TW569651B - High-frequency heating device - Google Patents

Description

56%5l

本發明係為一種應用於一磁控管（magnetron)之高 頻加熱裝置，尤指驅動該磁控管之電路結構。 發明背景 第一圖係為習知之磁控管（magnetrori)電路示意 ，。如第一圖所示，一磁控管是用來產生微波的一真空 官’其正常工作的條件是：當其陰極溫度超過21 οοκ (絕 對溫度）時，該陰極與該陽極之間加一負高電壓（數千伏 特）。然而，不同的磁控管其工作電壓高低不同，但其電 壓電流特性曲線基本上相類似，如第二圖所示。當該陰極 與該陽極之間的電壓達到該工作電壓時，該磁控管產生一 微波’該陰極與該陽極之間的電壓被箝制在該工作電壓附 近’此時該磁控管之特性相當於一穩壓管。 第二圖係習知之箝位式順向（f〇rward)_返驰 (flyback)轉換器之電路示意圖。如第三圖所示，該箝 位式順向（f orward )-返馳（f iyback )轉換器1 〇〇之工作 原理如下：一主開關1 〇 1和一輔助開關丨〇 2之驅動信號為一 互補訊號’該電路轉換器利用一電容1 〇 3對一變壓器1 〇 4之 一次侧電壓進行箝位控制，亦為該變壓器1 〇 4進行磁重定 (reset ) 〇 請參閱第四圖，係習知箝位式順向（f 〇rward )—返馳

569651 五、發明說明（2) (flyback)轉換器之電路波形示意圖。其中，VGS1為該主 開關1 0 1之驅動訊號，VGS2為該輔助開關1 0 2之驅動訊號，I! 表示該主開關1 0 1之導通電流，12表示該輔助開關1 0 2之導 通電流。其優點為：該主開關1 0 1和該輔助開關1 〇 2均為零 電壓（ZVS )導通；二次側整流二極體為零電流（ZCS )截 止，無反向恢復問題。而習知該箝位式順向（f 〇 r w a r d )-返馳（f lyback )轉換器之缺點為：（1 )因為該濾波電容 1 0 5的電容值較小，為減小一濾波電感1 0 6的電流漣波 (current r i p p 1 e )，必需加大該濾波電感1 0 6的電感 值。（2) —高壓變壓器的磁通量中存有很大的直流偏 值，為了防止該變壓器飽和，該變壓器磁芯之氣隙必需加 大，因而使得該變壓器損耗增加。 為明瞭該變壓器之直流偏值問題，說明如下：第五圖 係習知箝位式順向-返馳轉換器之變壓器等效電路圖。1 0 7 為對應該變壓器104—次側之激磁電感。因為該電容108和 1 0 9不能有直流電流分量流過，所以該變壓器1 0 4二次側無 直流分量流過，該激磁電感1 0 6中的方均根電流就等於I in，其激磁電流峰值為I„。假設該電源的功率因數為1， 則： 1 ) sin ωί P〇ut j

Pin = VJu

第5頁 569651 五、發明說明（3)

其中，i in表示輸入電流，Pin表示平均輸入功率，Vin 表示輸入電壓之方均根值，I in表示輸入電流之方均根值， PQut表示平均輸出功率，7?表示變壓器之效率。 又，該變壓器磁芯中磁動勢之直流偏值峰值為·

^cmax =Ar/mmax ( 5 ) 其中，N表示一次側繞組之匝數。 然而，該磁動勢的直流偏值峰值在滿載、低輸入電壓 時將會非常大，造成該變壓器的磁芯利用率低，所以該變 壓器磁芯必須有.很大的氣隙，因而加大了該變壓器的損 耗。 職是之故，本發明鑒於習知技術之缺失，乃思及改良 發明之意念，發明出本案之『高頻加熱裝置』。

發明概述 本發明之主要目的在於提供一種磁控管（magnetron )高頻加熱裝置，降低高壓變壓器磁通量中之直流偏值， 防止該變壓器飽和。

第6頁 569651 五、 發明說明 (4) 本 發 明 之 另 § 的 在 於 提 供 一 種 磁 控 管 高 頻 加 熱 裝 置 解 決 了 電 路 中 輸 入 電 流 漣 波 與 變 壓 器 的 偏 值 問 題 9 並 提 功 率 因 數 ( Power Factor ) 以 及 效 率 〇 本 發 明 之 又 _ 一 目 的 在 於 提 供 _ — 種 磁 控 管 高 頻 加 献 裝 置 提 高 了 高 頻 加 熱 裝 置 中 高 壓 變 壓 器 磁 芯 的 利 用 率 〇 本 發 明 之 再 一 S 的 在 於 提 供 種 磁 控 管 頻 加 熱 裝 置 > 高 頻 加 熱 裝 置 之 輸 出 整 流 二 極 體 能 夠 實 現 零 電 流 切 換 ( ZCS ) 消 除 了 該 二 極 體 的 反 向 恢 復 問 題 使 裝 置 獲 得 較 高 之 效 率 以 及 功 率 密 度 〇 根 據 上 述 之 構 想 該 高 頻 加 熱 裝 置 包 含 _ 一 濾 波 電 感 5 係 連 接 一 直 流 電 源 之 一 正 端 中 間 抽 頭 變 壓 器 j 係 包 含 —· 中 間 抽 頭 端 _ — 第 _ 一 端 以 及 一 第 二 端 5 該 中 間 抽 頭 端 連 接 該 滤 波 電 感 之 另 _ 一 端 一 滤 波 電 容 其 一 端 連 接 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 之 該 第 一 端 5 另 端 連 接 該 直 流 電 源 之 負 端 > 一 第 一 開 關 係 串 聯 連 接 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 之 該 第 二 端 J 亦 連 接 該 直 流 電 源 之 該 負 端 一 串 聯 電 路 包 含 串 接 之 第 二 開 關 與 第 二 電 容 係 連 接 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 一 第 一 電 容 係 連 接 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 9 _ 一 整 流 裝 置 5 係 連 接 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 之 一 二 次 側 線 圈 以 及 _ 一 磁 控 管 J 係 連 接 該 整 流 裝 置 其 中 該 第 一 電 容 該 第 二 電 容 以 及 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 形 成 一 共 振 電 路 〇 根 據 上 述 之 構 想 其 中 該 第 一 電 容 係 並 聯 連 接 該 中 間 抽 頭 變 壓 器 〇 根 據 上 述 之 構 想 5 其 中 該 第 電 容 係 並 聯 連 接 該 中 間

第7頁 569651 五、發明說明（5) 抽頭變壓器之該第一端以 响从及該第二端。 根據上述之構想，I ώ枝楚 中該第一電交及+ α 抽頭變壓器，同時並聯連接該第一 ％ I係串聯連接該中間 根據上述之構想，其中該第一電容j “ 變壓器之該第二端。 ’、甲聯連接該中間抽頭 根據上述之構想，其中該串聯電 抽頭變壓器。 絡係並聯連接該中間 根據上述之構想，其中該串聯 抽頭變壓器之該第一端以及該第二端。係並聯連接該中間 根據上述之構想，其中該串聯電路 抽頭變壓器。 ，、串聯連接該中間

根據上述之構想，其中該串聯電路 抽頭變壓器之該第二端。 甲卩逆接茨Y「J 根據上述之構想，其中該整流裝置係為下述裝置之 一：全波倍壓整流裝置（full wave v〇ltage d〇ubler rectification);半波倍壓整流裝置（half wave voltage doubler rectification);全波整流裝置 (full wave rec t i f i ca t i on );全橋整流裝置（f u 丄 i bridge rectification) o 根據上述之構想’其中該變壓器係為一具有漏感之變 壓器。 ” 根據上述之構想，其中該第一電容係為該第一之 體電容。 本案件藉由以下列圖示與詳細說明，俾得一更深入之

569651 五、發明說明（6) 了解。 圖示符號說明

11 OAW I I 0000000000-—_ 11111222222 S D 主 開 關 102 輔 助 開 關 電 容 104 變 壓 器 濾、 波 電 容 106 濾 波 電 感 激 磁 電 感 108 電 容 電 容 200 1¾ 頻 加 熱 裝 置 濾 波 電 感 202 中 間 抽 頭 變 壓器 遽 波 電 容 204 第 一 開 關 第 二 開 關 206 第 二 電 容 第 電 容 208 整 流 裝 置 磁 控 管 210 二 極 體 二 極 體 212 電 容 電 容 214 電 流 源 主 開 關 1 0 1之電流 輔 助 開 關1 0 2之電流 一 次 側 繞組η 1之激磁 電流 ，一 次 側 繞組η 2之激磁 電流 輸入電流 二次側繞組之電流 主開關1 0 1之導通電流 輔助開關1 0 2之導通電流

第9頁 569651 五、發明說明（7)

I in :輸入電流之方均根值 I m :激磁電流峰值 Lml :繞組η 1之激磁電感 Lm2 :繞組η2之激磁電感 LS1 :繞組η 1之漏感 LS2 :繞組η2之漏感 η 1 :變壓器之一次側繞組 η2 :變壓器之一次側繞組 η3 :變壓器之二次側繞組 η4 :變壓器之二次側繞組 Pin :平均輸入功率 Pcnat :平均輸出功率 vdc :直流電源 VDS1 :主開關101之跨壓 VDS2 ••輔助開關102之跨壓 VGS1 :主開關1 0]之驅動訊號 VGS2 :輔助開關1 0 2之驅動訊號 Vin :輸入電壓之均方根值 Vpl :—次側繞組η 1之端電壓 Vp2 :—次側繞組η2之端電壓 Vs :二次側繞組之端電壓 7?:變壓器之效率 較佳實施例說明

第10頁 569651 五、發明說明（8)

請參閱第六圖，係本案第一較佳實施例之電流型調節 式變壓器直流-直流轉換器（DC/DC Converter)之電路示 意圖，即CTT (Current Tapping Transformer ) DC/DC轉 換器。如第六圖所示，一種高頻加熱裝置200，包含：一 濾波電感2 0 1、一中間抽頭變壓器2 0 2、一濾波電容2 0 3、 一第一開關204、一串聯電路包含串接之一第二開關2 0 5與 一第二電容206、一第一電容207、 一整流裝置208以及一 磁控管2 0 9。該濾k電感2 0 1，係連接一直流電源Vdc之一正 端（+)。該中間抽頭變壓器2 0 2，係包含一中間抽頭端、 一第一端以及一第二端，該中間抽頭端連接該濾波電感 2 0 1之另一端。該濾波電容2 0 3，其一端連接該中間抽頭變 壓器2 0 2之該第一端，另一端連接該直流電源Vdc之一負端 (-)。該第一開關2 0 4，係串聯連接該中間抽頭變壓器 2 0 2之該第二端，亦連接該直流電源Vdc之該負端（-）。 該串聯電路係並聯連接該中間抽頭變壓器2 0 2。該第一電 容2 0 3係並聯連接該中間抽頭變壓器2 0 2。整流裝置，係連 接該中間抽頭變壓器之一二次側線圈。以及，該磁控管 209係連接該整流裝置208，其中該第一電容207、該第二 電容206以及該中間抽頭變壓器202形成一共振電路。 在該整流裝置208可為一全波倍壓整流裝置（full wave voltage doubler rectification)。該全波倍壓整流裝 置係由兩個二極體210, 211以及兩個電容212, 213所組成。 對於微波爐電源來說，電流型輸出之直流-直流轉換器，

第11頁 569651 五、發明說明（9) 其整流二極體沒有反向恢復問題，適用於高電壓輸出。本 發明就是將這一電路結構應用到電流型輸出之直流-直流 轉換器中。該直流-直流轉換器具有第三圖電路所擁有的 所有優點，同時也解決了第三圖電路中輸入電流漣波與變 壓器的偏值問題。可證明其功率因數（Power Factor)和 效率均高於前者。 請參閱第七圖，係本案第一較佳實施例之電流型調節 式變壓器直流-直流轉換器（DC/DC Converter)等效電路 示意圖。如第七圖所示，為便於分析該電路之工作原理， 對該電路進行簡化處理。在一個開關周期中，可以作如下 籲 假設：（1 )因為該濾波電感2 0 1較大，可以等效為一電流 源2 1 4 ;( 2 )因為該箝位電容2 0 6較大，可以等效為一電 壓源VC2 ; ( 3 )當該磁控管於操作時，其特性等效為一電 壓源;( 4 )變壓器2 0 2中因為繞組η 1中不能流過直流分 量，二次側繞組也沒有直流分量，所以輸入的直流全部流 經繞組η2，該直流分量可以等效為一電流源1,2其大小為I in; (5)對該磁控管的陰極加熱部分的功率與磁控管的工 作功率相比很小，在分析中對其忽略不計，只分析二次側 繞組η 3。其中LS1與LS2分別為該變壓器繞組η 1與繞組η 2的漏 感，Lw與Lm2分別為該變壓器繞組nl與繞組η2的激磁電感； 籲 該第一電容2 0 7可等效為並聯在該主開關2 0 4的兩端；該主 開關204與該輔助開關2 0 5體内分別寄生了二極體Dl，D2。 該變壓器2 0 2 ?高壓變壓器，為了做好絕緣，繞組繞法一般 為一次側與二次側分開，從而產生較大的漏感，但是一次

第12頁 569651 五、發明說明（ίο) 侧與二次侧兩個繞組間可以輕合的較好，漏感忽略。 對第七圖所示之等效電路作進一步簡化處理，對該變 壓器2 0 2之二次侧整流電路的簡化如第八圖所示。第八圖A 中分別為繞組n3中電流不同方向時的工作過程，其結果等 效於第八圖B中之電路。 綜合第八圖所示之等效電路示意圖，進行簡化處理後 可得到第九圖所示之等效電路示意圖。 請參閱第十圖，係本案第一較佳實施例之電流型調節 式變壓器直流-直流轉換器（DC/DC Converter)之電路波 形示意圖’其中Vpl為一次側繞組n 1之端電壓，Vp2為一次側 繞組n2之端電壓，iLM1為一次侧繞組ni之激磁電流，iLM2為 一次側繞組n2之激磁電流，vDS1為該主開關1 0 1之跨壓，V dS2為該輔助開關1 〇 2之跨壓，iDS1為該主開關1 〇 1之電流，i ds2為該輔助開關1 〇 2之電流，is為該二次侧繞組之電流，v。 〇 為該二次侧繞組之端電壓。如第十圖所示，該主開關2 〇 4 與該輔助開關205交叉互補導通，該直流-直流轉換器在一 個工作周期可以分為7個操作模式。 首先，對該電路進行穩態分析。對於回路：直流電源

VdC ( + )-濾波電感1 〇 5--次侧繞組η 1 -滤波電容2 0 3 -直流 電源Vdc (-)，由於該濾波電感1 0 5和該一次侧繞組η 1上不 能有直流電壓分量，所以該濾波電容203上的直流電壓VC1 就等於輸入電壓Vdc (整流後的電壓，為120Hz的半正弦 波）。該濾波電容203的電容值較小，所以VC1其實為頻率 為120Hz 的半正弦波，由於後接一高頻逆變部分，所以

ΙΜβ 第13頁 569651 五、 發明說明 (11) 具 有 較 大 的電壓漣波 〇 對 於 回路：直流 電源vde ⑴ -濾波電感1 0 5 -二 次側繞 組 n2 -主開關2 0 4 -直流電源 vdc ( -），假設該主開關2 04之 工 作 週 期 比（duty ratio) 為DQ1 ，由於磁性元件滤 波電感 105 - 二 次 側繞組n2上 伏特-秒（Volt-Sec)要平衡， 所以 該 主 開 關 204在截止期間的電壓即該第二電容206上 電壓vC2 與 輸 入 電 壓的關係就 是一升 壓電 路（boost)中輸出電壓 與 輸 入 電 壓的關係， 即： V =匕 C2 1為 (6) 對 々/Γ 即 點N 1進行分 析，可 以得 出變壓器的直流分 量1^等 於 Iir 〇 1 因 為η 1與n2兩 個繞組 繞在 同一個磁路中5而 且兩個 繞 組 的 電 壓同相位。 所以： 1 Lml ~ ^Lm 2 ~~ ^m2 (7 ) 1 = hi (8) 請 參 閱第十一圖 (a)〜 (g) 係本案第一較佳實施例 之 電 流 型 調節式變壓 器直流 -直流轉換器電路動作示意 圖 〇 其 主 要工作原理 敘述如 下： 模 式 一（) :如第 十一 圖（a ) A所示，該 主開關 2 04導通， ，該輔助開關2 0 5截 止， 該濾波電容2 0 3中的能量

第14頁

56965i 說明（12) 五、發明說日 開始向二次側傳遞（即> U。輸入的電流iin以磁能儲存 在變壓器中（為該主開關204截止後繼續向二次側傳遞能 量打下了基礎）。此時的等效電路見第十一圖（a)B，經 分析可得下列等式： >

Cwl - LwliO + i

Ljn\ + Lm2 + Ls 10 lcU〇

(M

c\tO •u (c5+c6)t0 >

L ：sin ω0ί 11 12 C1//(C5 + C6) (13 ) 2k^lJc\II{C5 + C6)}) 其中，q為濾波電容203之電容值，C5為電容212之電 容值’ ce為電容21 3之電容值，ucl為濾波電容203之端電 壓，為二次側換算至一次側之電流（即：流經繞組n 1的 電流與電流iLml的差），（C5 + C6)，為二次側電容2 12與213 IIH1

第15頁 569651 五、發明說明（13) 換算至變壓器一次側的電容值，Ci//(C5 + D，、 — 次側電壓換 以及電容212與213並聯之電容值，？變壓6器-為濾波電容 算至一次側的電壓值，Ls為漏感Lsi和Ls2的^。 模式二（H ):如第十一圖（b ) a所示，該 止’ 3亥輔助開關205也截止，由於該電感[中 4 处 突變，繼續向該第-電容207充電，直到4第上 的電壓值達到箝位電壓Vcz值。在此操作模式中，一次側繼 續向二次侧傳遞能量。變壓器中存儲的磁能達到最大。在 此操作模式中’時間很短因此可以假設：激磁電流^ (- iui +丨1^2 )不變’滤波電容203 ’二次側電容212盘213 之（C5 + C6) 的電壓不變（因為兩個電容的值與該第一電 容2 0 7值相比較大，所以此假設合理），該第一電容2 〇 7上 的電壓由零變為正的Vc2+Ucltl，可以假設其對電流込的作用 相當於（Vc2 + ucltl )/2此時的等效電路見第--圖（b)B， 可得下列等式。即：

Lm 1/1 14 ) lc\t\ l stl (^(C5+c6)n + ^Vc2-~ucln)t (15 ) (16 ) T /¾ (K2 + "cl/l )。3 T 丄 lst\ + lst2 m2 2 (17 )

第16頁 569651 五、發明說明（14) 模式二（t2-t3):如第十一圖（C)A所示，當該第一 電容207被充電到一定值時，該主開關2〇4之寄生二極體導 通’為該輔助開關2 0 5的ZVS導通創造了條件。由於漏感中 的能量較大（此時電感Ls中的電流仍大於激磁電流），能 量仍向二次側傳遞。由於此時間段較短，可以假設電容 (212 + 213)‘的電壓不變。這時其等效電路如第十一圖 )B所示。可以得到以下等式·· *

lLm\t2

Vc.t Lm\+Lm2+Ls

is « i sti cos^y/ + — C1~+g6).K7 1 i /(C5 + C6) ωχ =——- 2^V4(C5 + C6y sin ωχί (18 ) (19 ) (20 ) (21 ) 模式四（t3-t4):如第十一圖（d)所示， 感Ls中的電流小於激磁電流，二次側電流减小H3時』電 二次侧二極體的截止為zcs截止。換向完畢 I、’’所以 儲存在電感

第17頁 5的651

Vc: lLml = lLmU3 —

Lm\+ Lm2+ Ls (22 ) fcli3 +， (C5 + C6)1 Z" V2c2 sin ωχί (23 ) (24 ) 模式五（t：4 - ts ) ··如第十一圖（e ) a所示，該輔助開 關斷開2 Ο 5，電感Ls中電流不能突變，與該第一電容2 〇 7諧 振，開始給該濾波電容203放電，其等效電路如第十一圖 (e ) Β所示。因此該模式之操作時間較短，與模式二相 似，可做以下假設：電流iu不變；電容該濾波電容2〇3， 電谷（212 + 213)的電壓不變（因為兩個電容的值與該第 一電容20 7相比較大，所以此假設比較合理），該第一電 容20 7上的電壓由正的^“心變為零。可以假設其對電流 is的作用相當於-（Vc2 + Uciti)/2。可得到下列等式：

(25 )

第18頁 569651 五、發明說明（16) lcli4 I st 4 (u (C5+C6)—— - (26 ) (27 ) [45 (Vc2 + ^c1/4)C3 I I j 丄 ^s/4 + ^/5 (28 ) m2 2

模式六（t6-t7 ):如第十一圖（f )所示，該主開關 2 04的體二極體導通，為其實現ZVS導通創造了條件。電感 Ls的電流仍大於激磁電流，所以仍向二次側傳遞能量。此 時可以得到下列等式： hm\

(29 ) lclt5 is « / cos<z)0i ——sin ω0ί (30 ) (31 )

C1//(C5 + C6)f 模式七（t6-17 ):如第十一圖（g ) A所示，在t6時 刻，電感Ls中的電流小於激磁電流，二次側電流減小為

第19頁 569651 五、發明說明（17) 零’所以二次側二極體的截止為ZCS截止。換向完畢，儲 存在電感Ls中的能量繼續向該第二電容2 0 6提供能量。在 該操作模式中等效電路如第十一圖（g ) B所示。可以得 下列等式： rn Lu^dt + Lm2 + Ls (32 lcl ~ ucU6 (33 (34 2^ylLAC57c^ 35 模式7結束後，電路重新回到模式一。 以下針對直流磁偏分析如下： 在該電路中，變壓器一次側與二次側兩個繞纟 組η 1沒有直流磁偏，而繞組心中存在直流磁偏 ' ，繞 便起見，建立變壓器202分析模型如第十二圖所°_為分析方 Lml和k2分別對應該變壓器2〇2 一次侧繞組η 1。其中 電感。因為電容Ca和〜不能有直流電流分量，^η2的激磁 的直流電流分量就等於輸入直流電流分量，以’ L中 取A垓電源的 569651 五、發明說明（18) 功率因數為1 ，則： sm ωί

Pin = VJin V2/,, = V2 νϊηη V2/7Wmax = 4lP〇ut ^min7 (36 ) (37 ) (38 ) (39 ) 變壓器磁芯中磁動勢的直流偏值峰值為

U dc max n21mi (40 在第三圖所示電路之變壓器磁怎中磁動勢的直流偏值 峰值為：

NI {n2 + n\)Iml 41 兩變壓器磁芯中磁動勢的直流偏值峰值相比，本發明 的要小（由設計而定），提高了變壓器的磁芯利用率，所 以變壓器磁芯的氣隙可以減小，從而減小了變壓器的損 耗。 針對輸入電流漣波分析如下：

第21頁 569651 五、發明說明（19) 為便於分析建立如第十三圖所示之分析模型。其中電 壓源Vi為該變壓器繞組nl上的電壓。根據前面對磁路分析 知道：當該主開關204導通時，該節點N1電壓相當於在該 濾波電容20 3電壓基礎上再疊加一負的Vcl，當該主開關2〇4 截止時，該節點N1電壓相當於在該濾波電容203電壓基礎 上再疊加一正的Vcl，如第十三圖所示。由第十四圖可以看 出正確的選擇繞組η 1，可以在節點N1得到一個雙峰的電壓 漣波波形，其效果相當於後級高頻逆變器的頻率加倍。從 而大大減小了輸入電流漣波。提高了電源之輸入功率因 數。 根據以上分析，可知本發明具有下列優點·· (1)該輸入電流為連續導通方式，而且由於該渡波電 感通過η 1繞組與該濾波電容相聯，該電流漣波與第三圖所 示電路相較較小（在相同漣波條件下，該輸入濾波電感值 可以減小），因而該功率因數（PF )較高。 (2 )該繞組η 1中無直流偏值，該直流分量只通過該繞 組η2，所以磁芯的偏值磁動勢與第三圖相比較低，提高了 該高壓變壓器磁芯的利用率。 (3 )該主功率元件和該輔助功率元件導通時均能實現 零電壓切換（ZVS )，截止時通過該第一電容20 7緩衝，開 關損耗較小。輸出整流二極體能夠實現零電流切換（zcs )，消除了該二極體的反向恢復問題，使該裝置獲得較高 之效率以及功率密度。 然而’前面所述之分析，皆以第六圖所示之電路圖為

第22頁 569651

例 其均等變化實施例有下列幾種 圖所千少齋〜〜Λ 丨7·4巧Γ乃緣種，為便於解釋，將第丄 圖所不之電路圖分為兩部分 将[、 為逆變部份…部份為整流部：：五圖所不.第-部份 一）第一部份之均等變化實施例： h第=較佳實施例：該第一電容207並聯於變壓器的一 次侧，等效於將第一電容20 7並聯於該主開關2〇4兩端 用該主開關204的體電容代替該電容。如第十六圖所示。 第三較佳實施例：該第二電容2〇6與該輔助開關2〇5之串 電路並聯於變壓器之一次侧，用於電流吸收以及為變壓^ 重定’其等效於將該第二電容2 〇 6與該輔助開關2 0 5之串聯 電路並聯於該主開關2〇4兩端。如第十七圖所示。該輔^ 開關205如果用P通道的IGBT或MOS則可以共地驅動。 第四較佳實施例：將以上兩種等效原理結合起來：將 該第一電容20 7並聯於該主開關204兩端或利用該主開關 204的體電容代替該電容；將該第二電容206與該輔助開關 205之串聯電路並聯於該主開關204兩端。如第十八圖所 示。 (二）第二部份之均等變化實施例 第五較佳實施例：第十六圖所示的第二部份為全波倍 壓整流，如果用半波倍壓整流代替第二部份，也為本發^

第23頁 569651 施例，如 實施例： 用全橋整 第二十圖 實施例： 用全波整 第二十一 實施例·· 用另一種 變化實施 ，本案可 降低高壓 ’因此得 〇 熟知此技 中請專利 第十九 第十六 流代替 所示。 第十六 流代替 圖所示 第十六 半波倍 提供一 變壓器 以解決 五、發明說明（21) 的均等變化實 第六較佳 壓整流，如果 效實施例，如 第七較佳 壓整流，如果 效實施例，如 第八較佳 壓整流，如果 本發明的均等 綜合上述 頻加熱裝置， 該變壓器飽和 案之研發目的 本案得由 然皆不脫如附 圖所示。 圖所示的 第二部份 圖所示的 第二部份 圖所示的 壓整流代 例，如第二十二 種磁控管 磁通量中 習知技術 術之人士任施匠 範圍所欲保護者 第二部份為全波倍 ，也為本發明的等 第二部份為全波倍 ，也？本發明的等 第二部份為全波倍 替第一部份，也為 圖所示。 (magnetron )高 之直流偏值，防止 之失，進而達成本 思而為諸般修飾，

569651

第一圖係習知磁控管（magnetron)之電路示意圖； 第二圖係習知磁控管之電壓-電流特性示意圖； 第三圖係習知箝位式順向-返馳轉換器之電路示意圖· 第四圖係習知箝位式順向-返馳轉換器之電路波形示音 圖式簡單說明 第五圖係習知箝位式順向-返驰轉換器之變壓写 路； 0 f欢電 第六圖係本案第一較佳實施例之電流型調節式變壓器

一直流轉換器（DC/DC Converter )之電路示音圖· α ；，L 第七圖係本案第一較佳實施例在電流型調節式變壓器

—直流轉換器（DC/DC Converter )等效電路示旁°·々丨L 第八圖係第七圖中變壓卷之-次你丨黎泣 ^ ’ 意圖； 时變壓器之--人侧整流電路之等效電路示 =九圖係根據第七圖與第八圖簡化而得之等效電路Μ 流 第古十Α係本案第一較佳實施例之電流型調節式變懕l -直流轉換器之電路波形示意圖； 變壓Is直 較佳實施例之電流型調 第十一圖（a ) ::變=流-直流轉換器電路動 流-直流## 一較佳實施例之電流型調節式變$ $ # L得換15變壓器等效電路； 笑璺1§直 第十四圖係本=一；=施：之等效分析電路； 流-直流轉換器上一争义佳實施例 < 電流型調節式變壓哭 cl電壓波

第25頁 、。之即點N1電壓以及濾波電容電 器直 569651 圖式簡單說明 形不意圖， 第十五圖係本案第一較佳實施例之電流型調節式變壓器直 流-直流轉換器之逆變部分與整流部分之電路示意圖； 第十六圖係本案第二較佳實施例之電流型調節式變壓器直 流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意圖； 第十七圖係本案第三較佳實施例之電流型調節式變壓器直 流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意圖； 第十八圖係本案第四較佳實施例之電流型調節式變壓器直 流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意圖； 第十九圖係本案第五較佳實施例之電流型調節式變壓器直 流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意圖； 第二十圖係本案第六較佳實施例之電流型調節式變壓器直 流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意圖； 第二十一圖係本案第七較佳實施例之電流型調節式變壓器 直流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意 圖；以及 第二十二圖係本案第八較佳實施例之電流型調節式變壓器 直流-直流轉換器（DC/DC Converter)之部份電路示意 圖。

第26頁

Claims (1)

1. 569651

   /愿及電感，係連接 中間抽頭變 以及一第二端，該 一濾波電容，其一 另一端連接該直流 一第一開關， 端’亦連接該直流 一串聯電路包 連接該中間抽頭變 一第一電容， 一整流裝置， 圈；以及 且成電源之一 τ 壓器，係包含一中端； 中間抽頭端連接該淚波j端、〜 端連接該中間抽頭^壓琴感之另 電源之一負端； 為之該第 係串聯連接該中間抽 電源之該負端；碩變壓器之 含串接之一第二開關與〜 壓器； $二電 係連接該中間抽頭變麗^ . 係連接該中間抽頭變壓^之 第 一端 端； 端， 該第 容， 係 二欠側線 一磁控管，係連接該整流裝置，其中該 第二電容以及該中間抽頭變壓器形成一共^第一電容、該 2 ·如申請專利範圍第1項所述之高頻加熱裝^電路。 一電容係並聯連接該中間抽頭變壓器。 其中該第 3·如申請專利範圍第2項所述之高頰加熱裝置，发 一電容係並聯連接該中間抽頭變壓器之該第一她、中該第 厣 細以及該第 二端0 4·如申請專利範圍第1項所述之高頻加熱裝置，其中該第 一電容係串聯連接該中間抽頭變壓器，同時並聯連接該第 一開關。 5 ·如申請專利範圍第4項所述之局頻加熱裝置，其中該第

   第27頁

   569651 六、申請專利範圍 電奋係串聯連接該中間抽頭變壓器之該第二端。 6 ·如申睛專利範圍第1項所述之南頻加熱裝置，其中該串 聯電路係並聯連接該中間抽頭變壓器。 7 ·如申請專利範圍第6項所述之高頻加熱裝置，其中該串 聯電路係並聯連接該中間抽頭變壓器之該第一端以及該第 二端。 8 ♦如申請專利範圍第1項所述之高頻加熱裝置，其中該串 聯電路係串聯連接該中間抽頭變壓器。 9 ·如申請專利範圍第8項所述之高頻加熱裝置，其中該串 聯電路係串聯連接該中間抽頭變壓器之該第二端。 1 0 ·如申請專利範圍第1項所述之高頻加熱裝置，其中該整 流裝置係為下述裝置之一： (1) 全波倍壓整流裝置（full wave voltage doubler rectification ); (2) 半波倍壓整流裝置（half wave voltage doubler rectification ); (3) 全波整流裝置（full wave rectification )； (4) 全橋整流裝置（full bridge rectification 1 1 ·如申請專利範圍第1項所述之高頻加熱裝置，其中該變 壓器係為一具有漏感之變壓器。 1 2·如申請專利範圍第4項所述之高頻加熱裝置，其中該第 一電容係為該第一開關之體電容。

   第28頁