1237999 玖、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於—直流位準控制方法，-箝位電路，與一 包含孩箝位電路之成像裝置。 【先前技術】 田處理各種電氣信號時，其中包含成像信號，有時候此 種處理疋藉由維持一電氣信號之直流位準於一怔定值來執 订。一用於此種用途之電路稱為箝位電路。 不如眾所知，一類比型式之箝位電路受到組配以致該箝位 · 包路以預先決定之時序取樣一要受到處理之電氣信號， 儲存一取樣位準於一容電器（一儲存元件或電容器），比較該 k位卞（在取樣時間之電氣信號位準）與一預先配置之 >_、、佳 夕 7 卞且執行一回授運作以致該二位準間之差將實質上變 為零。 、 、為達成電氣信號之直流位準之穩定度，最好設定一段用 於維持取樣位準之時間成為某種長度。另外，為避免在籍 =脈波期間對於雜訊過份敏感之反應，需要一具有相當大 :谷义谷私詻以作為類比型式之箝位電路之取樣維持容電 、Q此，通常使用一外部容電器，以致就組件數目與組 件安裝而言’該等問題仍然存在。 、=如，-用於維持-成像信號之直流位準成為一悝定值 ％路又到解釋’其中該成像信號是自一固態成像裝 置輸―出。在-使用固態成像裝置之成像系統中，一箝位電 藉由利用參考位準來調整一成像信號之(光學黑） 84648 • 6 - 1237999 位準，防止成像信號出現問題，例如黑漂浮或黑沉陷，且 實現一類比電路，例如關聯雙重取樣（CDS)電路，之動態範 圍之確保。 不過，在雜訊出現於此 OPB位準之情形中，由於箝位 位準之波動會導致雜訊產生於一圖像影像之問題。因此， 通常，其受到組配以致箝位電路使用一具有大電容之容電 器來作為一裝置用以維持該箝位位準，及同時充當一電路 用以執行低通濾波器（LPF)之功能，且一負回授在箝位脈波 之週期期間受到施加，以使OPB位準與一想要收斂至之位 準間之差變為零，以致箝位脈波所箝位之箝位位準受到容 電器之維持。 但是，使用具有過大電容之容電器會導致響應緩慢，且 在一時間週期中當初始化時或改變其之增益時會破壞一圖 像影像直到箝位位準變為穩定為止，且這在圖像影像中將 變為顯而易見。因此，由於考慮響應速率，此種容電器之 電容必須屬於一可允許之範圍。但是這導致，最終，具有 足以達成LPF功能之大電容之容電器無法受到使用，且這造 成雜訊在螢幕上水平延伸之問題。另外，因為一具有大電 容之容電器無法與一固態成像裝置一起受到安裝，且通常 此種大容電器被視為外部組件，以致我們預期可獲得如下 改良：降低一安裝面積以及組件之數目。 另一方面，除了藉由容電器來維持類比值以維持箝位位 準之方法以外，我們也考慮一種數位型式之箝位電路以維 持箝位位準於一數位值。在此種情形之下，其受到組配以 84648 1237999 致柑位位準文到一多位元類比至數位轉換器之數位化，且 一具有位7C冗餘等之數位濾波器是用以執行數位濾波處 理，在數位濾波處理之後，—數位至類比轉換器是用以再 轉換數位化之箝位位準成為類比表示以進行回授。 A而’在此種情形〈下，使用多位元類比至數位轉換器 與一數位濾波電路會導致該電路之尺寸之變大。另外，數 位雜訊位準將增加，且雜訊之頻率將非常高，因而產生數 位雜訊影響箝位電路系統之問題。 ， 、幻如 成像裝置之0PB箝位受到討論。在一以數位方 式、，隹持OPB粉位位準之數位型式箝位電路之情形中，該電 各疋組配成為柑位位準受到一用於信號處理之多位元類比 ^數位轉換器之數位化，以進行數位濾波處理，且在此處 = <後，數位至類比轉換器再度使得數位化箝位位準回復 、=比表不以進行回授。在此種情形之下，用於信號處理 、、夕^元類比至數位轉換器自然需要一高取樣頻率，以致 屋生〈數位雜訊之頻率變得較高。另夕卜因為多位元類比 ϋ 轉換n與數位遽波電路之尺寸較大，所以檢視安裝 巧万、相同於固態成像裝置所安裝之基質之程度變為必 要。 田安裝頦比至數位轉換器，數位濾波電路，與數位至類 口轉換态於相同於固態成像裝置所安裝之基質時，通往信 唬處理LSI之任何連結將藉由一數位匯流排來達成。但是， )$】模組之應用，一多位元數位匯流排需要某種大 J <基貝面積，因此這使得其就基質大小而言具有缺點。 84648 1237999 另外’大f之雜訊會因此受到產生以致其很難受到使用。 這也適用於只安裝一類比至數位轉換器於相同於固態成像 裝置所安裝之基質之情形。 另一方面，當—類比至數位轉換器，一數位濾波電路， 與數位土類比轉換器皆與後段之一信號處理]LS]；安裝在— 起時，恐怕數位雜訊會產生於數位至類比轉換器之後之一 類比#號線，且透過一回授匯流排混入一固態成像裝置。 在<數位成像系統中’纟中-類比至數位轉換器，一數位 至類比轉換器，—數位滤波器，與—固態成像裝置皆安裝 於相同基質’不可能將一信號處理⑶與一固態成像裝置分 別視為-系統。如果可能使用—通用產品作為信號處理 LSI ’則此系統無法受到使用。 =則叙万式，—數位型式之傳統箝位電路是設計成為 折位私路與—用於信號處理之多位元類比至數位轉換 器，或-數位至類比轉換器，之組合，且因此，存在—門 題：就雜訊與電路配置而言，籍位電路之完整型態未 實現。 【發明内容】 之而言，本發明滿足下列需求:提供數位系統 …控制方法，且該方法能夠克服數位雜訊與電 各酉置艾問題；與一箝位電路， 裝置。 飞具有琢掛位電路之成像 方^據直本^明之直流位準控制方法是下列直流位準控制 ^準控制万法是設計成為維持一電氣信號之— 84648 -9- 1237999 ::區間《一直流位準於一指定值，*中，獨立於用於轉 包氣“號成為數位信號並執行數位信號處理之一信號處 里系統又一類比至數位轉換區段，藉由使用一類比至數位 轉換區段以比較一直流位準，該直流位準具有低於該信號 ，理系統之該類比至數位轉換區段之位元解析度，該類^ :數位轉換區㉟比較—電氣信號之一取樣週期《直流位準 U預先決足之參考值，以比較該等直流位準來取得該直 準與該參考值之間之差，且一箝位信號被饋回至該電 巩仏唬，以致如此取得之該直流值與該參考值之差可達 大約零。 根據本發明之箝位電路包含一用於直流位準比較之類 比土數位轉換區段，其中該電路藉由用於直流位準比較之 類比至數位轉換區段來比較電氣信號之一取樣週期之一直 流位準與一預先決定之參考值，取得該直流位準與該參考 值4差，且饋回一箝位信號至該電氣信號，以致降低所取 得之該直流位準與該參考值之差。 一根據本發明之成像裝置包含一固態成像裝置，一用於 直til*位^比較之類比至數位轉換區段，與一回授區段，其 中汶回杈區段，藉由用於直流位準比較之類比至數位轉換 區段來比較一成像信號之一取樣週期中之一直流位準與一 預先決定之參考值，取得該直流位準與該參考值之差，且
饋回一箝位信號至該成像信號，以致降低所取得之該直流 位準與該參考值之差。 W 【實施方式】 84648 1237999 現在將參照附圖來詳細說明根據本發明之實例於下文。 圖ΙΑ，1B展示根據本發明第一較佳實例之一成像裝置之 組態的圖形’且該成像裝置具有一電流輸出系統之一固態 成像裝置與-成像信號處理裝置。一成像裝置ι具有，例 如，一CMOS成像裝置以作為固態成像裝置3。另外，成像 ^包含-電流信號檢測區段5 ’其中電流信號檢測區段5 具有-電壓工作點設定區段7與一電流取樣區段9，與另外 :位於固態成像裝置3之後段之電流箝位區段26。應指出的 是：固態成像裝置3，電流信號檢測區段5與電流箝位區段％ 可形成於單一半導體基質。 在圖1A中，包含固悲成像裝置3之光敏區段（感測器陣 列）1〇之一像素單元u是由一光二極體12，一放大電晶體 13 垂直選擇電晶體14，與一重置電晶體1 5來組成。在 本範例中使用n通道M〇S電晶體作為該等電晶體13至ι 5。沿 X方向（列）與γ方向（行）排列之像素單元^包含一像素區 段。在此範例中，為簡化圖形，只有位於行m與列n之一像 素受到展示。 鲁 在像素單元11中’一垂直掃描脈波# V m經由垂直選擇線 17自垂直掃描電路16傳送至垂直選擇電晶體14之閘極，且 一垂直掃描脈波0 VRm經由垂直重置線1 8自垂直掃描電路 16傳送至重置電晶體15之閘極。另外，一在光二極體12受 J光轉換之仏號電何是在放大電晶體轉換成為一信號電 流> ’且、經由垂直選擇電晶體14輸出至垂直信號線19。 一水平線選擇電晶體21連接垂直信號線19與水平信號線 84648 -11- 1237999 2〇。-水平掃描脈波…自水平掃描電路η傳送至水 選擇電晶體21之閘極，因而使得— " 口 、 、 τ 目像素11輸出至垂直信 號線19《信號電流流動通過水平線選擇電晶體 號線20。 丁 -電流信號檢測區段5連接至水平信號線2〇之一端，且經 由包含於其之一電壓工作點設定區们與一電流取樣區： 9’進^連接至-電流箝位區段26。對於電流信號檢測區 段5，取好使用，例如，一藉由電流模式之cds處理功能所 構成之區&，如指配給本權利人之曰本專利申請公告號碼 2002-102108所揭示。 電壓工作點設定區段7以穩定方式一直維持水平信號線2〇 之電壓於實質上-怔定位準（例如，近於接地（gnd)位準）。 電流取樣區段9經由水平信號線2〇接收—像素信號以作為一 電流，其中水平信號線20是像素信號線之一範例，且藉由 取樣該電流，包含於該電流信號之一偏移電流受到刪除， 因而只獲得一純信號。這使得包含於該像素信號之一 FPN(固定圖樣雜訊）受到抑制。 電流箝位區段26，藉由箝位經由電流信號檢測區段5自水 平信號線20輸入之信號電流之一預先決定位置（明確地說， 一光學黑位準，OPB)，維持0PB位準於一恆定值，且該 OPB位準是電流信號之參考位準。在電流箝位區段26之後 段，一電流至電壓轉換電路受到提供，視需要而定，以轉 換一自電流電路區段26輸入之信號電流成為一信號電壓， 且輸出該信號電壓。 -12 - 84648 1237999 固您、成像裝置3包含’除了包含沿垂直與水平方向排列之 光一極體11之一光敏區段1〇以外（請參看圖1B)，分別用於 垂直Μ水平掃描電路之一輸出控制電路與一輸出電路（皆未 又到展不）。視需要而定’其可受到組配以致一微透鏡配置 於對應又光二極體丨丨，以聚焦一要照攝之圖像影像。 如圖1B所示，在光敏區段1〇之一端之一部份上藉由遮 罩忒等光一極體1 1之上半部，一些感測器行（不透通區段）受 ，配置。作為—直未受到光照射之片段之此區段的一輸出 ^為黑位準（光學黑位準），且此種像素稱為〇pB像素。該 等OPB像素—般提供於—些線之垂直掃描之開端（線水平 掃描週期），與一些像素之水平掃描之開端。 電流箝位區段26檢測一成像信號之一預先決定週期之直 ^位準’ #中該成像信號是以電流模式自電流信號檢測區 段5輸出’且以一方式來饋回該電流信號至該成像信號，以 致檢測之直流位準與預先決定之參考值之差實質上達到 零。明確地說，電流箝位區段26具有—輸出電路加，一籍 位電路25〇’與—相加區段28()。電流箝位區㈣檢測咖 像素^輸出信號，1比較檢測之值與預先決定之參考值。 在本貫例中’-自電流信號檢測區段5輸出之電流信號在輸 出電路202轉換成為―電壓信號，而箝位電路2洲比較該 電壓信號之OPB位準與參考電壓。 接著，箝位電路250改變箝位位準（亦即〇pB位準），以致 當-⑽像素輸出變成大於參考電壓時，則根據比較之社 果來使得箝位位準變小，且執行—貞回❹制以使0PB像 84648 -13- 1237999 素之輸出位準收斂至參考值。在本組態中，一在電流信號 檢測區段5之CDS處理之後來自電流箝位區段26之回授信 號，以電流（箝位電流）方式，受到加入，因而其後可改變一 信號之直流位準至一所要值（預先決定之參考值）。 圖2是一展示一具有前所提及組態之成像裝置1之電流箝 位區段26功能組態的方塊圖，連同成像裝置1之整體圖示。 如圖所示，電流箝位區段26是由下列元件組成：一可變增益 放大器（VGA) 200，以控制一電流增益；一電流至電壓轉換 區段（其後稱為電流至電壓轉換區段220)，且其為輸出電路 202之一範例，以轉換電流信號成為電壓信號；與箝位電路 250 ° 箝位電路250具有一電流輸出型式之差動放大器252，以 執行自電流至電壓轉換區段220輸出之電壓信號S3之監測， 且輸出監測之結果以作為箝位電流S cp。也就是說，電流輸 出型式之差動放大器252具備下列二功能：一直流位準比較 區段，以檢測一成像信號之一預先決定週期之直流位準， 且藉由比較檢測之直流位準與預先決定之參考值來獲得直 流位準與參考值之差；與一電流回授區段，以饋回該箝位電 流至該成像信號，以致直流位準與參考值之差實質上達到 零。 例如，對於電流輸出型式之差動放大器252之預先決定位 置（決定於一電路組態之位置），一電路脈波受到輸入以定義 一箝位時序。明確地說，OPB箝位是藉由輸入一對應於固 態成像裝置3之OPB像素位置之脈波來實現。 84648 -14- 1237999 另外，電流箝位區段26基本上包含電流相加區段280，以 增加一由可變增益放大器200放大至一預先決定位準之電流 信號S1至自差動放大器252取得之箝位電流Sep來輸出一合 成電流S2;與一參考電壓源290，且參考電壓源290是一設定 差動放大器252之工作參考點之工作參考點設定區段的範 例。一用於信號處理系統之類比至數位轉換器28連接至電 流箝位區段26之後段，以轉換類比信號成為數位信號。 在此組態中，電流信號檢測區段5藉由下列方式來檢測一 成像信號，其中該成像信號是自電流型式之固態成像裝置3 輸出以作為電流信號SO:對於該電流信號施加一 CDS相減處 理，且供應電流信號SO至可變增益放大器200。可變增益放 大器200放大在電流信號檢測區段5受到CDS處理之電流信 號SO至預先決定之位準，且供應該信號至電流相加區段280 之一端。電流至電壓轉換區段220轉換電流相加區段280所 供應之電流信號S2成為一電壓信號S3。電壓信號S3接著是 由用於信號處理系統之多位元（例如，8-11位元）類比至數位 轉換器28轉換成為數位信號。 構成箝位電路250之差動放大器252監測自電流至電壓轉 換區段220輸出之電壓信號S3之光學黑位準的電壓值，且藉 由下列方式以電流模式來執行對於電流至電壓轉換區段220 之輸入之回授：供應其之結果作為箝位電流Scp至電流相加 區段280。也就是說，固態成像裝置3，電流信號檢測區段 5，可變增益放大器200，電流至電壓轉換區段220等輸出一 偏移分量，而非一些純信號分量，因而導致輸出信號之直 84648 -15- 1237999 ι仫卞波動。為了吸收箝位電流Scp所造成之此直流位淮 動’箝位電路250受到提供。 卞/ 本組態之箝位功能是藉由下列方式來實現：由差動放大器 匕車又自電流至電壓轉換區段220輸出之電壓信號$之QPB 像素的輪出位準與任意之參考電壓源290之參考電壓νι，且 在可變增益放大器200之後以電流型態來施加回二1以致二 低:們之差成為零。因為CDS相減處理已在電流信號檢測 區段5中完成，其可箝位於此位置。 另外’若要〃 t流模式來施加回授，則—特殊電路，例 如運用電阻之電壓相加器等’是非必要的。因&，本發明 =優點是箝位電流Sep只增加至自τ變增益放纟器2〇〇取 =之信號電流S1，以控制0ΡΒ像素之信號分量之直流位 準。因此此系統是組配成為很簡單，且組件之數目受到降 低0 更另外，因為具有CDS功能之電流信號檢測區段5與可變 曰放大w 2〇〇以電流#號模式來執行信號處理，當處理具 有有限功率私壓之信號時，所以相較於當以電壓信號模 式來處理時’其具有一額外優點，以致其很容易保證一電 路 < 動悲範圍。在利用電流至電壓轉換區段22〇轉換成為一 死壓#號义丽，可藉由在電流箝位區段26中施加回授一次 來達成保證類比電路之動態範圍之目標。 另外，在此範例中’可變增益放大器200***於電流信號 祆測區段5之後。可變增益放大器2〇〇可***於具有cDS# 月匕之電流#號檢測區段5之前，且如果不是特別必要，則可 84648 -16- 1237999 變增益放大器200可受到刪除。此外，不僅可變增益放大器 200而且其他電路區塊，例如一電流型式之取樣維持電路， 也可受到***。 應注意的是，雖然回授在此範例中是在可變增益放大器 200之後段施加至箝位電流，其也可緊接在電流信號檢測區 段5之後受到施加。在此種情形之下，當可變增益放大器 200之增益受到改變時，一增益施加至固態成像裝置3及電 流信號檢測區段5所輸出之一偏移分量，與一箝位電流，以 同時刪除該偏移分量。因此，其具有一優點：當可變增益放 大器200之增益受到改變時，箝位運作很難受到釋放。但 是，箝位電流之一雜訊分量完全受到增益控制，以致就S/N 而言，當增益受到增加時，其變為缺點。 圖3 A展示用於顯示電流信號檢測區段5之第一較佳實例之 一組態的一些圖形。圖3A是其之電路圖，且圖3B是解釋其 之運作之時序圖。如圖所示運用一電流鏡70之一組態之特 徵是使用一電流拷貝器（電流記憶細胞）90作為電流取樣區段 9。應注意的是，此組態相同於指配給本權利人之日本專利 申請公告號碼2002-1 02108所揭示之一電流信號檢測區段之 一實例的組態。 電流鏡70是電流至電流轉換區段之一範例，用以接收經 由水平信號線20輸出之一電流信號，其中水平信號線20是 固態成像裝置3之像素信號線之一範例；與輸出一電流信 號，其中該電流信號之振幅對應於接收之電流信號之振 幅0 84648 -17- 1237999 如圖3A所示，電流鏡70是由—n通道刪電晶體⑼盘一 η通道廳電晶體Q72所構成，其中電晶體⑼作為輸入側 之裝置’ &電晶體Q72則作為輸出側之裝置。在廳電晶體 Q71中’其之沒極與間極共同連接至水平信號線2()，且盆之 源極連接至接地以作為參考電位，同時其之閉極連接^電 晶體Q72之閑極’且電晶體Q72之源極連接至接地（咖）: 也就是說’像素信麟辦接至基本上包含吨道画電晶 體Q7mQ72之電流鏡7G，且信號透過像素信號線2〇自固態 成像裝置3流出。n通道M0S電晶體Q7l與Q72運用具有相同 特性之電晶體。 另外，如圖3八所*，電流拷貝器9〇是藉由下列元件來構 成：一 P通道MOS電晶體Q91，其中電晶體Q91之沒極充當輸 入/輸出終端並連接至n通道M0S電晶體Q72之汲極，且其之 源極連接至功率線VDD; —取樣電容裝置C91，其中取樣電 容裝置C91連接在p通道MOS電晶體Q91之閘極與功率線 VDD之間；一開關裝置SW91，其中開關裝置8貨91連接在口通 道MOS電晶體Q91之閘極與沒極之間；與一開關裝置SW92， 其中開關裝置SW92連接在p通道MOS電晶體Q91之汲極與電 流輸出終端Ι〇υτ之間。 也就是說，首先，電流鏡70之輸出，亦即，η通道MQS電 晶體Q72之汲極終端連接至ρ通道MOS電晶體Q9 1之汲極終 端，取樣電容裝置C91連接於Ρ通道MOS電晶體Q91之閘極 與功率電壓VDD之間，且另外，開關裝置Sw91***於電晶 體Q91之閘極與;及極之間，因而構成電流拷貝器9〇。 84648 -18- 1237999 開關裝置SW92連接至一節點之頂端，該節點連接η通道 MOS電晶體Q72與ρ通道MOS電晶體Q91之汲極，且開關裝 置SW92進一步連接至輸出終端Ιουτ。 在此時，如圖3Α之左側所示，當其受到控制以致開關裝 置SW91處於導通模式且開關裝置SW92處於非導通模式 時，電流拷貝器90是置於輸入階段，然而，如圖3Α之右側 所示，當其受到控制以致開關裝置SW91處於非導通模式而 且開關裝置SW92處於導通模式時，電流拷貝器90是置於輸 出階段。 應指出的是，在圖3 Α之範例中，因為固態成像裝置3使用 η通道MOS電晶體作為放大電晶體13，所以分別使用η通道 MOS電晶體作為電流鏡70，及使用ρ通道MOS電晶體作為電 流拷貝器90，然而，如果固態成像裝置3使用ρ通道MOS電 晶體作為放大電晶體13，則電流鏡70與電流拷貝器90可能 採取下列型態：具有極性相反於圖3 Α所用之該等電晶體之η 通道與ρ通道的電晶體受到使用。 在圖3Β中，一用於開關裝置SW91之控制脈波0 RST，與 一用於開關裝置SW92之控制脈波0 DET受到展示，且一出 現於輸出終端I ο υ τ之輸出信號波形I ο υ τ如圖所示對應於來自 固態成像裝置3之輸出信號波形ΙΙΝ。但是，當開關裝置 SW91與SW92位於高（Η)週期時，控制脈波0 RST與0 DET 控制開關裝置SW91與SW92成為處於導通模式（ON)，且當 開關裝置SW91與SW92位於低（L)週期時，控制脈波0 RST 與0 DET控制開關裝置SW91與SW92成為處於非導通模式 84648 -19- 1237999 (OFF)。藉由#RST與#det之開關控制，p通道Μ〇§電晶體 Q91與電容裝置C91運作成為電流拷貝器。 自固惑成像裝置3，圖3B所示之一信號波形之信號電流心 經由水平信號線20供應至電流鏡7〇之η通道M0S電晶體 Q71。此信號波形相同於電流輸出型式之固態成像裝置之一 般輸出信號波形。例如，一像素週期中存在一重置週期與 -檢測週期，其中在重置週期中偏移分量之_信號⑽受到 輸出，而在檢測週期中一檢測電流"I〇ff_Isi 示他們之差之信號叫變為非常必要之—信號=輸出 自固態成像裝置3輸出之信號電流Iin是經由像素信號線2〇 供應至電流鏡70，其中電流鏡7〇是由二11通道1^〇§電晶體 Q71與Q72所構成。因為電流鏡7〇運作以使輸入電流與輸出 電流變成相等，所以輸入至n通道M〇s電晶體Q7i之信號電 流相同於η通道M0S電晶體q72之汲極電流。 當固態成像裝置3之輸出信號Ιιν處於重置週期時，如圖 3Α之左側所示，在控制脈波0以8丁之Η週期中，開關裝置 SW91受到控制以處於導通模式，且在控制脈波0〇£丁之匕週 期中，開關裝置SW92受到控制以處於非導通模式。在此 時，電流拷貝器90進入輸入階段，以致所有經由電流鏡川 自固態成像裝置3流出之電流Ioff皆受到輸入。 且接著，一對應於信號電流（偏移分量）I〇ff之值之電壓出 現於p通道M0S電晶體Q91之閘極終端，且藉由在下一瞬間 切換開關裝置SW91成為非導通，該瞬間之閘極電壓儲存於 電容裝置C91。此電流拷貝器9〇變為一輸出階段，記憶先前 84648 -20- 1237999 輸入之偏移電流Ioff，且開始如先前一般維持流動。 在此種條件之下，來自固態成像裝置3之輸出信號^接著 偏移至檢測週期，且信號”Ioff_Isig”經由電流鏡7〇流入。但 是，因為電流拷貝器90處於輸出階段，其試圖繼續流動電 流Ioff，其中電流Ioff先前已置入電容裝置C91之記憶體。 在該瞬間，藉由切換開關裝置SW92成為導通，只有置入電 流拷貝器90之記憶體之電流1〇汀與經由電流鏡7〇流入之信號 電流’Ioff-Isig”之差出現於Ι〇υτ終端。換句話說，信號=
Ioff _ (Ioff _ Isig) = lsig受到取得。這意謂一未包含偏移分 量Ioff之純信號Isig出現於Ι〇υτ終端。 以此方式，藉由使用圖3Α所示之組態，造成FpN之偏移 電流Ioff受到刪除，因而使得只有主要信號分量“匕自輸出 終端Ι〇υτ受到擷取以作為電流信號Ι〇υτ，且實現電流模式之 CDS處理功能（亦即Fpn抑制功能）。應注意的是，雖然輸出 電流信號不是連續波，但是其可藉由取樣來轉換成為連續 波。 此電路包含一電流鏡70，其中基本上包含11通道M〇s電晶 體Q71與Q72;P通道M0S電晶體Q91;電容裝置C9l;與一由開 關裝置SW91及SW92所構成之電流拷貝器9〇。其具有下列 特徵：電路組態非常簡單且具有很小數目之裝置。另外，因 為對於充當電流取樣區段9之電流拷貝器9〇之控制只有二階 段’例如在重置週期之記憶與在檢測週期之輸出，其具有 極端簡單控制之特徵。 另外像素#號線2 0之電位一直是由η通道Μ 0 S電晶體 84648 • 21 - 1237999 Q71來決定，其中一構成電流鏡70之二極體連接至電晶體 Q71，且變為一偏壓值，其中該偏壓值對應於n通道MOS電 晶體Q7 1之Vth與該瞬間之電流值與電晶體之大小的總和。 電晶體之Vth與其之大小之適當選擇使得該電位可一直維持 在GND之附近。另外，這使得固態成像裝置3之放大電晶體 13可一直維持良好之放大因數，以防止線性度變差。 圖4是一展示成像裝置1之更詳細組態之圖形。連同運用 前所提及與圖3A所示之電流拷貝器90之一電流信號檢測區 段5的一實例，其顯示可變增益放大器200與電流至電壓轉 換區段220之一實例。 提供於電流信號檢測區段5之後段之可變增益放大器200 是由一電流鏡電路所構成，其中該電流鏡電路包含η通道 MOS電晶體Q201，Q202，Q203，及Q204，分別對應於η通 道MOS電晶體Q201至Q204之電流源1201，1202，1203，及 1204，與分別置放於電流源1202至1204與對應之η通道MOS 電晶體Q202至Q204之間之開關裝置SW202a，SW202b， SW203a，SW203b，SW204a，及 SW204b ° 在此顯示中，n通道MOS電晶體Q201與電流源1201置放於 電流輸入側，而η通道MOS電晶體Q202至Q204與電流源1202 至1204是以可切換之方式配置於電流輸出側。也就是說， 其受到組配以致電流鏡電路之諸輸出級在輸出側是置放於 三平行線。應注意的是，此組態是對應於一必要增益來配 置，且其未特別受限於三平行線。另外，雖然此電流鏡電 路是由η通道MOS電晶體所構成，但是p通道MOS電晶體也 84648 -22- 1237999 可用於此組態。 一自電流信號檢測區段5輸出之電流信號SO輸入於電流鏡 組態之可變增益放大器200輸入側之η通道MOS電晶體Q202 的閘極。電流鏡電路只是根據其之鏡射率來輸出輸入之電 流。但是藉由使得鏡射率成為可變，一可變增益運作可受 到執行。因為開關裝置SW202a至SW204b受到提供以使鏡射 率成為可變，所以這是他們可發揮作用之處。當根據一必 要增益來施加連續性至該等開關裝置SW202a至SW204b時， 鏡射率可受到決定。另外，電流源1201至1204受到提供以作 為用於執行一偏壓電流之配置，以致即使來自電流信號檢 測區段5之信號電流S1變為零，但可變增益放大器200仍可 運作。 提供於可變增益放大器200之後段之電流至電壓轉換區段 220是由下列組件所構成：差動放大器222;—電阻裝置224， 其中該電阻裝置置放於差動放大器222之反相輸入終端㈠與 輸出終端之間；與一參考電壓源226，其中該參考電壓源置 放於差動放大器222之非反相輸入終端（+)與參考電壓（明確 地說，GND(接地））之間。當在電流至電壓轉換區段220中執 行電流至電壓轉換運作時，參考電壓源226充當參考電壓。 自可變增益放大器200輸出之電流信號S 1直接輸入於構成 電流至電壓轉換區段220之差動放大器222之反相輸入終端（-)。另外，來自在電流模式下具有電路功能之差動放大器 252之箝位電流Sep直接輸入於差動放大器222之反相輸入終 端㈠0 84648 -23- 1237999 也就是說，根據此組態，來自可變增益放大器200之電流 信號S1與來自差動放大器252之箝位電流Sep是由差動放大 器222之反相輸入終端㈠加以合成，且由差動放大器222直 接轉換成為電壓信號S 3。因為該電流之加入是由差動放大 器222之反相輸入終端㈠直接執行，所以無需一特殊電路， 例如使用電阻之電壓加法器等，因而使得組件之數目可受 到降低。以此方式，一電流型式之箝位電路可受到產生， 且該箝位電路匹配於電流輸出型式之固態成像裝置3之一組 合0 箝位電路250具有一開關裝置254，以控制電流輸出型式 之差動放大器252之反相輸入終端㈠與電流至電壓轉換區段 2 2 0之輸出之間之籍位時序。一定義箱1位時序之籍位脈波輸 入於開關裝置254之控制終端。明確地說，當一對應於固態 成像裝置3之一 OPB像素位置之脈波受到輸入時，OPB箝位 受到實現。 在此組態中，差動放大器252監測自類比至數位轉換區段 28之輸入電壓輸出之電壓信號S3，其中類比至數位轉換區 段28亦即在任何時間（前一範例之OPB時序）皆受到開關裝置 2 54控制之電流至電壓轉換區段220，且以電流模式施加回 授至電流至電壓轉換區段220之輸入（在此範例中是差動放 大器222之反相輸入終端（-))。應注意的是，取樣維持電路 等可***於差動放大器252之前，以致當開關裝置254是off 時，當其是on時所監測之值可受到維持。 應指出的是，如果電流回授型式之電流箝位區段26受到 84648 -24- 1237999 使用，則可省略一電壓回授型式所需之電壓相加器以及一 用於消除直流分量之電容裝置。藉由只是增加箝位電流Sep 至信號電流S 1，一箝位運作可受到執行。因此，可減少組 件之數目以及信號通過之電路之數目，且因而來自外界之 雜訊之混入可受到降低。 另外，一用於注入箝位電流之電路本身可只藉由，例 如，使用一 MOS電晶體之恆定電流特性，來形成，因而降 低系統之複雜度。尤其，藉由構成電流型式之一 CDS電 路，例如圖4所示之電流信號檢測區段5，電流回授型式之 箝位電路可受到運用，因而有助於簡化系統。例如，藉由 使用一 CMOS電晶體等，固態成像裝置3，電流信號檢測區 段5，與電流箝位區段26可以整合方式形成於一半導體基 質。 另外，因為具有CDS功能之電流信號檢測區段5與可變增 益放大器200執行電流型式之信號處理，所以具有下列優 點：當處理具有一有限範圍之功率電壓之信號時，其較電壓 型式之處理更容易保證電路之動態範圍。 圖5A，5B詳細展示箝位電路250之組態範例。圖5A所示 之一範例是下列情形：電流輸出型式之差動放大器252是以 明確方式由一 CMOS電晶體構成。電流輸出型式之差動放大 器252基本上包含一差動放大器252a與一 p通道MOS電晶體 252b作為主要組件。箝位電路250具有，在差動放大器252a 與p通道MOS電晶體252b之間，一控制電壓產生電路260, 以產生箝位電壓Vcp，其中一旦收到來自差動放大器252之 84648 -25- 1237999 輸出，則箝位電壓Vcp控制p通道MOS電晶體252b之閘極終 端。 p通道MOS電晶體252b之源極終端連接至一功率源（在此 範例中是VDD)，且其之汲極終端連接至電流至電壓轉換區 段220之輸入。當考慮如何對應於圖4所示之電流至電壓轉 換區段220時，其受到組配以致汲極終端連接至差動放大器 222之反相輸入終端（-)，而產生於p通道MOS電晶體252b之 箝位電流Sep輸入於差動放大器222之反相輸入終端（-)。 藉由增加一使p通道MOS電晶體252b運作於飽和區之電壓 至控制電壓產生電路260，p通道MOS電晶體252運作成為電 流源，用以產生一對應於閘極與源極間之電壓之電流。也 就是說，p通道MOS電晶體252b充當一電壓至電流轉換區 段，以轉換控制電壓產生電路260所輸出之箝位電壓Vcp成 為箝位電流Sep。藉由此種方式，箝位電路250可運作成為 電流輸出型式之箝位電路。 應注意的是，即使其受到組配以致，在不使用控制電壓 產生電路260之下，差動放大器252a之輸出電壓直接增加至 p通道MOS電晶體252b之閘極終端，仍可控制輸出信號之直 流位準，亦即，執行箝位功能。 另外，在圖5 A所示之一範例中，其受到組配以致p通道 MOS電晶體252b單獨供應箝位電流Sep自電流至電壓轉換區 段220之輸入。但是，存在另一種組態，其中p通道MOS電 晶體252b受到一 η通道MOS電晶體之置換，以自電流至電壓 轉換區段220拉入箝位電流Sep至η通道MOS電晶體側。更另 84648 -26- 1237999 一組態可受到使用，其中運作是藉由下列方式來執行：藉由 切換電流流動之方向來同時使用p通道MOS電晶體與η通道 MOS電晶體。 另外，根據圖5Α所示之範例，控制電壓產電路260所輸出 之箝位電壓Vcp是藉由使用ρ通道MOS電晶體252b來轉換成 為箝位電流Sep。但是此轉換未受限於此種情形，因為藉由 以電流輸出型式來構成差動放大器252a之輸出終端，所以 其也可受到組配以致，在未提供一包含控制電壓產生電路 260，MOS電晶體等之電壓至電流轉換區段之下，電流輸出 型式之差動放大器之輸出可直接產生箝位電流Scp。 圖5B之第二範例展示一組態，其中一三終端開關裝置258 ***於ρ通道MOS電晶體252b之汲極終端。三終端開關裝置 258之一輸入終端a連接至ρ通道MOS電晶體252b之汲極終 端，而一側之輸出終端b連接至電流至電壓轉換區段220之 輸入區段，因此形成一組態，其中另一側之輸出終端c連接 至電流至電壓轉換區段220之工作參考點。 對應於圖4所示之電流至電壓轉換區段220，一組態受到 提供，其中輸出終端b連接至差動放大器222之反相輸入終 端（-)，且產生於ρ通道MOS電晶體252b之箝位電流Sep經由 三終端開關裝置25 8輸入於差動放大器222之反相輸入終端（-)。另外，輸出終端c連接至電流至電壓轉換區段220之非反 相輸入終端（ + )，以致相同於連接至非反相輸入終端（+)之參 考電壓源226之參考電壓V2可受到施加。三終端開關裝置 258之角色將說明於下文。 84648 -27- 1237999 如同電流信號檢測區段5之特定範例在圖3 A中受到引述， 當使用一電流拷貝器細胞以電流模式來執行CDS處理時， 必需閉合開關裝置SW92以在重置週期中進行取樣。在此 時，因為信號電流S1將不流入可變增益放大器200與箝位電 路250，所以只有箝位電流Sep流入電流至電壓轉換區段 220 〇 在信號電流流動之時間週期中，箝位電流Sep流動以適當 確保電流至電壓轉換區段220之動態範圍，因此，如果信號 電流S1變為零，則電流至電壓轉換區段220可由於箝位電流 Sep而暫時自動態範圍變為off。通常，在使用一差動放大器 來製作I/V轉換電路之情形中，一旦其自動態範圍變為off， 則在正常工作條件獲得回復之前其需要時間，如同在其之 工作速度變為極端慢之情形一樣。 為避免前所提及之問題，開關裝置258在相同於開關裝置 SW92之on/off控制之時序受到on/off控制。也就是說，當開 關裝置SW92處於非導通模式以致信號電流S 1未流入電流至 電壓轉換區段220侧時，開關裝置258脫離輸出終端b以分離 電流至電壓轉換區段220之輸入區段與p通道M0S電晶體 252b。藉由此種方式，箝位電流Sep回授至要輸入於電流至 電壓轉換區段220之成像信號S1受到阻止，因而箝位電流 Sep無法流入電流至電壓轉換區段220，而且動態範圍無法 變為off。 另外，如果開關裝置258只是受到斷開，則來自p通道 M0S電晶體252b之箝位電流Sep失去可流通之管道，因此， 84648 -28- 1237999 箝位電流Sep之電流值將達到零。接著，下一次，開關裝置 258連接至輸出終端b側以開始流動箝位電流Sep，其需要時 間方可穩定於所要之電流值，因此，其可能無法在預先決 定之時間週期以内準確地複製電流。 因此，相反於只是執行開關裝置258之on/off控制，存在 一些運用之程序，如圖5B所示，其中，當使得開關裝置 SW91成為非導通且連接至電流至電壓轉換區段220之非反 相輸入終端（+)侧時，藉由切換開關裝置258自輸出終端b至 輸出終端c側，連接是改變至參考電壓源226，且非反相輸 入終端（+)連接至參考電壓源226。也就是說，在使得開關 裝置SW92成為非導通之重置時間週期中，箝位電流Sep回 授至成像信號受到停止，而，同時，停止該回授之箝位電 流Sep饋回至參考電壓源226，且這是用於設定電流至電壓 轉換區段220之工作參考點。 藉由如此做，就流動箝位電流Sep之p通道MOS電晶體 252b而言，即使當箝位電流Sep流入電流至電壓轉換區段 220時且當未流動時，其顯得似乎沒有任何事改變。因此， 一直受到控制電壓產生電路260之控制之一電流可受到執 行，因此可維持箝位電流Sep之穩定度。也就是說，箝位電 流Sep之穩定度一直受到維持，且下一次當箝位電流Sep流 入成像信號S 1時，可立即獲得一所要電流。 如前所提及，根據前所提及之實例之組態，因為電流回 授型式之箝位電路是配置成為受到使用，所以在電壓回授 型式之情形中所需之電壓相加器，用於消除直流分量之電 84648 -29- 1237999 容裝置等變為非必要，因而可藉由只饋回箝位電流至信號 電流來致能直流箝位。因此，組件之數目可受到降低且供 信號通過之電路之數目也可受到降低。因此，來自外界之 雜訊之混入等也可受到降低。 另外，如圖5 A，5B之詳細組態所示，箝位電流流入之電 路本身可只是藉由運用MOS電晶體之恆定電流特性來形 成，因而限制系統之複雜度。另外，結合組配成為執行電 流型式之信號處理之一 CDS電路與一 VGA電路，當處理一 具有有限功率範圍之信號時，由於下列原因可獲得一優點： 相較於藉由電壓型式之處理，更容易保證電路之動態範 圍。 圖6 A與6B是一展示一箝位電路之組態之圖形，明確地說 是更詳細之控制電壓產生電路與相關波形。圖6A是一展示 其之組態之方塊圖，而圖6B是用於箝位電路之脈波信號之 時序圖。箝位電路300包含一數位電路之處理區段，其中包 含一專用類比至數位轉換區段，且該類比至數位轉換區段 是獨立於用於信號處理系統之類比至數位轉換器28而受到 提供。其之特徵在於，藉由透過一數位至類比轉換器來送 回數位電路之一處理結果（數位值）至一類比電壓信號，且供 應該類比電壓信號以作為p通道MOS電晶體252b之輸入電 壓，則箝位電流Sep產生於p通道MOS電晶體252b。另外， 箝位電路300包含可藉由下列來操作：一具有相當高速之響 應速率之啟始模式工作區段，或一具有相當低速之響應速 率之正常模式工作區段。 84648 -30- 1237999 如圖6A所示，箝位電路3〇〇是由下列組件所構成：一比較 态302其中比較态302對應於如前所提及之箝位電路25之 差動放大器252a;-上下計數器綱，用以計數比較脈波cp <數目；與一決定電路306，以決定是否上下計數器3〇4之計 數值CNTR滿足預先決定之條件。—藉由在反相器反相 一垂直同步信號vs所獲得之反相垂直同步信號Nvs輸入於 上下计數304之重置終端rsT，且其受到設計以致對於每 一個反相垂直同步信號，Nvs計數值CNT1皆受到重置。 另外，箝位電路300包含一具有向上/下計數功能之暫存 計數器31〇;-數位至類比轉換器312，心直接轉換暫存計 數器310之計數值CNT2成為一類比電壓％?;與一電壓至電 流轉換器（V/〗轉換器）31，以轉換一來自數位至類比轉換器 312之輸出類比電壓成為一電流信號。自電壓至電流轉換器 314輸出之電流信號（箝位電流Scp)饋至電流至電壓轉換區段 220之輸入區段。 一自暫存計數器310至電流至電壓轉換區段22〇之控制系 統具有一極性以致，當計數值CNT2增加時，〇pB位準增 加，而當計數值CNT2降低時，0PB位準降低。對於電壓2 電流轉換器314，前所提及之箝位電路25〇之13通道]^〇8電晶 體252b可受到使用。在此種情形下，數位至類比轉換器η〕 之輸出連接至p通道MOS電晶體252b之閘極終端，且一反相 放大器可依照需要受到提供以產生如前所提及之控制極 性。 暫存計數器310受到配置以致，對應於箝位電路3〇〇之運 84648 -31 - 1237999 作模式’要受到計數之物件有所不同。因為此配置，箝位 電路300基本上包含一模式切換決定電路32〇;第一開關 322 ’以在模式切換決定電路32〇之控制之下，切換一輸入 於暫存計數器310之時脈終端（：尺之脈波成為垂直同步信號 vs或比較脈波CP;與第二開關324，以同樣地切換一輸入於 暫存计數洛3 10之上/下切換終端（U/D)之信號成為比較器3〇2 或決定電路306之輸出。 上下計數器304與暫存計數器31〇，雖然具有不同之物件 要文到計數，是相同的，因為他們之基本運作包含向上/下 計數功能。但是，因為暫存計數器31〇之計數值cnt2直接 儲存後段之數位至類比轉換器312之暫存值，所以一對應於 想要收斂至之OPB位準之初始值D1設定於暫存計數器。 而且，獨立於信號處理系統之類 双1乂得換器a ,六 中類比至數位轉換H28轉換來自電流至電壓轉換區段22〇之 成像信號S3成為數位信號，並執行數位信號處理，作為一 =於比較直流位準之類比至數位轉換區段，且相對於信號 處理系統之類比至數位轉換區段而言具有較低之位元解析 度，比較器302與上下計數器3〇4或暫存 供。 W存计數器31〇受到提 3:如’在4㈣式期間，藉由比較器3〇2與暫存計數器 一 土本上一1_位7°類比至數位轉換區段受到構成，其中 一貝際取樣頻率變為比較脈波CP之韻 \ y只平。另外，.壹 式期間’藉由比較器302與上下計數器3〇4 -^ t 巷尽上 '1 - T2 兀β比至數位轉換區段受到構成。 另外，以比較器302所取 84648 -32- 1237999 侍 <數位數據為基礎，其中比較器3〇2充當類比至數位轉換 區段以進仃直流位率比較，上下計數器3〇4或暫存計數器 310，決足電路306與暫存計數器3 1〇充當數位處理區段，以 取得-對斜±流位準與|考值之間之差之控制電壓信 號。 用於運作控制之垂直同步信號¥8與用於籍位電路之比 較脈波CP是自-未受到顯示之時序產生器發出。如圖犯所 示，垂直同步信號VS是每-半框（或每—框）皆要受到傳送 之第-脈波。另外’比較脈波cp是—在水平掃描方向之镇 先側之-GPB像素位置傳送之脈波，且聯鎖於對於光敏區 段10之每一水平掃描線（1H)首先要受到傳送之水平同步信 號HS。比較脈波CP是用於比較任一行之〇pB像素之一輸出 信號與比較脈波CP之一時序之參考電壓，其中該輸出信號 ，備於固態成像裝置3之水平掃描方向之縣側。應注意的 是’在垂直掃描方向之領先側之〇PB像素位置，比較脈波 CP是配置成為不會受到發出。 來自參考電壓產生電路303之參考電壓V3輸入於比較器 302之一侧之輸入終端。參考電壓產生電路3〇3未產生一固 疋之參考電壓’而是產生參考電壓V3,纟中參考電壓谓 於每-比較脈波CP會以實質上相同之幅度來擺動(以交替方 式來切換至高電壓側與低電壓側p參考電壓v 3是〇 p B位準 〜、要收斂土〈電壓’且其《中位值V3〇與其之擺動幅度 同電㈣位區段26之後段之信號處理—起受到決 定。 84648 -33- 1237999 比較器302比較參考電壓V3之值與電流至電壓轉換區段 220所輸出之電壓信號S3之值，且以數位值來輸出該比較之 結果。明確地說，如果參考電壓V3大於電壓信號S3，貝Γ高 (Η)π受到輸出，且對於任何其他情形則”低（L)’’受到輸出。 此比較之結果在啟始模式之下是輸入於暫存計數器3 10之上 下切換終端（U/D)，且在正常模式之下其是輸入於上下計數 器304之上下切換終端（U/D)。 上下計數器304與決定電路306是只運作於正常模式之單 元。當比較脈波CP輸入於時脈終端CK且上下切換終端 (U/D)是ΠΗΠ時，亦即當參考電壓乂3>電壓信號S3時，上下計 數器304增加” + 1"至計數值CNT1。相反地，當上下切換終 端（U/D)是” L”時，亦即當參考電壓V3S電壓信號S3時，比較 脈波CP輸入於時脈終端CK，接著，”-1”增加至計數值 CNT1。 如圖6B所示，比較脈波CP是要在OPB像素位置受到傳 送。結果，藉由比較器302與上下計數器304，在水平掃描 方向之預先決定行之OPB像素的輸出信號S3與參考電壓V3 在比較脈波CP之時序彼此受到比較，而比較之結果是要反 映於上下計數器304之計數值CNT1。 上下計數器304之計數值CNT1輸入於決定電路306之一側 之輸入終端。決定電路306受到特別組配以作為數位比較 器，且一信號DO(數位值）受到輸入，作為一決定參考值， 至另一側之輸入終端。 當計數值CNT1大於正決定參考值f’DOn時，決定電路306 84648 -34- 1237999 在下-垂直同步信號…輸出一信號以增 器3 1 0夕斗私# ^ 上土暫存奋十數 十數值CNT2。相反地，當其小 »» n〇ff ni 、貞決足參考值 時，一增加” + 1”至暫存計數器3 骑A糾认， < 冲數值CNT2之信 虎又到輛出。決定電路3〇6之輸出輸 上下切換終#_卜 ^存計數器31〇之 ^處於啟始模式時，暫存計數器加使用比較㈣2之比 &认， 、才J疋上下叶數器304使用比 較輸出。前述事實是唯一的不同， ^ U 丑以比較輸出為基礎之 計數運作是，在啟始模式與正常模式中，根據在水平同步 信號HS之後之比較脈波⑶來受到執行。也就是說，基本 上，參考電壓V3與OPB位準之間之比較運作是只藉由在水 平同步信號HS之後之比較脈波cp來執行。 因此，在一除了當比較脈波CP是作用時以外之時間週期 中，比較器302與參考電壓產生電路3〇3無需運作。相對 地，如果他們在運作中，則一直流電流將串流至比較器3〇2 與參考電壓產生電路303，因而浪費電流消耗。因此，所需 做的事是比較脈波CP只在作用時序中是致能（ENABLE)。因 而，在本實例中，其受到組配以致on/off控制區段309產生 一控制信號，其中該控制信號與水平同步信號一起上升， 且與比較脈波CP —起下降，以致藉由透過此控制信號來施 加ENABLE至比較器3〇2與參考電壓產生電路3〇3，以使一開 關在取樣週期以外進入準備狀態。0n/0ff控制區段3〇9之特 定電路之顯示受到省略。準備狀態意謂著，如果處於該狀 態’則一在該電路中流動之功率電流小於在取樣週期之 84648 -35- 1237999 enable狀態之功率電流。這使得電流消耗可受到降低。 前所提及之組態之箝位電路300是以一方式受到連接以運 作成為，在啟始模式與正常模式中，當電流至電壓轉換區 段220所輸出之電壓信號S3之OPB像素輸出位準大於參考電 壓V3時，比較器3〇2輸出變為”L"，因而使得暫存計數器 之4數值CNT2減"1"，jl進一步使得籍位控制電壓％減 "1LSB" ’而箝位電路電壓Vcp是數位至類比轉換器％之類 比輸出。結果，整個系統形成一負回授控制系、统，其中電 机至包壓轉換區段22〇之〇pB像素輸出位準（OPB位準）也變 為更小’以降低與參考電壓V3之間之差。 又 域可自圖6B看出，相料垂直同步信號％，比較脈波 CP是處於高頻。因此，當比較脈波CP輸入於暫存計數器 之寺脈知入終端CK以設定電壓至電流轉換器3 I*之暫 ，時、’整個控制系統運作於相當高之速度。箝位電路则設 為啟始模式。另一方面，當垂直同步信號 、、…寺脈輸入終端CK時’整個控制系統運作於相當低 (速度。箝位電路3GG設定此狀態成為正常模式。^ 附4，當0PB像素輸出與參考電壓V3之間之差缴 :電==轉換器314之"1LSB"之波動所造成的二改變 '八、狀態，其中電壓至電流轉換器314之輸出♦懕 變成更高及/或更低。雖然就前所提及之數位控制而士^ 怨可描迷成為穩定點，t電壓波動展現成為一不均 時，其無法被描述成為穩定點；相對地，: 處於振纽態。在-方面，此狀態顯示咖像素 84648 -36- 1237999 考電壓V 3彼此夠接近。 現在，在實際控制中，當OPB像素輸出遠離參考電壓 時，-用以逼近參考電壓V3之運作狀態受到設定成為啟始 板式（棱式輸出L)，且相當高速之運作可藉由下列方式來達 成：使得暫存計數器31〇以比較脈波cp4基礎來進行計數運 作。當模式切換決定電路32〇偵出〇PB像素輸出與參考電壓 V3處於㈣近之狀㈣，且#運作處於啟始模式時，則偏 移至正常模式（模式輸出印以進行低速運作。而且為使前所 提及之《狀態不會發生於正f模式，應使運作處於低於 啟始模式之速度與靈敏度。 模式切換決定電路320決定，藉由監測數位至類比轉換器 3U之輸出電壓自上升狀態改變成為下降狀態，是否⑽像 素輸出變為接近於參考電壓V3。例如，比較器搬比較收敛 <目標箝位位準與實際之〇PB位準，其中比較器搬是類比 比較器。當料數位至類比轉換器312之_步階之〇pB位準 的波動幅度大於目標箝位位準與〇PB位準時，向上盘向下 =動數位至類比轉換器312之輸出電壓可能導致一振盧狀 ^。另外’即使未達到振盘狀態，離散控制是以數位方式 J執行目此’即使波動屬於一收敛範圍，⑽B位準之 向上與向下移動將會重複，其中目標箝位位準位於中央。 現在，模式切換決定電路32〇決定，不僅當目標籍位位準 與實際〇PB位準受料定成為夠接近時，而且當QPB位準之 向上與向下移動（包含由於振盛狀態所造成之移動）受到偵出 時’偏移至正常模式之條件受到滿足。作為一決定模式切 84648 -37- 1237999 換之方法，藉由監測暫存計數器3丨之計數值cnt2《改變， :以數位至類比轉換器3 12之輸出電壓自上升狀態至下降狀 恶（或自下降狀態至上升狀態）之—次改變為基礎來決定模式 切換條件受到滿足。另夕卜，假設許多次之向上與向下受到 十數則也可決定模式切換條件已受到滿足。 、、圖7是一展示處於啟始模式之箝位電路3〇〇之控制運作的 流程圖。啟始模式藉由比較器3〇2來比較一目標位準與實際 ㈣位準’其中在比較脈波cp週期中想要收❹該目標位 準以作為箝位脈波，且比較器3G2是類比比較器；在偵出之 OPBL準—很低之情形巾，暫存計數器別之計數值c㈣加 1 ’而在高位準之情形巾，處理受到執行以使CNT2減卜因 為暫存4數器31()連接至數位至類比轉換器312，當計數值 CND轉換成為類比值時，且當電流相加區段⑽增加該值 至信號線時，⑽位準向上與向下移動。以此方式，可藉 J方式來進行-回速”拉入同步"(㈣卜⑻運作：使得ΟΡΒ 位準在每-次比較皆更接近想要收敛至之目標位準。詳細 之說明將描述於下文。 粉位電路3 0 〇首先埶；^，，路μ > 孰仃啟L挺式之初始化，，（S100)。例 =，、模式切換決定電路32()設定模式輸出成為"l”。另外， 2電路綱設定暫存計數器no之初始值D1。-旦收到此 口又疋對應於初始值D1之電壓自電壓至電流轉換器川受到 輸：：而一旦收到該電壓，則電壓至電流轉換器314供應初 七柑U m Sep至電流至電壓轉換區段之輸入區段。 接著，箝位電路300比較電流至電壓轉換區段22〇電塵信 84648 -38- 1237999 號S3之所展示之opb與參考雷厭 、 爹▼电壓V3，且此比較之結果輸入 於暫存計數器3 1 〇，以保存餐 s 予数位土類比轉換器3 12之暫存 值。拉入同步運作之結果是夢 疋猎由比較脈波CP來反映成為 OPB像素與參考電壓之間之比#处 J <比季乂結果，其中比較脈波cp在 輸出OPB像素之時序上升。 明確地說，首先，藉由比較器3〇2與暫存計數器31〇，電 流至電壓㈣區段220之電壓信號S3所展示之⑽位準與參 考電壓V3是以比較脈波CP為基礎受到比較(麗)。如果 ㈣位準大於參考電壓V3，則暫存計數器31()增力^，，至暫 存计數值CNT2。因此，數位至類比轉換器312降低其之輸 出電壓（SU2)，用以降低⑽位準（SU4)。其後，藉由返回 至步驟S1G2，用於下-水平掃描之前所提及之處理⑻们至 SlMk到重複。也就是說，直到〇pB位準變為低於參考電 jV3為止，藉由對於用於水平掃描之每一 〇pB像素，重複 前所提及之處理以降低0PB位準至參考電壓v3。 相反地田OPB位準低於（小於或等於）參考電壓時，暫 存計數器310增加”+ 1 ”至暫存計數值CNT2(slo2至sl2o)。一 旦收到此訊息，則數位至類比轉換器312降低其之輸出電壓 (S122) ’以導致opb位準之小幅增加⑻叫。其後，返回至 >^S102 JL對於下—水平掃描，前所提及之處理⑻们至 S 124)文到重複。也就是說，直到〇pB位準變為高於參考電 壓V3為止，藉由對於用於水平掃描之每一〇pB像素，重複 w所提及之處理以增加0PB位準至參考電壓V3。 在此程序中，模式切換決定電路320監測暫存計數器31〇 84648 -39- 1237999 〈叶數值CNT2 ’計算計數值cnT2自向上至向下或自向下 土向上<改變次數（S13〇)，與決定是否取得之計數滿足預 先夬疋4變成正常模式之切換條件（S132)。如果該切換條 件又到滿足，則模式切換決定電路32〇藉由切換模式輸出自 L 土 Η來偏移箝位電路3〇〇至正常模式（§134)。 因為透過步騾8122與8132之〇PB位準控制電壓之切換是 針對每一比較脈波來受到執行，所以其是相當高速之控制 運作。也就疋說，在啟始模式中，運作可以一模式來執 行，其中OPB箝位位準快速收斂至設定值。 應 >王意的是，在偏移至正常模式之後，如果由於導致 OPB位準逸出予員t決定&圍之某種原因使得符位運作變為 ，不穩定，則模式切換決定電路32〇可藉由切換模式輸出自 H”至”L”以偏移箝位電路3〇〇至啟始模式（si4〇)，且前所提 及 < 高速拉入同步運作可受到重新啟動。 圖8A，8B展示用於解釋蒋位電路則之正常模式控制運 作與相關波形之圖形。圖以是—展示控制程序之流程圖， 而圖8B是-展示參考電壓產生電路3〇3所產生之參考電壓 V3之一範例的圖形。 當模式自啟始模式偏移至正常模式時，箝位電路3〇〇首先 初始化上下計數器3〇4之計數值CNT1(s扇）。另外，在正常 模式中，比較器302之比較輸出受到切換至暫存計數器31〇 側及輸出，其中暫存計數器則是藉由每—垂直同步％來产
除，及輸入。 W 而且，如果在-框中〇ΡΒ像素輸出位準大於參考電壓 84648 1237999 V3，則” + i”受到重複，且如果〇pB像素輸出位準小於參考 電壓V3，則”-i”受到重複。萬一計數值CNT1大於正參考值 ’’DO"，則決定電路3〇6在下一垂直同步信號vs中傳送一信 號’以增加”_1”至暫存計數器31〇之計數值CnT2。相反地， 萬一計數值CNT1小於負參考值"_D〇”，則一信號受到傳送 以增加’’ + 1"至計數值CNT2。 明確地說，首先，藉由比較器3〇2與上下計數器3〇4，電 泥至電壓轉換區段220之電壓信號S3所展示之〇pB位準與參 考電壓V3之間之比較是以比較脈波cp為基礎來執行 (S202)。如果〇PB位準大於參考電壓V3，則上下計數器3叫 坧加+1至计數值CNT1(S204)。相反地，如果opb位準小 於（小於或等於）參考電壓V3，則上下計數器”々增加^丨"至 計數值CNT1(S206)。決定電路3〇6比較計數值CNT1與決定 參考值DO，且輸入此比較之結果至暫存計數器3ι〇。垂直 同步信號vs輸入於暫存計數器31〇之時脈終端ck，且對於 每一垂直同步信號vs，暫存計數器31〇驗證決定電路3〇6之 決定結果（S210)。 如圖叩所不，參考電壓產生電路303使得參考電壓¥3在 正常模式中對於每-比較脈波CP在-波動幅度中上下 波動。對應地’例如，值"64"受到設定成為決定電路娜之 決定參考值D〇,以致—旦上下計數器州之計數值cnt^ 越值"±64” ’則使得暫存計數器31〇開始運作。如果咖像 素輸出大於具有高參考電壓V3之位準"V3 + "，叫上下叶數哭 3〇4對於每-比較脈波cp重複增加"+ 1”，以在第⑷欠:㈣ 84648 •41 - 1237999 達到 f’ + 63’’（S202，S204，與 S210)。 現在，如果決定電路306之決定結果顯示計數值CNT1大 於正參考值”DOn(在前一範例中是64)，則同步於下一垂直 同步信號VS，暫存計數器310增加”-Γ’至計數值CNT2 (S220)。一旦收到此訊息，則數位至類比轉換器312降低其 之輸出電壓（S222)。因此，OPB位準降低（S224)。其後，返 回至步驟S200以重複關於下一框之前所提及之處理（S200至 S224)。也就是說，前所提及之處理受到重複，直到OPB像 素輸出變為接近於參考電壓V3之中位值V30為止。 相反地，如果OPB像素輸出大於參考電壓V3之一小位準 ’’V3-’’，則上下計數器304對於每一比較脈波CP以重複方式 增加"-1”，且在第64次比較時達到”-64’’（S202，S206，與 S210)。現在，如果決定電路306之決定結果顯示計數值 CNT1小於負參考值n-DOn(在前一範例中是-64)，則同步於 下一垂直同步信號VS，暫存計數器310增加"+ 1”至計數值 CNT2(S230)〇 —旦收到此訊息，貝|J數位至類比轉換器312增 加其之輸出電壓（S232)。因此，OPB位準增加（S234)。其 後，返回至步驟S200以重複關於下一框之前所提及之處理 (S200至S234)。也就是說，前所提及之處理受到重複，直 到OPB像素輸出變為接近於參考電壓V3之中位值V30為止。 以此方式，在正常模式中，在箝位脈波週期中，比較器 302比較對應於想要收斂至之目標箝位位準之參考電壓V3與 實際OPB位準，且上下計數器304計數此比較之結果（高/ 低）。如果其相對於想要收斂至之收斂位準為高，則上下計 84648 -42- 1237999 數备304文到驅動以增加，，+1，，，且如果其相對於想要收斂至 、 放4 ^為低’則上下計數器3 0 4受到驅動以增加"_ 1，，， 因而維持計數值CNT1，且藉由上下計數器3〇4，計數值 = NT1文到監測。只有一旦計數值cNTl跨越預先決定之位 準（先岫範例之決定參考值土D〇)，用於改變箝位位準之信號 方傳送至暫存計數器3 1 0。 藉由使得如此獲得之比較結果未直接反映成為數位至類 :匕轉換态312之輸出’相對於比較器之誤差與雜訊，穩定度 可文到提供。此外，藉由在垂直同步信號VS之後立刻改變 箝位位準，可穩定一框之影像並阻止雜訊產生於該影像， 其中垂直同步信號¥8是在改變箝位位準之需求發生之後一 用於垂直掃描之啟始脈波。 在一方面，當對於以比較脈波Cp為基礎之每一比較， 〇PB像素輸出是介於參考電壓V3之-高位準”V3 +"與一低位 之間時，上下計數器304重複對於計數值CNT1之增 加” + 1”及’M,’。結果，上下計數器304無法達到” ±64"，且 柑位位準維持固定。以此方式，參考電壓v3之波動幅度㈣ 運作成為箝位電路3〇〇之遲鈍區。 籍位位準對應於一值，亦即受到數位至類比轉換器312修 改成為類比值之計數值衝2，且取得—離散值。藉由使得 波動幅度ΔΥ3大於對應於數位至類比轉換器312之1LSB之箝 位位準的波動部份，可使〇ΡΒ像素輸出進入遲鈍區。 -也就是說，在正常模式中，⑽箝位運作可以低於啟始 挺式之靈敏度來執行。另外，這可保證相對於雜訊之穩定 84648 -43 - 1237999 度。但疋，實際上，雜訊會混入〇pB像素輸出，因而，平 均而S ’即使其落人遲純區，其可在瞬間跨越波動幅度。 如果雜訊很強，請參看前一範例，則就機率而言可能存在 64 ’人之向上或向下計數。此波動在下一框中會返回之機率 很同，且如果這爻到重複，這會導致一框閃爍。在此種情 形中，藉由凋整參考電壓V3之波動幅度Δν3，〇pB箝位之 靈敏度可受到設定。 另外，在正常模式中，暫存計數器31〇是與垂直同步信號 VS同時受到改變。也就是說，一實際取樣頻率變為垂直同 步信號VS之頻率。這意謂一影像之領先部份可改變箝位位 準，因而可產生能夠阻止雜訊混入影像中之效果。另外， 因為對於每一垂直同步信號VS透過步騾S222與S232之OPB 位準控制電壓皆受到切換，所以其將是相當緩慢之控制運 作。在這方面，就穩定操作〇PB箝位控制而言這是非常有 效。也就疋說，在正常模式中，關於何時〇pB位準會實質 上收斂至參考值，可運作於一相對於箝位位準波動而言具 有低靈敏度之狀態。 應注意的是，在偏移至正常模式之後，如果由於某種原 因使得箝位運作變成不穩定，以致OPB位準逸出預先決定 之範圍（S202)，則模式切換決定電路32〇藉由切換模式輸出 自·Ή”至”L”來偏移箝位電路300至啟始模式（S24〇)。這使得 啟始模式之高速扭入同步運作可重新啟動。 如前所提及，利用數位電路來組配之處理區段保存一用 於固疋光學黑位準（OPB)所必需之直流偏移量， 其中OPB位 84648 -44- 1237999 準是由固態成像裝置3所輸 、 箝位位準於固態成像裝置3出二即：以數位值來保存㈣ 類比值來保存時需要 雜：-外邵電容，而當以 抑制榮幕之黑位準波動的〇p :;::，透過數位處理之 時降低㈣之數目與封裝面積^位功能可党到實現，且同 手=二由電路(類比至數位轉換器)以分離於信號 來使柑位位準數位化，—低解析度之類比至數位轉換 态可文到制。例如，為使咖位準數位化， 亦即以1位元數位化之類比比較器，可受到使用，^可利 用低於使用多位元㈣至數位轉換器之情形之取樣頻率， 使得數位雜訊問題可減輕且電路可做得更小。因此:、箝位 電二00與固態成像裝置3整合於相同之半導體基質可提供 ’㈣固‘態成像裝置具有一能夠進行整合 足措位系統。 另外’藉由設定多個運作模式，其中該等運作模式且有 不同之運作速度與相對於0PB位準波動之靈敏度，則可提 供高速拉入同步運作與對於雜訊之穩定度之二完全相反特 #卜例如’如果其受到組配以使具有正常靈敏=高速啟 始模式與具有-遲純區之低速正常模式之切換可受到使 用，在藉由用於快速收斂之啟始模式來收斂至箝位位谁之 後’-變為正常模式（正常運作模式）之偏移可同時具有:速 拉入同步運作與對於雜訊之穩定度，其中正常模式對於 OPB位準波動具有低靈敏度。 藉由此種方式，當釋放"準備"時’或如果存在一巨大箝 84648 -45- 1237999 4 I1波動，其中該波動伴隨著VGA增益之變動所造成之 偏私夏的一尖銳波動，則可快速收斂至箝位位準。同時， 柑位位準波動可藉由壓抑穩定情形之靈敏度來加以限制。 明參看圖9A，9B，其中展示用以解釋一成像裝置之第二 車乂佳實例與相關波形之圖形，且該成像裝置配備一箝位電 路，而琢箝位電路包含一數位電路之處理區段。圖9A是其 <示意表示圖，而圖9B是一控制脈波之時序圖。 第二較佳實例之一成像裝置丨之特徵在於：電流箝位區段 二有夕個不同位元解析度（類比至數位轉換精確度與數位 至類比轉換精確度）之系統之箝位電路。在電流相加區段 280與精細箝位電路4〇〇之間，一開關裝置282受到提供，用 以來自精細箝位電路400之箝位電流Scp2< 〇n/〇ff運作。一 粗略柑位電路3〇丨是一在數位至類比轉換中對於每一位元具 有一相當小電壓步階（位元解析度）之箝位電路。在一方面， 精、、、田箝位電路4〇〇是一在數位至類比轉換中對於每一位元具 有私壓步階（位元解析度）之箝位電路，且該位元解析度較 粗略箝位電路301之位元解析度為精細。 每一電路之基本組態可為，例如，相同於前一實例所描 述<折位電路300。在此種情形中，粗略箝位電路3〇ι可為 ”有啟:L模式之電路。取好精細箝位電路4⑽是同時以啟 始模式與正常模式之組態為基礎。 一如圖9B所示之比較脈波CPU1)受到使用以作為粗略箝 位電路3〇1之比較脈波，且一如圖卯所示之比較脈波cp(0) 受到使用以作為精細箝位電路400之比較脈波。比較脈波 84648 -46- 1237999 CP(《1)在一 OPB像素區（OPB區01)之一線或一些線之一水平 掃描週期中連續發出數十至數百脈波（相對於光敏區段丨〇之 一有效成像區），其中該OPB像素區係提供於固態成像裝置3 之垂直掃描之領先側。 在一方面，比較脈波CP( 02)相同於第一較佳實例所用之 比較脈波CP。這是一由水平掃描方向之領先側之opb像素 區（OPB區0 2)傳出之脈波。應進行配置以確保比較脈波 CP(02)無法由垂直掃描方向之領先側之0PB像素區（〇pB區 沴1)傳出。 例如，如果需要保持每一數位灰階之一電壓步階小於4 mV(=〇.〇〇4 V)，因為要藉由箝位來補償3 V之一大電壓運作 範圍，所以得到3 V/0.004 V=750灰階，然而以傳統方式則 需要多於10位元。 本較佳實例之一特點是，當類比至數位轉換與數位至類 比轉換使用少於1 〇位元時，超過1 〇位元之最終精確度受到 確保。因此，首先，對於想要藉由具有5位元/1 00 mV步階 之粗略箝位電路301收斂至之值，使得opb位準收斂成為， 例如’具有最大±丨〇〇 mV之誤差。接著，產生於粗略箝位 電路301之誤差土100 mv是透過具有8位元/1 mV步階之精細 箝位電路400來受到補償。 粗略箝位電路301之5位元/100 mV步階具有3.2 V之控制 車巳圍。如果運用一組態來控制1〇〇 mV，其中1〇〇 mv是粗略 掛位電路301之誤差部份，根據精細箝位電路400之1 mV步 产白’以整體作為電流箝位區段26，多於3 V/3200灰階之位 84648 -47- 1237999 元解析度可受到確保’且基本上’具有超㈣位元之精確 度《灰階控制變為可能。因為精細箝位電路4〇〇具有^ w步 階，所以其具有256 mV之控制範目。因此，當粗略箝位電 路训理想上可收叙於±5G mV時’本實例可控制於土ι〇〇 mV，因此不會造成問題。 元解析度之多個箝位電路以組 以此方式，當具有不同位 合方式受到使科，可使用H位元解析度之籍位電 路，且該位元解析度低於最終做為每一箝位電路之位元解 析度所需 < 位7C解析度。因此，一無需將精確度列入考慮 之私路組悲可文到使用，且整個箝位電路可變得很小與簡 早。在前所提及之範例中，在不使用一需要大電路面積之 電路之下， 轉換器，一 例如10位元之類比至數位轉換器或數位至類比 具有所需之高精確度與大動態範圍（3 V/0.004 7 5 0步(¾ )之數位保存型式的籍位電路可受到實現。 若要實現一具有一精確位元解析度之箝位功能，其中該 位兀解析度高於使用具有不同位元解析度之二箝位電路3〇1 Μ 400之個別位元解析度，則下列控制方法受到使用：首 先，如圖9Β所示，在一 〇ΡΒ像素區（〇ρΒ區之一線或一些 線 < 水平掃描週期中，其中該〇ρΒ像素區提供於固態成像 裝置3之垂直掃描之領先侧，開關裝置282受到關閉，以暫 時停止來自高解析度箝位電路4〇〇側之箝位控制；且藉由透 過比較脈波CP( )來驅動粗略箝位電路3 〇 1以在此水平掃描 週期中連續發出數十至數百脈波，透過粗略箝位電路3〇丨之 箝位控制可收斂至目標之±1〇〇 以内（誤差部份）。 84648 -48- 1237999 万式，一來自數位至類比轉換器312之低於目標之箝位電壓 又到使用，且一對應之箝位電流Scpl饋至電流相加區段 280 〇 *粗略箝位電路3〇1具有相同於第—較佳實例所描述之籍 t電路3〇0之組態時，下面是-收敛方法。首先，啟始模式 疋由模式切換決定電路32G來設定，且—低於想要收叙至之 '準之值被5又定成為暫存計數器3 1〇之初始值di。藉由此種 -TC* -V > 而且暫存計數器31〇受到比較脈波（<π)之驅動，其中比較 脈波是自垂直掃描之領先侧發出以遞增5位元之數位至類比 轉換器312。當跨越數位至類比轉換器312之輸出想要收斂 至之位準時，比較脈波（ίΠ)對於暫存計數器31〇之驅動應就 停止。如果在一水平掃描週期中無法收斂至目標之附近， 則對於下一線之ΟΡΒ像素元件應執行相同之驅動。 因為固態成像裝置3之垂直掃描領先側之一線部份具有許 多ΟΡΒ像素，所以一屬於初始值D1與比較脈波（ίΗ)之一線 以内之脈波速率受到設定，以致可在該範圍以内達成收 斂。即使在此種情形中，一對應於該脈波速率之取樣頻率 仍低於信號處理系統之類比至數位轉換器28之取樣頻率。 當ΟΡΒ位準透過粗略箝位電路301之箝位控制而收斂至目 標之附近時，開關裝置282受到開啟以導致電流相加區段 280在精細箝位電路400侧操作箝位控制。精細箝位電路400 側之電路之初始化條件設定成為對應於緊接在切換之前之 暫存計數器3 10之計數值CNT2，以致在當開關裝置282受到 開啟時之瞬間，箝位電位不會波動。 84648 -49- 1237999 在此時間點，OPB位準位於目標之附近，其中OPB位準是 粗略箝位電路3 01之控制來源。接著，暫存計數器3 1 〇是藉 由使用自水平掃描之領先側發出之比較脈波（#2)來驅動， 以調整8位元之數位至類比轉換器312之輸出位準，因此， 使得OPB位準進一步收斂至所要值。 圖l〇A’ 10B展示用於解釋精細箝位電路4〇〇之一詳細範 例與相關波形之圖形。圖10A是其之方塊圖，且圖1〇β是控 制脈波之時序圖。精細箝位電路4〇〇之特徵是具有二控制系 統：一用於控制參考電壓以涵蓋箝位位準之系統，與用於控 制OPB位準（箝位電壓）之另一系統。 如圖10A所示，精細箝位電路4〇〇首先具有一比較器 且菽比較器為二控制系統所共用。比較器4〇2具有相同於先 前比較器3〇2之功能。而且作為控制比較器4〇2之參考電壓 V4之系統（參考電壓控制系、統）’㈣器術之後段包含:決 定電路406，以決定是否比較器衛之輸出符合預先決定之 條件；-具有向上/下計數功能之暫存計數器彻，其中續叶 數功能是由比較脈波CP⑽來驅動；與—數位至類比轉 412,以轉換暫存計數器川之計數值⑶T4成為類比電壓Γ 一自數位至類比轉換器412輸出之電壓供應至比較哭4〇2 《-輸入終端，以作為比較器術之參考電壓^。對 =同步㈣…對應㈣準之參考電物之初始編在 暫存汁數咨41 0中受到設定。 另外，作為控制箝位電壓之 列組件受到提供：一開關42〇， 系統（箝位電壓控制系統），下 以切換比較器4〇2之輸出之目 84648 -50- 1237999 的地；計數器422與424，其中該二計數器分別連接至開關 420之對應輸出終端；一決定電路，以決定是否計數器422與 424之計數UPC與DWC皆符合預先決定之條件；一暫存計數 器430，該暫存計數器具有對應於一半框脈波EOPLS之切換 狀態之向上/下計數功能，其中對於每一垂直同步信號VS， L與Η以交替方式切換；一數位至類比轉換器432，以轉換暫 存計數器43 0之計數值CNT6成為類比電壓；與一電壓至電流 轉換器（V/I轉換器）434，以轉換自數位至類比轉換器432輸 出之類比電壓成為一電流信號。 開關420是設計成為根據半框脈波EOPLS之極性來切換。 計數器422與424是分別由反相垂直同步信號NVS來重置， 以聯鎖於暫存計數器410之開關，及當比較器402之比較結 果受到輸入時，只執行比較脈波CP( 02)所驅動之向上計數 功能。 一自電壓至電流轉換器434輸出之電流信號（箝位電流 Scp2)供應至電流相加區段280，且電流相加區段280對應於 電流至電壓轉換區段220之一輸入區段。一自暫存計數器 430至電壓至電流轉換器434之控制系統具有某種極性以 致，當計數值CNT6增加時，OPB位準增加，而當計數值 CNT6降低時，OPB位準降低。 根據本發明，參考電壓控制系統與向上計數器422之每一 構件構成一正向位移取得區段，而根據本發明，參考電壓 控制系統與向下計數器424之每一構件包含一負向位移取得 區段。另外，根據本發明，決定電路426與暫存計數器430 84648 -51 - 1237999 組成一決定控制區段。 參考電壓控制系統之運作需要下列處理。首先， 值D4設定於暫存計數器，一口 初釔值D6設定於暫存計 ^肩，以致粗略箝位電路3〇1所提供之箝位不會受到影 而且，當箝位電壓控制系統之計數值咖6維持 藉由比較脈波cp⑽，⑽輸出位準與參 二 準）受到比較，，其中⑽輸出位準是電壓信號S3之符位2 位置)《信號位準，且比較之結果提供一基礎以反映參 考電壓之波動’其中該波動藉由數位控制來取得 值°㈣’再—次⑽輸出位準與參考電壓V4(比較位準^ 到比較：藉由在-固定時間週期中重複此處理，〇p二 :::取大值與最小值(或其之近似值)是以離散量來取得。 乂疋說雖,教比較〇pB輸出位準與參考電壓比較位 …反映於比較位準，但是〇pB位準之 ： 只在固定週期中重複比較來決定。 4精由 、=’參考電壓控制系統之決定電路傷監測比較器4〇2 一：：，且輸入一對應於半框脈波E〇pLs之極性(l/h)之決 疋'、口果於暫存計數器41G之上下切換終端（u/d)。♦比輕哭 、顯示在—半框脈波猜ls η，，之奇數二 Η奴、、”考dV4時，則使得暫存計數器4U)向 汁數《一仏號受到輸出以作為決定結果。 寻暫存計數器410只運作於"+ "方向。比較器術之比 幸父〜果頭示’Ή，，，也就| A $ 尤疋况當參考電壓V4小於電壓信號S3 84648 -52- 1237999 時，萬一比較脈波cp(e)受到輸入，則暫存計數器4ι〇只向 上增加”+”，而透過數位至類比轉換器412導致參考電壓 V4(比較位準）增加—步@。在此瞬^，轉接開關倒切換至 向上計數器422側，且在與暫存計數器41〇聯鎖之下，向上 叶數器422執行向上計數運作。 因此，如果在一半框脈波EOpLS是,Ή"之半框中參考電壓 V4小於電壓信號S3，則暫存計數器41()之向上計數败儲存 於向上计數器422。也就是說，向上計數器422充當數位記 憶裝置，以計數比較位準（參考電壓V4)在正方向之改 階之數目。 在一万面，如果比較器402之比較結果是”L"，亦即，參 考電壓V4大於電壓信號S3，則透過數位至類比轉換器412來 決疋參考電壓V4(比較位準）之暫存計數器41〇，與儲存向上 邵份之向上計數器422，皆不運作。 因為在一半框脈波EOPLS是"H”之半框中，這在比較脈波 CP⑽之驅動之下重複許多次，所以參考電壓⑽漸上升 以收叙至電壓信號83之〇即位準之最大值（〇pB雜訊之最大 值）的附近，其中孩最大值可藉由雜訊之影響而達到。 接著，在一半框脈波E〇PLS是” L"之偶數半框中，首先， 初始值D4設定於暫存計數器41G以初始化比較位準成為參考 位準，來用於控制以致暫存計數器川只在相反於前一方向 之方向上移動。也就是說’當比較器4〇2之比較結果顯示電 壓信號S3低於參考電壓V4時，—使得暫存計數器川向下計 數之信號受到輸出以作為決定結果。 84648 -53· 1237999 這使得暫存計數器41 0只在方向移動，且當比較器4〇2 之比較結果是，，L，，時，也就是說，當參考電壓V4大於電壓信 號S3時，一旦輸入比較脈波cp( #2)，則暫存計數器41 〇向下 ’而透過數位至類比轉換器412參考電壓V4(比較位 準）減少一步階。在此瞬間，轉接開關420切換至向下計數 咨424侧，且在與暫存計數器410聯鎖之下，向下計數器424 運作以向下計數。 藉由此方式，如果在一半框脈波E0PLS是，，L，，之半框中參 考電壓V4大於電壓信號S3，則暫存計數器41〇之向下計數 WC儲存於向下計數器424。也就是說，向下計數器424充 當數位記憶裝置，以在一半框脈波E0PLS是f，L，，之週期中， 計數比較位準（參考電壓V4)改變至負方向之步階之數目。 在另一方面，如果比較器402之比較結果是，，H，，，亦即， 參考電壓V4小於電壓信號S3，則透過數位至類比轉換器412 來決定參考電壓V4(比較位準）之暫存計數器4ig，與儲存向 下部份之向下計數器424，皆不運作。 因為在-半框脈波EOPLS是"L”之半框中，這在比較脈 CP⑽m動之下重複許多次’所以參考電壓V4逐漸下 以收敛至電壓信號83之则位準之最小值（QpB雜訊之最 值）的附近，其中該最小值可藉由雜訊之影響而達到。 以此方式，當操作該參考電壓控制系統時，合運用比 器3〇2(類比比較器）七·位元類比至數位轉換電路受到: 用，在某-週期中沿正方向改變比較位準（參考電壓 及計數比較位準之改變步階之數目時，自某—參考值至t 84648 -54- 1237999 動量(向上計數UPc)受到取得。同樣地，當在另- 中改；比較位準(參考電壓叫至負方向，及計數比較 Θ《改’夂步階《數目時，自某-參考值至向下侧之波動 Ϊ(向下計數DWC)受到取得。 决疋包路426爷求儲存於向上計數器422之向上計數up。 财諸存於向下計數器424之向下計數dwc之和與差，比較他 :與預先設定之決定參考值，且輸入一信號以根據輸入於 暫存计數器430之上下切換終端(卿)之比較結果來增加或 減少暫存計數器430之計數值cnT6。 儲存於向上計數器422之向上計數upc與儲存於向下計數 器424之向下計數DWC之和，當乘以數位至類比轉換器412 (一步階《波動量時，顯示—雜訊量（雜訊幅度）。另外，他 們之差’當乘以相同之一步階之波動量時，顯示第一參考 位準與OPB輸出位準之間之誤差。也就是說，可藉由參看 向上計數UPC所表示之〇PB輸出位準之最大值與向下計數 DWC所表示之QPB輸出位準之最小值來估計雜訊量與籍位 誤差。 藉由參看在二半框之週期中所收集之雜訊幅度與誤差， 決定電路426控制OPB位準（箝位位準）。例如，對應於目標 箝位位準之初始值D6與任何垂直同步信號vs之產生同時= 定於暫存計數器430。當參看向上計數upc與向下計數dwc 所取得之δ吳差大於可允許值時，藉由增加"_丨,，至保存箝位位 準之暫存計數器430之計數值CNT6，箝位位準受到降低， 而，另一方面，當誤差小於可允許值時，"+1"增加至計數 84648 -55- 1237999 值CNT6以增加箝位位準。也就是說，以誤差為基礎來執行 負回授控制使得相關^目標⑽位準之誤差可收敛至可允 »牛值以内，其中誤差是藉由參看向上計數upc與向下計數 DWC來取得。 嘻存计數為430之計數時序是當半框脈波E〇pLS自，,l，，切 換至” H”時（在緊接在取得誤差之後之半框的啟始時間），或 每一些循環 < 後，其中將此視為一循環，且一輸入於暫存 计數态430之時脈終4CK之控制脈波cp2調節此時序。以此 方式’藉由改變緊接在垂直同步信號vs之後之箝位位準， 可穩定一框之影像及阻止雜訊產生於影像之中，其中垂直 同步信號VS是在一箝位位準改變變為必要之後垂直掃描之 一啟始脈波。 但是，因為OPB雜訊本身之最大值與最小值根據雜量以 機率方式波動，所以反映0PB位準之誤差之最大值與最小 值的差（=UPC _ DWC)無法準確反映箝位位置之實際輸出位 準（OPB輸出位準）之中位值與目標〇pB位準之誤差，其中目 標OPB位準是參考值，因而根據雜訊量而產生波動（請參看 解釋於下文之圖12A至12C)，其中OPB位準之誤差是藉由顯 示OPB輸出位準之最大值之向上計數upc與顯示opb輸出位 準之最小值之向下計數DWC來求得，如以前所提及方式所 求得。 現在，在本實例之一組態中，藉由向上計數UPC與向下 計數DWC之和所求得之雜訊幅度（雜訊量）受到使用：藉由反 映雜訊幅度於可允滸值，可使箝位控制之收斂條件根據雜 84648 -56- 1237999 數仫土力員比轉換态432之一暫存器要受到更改（S35〇至 S366)。例如，如果使得決定暫存值reg" + i "之正側之控制 連續發生b次（在幻62中，，藉由增加"+ 1"至暫存計數器43〇 之冲數值CNT6，數位至類比轉換器432之暫存值給定為 41^362)。 以相同方式，如果增加至決定暫存值REG之負側之控 制連績發生b次（在S362 f=_b)，藉由增加"十，至暫存計數器 430之計數值CNT6,數位至類比轉換器432之暫存值給定為 "I"⑽2)。這可增進相對於箝位位準波動之準確度 致箝位位準波動之框循環之調整。 乎 之至以展示用於解釋第一調整處理與第二調整處理 、I性《圖形。當可求得向上計數败與向下計數DWC < OPB位準之期望值時， DWC是如今評芬、，中向上计數敗與向下計數 就是說，“二Γ離散万式改變參寺電壓V4來求得，也 位值的上侧與下侧進行檢測時，其中籍紅中 計數败與向下計數Dwc來求得，則在利^疋利用向上
與向下計數DWC求得之箝位位置之輸出信號=核UPC 反映實際輸出位準之中位值。 …中L值正確
也^說’可切彳目料肖上計數 所針對之OPR户淮、丄 只向下計數DWC 回浐h 位值的位移(箝位誤差)。因此，-自 口“制受到施加以致根據 口此-負 所求得之誤差撕變為零時，則視為以向下計數㈣ 配輪出户號之箝γ ^以準確方式來匹 L叙柑么位置之電位於目標0ΡΒ位準。 84648 1237999 縱使存在該等考量，實際上，向上計數UPC與向下計數 DWC可能無法總是以均勻方式相對於opb位準之期望值受 到檢測，因為向上計數UPC與向下計數DWC是以離散方式 及藉由機率來檢測，且如圖12A所示，其根據雜訊量藉由機 率來波動。因此，利用向上計數UPC與向下計數dWc來求 得之OPB位準之差ERR(=UPC-DWC)，與藉由使得該差除以 ”a"來求得之誤差ARR(=(UPC-DWC)/a)無法準確表示該等 值，以反映扮位位置之實際輸出位準之中位值，因而承载 根據雜訊量之波動。 也就是說，UPC與DWC之間之中位位準原來等於箝位位 置之輸出電壓之中位值，然而’ f際上，在某些情形中他 們不相等。因此很難根據UPC與Dwc準確求得中位值。結 果，無法藉由施加負回授控制以致，求得之誤差arr變為 零來匹配輸出信號之箝位位置之電位於目標〇pB位準。相 對地，由於雜訊所引起之不狀性是更嚴重之問題。前所 提及之處理程序將此點列入考慮（步驟S33〇iS346)，且考 慮雜訊之控制處理受到使用。 另外，在收斂程序中，自一位移狀態之拉入同步運作4 ㈣2’、而非雜訊幅度。例如’如圖咖所示，自正側之^ 和狀怨拉入同步目標〇pB位準 中，㈡執彳卜在此狀1 一 處中求得以偏移參考電壓V4至負側， 如則所提及之步驟S314之處 " 恿理然而一受到重置之值（亦艮丨 Y )又到保存。雖然未受到展， M r. χ ^相反地，在自負側之位毛 狀心拉入同步目標⑽位準之運作受到執行之程序中，· 84648 -61 - 1237999 無法在此處理中求得以偏移參考電壓V4至正側，如前所提 及之步騾S304之處理，且一受到重置之值（亦即零）受到保 存。 以此方式，在自偏離目標某種程度之狀態之收斂程序 中，例如，DWC1=DWC將不成立。因為原始雜訊幅度無法 求得，所以在前所提及之步驟33〇所求得之誤差ArR( = (ijpc —DWC)/a)變成等於在步騾S332藉由他們之大小（絕對值）求 得之可允許值M^UPC—DWC) /div)。因此，如果假設除數 a與除數div相等’則在步驟S344中一 "else，，路徑受到建立， 以致無箝位運作受到執行。 為避免此問題，實際上，除數a與除數div受到設定以維 持除數a小於除數div之關係。另外，在步驟S344，以誤差 ARR與可允許值△丨之間之關係與雜訊量為基礎，收斂運作 艾到停止。因此’在考慮雜訊幅度A(=UPC+DWC)之下，除 數a與除數div受到設定。應指出的是，只要除數㈧、於除數 div之關係要雙到維持，則除數&是設定成為，，1 ”，且實際上 沒有除法受到執行，且雜訊幅度△可除以大於，，丨，，之數。例 如，可只對於雜訊幅度△之低位元侧進行一位元偏移。除此 <外’其未受限於在前所提及之處理中總是設定一固定除 數且居等值在收敛程序中可以動態方式受到改變。 以此方式，當使得箝位位置之輸出信號位準收斂至目標 OPBix +時，很快地，如圖pc所示，一 dwci=DWC之狀 心艾到產生，以使其可求得原始之雜訊幅度。但是，即使 在此條件之下，因為向上計數1UPC與向下計數DWC可以離 84648 -62- 1237999 政万式與藉由機率來檢測’所以下 上計㈣與向下計數Dwc，上:；：了仃:關於向 it > lEI ^ 、j，、下側可相對於OPB位 翊主值以均勻方式受到檢測。 因：:如圖12C所示，⑽位準之雜訊差放一 且中=ΛΑΓ(=(υρ^wc)/a)無法準確反映箝位誤差， 授典到ΙΓ 該差除以"a"來求得。因此，即使負回 置I實=ΓΓ誤差ARR變為零，仍無法準確匹配箝位位 =際 準之中位值於目標⑽位準。然而，如前 伟Γ則/、要除數a與除數^具有除數㈠、於除數伽之關 係 J此收敛運作可繼續。 換句話說，關於目標OPB位準之 S3〇4^S.O^ ^ 卞乏正向位移是藉由步驟 ㈣G6《處理來求得以作為向上特UPC，而關於目 私OPB位準之負向位移是藉 ' 得以作為向下計數DWC=— — 精由求得關於目標OPB位 之區Γ之誤差ARR’其中目標0職準是符位運作 ^:值，與可允許值△卜其中可允許值Δ1是以對應於正
向上計數UPC與對應㈣向位移之向下計數DWC 為基礎’則可控制以允許輸出信號之箝位位置之中位值* 質上趨近於目標OPB位準。 男 應注意的是’箝位位置之中位值=目標〇ρβ+ε_。在前 所提及之處理中’沒有處理受到執行以直接求得輸出信號 <柑位位置之中位值，但是使用前所提及之該等程序相备 於執行控制處理’例如基本上求得中位值或—等效於中2 數之值’及改變收激條件以致此種中位值趨近於目標⑽ 84648 -63 - 1237999 位準。很自然地，顯然實際求得該值與據此改變收斂條件 之處理可受到執行，其中該值是箝位位置之中位值=目標 0PB + ERR/2 〇 圖13A至13D展示用於解釋前所提及之處理程序步驟S330 至S366之詳細範例的圖形。在此種條件之下，所有情形之 可允許值Al^UPC+DWCVdiv是相同的。 圖13 A所展示之一條件表示一情形，其中相對於目標opb 位準（箝位目標值），電壓信號S3之箝位位置之信號位準在 正側具有一誤差，且誤差ARR之絕對值大於可允許值△ 1。 在此種情形之下，在步驟S348中REG=REG-1，然而如果這 持續一預先決定之次數（在前一範例中為b次），則箝位位準 藉由下列方式減少一步階：在步驟S362中增加1 ”至暫存計 數器430之計數值CNT6。因為這使數位至類比轉換器432產 生一電壓以減少箝位位準，所以電壓信號S3之OPB位準趨 近於箝位目標值。 圖13B所展示之一條件表示一情形，其中相對於目標opb 位準（箝位目標值），電壓信號S3之箝位位置之信號位準在 負侧具有一誤差，且誤差ARR之絕對值大於可允許值Δ ；[。 在此種情形之下，在步驟S346中REG=REG+1，然而如果這 持續一預先決定之次數（在前一範例中為b次），則箝位位準 藉由下列方式增加一步階：在步驟S364中增加π +1"至暫存計 數器430之計數值CNT6。因為這使數位至類比轉換器432產 生一電壓以增加箝位位準，結果，電壓信號S3之ΟΡΒ位準 趨近於箝位目標值。 84648 -64 - 1237999 主例如，在一用於信號處理之多位元類比至數位轉換器之 情形中，其中信號處理使用一高取樣頻率（在成像裝置之箝 =之情形中等於像素時脈），所產生之數位雜訊之頻率也變 侍很鬲，然而根據本較佳實例之組態，藉由設定專門用於 柑位位準《數位化之低解析度類比至數位轉換電路，且該 、土數位轉換電路獨亙於用於信號處理之類比至數位轉 換w A則可使用一取樣頻率，且該取樣頻率低於信號處理 <頻率，因而減輕雜訊之問題。因此，即使整合數位型式 之箝位電路與固態成像裝置於相同基質，所產生之雜訊量 可能造成問題之顧慮可受到減輕。 另外，藉由設定具有不同位元解析度之多個箝位電路， 可實現一數位型式之箝位電路，且不會發生雜訊以及電路 大小之問題。例如，藉由控制二數位至類比轉換器，一數 位至類比轉換器具有低灰階，大動態範圍，且對於每一灰 1¾具有低精確度’而另一數位至類比轉換器具有中等位準 楔音凋，窄動態範圍，且對於每一灰階具有高精確度，則 可組配一箝位電路，且該箝位電路具有高精確度之箝位位 準，並同時補償大動態範圍，及無需高精確度之數位至類 比轉換器。 更另外’透過收叙條件之連續改變以匹配雜訊量，例 如，控制以致當雜訊很大時，可允許值很大，且當雜訊很 小時，可允許值很小，則可根據雜訊量來控制是否負回授 控制要運作。也可實現一箝位系統，且該箝位系統具有一 可隨著雜訊量而調整之箝位精確度並強調穩定度。 84648 •68- 1237999 另外，結合電流輸出型式之固態成像裝置，使用一箝位 電路以穩定電流回授型式之箝位電路之一成像信號的直流 位準，有助於消除一執行直流分量移除之電壓相加器與一 電容裝置，而在電壓回授型式之傳統組態中電壓相加器與 電容裝置形成必要之設備。因此，簡單之信號電流之回授 至箝位電流使得直流箝位可穩定輸出信號之直流位準，進 而導致組件數目以及信號通過之電路之數目之降低，因而 雜訊之混入受到減輕。 此外，箝位電流饋至之電路本身可只藉由使用MOS電晶 體之恆定電流特性來形成，因而有助於簡化系統與降低裝 置之數目。也就是說，結合電流輸出型式之固態成像裝 置，藉由根據電流工作型式之組態來製作一電壓工作點設 定區段，一電流取樣區段或一箝位區間，可使用一整合型 式之固態成像裝置本身以作為成像裝置，其中一電壓信號 檢測區段與一箝位區間以及成像區段（光接收區段/像素區 段）形成於相同之半導體基質。這是高度有利之特點與優 勢。 另外，一 CDS電路與一 VGA電路也具有一組態以執行電 流型式之信號處理。藉由結合該等電路與電流回授型式之 箝位區間，當以有限之功率電壓來處理信號時，則具有下 列優點：相較於利用一電壓信號來進行處理，更容易保證一 電路之動態範圍。 考慮啟始模式與正常模式之任一情形。雖然箝位電壓之 回授量是以1LSB單位來設定，其未受限於此。例如，與參 84648 -69- 1237999 考值之差忽大’則為採取之步驟之數目愈多。另外，其可 受到配置以在啟始模式中採取更多數目之步驟。 另外，在正常模式中，對於每一比較脈波cp，參考電壓 在正向或負向改變一預先決定之幅度（請參看圖8B),但是 無需對於每一比較脈波CP皆進行切換。例如，可根據許多 脈波速率以交替方式切換。同時，其可受到配置，以致可 使一當切換至正側之特定持續脈波速率不同於當切換至負 侧之持續脈波速率。 更另外，雖然圖！0A所展示之電路是描述成為適用於精細 箝位電路400，相同之電路也適用於粗略箝位電路3〇夏。 另外，在前所提及之較佳實例中，一電流回授型式之箝 位電路之組態受到描述，其中以電流模式來實現箝位運 作。不僅此組悲，而且電壓回授型式之其他組態皆可受到 使用，以相同於傳統箝位電路之方式來運用一電壓相加 口口 廷各裝置，用以消除直流分量等。在此情形中，所 而做的疋改變電流相加區段280成為電壓相加區段等，且因 此電流至電壓轉換區段220受到移除。 此外，在前所提及之較佳實例中，對於以電流模式執行 CDS功能之電流信號檢測區段5之特定範例，使用第一或第 六較佳實例之組態，其中前二較佳實例揭示於指配給本權 利人之日本專利申請公告號碼〇21〇8。但是，其未受 限方；削述男例，揭示於日本專利申請公告號碼2002—102108 4其他較佳實例之組態也可受到使用。自然地，其未受限 於日本專利申請公告號碼2002-102108所揭示之該等組態範 84648 -70- 1237999 例。只要該組態可以電流信號來承載固態成像裝置3所取得 之信號至電流箝位區段26，則其仍屬於本發明之範疇。例 如，使用可結合一 FPN抑制電路（CDS電路），其中該FPN抑 制電路運用一論文所提出之一 2-細胞架構之電流拷貝器， 該論文之名稱為 n〇n-Focal-Plane Signal Processing for Current-Mode Active Pixel Sensors” ，刊登於 IEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICE，Vol.44，No.10。 另外，在前所提及之較佳實例中，一使用下列組件之組 態之範例受到說明：一 MOS電晶體，一電壓工作點設定區 段，一電流取樣區段或一用於饋入一箝位電流於一成像信 號之電流回授區段。但是，一運用一接面型FET或雙載子電 晶體之組態也可受到使用。 除此之外，在前所提及之較佳實例中，一區感測器受到 展現以用於解釋，其中一光敏區段是配置成為矩陣之型態 (二維型態），但是其未受限於此範例。其也可為一線感測 器。 現在，當然電流信號檢測區段5之每一裝置皆可受到修改 成為互補於其之裝置。 如前所提及，根據本發明，作為一類比至數位轉換區段 以使箝位位準數位化，獨立於一用於信號處理之類比至數 位轉換器，一粗略類比至數位轉換區段受到提供，以使一 相當低取樣頻率可受到使用，因而減輕數位雜訊之問題。 因此，一不會導致數位雜訊與電路大小之問題之數位型式 箝位電路可受到組配。這也使得數位型式之箝位電路可與 84648 -71 - 1237999 固態成像裝置整合於相同之基質。 同時，如果一組態受到運用，且該組態對於箝位位準之 波動執行具有不同運作速度與靈敏度之多種模式之切換控 制，則可提供南速拉入同步與對於雜訊之穩定度之二完全 相反特點，因而相對於箝位位準之尖銳波動，箝位位準可 快速收斂至一固定值，且同時雜訊所造成之箝位位準波動 可藉由壓抑一穩定狀態之靈敏度來維持在很小。 此外，如果一組態受到運用，且該組態執行具有不同位 元解析度之多種箝位電路之切換控制，則可提供高精確度 I柑位控制，且無需高精確度之類比至數位轉換與數位至 類比轉換。 雖然已使用較佳實例來明確展示及說明本發明，本發明 之技術範圍未受限於前所提及之較佳實例所述之範圍。在 不脫離本發明之特色之料之下，可增加各種變更或修改 至珂所提及之較佳實例，且受到此種變更或修改之任何實 例應包含於此技術範圍。 另外’則所提及之較佳實例未意欲限制本發明成為所宣 告之型式。另夕卜，該等較佳實例所述之特徵之所有組合不 必然是解決本發明之裝置心需。前所提及之該等較佳實 例包含處於多種級之本發明，因❿，不同之發明可藉由所 揭示之多個組態元件之適當組合來獲得。即使許多組態元 件應自所有組態元件中受到去除，如該等較佳實例所示， 只要可獲得可存活之影響，此種許多組態Μ受到去除之 一組態可受到擷取以作為本發明。 84648 -72· 1237999 【圖式簡單說明】 \下列附圖應可更加瞭解本文所揭示之發明，其中: flA’ 1B展示根據本發明第—較佳實例之—成像裝置之 、、且悲的圖开’’且該成像裝置具有一電流輸出系統之一固態 成像裝置肖一成像信號處理裝置； 圖2是一展示一電流箝位區段之方塊圖.，連同一成像裝置 之整體圖示； 電流信號檢 圖3A，3B展示根據本發明第一較佳實例之一 測區段之組態與相關波形的圖形； 圖4疋一成像裝置之更詳細組態之圖形； 圖5A， 圖6A， 方塊圖； 5 B展示一箝位電路之詳細組態之圖形； 6B是展示一箝位電路之更詳 私令 < 又啐細組怨與相關波形之 圖7是一展示 圖； 一箝位電路之啟始模式之控 制運作的流程 圖8A，8B展示用於解釋—箝位電路之正常模式之控 作與相關波形的圖形； 圖9A，9B展示用於解釋—根據本發明第：較佳實例 像裝置與相關波形之圖形，其中該成像裝置具有一箝位2 路，且該箝位電路包含一數位電路之—處理區段· ^ "'電 圖10A，脳展示用於解釋-根據本發明第二又較佳實 精細箝位電路與相關波形之圖形； S 〈 圖11是一流程圖，用以展示圖10A之籍細铲厂6 之精細柑位電路之處埋 程序的一範例； 84648 -73- 1237999 圖12A至12C展示用以解釋第一調整處理與第二調整處理 之重要性之圖形；且 圖13A至13D展示一些圖形，用以展示圖11之處理程序之 步驟S330-S366的一詳細範例。 【圖式代表符號說明】 1 成像裝置 3 固態成像裝置 5 電流信號檢測區段 7 電壓工作點設定區段 9 電流取樣區段 10 光敏區段 11 像素單元 12 光二極體 13 放大電晶體 14 垂直選擇電晶體 15 重置電晶體 16 垂直掃描電路 17 垂直選擇線 18 垂直重置線 19 垂直信號線 20 水平信號線 21 水平線選擇電晶體 22 水平掃描電路 26 電流箝位區段 84648 -74- 1237999 28 類比至數位轉換器 70 電流鏡 90 電流拷貝器 200 可變增益放大器 202 輸出電路 220 電流至電壓轉換區段 224 電阻裝置 250,300 箝位電路 252,222 差動放大器 258 三終端開關裝置 260 控制電壓產生電路 280 電流相加區段 282 開關裝置 290,226 參考電壓源 301 粗略箝位電路 302,402 比較器 303 參考電壓產生電路 304 上下計數器 306,426,406 決定電路（數位比較器） 308 反相器 309 On/off控制區段 3 10,430,410 暫存計數器 3 12,432,412 數位至類比轉換器 314,434 電壓至電流轉換器 84648 -75- 1237999 320 模式切換決定電路 322 第一開關 324 第二開關 400 精細籍位電路 420 開關 422 向上計數器 424 向下計數器 84648 -76-