TWI258962B - Time-domain transmit and receive processing with channel eigen-mode decomposition for MIMO systems - Google Patents

Description

1258962 玫1發明說明 (發明說明應敘明=發明所屬之技術領域.先前技術内容、實施方式及圖式簡單說明） 背景 範疇 ~ 本發明通·常與資料通訊有關，而更確切的是與具有供多 重輸八多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統用之頻道本徵模式分解 之時域傳送及接收處理的技術有關。 背景 在一無線通訊系統中，出自一傳送器的一 RF調變信號可 φ 透過一些傳播路徑到達一接收器。傳播路徑的特徵通常因 時間而變更，這是因為一些例如衰減及多路的因素造成的 。為了提供預防有害路徑影響的分集及改善實行成果，可 使用多路傳送及接收天線。若傳送及接收天線間的傳播路 徑是線性獨立的（即一路徑上之傳輸不形成為其他路徑上 之傳輸的線性組合），其通常合於至少一個範圍，則正確 地接收一資料傳輸的可能性會隨著天線數量的增加而提 高。一般而言，隨著傳送及接收天線數的增加將增加分集 φ 並改善實行成果。 一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統使用供資料傳輸 t 用之多路（Ντ)傳送天線及多路（NR)接收天線。由Ντ個傳送 ψ 及>^個接收天線形成的多重輸入及多重輸出頻道可分解 為Nc個獨立頻道，符合Nc^min{NT，NR}。Nc個獨立頻道也可 參考為多重輸入及多重輸出頻道的一空間次頻道並對應 一座標。若使用由多路傳送及接收天線建立的附加幅員範 -6- 1258962 (2) ffl，多重輪 (2)

增加傳輸容量）。 一寬頻多重輸入及多重輸出系統的空間次頻道在其頻 寬内會發生不同的頻道條件（例如不同的衰減及多路影響） ，並會在全系統頻寬之不同頻率（例如不同的頻率位元或 次頻帶）達到不同的信號雜訊及干擾比（SNR)。因此在實行 成果之特定等級方面’在各空間次系統之不同頻率傳送之 各調變符號（即資料率）的資訊位元數量會因位元而有不 同。此外，頻道條件通常也因時間而產生變化。故所支持 之用於空間次頻道之位元的資料率也會因時間而變化。 為了對應寬頻頻道的頻率選擇性特質（即用於不同位元 的不同頻道增益），可使用正交分頻多工（OFDM)，用以有 效地分隔系統頻寬為一些（NF)次頻帶（其可參考為頻率位 元或次頻道）。在OFDM中，各頻率次頻道結合一各自可於 其上調變資料的次載波，故也可將其視為一獨立的傳輸頻 道 ° 在編碼通訊系統中的關鍵挑戰是，基於頻道條件選擇用 於貝料傳輸的適當資料率及編碼和調變架構。此選擇方 法的目的疋在達到品質目標時能最大化資料流量，其可利 用一特定訊框錯起 ^ 决率（FER)、特疋延遲品質評估參數等等 加以量化。 一用以選擇資料率 照其傳輸容量知以“ 元，其可利用 及編碼和碉變架構的可靠技術是，依 位元負載”各空間次頻道的次頻率位 位元的短期平均SNR加以量化 但該技術有

之各位元的 1258962 (3) 許多大的缺點。首先，分別用於各空間次頻道 編碼和調變會確實地增加傳送器和接收器上處理的複雜 性。第二，分別用於各位元的編碼會大大地增加編碼和解 碼延遲。以及第三，可能需要一高反饋率，用以傳送表示 各位元之頻道條件（例如增益、相位及SNR)的頻道狀態資 訊（CSI)。 故此項技藝中需要有不必個別地編碼空間次頻道之不 同頻率位元便可達到一編碼多重輸入多重輸出系統中之 高資料流量的技術。 概要 本發明之觀點提供用以處理在一多重輸入多重輸出系 統中之傳送器及接收器的資料傳輸的技術，致使不需為不 同頻率位元個別地編碼/調變，而可達到高實行成果（即高 資料流量）。在一項觀點中，本文中提供一時域實施方案， 其使用頻域異常值分解及“水傾注”結果，用以取得傳送器 及接收器上之脈衝形成及波束控制的解法。在傳送器實行 異常值分解，用以決定多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)頻道之 本徵模式（即空間次頻道）及取得做為“事先處理”調變符 號之控制向量的一第一集合。在接收器同樣地實行異常值 分解，用以取得做為事先處理已接收信號之控制向量的一 第二集合，致使正交符號串恢復於可簡化接收器處理的接 收器上。使用水傾注分析可較理想地分配用於多重輸入多 重輸出系統之全部的可用傳送功率給用於多重輸入多重 輸出頻道的本徵模式，該分配之傳送功率接著決定用於各

1258962 ⑷ 本徵模式的資料率及編碼和調變架構。 在傳送器，依照一個或更多編碼架構初始地編碼資料， 用以提供已編碼資料，接著依照一個或更多調變架構調變 該已編碼資料，用以提供一些調變符號串（例如一用於各 本徵模式的辛）。將用於多重輸入多重輸出頻道之一已估 計的頻道響應矩陣加以決定（如在接收器上並傳送給傳送 器）及分解（如在頻域中，利用異常值分解），用以獲得（右） 本徵向量之矩陣的第一序列及異常值矩陣的第二序列。基 於異常值之矩陣實行水傾注分析，用以取得表示分配給多 重輸入多重輸出頻道之本徵模式之傳送功率之值的矩陣 的第三序列。接著基於矩陣之該第一及第三序列以取得用 於傳送器的脈衝形成矩陣。該脈衝形成矩陣包括用於事先 處理調變符號串以獲得稍後在多重輸入多重輸出頻道上 傳送給接收器之一些已事先處理之信號的控制向量。 在接收器，同樣決定及分解已估計的頻道響應矩陣，用 以獲得（左）本徵向量之矩陣的第四序列，接著其可用以取 得一用於接收器的脈衝形成矩陣。在接收器接收一些信 號，並基於該脈衝形成矩陣事先處理該信號，以便獲得一 些已接收的符號串。可等化各個已接收符號串以取得一對 應之已恢復符號串，其稍後可進行解調及解碼以恢復已傳 送之資料。 以下描述本發明的各種觀點及實施例。如以下更詳盡說 明的，本發明進一步地提供實施方案本發明之各種觀點、 實施例及特徵的方法、數位信號處理器、傳送器和接收器 -9-

1258962 單位、以及其他方法及元件。 詳細說明 本文所述用以處理傳送器及接收器上之資料傳輸的技 術可用於各種的無線通訊系統。為了清楚說明的目的，將 明確地說明用於一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統之 本發明的各種觀點及實施例。 一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統使用供資料傳輸 用之多路（Ντ)傳送天線及多路（NR)接收天線。由Ντ個傳送 及NR個接收天線形成的多重輸入及多重輸出頻道可分解 為Nc個獨立頻道，符合Nc^min{NT，NR}。Nc個獨立頻道也 可參考為多重輸入及多重輸出頻道的一空間次頻道（或一 傳輸頻道）。空間次頻道數是利用用於多重輸入多重輸出 頻道的本徵模式數決定的，其係依次取決於一說明在Ντ 個傳送及Nr個接收天線間之回應的頻道響應矩陣。 圖1為可實施方案本發明之各種觀點及實施例的一傳送 器系統110及一接收器系統150之實施例的區塊圖。 在傳送系統110，由一資料源112提供交通資料給一基於 一個或更多編碼架構格式化、編碼及交錯交通資料的傳送 (TX)資料處理器114，用以提供已編碼資料。接著可利用在 將傳送之所有的或一資料串之次集合内的分時多工（TDM) 或分碼多工（CDM)，用導頻資料多工該已編碼的交通資料 。或是真的，該導頻資料通常是以一已知方法處理的一已 知資料模式。接著基於一個或更多調變架構調變（即符號 對應）該已多工導頻編碼交通資料，用以提供調變符號， -10- 1258962 ⑹ 一用於資料傳輸之各2間次頻道的調變符號串。可由一控 制器130提供之控制決定用於各空間次頻道的資料率、編 碼、交錯及調變。 接著提供該調變符號給一 TX多重輸入多重輸出處理器 120並進一步地處理之。在一個特定實施例中，TX多重輸 入多重輸出處理器120的處理包括（1)決定用於多重輸入多 重輸出頻道的一已估計頻道頻率響應矩陣、（2)分解該已 估計頻道頻率響應矩陣，用以決定多重輸入多重輸出頻道 的本徵模式及取得用於傳送器的“控制”向量之集合，一用 於將在各空間次頻道上傳送之調變符號串的向量、（3)基 於控制向量及表示分配給本徵模式之能量（即傳送功率） 的一對角矩陣以取得一傳送時空脈衝形成矩陣、以及（4) 用脈衝形成矩陣事先處理（例如旋繞）調變符號以取得已 事先處理的調變符號。以下將進一步地說明TX多重輸入 多重輸出處理器120的處理。接著有多達Ντ個事先處理之 調變符號的串提供給傳送器（TMTR) 122a到122t。 各傳送器122轉換已接收之事先處理的調變符號串成為 一個或更多類比信號，並進一步決定（例如放大、濾波和 二維調變）該類比信號以產生適合於多重輸入多重輸出頻 道上傳輸的一已調變信號。接著透過個別的天線124傳送 出自各傳送器122的調變信號給接收器系統。 在接收器系統150，由NR個天線152a到152r接收已傳送的 調變信號，並提供出自各天線152的已接收信號給個別的 接收器（RCVR) 154。各接收器154決定（如濾波、放大和降 -11 -

提供個別的 1258962 ⑺ 頻）該已接收信號，並數位化已決定之信號以 取樣點串。接著一RX多重輸入多重輸出處理器16〇接收及 處理N R個取樣點串以提供AV個已恢復調變符號串。在一 個貫知例中’ RX多重輸入多重輸出處理器16〇的處理包括 (1)決定用於多重輸入多重輸出頻道的一已估計頻道頻率 響應矩陣、（2)分解該已估計頻道頻率響應矩陣以取得用 於接收器之控制向量的集合、（3)基於控制向量取得一接 收時£脈衝形成矩陣、用脈衝形成矩陣事先處理（如旋 繞）取樣點以取得已接收的調變符號、以及（5)等化已接收 之調變符號以取得已恢復的調變符號。以下將進一步地說 明RX多重輸入多重輸出處理器16〇的處理。 一接收（RX)資料處理器162接著解調、解交錯、以及解 碼已恢復的調變符號，用以恢復已傳送之交通資料。RX 多重輸入多重輸出處理器16〇與11又資料處理器162的處理 分別與傳送器系統110的TX多重輸入多重輸出處理器12〇 與TX資料處理器114實行的處理互補。 RX多重輸入多重輸出處理器160可進一步地取得用於多 重輸入多重輸出頻道的頻道脈衝響應、用於空間次頻道的 信號雜訊干擾比（SNR)等等，並提供這些給一控制器17〇。 RX資料處理器162也可提供各個已接收封包之狀態、表示 解碼結果之一個或更多其他實行成果品質評估參數、以及 可能的其他資訊。接著控制器Π0取得頻道狀態資訊（CSI) ’該CSI包括由RX多重輸入多重輸出處理器iso及RX資料處 理器162所接收的所有或一些資訊。該CSI經由一 TX資料處 •12· 1258962 ⑻

理器178處理、由一調變器180調變、由傳送器154a到154r 決定及傳送回給傳送器系統110。 在傳送器系統110，出自接收器系統150的調變信號是經 由天線124接收、由接收器122決定、以及由一解調器140 解調，用以恢復由接收器系統傳送的CSI。接著提供該CSI 給控制器130，並用於產生用於τχ資料處理器114及TX多重 輸入多重輸出處理器120的各種控制。 控制器130及170個別地指示傳送器及接收器系統上的 操作。記憶體132及172提供分別供控制器130及170用之程 鲁 式碼和資料的儲存。 在一具有有限總傳送功率及操作於一頻率選擇頻道（即 不同頻率上不同增益）的多重輸入多重輸出系統中，該頻 道容量C係得自： 方程式（1 ) max^log 11+Φ ^(*)Η(*)Φ (k) \ 條件

艺 trace[K*)] = £*r ， 龙-1 其中ET是用於多重輸入及多重輸出系統的全部可用傳送 功率 ^z(k)是頻率fk上一接收器之NrX丨雜訊處理向量左⑽的 一 NRxNR功率頻譜密度矩陣； 扭k)疋頻率fk上的—NrXNt頻道頻率響應矩陣；以及 ^00是頻率fki，一 Ντχ1已傳送之信號向量办）的一 ΝτχΝτ功率頻譜密度矩陣。 -13 -

1258962 (9) 頻率fk上之頻道頻率響應矩陣过(k)的異常值分解（SVD) 可表示為： H(k) = v(k)X(k)yH(k)， 方程式（2) 其中：U(k)是一 NrxNr—元矩陣（即ϋΗϋ=Ι，其中L是沿著對 角線之元素為一及其他任何元素為零的單位矩陣）； l(k)是H_(k)之異常值的一 NRxNT對角矩陣；以及 Y(k)是一 ΝτχΝτ—元矩陣。 對角矩陣U k )包括在別處有對角（即 雄)=—毛⑷，…，\W))及零的非負數實數。將M(k)參考為 矩陣E(k)的異常值。異常值分解是此項技藝中一已知的且 許多參考中有說明的矩陣操作。其中一類參考是一本由吉 爾伯特史崔（Gilbert Strang)所寫的“線性代數學及其應用’’ (“Linear Algebra and Its Application”）二版，學者出版社，1980 年，其並以引用的方式併入本文中。 在無相關白色雜訊實例中證明（即當時，其中 N〇是接收器上雜訊的功率頻譜密度，而1/Τ〇是單位為赫茲 之一頻率位元的頻寬），當已傳送之信號向量2L(n)的功率頻 譜密度矩陣变xX(k)滿足以下條件時： $.«(*)， 方程式（3) 其中Mk)是含有分配給頻率fk上本徵模式之能量（或傳送 功率）集合的一 ΝτχΝτ對角矩陣。對角矩陣Kk)是有名的“ 水傾注”傳送能量分佈技術的解法，其可表示為： 五•·又(/<) = ΧΪ13Χ B — ΙΜ*)Γ 以及 方程式（4a) -14- 1258962 (10)

% 方程式（4b) 其中B是來自各種系統參數之常數。 水傾注技術類似於將固定的水量加入一具有不平底部 的容器，其中各頻率位元之各本徵模式對應於容器底部上 的一點，在任一點上的底部高度則對應有關本徵模式之 SNR的反向。故一低高度對應一高SNR，而相反的，一高 高度則對應一低SNR。接著將全部的可用傳送功率Ετ “加 入”容器中，以便先裝滿容器較低的點（即較高的SNR)，然 後再裝滿較高的點（即較低的SNR)。該常數Β表示在加入全 部可用傳送功率後的容器的水面高度，並可基於各種系統 參數做最初估計。傳送功率分佈是取決於全部的可用傳送 功率和底面上的容器深度，且不填滿水面高度以上具有高 度的點（即不使用低於一特定門檻值之具有SNR的本徵模 式）。 在1968年，John Wiley and Sons出版社出版，羅伯特蓋拉 格（Robert G. Gallager)所著的“資訊原理與可靠通訊 ’’（“Information Theory and Reliable Communication”）一書中有說 明此水傾注技術，其並以引用的方式併入本文中。在2001 年10月15曰所提出之美國專利申請案序號09/978,337，標題 為“Method and Apparatus for Determining Power Allocation in a ΜΙΜΟ Communication System”中有說明一種實行一用於多重 輸入多重輸出-正交分頻多工系統之基本水傾注處理的特 殊演算法，其已受讓於本專利申請案之受讓人並以引用的 -15- 1258962 (Π) 方式併入本文中。 方程式（1)至（4)所述之頻道容量公式提議利用一應用正 交分頻多工的實施方案，藉由在頻域内實行水傾注的方式 達到頻道容量。使用頻域水傾注，可基於一位元接一位元 < 的方式分配全部的可用傳送功率給個頻率次頻道（或位 元），因為分配較多功率給位元可達到較高的SNR，分配較 少或不分配功率給位元則達到較低的SNR。故其需要使用 用於各位元的獨立編碼和（或）調變架構，而其將使傳送器 及接收器上個別的編碼和解碼複雜化。 · 本發明之觀點提供用於透過使用頻域異常值分解和水 傾注結果以取得接收器及傳送器上之時域脈衝形成與波 束控制解法的一時域實施方案，用以達到高實行成果（即 頻道容量）的技術。 在傳送器實行異常值分解以決定多重輸入多重輸出頻 道的本徵模式，以及取得用於事先處理調變符號之控制向 量的第一集合。同樣在接收器實行異常值分解以取得用以 事先處理已接收信號之控制向量的第二集合，使正交符號 _ 串恢復於可簡化接收器處理的接收器上。使用水傾注分析 可較理想地分配用於多重輸入多重輸出系統之全部可用 ， 傳送功率給本徵模式，而可達到高實行成果。接著該分配 _ 之傳送功率決定用於各本徵模式的資料率及編碼和調變 架構。 本文中說明的技術提供許多潛在的優點。第一，用時域 本徵分解，具有不同SNR的資料串最大數，及不同編碼/ -16-

串的已接收 1258962 (12) 調變需求給定於min(NT，NR)。也可讓用於資料 SNR在本質上相同，以便進一步地簡化編碼/調變。故本發 明技術可藉由避免達到使用頻域水傾注之〇FDM系統之頻 道容量每位元的位元分配，大大地簡化用於一資料傳輸的 編碼/調變。 第二，接收器上的正交處理導致解連接（即正交的）已接 收符號_。故而大大地減少已解連接符號串所需的時域等 化的複雜性。在此情形下’利用單獨的符號串之平行時域 等化後的簡化線性空間·時間處理便可冗成等化。相反 的，其他寬頻時域技術通常需要較多的複雜空間-時間等 化來恢復符號串。 第三，本發明之時域信號技術可更簡單地整合各CDMA 技術的頻道/導頻結構’其也可基於時域信號。實行頻域 信號之OFDM系統中的頻道/導頻結構實施方案可能是較 複雜的。 圖2是可實施方案本發明之各種觀點及實施例之一傳送 器單位200之實施例的區塊圖。傳送器單位200是圖1中傳 送器系統110之傳送器部分的一個實施例。傳送器單位200 包括（1)接收及處理交通和導頻資料以提供Ντ個調變符號 串的一 TX資料處理器114a，以及（2)事先處理調變符號串以 提供Ντ個已事先處理之調變符號串的一 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器 120a。ΤΧ資料處理器114a及ΤΧ ΜΙΜΟ處理器i20a分別是圖1 中TX資料處理器114及ΤΧ ΜΙΜΟ處理器12〇的一個實施例。 在圖2所不特定實施例中’ ΤΧ資料處理器114&包括一編 -17- (13) 1258962 碼器 2T2、一 聚道交 Μ Μ 9 14 » -........i.......~............ ^ …七 —付號對應元件216。編瑪器 212依照一個或更多編碼架構接 队次瑪碼父通資料f即資 訊位元b!)以提供已編碼的位 、 π ^γ ^ 3編碼增加資料傳輸的 …。在-個實施例中’一獨立的編瑪架構可 空 間次頻道的資訊位元。在一個交替的實施例中，一獨立的 編碼架構可用於空間次頻道的各個次集合，或是一共同的 編碼結構可用於所有的空間次頻道。將使用的編碼架構是 由基於從接收器系統接收之CSI決定 穴之< ^制态130的控制 決定的。該所選編碼架構可包括循環剩餘檢測（crc)、旋 繞編碼、渦輪編碼、分組編碼及其他編碼，或完全不編碼 的任一組合。 頻道交錯器214基於一個或更多交錯架 夕又游木構（如一用於各 所選編碼架構的交錯架構）交錯已編碼的位元。交錯提供 用於已編碼位元的時間分集、允許基於用於資料傳輸之各 空間次頻道的平均SNR傳送資料、對應衰減、並進一步移 除用於形成各調變符號之已編碼位元間的關連。 符號對應元件216接著用已交錯位元接收和多工導頻資 料，並進一步依照一個或更多調變架構對應已多工資料， 用已提供調變符號。一獨立的調變架構可用於各空間次頻 道，或用於空間次頻道的各個次集合 '交替地一共同的 調變架構可用於所有的空間次頻道。藉由聚集位元的集人 以形成非位元的符號，及對應各非位元的符號到對應選擇 用於2間次頻道之調變架構（如QPSK' M_PSK、m_qam或其 他架構）之信號分佈中的一點，達到用於各空間次頻道的 -18- (14) 1258962 符號對應。符發粗；............................................................................ 才唬對應元件216提供用於各符號點之調變符 號的一向量, 、士應所選供符號期間用之空間次頻道數 之各向量内的咱Η μ 凋交付號數。故符號對應元件216提供多 Ντ個調變符號由 ，串（即具有包含多達Ντ個調變符號之各向量

的一符號向晋良U 序列），其於本文中也參考為已傳送符號向 量 i(n) 〇 ΜΙΜΟ系統之響應，用以 理已傳送的符號向量。在 估計及使用將用於資料傳輸之 在傳輸到接收器系統之前事先處 刀·λ、雙工（FDD)系統中，分配下傳及上傳給不同頻帶 且用 於下傳及上傳的響應可能和一足夠度無關。對fdd系 '先而口可在接收器估計頻道響應並傳回到傳送器。在一 分時雙工（TDD)系統中，下傳及上傳用一分時多工的方式 共享相同的頻帶，且下傳及上傳響應間有一高度的關連。 對TDD系統而言，傳送器系統可估計上傳頻道響應（例如基 於由上傳上之接收器系統所傳送的導頻），及利用產生傳 送及接收天線陣列複寫間的差異取得下傳頻道響應。 在一個實施例中，提供頻道響應估計給ΤΧ ΜΙΜΟ處理器 120a做為一時域取樣點互〇)的nrxNt矩陣序列。已估計頻道 脈衝響應矩陣互(《)的第（i，j)個元素，因BjSNT，故 是一代表從第j個傳送天線到第i個接收天線之傳播路徑 之取樣脈衝響應的取樣點序列。 在ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120a中，一快速傅立葉（Fourier)轉換器 222積收已估計頻道脈衝響應矩陣^(w)(如從接收器系統）， 並藉由實行佥⑷上一快速傅立葉轉換（FFT)(即H〇t)=FET[会⑷]) -19-

1258962 (15) 取得對應的估計頻道頻率響應矩陣^仏)。此藉由實行用於 互(Π)之各元素之一 NF取樣點序列上的一 NF點FFT以取得用 於Η⑷之對應元素之NF個係數序列便可完成。故H⑷的 NR.NT個元素是代表Ντ個傳送天線及1^個接收天線間傳播 路徑之頻率響應的Nr.Nt序列。Η⑷的各元素是▲⑷之對應 元素的FFT。 接著一區塊224計算關於k之各值的已估計頻道頻率響 Λ 應矩陣Η㈨的異常值分解，其中〇<ks(NF-l)，且NF是FFT的 長度（即NF對應於頻率位元數量）。異常值分解可明確表示 如方程式（2)所示： —)=幽舰，)。 異常值分解的結果是NF矩陣之三序列，LI(k)、l(k)和YH(k) ，因OSkS(NF-l)。關於k之各值，u(yt)是Η⑷之左本徵向量的 NRxNR—元矩陣，γ⑻是n⑷之右本徵向量的ΝτχΝΤ—元矩陣 Xk)則是土⑷之異常值的NrxNt對角矩陣。 異常值分解是用於在相關頻率位元A的頻率fk上分解關 於灸之各值之ΜΙΜΟ頻道成為其本徵模式，其中〇Sks(NF-l) 。土⑷的秩r(k)對應用於頻率匕上ΜΙΜΟ頻道上的本徵模式數 ’其對應頻率位元k中可用的獨立頻道數（即空間次頻道數） 。如以下將更詳盡說明的，Y(k)欄是將用在已傳送符號向 量Μπ)之有關頻率fk的控制向量。對應地，；y;(k)欄是將用在 已接收信號向量L(n)之元素之接收器上有關頻率fk的控制 向量。因0<kS(NF-l)，U(k)和y(k)向量可用於正交化在頻率 fk上之本徵模式上傳送的符號申。當正確地使用這些矩陣 -20-

或時域内 1258962 (16) 處理已傳送及已接收符號串時，不論是在頻运 如以下將詳細說明的，其結果是已接收符號串的整體正交 化。此允許每一個本徵模式（如同相對於每一個位元）的單 獨編碼/調變，並進一步簡化接收器上已接收符號串的等 化，其將詳細說明如下。 帶有l(k)之對角的元素是符合lsisr(k)的λπ(1〇，其中r(k) 是Η㈨的秩。U(k)和Y(k)、和L(k)分別是本徵方程式的 解法，其可表示如下：

⑷。 方程式（5) 辽⑻、l(k)和Y(k)矩陣可提供為兩種形式-一“儲存的，，形

式及一 “任意排序的”形式。在儲存的形式中，遞減排序l(k) 的對角元素，使得λπ(1〇2 x22(k)^KArr(k)，其本徵向量則依 照對應的排序安排於U(k)和Y(k)中。在任意排序的形式中 ，異常值及本徵向量的排序是任意且頻率獨立的。本文中 由下標符號r表示此任意形式。在儲存或任意排序中選擇 使用的特定形式可決定將用於資料傳輸的本徵模式及將 用於各所選本徵模式的編碼和調變架構。 接著一水傾注分析區塊226接收用於包含在Mk)矩陣序 列内各頻率位元之異常值集合’以及包含對應各異常值之 已接收SNR的CS卜該已接收之SNR是如下所述之達到用於 已恢復調變符號之接收器的SNR。使用咖矩陣及已接收 之SNR以取得對角矩陣序列L(k)，其為水傾注方程式㈣)

和（4b)的解法。如上所述，對角矩陣E 干包括分配給在Νρ 個頻率位元之每一個的本徵模式之能吾 八 < 此I或傳送功率的集 -21 -

1258962 (17) 合。用以取得對角矩陣Uk)的水傾注分析可依照上述美國 專利申請案序號[法律檔案號第010467號]說明的實行。 刻度器/IFFT 228接收一元矩陣Y(k)及用於所有NF個頻率 位元的對角矩陣反Jk)，並基於已接收矩陣取得用於傳送器 的一時空脈衝形成矩陣£_tx(n)。初始計算對角矩陣gj^k)的

平方根以取得對角矩陣序列，其元素是Kk)元素的 平方根。對角矩陣gA(k)的元素是表示分配給本徵模式的傳 送功率。接著該平方根轉換功率分配到相等的信號刻度。 接著計算平方根對角矩陣71^]的結果、以及為互⑷之右本 徵向量矩陣序列的一元矩陣Y(k)。該結果V⑷VU)定義將 用於已傳送符號向量i(n)之理想的空間頻譜形成。 接著計算該結果V(k\lE,{k)的一反向FFT以取得用於傳送 器的時空脈衝形成矩陣Ειχ(λ)，其可表示為： PJX)-1FFT[V(A),/e^3 ^ 方程式（6) 該脈衝形成矩陣£ίχ(λ)是一 ΝτχΝτ矩陣。ΕίΧ(λ)的各元素是 值序列。Ε_ΙΧ(λ)的各欄是一用於i(n)之一對應元素的控制向 一旋繞器230用該脈衝形成矩陣2_ίχ(λ)接收及事先處理（如 旋繞）已傳送的符號向量§_(η)，用以取得已傳送信號向量χ(η) 。具有EtxQ)之§_(η)的旋繞可表示為： 办) = ^Χ(λ)5(/ί-λ) 。 方程式⑺ 方程式（7)中的矩陣旋繞可如下所述地實行。為了取得用 於時間η之向量2L(n)的第i個元素Xi(n)，形成用於一些延遲索 引之具有向量§_(η-λ)之£_α(λ)矩陣之第i列的内部結果（例如 -22- 1258962 (18)

Xs(NF-l))，並累加該結果以取得元素Xi(n)。故形成傳送 於各傳送天線上的信號（即x(n)或Xi(n)之各元素）為NR個調 變符號幸的一權重組合，具有由2_ίχ(λ)矩陣之適當襴決定 的權重。重複該處理，以便從Ε_ίχ(λ)矩陣的獨立欄和向量i(n) 取得向量χ(η)的各元素。 傳送信號向量2L(n)的各元素對應於一將在獨立傳送天線 傳送的事先處理符號序列。Ντ個事先處理符號序列（即具 有各含有多達Ντ個事先處理符號向量的事先處理符號向 量序列）對應Ντ個已傳送的信號，且在本文中也參考為已 傳送信號向量2i(n)。提供該Ντ個已傳送信號給傳送器122a 至122t並處理，用以取得稍後分別由天線124a至124t傳送的 Ντ個已調變信號。 圖2所述之實施例實行已傳送符號向量yn)的時域波束 控制。也可在頻域中實行此波束控制。在此情形下，可透 過一 FFT轉換該向量ι(η)，用以取得一頻域向量i(k)。接著 使該向量势）乘矩陣以取得一頻域向量X(k)，如以 聊面聯） 。 接著可藉由實行向量X(k)上的一 IFFT以取得已傳送信號向 量 2L(n)(即 2L⑻=IFFT[2L〇〇])。 圖3是能實施方案本發明之各種觀點及實施例的一接收 器單位300的實施例區塊圖。接收器單位3〇〇是圖1中接收 器系統1 50之接收器部分的一個實施例。接收器單位3〇〇包 括（1) 一處理NR個已接收取樣串以取得|^丁個已恢復符號串 -23- mmmw： 1258962 (19) 的RX MIMO處理器160a，以及(2)解調、解交錯及解碼已恢 復符號以提供已解碼位元的RX資料處理器162a。RX ΜΙΜΟ 處理器160a和RX資料處理器162a分別是圖1中RX ΜιΜ〇處 理器160和RX資料處理器162的一個實施例。 請翻回圖1，由NR個天線152a到152r的每一個接收出自Ν 個傳送天線的已傳送信號，並將出自各天線的已接收信號 路由到個別的接收器154(其也可參考為前端處理器）。各接 收器1 54決定（如濾波和放大）個別的已接收信號、降頻該決 定信號為一中頻或基頻、及數位化該降頻信號以提供ADC 取樣點。各接收器154可進一步用一已恢復的導頻解調該 ADC取樣點以產生已接收取樣點個別的串。故接收器154a 到154r共同地提供Nr個接收取樣點串（即具有各含有多達 NR個取樣點之向量的向量序列），其也可參考為接收信號 向量L(n)。接著提供該接收信號向量L(n)給rx MIM〇處理器 160a 〇 在RX ΜΙΜΟ處理器160a中，一頻道估計器312接收向量L(n) 並取得一可送回給傳送器系統及用於傳送處理的已估計 頻道脈衝響應矩陣互(《)。一 FFT 3 14接著在該估計頻道脈衝 響應矩陣互(《)上實行一 FFT，用以取得一已估計的頻道頻率 響應矩陣U⑷。

區塊316接著計算用於*之各值之^的異常值分解以獲 得用於對應頻率位元*的左本徵向量辽(k)。辽(k)的各襴是用 於L(n)之對應元素的一控制向量，並做為正交化接收器系 統上的已接收符號事。接著一 IFFT 318實行辽(k)的反向FFT -24· 1258962 (20)

以取得用於接收器系統的一時空脈衝形成矩陣。 接著一旋繞器320藉由用時空脈衝形成矩陣^(λ)之共輛 移項實行已接收信號向量t(n)(這是所傳輸之符號向量^(η) 的估計值）的旋繞，取得已接收符號向量办）。該旋繞可表 示為 ： 洳)=ρΛλ)，λ)。 方程式（8) 也可在類似上述用於傳送器的頻域内實行接收器上的 脈衝形成。在此情形下，可透過一 FF丁轉換已接收信號向

量ΕΧη)以取得一頻域向量K(k)。接著使該向量纪㈡預先乘共 軛移項矩陣1ΙΗ(1〇以取得一頻域向量^可透過一反向丁 轉換該矩陣乘法運算的結果以取得時域接收符號向量 。故可在抽象頻域内表示具有矩陣/(;0之向量广 繞為： -疋 λ .__ 方程式（9) 其中冰⑷是互㈨之權重異常值的矩表 ’具有是VI® 水傾注解法之平方根的權重；

E(k)是i(n)的FFT，已傳送之符號向量； R(k)是n(n)的FFT，已接收之信號向量； _:)是办)的FFT，已接收之符號向量； 乙(k)是乙(η)的FFT ’已接收雜訊取樣點的向量 ㉔：：)是如一元矩陣ϋΗ(1〇轉換之已接收雜^1，以及 由方程式（9)可知，已接收符號向量;^處搜的FFT。 的旋繞，如下所示： 、特徵是時域内 f ⑻=Σ Α(λ) §(η - λ) + !⑻ ， λ 、 方裡式（10) -25- (21) 1258962

且 (λ}轉換的已接收雜 其中Μλ)是仏的反向Fft; ?⑷是如接收器時空脈衝形成矩陣〆 訊0 矩陣Α_(λ)疋本徵脈衝的對角矩 λ 1用矩陣’具有這類可取得做為 符合叱h(NF-l)之冰）内異常值對 屬集合足IFFT的本徵脈衝。 用於排序異常值的兩個形式， ， P儲存及任思排序’會導 致兩種不同類型的本徵脈衝。 子儲存的形式而言，產生的 本徵脈衝矩陣Λ⑴是脈衝的一對 野角矩陣，其以能量内容的 下降排序儲存。對應本徵脈衝矩陣_，一對角元素的 脈衝具有最多能量，而對應進—步降τ對角之元素的脈衝 則成功地具有較少能量。此夕卜，當SNR夠低讓水傾注產生 -些不具能量的頻率位元時’將優先由最小的本徵脈衝除 去能量。因此，在低SNR’ #本徵脈衝的一個或更多將不 具叱里。这有一項好處是，在低SNR，經由減少正交次頻 迢數便可簡化編碼和調變。但為了達到頻道容量，必須分 別替各本徵脈衝編碼和調變。 可利用頻域内異常值的任意排序形式進一步簡化編碼 和調變（即避免掉替本徵脈衝矩陣之各元素編碼和調變的 複雜性）。在任意排序的形式中，用於各頻率位元之異常 值排序是任意的，而非是基於其大小。該任意排序可導致 在所有本徵脈衝中近乎相等的能量。當SNR低到造成不具 能量的頻率位元時，便在本徵模式中近乎平均地展開這些 位元’使不具非零能量的本徵模式脈衝數不受SNR支配而 會是相同的。在高SNR，任意排序形式的優點是，所有的 -26- (22) 1258962 本徵…有近乎^^ 式的單獨編碼和調變。 如果麵〇頻道響應是頻率選擇的（即用於不同&之值的 不同E⑻值），矩陣购内的本徵脈衝是時間分散的。在此 下產生勺已接收付號序列办)具有内部符號干擾（1叫 ，其通常將要求等化以提供高的f彳$ 促伏门日]貰仃成果。此外，因為gk) 的異常值是實數的，所以λ^)=λ—wv_的元素也是實數的 ，且矩陣4(1)内的本徵脈衝顯示頻疊共軛對稱特性。如果 採取避免此時域頻疊的步驟（如藉由使用一足夠大於已估 計頻运脈衝響應矩陣内之非零的取樣點數的ρρτ長度 NF)，則在延遲變數1内的本徵脈衝矩陣是共軛對稱的，即 ΔΧλ)=4+(-λ) 〇 等化器322接收該接收之符號向量&)，並且執行時空等 化，以導出一還原符號向量心），這是所傳輸符號i(n)的估 計值。下文中將進一步詳細說明等化。接著，將還原符號 向量提供給RX資料處理器162a。 在RX資料處理器162a中，一符號非對應元件332依照與 供傳送器系統上符號用之調變架構互補的一解調架構（例 如M-PSK、M-QAM)解調&内的各個已恢復符號。接著由解 交錯器334解交錯出自符號非對應元件332的解調資料，並 進一步由一解碼器336解碼該已解交錯資料以獲得已傳送 資訊位元4之估計的已解碼位元&。所實行的解交錯及解 碼本身分別與傳送器系統上實行的交錯及編碼互補。例如 ，如果分別在傳送器系統上實行渦輪或旋繞編碼，便可將 -27- 1258962 (23) \^mm: 渦輪解碼器或一維特比（Viterbi)解碼器用做為解碼器336。 最小均方差（MMSE)等化 如方程式（10)所示，一用於已接收符號向量^㈤的相等頻 道具有本徵脈衝之對角矩陣4(λ)的一脈衝響應（即一單位 取樣響應）、以及1(f)的一對應頻率響應。故用於之一已 匹配濾波接收器可包括一匹配ΑΧλ)之脈衝響應的濾波器 。這一類已匹配濾波器可具有4Η(-1)的脈衝響應及V(f)的頻 率響應，其可表示為： ^(/)=¾ A^oy2^ 。 方程式（11) 1 —00 用於[㈤之相等頻道的端點對端點頻率響應及其已匹配濾 波器可定為王:(0=1(f)y(f)。 可將奶f)端點對端點頻率響應頻譜分解因子為一假設 的濾波器及其已匹配濾波器。該假設的濾波器可具有[⑷ 的因果脈衝響應，其中因λ<0，£(Α) = 〇，以及x_(f)的頻率響應 。假設濾波器及其匹配濾波器之端點對端點頻率響應（經由 定義）與相等頻道及其匹配濾波器的端點對端點頻率響應 相等，即 1(/)^(/)=:0/)。 對於下列分析，可定義一相等頻道模型以頻譜地具有白 色雜訊。可經由應用一具有/(/)之穆爾潘若斯（Moore-Penrose)反向之頻率響應矩陣的雜訊 白化濾波器於接收器匹配濾波器的輸出來達到。故頻道之 整體頻率響應（具有1(f)頻率響應）、已匹配濾波器（具有 V(f)頻率響應）、以及雜訊白化濾波器（具有匕〃(/^頻率響 應）可表示為： -28-

方程式（12) 1258962 (24) M/)A’(/)(/(/))♦=史(/)(/⑴)+=2(/)。 對應頻率響應1(/)的脈衝響應[⑷是一對角矩陣。 圖4A為基於一相等頻道模型取得的最小均方差線性等 化器（MMSE-LE) 414的圖示。由一（假設的）白化匹配濾波器 412濾波已接收符號向量，用以提供一已濾波符號向量 士）。白化匹配濾波器412實行用於&)之匹配濾波及雜訊白 化的雙函數，且具有一 I⑺的響應。已濾波符號向量 士)是相等頻道模型的輸出且可表示為：

方程式（13) ί-ί72) = Σ—w ~ λ) Η- ζ(η) = Ε s(n) + ζ(η) 其中Ε是用於已取樣之頻道權重本徵脈衝之代表矩陣序 列[⑴的％x(Z + l)A^區塊結構矩陣，並可表示為： £ = [£(0) £⑴ Λ [⑷] , 且是調變符號之Ζ + 1向量序列，並可表示為：

?(«)=以 〇 Μ s(n-L)^ 办)的各向量包括多達％個符號，且向量内各符號與矩陣[ 内本徵脈衝的其中之一相關。[區塊全部是對角（即 Γ(0), Γ(1)，Λ，r(L))。 當接收器輸入雜訊是白色的且具有之功率頻譜密度 時，雜訊向量+)具有一自動相關函數^⑷，其可表示為 方程式（14) -29-

1258962 (25) 其中 (概λ+历） ， λ 由於鱼⑷右本徵向量的Y_(k)矩陣序列全是一元的，則k的各 值為YH(k)Y_(k)=L。故為XH(k)Y(k)序列之反向FFT的炉㈤給定 —υυν 7 於： = ， 方程式（15) 其中是單位取樣序列，其可表示為： δ{ϊή): 否則

在已白化匹配濾波器後的雜訊向量至㈤具有一自動相關函 數’而其可表不為· Φπ(^) = 9^(^) = 。 方程式（16) 藉由用2K+1，重矩陣Μ(λ)序列實行一已濾波符 號向量Ε㈤序列之矩陣旋繞，一 MMSE-LE計算時間η上已傳 送符號向量i(n)的初始估計如下： 方程式（17) 讲)=έΜ(λ)£(Λ，λ)=Μ£ ⑻ 其中 Μ =[祖-尤）Λ Μ(0)八 M(i〇]; K為決定等化器之延遲範圍的一參數；且 V f(n + K) Μ 7{η) = /(η)

一 M r(n-K) 其可表示為 選擇權重矩陣序列M⑷以最小化均方差 -30-

方程式（18) 1258962 (26) 其中該誤差二(n)可表示為： e(n) = s(n)-l(n) ^ 接著可將MMSE解法說 方程式（19) 為權重矩陣序列MX 1 )，其符合 以下線性限制： 〇， 0 ,

—ίΤ ^ 7w < —Z/ 0<m<K 方程式（20) 其中匕(m)為NrxNr空間時間相關矩陣序列。該矩陣㈤可 表TF為·

(p^ {m) = E[r(n - τη)ΐΗ (η)] = ^ ΣΓ(λ)Γ(λ+^)+φπ(/«), '(w)， - 否則 ，方程式（21) 其中匕(m)給定於方程式（14)至（16)。 對於空間及時間非相關雜訊，⑹=Ν〇Ιδ(ηι) 。在此情形下，所有匕(义—甸及f (一 w)中非對角線上之項皆 為零，且Μ⑷中所有非對角線上之項也為零，其產生用於 等化器係數的解連接方程式。因此可簡化方程式（20)内的線 性限制如下： 方程式（22)

£讲"(入)(？拧（入一讲))"=1^(一w)，forlSiS/s — KmSO 其中r是矩陣^(Λ:)的行列。 方程式（20)也可進一步表示為： Μφ =Γ//> or Μ = Γ/,φ^ 、如 ο： --77 " "= β , 万程式(23) 其中是具有區塊y·，/：的區塊拓樸力兹（Toeplitz)，給定於 -31 - 1258962

(27) φ—ϋ -k)反 —rr Γ(Ι) Γ = r(L-l) Μ £(〇) 其中SLmxn是mxn的零矩陣。 可由取得ϊ^1(λ)矩陣傅立葉（Fourier)轉換以取得用於 MMSE-LE之對應時域權重矩陣社(λ)，Κλα的頻率_應矩 陣iH(f)如下： ^ 。 方程式（24) 因為ΜΧλ)是對角，故頻率響應矩陣21(f)也是對角。 如圖4Α所示，提供已滤波的符號向量沙)給一 MMSE-LE 4 14並基於頻率響應矩陣里⑴等化之，用以取得符號向量 办），其為已傳送之符號向量i(n)的估計。因實行於傳送器 及接收器系統上的脈衝形成，所以中之已接收符號序 列是正交權重矩陣ϊ^1(λ)，用於MMSE-LE的是對角矩陣。故 可經由MMSE-LE單獨等化办）中NR個已接收符號序列的每 一個，其可大大地簡化接收器處理。 為了決定有關符號估計互⑷的SNR，首先取得一無偏差的 最小均方差估計。對於先前取得的初始符號估計办）， £[ ?(Λ)|$(η)]^ Mf[ r (n)|s(n)] =(-尺)&(Λ十尺)+八+ M(〇)£s⑻+八+幽尺疋办一幻]，方程式（2 5) -32-

1258962 (28) 其中在雜訊上取得預期。若假設調變符號是時間非相關的 ，且在以上所有符號間干擾上取得預期（不在時間η傳送所 有的已傳送信號元件），則該預期可表示為 =ME[l(n)\s(n)] 方程式（26) = [Μ(0)Γ(0)4-Μ(-1)Γ(1)+ ... +Μ(-Ζ)Γ(Ι)]5(/ί) = M£s(/7)

= GsW 其中 當雜訊是空間及時間非相關時，因-Κ<λ<Κ，故2是ΝτχΝτ 對角。 在平均於出自其他空間次頻道的干擾後，出自時間η上 第i個傳送天線的信號平均值可表示為： 五I>/Wk·⑻；| =职⑷ ， 方程式（27) 其中gii是G的第i個元素（gii是一數量），而5；㈠是初始符號估 計？(η)的弟i個元素。 利用定義 K1 =diag(iem 1/岛，八，1/〜〜） ， 方程式（28) 則時間η上已傳送符號向量的無偏差的符號估計可 表不為· 產⑻⑻⑻ 。 方程式（29) 有關該無偏差的符號估計的錯誤協方差矩陣可表不為· ^i-d^g-gd^+d^gd-1 。 方程式（30) 因空間及時間非相關雜訊實例Dg =^:1，故此時。 -33- (29) 1258962 有關第i個傳輸天線上所傳符號；A SNR可表示為：

差的估計毛(π)的

Su SNR.· 1 方程式（31) 式中的己白化匹配濾波器 個可實施的實施方案中 時’已白化匹配濾波器響 應中。 在圖4A中，提供相等頻道模 412以簡化MMSE-LE的來源。在 ’當MMSE-LE用於最小化均方差 應便（自動地）併入MMSE-LE的響 圖 4B 是一 MMSE-LE 322a的 中等化器322的一個實施例 資料傳輸可先估計矩陣ϋ和 權重矩陣Μ。 一個實施例區塊圖，其為圖3 瑕初基於巳接收導頻和（或） ^接著根據方程式（23)計算 在MMSE-LE 322a中，利用具有權奮拓 & %啼紋的乘法器422事 先乘出自RX ΜΙΜΟ處理器160的已拉# μ 好破向量咖），用以 形成已傳送符號向量s(«)的一初始姑斗〜，、 一 * A)，如上述方程式 (17)所示。再用一具有對角矩陣纪的乘法 器424辜先乘該初 號向量如)的無偏差的估計 該無偏差的估計^包括由 162的已恢復符號向量。 始估計％)，用以形成已傳送符 &)，如上述方程式（29)所示。 MMSE-LE提供給RX資料處理器 同樣提供該已恢復之符號向量办)給一取得用於ΜΙΜΟ頻 道之CSI的CSI處理器428。例如，CSI處理器428可根據方程 式（3 1)估計第i個已恢復符號序列的SNR。用於該已恢復符 號序列的SNR包括回報給傳送器單位之CSI的一部份。 進一步提供該已恢復符號向量办)並用於處理器426，其 -34-

1258962 (30) 便能分別基於方程式（23)和（28)取得權重矩陣1和對角矩

決定反饋等化 與寬頻本徵模式傳輸共同使用的一決定反饋等化器 (DFE)可形成時間η上之已傳送符號向量+)的一初始估計 ，其可表示為： 方程式（32) 其中史(^2)方程式（13)所定的濾波調變符號向量； 是再調變符號向量（即已解調後又再調變的符號）； ΜΚλ)，-Κλ€〇是（Κβυ-ΝτχΝκ係數矩陣序列； M*b(X)，Κλ<Κ2是K2_NtxNr反饋係數矩陣序列。 方程式（32)也可表示為： ， 方程式（33) — v · 其中 m，(〇)]； M6=[M,(1)M,(2>L Mb(K2)] ;

r(n+K〇 γ(η+Κι*·1) Μ rW =J Μ i(卜尺2) 若使用MMSE品質評估參數決定前饋和反饋係數矩陣， 則可使用最小化均方差之Μ和Μ的解法， ==/ =b ε = Ε^Η(η)^η)}， 其中誤差t(n)可表示為： 方程式（34) β(/2) = ?(/2)-.$(Λ) 〇 -35- 1258962 _(31) 由於-κγλ^ο,可利用下列線性限制決定前饋濾波器M/⑷的 MMSE解法： Σ Mr(l) 1:-A：, ΣΤ^)ΐ.Μ(ι^\-ηζ)^Ν0Ιδ(\-ηι) 同樣也可表示為： - Μ；=Γ 2f? 方程式（35) 方程式（36) 其中 £: £(L) E(L-l) M£(〇) 其中歹是由Λ^χΛ^個區塊組成的一（Ki + UNed + UNR =?? 矩陣。内第（/J)個區塊給定為： —rr $^0^*)= ^ ^+2-7) + 7^1(5(/-7) ;uo 用於反饋濾波器的MMSE解法可丧示為： Μ^(λ) =-ΣΜ/(2)Γ(λ-ζ) , f〇T \<λ^Κ2 I— =-Μ/£ » 方程式（37) 方程式（38) 其中 及 L· Γ(Χ) Μ Ε(λ) 由於之[⑷矩陣是對角的，故出自方程式（36)之合 於-& SASO的前饋濾波器係數矩陣⑷也是對角的。而之 -36- (32) 1258962 後合於之反饋濾波器係數矩陣私⑷也是對角的。 前饋濾波器及反饋濾波器分別具有頻率響應和 跖(/)，其被定為： ，及 方程式（39) 也⑺=£ΐ(λΚ λ-1 圖5Α是一基於相等頻道模型取得的一決定反饋等化器 W不°利用一（假設的）白化匹配濾波器512濾波已接收符號 向量以提供已濾波符號向量f(«)。再由一具有％⑺頻率 響應的前饋濾波器514濾波向量％)。由一累加器516加總出 自前饋濾波器514之輸出及出自一反饋濾波器518之輸出 以提供符號向量办）。也提供該向量办)給一符號決定元件 520以取得再調變符號向量小)，其表示用於符號估計办)的 已侦、測符號。再調變符號向量之取得可藉由（1)解調符號 向量i⑷、可能地解碼及再編碼該已解調資料、及基於對 應所選調變架構之信號分佈再調變已解調資料或已再編 碼資料。接著利用反饋濾波器518用頻率響應匹⑺濾波再調 ^ <符號向量§：(«)，並提供濾波器518之輸出給累加器516。 定（即 5^) = 士)) 方程式（40) 7程式（38)代替為方程式（32)並假設完美決 初始符號估計％)可表示為： 其中！⑻=[三(n+Ki)g(n+Kl-1)L ;⑻]τ。 ，為了決定關於出自決定反饋等化器之初始符號估計呈⑷ 的SNR，可利用找出已傳送符號向量之條件平均值的方式 -37-

1258962 (33) 先取得（與上述MMSE-LE相同）無偏差的最小均方差估計： £I1(«) I§(«)] = = ， 方程式（41) 其中£*=私£=£"2；；£。其次，i㈤之第丨個之平均值式㈠可表 示為： 五[泛(ΌΙ心0)] =茗仇#,(/〇 其中是心的第丨個對角元素。 為了形成類似上述MMSE-LE所用之無偏差符號估計曼㈠ ，首先定義元素是之對角元素反向的對角矩陣為：

Scdfc =diag(l/g4fCflp MΛ , l/gdWr) 〇 方程式（42) 無偏差之估計％)可表示為： !⑻⑻⑷)。 方程式（43) = ⑻十!⑻） 該結果誤差協方差被給定為： φ =Wdfe =£([!⑻-5二1»]⑻泛咖]丨。 方私式（44) = 1—2^0^ *~GdfeDC(ifc + BGdlcSafeSGilfc 可將關於第i個傳送天線上所傳符號之無偏差估計元㈤ 的SNR表示為： _ 1 S dfc,ii SNRi=^ri^ 。 方程式（45) 圖5B是一決定反饋等化器322b之實施例的區塊圖，其為 圖3中等化器322的另一個實施例。在決定反饋等化器322b 中，由實施方案上述MMSE技術或其他線性空間等化技術 之前饋濾波器534濾波出自RX ΜΙΜΟ處理器160的已接收符 號向量办）。累加器536接著用出自反饋濾波器538之已估計 失真元件結合出自前饋濾波器534之輸出，用以提供近乎 -38-

計失真元件 1258962 (34) 移除失真元件的偏差符號估計i(«)。最初該估 為零，而符號估計i⑷僅為出自濾波器534的輸出。接著一 乘法器540使用於累加器之初使估計乘矩陣用以提 供已傳送符號向量5(π)的無偏差估計办）。该典偏差之估計 +)包括提供給RX資料處理器162的已恢復符號向量。 在RX資料處理器162内，（圖3中）符號未對應元件332提供 用於已恢復符號向量办)的解調資料。接著提供該解調資 料給0?£ 3221)内的對應元件216乂，並加以調變以提供再調 變的符號向量。交替地，可解碼、再編碼該已調變資 料，並再提供給符號對應元件216x。再調變符號是由傳送 器傳送之調變符號☆)的估計。提供再調變符號向量？：(《)給 濾波符號向量以取得已估計之失真元件的反饋濾波器538 。反饋濾波器538可實施方案一線性空間等化器（如一線性 截線等化器）。 對DFE技術方面，使用再調變符號以取得由已偵測符號 產生之失真的估計。如果取得無錯誤（或有最少錯誤）的再 調變符號，即可準確地估計該失真元件，並可有效地消去 由已偵測符號提供的内部符號干擾。一般會同時調整由前 饋濾波器534和反饋濾波器538實行的處理，用以最小化已 恢復符號中内部符號干擾的均方差（MSE)。 DFE與MMSE技術均更詳盡描述於S.L.Ariyavistakul及其他 人所著論文中，其標題為 “Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span”（譯於1999年7月之IEEE，通訊第7冊，第7號），並以 -39-

1258962 引用的方式併入本文中。 大可ILil序列估t 藉由开;^成用於維特比演算法之路徑品質評估參數集合 以實行具有供内部符號干擾（ISI)之頻道用的最大可能性 序列估計（MLSE)，其考慮已觀察之接收信號，搜尋最有可 能傳送的序列。該MLSE於1979年麥克葛蘿之立（McGraw-Hill) 出版之安德魯·維特比（Andrew J. Viterbi)和吉姆歐姆拉（Jim K. Omura)所著的 “Principles of Digital Communication and Coding”中有更詳盡的說明，其已以引用的方式併入本文 中 〇 然而，因頻道狀態空間過高的幅員，使尚未透過本徵模 式分解正交化的寬頻ΜΙΜΟ頻道上之MLSE的使用變得不 切實際。一實行用於一 ΜΙΜΟ頻道之最大可能性序列估計 的維特比等化器具有MrL種狀態，其中Μ是符號字母的大 小、r^NT是獨立傳送之資料串的數量、而L則是頻道記憶 體。例如，在其中使用QPSK信號（Μ=4)以及四個獨立資料 串（r=4)且頻道具有一個符號之記憶體（L=l)的簡單情形下 ，維特比等化器將有28種狀態（即44’1 = 28) ° 一起使用時域本徵模式分解及維特比MLSE可大大地減 低維特比等化器的狀態空間。在此情形下可獨立地等化已 接收符號串，獨立資料串r之數中狀態空間大小是低線性 的，即rML。對於先前的範例而言，該狀態空間可降為 24(即 4.41 = 24)。 MLSE方法的目的是選擇最大化矩陣的傳送符號向量序 -40- (36)1258962 K，f{2R$V)£L⑻]。 由於組成r的Γ(1)是對角的，γ可主 時域本徵模式之每一個相關的 κ-=!>“，） ， /-1 其中 方程式（46) $為各自與ΜΙΜΟ頻道t 個矩陣的總和： 方程式（47) μο=ΣΖ ⑻ η 且 方程式（48) ΜΜ

2Re ^ι)χ〇-λ)η;(λ) _"I 方程式（49) 序列矩陣km(i)的形式和有 SISO頻道之MLSE的序列矩陣 之已知MLSE維特比等化可適 化如下。 關用於具有内部符號干擾之 之订是相同。故此項技藝中 用於個別已接收符號串之等 已接收符號串/的路徑品 用於維特比演算法内η階上之 質評估參數是定為： Η ⑻= < ⑻+ Μ,·(π-1) 當接收取樣點η時，（1)計算 方程式（50) ":(„)的Μ值’以用於關於取樣各可能傳送符號〜Μ , 3心1上之符號串i的ML狀 態 < 每一個，以及（2)計算用於狀* & 4 < 一關於之各可能 數值之Mi(n)的Μ值。接著友取槎陡 牧有社取像時間η選擇用於各狀態之

Mi(n)的取大值’並選擇有關該最大值的序列做為該狀態的 剩餘序列 -41 · 發明說明磧頁 ^ ^ A' 〆 ，：艾 /一广，,一 x 1258962 (37) 可在路徑合併情形發生時宣告序列決定，其為一般先前 狀態之所有剩餘序列合併之時。交替地，可在固定延遲上 之路徑截斷發生宣告序列決定，其可在尚未發生合併情況 時強迫做出決定。 至此已說明許多不同類型的等化器，包括MMSE-LE、DFE 、及MLSE。可使用其中一種等化器等化已接收符號，用 以提供做為已傳送符號之估計的已恢復符號。藉由透過本 徵模式分解正交化已接收符號攀，可單獨地等化已接收符 號串，其可（1)大大地降低所選用等化器的複雜性、以及 (或）（2)允許使用在別處無用的其他類型等化器。 本文所述用於傳送及接收資料的技術可實施方案於各 種無線通訊系統中，包括（但非限於）ΜΙΜΟ及CDMA系統。 這些技術也可用於正向連結及（或）反向連結。 可利用各種裝置實施方案本文所述用於處理傳送器及 接收器上資料傳輸的技術。例如可在硬體、軟體、或其組 合中實施方案這些技術。在一硬體實施方案方面，可在一 個或更多特殊應用積體電路（ASIC)、數位信號處理（DSP) 、數位信號處理裝置（DSPD)、可程式邏輯裝置（PLD)、場可 程式閘陣列（FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理 器、其他實行本文所述功能之電子單位、或其組合中實施 方案用於實行傳送器上各種信號處理步驟（如用於編碼及 調變資料、用於取得傳送器脈衝形成矩陣、用於事先處理 調變符號等）或各種信號上處理步驟（如用於取得接收器 脈衝形成品質評估參數、用於事先處理已接收取樣點、用 -42- 1258962 (33) 於等化已接收符號、用於解調和解碼已恢復符號等等）的 元件。 在一軟體實施方案方面，可使用實行本文所述功能的模 組（如步驟、功能等）實行各傳送器及接收器上的一些或所 有的信號處理步驟。軟體碼能儲存於一記憶體單位（例如 圖1中的記憶體132及172)及由一處理器實行（例如控制器 13 0及170)。記憶體單位可實行於處理器内或處理器外，在 該情形下可透過此項技藝中的各種已知裝置暢通地連接 處理器。 標題含於本文中做為參考，並有助於確定特定的部分。 這些標題並非用於限制本文概念之範圍，且這些概念在整 個說明書的其他部分中同樣具有實用性。 先前提供關於揭露實施例之說明是為了使熟習此項技 藝者能製作或使用本發明。在不脫離本發明之精神或範圍 的前提下，熟習此項技藝者可對這些實施例進行各種修 改，且本文所定義之一般原則也適用於其他實施例。故本 發明並非限於本文所述的實施例，而是符合與本文揭露之 原則和新特徵一致的最大範圍。 圖式簡單說明 由上述詳細說明及全文對應識別之相同參考符號的圖 式，將使本發明之特徵、特性及優點變得更顯而易見，其 中： 圖1為一多重輸入多重輸出系統之一傳送器系統及一接 收器系統之實施例的區塊圖； -43 -

1258962 (39) 圖2為一可實施方案本發明之各種觀點及實施例之一傳 送器單位的實施例的區塊圖； 圖3為一可實施方案本發明之各種觀點及實施例之一接 收器單位的實施例的區塊圖； 圖4A及4B分別是一最小均方根錯誤線性等化器 (MMSE-LE)之一同等頻道模型和一實施方案的區塊圖；以 及 圖5A及5B分別是一決定反饋等化器（DFE)之一同等頻道 型和一實施方案的區 塊圖。 圖 式代表符號說明 110,150 傳送器系統 112,176 資料源 114，114a,178 傳送(TX)資料處理器 120,120a 傳送(TX)多重輸入多重輸出(MM0)處理器 122,122a, 122t 傳送器 124,124a，124t，152,152a，152r 天線 130,170 控制器 132,172 記憶體 140 解調器 144,164 資料槽 154,154a, 154r 接收器 160 接收(RX)多重輸出多重輸入(MM〇)處理器 142,162 接收(RX)資料處理器 180 調變器 -44 - 1258962 (40) 藏明說明續頁 200 傳送器單位 212 編碼器 214 頻道交錯器 216， 符號對應元件 216x 符號對應 222 快速傅立葉轉換器 314 快速傅立葉轉換 224,316 異常值分解 226 水傾注分析 228 刻度器 230,320 旋繞器 300 接收器單位 312 頻道估計器 318 反向快速傅立葉轉換 322 等化器 332 符號非對應 334 頻道解交錯器 336 編碼器 412,512 已白化匹配濾波器 414,322a MMSE線性等化器 422,424,540 乘法器 426 適應性處理器 428,528 CSI處理器 514,534 前饋濾波器 -45- 1258962 (41) 發ja纖續頁 536,516 累加器 518,538 反饋遽波器 520 符號決定 •46-

Claims (1)

1258髮似135433 ^虎專利申請宰 …史！史讀鲁利範展替換本(95年2月） ί Μ 叫 f Ί·、： 範園 1. 一種在一多重輸入及多重輸出（MIM〇)通訊系統次 料的方法，包括： 运貝 依照一種或更多編碼架構來編碼資料，以提供 碼資料給在一 MlM〇通道的複數個傳輸通道； v 依照一種或更多調變架構來調變該已編碼資、 提供複數個調變符號串； 〃，以 Μ部分基於相應於該MIM0通道估計通道響應矩 弟-本徵向量矩陣序列及第二異常值矩陣 《 得一脈衝成形矩陣； 來取 基於該脈衝成形⑯陣來事先對複“ 行處理，以取得複數個事先處理信號；以及t唬串進 在該讓〇通it上傳送複數個事先處理H 2 ·如申請專利範圍第i項之方法，其 ； 陣包括： 于孩脈衝成形矩 決定該ΜΙΜΟ通道的估計通道響應矩陣；以 分解該估計頻率響應矩陣，以獲 j 一 矩陣序列與該第二異常值矩陣序^。^罘一本徵向量 3 .如申請專利範圍第2項之方法，並中 1 Τ邊估計通道嶷_人 陣給定於頻域並分解於頻域。 ^蚤應矩 4 .如申請專利範圍第2項之方法，並由二 ^ Τ琢估計通道鄉 陣是基於異常值分解來分解的。 ㈢4矩 5 ·如申請專利範圍第2項之方法，並中心 ^ τ琢估計诵彳Μ乡部 陣包括複數個本徵模式，而其中 a應矩 /、低於一特余pq 之異常值有關聯的本徵模式並不二板值 •用。 V為貝枓傳輸之 mi臓 1258962 6. —種在一多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統傳送資 料的方法，包括： 依照一種或更多編碼架構來編碼資料，以提供已編 碼資料給在一 ΜΙΜΟ通道的複數個傳輸通道； 依照一種或更多調變架構來調變該已編碼資料，以 提供複數個調變符號串； 部分基於該ΜΙΜΟ通道之估計響應來取得一脈衝成 形矩陣，包含： 決定該ΜΙΜΟ通道的估計通道響應矩陣；以及 分解該估計頻率響應矩陣，以獲得第一本徵向 量矩陣序列與第二異常值矩陣序列，其中該脈衝 成形矩陣是基於第一與第二矩陣序列來取得，且 其中在第二序列中每個矩陣的異常值被任意地排 序，使得該估計通道響應矩陣的本徵模式與近乎 相等的傳輸功率有關； 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個調變符號串進 行處理，以取得複數個事先處理信號；以及 在該ΜΙΜΟ通道上傳送複數個事先處理信號。 7. —種在一多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統傳送資 料的方法，包括： 依照一種或更多編碼架構來編碼資料，以提供已編 碼資料給在一 ΜΙΜΟ通道的複數個傳輸通道； 依照一種或更多調變架構來調變該已編碼資料，以 提供複數個調變符號串； 部分基於該ΜΙΜΟ通道之估計響應來取得一脈衝成 形矩陣，包含： 決定該ΜΙΜΟ通道的估計通道響應矩陣；以及

1258962 分解該估計頻率響應矩陣，以獲得第一本徵向 量矩陣序列與第二異常值矩陣序列；以及 基於第二異常值矩陣序列來取得第三矩陣序 列，其具有表示分配給該估計通道響應矩陣之本 徵模式之傳輸功率的數值，其中該脈衝成形矩陣 是基於第一與第三矩陣序列取得的； 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個調變符號串進 行處理，以取得複數個事先處理信號；以及 在該ΜΙΜΟ通道上傳送複數個事先處理信號。 8 .如申請專利範圍第7項之方法，其中第三矩陣序列是基 於水傾注分析取得的。 9.如申請專利範圍第1項之方法，其中該脈衝成形矩陣包 括複數個時域值序列，以及其中該事先處理是利用該 脈衝成形矩陣來旋繞複數個已轉換調變符號串以便實 行於時域上。 10. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該脈衝成形矩陣包 括複數個頻域值的序列，以及其中該事先處理是利用複 數個已轉換調變符號_乘以該脈衝成形矩陣來實行於 頻域上。 11. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該脈衝成形矩陣利 用以較高的信號雜訊干擾比（SNRs)來分配較多的傳送 功率給各個傳輸通道以取得最大容量。 12. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該脈衝成形矩陣被 求取以提供複數個調變符號串近乎相等的接收信號雜 訊干擾比（SNRs)。 13. 如申請專利範圍第1項之方法，其中每個傳輸通道使用 各自的編碼與調變架構。 -3- 1258962 14. 如申請專利範圍第1項之方法，其中對於所有的傳輸通 道使用一共用的編碼與調變架構。 15. —種在一多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中傳送 資料的方法，包括： 依照一種或更多編碼架構來編碼資料，以提供已編碼 資料給在一 ΜΙΜΟ通道的複數個傳輸通道； 依照一種或更多調變架構來調變該已編碼資料，以提 供複數個調變符號串； 決定一該ΜΙΜΟ通道的估計通道響應矩陣； 分解該估計頻率響應矩陣，以獲得第一本徵向量矩陣 序列與第二異常值矩陣序列； 基於第二異常值矩陣序列來取得第三矩陣序列，其具 有表示分配給該估計通道響應矩陣之本徵模式之傳輸 功率的數值； 基於第一與第三矩陣序列取得一脈衝成形矩陣； 基於該脈衝成形矩陣事先對複數個調變符號串進行 處理，以取得複數個事先處理信號；以及 在該ΜΙΜΟ通道上傳送複數個經事先處理的信號。 16. —種記憶體，其在通訊上連接到一能解釋數位資訊的數 位信號處理裝置（DSPD)以： 依照一種或更多編碼架構來編碼資料，以提供已編碼 資料給在一 ΜΙΜΟ通道的複數個傳輸通道； 依照一種或更多調變架構來調變該已編碼資料，以提 供複數個調變符號串； 部分基於相應於該ΜΙΜΟ通道估計通道響應矩陣之本 徵向量之矩陣的第一序列及異常值矩陣的第二序列來 取得一脈衝成形矩陣； -4-

1258962 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個調變符號串進 行處理，以取得用於ΜΙΜΟ通道傳輸的複數個經事先處理 的信號。 17. —種用於在多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中接 收一資料傳輸的方法，包括： 決定一用於資料傳輸之ΜΙΜΟ通道的估計通道響應矩 陣； 基於異常值之分解來分解該估計通道響應矩陣，以獲 得第一本徵向量矩陣序列； _ 基於該第一矩陣序列來取得一脈衝成形矩陣；以及 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個已接收信號進 行處理，以取得複數個已接收符號串。 18. 如申請專利範圍第17項之方法，其中該事先處理是基於 一時域脈衝成形矩陣來實行於時域上。 19. 如申請專利範圍第17項之方法，其中該事先處理係實行 於頻域上且包括： 將該複數個已接收信號轉換到頻域上； 將該已轉換接收信號乘以一頻域脈衝成形矩陣，以取 β 得複數個事先處理信號；以及 將該複數個事先處理信號轉換到時域，以取得複數個 已接收符號串。 20. 如申請專利範圍第17項之方法，其中該事先處理正交該 複數個已接收符號串。 21. 如申請專利範圍第17項之方法，進一步包括： 等化複數個已接收符號串，以取得複數個已恢復符號 串〇 -5-

1258962 22. 如申請專利範圍第21項之方法，其中在每個已接收符號 串個別實行等化。 23. 如申請專利範圍第21項之方法，其中該等化是基於一最 小均方差線性等化器（MMSE-LE)來實行。 24. 如申請專利範圍第2 1項之方法，其中該等化是基於一決 定反饋等化器（DFE)來實行。 25. 如申請專利範圍第21項之方法，其中該等化是基於一最 大相似序列估計（MLSE)等化器來實行。 26. 如申請專利範圍第21項之方法，進一步包括： 依照一或更多解調架構來解調該複數個已恢復符號 串，以提供複數個解調資料串；以及 依照一或更多解碼架構來解碼該複數個解調資料串 ，以提供已解碼資料。 27. 如申請專利範圍第17項之方法，進一步包括： 取得由用於該ΜΙΜΟ通道之複數個傳輸通道的估計通 道響應矩陣與信號雜訊干擾比（SNRs)組成的通道狀態 資訊（CSI);以及 傳送該CSI至資料傳輸的傳送器。 28. —種用於在多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中接 收一資料傳輸的方法，包括： 決定一用於該資料傳輸之ΜΙΜΟ通道的估計通道響應 矩陣； 分解該估計通道響應矩陣，以獲得用於資料傳輸的第 一本徵向量矩陣序列； 基於第一矩陣序列來取得一脈衝成形矩陣； 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個已接收信號進 行處理，以取得複數個已接收符號串； -6 -

等化I數個已接收符號串，以取得複數個已恢復符號 串； 依照 或更多解調架構來解調該複數個已恢復符號 串以&供複數個已解調的資料串；以及 依照一或更多解碼架構來解碼該複數個解調資料串 ’以提供解碼資料。 29.種记隐肢’其在通訊上連接到一能解釋數位資訊的數 位伐號處理裝置（Dspd)，以： 決足一用於該資料傳輸之ΜΙΜΟ通道的估計通遒響應 矩陣； 基於異常值之分解來分解該估計頻道響應矩陣，以獲 传弟一本徵向量矩陣序列； 基於第一矩陣序列來取得一脈衝成形矩陣；以及 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個已接收信號進 行處理’以取得複數個已接收符號串。 30· —種在多重輸入及多重輸出（ΜΙΜ〇)通訊系統中的傳送 器單位，包括： 一 ΤΧ資料處理器，其操作於依照一或更多編碼架構 來編碼資料，以提供已編碼資料給在一 ΜΙΜΟ通道的複 數個傳輸通道，以及依照一或更多調變架構來調變該已 編碼資料，以提供複數個調變符號串； 一 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器，其操作於部分基於相應於該ΜΙΜΟ 通道估計通道響應矩陣之本徵向量之矩陣的第一序列 及異常值矩陣的第二序列來取得一脈衝成形矩陣，以及 基於遠脈衝成形矩陣來事先對複數個調變符號串進行 處理，以提供複數個事先處理信號；以及 一個或更多傳送器，其操作於在該ΜΙΜΟ通道來調節

1258962 與傳送該複數個事先處理信號。 31. 如申請專利範圍第30項之傳送器單位，其中該ΤΧ ΜΙΜΟ 處理器進一步操作於決定該ΜΙΜΟ通道的估計通道響應 矩陣，分解該估計頻率響應矩陣以獲得該第一本徵向量 矩陣序列與該第二異常值矩陣序列。 32. 如申請專利範圍第31項之傳送器單位，其中該ΤΧ ΜΙΜΟ 處理器進一步操作於頻域以使用異常值分解來分解該 估計通道響應矩陣。 33· —種在多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中的傳送 器單位，包括： _ 一 ΤΧ資料處理器’其操作於依照一或更多編碼架構 來編碼資料，以提供已編碼資料給一 ΜΙΜΟ通道中的複 數個傳輸通道，以及依照一或更多調變架構來調變該已 編碼資料，以提供複數個調變符號串； 一 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器，其操作於部分基於該ΜΙΜΟ通道之 估計響應來取得一脈衝成形矩陣，以及基於該脈衝成形 矩陣來事先對複數個調變符號串進行處理，以提供複數 個事先處理信號；以及 一個或'更多傳送器，其操作於在該ΜΙΜ〇通道來調節 _ 與傳送該複數個事先處理信號； 其中該ΤΧ ΜΙΜΟ處理器進—步操作於決定該ΜΙΜΟ 通道的估计通道響應矩陣，分解該估計頻率響應矩陣以 獲得第一本徵向量矩陣序列與第二異常值矩陣序列，其 中戎ΤΧ ΜΙΜΟ處理器進一步操作於基於第二異常值矩陣 序列來取得第二矩陣序列，其具有表示分配給該已估計 通道響應矩陣之本徵模式之傳輸功率的數值，以及基於 第一與第三矩陣序列取得該脈衝成形矩陣。 -8- 34. 種在一多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊手姑& 送器裝置，包括： 斤、、、死中的傳 依…、或更多編碼架構來編碼資料以提供 料給在一 ΜΙΜΟ通遒中的複數個傳輸通遒之構件·馬貝 依照一或更多調變架構來調變該已編碼資 複數個調變符號串之構件； /、以提供 邵分基於對應於該ΜΙΜΟ通道之一估計通道變 之本徵向量之矩陣的第一序列及異常值矩睁^矩陣 2 :得-脈衝成形矩陣之構件;基於該脈衝成形矩：

2先對複數個調變符號串進行處理，以 先處理信號之構件；以及 個事 在該μ则通道上傳送複數個事先處理㈣m •盤種用於一多重輸入及多重輸出(譲〇)通訊系統中的 數位信號處理器，包括： :照-或更多編碼架構來編碼資料以提供已編碼资 枓6在一 ΜΙΜ0通道的複數個傳輸通道之構件； ” ' 或更^凋變架構來碉變該已編碼資料以提供 複數個調變符號串之構件； /、

部分基㈣應4該顧⑽道估計通道響應矩陣之本 仓文向量之矩陣的第—岸丨 ^ 序歹J及異吊值矩陣的第二序列來 取得一脈衝成形矩陣之構件；以及 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個調變符號串進 仃處理，以取得複數個事先處理信號之構件。 36. 一種在一多重輸入及多重輸出_通 收器單位，包括： 一 RX Μ咖處理器，其操作於決定—用於資料傳輸之 讓〇通道的估計通道響應矩陣，分解該估計頻率響應 -9- 1258962

矩陣以獲得的第-本徵向量矩陣序列，基於第 列來取得_祕紙a心 、半一矩 狀衝成形矩陣，以及基於該脈衝成形矩 複數個已接收信號進行處理，以 收符號串；以A 複數個 架構 解碼 ΜΙΜΟ :RX資料處理器，其操作於依照一或更多解調 ^解凋3複數個已接收符號串，以及依照—或更多 架構來解碼複數個解調資料亊以提供解碼資料。 37.如申请專利範圍第36項之接收器單位，其中該rx 處理器包括： β

一等化器，其操作於等化複數個已接收符號串，以提 供複數個已恢復符號串，以及 其中1系RX資料處理器操作於解調及解碼該複數個已 恢復符號串以提供該解碼資料。 38·如申請專利範圍第37項之接收器單位，其中該等化器為 一最小均方差線性等化器（MMSE-LE)。 39·如申請專利範圍第37項之接收器單位，其中該等化器為 一決定反饋等化器（DFE)。

40·如申請專利範圍第37項之接收器單位，其中該等化器為 一最大相似序列估計（MLSE)等化器。 41.如申請專利範圍第37項之接收器單位，其中該等化器操 作成用於個別等化每個已接收符號串。 42· —種在多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中的接收 器裝置，包括： 決定一用於該資料傳輸之ΜΙΜΟ通道的估計通道響應 矩陣之構件； 基於異常值之分解來分解該估計頻率響應矩陣以獲 得用於資料傳輸的第一本徵向量矩陣序列之構件； -10-

1258962 5 , \ ].，厂： ί! ν··"_ιΐν_·· -H-·>·« 1-- ~ΗΤ-·η^4·r--T 基於第一矩陣序列來取得一脈衝成形矩陣之構件；以及 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個已接收信號進 行處理以取得複數個已接收符號串之構件。 43. —種在多重輸入及多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統中的數位 信號處理器，包括： 決定一用於該資料傳輸之ΜΙΜΟ通道的估計通道響應 矩陣之構件； 基於異常值之分解來分解該估計頻率響應矩陣以獲 得用於資料傳輸的第一本徵向量矩陣序列之構件；

基於該第一矩陣序列來取得一脈衝成形矩陣之構件 ；以及 基於該脈衝成形矩陣來事先對複數個已接收信號進 行處理以取得複數個已接收符號串之構件。

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