低電位時，電流I2從電容1014流出，經過二極體1018，並流入DRV埠。因此，電容1014放電，電壓V₉₆₀降低到0伏特。鋸齒波信號產生器902還可以包含其他元件，並不局限於圖10所示的實施例。

在一個實施例中，控制器910整合在一個積體電路晶片上。電阻1016和1012、二極體1018以及電容1014為積體電路晶片的週邊電路元件。在另一個實施例中，鋸齒波信號產生器902和控制器910也可以整合在一個積體電路晶片上。在該實施例中，可以省略CS埠，進而減小了光源驅動電路1000的尺寸和成本。電力轉換器906還可以具有其他結構，並不局限於圖10所示的實施例。

圖11所示為根據本發明的實施例的圖9A中控制器910的結構示意圖。圖11中與圖4和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖11將結合圖4、圖5、圖9A和圖10進行描述。

在一個實施例中，控制器910與圖4中的控制器210有相似的結構，不同之處在於，CS埠接收鋸齒波信號960而不是電流感應信號ISEN。控制器910根據鋸齒波信號960、平均電流感應信號IAVG和監測信號AUX產生驅動信號962。控制器910包括誤差放大器402、比較器404和脈寬調變信號產生器408。誤差放大器402根據平均電流感應信號IAVG和表示目標電流值的參考信號SET之間的差值，產生誤差信號VEA。比較器404比較鋸齒波信號960和誤差信號VEA，以產生比較信號S。脈衝寬度調變信號產生器408根據比較信號S和監測測信號AUX產生驅動信號962。

一個實施例中，當監測信號AUX表示流經電感302的電流I₂₁₄降到預設值(例如，0安培)時，驅動信號962切換至第一電位(例如，邏輯高電位)，以閉合開關316。當鋸齒波信號960達到誤差信號VEA時，驅動信號962切換至第二電位(例如，邏輯低電位)，以斷開開關316。有利之處在於，由於CS埠接收鋸齒波信號960而不是電流感應信號ISEN，流經電感302的電流I₂₁₄的峰值不會受限於誤差信號VEA。因此，如公式(1)所述，流經電感302的電流I₂₁₄根據整流電壓V_IN改變。例如，電流I₂₁₄的峰值與整流電壓V_IN成比例而不是與誤差信號VEA成比例。

控制器910控制驅動信號962，以使電流I_OUT保持在由參考信號SET表示的目標電流值。例如，如果電流I_OUT大於目標電流值(例如，由於整流電壓V_IN的變化)，誤差放大器402減小誤差信號VEA，以縮短開關316閉合的時間T_ON。所以，電流I₂₁₄的平均電流降低，以減小電流I_OUT。同樣的，如果電流I_OUT小於目標電流值，控制器910延長開關316閉合的時間T_ON，以增大電流I_OUT。

圖12所示為根據本發明的實施例的光源驅動電路(例如，光源驅動電路900或1000)產生或接收的信號波形圖。圖12將結合圖4、圖9A、圖9B和圖10進行描述。圖12描述了整流電壓V_IN、整流電流I_IN、整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}、流經發光二極體串208的電流I_OUT、表示流經電感302的電流I₂₁₄的感應信號ISEN、誤差信號VEA、鋸齒波信號960和驅動信號962。

如圖12所示，整流電壓V_IN是整流後的正弦波信號。在t1時刻，驅動信號962變為邏輯高電位。因此，開關316閉合，表示流經電感302的電流I₂₁₄的感應信號ISEN增加。同時，鋸齒波信號960根據驅動信號962增加。

在t2時刻，鋸齒波信號960增加到誤差信號VEA。相應地，控制器910調節驅動信號962為邏輯低電位，鋸齒波信號960降到0伏特。驅動信號962斷開開關316，因此，感應信號ISEN下降。換言之，鋸齒波信號960和誤差信號VEA決定了驅動信號962邏輯高電位的時間T_ON。

在t3時刻，電流I₂₁₄降低到預設電流值(例如，0安培)，由此，控制器910調節驅動信號962為邏輯高電位，以閉合開關316。

在一個實施例中，在整流電壓V_IN的一個週期內，流經發光二極體串208的電流I_OUT與電流I₂₁₄的平均值相等或成比例。結合圖11的描述，控制器910調節電流I_OUT至由參考信號SET表示的目標電流值。另外，如圖12所示，表示電流I₂₁₄的感應信號ISEN在t1至t4期間與t5至t6期間具有相同的波形。所以，電流I₂₁₄在t1至t4期間的平均值與在t5至t6期間的平均值相等。因此，電流I_OUT保持在目標電流值。在一個實施例中，T_ON由鋸齒波信號960和誤差信號VEA決定。由於在驅動信號962的每個週期內，鋸齒波信號960從0伏特上升到誤差信號VEA的時間都是相等的，所以T_ON是恒定的。根據公式(1)，在T_ON時間內，電流I₂₁₄的變化量△I₂₁₄與整流電壓V_IN成比例。所以，如圖12所示，感應信號ISEN的峰值與輸入電壓V_IN成比例。

在一個實施例中，當開關316閉合時，電流I_IN的波形與電流I₂₁₄的波形相類似，當開關316斷開時，電流I_IN等於0安培。在t1至t6時間段內，整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與整流電壓V_IN實質同相。結合圖9B所描述的，輸入電流I_AC與輸入電壓V_AC實質同相，進而校正了光源驅動電路的功率因數，進而提高了供電品質。

圖13所示為根據本發明的實施例的用於驅動負載的驅動電路(例如，用於驅動發光二極體串208的光源驅動電路900或1000)的方法流程圖1300。圖13將結合圖9A至圖12進行描述。圖13所涵蓋的具體步驟僅作為示例。也就是說，本發明也適用於執行其他合理的步驟或對圖13進行改進的步驟。

在步驟1302中，接收輸入電壓(例如，整流電壓V_IN)和輸入電流(例如，整流電流I_IN)。在步驟1304中，輸入電壓被轉換成輸出電壓，為負載(例如，發光二極體光源)提供電能。在步驟1306中，根據驅動信號(例如，驅動信號962)控制流經儲能元件(例如，儲能元件214)的電流，以調節流經負載的電流。

在步驟1308中，接收表示流經負載的電流的第一感應信號(例如，平均電流感應信號IAVG)。在一個實施例中，第一感應信號由表示流經儲能元件電流的第二感應信號濾波而得到。在步驟1310中，根據驅動信號產生鋸齒波信號。

在步驟1312中，由鋸齒波信號和第一感應信號控制驅動信號，以調節流經負載的電流至目標電流值，並透過控制輸入電流的平均電流與輸入電壓實質同相，以校正光源驅動電路的功率因數。在一個實施例中，根據第一感應信號和參考信號的差值產生誤差信號，參考信號表示流經發光二極體光源的目標電流值。比較鋸齒波信號和誤差信號，並接收指示儲能元件狀況的監測信號。若監測信號指示流經儲能元件的電流降低到預設值時，切換驅動信號到第一狀態，並根據鋸齒波信號和誤差信號的比較值，切換驅動信號到第二狀態。當驅動信號處於第一狀態，增加流經儲能元件的電流；驅動信號處於第二狀態時，減小流經儲能元件的電流。在一個實施例中，若流經發光二極體光源的電流保持在目標電流值，則鋸齒波信號從預設值增加到誤差信號的時間是恒定的。

本發明的實施例提供了驅動負載(例如，發光二極體光源)的驅動電路。驅動電路包含電力轉換器和控制器。電力轉換器將輸入電壓轉換成輸出電壓，以為負載提供電能。電力轉換器提供表示流經負載電流的感應信號。驅動電路還包含鋸齒波信號產生器，用於根據驅動信號產生鋸齒波信號。有利之處在於，控制器根據感應信號和鋸齒波信號產生驅動信號。驅動信號控制流經儲能元件的電流，以調節流經負載的電流至目標電流值，並透過控制輸入電流的平均電流和輸入電壓實質同相，以校正光源驅動電路的功率因數。

圖14所示為根據本發明一實施例之光源驅動電路1400的電路示意圖。圖14中與圖2和圖3編號相同的元件具有類似的功能。在圖14的例子中，光源驅動電路1400包含整流器204、電力轉換器1406、濾波器212和控制器1410。例如，整流器204可以是包含二極體D1-D4的橋式整流器。整流器204調整來自電源202的交流電壓。電力轉換器1406接收整流器204所輸出的調整後電壓並產生一輸出電力為負載(例如，發光二極體串208)供電。

在圖14的例子中，電力轉換器1406是降升壓(Buck-Boost)轉換器，其接收輸入電壓並產生可以大於或小於輸入電壓的輸出電壓。利用降升壓轉換器，光源驅動電路1400可以根據不同的負載需求更靈活地調整輸出電壓。此外，具有降升壓轉換器的光源驅動電路1400具有相對低的總諧波失真和相對高的功率因數。

在一個實施例中，電力轉換器1406包含電容1408、開關1416、電阻1420、儲能單元1414、電流監測器1418(例如，電阻)、二極體1412、以及電容1424。電力轉換器1406接收輸入電壓和輸入電流，並為發光二極體串208提供能量。開關1416是由驅動信號控制。控制器1410接收指示流經發光二極體串208的電流的感應信號IAVG並根據感應信號IAVG產生驅動信號控制開關1416以及調節流經發光二極體串208的電流。

更具體而言，在一實施例中，儲能單元1414耦接於開關1416和光源驅動電路1400的地之間。儲能單元1414也耦接於開關1416和電流監測器1418之間的共同節點1433。共同節點1433為控制器1410提供一參考地。在一個實施例中，控制器1410的參考地和光源驅動電路1400的地不同。在圖14的例子中，儲能單元1414包含電感1402和電感1404。電感1402耦接於控制器1410的參考地和光源驅動電路1400的地之間。。與電感1402電磁耦接的電感1404監測電感1402的狀况。更具體的，電感1402和電感1404都連接至一個共同節點1433。

開關1416控制流經儲能單元1414的電流。耦接於開關 1416和儲能單元1414之間的電阻1420提供感應信號VSEN給控制器1410，感應信號VSEN指示儲能單元1414的狀態。如果感應信號VSEN的電壓大於預設電壓值(例如，1.1V)，控制器1410斷開開關1416。

電流監測器1418的一端與共同節點1433相連，另一端與二極體1412相連。電阻1418提供一指示流經電力轉換器1406的電流的感應信號ISEN，例如，指示當開關1416斷開時流經二極體1412的電流。當開關1416導通時，由於二極體1412被反向偏壓，沒有電流流經二極體1412。指示流經發光二極體串208的電流的感應信號IAVG是從感應信號ISEN獲得。更具體的，耦接於電流監測器1418和控制器1410之間的濾波器212根據感應信號ISEN產生一指示流經發光二極體串208的電流的感應信號IAVG。在一個實施例中，濾波器212包含電阻320和電容322。在圖14的例子中，感應信號ISEN指示流經電力轉換器1406的電流，例如流經二極體1412的電流。流經二極體1412的平均電流等於流經發光二極體串208的電流。然而，在其它替換實施例中，感應信號ISEN可以指示流經電力轉換器1406的其它元件的電流，並不局限於圖14所示的實施例。

控制器1410接收感應信號1AVG並透過導通或斷開開關1416使得流經二極體1412的平均電流等於一目標電流值。電容1424濾除流經發光二極體串208的電流的漣波，進而使流經發光二極體串208的電流相對平穩並等於流經二極體1412的平均電流。因此使得流經發光二極體串208的電流與目標電流值相等。此處“與目標電流值相等”是指流經發光二極體串208的電流可以與目標電流值少許不同但在範圍之內，進而使由電路元件不理想造成的電流漣波可以被忽略。

圖14的例子中，控制器1410的埠包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。埠FB透過濾波器212與電流監測器1418耦接並接收指示流經二極體1412的平均電流的感應信號IAVG。流經二極體1412的平均電流等於流經發光二極體串208的電流。如此，埠FB接收指示流經發光二極體串208的電流的感應信號IAVG。埠ZCD與電感1404耦接，用於接收指示儲能單元1414的狀况(例如，流經電感1402的電流是否减小到第一預設電流值，例如零安培)的監測信號AUX。儲能單元1414的電流由開關1416控制。如果流經電感1402的電流减小到第一預設電流值(例如，零安培)，控制器1410導通開關1416。監測信號AUX也能指示發光二極體串208是否處於開路狀態。埠DRV與開關1416耦接並根據感應信號IAVG和監測信號AUX產生驅動信號(例如，脈衝寬度調變信號PWM1)。脈衝寬度調變信號PWM1控制流經電力轉換器1406的電流，例如流經二極體1412的電流，進而調節流經發光二極體串208的電流。在一個實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1具有第一狀態(例如，邏輯高電位)和第二狀態(例如，邏輯低電位)。如果脈衝寬度調變信號PWM1處於第一狀態，開關1416導通；反之，如果脈衝寬度調變信號PWM1處於第二狀態，開關1416斷開。當驅動信號處於第一狀態時，流經電感1402的電流增大；而當驅動信號處於第二狀態時，流經電感1402的電流减小。埠VDD與電感1404耦接並接收來自電感1404的電力。埠CS與電阻1420耦接並接收一感應信號VSEN，指示儲能單元1414的狀態(例如，儲能單元1414中所儲的能量是否增大到預設能量值)。埠COMP透過電容318與控制器1410的參考地耦接。在圖14的例子中，埠GND(也即控制器1410的參考地)連接至電流監測器1418、電感1402、電感1404之間的共同節點1433。

開關1416可以是N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(NMOSFET)。開關1416的導通狀態由開關1416的閘極電壓與埠GND的電壓(即共同節點1433的電壓)之間的電壓差决定。因此，埠DRV輸出的脈衝寬度調變信號PWM1决定了開關1416的狀態。當開關1416導通，控制器1410的參考地高於光源驅動電路1400的地，使得本發明的電路可以適用於具有較高電壓的電源。

在操作中，當開關1416導通，電流流經開關1416、電阻1420、電感1402到光源驅動電路1400的地。當開關1416斷開，電流流經電感1402、發光二極體串208、二極體1412、和電流監測器 1418。電流監測器1418提供指示流經二極體1412的電流的感應信號ISEN。指示流經發光二極體串208的電流的感應信號IAVG是從感應信號ISEN獲得。因此，在一個實施例中，控制器1410根據感應信號IAVG透過脈衝寬度調變信號PWM1控制開關1416，使得流經二極體1412的平均電流等於預設電流值。所以經過電容1424濾波後，流經發光二極體串208的電流也等於預設電流值。

在一個實施例中，控制器1410根據監測信號AUX判斷發光二極體串208是否處於開路狀態。如果發光二極體串208開路，則電容1424上的電壓增加。當開關1416處於斷開狀態時，電感1402兩端的電壓增大，監測信號AUX的電壓也隨之增大。因此，透過埠ZCD流入控制器1410的電流增大。因此，控制器1410透過在開關1416處於斷開狀態時監測信號AUX以及流經電感1402的電流是否超過第二預設電流值(例如，300微安)來判斷發光二極體串208是否處於開路狀態。

在一個實施例中，控制器1410根據感應信號VSEN判斷發光二極體串208是否處於短路狀態。如果發光二極體串208短路，儲能單元1414中所儲的能量增大，感應信號VSEN的電壓也隨之增大。其結果是，埠CS的電壓隨之减小。因此，控制器1410透過監測信號VSEN以及監測信號VSEN的電壓是否超過預設電壓值(例如，1.1V)來判斷發光二極體串208處於短路狀態。

圖15所示為根據本發明一實施例之示於圖14中之控制器1410的結構示意圖。圖15中與圖4編號相同的元件具有類似的功能。圖15將結合圖14進行描述。

在圖15的例子中，控制器1410包含誤差放大器402、比較器404和脈衝寬度調變信號產生器408。誤差放大器402根據參考信號SET和感應信號IAVG在埠COMP產生誤差信號VEA。參考信號SET指示目標電流值。感應信號IAVG透過埠FB接收，指示流經二極體1412的平均電流。透過誤差信號VEA的作用使得流經二極體1412的平均電流等於目標電流值。比較器404與誤差放大器402耦接，將誤差信號VEA和感應信號VSEN進行比較。感應信號VSEN透過埠CS接收，指示儲能單元1414的狀態。監測信號AUX透過埠ZCD接收，指示流經電感1402的電流是否减小到第一預設電流值(例如，降低至零安培)。脈衝寬度調變信號產生器408與誤差放大器402和比較器404耦接，根據誤差信號VEA和監測信號AUX產生脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過埠DRV控制開關1416的導通狀態。

在操作中，當脈衝寬度調變信號PWM1處於第一狀態(例如，邏輯1)，開關1416導通。當開關1416導通，電流流經開關1416、電阻1420、電感1402到光源驅動電路1400的地。流經電感1402的電流逐漸增大，使得感應信號VSEN的電壓逐漸增大。在一個實施例中，當開關1416導通時，監測信號AUX的電壓為負值。在控制器1410內部，比較器404將誤差信號VEA與感應信號VSEN進行比較。當感應信號VSEN的電壓超過誤差信號VEA的電壓，比較器404的輸出為邏輯0，否則比較器404的輸出為邏輯1。換言之，比較器404的輸出為一系列的脈衝。在比較器404輸出的負緣的作用下，脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第二狀態(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以斷開開關1416。在一個實施例中，當開關1416斷開，監測信號AUX的電壓為正值。當開關1416斷開，電流流經電感1402、發光二極體串208、二極體314、和電流監測器1418。流經電感1402的電流逐漸减小，因此感應信號VSEN的電壓逐漸减小。如果監測信號AUX指示流經電感1402的電流减小到第一預設電流值(例如，降低至零安培)，脈衝寬度調變信號PWM1切換至第一狀態(例如，邏輯1)。更具體的，當流經電感1402的電流减小到第一預設電流值(例如，降低至零安培)，監測信號AUX的電壓會產生一個負緣。在監測信號AUX負緣的作用下，脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關1416。

在一實施例中，當開關1416斷開時，監測信號AUX指示流經電感1402的電流增大到第二預設電流值(例如，300微安)，脈衝寬度調變信號PWM1保持在第二狀態(例如，邏輯0)。控制器1410判斷發光二極體串208處於開路狀態。在一個實施例中，如果監測信號VSEN的電壓超過預設電壓值(例如，1.1V)，控制器1410判斷發光二極體串208處於短路狀態。當控制器1410判斷判斷發光二極體串208處於開路狀態或短路狀態時，脈衝寬度調變信號PWM1保持在第二狀態(例如，邏輯0)以斷開開關1416直至這樣的異常狀態不再存在。

在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期由誤差信號VEA决定。如果感應信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402增大誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期，進而使得流經二極體1412的平均電流增大，直到感應信號IAVG的電壓增大到參考信號SET的電壓。如果感應信號IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402减小誤差信號VEA的電壓以减小脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期，進而使得流經二極體1412的平均電流减小，直到感應信號IAVG的電壓减小到參考信號SET的電壓。這樣，流經二極體1412的平均電流能够被調整到與目標電流值相等。

圖16所示為根據本發明另一實施例之光源驅動電路1600的電路示意圖。圖16中與圖14編號相同的元件具有類似的功能。圖16中光源驅動電路1600的電路示意圖與圖14中光源驅動電路1400的電路示意圖類似，除了電力轉換器1406的設定。在圖16的例子中，儲能單元1414僅包含電感1402。在一個實施例中，電力轉換器1406還可包含耦接於電感1402和控制器1410之間的齊納二極體D5。齊納二極體D5形成偏壓電位位移器以施加電位位移(偏壓)給控制器1410的電源電壓，進而經由埠VDD從電感1402提供合適的電源給控制器1410。

圖17所示為根據本發明再一個實施例的光源驅動電路1700的電路示意圖。圖17中與圖9A、圖10和圖14編號相同的元件具有類似的功能。圖17中光源驅動電路1700的電路示意圖與圖10 中光源驅動電路1000的電路示意圖類似，除了電力轉換器1406的設定。

在一個實施例中，電力轉換器1406包含耦接於電源線912的電容1408。電容1408减少整流電壓V_IN的漣波，以平滑整流電壓V_IN的波形。在一個實施例中，電容1408具有相對較小的電容值以幫助消除或减小整流電壓V_IN波形的失真。此外，在一個實施例中，由於電容1408較小，流經電容1408的電流可以忽略。因此，當開關1416導通時，流經開關1416的電流I₁₄₀₂與從整流器204流出的整流電流I_IN大致相等。

圖17中的電力轉換器1406與圖14中的電力轉換器1406的操作類似。在一個實施例中，根據開關1416的導通狀態，電流I₁₄₁₂流經二極體1412而電流I₁₄₀₂流經電感1402。更具體的，控制器1410在DRV埠上產生驅動信號961(例如，脈衝寬度調變信號)，以控制開關1416導通或斷開。當開關1416導通，電流I₁₄₀₂從電源線912流出，流經開關1416、電阻1420、電感1402到光源驅動電路1700的地。由於二極體1412反向偏壓，沒有電流流經二極體1412。在開關1416導通期間，電流I₁₄₀₂可以根據方程式(3)逐漸增大：△I₁₄₀₂=V_IN*T_ON/L₁₄₀₂ (3)

其中，T_ON表示開關1416導通的時間，△I₁₄₀₂表示電流I₁₄₀₂的變化量，L₁₄₀₂表示電感1402的電感值，並且從開關1416到電阻1420的電壓降可以被忽略。在一個實施例中，控制器910控制驅動信號962，使得開關1416的每一切換周期中的時間段T_ON為一個恒定值。所以，電流I₁₄₀₂的變化量△I₁₄₀₂與整流電壓V_IN成比例。在一個實施例中，當電流I₁₄₀₂降低到第一預設值(例如，零安培)時，開關1416閉合。因此，電流I₁₄₀₂的峰值與整流電壓V_IN成比例。

在每一切換周期，開關1416在導通T_ON時間段之後被斷開。當開關1416斷開時，電流流經電感1402、發光二極體串208、二極體1412、以及電流監測器1418。相應的，電流I₁₄₁₂根據方程式(4)降低： △I₁₄₁₂=△I₁₄₀₂=V_OUT*T_OFF/L₁₄₀₂ (4)

其中，T_OFF表示開關1416斷開的時間，△I₁₄₁₂表示電流I₁₄₁₂的變化量，並且從二極體1412到電流監測器1418的電壓降可以被忽略。在一個實施例中，當開關1416導通時，整流電流I_IN與電流I₁₄₀₂相等，當開關管1416斷開時，整流電流I_IN等於零安培。

在一個實施例中，電力轉換器1406包含電容1424。電容1424可以是具有相對較大容值的電容。所以，流經發光二極體串208的電流I_OUT表示電流I₁₄₁₂的平均值。

圖17中控制器910與圖10中的控制器910的操作類似。在圖17中，控制器910的埠包含ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。埠ZCD與電感1404耦接，用於接收指示電感1402狀况(例如，流經電感1402的電流是否减小到第一預設電流值，例如零安培)的監測信號AUX。監測信號AUX也能指示發光二極體串208是否處於開路狀態。埠GND耦接於電阻1418、電感1402、電感1404之間的共同節點1433。埠DRV與開關1416耦接並產生驅動信號962(例如，脈衝寬度調變信號)導通或斷開開關1416。埠VDD與電感1404耦接並接收來自電感1404的電力。埠COMP透過電容318與控制器910的參考地耦接。埠FB透過濾波器212與電流監測器1418耦接並接收指示流經發光二極體串208的電流I_OUT的感應信號IAVG。

耦接於控制器910的鋸齒波信號產生器902用於根據DRV埠的驅動信號962在CS埠上產生鋸齒波信號960。例如，鋸齒波信號產生器902包含耦接於DRV埠和CS埠之間且相互並聯的電阻1016和二極體1018，還包含耦接於CS埠和地之間且相互並聯的電阻1012和電容1014。鋸齒波信號960根據驅動信號962而變化。更具體的，在一個實施例中，驅動信號962為脈衝寬度調變信號。當驅動信號962為邏輯高電位時，電流I1從DRV埠流出，經過電阻1016，流入電容1014。因此，電容1014被充電，鋸齒波信號960的電壓V₉₆₀增加。當驅動信號962為邏輯低電位時，電流I2從電容1014流出，經過二極體1018，並流入DRV埠。因此，電容1014放電，電壓V₉₆₀ 降低到零伏特。鋸齒波信號產生器902還可以包含其他組件，並不局限於圖17所示的實施例。

有利之處在於，控制器910根據鋸齒波信號960和感應信號IAVG產生驅動信號962。驅動信號962調節流經發光二極體串208的電流I_OUT至目標電流值並透過控制整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與整流電壓V_IN實質同相，以校正驅動電路1700的功率因數。

圖18所示為根據本發明一個實施例的光源驅動電路(例如，驅動電路1700)產生或接收的信號波形圖。圖18將結合圖4、圖9A、圖9B和圖17進行描述。圖18描述了整流電壓V_IN、整流電流I_IN、整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}、流經電感1402的電流I₁₄₀₂、流經發光二極體串208的電流I_OUT、指示流經二極體1412的電流I₁₄₁₂的感應信號ISEN、誤差信號VEA、鋸齒波信號960和驅動信號962。具有降升壓轉換器的光源驅動電路1700具有相對低的總諧波失真和相對高的功率因數。

如圖18所示，整流電壓V_IN是整流後的正弦波信號。在t1時刻，驅動信號962變為邏輯高電位。因此，開關1416導通，流經電感1402的電流I₁₄₀₂增大。由於二極體1412被反向偏壓，沒有電流流經二極體1412。同時，鋸齒波信號960在驅動信號962的第一狀態(如邏輯高電位)期間增大。

在t2時刻，當鋸齒波信號960增加到誤差信號VEA，驅動信號962切換至第二狀態(例如，邏輯低電位)。在驅動信號962負緣的作用下，鋸齒波信號960降到零伏特且感應信號ISEN增大到電流I₁₄₀₂的峰值。驅動信號962斷開開關1416，電流開始流經電感1402和二極體1412，因此電流I₁₄₀₂和感應信號ISEN下降。換言之，鋸齒波信號960和誤差信號VEA决定了驅動信號962邏輯高電位以導通開關1416的時間T_ON。

在t3時刻，電流I₁₄₀₂和電流I₁₄₁₂降低到第一預設電流值(例如，零安培)，因此，控制器910調節驅動信號962為邏輯高電位，以導通開關1416。

在一個實施例中，在整流電壓V_IN的一個周期內，流經發光二極體串208的電流I_OUT與電流I₁₄₁₂的平均值相等或成比例。結合圖11的描述，控制器910調節電流I_OUT至由參考信號SET表示的目標電流值。另外，如圖18所示，表示電流I₁₄₁₂的感應信號ISEN在t1至t4期間與t5至t6期間具有相同的波形。所以，電流I₁₄₁₂在t1至t4期間的平均值與在t5至t6期間的平均值相等。因此，電流I_OUT保持在目標電流值。在一個實施例中，T_ON由鋸齒波信號960和誤差信號VEA决定。在一個實施例中，由於在驅動信號962的每個周期內，鋸齒波信號960從零伏特上升到誤差信號VEA的時間都是相等的，所以T_ON是恒定的。根據方程式(3)，在T_ON時間內，電流I₁₄₀₂的變化量△I₁₄₀₂與整流電壓V_IN成比例。所以，如圖18所示，感應信號ISEN的峰值(即電流I₁₄₀₂的峰值)與整流電壓V_IN成比例。

在一個實施例中，當開關1416導通時，整流電流I_IN的波形與電流I₁₄₀₂的波形相類似，而當開關1416斷開時，整流電流I_IN等於零安培。在t1至t6時間段內，整流電流I_IN的平均電流I_{IN_AVG}與整流電壓V_IN實質同相。結合圖9B所描述的，控制器910校正了光源驅動電路1700的功率因數以使交流輸入電流I_AC與交流輸入電壓V_AC實質同相。

上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離後附申請專利範圍所界定的本發明精神和保護範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本技術領域中具有通常知識者應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附申請專利範圍及其合法均等物界定，而不限於先前之描述。