TW201919319A - Dc-dc轉換器以及電力調節器 - Google Patents

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Abstract

本發明的課題在於提供一種在DC-DC轉換器中使用電流容量小的開關元件的技術。本發明的DC-DC轉換器包括：開關電路（3），包括串聯地連接的第1開關元件（3a）、第2開關元件（3b）、第3開關元件（3c）、以及第4開關元件（3d）；飛馳電容（flying capacitor）（4），連接於第1開關元件與第2開關元件的連接部及第3開關元件與第4開關元件的連接部之間；電抗器（reactor）（2），連接於第2開關元件與第3開關元件的連接部及輸入部（1）的正端子之間；以及控制電路（7），用以使開關元件接通或是斷開；且控制電路以電抗器電流的峰值成為規定值以下的方式使開關元件接通斷開。

Description

DC-DC轉換器以及電力調節器
本發明是有關於一種DC-DC轉換器。
自先前以來，在面向太陽光發電等發電裝置的電力調節器（power conditioner）中，存在藉由DC-DC轉換器將發電裝置的直流電壓實施升壓、並且藉由反相器（inverter）電路轉換為交流並輸出者。圖11表示可應用於如所述的電力調節器的通常的升壓斬波器（chopper）型DC-DC轉換器50的電路圖。該DC-DC轉換器50是藉由升壓斬波器53將輸入電壓Vin實施升壓，將磁能儲存於電抗器52，且藉由將該磁能再次轉換為電能且放出而將輸入電壓實施升壓。在如圖11所示的通常的升壓斬波器型DC-DC轉換器（以下亦簡稱為「升壓斬波器」）50中，由於電抗器52對裝置體積及成本影響大，故而日益提高對電抗器52的小型化的要求。
此處，作為電抗器電流IL的控制方式，有連續導電模式（以下亦稱為CCM（Continuous Current Mode））及非連續導電模式（以下亦稱為DCM（Discontinuous Current Mode））。CCM在平均電流為小的低負載時有電流波形的一部分成為負值的情形，另一方面DCM是在平均電流為小的低負載時將電流波形形成為不連續波形而不會使電流形成負值的模式，因而在低負載時DCM可獲得更高的效率。因此，由於藉由採用DCM，與使用CCM時相比，可藉由小的平均電流進行高效率的驅動，故而可使用於實施升壓的電抗器小型化。
然而，即便在採用了DCM的情形下，由於難以大幅度地降低包含高負載時的電流波形的峰值，故而需要將相比較之下電流容量大的開關元件用作為升壓斬波器。但是這樣的話，亦限制了電抗器的進一步的小型化。這樣的事情會產生妨礙裝置小型化、低成本化的情況。 [現有技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特開2013-192383號公報
[發明所欲解決之課題]
本發明是鑒於如所述的問題而完成，其目的在於提供一種可在DC-DC轉換器中使用電流容量小的電抗器及開關元件，而可降低裝置的大小或裝置成本的技術。 [解決課題之手段]
用於解決所述課題的本發明，是一種將直流輸入電壓實施升壓而形成直流輸出電壓的DC-DC轉換器，且其特徵在於包括： 開關電路，兩端與輸出所述直流輸出電壓的輸出部連接，且包括有以第1開關元件、第2開關元件、第3開關元件、及第4開關元件的順序串聯地連接的四個開關元件； 飛馳電容，連接於所述第1開關元件與所述第2開關元件的連接部及所述第3開關元件與所述第4開關元件的連接部之間； 電抗器，連接於所述第2開關元件與所述第3開關元件的連接部及輸入直流輸入電壓的輸入部的正極之間；以及 控制電路，根據規定的時機將所述開關電路中的所述各開關元件接通或是斷開；且 所述控制電路以流入電抗器的電抗器電流的最大值為規定值以下的方式使所述各開關元件接通或是斷開。
此處，本發明的DC-DC轉換器由於包括飛馳電容，故而藉由適當調整開關電路中的各開關元件的接通或斷開時機（on off timing），而可控制一個開關週期內的電抗器電流的最大值。並且，在本發明中，控制電路以所述電抗器電流的最大值成為規定值以下的方式使所述各開關元件接通或是斷開。因此，根據本發明，可抑制過大的電流流入構成DC-DC轉換器的各元件（包含電抗器及構成開關電路的開關元件），而可選擇電流容量小的元件。其結果為，可降低裝置的大小或裝置的成本，且可提高裝置的信賴性。
又，在本發明中，所述DC-DC轉換器具有：第1模式，所述開關電路中的所述第1開關元件與所述第2開關元件斷開，且所述第3開關元件與所述第4開關元件接通；第2模式，所述第1開關元件與所述第3開關元件斷開，且所述第2開關元件與所述第4開關元件接通；第3模式，所述第2開關元件與所述第4開關元件為斷開，且所述第1開關元件與所述第3開關元件接通；以及第4模式，所述第3開關元件與所述第4開關元件斷開，且所述第1開關元件與所述第2開關元件接通；且 所述控制電路以在第1模式下的電抗器電流的最大值未達到所述開關電路中的各開關元件的電流容量的電流的方式，來決定所述第1模式的期間。
此處，本發明的第1模式是對電抗器實施的充電模式，第1模式下的電抗器電流的最大值與開關週期中的第1模式的負載率（duty）成比例。因此，若以第1模式下的電抗器電流的最大值未達到開關元件的電流容量的電流的方式來決定第1模式的期間，則可更確實地採用電流容量更低的元件作為電抗器及開關電路的各開關元件，而可降低裝置的大小、及裝置成本。
又，在本發明中，亦可採用所述第2模式與所述第3模式下的電抗器電流的電流時間積，作為同等的方式來決定第2模式及第3模式的期間。
此處，本發明的第2模式是對飛馳電容實施的充電模式，第3模式是自飛馳電容的放電模式。因此，只要使第2模式與第3模式下的電抗器電流的電流時間積為同等，則可使流入飛馳電容的電流的時間積在一個開關週期內為零。其結果為，在本發明的DC-DC轉換器中，即便在重複進行第1模式〜第4模式的驅動時，亦可將飛馳電容的充電量維持為一定範圍，而可確保控制的連續性。
又，在本發明中，可持續所述第1模式下的電抗器電流的最大值作為所述第2模式下的所述電抗器電流的值。如此，在第2模式下，電抗器電流的值與第1模式結束時的值（第1模式下的最大值）不發生變化。因此，藉由將第1模式下的電抗器電流的最大值設為未達開關電路中的各開關元件的電流容量的電流，而可更加確實地使一個開關週期內的電抗器電流的最大值未達電抗器及開關電路中的各開關元件的電流容量的電流。其結果為，可更加確實地採用電流容量更低的元件用作所述開關電路中的各開關元件，而可降低裝置的大小、及裝置成本。
又，在本發明中，亦可應用當所述電抗器電流自所述開關電路側流入所述輸入部時，使所述電抗器電流成為零的非連續導電模式。如此，可提高尤其是在低負載時的效率。
又，本發明亦可為電力調節器，其包括：所述DC-DC轉換器、以及將所述DC-DC轉換器的輸出轉換為交流的反相器電路。
又，在本發明中，可將用於解決所述課題的手段在可能的範圍內進行組合使用。 [發明的效果]
根據本發明，可在DC-DC轉換器中使用小電流容量的電抗器及開關元件，而可降低裝置的大小或裝置成本。
＜應用例＞ 以下，參照圖式對本發明的應用例進行說明。圖1表示包括本應用例的電力調節器101的發電系統100的概略構成。發電系統100具有:太陽能電池等發電裝置102、以及連接有發電裝置102的電力調節器101。電力調節器101的輸出與電力系統105或未繪示的負載連接。電力調節器101將自發電裝置102輸出的電力轉換為適宜提供給電力系統105或未繪示的負載。再者，電力調節器101具有自發電裝置102的輸出端輸入電力的DC-DC轉換器10以及經由平滑電容器106而與DC-DC轉換器10連接且將自DC-DC轉換器10輸出的直流電轉換為交流電的反相器電路103。
在本應用例中，將如圖2所示的飛馳電容型DC-DC轉換器（以下亦稱為FCC（Flying Capacitor Converter））用作DC-DC轉換器10。對FCC 10詳細地進行說明。
發電裝置102的正極及負極（未圖示）與輸入部1的高壓側的端子及低壓側的端子（未圖示）連接。又，於輸入部1的高壓側的端子（正極）連接到具有升壓作用的電抗器2的一端。又，開關電路3的兩端與輸出部5連接，而從輸出部5的正極側到負極側之間包括依序串聯地連接的第1開關元件3a、第2開關元件3b、第3開關元件3c、以及第4開關元件3d。第1開關元件3a〜第4開關元件3d的每一個元件中，可以採用金屬氧化物半導體場效應電晶體（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）的源極與二極體的陽極相連接，MOSFET的汲極與二極體的陰極相連接，而對MOSFET的閘極輸入閘極訊號。二極體即便為MOSFET的寄生二極體亦無妨。
第1開關元件3a的一端（MOSFET的汲極側）與輸出部5的正極連接。第1開關元件3a的另一端（MOSFET的源極側）連接到第2開關元件3b的一端（MOSFET的汲極側），於第2開關元件3b的另一端（MOSFET的源極側）連接到第3開關元件3c的一端（MOSFET的汲極側），而第3開關元件3c的另一端（MOSFET的源極側）連接到第4開關元件3d的一端（MOSFET的汲極側）。第4開關元件3d的另一端（MOSFET的源極側）與輸出部5的負極連接。而電抗器2的另一端連接到第2開關元件3b的另一端（MOSFET的源極側）及第3開關元件3c的一端（MOSFET的汲極側）。
FCC 10的第1開關元件3a與第2開關元件3b的連接點以及第3開關元件3c與第4開關元件3d的連接點之間有飛馳電容4。此飛馳電容4是在FCC 10的電路內浮動的電容器，可以保持多個不同的電壓、且可藉由加減該些電壓而獲得多個位準的輸出電壓，可作為輸出部5的輸出電壓Vdc。
控制電路7產生第1開關元件3a〜第4開關元件3d的閘極訊號，且將閘極訊號輸出至第1開關元件3a〜第4開關元件3d， 藉由使第1開關元件3a與第4開關元件3d交互地接通/斷開，且使第2開關元件3b與第3開關元件3c交互地接通/斷開而進行升壓動作。藉由控制該些開關元件，使飛馳電容4的電壓Vfc發生變動，而控制輸出部5的輸出電壓Vdc。
此時，於控制電路7輸入有藉由電流感測器6檢測到的電抗器電流IL。並且，控制電路7基於所檢測到的電抗器電流IL，以電抗器電流IL的值表示規定狀態的方式使第1開關元件3a〜第4開關元件3d接通或斷開。此時，以電抗器電流IL的最大值成為未達規定值的方式控制第1開關元件3a〜第4開關元件3d的接通或斷開時間。藉由此種控制，可將額定電流容量低的開關元件用作第1開關元件3a〜第4開關元件3d。
再者，所述應用例的發電裝置102並不特別限定於太陽能電池。例如可為風力發電裝置或地熱發電裝置等基於其他的原理的發電裝置，亦可為蓄電池等電池裝置。又，在所述應用例中，例示MOSFET作為構成開關電路3的開關元件，但當然可以使用其他的開關元件。例如，使用雙極電晶體或絕緣柵雙極電晶體（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）等亦無妨。
＜實施例1（原理說明）＞ 其次，對本發明的FCC 10的操作原理詳細地進行說明。作為流經FCC 10的電抗器2的電抗器電流IL的控制方式，如前文所述，存在有連續導電模式（以下亦稱為CCM（Continuous Current Mode））及非連續導電模式（以下亦稱為DCM（Discontinuous Current Mode））。在本實施例中，以非連續導電模式（DCM）對FCC 10進行驅動。
此處，首先，為了簡化而對圖11所示的通常的升壓斬波器50的操作進行說明。圖3（a）及圖3（b）表示通常的升壓斬波器50的CCM的電抗器電流IL的變化的圖表。圖3（a）為高負載時的圖表，圖3（b）為低負載時的圖表。如圖3（a）所示，在高負載時電抗器電流IL的平均值比較高，且電流值都是正值。如圖3（b）所示，在低負載時電抗器電流IL的平均值比較低，且交互地顯現電流為正值的情形與為負值的情形。如此，在CCM中，有電流波形的形狀為一定而易於控制的優點，但另一方面，由於電流波形的峰值大，而必需採用電流容量大的開關元件，又，特別是在低負載時有效率降低的缺點。再者，此處，所謂電抗器電流IL為正值的情形，是表示電流自輸入部1側朝開關電路3側而流入電抗器2的情形，所謂電抗器電流IL為負值的情形，是表示電流自開關電路3側朝輸入部1側而流入電抗器2的情形。
其次，對DCM進行說明。圖4（a）～圖4（c）表示圖11所示的升壓斬波器50中應用DCM時的電抗器電流IL的變化。圖4（a）到圖4（c）表示從高負載到負載比較低的情形。如圖4（a）所示，在高負載時，與CCM的情形同樣地，電抗器電流IL的平均值比較高，且電流一直為正值。圖4（b）表示與圖4（a）的情形相比，電抗器電流IL的平均值略微變小，且電流的最小值大致為零的狀態。將該狀態稱為臨界模式，而維持平均電流值Iave=IL/2的關係。
圖4（c）表示電抗器電流IL的平均值小於臨界模式的低負載時的情形。在DCM中，在低負載時，電抗器電流IL的平均值變低，但電流不成為負值。即，在CCM中電流成為負值的期間，使電流值為零。因此，電流值成為非連續。DCM的優點是在低負載時的效率得到改善，但亦有需要根據電流的值切換控制方法或進行補償，而控制變得複雜的缺點。又，由於在該情形下，在高負載時的電流波形的峰值與CCM的情形相同，故而亦留有需要電流容量大的開關元件的缺點。
對此，在本實施例中，藉由將DCM應用於圖2所示的FCC 10，並且以電抗器電流IL的波形成為多位準的方式進行控制（以下亦稱為「多位準控制」），而可將電流波形的峰值調整為更低的值。
圖5（a）～圖5（d）表示本實施例中的多位準控制的動作模式。如圖5（a）～圖5（d）所示，在多位準控制中，利用模式1至模式4的四個模式來控制流入電抗器2的電抗器電流IL。表1表示模式1〜模式4下的第1開關元件3a〜第4開關元件3d的接通/斷開（ON/OFF）模式。再者，本實施例中的模式1〜模式4相當於第1模式〜第4模式。 [表1]
再者，如圖5（a）～圖5（d）及表1所示，在本實施例中，為了抑制電流峰值，而以模式1、模式2、模式3、模式4的順序對模式進行變更。又，此時，輸入電壓Vin、輸出電壓Vdc、飛馳電容4的電壓Vfc必須滿足下述式（1）及式（2）。 Vin≦Vdc/2…..（1） Vfc≦Vin……（2） 又，在所述的多位準控制中為了確保電路動作的連續性，而流入飛馳電容4的電流的時間積必須在模式1至模式4的一個開關週期中為0。因此，必須以模式2與模式3下的電抗器電流IL的電流時間積成為相等的方式設定負載率。
圖6表示在本實施例中的多位準控制下獲得的電抗器電流IL的波形的例子。圖6是以臨界模式下的控制為前提，而Tsw是包含模式1〜模式4的開關週期。又，D1〜D4是各模式的負載率。又，Ipkl為模式1下的電流最大值。
圖7表示在決定圖6所示的多位準控制的電流波形時的波形決定程序的流程圖。當執行本程序時，首先，在步驟S101中，藉由以下所示的式（3）而決定D1的值。 D1=Ipkl×L/（Vin×Tsw）・・・・・（3） 此處，電流Ipkl的值利用與開關元件的電流容量的關係而被預先決定，開關週期Tsw是根據輸送電力、效率、電路零件（常數）、控制回應的平衡而綜合地加以決定。再者，可藉由適當地選擇週期Tsw而設為臨界模式。在結束步驟S101的處理後，進入步驟S102。
在步驟S102中，D2與D3的值以與模式2與模式3的電流時間積的值成為相等的方式決定。在結束步驟S102的處理後，進入步驟S103。
在步驟S103中，根據平均電流值Iave與開關週期Tsw算出輸送電力P。在結束步驟S103的處理後，進入步驟S104。
在步驟S104中，以在步驟S103中所算出的輸送電力P成為所期望的值的方式調整Iave及Ipkl。
其次，在圖8（a）及圖8（b）中，表示本實施例的多位準控制的模擬結果的一例。圖8（a）是圖11所示的升壓斬波器50在臨界模式下的電抗器電流IL的波形，開關頻率fswBC=42.8 kHz。另一方面，圖8（b）是圖2所示的FCC 10在臨界模式下的電抗器電流IL的波形，開關頻率fswFCC=30 kHz。又，在圖8（a）及圖8（b）的模擬波形中，將輸送電力P=l.5 KW、Vdc=350 V、Vfc=Vin=150 v、L=100 μH設為共通的條件。在圖中的“div”表示圖8（a）和8（b）中虛線所示的水平線和垂直線之間的間隔。垂直軸顯示一個間隔為2A(安培)的大小，水平軸顯示一個間隔為20μs(毫秒)的大小。在電流IL（垂直軸）中，由於峰值等於10個間隔，因此是20 A。
如圖8（a）所示，在升壓斬波器50中，在臨界模式下，電流波形的峰值大到20A左右。另一方面，如圖8（b）所示，在FCC 10的多位準控制中，可將一個開關週期中的電抗器電流IL控制為梯形形狀，且使電流波形的峰值小到15A以下。再者，在圖8（b）所示的例子中，在模式2下，持續模式1下的電抗器電流IL的最大值。藉此，藉由抑制模式1下的電抗器電流IL的最大值，而可更容易或更確實地抑制一個開關週期中的電抗器電流IL的峰值。此處，模式2下的電抗器電流IL的斜率A被定義為A=（Vin-Vfc）/L（L為電抗器2的電抗）。因此，在模式2下，為了持續模式1下的電抗器電流IL的最大值（將電流的斜率設為零），只要滿足Vin=Vfc的條件即可。再者，藉由滿足Vin＜Vfc的條件，而可使第2模式下的電抗器電流IL的斜率A為負，從而可在模式2下使電抗器電流IL減小，而小於模式1下的電抗器電流IL的最大值。
圖9表示兩電路方式在臨界模式下的電流峰值的比較結果。圖9的橫軸表示輸送電力P，縱軸是以（Ipeak×Vin）/P表示的電流漣波（ripple）比。再者，此處Ipeak相當於圖8（a）中三角波的頂點的電流值。又，相當於在圖8（b）中，模式1下的電流的最大點的電流值（=Ipkl）。根據圖9可知，在輸送電力P為相同時，若升壓比α變大，則電流漣波比變大，且電流峰值Ipeak對平均電流值Iave的比變大。
這是由於若升壓比α變大，則對電抗器的充電模式即模式1的期間D1變長，而電流峰值變大。又，如將圖9中的兩電路方式在升壓比α=2.33時的曲線進行比較而可得知，可以觀察到在升壓比α為相同時，若輸送電力P變小，則升壓斬波器50、與FCC 10的電流峰值的差有變大的傾向。根據圖9可知，在此次的升壓比α及輸送電力P的範圍內，當兩電路構成的輸送電力P及電抗器為相同條件時，與升壓斬波器50相比，在FCC 10中，可將電流漣波比最大降低38.3%。藉此，可將電抗器2、及開關電路3的各開關元件3a〜開關元件3d的電流容量盡可能地降低，而可大幅度地降低裝置的大小及裝置成本。
再者，所述模擬是在臨界模式下進行，但本發明亦可應用於非臨界模式下的高負載時及低負載時。圖10（a）～圖10（c）表示將本實施例的控制分別應用於高負載時、臨界模式、低負載時的情形的波形的圖像。圖10（a）是應用於高負載情形的電流波形，圖10（b）是應用於臨界模式情形的電流波形，圖10（c）是應用於低負載情形的電流波形。
在高負載時或低負載時應用本發明的情形下皆然，若輸入電壓Vin與輸出電壓Vdc不發生變化，則可在使開關頻率發生變化而成為臨界模式之後，進行多位準控制。藉由將電抗器電流IL的波形設為臨界模式，而可藉由簡單的電流控制方法，盡可能低地抑制電抗器電流IL的峰值。
所述實施例所說明的內容僅為本發明的例示。除所述實施例所例示的內容外，當然可在不脫離本發明的主旨的範圍內，對實施例的內容進行適當變更。例如，在圖8（b）所示的多位準控制中，為在模式2下維持模式1下的電抗器電流IL的峰值，且使電流波形形成為梯形，但多位準控制下的電流波形的形狀不一定必須為梯形。可如圖6或圖10（a）～圖10（c）所示，在模式2下電抗器電流IL的值發生變化亦無妨。
又，例如，在所述實施例中，前提是藉由電流感測器6檢測實際的電抗器電流IL，且以檢測值成為藉由例如圖7的波形決定程序所決定的值的方式藉由控制電路7進行回饋控制，但亦可不藉由電流感測器6檢測實際的電抗器電流IL，而是由控制電路7基於設計值將開關電路3中的各開關元件3a〜開關元件3d的接通或斷開進行開路控制。進而，亦可藉由利用輸入電流的平均值lave（=P/Vin）進行回饋控制而控制電抗器電流IL。
又，在所述的應用例及實施例中，控制電路7可以設置在DC-DC轉換器10，但亦可構成亦包含反相器電路103的開關元件的控制電路而設置於電力調節器101。
再者，以下，為了能夠將本發明的組成構件與實施例的購件進行對比，而預先以圖式的附記符號記載本發明的構成構件。 ＜發明1＞ 一種DC-DC轉換器（10），其是將直流輸入電壓實施升壓而形成直流輸出電壓者，且所述DC-DC轉換器（10）特徵在於包括： 開關電路（3），兩端與輸出所述直流輸出電壓的輸出部（5）連接，且包括以第1開關元件（3a）、第2開關元件（3b）、第3開關元件（3c）、及第4開關元件（3d）的順序串聯地連接的四個開關元件； 飛馳電容（4），連接於所述第1開關元件（3a）與所述第2開關元件（3b）的連接部及所述第3開關元件（3c）與所述第4開關元件（3d）的連接部之間； 電抗器（2），連接於所述第2開關元件（3b）與所述第3開關元件（3c）的連接部及輸入有所述直流輸入電壓的輸入部（1）的正極之間；以及 控制電路（7），根據規定的時機使所述開關電路中的所述各開關元件接通斷開；且 所述控制電路（7）以流入所述電抗器的電抗器電流的最大值成為規定值以下的方式使所述各開關元件（3a〜3d）接通或斷開。 ＜發明2＞ 如發明1所述的DC-DC轉換器，其具有：第1模式，所述開關電路（3）中的所述第1開關元件（3a）與所述第2開關元件（3b）斷開，且所述第3開關元件（3c）與所述第4開關元件（3d）接通；第2模式，所述第1開關元件（3a）與所述第3開關元件（3c）斷開，且所述第2開關元件（3b）與所述第4開關元件（3d）接通；第3模式，所述第2開關元件（3b）與所述第4開關元件（3d）斷開，且所述第1開關元件（3a）與所述第3開關元件（3c）接通；以及第4模式，所述第3開關元件（3c）與所述第4開關元件（3d）斷開，且所述第1開關元件（3a）與所述第2開關元件（3b）接通；且 所述控制電路（7）以所述第1模式下的所述電抗器電流的最大值成為未達所述開關電路（3）中的各開關元件（3a〜3d）的電流容量的電流的方式決定所述第1模式的期間。 ＜發明3＞ 如發明2所述的DC-DC轉換器，其中以所述第2模式與所述第3模式下的所述電抗器電流的電流時間積成為相同的方式決定所述第2模式及所述第3模式的期間。 ＜發明4＞ 如發明2或3所述的DC-DC轉換器，其中將持續所述第1模式下的所述電抗器電流的最大值作為所述第2模式下的所述電抗器電流的值。 ＜發明5＞ 如發明1至4中任一項所述的DC-DC轉換器，其中應用當所述電抗器電流自所述開關電路側流入所述輸入部側時，所述電抗器電流成為零的非連續導電模式。 ＜發明6＞ 一種電力調節器，其包括:如發明1至5中任一項所述的DC-DC轉換器；以及 反相器電路，將所述DC-DC轉換器的輸出轉換為交流。
1‧‧‧輸入部
2、52‧‧‧電抗器
3‧‧‧開關電路
3a〜3d‧‧‧開關元件
4‧‧‧飛馳電容
5‧‧‧輸出部
6‧‧‧電流感測器
7‧‧‧控制電路
10‧‧‧DC-DC轉換器/FCC
50‧‧‧DC-DC轉換器/升壓斬波器
53‧‧‧升壓斬波器
100‧‧‧發電系統
101‧‧‧電力調節器
102‧‧‧發電裝置
103‧‧‧反相器電路
104‧‧‧控制電路
105‧‧‧系統/電力系統
106‧‧‧平滑電容器
α‧‧‧升壓比
D1〜D4‧‧‧負載率
IL‧‧‧電抗器電流
Iave‧‧‧平均電流值
Ipkl‧‧‧電流
Ipeak‧‧‧電流峰值
P‧‧‧輸送電力
S101〜S104‧‧‧步驟
Tsw‧‧‧開關週期
Vdc‧‧‧輸出電壓
Vfc‧‧‧飛馳電容的電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
圖1是表示包含本發明的實施例的DC-DC轉換器的發電系統的方塊圖。 圖2是本發明的實施例的飛馳電容型DC-DC轉換器的電路圖。 圖3（a）及圖3（b）是用於說明連續導電模式的電流波形的圖。 圖4（a）～圖4（c）是用於說明非連續導電模式的電流波形的圖。 圖5（a）～圖5（d）是用於對本發明的實施例的開關週期中的四個模式的狀態進行說明的圖。 圖6是表示本發明的實施例的開關週期中的電抗器電流波形的圖表。 圖7是用於決定本發明的實施例的開關週期中的模式1下的最大電流值、及負載率比的波形決定程序的流程圖。 圖8（a）及圖8（b）是先前的升壓斬波器電路中的電抗器電流波形、與本發明的實施例中的飛馳電容型DC-DC轉換器的電抗器電流波形的模擬結果。 圖9是表示先前的升壓斬波器電路中的電抗器電流波形及本發明的實施例中的飛馳電容型DC-DC轉換器的電抗器電流波形的輸送電力與漣波（ripple）比的關係的圖表。 圖10（a）～圖10（c）是表示本發明的實施例的飛馳電容型DC-DC轉換器在高負載時、臨界模式、低負載時的電抗器電流波形的例子的圖。 圖11是表示先前的升壓斬波器電路的平面圖。

Claims (6)

  1. 一種直流-直流轉換器，用以將直流輸入電壓實施升壓而成為直流輸出電壓，所述直流-直流轉換器包括： 開關電路，其中該開關電路的兩端與輸出所述直流輸出電壓的輸出部連接，且包括依序串聯地連接的第1開關元件、第2開關元件、第3開關元件、及第4開關元件； 飛馳電容，連接於所述第1開關元件與所述第2開關元件的連接部及所述第3開關元件與所述第4開關元件的連接部之間； 電抗器，連接於所述第2開關元件與所述第3開關元件的連接部及輸入所述直流輸入電壓的輸入部的正極之間；以及 控制電路，根據規定的時機使所述開關電路中的所述各開關元件接通或斷開；且 所述控制電路以流入所述電抗器的電抗器電流的最大值成為規定值以下的方式控制所述各開關元件接通或是斷開。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的直流-直流轉換器，其中包括第1模式，所述第1開關元件與所述第2開關元件斷開，且所述第3開關元件與所述第4開關元件接通；第2模式，所述第1開關元件與所述第3開關元件斷開，且所述第2開關元件與所述第4開關元件接通；第3模式，所述第2開關元件與所述第4開關元件斷開，且所述第1開關元件與所述第3開關元件接通；以及第4模式，所述第3開關元件與所述第4開關元件斷開，且所述第1開關元件與所述第2開關元件接通；且 所述控制電路以所述第1模式下的所述電抗器電流的最大值成為未達到所述開關電路中的各開關元件的電流容量的電流的方式決定所述第1模式的期間。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的直流-直流轉換器，其中以所述第2模式與所述第3模式下的所述電抗器電流的電流時間積成為相同的方式決定所述第2模式及所述第3模式的期間。
  4. 如申請專利範圍第2項或第3項所述的直流-直流轉換器，其中將持續所述第1模式下的所述電抗器電流的最大值作為所述第2模式下的所述電抗器電流的值。
  5. 如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所述的直流-直流轉換器，其中應用當所述電抗器電流自所述開關電路側流入所述輸入部側時，所述電抗器電流變為零的非連續導電模式。
  6. 一種電力調節器，包括如申請專利範圍第1項至第5項中任一項所述的直流-直流轉換器，以及 反相器電路，將所述直流-直流轉換器的輸出轉換為交流。
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