TW202203561A - 隔離式諧振轉換器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本案提供一種單相或多相DC/DC轉換器及其控制方法，該控制方法通過實質縮小開關頻率範圍而使轉換器具有寬電壓轉換比範圍，從而提升其性能。藉由結合可變占空比、可變頻率及延遲時間控制來控制輸出電壓或電流，可縮小開關頻率範圍。

Description

隔離式諧振轉換器及其控制方法
本案係關於一種隔離式諧振DC/DC轉換器及用以控制該轉換器的方法，尤指一種單相或多相之隔離式諧振轉換器及用以控制該隔離式諧振轉換器的方法，並藉此增加輸入電壓及/或輸出電壓的範圍。
電源供應產業持續需求具有高效率、高功率密度及低成本的轉換器，以實現更少的能耗、更小的安裝空間及更好的成本效益。此外，在許多新開發的應用中 (例如電動車和數據中心)，需要更高的功率處理。通過使用高額定功率的轉換器，可顯著減少電動車的充電時間及數據中心中的電源機櫃尺寸。通常，諧振轉換器採用諧振腔電路來對電壓及/或電流之波形進行塑形，從而將開關損耗最小化，並在不影響轉換效率的前提下實現高頻運作。因此，諧振轉換器被廣泛用於可提供最高效率及功率密度的現有電源供應器中。
第1A圖示出了隔離式諧振功率轉換器100的典型全橋拓撲，其諧振腔電路包含諧振電感LP 及諧振電容CP 和CS 。因諧振腔的組成元件LP 、CP 及CS 通過變壓器TR而相互串聯連接，故第1A圖中的轉換器100為一串聯諧振轉換器 (series resonant converter，SRC)。電感LP 可位於初級側及/或次級側，且可將電感LP 與電容CP 及/或CS 一同設置，使得至少一個電感和一個電容串聯連接而形成諧振腔電路。為了最小化傳導損耗，可採用具有低導通電阻的金屬氧化物半導體場效應電晶體 (metal-oxide-semiconductor field effect transistor，MOSFET) 取代二極體而作為次級側整流器。此外，由於作為次級側整流器的MOSFET可使功率電流自次級側流向初級側，故使得轉換器100可進行雙向運作。
在轉換器100為在SRC的情況下，變壓器TR的勵磁電感Lm 遠大於電感LP (例如超出10倍)。當變壓器TR的勵磁電感Lm 僅為電感LP 的數倍時 (例如2至10倍)，此種轉換器被稱作LLC諧振轉換器。由於LLC諧振轉換器的變壓器TR具有相對較小的勵磁電感，故流經勵磁電感的循環電流大於SRC中的循環電流。由於循環電流較大，故LLC轉換器以增加傳導損耗為代價實現了寬範圍的零電壓切換 (zero voltage switching，ZVS)。
第1B圖為初級側開關QP1-P4 及次級側開關QS1-S4 的開關控制訊號和初級側電流iP 的波形示意圖。在初級側中，QP1 和QP4 的開關控制訊號與QP2 和QP3 的開關控制訊號互補。每個開關控制訊號的占空比通常為50%，藉此獲得對稱的iP 波形。由於諧振腔的組成元件LP 、CP 和CS 之間的諧振，初級側電流的波形為正弦波。為了實現ZVS，開關頻率略大於由諧振頻率，其中諧振頻率取決於諧振腔的組成元件LP 、CP 和CS 。藉此，在初級側開關QP1-P4 進行切換的瞬間 (即第1B圖中的時刻t2 及t3 )，初級側電流iP 成為初級側開關QP1-P4 的ZVS電流。初級側電流iP 被傳輸至次級側，並被除以變壓器TR的匝數比 (即iS = iP / n，其中n = NP / NS ，NP 和NS 分別表示初級側繞組及次級側繞組的匝數)。
次級側開關QS1-S4 的開關控制訊號取決於iP 的極性。當iP 為正時，開關QS1 和QS4 導通，開關QS2 和QS3 關斷；反之，當iP 為負時，開關QS1 和QS4 關斷，開關QS2 和QS3 導通。為了在實際應用中實現ZVS，可延遲所有開關控制訊號的上升沿 (例如時刻t0 、t1 、t2 及t3 ) ，以使同一橋臂中互補的兩開關同時關斷一較短時間，此同時關斷之時間被稱作死區時間。於此死區時間內，初級側電流自處於關斷狀態的開關轉向互補開關中的反平行二極體，從而為互補開關的後續ZVS導通創造條件。
提供給負載的輸出電流值為次級側電流iS 的平均值。由於次級側電流iS 具有正弦波形，故次級側電流iS 的峰值始終大於輸出電流，導致轉換器100中的均方根 (root-mean-square，RMS) 電流較大，進而因傳導損耗使元器件的溫度升高。因此，較大的RMS電流也成為諧振轉換器的缺點，尤其是在具有大電流或大功率的應用中。由於元器件的熱容量在受到物理上的限制，故較高的傳導損耗和元器件的溫度上升將限制轉換器的最大功率傳輸能力。在大電流或大功率應用中，溫度控制為與轉換器的可靠性息息相關的關鍵問題。
第2A圖示出了一種典型的三相隔離式SRC 200，其包含三個相位，分別為相位1、相位2和相位3。三相隔離式SRC 200的每一相包含兩個初級側開關、多個諧振腔元件、一變壓器及兩個次級側開關。以相位1為例，開關QP1 和QP2 為初級側開關，電感LP1 及電容CP1 和CS1 為諧振腔元件，變壓器TR1 為相位1的變壓器，開關QS1 和QS2 為次級側開關。同樣地，對於相位2，開關QP3 和QP4 為初級側開關，電感LP2 及電容CP2 和CS2 為諧振腔元件，變壓器TR2 是相位2的變壓器， 開關QS3 和QS4 為次級側開關。此外，對於相位3，開關QP5 和QP6 為初級側開關，電感LP3 及電容CP3 和CS3 為諧振腔元件，變壓器TR3 為相位3的變壓器， 開關QS5 和QS6 為次級側開關。
多相SRC的最大優勢在於，每相均傳輸了總輸出功率中的一部分。在三相SRC 200中，任一相中的電流應力為第1A圖所示的單相SRC 100中的電流應力的三分之一，這意味著每個諧振腔元件上的RMS電流應力也變為三分之一。考慮到電阻性傳導損耗與RMS電流的平方值成正比，每個諧振腔元件的傳導損耗變為單相SRC中每個諧振腔元件的傳導損耗的九分之一。因此，三相SRC具有遠高於單相SRC的功率傳輸能力。
第2B圖為初級側開關QP1 、QP3 及QP5 和次級側開關QS1 的開關控制訊號與初級側電流iP1 、iP2 及iP3 的波形示意圖。為使圖式簡潔，故省略了開關QP2 、QP4 、QP6 、QS2 、QS3 、QS4 、QS5 和QS6 的開關控制訊號。開關QP2 、QP4 及QP6 的開關控制訊號分別與開關QP1 、QP3 及QP5 的開關控制訊號互補。與單相SRC相似，於每一相中，次級側開關依據初級側電流的極性而被導通。具體而言，在iP1 、iP2 或iP3 為正時，對應的開關QS1 、QS3 或QS5 導通；而在iP1 、iP2 或iP3 為負時，對應的開關QS2 、QS4 或QS6 導通。實現ZVS的方式與單相SRC相似。如第2B圖所示，開關QP1 、QP3 及QP5 的開關控制訊號以120度的相移角 (時域中的TS / 3偏移) 相互錯相。藉此，可使濾波電容CO 上的RMS電流大幅降低。由於上述的種種原因，SRC可通過形成多相結構來提高其最大功率傳輸能力。
通過改變開關頻率，可控制諧振轉換器的電壓轉換比 (VOUT / VIN )。舉例而言，SRC可在運作於諧振頻率時 (即在開關頻率等於諧振頻率時) 提供最大電壓轉換比，而電壓轉換比將隨開關頻率的上升而降低。可變開關頻率控制通常被視為諧振轉換器的短處，尤其是在寬輸入電壓範圍及/或寬輸出電壓範圍的應用中。為了涵蓋較寬的電壓轉換比範圍，諧振轉換器的最大開關頻率增加，因而使驅動磁性組件的損耗和切換時的關斷損耗增加。因此，需注意的是，就寬輸入電壓範圍及/或寬輸出電壓範圍的大功率應用而言 (例如大功率電動車充電應用)，對於擴大多相諧振轉換器的電壓轉換比範圍的方法的研究至關重要。
為克服前述現有技術的缺失，本案提供一種多相隔離式諧振轉換器及其控制方法，該控制方法通過實質縮小開關頻率範圍而使多相隔離式諧振轉換器具有寬輸入電壓範圍及/或寬輸出電壓範圍。藉由結合可變占空比、可變頻率及延遲時間控制來控制輸出電壓或電流，可縮小開關頻率範圍。開關頻率及占空比可被用於控制多相隔離式諧振轉換器的初級側開關，而延遲時間控制可用於控制次級側開關。通過相對於初級側或次級側電流的過零時刻或相對於初級側開關的關斷時刻延遲對應的次級側開關的關斷，可實現對於次級側開關的延遲時間控制。本案的延遲時間控制可在有全橋整流器時擴展為雙延遲時間控制，從而獲得更寬的輸出電壓範圍。再者，本案的延遲時間控制亦可用於每一相的主動均流。
根據本案一方面的構想，本案提供一種隔離式諧振轉換器，包含一或多個相位及控制電路。每個相位包含變壓器、複數個諧振元件、經由該複數個諧振元件將輸入端電耦接於變壓器的複數個初級側開關以及將變壓器電耦接於輸出端的複數個次級側開關。控制電路電耦接於該一或多個相位，其中控制電路架構於：感測輸入端上的輸入電壓及輸出端上的輸出電壓；   基於複數個參數決定初級側開關的第一控制訊號及次級側開關的第二控制訊號，其中該複數個參數包含該複數個諧振元件的物理特性、輸入電壓、輸出電壓及參考電壓；輸出包含開關頻率及第一占空比的第一控制訊號至初級側開關；以及    輸出包含開關頻率及第二占空比的第二控制訊號至次級側開關。該複數個次級側開關中的第一個次級側開關的第二占空比大於對應的該複數個初級側開關中的第一個初級側開關的第一占空比。
於一些實施例中，該複數個次級側開關中的第二個次級側開關的第二占空比係根據該複數個初級側開關中的第二個初級側開關的關斷時刻來定義。
於一些實施例中，控制電路還架構於感測流經每一相位的電流。
於一些實施例中，該複數個次級側開關中的第二個次級側開關的第二占空比係根據電流由正至負或由負至正的過零時刻來定義。
於一些實施例中，控制電路包含：感測及縮放電路，架構於接收輸入及輸出電壓，並將輸入及輸出電壓轉換為縮放後的輸入及輸出電壓；減法電路，架構於接收縮放後的輸出電壓，並藉由將參考電壓減去縮放後的輸出電壓而產生誤差訊號；誤差放大器，架構於接收誤差訊號，並產生放大及補償後的誤差訊號；以及處理電路，架構於接收縮放後的輸入電壓和放大及補償後的誤差訊號，並根據縮放後的輸入電壓和放大及補償後的誤差訊號，產生第一及第二控制訊號。
於一些實施例中，控制電路還包含零電流感測器，零電流感測器架構於感測流經每一相位的電流訊號。
於一些實施例中，處理電路還架構於接收電流訊號並根據縮放後的輸入電壓、放大及補償後的誤差訊號及電流訊號產生第一及第二控制訊號。
於一些實施例中，該一或多個相位包含至少兩個相位，控制電路還包含電流平衡電路，電流平衡電路架構於在第二控制訊號被傳輸至次級側開關前調整第二控制訊號，以使流經不同相位的電流相互平衡。
於一些實施例中，電流平衡電路包含：電流感測、縮放及平均電路，架構於獲取流經每一相位中的電流的平均值；以及延遲時間加法器，架構於依據任兩個相位的電流的差決定每一相位的延遲時間，並通過將第二控制訊號的責任週期加上延遲時間來調整第二控制訊號。
根據本案另一方面的構想，本案提供一種用於控制隔離式諧振轉換器的方法，其中隔離式諧振轉換器具有一或多個相位，每一相位包含變壓器、複數個諧振元件、經由諧振元件將輸入端電耦接於變壓器的複數個初級側開關以及將變壓器電耦接於輸出端的複數個次級側開關。該方法包含：感測輸入端上的輸入電壓及輸出端上的輸出電壓；基於複數個參數決定初級側開關的第一控制訊號及次級側開關的第二控制訊號，其中該複數個參數包含諧振元件的物理特性、輸入電壓、輸出電壓及參考電壓；輸出包含開關頻率及第一占空比的第一控制訊號至初級側開關；以及輸出包含開關頻率及第二占空比的第二控制訊號至次級側開關。該複數個次級側開關中的第一個次級側開關的第二占空比大於對應的該複數個初級側開關中的第一個初級側開關的第一占空比。
於一些實施例中，該複數個次級側開關中的第二個次級側開關的第二占空比係根據該複數個初級側開關中的第二個初級側開關的關斷時刻來定義。
於一些實施例中，該方法還包含感測流經每一相位的電流。
於一些實施例中，該複數個次級側開關中的第二個次級側開關的第二占空比係根據該電流由正至負或由負至正的過零時刻來定義。
於一些實施例中，該方法還包含在第二控制訊號被傳輸至次級側開關前調整第二控制訊號，以使流經不同相位的電流相互平衡。
根據本案另一方面的構想，本案提供一種隔離式諧振轉換器，包含：變壓器、複數個諧振元件、初級側全橋電路、次級側全橋電路及控制電路。初級側全橋電路包含第一橋臂及第二橋臂，且經由諧振元件將輸入端電耦接於變壓器。次級側全橋電路包含第三橋臂及第四橋臂，且將變壓器電耦接於輸出端。控制電路電耦接於初級側全橋電路及次級側全橋電路，其中控制電路架構於：感測輸入端上的輸入電壓及輸出端上的輸出電壓；根據放大及補償後的誤差訊號決定第一、第二、第三及第四橋臂的控制訊號，其中所有控制訊號包含第一、第二、第三及第四橋臂中的至少一個的占空比；以及      輸出所有控制訊號至初級側全橋電路及次級側全橋電路。當放大及補償後的誤差訊號小於一閾值時，隔離式諧振轉換器為降壓轉換器，而當放大及補償後的誤差訊號大於該閾值時，隔離式諧振轉換器為升壓轉換器。
於一些實施例中，當放大及補償後的誤差訊號小於該閾值時，第一橋臂的占空比在0.0和0.5之間，而第二橋臂的占空比為0.0。
於一些實施例中，當放大及補償後的誤差訊號小於該閾值時，第一橋臂的占空比為0.5，而第二橋臂的占空比在0和0.5之間。
於一些實施例中，當放大及補償後的誤差訊號大於該閾值時，第一及第二橋臂的占空比為0.5，第三橋臂的占空比在0.5和1.0之間，第四橋臂的占空比為0.5。
於一些實施例中，當放大及補償後的誤差訊號大於該閾值時，第一及第二橋臂的占空比為0.5，第三橋臂的占空比為1.0，第四橋臂的占空比在0.5和1.0之間。
於一些實施例中，隨著放大及補償後的誤差訊號增加，占空比單調遞增。
於一些實施例中，隨著放大及補償後的誤差訊號增加，占空比線性遞增。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案之範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非架構於限制本案。
第3A至3D圖分別示出了本案各個較佳實施例的隔離式多相諧振轉換器300。如第3A至3D圖所示，轉換器300具有N個相位，其中N為自然數 (即具有相位1、相位2、…、相位N)。轉換器300包含初級側開關QP1 、QP2 、…、QP(2N) 、次級側開關QS1 、QS2 、…、QS(2N) 、位於初級側的諧振電容CP1 、CP2 、…、CPN 、位於初級側的諧振電感LP1 、LP2 、…、LPN 、變壓器TR1 、TR2 、…、TRN 、位於次級側的諧振電容CS1 、CS2 、…、CSN 以及一輸出濾波電容CO 。於一些實施例中，轉換器300具有三個相位 (即N ＝ 3)。
請參閱第3A圖。轉換器300的每個相位均包含在初級側形成一半橋的兩個開關、多個諧振腔元件、變壓器及在次級側形成一半橋的兩個開關。變壓器TR1 、TR2 、…、TRN 具有位於初級側的初級側繞組NP1 、NP2 、…、NPN 及位於次級側的次級側繞組NS1 、NS2 、…、NSN 。於此實施例中，初級側繞組NP1 、NP2 、…、NPN 的一端連接於同一個點 (或公共節點)，而初級側繞組NP1 、NP2 、…、NPN 的另一端連接於與其對應的半橋。類似地，次級側繞組NS1 、NS2 、…、NSN 的一端連接於同一個點 (或公共節點)，而次級側繞組NS1 、NS2 、…、NSN 的另一端連接於與其對應的半橋。第3A圖中的變壓器TR1 、TR2 、…、TRN 的連接配置通常被稱作Y-Y型連接配置。可理解的是，變壓器TR1 、TR2 、…、TRN 可以任何適當的連接配置相互耦接，例如Y- ∆ 型連接配置 (如第3B圖所示)、∆-Y型連接配置 (如第3C圖所示) 及 ∆-∆ 型連接配置 (如第3D圖所示)。本案的控制方法實質上不受變壓器的連接配置所影響。
第4A及4B圖示出了本案較佳實施例中連接於控制器400的隔離式多相串聯諧振轉換器300。除了第4B圖中的控制器400額外包含一零電流感測器 (zero-current detector，ZCD) 之外，第4B圖中的控制器400與第4A圖中的控制器400實質上相同。於一些實施例中，第4A及4B圖中的控制器400可採用可變開關頻率 (fS = 1 / TS ) 控制、占空比 (D) 控制及延遲時間 (TD ) 控制的組合來控制轉換器300。可變開關頻率控制可適用於初級側開關QP1-P(2N) 和次級側開關QS1-S(2N) ，占空比控制可適用於初級側開關QP1-P(2N) ，延遲時間控制可適用於次級側開關QS1-S(2N) 。
第5A、5B、5C及5D圖示出本案較佳實施例的用於控制第4B圖中的三相轉換器300的開關控制訊號和初級側電流的波形示例，其中包含初級側開關QP1 、QP2 、…、QP6 及次級側開關QS1 、QS2 、…、QS6 的開關控制訊號及初級側電流iP1 、iP2 及iP3 的波形，且轉換器300具有三個相位 (即N = 3)。如第5A及5B圖所示，所有開關QP1-P6 和QS1-S6 皆以相同的開關頻率fS (或週期TS = 1/fS ) 運作。初級側開關QP1-P6 以占空比D (例如50%) 運作。延遲時間TD (例如從t1 到t2 ) 被用於依據初級側開關QP1 、QP3 及QP5 的關斷時刻分別控制次級側開關QS1 、QS3 及QS5 的關斷時刻。各相位的開關控制訊號相互偏移約TS / 3 (或120度)。在有N個相位的情況下，各相之間可相互偏移約TS / N。如第5C及5D圖所示，可根據初級側電流的過零時刻來確定次級側開關QS1 、QS3 及QS5 的關斷時刻。
如第4B圖所示，若控制器400中包含零電流感測器410，則可依據初級側或次級側電流由正到負的過零時刻來定義延遲時間TD 。需注意的是，延遲時間TD 亦可藉由位於初級側的上開關QP1 、QP3 及QP5 與位於次級側的上開關QS1 、QS3 及QS5 之間處於關斷狀態的時間差來定義。
舉例而言，如第5A及5B圖所示，延遲時間TD 被定義為從t1 (在初級側的上開關QP1 關斷時) 到t2 (在次級側的上開關QS1 關斷時) 的時間段。相對於初級側的上開關QP3 和QP5 的關斷時刻，次級側的上開關QS3 和QS5 的關斷時刻被延遲與延遲時間TD 相同的時間長度。由於所有開關的開關頻率皆相同，且上開關與下開關的控制訊號互補，故施加於上開關QS1 、QS3 及QS5 的延遲時間可抑制或減少下開關QS2 、QS4 及QS6 處於導通狀態的時間。
第5A圖中的波形可應用於輕負載條件下，其中在初級側電流iP1 由負至正的過零點，下開關QS2 關斷，從而在t3 至t0’ 期間自輸出濾波電容CO 汲取電荷。反之，第5B圖中的波形可應用於重載條件下，如第5B圖所示，初級側及次級側的下開關QP2 和QS2 同時關斷 (即同步關斷)。類似地，下開關QP4 和QS4 同時關斷，而下開關QP6 和QS6 同時關斷 (即同步關斷)。若延遲時間TD 由初級側的下開關QP2 、QP4 及QP6 與次級側的下開關QS2 、QS4 及QS6 之間處於關斷狀態的時間差所定義，則延遲時間TD 可相對於初級側或次級側電流由負到正的過零時刻來定義 (如第5A圖所示) 或與之同步 (如第5B圖所示)。
請再參閱第4A及4B圖。控制器400的感測及縮放電路420自轉換器300接收輸出電壓VOUT ，並且按比例將輸出電壓VOUT 放大或縮小為輸出電壓VOUT(SCLD) 。控制器400的減法電路430接收縮放後的輸出電壓VOUT(SCLD) ，並通過將參考電壓VREF (即參考輸出電壓) 減去縮放後的輸出電壓VOUT(SCLD) 而產生一誤差訊號VE 。控制器400的誤差放大器440接收誤差訊號VE 並提供放大及補償後的誤差訊號VEA 至處理電路450。開關頻率fS (= 1 / TS )、占空比D及延遲時間TD 係於處理電路450中決定。
取決於特定的應用及/或實施態樣，可通過感測及縮放電路420來感測和縮放輸入電壓VIN 、輸出電壓VOUT 、輸入電流IIN 及輸出電流IOUT 中的任一或多個之組合，並將其提供至處理電路450。為了實現ZVS，於互補開關的導通及關斷時刻之間引入較短的死區時間。於一些實施例中，可利用第4B圖所示的零電流感測器410來測量初級側電流iP1 、iP2 及iP3 ，以確定初級側電流iP1 、iP2 及iP3 為零的時間點，從而據此關斷次級側開關QS2 、QS4 及QS6 (如第5A圖所示)。
延遲時間控制使得諧振轉換器可提供升壓轉換比，反之，傳統的可變開關頻率控制僅可在串聯諧振轉換器中提供降壓轉換比。具體而言，如第1B及2B圖所示，當傳統的串聯諧振轉換器在未採取延遲時間控制的情況下運作時，諧振腔元件和變壓器始終位於輸入電壓源與輸出電壓電容之間。諧振腔元件及變壓器上的電壓實際上變為VIN - VOUT 。假設輸出電壓大於輸入電壓，則無法形成諧振電感電流。基於該些原因，傳統的串聯諧振轉換器只能提供降壓轉換比。
相較之下，如第5A及5B圖所示，當採用延遲時間控制時，在延遲時間TD 期間，諧振腔元件及變壓器與輸出電壓電容相分離，其中延遲時間TD 可例如被定義為自t1 至t2 的時間段。在延遲時間TD 期間，諧振腔元件及變壓器上的電壓實質上變為 –VIN –VOUT 。因此，諧振電感電流的形成速度遠快於傳統控制方式。由於VIN 和VOUT 皆有助於在同一方向上形成諧振電感電流，故無論輸出電壓為何，皆可形成諧振電感電流。藉此，當輸出電壓高於輸入電壓時，延遲時間控制可提供輸出電流，因而具有提供升壓轉換比的能力。
在未進行延遲時間控制的情況下，傳統的可變開關頻率控制須涵蓋電壓轉換比的所有範圍。由於電壓轉換比隨開關頻率而變化，故在電壓轉換比範圍較寬的應用中，開關頻率的範圍亦較寬。較寬的開關頻率範圍將導致較大的驅動損耗及開關損耗，並提升優化磁性組件的困難度。
與延遲時間控制可提供升壓轉換比的能力相比，傳統的可變開關頻率控制所涵蓋的電壓轉換比範圍較窄。因此，借助延遲時間控制，可減少驅動損耗及開關損耗，並採用較佳設計的磁性元件。
本案的控制方法亦可適用於多相諧振轉換器，其中多相諧振轉換器包含組合了二極體及可控開關的次級側整流器，如第6A及6B圖所示。舉例而言，第3A圖中次級側整流器的上開關QS1 、QS3 、...、QS(2N-1) 可作為二極體整流器運作，因此，該些上開關可被第6A圖中的二極體取代。類似地，第3A圖中次級側整流器的下開關QS2 、QS4 、...、QS(2N) 可被第6B圖中的二極體取代。可理解的是，第6A及6B圖的轉換器為單向運作。
在某些實施例中，本案的控制方法可被擴展到具有全橋整流器的多相或單相諧振轉換器。通過在次級側具有全橋整流器，可將雙延遲時間控制應用於多相諧振轉換器的每一相中。鑒於此高自由度，可進一步擴展諧振轉換器的電壓轉換比範圍。
第7A及7B示出了隔離式三相諧振轉換器的實施例。如第7A圖所示，初級側的多個變壓器以Y型連接配置相互連接。在次級側，變壓器繞組互不連接，以形成多個相互獨立的全橋整流器。如第7B圖所示，初級側的多個變壓器以Δ型連接配置相互連接。第7A及7B圖所示的轉換器可被擴展為多相轉換器，且還可通過以開關取代二極體DSA1 、DSA2 、DSB1 、DSB2 、DSC1 及DSC2 來實現雙向運作。此外，雙延遲時間控制亦可應用於第8A及8B圖所示的單相諧振轉換器，此將於後文中詳細描述。
本案的延遲時間控制還可用於控制多相諧振轉換器中的主動均流，從而平衡各相中的電流大小。第9A圖示出了本案較佳實施例的隔離式多相諧振轉換器700，其耦接於控制器800以於轉換器700中進行主動均流。第9B圖為第9A圖中的控制器800的放大示意圖。
如第9A及9B圖所示，為平衡各相中的電流大小，可利用控制器800的電流平衡電路810來將額外的延遲時間控制應用於各相中。通過電流平衡電路810的電流感測、縮放及平均電路811，可對每相中的電流iP1 、iP2 及iP3 進行感測、縮放及平均，以獲得每相中的電流大小 |iP1 |(AVG) 、|iP2 |(AVG) 及 |iP3 |(AVG) 。基於三相中任兩相之間的電流差，可確定一額外延遲時間，並利用一或多個延遲時間加法器812而將額外延遲時間與一般延遲時間TD 相加。加總後的延遲時間被施加於次級側中的對應橋臂。就對應於開關QS1 和QS2 的第一相位而言，額外延遲時間TD_1 被與延遲時間TD 相加以平衡 |iP1 |(AVG) 及 |iP2 |(AVG) 。額外延遲時間TD_1 係由誤差放大器根據誤差訊號的補償量所提供，其中補償量是通過將 |iP2 |(AVG) 減去 |iP1 |(AVG) 而產生。藉此，可利用TD_1 平衡 |iP1 |(AVG) 及 |iP2 |(AVG) 。對於第二相位而言，亦可以相同方式平衡 |iP2 |(AVG) 及 |iP3 |(AVG) 。最後，對於第三相位而言，亦可以相同方式平衡 |iP3 |(AVG) 及 |iP1 |(AVG) 。由於 |iP1 |(AVG) 、|iP2 |(AVG) 及 |iP3 |(AVG) 皆相互平衡，故三相諧振轉換器700可實現主動均流。
第10圖示出了本案較佳實施例的在初級側和次級側均採用全橋配置的單相隔離式串聯諧振轉換器1000。第11圖示出了本案較佳實施例中與控制器1100耦接的第10圖的單相隔離式串聯諧振轉換器1000。如第10及11圖所示，轉換器1000包含初級側開關QP1 、QP2 、QP3 及QP4 、次級側開關QS1 、QS2 、QS3 及QS4 、位於初級側的諧振電容CP 、變壓器TR、位於初級側的諧振電感LP 、位於次級側的諧振電容CS 、位於次級側的諧振電感LS 及輸出濾波電容CO 。初級側開關QP1 和QP2 形成半橋橋臂B1 。初級側開關QP3 和QP4 形成半橋橋臂B2 。次級側開關QS1 和QS3 形成半橋橋臂B3 。次級側開關QS2 和QS4 形成半橋橋臂B4 。
同時參閱第10及11圖，在感測及縮放電路1110中，輸入電壓VIN 及輸出電壓VOUT 可被感測並分別被縮放為VIN(SCLD) 和VOUT(SCLD) 。將參考電壓VREF 減去VOUT(SCLD) 可產生誤差訊號VE (即VE = VREF - VOUT(SCLD) )。而後，將VE 饋入具補償功能的誤差放大器1120，以產生放大及補償後的誤差訊號VEA 。此外，亦將VIN(SCLD) 及VOUT(SCLD) 饋入具補償功能的誤差放大器1120中，並用於誤差放大器1120所輸出之訊號VEA 的前饋。再者，若有需要，還可進一步感測轉換器1000的輸入電流或輸出電流並將其用於決定VEA 。而後，VEA 被傳輸至橋臂控制器1130。橋臂控制器1130將VEA 轉換為四個占空比訊號D1 、D2 、D3 及D4 。占空比訊號D1 決定了開關QP1 的占空比，而開關QP2 的控制訊號與開關QP1 的控制訊號互補。占空比訊號D2 決定了開關QP3 的占空比，而開關QP4 的控制訊號與開關QP3 的控制訊號互補。占空比訊號D3 決定了開關QS1 的占空比，同時確定開關QS3 的控制訊號而使開關QS3 作為同步整流器。占空比訊號D4 決定了開關QS2 的占空比，同時確定開關QS4 的控制訊號而使開關QS4 作為同步整流器。
第12圖為本案較佳實施例的VEA 與占空比訊號D1 、D2 、D3 及D4 之間的關係示意圖。為了在寬範圍內持續提供電壓轉換比，當VEA 變化時，至少一個占空比需隨之改變。在此示例中，隨著VEA 從零開始增加，占空比訊號D1 從零線性增加至0.5。可以理解的是，占空比訊號D1 亦可非線性地增加。由於主控制變量為占空比訊號D1 ，故將此區域稱作D1 區域。在D1 區域中，VEA 的變化將導致占空比訊號D1 隨之變化。在占空比訊號D1 達到0.5後，占空比訊號D1 維持在0.5，且占空比訊號D2 從零線性增加至0.5。可以理解的是，占空比訊號D2 亦可非線性地增加，只要其為單調遞增即可。此區域被稱作D2 區域，於D2 區域中，VEA 的變化將導致占空比訊號D2 隨之變化的區域。在D1 及D2 區域中，由於輸出電壓VOUT 小於輸入電壓VIN ，故轉換器1000為降壓轉換器。當占空比訊號D1 和D2 皆達到0.5時，輸入電壓VIN 等於輸出電壓VOUT ，因此D1 及D2 區域也可被稱作 “降壓區域”。
當占空比訊號D2 在過渡點1202達到0.5後，隨著VEA 進一步增加，轉換器1000變為升壓轉換器。占空比訊號D1 及D2 維持在0.5，而占空比訊號D3 從0.5增加至1.0。此區域被稱作D3 區域，於D3 區域中，VEA 的變化將導致占空比訊號D3 隨之變化。在占空比訊號D3 達到1.0後，占空比訊號D1 及D2 維持在0.5，占空比訊號D3 維持在1.0，而D4 自0.5增加。此區域被稱作D4 區域，於D4 區域中，VEA 的變化將導致占空比訊號D4 隨之變化。在D3 及D4 區域中，由於輸出電壓VOUT 大於輸入電壓VIN ，故轉換器1000為升壓轉換器，因此D3 及D4 區域也可被稱作 “升壓區域”。
第13A及13B圖分別示出了對第10圖的轉換器1000採用第11圖的D1 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。如第13A圖所示，主控制變量為占空比訊號D1 ，故半橋橋臂B1 被致動。占空比訊號D2 為零，這意味著開關QP3 維持在關斷狀態而開關QP4 維持在導通狀態。半橋橋臂B3 及B4 形成同步整流器，故其運作和二極體整流器完全相同。於一些實施例中，同步整流器代表只有在電流方向為由反平行二極體的陽極流向陰極時，MOSFET開關的閘極訊號方才導通。於另一些實施例中，可以二極體取代半橋橋臂D3 及D4 中的開關。如第13B圖所示，開關週期TS 為一常數且非常接近諧振週期，其中諧振週期係由諧振腔元件所決定。自t0 至t1 期間 (時長為D1 TS )，開關QP1 導通，諧振電流iP (即初級側電流) 經由變壓器TR及次級側整流器而被傳遞至輸出側。在t1 後，開關QP1 關斷，諧振電流iP 下降但仍為正值。在t2 後，諧振電流iP 變為零，且發生負諧振。開關QP2 長時間處於導通狀態，以使負諧振電流被傳輸諧振週期的一半時長，而在次一開關週期開始時，諧振電流自然趨近於零。
第14A及14B圖分別示出了對第10圖的轉換器1000採用第11圖的D2 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。如第14A圖所示，半橋橋臂B1 的占空比被固定為0.5。主控制變量為占空比訊號D2 ，故半橋橋臂B2 被致動。半橋橋臂B3 及B4 形成同步整流器，故其運作和二極體整流器完全相同。如第14B圖所示，開關週期TS 仍為一常數，且非常接近由諧振腔元件所決定的諧振週期。自t0 至t1 期間 (時長為0.5TS )，開關QP1 和QP4 導通，諧振電流iP 經由變壓器TR及次級側整流器而被傳輸至輸出側。開關QP1 和QP4 長時間導通，以使諧振電流iP 被傳輸諧振週期的一半時長。當開關QP1 和QP4 在t1 關斷時，諧振電流iP 接近於零。在t1 ，開關QP1 和QP4 關斷，開關QP2 和QP3 導通。諧振電流iP 變為負值且被傳遞至次級側。在開關QP3 及QP4 於t2 關斷後，諧振電流iP 的大小下降且被傳遞至次級側。在諧振電流iP 於t3 變為零後，小的波動電流流經開關QP2 及QP4 和變壓器TR，直到開關QP2 和QP4 關斷而開始一新開關週期。
第15A及15B圖分別示出了對第10圖的轉換器1000採用第11圖的D3 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。如第15A圖所示，半橋橋臂B1 及B2 的占空比被固定在0.5。主控制變量為占空比訊號D3 ，故開關QS1 以主動開關表示，而非二極體。由於開關QS2 、QS3 及QS4 形成同步整流器，且其運作與二極體整流器完全相同，故將其以二極體表示。如第15B圖所示，開關週期TS 仍為一常數且非常接近由諧振腔元件所決定的諧振週期。自t0 至t1 期間 (時長為0.5TS )，開關QP1 和QP4 導通，諧振電流iP 經由變壓器TR、開關QS1 及其他次級側整流器組件而被傳輸至輸出側。開關QP1 和QP4 長時間導通，以使諧振電流被傳輸諧振週期的一半時長，且當開關QP1 和QP4 在t1 關斷時，諧振電流接近於零。在t1 ，開關QP1 和QP4 關斷，開關QP2 和QP3 導通。由於占空比訊號D3 大於0.5，故開關QS1 仍處於導通狀態，因此電流iP 不會被傳輸至輸出濾波電容CO ，而將快速上升。在開關QS1 於t2 關斷後 ，上升的電流iP 被傳輸至輸出濾波電容CO ，電流iP 的大小下降。在電流iP 於t3 變為零後，小的波動電流流經開關QP2 及QP3 和變壓器TR，直到開關QP2 和QP3 關斷而開始一新開關週期。
第16A及16B圖分別示出了對第10圖的轉換器1000採用第11圖的D4 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。如第16A圖所示，半橋橋臂B1 和B2 的占空比被固定為0.5，半橋橋臂B3 的占空比被固定為1.0。因此，開關QS1 維持在導通狀態，開關QS3 維持在關斷狀態。主控制變量為占空比訊號D4 ，故將開關QS2 以一主動開關表示，而非二極體。由於開關QS4 形成同步整流器，且其運作與二極體完全相同，故將其以二極體表示。如第16B圖所示，開關週期TS 仍為一常數且非常接近由諧振腔元件所決定的諧振週期。自t0 至t1 期間 (時長為0.5TS )，開關QP1 、QP4 及QS2 導通，諧振電流iP 經由變壓器TR及開關QS1 和QS2 而上升。在開關QS2 於t1 關斷後，上升的諧振電流經由開關QS4 而被傳輸至輸出濾波電容CO 。在諧振電流iP 於t2 變為零後，小的波動電流流經開關QP1 及QP4 。在開關QP1 和QP4 於t3 關斷後，開關QP2 、QP3 及QS2 導通，諧振電流iP 經由變壓器TR及開關QS1 和QS2 而對CS 充電。
第17A及17B圖分別示出了本案其他較佳實施例的VEA 與占空比訊號D1 、D2 、D3 及D4 之間的關係示意圖。本案的一目的在於對應VEA 而持續提供電壓轉換比。因此，只要控制變量D1 、D2 、D3 及D4 中至少一個持續隨VEA 變化而改變，則該些控制變量的次序可被改變甚至混合。如第17A圖所示，在各自的降壓或升壓區域中，D1 、D2 、D3 及D4 的次序可被混合甚至改變。第17B圖示出了控制方法的另一變化例。只要至少一個控制變量隨VEA 變化而改變，則D1 、D2 、D3 及D4 的最大值或最小值可為任意值。D1 及D2 的最大值和最小值可被設定於0.0到0.5之間，D3 和D4 的最大值和最小值可被設定於0.5到1.0之間。
第18A至18E圖分別示出了本案多個較佳實施例的單相隔離式串聯諧振轉換器，其中各轉換器中的開關橋臂的數量不同。根據增益範圍的不同，亦可改變轉換器中的橋臂數量。第18A及18B圖示出了包含半橋橋臂B1 、B3 及B4 的實施例。如第18A圖所示，於此實施例中，橋臂B2 的開關QP3 始終處於關斷狀態，而橋臂B2 的開關QP4 始終處於導通狀態。如第18B圖所示，於此實施例中，橋臂B2 的開關QP3 和QP4 分別以電容CP1 和CP2 取代。第18C及18D圖示出了包含半橋橋臂B1 、B2 及B4 的實施例。如第18C圖所示，在此實施例中，橋臂B3 的開關QS3 始終處於關斷狀態，而橋臂B3 的開關QS1 始終處於導通狀態。如第18D圖所示，於此實施例中，橋臂B3 的開關QS3 和QS1 分別以電容CS1 和CS2 取代。第18E圖示出了僅包含半橋橋臂B1 及B4 的實施例。可理解的是，於半橋橋臂B1 、B2 、B3 及B4 中，任兩個橋臂的組合 (任一個初級側的橋臂與任一個次級側的橋臂) 均可適用本案中所示出及描述的控制方法。
本案提供了用於多相轉換器的多種控制方法，使轉換器可提供更寬範圍的電壓轉換比，藉此提升其性能。具體而言，本案的控制方法通過實質縮小開關頻率範圍而使單相或多相轉換器具有寬輸入電壓範圍及/或寬輸出電壓範圍，從而提升其性能。藉由結合可變占空比、可變頻率及延遲時間控制來控制輸出電壓或電流，可縮小開關頻率範圍。
根據本案一較佳實施例，可變占空比及可變頻率控制可用於控制多相隔離式諧振轉換器的初級側開關及次級側開關，而延遲時間控制可用於控制取代二極體整流器的次級側開關。在多相諧振轉換器的任一相中，通過感測該相中的次級側電流及/或初級側電流，並相對於該相中的次級側電流或初級側電流的過零點而延遲對應次級側開關的關斷時刻，可獲得該相中的次級側開關的開關控制訊號。
在延遲時間控制中，由於次級側開關的開關控制訊號被不對稱地延遲，故相關的電流過零點可為由負到正或由正到負，但無法同時存在。另一方面，可單純地相對於初級側開關的關斷時刻而延遲對應的次級側開關的關斷時刻，從而實現延遲時間控制。初級側開關及次級側開關以實質上相同的開關頻率運作，但每一初級側或次級側開關的占空比可能因設計人員的選擇及延遲時間而有所不同。
須注意的是，延遲時間控制僅應用於次級側整流器的橋臂中的一個開關。若將延遲時間控制應用於次級側整流器的橋臂中的一個開關，則不會再將延遲時間控制應用於該橋臂中的另一個開關，以藉此最小化循環電流。意即，關斷時刻為電流的過零點及對應的初級側開關的關斷時刻中的較早者。為實現ZVS運作，在初級側及次級側中，於任一開關的關斷時刻及其互補開關的的導通時刻之間引入較短的死區時間。
為便於說明及定義本案技術內容，使用了例如 “實質上”、 “大約”、 “略為” 、“相對” 等等用語來表示固有程度的不確定性，此不確定性可能由量化的比較、數值、感測等等因素造成。該些用語一般意指與一給定值或範圍的偏差在10%、5%、1%或0.5%內，且該偏差並不會影響對應技術特徵的基本功能。除非有另行特別說明，否則本揭露中所陳述的數值參數為可視為特定數值或其誤差範圍內之數值。
須注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。
100:轉換器 LP :諧振電感 ­ CP 、CS :諧振電容 TR:變壓器 Lm :勵磁電感 QP1 、QP2 、QP3 、QP4 :初級側開關 QS1 、QS2 、QS3 、QS4 :次級側開關 iP :初級側電流 iS :次級側電流 NP 、NS :繞組 t0 、t1 、t2 、t3 、t0’ 、t1’ :時刻 200:轉換器 QP5 、QP6 :初級側開關 QS5 、QS6 :次級側開關 LP1 、LP2 、LP3 :電感 CP1 、CS1 、CP2 、CS2 、CP3 、CS3 :電容 iP1 、iP2 、iP3 、iPN :初級側電流 iS1 、iS2 、iS3 、iSN :次級側電流 CO :濾波電容 VOUT :輸出電壓 VIN :輸入電壓 300:轉換器 QP(2N-1) 、QP(2N) :初級側開關 QS(2N-1) 、QS(2N) :次級側開關 CPN 、CSN :諧振電容 LPN 、LSN :諧振電感 TR1 、TR2 、TRN :變壓器 NP1 、NP2 、NPN :初級側繞組 NS1 、NS2 、NSN :次級側繞組 400:控制器 fS :開關頻率 TS :開關週期 D:占空比 TD :延遲時間 410:零電流感測器 420:感測及縮放電路 430:減法電路 440:誤差放大器 450:處理電路 VREF :參考電壓 VE :誤差訊號 VEA :放大及補償後的誤差訊號 IIN :輸入電流 IOUT :輸出電流 VOUT(SCLD) 、VIN(SCLD) :電壓 IOUT(SCLD) 、IIN(SCLD) :電流 DSA1 、DSA2 、DSB1 、DSB2 、DSC1 、DSC2 :二極體 QPA1 、QPA2 、QPB1 、QPB2 、QPC1 、QPC2 :初級側開關 QSA1 、QSA2 、QSB1 、QSB2 、QSC1 、QSC2 :次級側開關 CRA 、CRB 、CRC :諧振電容 CBA 、CBB 、CBC :諧振電感 iLRA 、iLRB 、iLRC :電流 700:轉換器 800:控制器 810:電流平衡電路 811:電流感測、縮放及平均電路 812:延遲時間加法器 |iP1 |(AVG) 、|iP2 |(AVG) 、 |iP3 |(AVG) :電流大小 TD_1 :延遲時間 1000:轉換器 1100:控制器 1110:感測及縮放電路 1120:誤差放大器 1130:橋臂控制器 B1 、B2 、B3 、B4 :半橋橋臂 D1 、D2 、D3 、D4 :占空比訊號 1202:過渡點
第1A及1B圖分別示出了一種隔離式諧振功率轉換器的典型全橋拓撲及其以ZVS運作的開關控制訊號時序圖。
第2A及2B圖分別示出了一種典型三相隔離式串聯諧振轉換器及其以ZVS運作的開關控制訊號時序圖。
第3A至3D圖分別示出了本案各個較佳實施例的隔離式多相諧振轉換器。
第4A及4B圖示出了本案較佳實施例中連接於控制器的隔離式多相串聯諧振轉換器。
第5A、5B、5C及5D圖示出本案較佳實施例的用於控制三相轉換器的開關控制訊號和初級側電流的波形示例。
第6A及6B圖示出了在次級側具有二極體整流器的隔離式多相諧振轉換器的示例性實施例。
第7A及7B圖示出了在次級側具有全橋整流器的隔離式諧振轉換器的示例性實施例。
第8A及8B圖示出了本案較佳實施例的單相諧振轉換器。
第9A圖示出了本案較佳實施例的隔離式多相諧振轉換器，其耦接於控制器以於轉換器中進行主動均流。
第9B圖為第9A圖中的控制器的放大示意圖。
第10圖示出了本案較佳實施例的單相隔離式串聯諧振轉換器，其在初級側及次級側均採用全橋配置。
第11圖示出了本案較佳實施例中與控制電路耦接的第10圖的單相隔離式串聯諧振轉換器。
第12圖為本案較佳實施例的VEA 與占空比訊號D1 、D2 、D3 及D4 之間的關係示意圖。
第13A及13B圖分別示出了對第10圖的轉換器採用第11圖的D1 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。標號QP1 、QP2 、QP3 及QP4 分別表示對應的初級側開關的開關控制訊號，標號QS1 、QS2 、QS3 、QS4 、QS5 及QS6 分別表示對應的次級側開關的開關控制訊號，標號iP1 、iP2 及iP3 表示各相的初級側電流。
第14A及14B圖分別示出了對第10圖的轉換器採用第11圖的D2 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。
第15A及15B圖分別示出了對第10圖的轉換器採用第11圖的D3 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。
第16A及16B圖分別示出了對第10圖的轉換器採用第11圖的D4 區域之控制方式時的等效電路及關鍵工作波形。
第17A及17B圖分別示出了本案其他較佳實施例的VEA 與占空比訊號D1 、D2 、D3 及D4 之間的關係示意圖。
第18A至18E圖分別示出了本案各個較佳實施例的單相隔離式串聯諧振轉換器。
300:轉換器
VIN :輸入電壓
IIN :輸入電流
QP1 、QP2 、QP3 、QP4 、QP(2N-1) 、QP(2N) :初級側開關
QS1 、QS2 、QS3 、QS4 、QS(2N-1) 、QS(2N) :次級側開關
CP1 、CS1 、CP2 、CS2 、CPN 、CSN :電容
LP1 、LP2 、LPN :電感
NP1 、NP2 、NPN 、NS1 、NS2 、NSN :繞組
TR1 、TR2 、TRN :變壓器
CO :濾波電容
VOUT :輸出電壓
IOUT :輸出電流
400:控制器
410:零電流感測器
420:感測及縮放電路
430:減法電路
440:誤差放大器
450:處理電路
TS :開關週期
D:占空比
TD :延遲時間
IOUT(SCLD) 、IIN(SCLD) :電流
VOUT(SCLD) 、VIN(SCLD) :電壓
VE :誤差訊號
VEA :放大及補償後的誤差訊號
VREF :參考電壓

Claims (21)

  1. 一種隔離式諧振轉換器，包含： 一或多個相位，其中每個該相位包含一變壓器、複數個諧振元件、經由該諧振元件將一輸入端電耦接於該變壓器的複數個初級側開關以及將該變壓器電耦接於一輸出端的複數個次級側開關；以及 一控制電路，電耦接於該一或多個相位，其中該控制電路架構於： 感測該輸入端上的一輸入電壓及該輸出端上的一輸出電壓； 基於複數個參數決定所有該初級側開關的第一控制訊號及所有該次級側開關的第二控制訊號，其中該複數個參數包含該諧振元件的物理特性、該輸入電壓、該輸出電壓及一參考電壓； 輸出包含一開關頻率及一第一占空比的該第一控制訊號至所有該初級側開關；以及 輸出包含該開關頻率及一第二占空比的該第二控制訊號至所有該次級側開關， 其中，該複數個次級側開關中的第一個該次級側開關的該第二占空比大於對應的該複數個初級側開關中的第一個該初級側開關的該第一占空比。
  2. 如請求項1所述的隔離式諧振轉換器，其中該複數個次級側開關中的第二個該次級側開關的該第二占空比係根據該複數個初級側開關中的第二個該初級側開關的一關斷時刻來定義。
  3. 如請求項1所述的隔離式諧振轉換器，其中該控制電路還架構於感測流經每一該相位的一電流。
  4. 如請求項3所述的隔離式諧振轉換器，其中該複數個次級側開關中的第二個該次級側開關的該第二占空比係根據該電流由正至負或由負至正的一過零時刻來定義。
  5. 如請求項1所述的隔離式諧振轉換器，其中該控制電路包含： 一感測及縮放電路，架構於接收該輸入及輸出電壓，並將該輸入及輸出電壓轉換為縮放後的輸入及輸出電壓； 一減法電路，架構於接收該縮放後的輸出電壓，並藉由將該參考電壓減去該縮放後的輸出電壓而產生一誤差訊號； 一誤差放大器，架構於接收該誤差訊號，並產生放大及補償後的誤差訊號；以及 一處理電路，架構於接收該縮放後的輸入電壓和該放大及補償後的誤差訊號，並根據該縮放後的輸入電壓和該放大及補償後的誤差訊號，產生所有該第一及第二控制訊號。
  6. 如請求項5所述的隔離式諧振轉換器，其中該控制電路還包含一零電流感測器，該零電流感測器架構於感測流經每一該相位的一電流訊號。
  7. 如請求項6所述的隔離式諧振轉換器，其中該處理電路還架構於接收該電流訊號並根據該縮放後的輸入電壓、該放大及補償後的誤差訊號及該電流訊號產生所有該第一及第二控制訊號。
  8. 如請求項5所述的隔離式諧振轉換器，其中該一或多個相位包含至少兩個相位，該控制電路還包含一電流平衡電路，該電流平衡電路架構於在該第二控制訊號被傳輸至該次級側開關前調整該第二控制訊號，以使流經該至少兩個相位中的不同相位的電流相互平衡。
  9. 如請求項8所述的隔離式諧振轉換器，其中該電流平衡電路包含： 一電流感測、縮放及平均電路，架構於獲取流經每一該相位中的該電流的一平均值；以及 一延遲時間加法器，架構於依據任兩個該相位的該電流的差決定每一該相位的一延遲時間，並通過將該第二控制訊號的一責任週期加上該延遲時間來調整該第二控制訊號。
  10. 一種用於控制隔離式諧振轉換器的方法，其中該隔離式諧振轉換器具有一或多個相位，每一該相位包含一變壓器、複數個諧振元件、經由該諧振元件將一輸入端電耦接於該變壓器的複數個初級側開關以及將該變壓器電耦接於一輸出端的複數個次級側開關，該方法包含： 感測該輸入端上的一輸入電壓及該輸出端上的一輸出電壓； 基於複數個參數決定所有該初級側開關的第一控制訊號及所有該次級側開關的第二控制訊號，其中該複數個參數包含該諧振元件的物理特性、該輸入電壓、該輸出電壓及一參考電壓； 輸出包含一開關頻率及一第一占空比的該第一控制訊號至所有該初級側開關；以及 輸出包含該開關頻率及一第二占空比的該第二控制訊號至所有該次級側開關， 其中，該複數個次級側開關中的第一個該次級側開關的該第二占空比大於對應的該複數個初級側開關中的第一個該初級側開關的該第一占空比。
  11. 如請求項10所述的方法，其中該複數個次級側開關中的第二個該次級側開關的該第二占空比係根據該複數個初級側開關中的第二個該初級側開關的一關斷時刻來定義。
  12. 如請求項10所述的方法，還包含感測流經每一該相位的一電流。
  13. 如請求項12所述的方法，其中該複數個次級側開關中的第二個該次級側開關的該第二占空比係根據該電流由正至負或由負至正的一過零時刻來定義。
  14. 如請求項10所述的方法，還包含在該第二控制訊號被傳輸至該次級側開關前調整該第二控制訊號，以使流經該至少兩個相位中的不同相位的電流相互平衡。
  15. 一種隔離式諧振轉換器，包含： 一變壓器； 複數個諧振元件； 一初級側全橋電路，包含一第一橋臂及一第二橋臂，且經由該諧振元件將一輸入端電耦接於該變壓器； 一次級側全橋電路，包含一第三橋臂及一第四橋臂，且將該變壓器電耦接於一輸出端；以及 一控制電路，電耦接於該初級側全橋電路及該次級側全橋電路，其中該控制電路架構於： 感測該輸入端上的一輸入電壓及該輸出端上的一輸出電壓； 根據一放大及補償後的誤差訊號決定該第一、第二、第三及第四橋臂的控制訊號，其中所有該控制訊號包含該第一、第二、第三及第四橋臂中的至少一個的占空比；以及 輸出所有該控制訊號至該初級側全橋電路及該次級側全橋電路， 其中當該放大及補償後的誤差訊號小於一閾值時，該隔離式諧振轉換器為降壓轉換器， 其中當該放大及補償後的誤差訊號大於該閾值時，該隔離式諧振轉換器為升壓轉換器。
  16. 如請求項15所述的隔離式諧振轉換器，其中當該放大及補償後的誤差訊號小於該閾值時，該第一橋臂的該占空比在0.0和0.5之間，而該第二橋臂的占空比為0.0。
  17. 如請求項15所述的隔離式諧振轉換器，其中當該放大及補償後的誤差訊號小於該閾值時，該第一橋臂的該占空比為0.5，而該第二橋臂的該占空比在0和0.5之間。
  18. 如請求項15所述的隔離式諧振轉換器，其中當該放大及補償後的誤差訊號大於該閾值時，該第一及第二橋臂的該占空比為0.5，該第三橋臂的該占空比在0.5和1.0之間，該第四橋臂的該占空比為0.5。
  19. 如請求項15所述的隔離式諧振轉換器，其中當該放大及補償後的誤差訊號大於該閾值時，該第一及第二橋臂的該占空比為0.5，該第三橋臂的該占空比為1.0，該第四橋臂的該占空比在0.5和1.0之間。
  20. 如請求項15所述的隔離式諧振轉換器，其中隨著該放大及補償後的誤差訊號增加，該占空比單調遞增。
  21. 如請求項20所述的隔離式諧振轉換器，其中隨著該放大及補償後的誤差訊號增加，該占空比線性遞增。
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