TWI412221B - High boost ratio converter - Google Patents
High boost ratio converter Download PDFInfo
- Publication number
- TWI412221B TWI412221B TW99135425A TW99135425A TWI412221B TW I412221 B TWI412221 B TW I412221B TW 99135425 A TW99135425 A TW 99135425A TW 99135425 A TW99135425 A TW 99135425A TW I412221 B TWI412221 B TW I412221B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- inductor
- switching element
- electrically connected
- capacitor
- current
- Prior art date
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本發明是有關於一種升壓轉換器，特別是指一種節省元件成本的高升壓比轉換器。
升壓轉換器(Boost Converter)廣泛應用於各種電器，舉凡電池、不斷電系統(UPS)、光伏系統或是太陽能發電設備，皆需使用直流升壓轉換器將低壓直流轉為高壓直流輸出。其中，不斷電系統與光伏系統用較高電壓的轉換電路架構，主要是將低壓轉為高壓直流後再轉為交流輸出。
已知高升壓比電路有利用磁性元件耦合繞組，或是利用電荷幫浦(Charge Pump)與開關式電容(Switched Capacitor)來進行電壓疊加，甚至是以上兩種之混合；也有其他相當複雜的架構，甚至使用二個以上的主動開關和大量被動元件，但轉換效率不佳，或是只能使用於低功率應用。
前述架構有其缺點，亦有其他形式之電路架構，但是需要額外的隔離驅動電路，如此將徒增系統複雜度，即便有高升壓比，但卻無法精簡設計。
因此，本發明之目的，即在提供一種免除複雜設計而能節省元件成本的高升壓比轉換器。
於是，本發明高升壓比轉換器電連接於一電源及一負載之間，該高升壓比轉換器包含一輸入電容、一第一電感、一第一順向導通元件、一第二順向導通元件、一第二電感、一跨接電容、一第一開關元件、一第二開關元件及一輸出電容。
該輸入電容具有一電連接於該電源的第一端及一接地的第二端；該第一電感具有一與該電源電連接的第一端及一第二端；該第一順向導通元件具有一與該第一電感的第二端電連接的第一端及一第二端。
該第二順向導通元件具有一與該電源電連接的第一端及一第二端；該第二電感具有一與該第二順向導通元件的第二端電連接的第一端，及一與該第一順向導通元件的第二端電連接的第二端；該跨接電容電性連接在該第一電感的第二端與該第二順向導通元件的第二端之間。
該第一開關元件具有一接地的第一端及一與該第一順向導通元件的第二端電連接的第二端；該第二開關元件具有一與該第二電感的第二端電連接的第一端及一與該負載電連接的第二端；該輸出電容具有一電連接於該負載與該第二開關元件的第二端之間的第一端及一接地的第二端。
當該第一開關元件導通及該第二開關元件不導通，此時形成兩個電流迴路，其中之一電流迴路的電流由該輸入電容流經該第一順向導通元件及該第二順向導通元件，且該第一順向導通元件及該第二順向導通元件被順偏導通，令該跨接電容為充電狀態且其充電電壓為電源之電壓，該第一電感、該第二電感同時跨電源之電壓而激磁，另一電流迴路的電流由該輸出電容流經該負載；當該第一開關元件不導通及該第二開關元件導通，電流由該輸入電容流經該第一電感、該跨接電容及該第二電感，且該第一電感及該第二電感為去磁，該跨接電容為放電。
本發明高升壓比轉換器藉由前述元件，利用類似現有升壓轉換器的控制模式及簡易的設計，可達到節省元件成本的功效。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參閱圖1，本發明之較佳實施例中，高升壓比轉換器100電連接於一電源及一負載R
之間，且高升壓比轉換器100包含一輸入電容C in
、一第一電感L 1
、一第一順向導通元件D 1
、一第二順向導通元件D 2
、一第二電感L 2
、一跨接電容C e
、一第一開關元件Q 1
、一第二開關元件Q 2
及一輸出電容C o
。
輸入電容C in
具有一電連接於電源的第一端11及一接地的第二端12；第一電感L 1
具有一與電源電連接的第一端21及一第二端22；第一順向導通元件D 1
具有一與第一電感L 1
的第二端22電連接的第一端31及一第二端32。
第二順向導通元件D 2
具有一與電源電連接的第一端41及一第二端42；第二電感L 2
具有一與第二順向導通元件D 2
的第二端42電連接的第一端51，及一與第一順向導通元件D 1
的第二端32電連接的第二端52；跨接電容C e
電性連接在第一電感L 1
的第二端22與第二順向導通元件D 2
的第二端42之間。
第一開關元件Q 1
具有一接地的第一端61及一與第一順向導通元件D 1
的第二端32電連接的第二端62；第二開關元件Q 2
具有一與第二電感L 2
的第二端52電連接的第一端71及一與負載R
電連接的第二端72；輸出電容C o
具有一電連接於負載R
與第二開關元件Q 2
的第二端72之間的第一端81及一接地的第二端82。
本較佳實施例中，第一順向導通元件D 1
及第二順向導通元件D 2
均為二極體，各第一端31、41皆為p極，各第二端32、42皆為n極；第一開關元件Q 1
及第二開關元件Q 2
的各第一端61、71與各第二端62、72之間各反向連接一二極體D b 1
、D b 2
；此外，第一開關元件Q 1
及第二開關元件Q 2
皆為N型金氧半場效電晶體，其閘極則受控制以決定第一開關元件Q 1
及第二開關元件Q 2
導通與否，各第一端61、71皆為源極，各第二端62、72皆為汲極。
參閱圖2，本發明高升壓比轉換器100之控制架構包括一比較器101、一場可程式閘陣列(FPGA)102一半橋式閘驅動器(Half-bridge gate driver)103及一電壓驅動器(voltage driver)104，其中，前述的控制架構可參考2006年申請人於IEEE APEC’06會議發表的論文“以場可程式閘陣列的前饋轉換器應用於記數為基礎的脈波寬度調變的控制系統(Applying a counter-based PWM control scheme to an FPGA-based SR forward converter)”。比較器101取得電壓驅動器104之輸出訊號與輸入電壓比較後產生回饋控制訊號VFB
，場可程式閘陣列102接收比較器101之回饋控制訊號VFB
並產生脈波控制訊號M1
及M2
，藉此對應驅動第一開關元件Q 1
及第二開關元件Q 2
，此外，附加半橋式閘驅動器103亦可驅動第一開關元件Q 1
及第二開關元件Q 2
。
參閱圖3至圖6皆工作於連續導通模式，且根據第一電感L 1
與第二電感L 2
電感量大小區分各種狀態，且各種狀態具有的操作模式分析如下。
第一狀態：
假設電感L 1
之電感值等於電感L 2
之電感值，且操作於滿載(100%)，具有二種操作模式介紹如下。
參閱圖3A，第一模式中，第一開關元件Q 1
導通及第二開關元件Q 2
不導通，此時形成兩個電流迴路，其中之一電流迴路的電流由輸入電容C in
流經第一順向導通元件D 1
及第二順向導通元件D 2
，且第一順向導通元件D 1
及第二順向導通元件D 2
被順偏導通，令跨接電容C e
為充電狀態且其充電電壓為電源V in
之電壓，第一電感L 1
、第二電感L 2
同時跨電源V in
之電壓而激磁，另一電流迴路的電流由該輸出電容C o
流經負載R
。此時，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
被順偏導通(forward-based)，跨接電容C e
為充電狀態，且跨接電容C e
的充電電壓為輸入電壓V in
，第一電感L 1
、第二電感L 2
同時跨輸入電壓V in
而激磁(magnetized)，此時，輸出能量由輸出電容C o
提供。
參閱圖3B，第二模式中，第一開關元件Q 1
不導通及第二開關元件Q 2
導通，電流由該輸入電容C in
流經該第一電感L 1
、該跨接電容C e
及該第二電感L 2
，且第一電感L 1
及第二電感L 2
為去磁，該跨接電容C e
為放電。
假設第一模式中的第一電感L 1
與第二電感L 2
的跨壓分別為V L 1- ON
及V L 2- ON
，第二模式在第一電感L 1
及第二電感L 2
的跨壓分別為V L 1- OFF
及V L 2- OFF
；既然跨接電容C e
的電壓V Ce
等於輸入電壓V in
，因此第一模式中的第一電感L 1
與第二電感L 2
的跨壓分別為V L 1- ON
及V L 2- ON
等於輸入電壓V in
，根據伏秒平衡原理(voltage-second balance)，D
×V in
=(1-D
)×V L 1- OFF
，第二模式在第一電感L 1
及第二電感L 2
的跨壓V Li - OFF
及V L 2- OFF
可表示成：
及 公式1
在第二模式，輸出電壓V o
可表示成：
V o
=V L 1- OFF
+V L 2- OFF
+V Ce
+V in
公式2
將公式1代入公式2產生以電壓轉換比率表示式為：
第二狀態：
假設電感L 1
之電感值等於電感L 2
之電感值，且操作於輕載(10%)，具有五種操作模式介紹如下。
參閱圖4A，第一模式中，第一開關元件Q 1
導通及第二開關元件Q 2
不導通，此時，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
被順偏導通，跨接電容C e
的充電電壓為輸入電壓V in
，第一電感L 1
、第二電感L 2
同時跨輸入電壓V in
而激磁，輸出能量由輸出電容C o
提供，且跨接電容C e
為充電狀態。
參閱圖4B，第二模式中，第一開關元件Q 1
不導通及第二開關元件Q 2
導通，電流由該輸入電容C in
流經該第一電感L 1
、該跨接電容C e
及該第二電感L 2
，且第一電感L 1
及第二電感L 2
為去磁，該跨接電容C e
為放電。
參閱圖4C，第三模式中，第一開關元件Q 1
仍不導通及第二開關元件Q 2
仍導通，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
仍被順偏導通，此時，輸出電壓V o
釋放至輸出端，且第一電感L 1
及第二電感L 2
為激磁(magnetized)至反方向，該跨接電容C e
為充電。
參閱圖4D，第四模式中，第一開關元件Q 1
導通及第二開關元件Q 2
不導通，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
被反向偏壓，此時，第一電感L 1
、第二電感L 2
在反方向為去磁，且跨接電容C e
為充電狀態。
參閱圖4E，第五模式中，第一開關元件Q 1
仍導通及第二開關元件Q 2
仍不導通，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
被反向偏壓，此時，跨接電容C e
為放電狀態，造成第一電感L 1
、第二電感L 2
為激磁。
第三狀態：
假設電感L 1
之電感值大於電感L 2
之電感值，且操作於滿載(100%)，具有三種操作模式介紹如下。
參閱圖5A，第一模式中，第一開關元件Q 1
導通及第二開關元件Q 2
不導通，此時，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
被順偏導通，跨接電容C e
的充電電壓為輸入電壓V in
，第一電感L 1
、第二電感L 2
同時跨輸入電壓V in
而激磁，因第一電感L 1
之電感值大於第二電感L 2
之電感值，電流IL1
小於IL2
。
參閱圖5B，第二模式中，第一開關元件Q 1
不導通及第二開關元件Q 2
導通，由於第一電感L 1
之電感值大於第二電感L 2
之電感值，使得第二模式初始的電流IL1
小於電流IL2
，依照電流定律，電流IL2
之一部分迫使第二順向導通元件D 2
順向偏壓導通，因此第一電感L 1
被跨接電容C e
的跨壓繼續正向激磁，電流IL1
繼續增加，第二電感L 2
為去磁，電流IL2
下降，直到電流IL1
等於電流IL2
時進入第三模式。
參閱圖5C，第三模式中，第一開關元件Q 1
不導通及第二開關元件Q 2
導通，此時輸出端能量由輸入端加上第一電感L 1
、第二電感L 2
與跨接電容C e
的能量所提供，在此模式下，第一電感L 1
、第二電感L 2
為去磁，跨接電容C e
為放電。
第四狀態：
假設電感L 1
之電感值小於電感L 2
之電感值，且操作於滿載(100%)，具有三種操作模式介紹如下。
參閱圖6A，第一模式中，第一開關元件Q 1
導通及第二開關元件Q 2
不導通，此時，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
被順偏導通，跨接電容C e
的充電電壓為輸入電壓V in
，第一電感L 1
、第二電感L 2
同時跨輸入電壓V in
而激磁，因第一電感L 1
之電感值小於第二電感L 2
之電感值，電流IL1
大於IL2
。
參閱圖6B，第二模式中，第一開關元件Q 1
不導通及第二開關元件Q 2
導通，由於第一電感L 1
之電感值小於第二電感L 2
之電感值，使得第二模式初始的電流IL1
大於電流IL2
，依照電流定律，電流IL1
之一部分迫使第一順向導通元件D 1
順向偏壓導通，因此第二電感L 2
被跨接電容C e
的跨壓繼續正向激磁，電流IL2
繼續增加，第一電感L 1
為去磁，電流IL1
下降，直到電流IL1
等於電流IL2
時進入第三模式。
參閱圖6C，第三模式中，第一開關元件Q 1
不導通及第二開關元件Q 2
導通，此時輸出端能量由輸入端加上第一電感L 1
、第二電感L 2
與跨接電容C e
的能量所提供，在此模式下，第一電感L 1
、第二電感L 2
為去磁，跨接電容C e
為放電。
參閱圖7至圖9，為本較佳實施例之實驗結果，實驗的設定條件為10伏至16伏，輸出電壓為60伏，直流電流為1安培，開關頻率為195kHz，配合圖1，第一順向導通元件D 1
、第二順向導通元件D 2
的型號為STPS15H100CB，第一開關元件Q 1
、第二開關元件Q 2
的型號為IRF3710ZS；半橋式閘驅動器103的型號為HIP2101；跨接電容C e
的容值為270μF；輸出電容C o
的容值為330μF；輸入電容C in
的容值為1800μF；場可程式閘陣列102的型號為EP1C3T100。
參閱圖7A至圖7C，本較佳實施例中，第一電感L 1
之電感值等於第二電感L 2
之電感值，圖7A為無負載(no load)、圖7B為半載(half load)，及圖7C為滿載(rated load)，且圖7A至圖7C各圖中具有第一電感電流iL1
、第二電感電流iL2
、第一開關電壓Vgs1
及跨接電容電壓VCo
的量測結果，可觀察到第一電感電流IL1
幾乎等於第二電感電流IL2
。
參閱圖8A至圖8C，為本較佳實施例中，第一電感L 1
之電感值大於第二電感L 2
之電感值，圖8A為無負載、圖8B為半載，及圖8C為滿載，且圖8A至圖8C各圖中具有第一電感電流iL1
、第二電感電流iL2
、第一開關電壓Vgs1
及跨接電容電壓VCo
的量測結果，可觀察到第一電感電流IL1
大於第二電感電流IL2
。
參閱圖9A至圖9C，為本較佳實施例中，第一電感L 1
之電感值小於第二電感L 2
之電感值，圖9A為無負載、圖9B為半載，及圖9C為滿載，且圖9A至圖9C各圖中具有第一電感電流iL1
、第二電感電流iL2
、第一開關電壓Vgs1
及跨接電容電壓VCo
的量測結果，可觀察到第一電感電流IL1
小於第二電感電流IL2
。
綜上所述，本發明高升壓比轉換器100藉由前述元件組成，利用類似現有升壓轉換器的控制模式及簡易的設計，可節省元件成本，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
100．．．高升壓比轉換器
101．．．比較器
102．．．場可程式閘陣列
103．．．半橋式閘驅動器
104．．．電壓驅動器
11、21、31、41、51、61、71、81．．．第一端
12、22、32、42、52、62、72、82．．．第二端
C in
．．．輸入電容
C e
．．．跨接電容
C o
．．．輸出電容
D 1
．．．第一順向導通元件
D 2
．．．第二順向導通元件
D b 1
、D b 2
．．．二極體
L 1
．．．第一電感
L 2
．．．第二電感
M1
、M2
．．．脈波控制訊號
Q 1
．．．第一開關元件
Q 2
．．．第二開關元件
R
．．．負載
V in
．．．輸入電壓
VFB
．．．回饋控制訊號
V o
．．．輸出電壓
圖1是一電路圖，說明本發明高升壓比轉換器之較佳實施例；
圖2是一電路圖，說明本發明高升壓比轉換器之較佳實施例之控制架構；
圖3A至圖3B是電路圖，說明本較佳實施例的第一狀態的兩種操作模式的電流流向；
圖4A至圖4E是電路圖，說明本較佳實施例的第二狀態的五種操作模式的電流流向；
圖5A至圖5C是電路圖，說明本較佳實施例的第三狀態的三操作模式的電流流向；
圖6A至圖6C是電路圖，說明本較佳實施例的第四狀態的各操作模式的電流流向；
圖7A至圖7C是波形圖，說明本較佳實施例的第一及第二電感值相等之無負載、半載及滿載的量測結果；
圖8A至圖8C是波形圖，說明本較佳實施例的第一電感值大於第二電感值之無負載、半載及滿載的量測結果；及
圖9A至圖9C是波形圖，說明本較佳實施例的第一電感值小於第二電感值之無負載、半載及滿載的量測結果。
100．．．高升壓比轉換器
101．．．比較器
102．．．場可程式閘陣列
103．．．半橋式閘驅動器
104．．．電壓驅動器
C in
．．．輸入電容
C e
．．．跨接電容
C o
．．．輸出電容
D 1
．．．第一順向導通元件
D 2
．．．第二順向導通元件
D b 1
、D b 2
．．．二極體
L 1
．．．第一電感
L 2
．．．第二電感
M1
、M2
．．．脈波控制訊號
Q 1
．．．第一開關元件
Q 2
．．．第二開關元件
R
．．．負載
V in
．．．輸入電壓
VFB
．．．回饋控制訊號
V o
．．．輸出電壓
Claims (5)
- 一種高升壓比轉換器，電連接於一電源及一負載之間，該高升壓比轉換器包含：一輸入電容，具有一電連接於該電源的第一端及一接地的第二端；一第一電感，具有一與該電源電連接的第一端及一第二端；一第一順向導通元件，具有一與該第一電感的第二端電連接的第一端及一第二端；一第二順向導通元件，具有一與該電源電連接的第一端及一第二端；一第二電感，具有一與該第二順向導通元件的第二端電連接的第一端，及一與該第一順向導通元件的第二端電連接的第二端；一跨接電容，電性連接在該第一電感的第二端與該第二順向導通元件的第二端之間；一第一開關元件，具有一接地的第一端及一與該第一順向導通元件的第二端電連接的第二端；一第二開關元件，具有一與該第二電感的第二端電連接的第一端及一與該負載電連接的第二端；及一輸出電容，具有一電連接於該負載與該第二開關元件的第二端之間的第一端及一接地的第二端；當該第一開關元件導通及該第二開關元件不導通，此時形成兩個電流迴路，其中之一電流迴路的電流由該輸入電容流經該第一順向導通元件及該第二順向導通元件，且該第一順向導通元件及該第二順向導通元件被順偏導通，令該跨接電容為充電狀態且其充電電壓為電源之電壓，該第一電感、該第二電感同時跨電源之電壓而激磁，另一電流迴路的電流由該輸出電容流經該負載；當該第一開關元件不導通及該第二開關元件導通，電流由該輸入電容流經該第一電感、該跨接電容及該第二電感，且該第一電感及該第二電感為去磁，該跨接電容為放電。
- 依據申請專利範圍第1項所述之高升壓比轉換器，其中，該第一及第二順向導通元件皆為二極體，且各該第一及第二順向導通元件之第一端皆為p極，各該第一及第二順向導通元件之第二端皆為n極。
- 依據申請專利範圍第2項所述之高升壓比轉換器，其中，該第一開關元件的第一端與第二端之間及該第二開關元件的第一端與第二端之間皆反向連接一二極體。
- 依據申請專利範圍第3項所述之高升壓比轉換器，其中，該第一開關元件及該第二開關元件皆為N型金氧半場效電晶體，該第一開關元件及該第二開關元件之閘極則受控制以決定導通與否，該第一開關元件及該第二開關元件之第一端皆為源極，該第一開關元件及該第二開關元件之第二端皆為汲極。
- 依據申請專利範圍第4項所述之高升壓比轉換器，其係工作於連續導通模式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW99135425A TWI412221B (zh) | 2010-10-18 | 2010-10-18 | High boost ratio converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW99135425A TWI412221B (zh) | 2010-10-18 | 2010-10-18 | High boost ratio converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201218603A TW201218603A (en) | 2012-05-01 |
| TWI412221B true TWI412221B (zh) | 2013-10-11 |
Family
ID=46552565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW99135425A TWI412221B (zh) | 2010-10-18 | 2010-10-18 | High boost ratio converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI412221B (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI501525B (zh) * | 2014-04-18 | 2015-09-21 | Univ Nat Taipei Technology | 基於多繞組耦合電感及電荷幫浦電容之高升壓轉換器 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW201415779A (zh) | 2012-10-12 | 2014-04-16 | Ind Tech Res Inst | 單級降壓轉換電路 |
| TWI463773B (zh) * | 2012-12-05 | 2014-12-01 | Hep Tech Co Ltd | Isolated power conversion device and its automatic charge and discharge circuit and power conversion method |
| CN103490615B (zh) * | 2013-09-16 | 2016-01-20 | 华南理工大学 | 一种宽增益zeta变换器 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW461171B (en) * | 1998-07-29 | 2001-10-21 | Nippon Electric Co | Piezoelectric transformer drive circuit and drive method thereof |
| TWI238590B (en) * | 2004-06-10 | 2005-08-21 | Wai Zheng Zhong | High-efficiency DC/DC converter with high voltage gain |
| TW200539553A (en) * | 2004-05-21 | 2005-12-01 | Wai Zheng Zhong | High step-up converter with coupled-inductor by way of bi-direction energy transmission |
| TW200929819A (en) * | 2007-12-19 | 2009-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | A boost voltage converter |
| TW201025808A (en) * | 2008-12-17 | 2010-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | High boost converter |
-
2010
- 2010-10-18 TW TW99135425A patent/TWI412221B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW461171B (en) * | 1998-07-29 | 2001-10-21 | Nippon Electric Co | Piezoelectric transformer drive circuit and drive method thereof |
| TW200539553A (en) * | 2004-05-21 | 2005-12-01 | Wai Zheng Zhong | High step-up converter with coupled-inductor by way of bi-direction energy transmission |
| TWI238590B (en) * | 2004-06-10 | 2005-08-21 | Wai Zheng Zhong | High-efficiency DC/DC converter with high voltage gain |
| TW200929819A (en) * | 2007-12-19 | 2009-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | A boost voltage converter |
| TW201025808A (en) * | 2008-12-17 | 2010-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | High boost converter |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI501525B (zh) * | 2014-04-18 | 2015-09-21 | Univ Nat Taipei Technology | 基於多繞組耦合電感及電荷幫浦電容之高升壓轉換器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201218603A (en) | 2012-05-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Lee et al. | Isolated SEPIC DC–DC converter with ripple-free input current and lossless snubber | |
| US8441812B2 (en) | Series resonant converter having a circuit configuration that prevents leading current | |
| TWI475793B (zh) | 使用具整流切換開關之ｚ型轉換器將交流輸入電壓轉換為調整的直流輸出電壓的轉換器、電子裝置與方法 | |
| US8488350B2 (en) | DC-AC inverters | |
| Maali et al. | Double-deck buck-boost converter with soft switching operation | |
| US7495935B2 (en) | DC/AC power converter and controlling method thereof | |
| CN100474753C (zh) | 电源电路及电子装置 | |
| TWI412221B (zh) | High boost ratio converter | |
| TWI418130B (zh) | Step-up conversion circuit | |
| Porselvi et al. | A novel single switch high gain dc-dc converter | |
| CN203617902U (zh) | 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置 | |
| TWI580166B (zh) | 交錯式升壓轉換器 | |
| CN114391218A (zh) | 宽电压范围dc-dc转换器 | |
| Hassan et al. | Optimal analysis and design of DC-DC converter to achieve high voltage conversion gain and high efficiency for renewable energy systems | |
| Kim et al. | A digital controlled DC-DC converter for electric vehicle applications | |
| TWI441430B (zh) | 具漏感能量回收高升壓直流－直流轉換系統 | |
| TWI586092B (zh) | 單級交流至直流轉換器 | |
| TW201608807A (zh) | 單級高降壓比直流-直流轉換器 | |
| Hwu et al. | An isolated high step-up converter with continuous input current and LC snubber | |
| KR101372825B1 (ko) | 고승압 컨버터 | |
| TW201322611A (zh) | 可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器系統 | |
| TWI444811B (zh) | High boost ratio circuit | |
| Sathyan et al. | Soft switched high voltage gain boost integrated flyback converter | |
| Hwu et al. | Active load for burn-in test of buck-type DC-DC converter with ultra-low output voltage | |
| TWI587618B (zh) | High buck converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees |