CN105846532A - 不间断电源及其控制方法 - Google Patents

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CN105846532A CN201510017330.6A CN201510017330A CN105846532A CN 105846532 A CN105846532 A CN 105846532A CN 201510017330 A CN201510017330 A CN 201510017330A CN 105846532 A CN105846532 A CN 105846532A
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陈天宇
徐君
顾亦磊
张华丽
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Abstract

本发明提供了一种不间断电源及其控制方法，所述不间断电源包括交流输入端；交流输出端；整流电压调节电路，其包括串联连接的第一二极管和第一开关管，串联连接的第二二极管和第二开关管，第三二极管和第四二极管；逆变电压调节电路，其包括串联连接的第三开关管和第五二极管，串联连接的第四开关管和第六二极管，第五开关管和第六开关管；电感、电容、用于提供直流电的可充放电装置、与所述可充放电装置的输出端串联连接的第七开关管、与所述第七开关管串联连接的安全二极管、充电器和开关。本发明的不间断电源能够提供稳定的交流电，并且不具有自动调节器。

Description

不间断电源及其控制方法
技术领域
本发明涉及电源装置，具体涉及一种不间断电源及其控制方法。
背景技术
不间断电源能够持续不断地给用电设备进行供电，已经广泛地用于各个领域。
在线互动式不间断电源在市电正常时直接由市电向负载供电。当市电停电时，通过电池对负载进行供电。当市电的电压较高或较低时，为了使得在线互动式不间断电源具有稳定的输出电压，通常在市电的输入端连接有自动电压调节器(AVR)，用于调节不间断电源输出端的电压，自动电压调节器的可靠性高，且对输入端电压的调节范围广。
但是自动电压调节器的体积大、重量重、成本高且耗能多，这直接导致了不间断电源对电能的利用率降低和成本的增加。因此，目前急需一种不带自动调节器、同时能够提供稳定交流电压的不间断电源。
发明内容
针对上述问题，本发明的一个实施例提供了一种不间断电源，包括：
交流输入端和交流输出端；
整流电压调节电路，包括正极输出端、负极输出端、电连接至所述交流输入端的第一输入端和第二输入端，还包括在所述第一输入端和正极输出端之间串联连接的第一二极管和第一开关管，在所述第二输入端和正极输出端之间串联连接的第二二极管和第二开关管，电连接在所述负极输出端和第一输入端之间的第三二极管，以及电连接在所述负极输出端和第二输入端之间的第四二极管；
逆变电压调节电路，包括正极输入端、负极输入端、第一输出端和第二输出端，还包括在所述正极输入端和第一输出端之间串联连接的第三开关管和第五二极管，在所述正极输入端和第二输出端之间串联连接的第四开关管和第六二极管，电连接在所述负极输入端和第一输出端之间的第五开关管，以及电连接在所述输入端和第二输出端之间的第六开关管；
电连接在所述正极输出端和正极输入端之间的电感；
电连接在所述第一输出端和第二输出端之间的电容；
用于提供直流电的可充放电装置；
第七开关管，其与所述可充放电装置的输出端串联连接在所述负极输出端和正极输出端之间；
与所述第七开关管串联连接的安全二极管，用于防止电流从所述正极输出端经过所述可充放电装置流向所述负极输出端；
充电器，用于利用所述交流输出端的交流电对所述可充放电装置进行充电；以及
开关，用于可选择地使得所述交流输入端或所述逆变电压调节电路的第一输出端和第二输出端之一电连接至所述交流输出端。
优选的，所述第五开关管和第六开关管为晶闸管。
优选的，所述可充放电装置包括可充电电池和升压型DC/DC变换器，所述可充电电池的两端与所述升压型DC/DC变换器的输入端都电连接至所述充电器的输出端，所述升压型DC/DC变换器的输出端为所述可充放电装置的输出端。
本发明的一个实施例提供了一种不间断电源的控制方法，当所述交流输入端的交流电的电压在第一预定范围内时，控制所述开关使得所述逆变电压调节电路的第一输出端和第二输出端电连接至所述交流输出端，控制所述第七开关管截止，控制所述第一开关管和第二开关管从而在所述正极输入端和负极输入端之间得到降压后的脉动直流电压，并控制所述逆变电压调节电路将所述脉动直流电压转换为所需的交流电。
优选的，在所述交流电的正半周期内，控制所述第三开关管和第六开关管导通，并给所述第一开关管和所述第二开关管提供互补的脉宽调制信号；在所述交流电的负半周期内，控制所述第四开关管和第五开关管导通，并给所述第一开关管和所述第二开关管提供互补的脉宽调制信号。
本发明的一个实施例提供了一种不间断电源的控制方法，当所述交流输入端的交流电的电压在第二预定范围内时，控制所述开关使得所述逆变电压调节电路的第一输出端和第二输出端电连接至所述交流输出端，控制所述第七开关管截止，控制所述第一开关管和第二开关管从而在所述正极输入端和负极输入端之间得到脉动直流电压，并控制所述逆变电压调节电路使得所述脉动直流电压升压并转换为所需的交流电。
优选的，在所述交流电的正半周期内，控制所述第一开关管和第六开关管导通，并给所述第三开关管和第四开关管提供互补的脉宽调制信号；在所述交流电的负半周期内，控制所述第二开关管和第五开关管导通，并给所述第三开关管和第四开关管提供互补的脉宽调制信号。
本发明的一个实施例提供了一种不间断电源的控制方法，当所述交流输入端的交流电的电压大于第一阈值电压或小于第二阈值电压时，控制所述开关使得所述逆变电压调节电路的第一输出端和第二输出端电连接至所述交流输出端，控制所述第一开关管和/或第二开关管使得所述负极输出端和正极输出端之间形成续流路径，控制所述第七开关管工作使得在所述正极输入端和负极输入端之间得到脉动直流电压，控制所述逆变电压调节电路将所述脉动直流电压转换成所需的交流电，其中所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压。
优选的，当所述可充放电装置提供的直流电压不小于所述交流输出端所需交流电的峰值电压时，控制所述第七开关管以脉宽调制方式工作，控制所述逆变电压调节电路交替进行如下两个步骤，
1)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的正半周期内，控制所述第三开关管和第六开关管导通；
2)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的负半周期内，控制所述第四开关管和第五开关管导通。
优选的，当所述可充放电装置提供的直流电压小于所述交流输出端所需交流电的峰值电压时，所述控制方法包括周期性进行下列步骤：
1)在所述交流输出端的交流电的正半周期内：
11)在所述交流输出端的电压值从零上升到所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管以脉宽调制方式工作，同时控制所述第三开关管和第六开关管导通；
12)在所述交流输出端的电压值大于所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管导通，同时控制所述第六开关管导通，并给所述第三开关管和第四开关管提供互补的脉宽调制信号；
13)在所述交流输出端的电压值从所述可充放电装置提供的直流电压下降至零的时间内，控制所述第七开关管以脉宽调制方式工作，同时控制所述第三开关管和第六开关管导通；
2)在所述交流输出端的交流电的负半周期内：
24)在所述交流输出端的电压值从零上升到所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管以脉宽调制方式工作，同时控制所述第四开关管和第五开关管导通；
25)在所述交流输出端的电压值大于所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管导通，控制所述第五开关管导通，并给所述第三开关管和第四开关管提供互补的脉宽调制信号；
26)在所述交流输出端的电压值从所述可充放电装置提供的直流电压下降至零的时间内，控制所述第七开关管以脉宽调制方式工作，同时控制所述第四开关管和第五开关管导通。
本发明的又一个实施例提供了一种不间断电源的控制方法，当所述交流输入端的交流电断电时，控制所述开关使得所述逆变电压调节电路的第一输出端和第二输出端电连接至所述交流输出端，控制所述第一开关管和/或第二开关管使得所述负极输出端和正极输出端之间形成续流路径，当所述可充电电池提供的直流电压小于所述交流输出端所需交流电的峰值电压时，控制所述升压型DC/DC变换器和第七开关管使得在所述正极输入端和负极输入端之间得到脉动直流电压，控制所述逆变电压调节电路将所述脉动直流电压转换成所需的交流电。
优选的，控制所述升压型DC/DC变换器以脉宽调制方式工作并输出不小于所述所需交流电的峰值电压的直流电，控制所述第七开关管以脉宽调制方式工作，同时交替进行如下两个步骤，
1)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第一半个周期内，控制所述第三开关管和第六开关管导通；
2)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第二半个周期内，控制所述第四开关管和第五开关管导通。
优选的，控制所述第七开关管导通，控制所述升压型DC/DC变换器以脉宽调制方式工作并输出脉动直流电压，同时交替进行如下两个步骤，
1)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第一半个周期内，控制所述第三开关管和第六开关管导通；
2)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第二半个周期内，控制所述第四开关管和第五开关管导通。
本发明的另一个实施例提供了一种不间断电源的控制方法，当所述交流输入端的交流电在预定范围内时，控制所述第一开关管、第二开关管、逆变电压调节电路和第七开关管停止工作，并控制所述开关使得所述交流输入端电连接至所述交流输出端。
本发明的另一个实施例提供了一种不间断电源的控制方法，当所述交流输入端的交流电在预定范围内时，控制所述开关使得所述逆变电压调节电路的第一输出端和第二输出端电连接至所述交流输出端，控制所述第一开关管和第二开关管导通，在所述交流电的正半周期内，控制所述第三开关管和第六开关管导通，在所述交流电的负半周期内，控制所述第四开关管和第五开关管导通。
本发明的不间断电源能够提供稳定的交流电，并且不存在自动调节器、使用的元器件少、成本低，同时提高了电能的利用效率。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是本发明第一个实施例的不间断电源的电路图。
图2是图1所示的不间断电源在在线模式下的等效电路图。
图3是在线模式下实现降压的脉宽调制信号的时序图。
图4是在线模式下实现升压的脉宽调制信号的时序图。
图5是图1所示的不间断电源在后备模式下的等效电路图。
图6是图1所示的不间断电源在第一种旁路模式下的等效电路图。
图7是图1所示的不间断电源在第二种旁路模式下的等效电路图。
图8是本发明第二个实施例的不间断电源的电路图。
图9是图8所示的不间断电源在后备模式下的等效电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图1是本发明第一个实施例的不间断电源的电路图。如图1所示，不间断电源100包括交流输入端20、开关S、交流输出端30、整流电压调节电路10、逆变电压调节电路40、绝缘栅双极型晶体管Q7，二极管D7，电感L、电容C、可充电电池13和充电器14。
整流电压调节电路10包括二极管D1、D2、D5、D6、绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2，电连接至交流输入端20的输入端N11、N12，以及用于提供直流电输出的正极输出端N1和负极输出端N2。其中二极管D1和绝缘栅双极型晶体管Q1串联连接在输入端N11和正极输出端N1之间，即绝缘栅双极型晶体管Q1的集电极与二极管D1的阴极连接或绝缘栅双极型晶体管Q1的发射极与二极管D1的阳极连接。二极管D2和绝缘栅双极型晶体管Q2串联连接在输入端N12和正极输出端N1之间，即绝缘栅双极型晶体管Q2的集电极与二极管D2的阴极连接或绝缘栅双极型晶体管Q2的发射极与二极管D2的阳极连接。二极管D5的阳极电连接至负极输出端N2，二极管D5的阴极连接至输入端N11。二极管D6的阳极电连接在负极输出端N2，二极管D6的阴极连接至输入端N12。
逆变电压调节电路40包括绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、Q5、Q6、二极管D1’和D2’，还包括正极输入端N3、负极输入端N4，以及用于提供交流电输出的输出端N41和输出端N42。绝缘栅双极型晶体管Q3和二极管D1’串联连接在正极输入端N3和输出端N41之间，即二极管D1’的阴极与绝缘栅双极型晶体管Q3的集电极连接或二极管D1’的阳极与绝缘栅双极型晶体管Q3的发射极连接。绝缘栅双极型晶体管Q4和二极管D2’串联连接在正极输入端N3和输出端N42之间，即二极管D2’的阴极与绝缘栅双极型晶体管Q4的集电极连接或二极管D2’的阳极与绝缘栅双极型晶体管Q4的发射极连接。绝缘栅双极型晶体管Q5和Q6的发射极连接至负极输入端N4，绝缘栅双极型晶体管Q5和Q6的集电极分别连接至输出端N41和输出端N42。即绝缘栅双极型晶体管Q5电连接在负极输入端N4和输出端N41之间，绝缘栅双极型晶体管Q6电连接在负极输入端N4和输出端N42之间。
电容C连接在逆变电压调节电路40的输出端(即输出端N41和N42)上。电感L连接在正极输出端N1和正极输入端N3之间(即与正极输出端N1和正极输入端N3电连接)。负极输出端N2与负极输入端N4电连接。
可充电电池13、二极管D7和绝缘栅双极型晶体管Q7依次串联连接，且可充电电池13的阴极电连接至负极输出端N2，可充电电池13的阳极连接二极管D7的阳极，二极管D7的阴极连接绝缘栅双极型晶体管Q7集电极，绝缘栅双极型晶体管Q7的发射极电连接至正极输出端N1。充电器14的输入端电连接至交流输出端30，且其输出端电连接至可充电电池13的两端，用于对可充电电池13进行充电。开关S可选择地使得交流输入端20或逆变电压调节电路40的输出端电连接至交流输出端30。
图2是图1所示的不间断电源在在线模式下的等效电路图。当交流输入端20提供的交流电的电压在第一预定范围内或第二预定范围内时，控制开关S使得逆变电压调节电路40的输出端电连接至交流输出端30，且绝缘栅双极型晶体管Q7(图2未示出)截止。此时不间断电源100处于在线模式下。其中第一预定范围的电压比交流输出端30所需的电压略高，第二预定范围的电压比交流输出端30所需的电压略低。可以根据实际应用情况选定第一预定范围和第二预定范围的区间，在此不予限制其具体范围。
基于图2所示的等效电路和降压变换电路(Buck电路)的基本原理，可以以如下方式实现降压。例如，在交流电的正半周期内，给绝缘栅双极型晶体管Q1提供脉宽调制信号使其等效为Buck电路中的开关管，并控制绝缘栅双极型晶体管Q2导通使其与二极管D6、D2形成续流路径的一部分(即等效为Buck电路的二极管)，控制绝缘栅双极型晶体管Q3和Q6导通从而实现降压输出。
图3是在线模式下实现降压的脉宽调制信号的时序图。其中，绝缘栅双极型晶体管Q1和Q2的脉宽调制信号(图3以黑色填充线示出)互补，其频率在此并不予以限制。以下将结合图3详述不间断电源在频率为50Hz的交流电的一个周期内的工作状态。在交流电的正半周期内，交替进行如下两个控制过程：1)控制绝缘栅双极型晶体管Q1、Q3和Q6导通；2)控制绝缘栅双极型晶体管Q2、Q3和Q6导通。在交流电的负半周期内，交替进行如下两个控制过程：1)控制绝缘栅双极型晶体管Q2、Q4和Q5导通；2)控制绝缘栅双极型晶体管Q1、Q4和Q5导通。通过上述控制过程，可在正极输入端N3和负极输入端N4之间得到降压的脉动直流电压，其周期为交流电周期一半(0.01秒)，并在交流输出端30得到所需的正弦波电压。
基于图2所示的等效电路和升压变换电路(Boost电路)的基本原理，可以以如下方式实现升压。例如，在交流电的正半周期内，控制绝缘栅双极型晶体管Q1和Q6导通形成续流路径的一部分，且给绝缘栅双极型晶体管Q3和Q4提供互补的脉宽调制信号，使得绝缘栅双极型晶体管Q4等效为Boost电路中的开关管。其中绝缘栅双极型晶体管Q4导通时，电感L充电；绝缘栅双极型晶体管Q3导通时，电感L放电，实现升压。在交流电的负半周期内，控制绝缘栅双极型晶体管Q2和Q5导通形成续流路径的一部分，且给绝缘栅双极型晶体管Q3和Q4提供互补的脉宽调制信号，使得绝缘栅双极型晶体管Q3等效为Boost电路中的开关管。其中绝缘栅双极型晶体管Q3导通时，电感L充电；绝缘栅双极型晶体管Q4导通时，电感L放电，实现升压。
图4是在线模式下实现升压的脉宽调制信号的时序图。其中，绝缘栅双极型晶体管Q3和Q4的脉宽调制信号(图4以黑色填充线示出)互补，其频率在此并不予以限制。以下将结合图4详述不间断电源在频率为50Hz的交流电的一个周期内的工作状态。在交流电的正半周期内，交替进行如下两个控制过程：1)控制绝缘栅双极型晶体管Q1、Q4和Q6导通；2)控制绝缘栅双极型晶体管Q1、Q3和Q6导通。在交流电的负半周期内，交替进行如下两个控制过程：1)控制绝缘栅双极型晶体管Q2、Q3和Q5导通；2)控制绝缘栅双极型晶体管Q2、Q4和Q5导通。通过上述控制过程，可在正极输入端N3和负极输入端N4之间得到整流后的脉动直流电压，并在交流输出端30得到升压后的正弦波电压。
图5是图1所示的不间断电源在后备模式下的等效电路图。当交流电的电压小于第二预定范围的下限值(即第二阈值电压)或大于第一预定范围的上限值(即第一阈值电压)时，控制开关S使得逆变电压调节电路40的输出端电连接至交流输出端30，控制绝缘栅双极型晶体管Q1和/或Q2导通、或交替导通。如图5所示，正极输出端N1和负极输出端N2之间的续流二极管D’是绝缘栅双极型晶体管Q1和/或Q2导通时正极输出端N1和负极输出端N2之间的等效二极管。从图5可以看出，续流二极管D’、绝缘栅双极型晶体管Q7和电感L构成了一个Buck电路50。控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作，从而正极输入端N3和负极输入端N4之间得到脉动直流电压，其周期为交流输出端30所需的交流电的周期的一半。
根据可充电电池13的直流电压大小分以下两种情况进行控制。第一种情况，如果可充电电池13的直流电不小于交流输出端30所需交流电的峰值电压，通过控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作使得在正极输入端N3和负极输入端N4之间得到的脉动直流电压的峰值等于或大致等于交流输出端30所需电压的峰值。分别给绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、Q5和Q6提供的栅极驱动信号与图3中绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、Q5和Q6的栅极驱动信号相同，从而将脉动直流电压翻转成正弦波电压并输出。即交替进行如下两个过程：1)从脉动直流电压为零时刻开始的所需交流电的正半周期内，控制绝缘栅双极型晶体管Q3和Q6导通；2)从脉动直流电压为零时刻开始的所需交流电的负半周期内，控制绝缘栅双极型晶体管Q4和Q5导通。
第二种情况，如果可充电电池13的直流电压小于所需交流电的峰值电压，控制绝缘栅双极型晶体管Q7工作使得正极输入端N3和负极输入端N4之间得到脉动直流电压，控制逆变电压调节电路40工作从而在交流输出端30得到所需幅值的交流电。在交流输出端30的交流电的一个周期内，其具体控制过程如下：在交流电输出的正半周期内，11)在交流输出端30的电压值从零上升到可充电电池13的直流电压值的时间内，控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作，使其等效为Buck电路中的开关管，同时控制绝缘栅双极型晶体管Q3和Q6导通；12)在交流输出端30的电压值大于可充电电池13的直流电压值的时间内，控制绝缘栅双极型晶体管Q7导通，同时控制绝缘栅双极型晶体管Q6导通，并给绝缘栅双极型晶体管Q3和Q4提供互补的脉宽调制信号，使得Q4等效为Boost电路中的开关管；13)在交流输出端30的电压值从可充电电池13的直流电压值下降至零的时间内，控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作，使其等效为Buck电路中的开关管，同时控制绝缘栅双极型晶体管Q3和Q6导通；在交流电输出的负半周期内，21)在交流输出端30的电压值从零上升到可充电电池13的直流电压值的时间内，控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作，使其等效为Buck电路中的开关管，同时控制绝缘栅双极型晶体管Q4和Q5导通；22)在交流输出端30的电压值大于可充电电池13的直流电压值的时间内，控制绝缘栅双极型晶体管Q7导通，控制绝缘栅双极型晶体管Q5导通，并给绝缘栅双极型晶体管Q3和绝缘栅双极型晶体管Q4提供互补的脉宽调制信号，使得Q4等效为Boost电路中的开关管；23)在交流输出端30的电压值从可充电电池13的直流电压值下降至零的时间内，控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作，使其等效为Buck电路中的开关管，同时控制绝缘栅双极型晶体管Q4和Q5导通。
图6是图1所示的不间断电源在第一种旁路模式下的等效电路图。当交流输入端20提供的交流电满***流输出端30所需的电压范围时，使得绝缘栅双极型晶体管Q1～Q7(图6未示出)截止，并控制开关S使得交流输入端20电连接至交流输出端30。交流输入端20对交流输出端30供电，同时充电器14根据可充电电池13的电量情况选择对可充电电池13进行充电或不充电。
图7是图1所示的不间断电源在第二种旁路模式下的等效电路图。控制开关S使得交流输出端30连接至逆变电压调节电路40的输出端，控制绝缘栅双极型晶体管Q1和Q2导通(绝缘栅双极型晶体管Q1和Q2在图7中等效为导线)，给绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、Q5和Q6分别提供图3中的绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、Q5和Q6的脉宽调制信号，即控制逆变电压调节电路40实现将正极输入端N3和负极输入端N4之间的脉动直流电压翻转为正弦交流电压。同时充电器14根据可充电电池13的电量情况选择对可充电电池13进行充电或不充电。
图8是本发明第二个实施例的不间断电源的电路图。其与图1基本相同，区别在于，不间断电源200还包括升压型DC/DC变换器15，升压型DC/DC变换器15的输入端连接至可充电电池13的两端，其与可充电电池13构成了一个用于提供直流电的可充放电装置13’。可充放电装置13’、二极管D7和绝缘栅双极型晶体管Q7串联连接，可充放电装置13’的一个输出端子(即升压型DC/DC变换器15的一个输出端子)连接至负极输出端N2。其在线模式和旁路模式与图1的不间断电源100相同，在此不再赘述。
不间断电源200主要是用于可充电电池13的电压小于交流输出端30所需的峰值电压的情况。在后备模式下，控制开关S使得逆变电压调节电路40的输出端电连接至交流输出端30，控制绝缘栅双极型晶体管Q1和/或Q2使得负极输出端N2和正极输出端N1之间形成续流路径。不间断电源200在后备模式下的等效电路图如图9所示，其中续流二极管D’、绝缘栅双极型晶体管Q7和电感L构成了一个Buck电路50。控制升压型DC/DC变换器15和绝缘栅双极晶体管Q7使得正极输入端N3和负极输入端N4之间得到的脉动直流电压的周期为交流输出端30所需交流电的周期的一半、且峰值等于或基本等于所需交流电的峰值电压，控制逆变电压调节电路40将脉动直流电压翻转成交流电输出至交流输出端30。具体可以以如下两种方式工作：
(1)控制升压型DC/DC变换器15以脉宽调制方式工作并输出一不小于交流输出端30所需的峰值电压的直流电(幅值基本不变)，控制绝缘栅双极型晶体管Q7以脉宽调制方式工作，在正极输入端N3和负极输入端N4之间得到脉动直流电压，控制逆变电压调节电路40将正极输入端N3和负极输入端N4之间的脉动直流电压转换成交流电输出至交流输出端30。
(2)控制绝缘栅双极型晶体管Q7一直处于导通状态，控制升压型DC/DC变换器15以脉冲调制方式工作并在正极输入端N3和负极输入端N4之间得到脉动直流电压，控制逆变电压调节电路40将正极输入端N3和负极输入端N4之间的脉动直流电压转换成交流电输出至交流输出端30。本实施例中的升压型DC/DC变换器15可以是任意升压型的DC/DC变换电路，例如隔离型或非隔离型的。
具有升压型DC/DC变换器15的不间断电源200的优点是，一旦交流输入端20的交流电正常时，由于绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、Q5和Q6在电池供电模式下的脉宽调制信号与在旁路模式中的脉宽调制信号相同，因此可以方便、快速切换至旁路模式中。
上述实施例中的二极管D7可以避免电流从正极输出端N1开始经过可充电电池13流向负极输出端N2。在本发明的其他实施例中，当正极输出端N1和负极输出端N2之间的电压小于可充电电池13的电压时，绝缘栅双极型晶体管Q7可以不串联二极管D7(即不具有二极管D7)。
在本发明的其他实施例中，可以采用金氧半场效晶体管代替绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6和Q7。在本发明的其他实施例中，可以采用晶闸管代替绝缘栅双极型晶体管Q5和Q6。本发明的不间断电源中的绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2、Q7、Q3和Q4可以是任意的全控型开关器件。
本领域的技术人员可知，逆阻型绝缘栅双极型晶体管(RBIGBT)的等效电路是绝缘栅双极型晶体管和二极管串联形成的电路，因此在本发明的其他实施例中，可以采用逆阻型绝缘栅双极型晶体管代替上述实施例中的串联连接的二极管D1和绝缘栅双极型晶体管Q1、串联连接的二极管D2和绝缘栅双极型晶体管Q2、串联连接的二极管D1’和绝缘栅双极型晶体管Q3、串联连接的二极管D2’和绝缘栅双极型晶体管Q4或串联连接的二极管D7和绝缘栅双极型晶体管Q7。
本发明的不间断电源能够提供稳定的交流电，并且不存在自动调节器、使用的元器件少、成本低，同时提高了电能的利用效率。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (15)

1.一种不间断电源，其特征在于，包括：
交流输入端(20)和交流输出端(30)；
整流电压调节电路(10)，包括正极输出端(N1)、负极输出端(N2)、电连接至所述交流输入端(20)的第一输入端(N11)和第二输入端(N12)，还包括在所述第一输入端(N11)和正极输出端(N1)之间串联连接的第一二极管(D1)和第一开关管(Q1)，在所述第二输入端(N12)和正极输出端(N1)之间串联连接的第二二极管(D2)和第二开关管(Q2)，电连接在所述负极输出端(N2)和第一输入端(N11)之间的第三二极管(D5)，以及电连接在所述负极输出端(N2)和第二输入端(N12)之间的第四二极管(D6)；
逆变电压调节电路(40)，包括正极输入端(N3)、负极输入端(N4)、第一输出端(N41)和第二输出端(N42)，还包括在所述正极输入端(N3)和第一输出端(N41)之间串联连接的第三开关管(Q3)和第五二极管(D1’)，在所述正极输入端(N3)和第二输出端(N42)之间串联连接的第四开关管(Q4)和第六二极管(D2’)，电连接在所述负极输入端(N4)和第一输出端(N41)之间的第五开关管(Q5)，以及电连接在所述输入端(N4)和第二输出端(N42)之间的第六开关管(Q6)；
电连接在所述正极输出端(N1)和正极输入端(N3)之间的电感(L)；
电连接在所述第一输出端(N41)和第二输出端(N42)之间的电容(C)；
用于提供直流电的可充放电装置；
第七开关管(Q7)，其与所述可充放电装置的输出端串联连接在所述负极输出端(N2)和正极输出端(N1)之间；
与所述第七开关管(Q7)串联连接的安全二极管(D7)，用于防止电流从所述正极输出端(N1)经过所述可充放电装置流向所述负极输出端(N2)；
充电器(14)，用于利用所述交流输出端(30)的交流电对所述可充放电装置进行充电；以及
开关(S)，用于可选择地使得所述交流输入端(20)或所述逆变电压调节电路(40)的第一输出端和第二输出端之一电连接至所述交流输出端(30)。
2.根据权利要求1所述的不间断电源，其特征在于，所述第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)为晶闸管。
3.根据权利要求1或2所述的不间断电源，其特征在于，所述可充放电装置包括可充电电池和升压型DC/DC变换器(15)，所述可充电电池的两端与所述升压型DC/DC变换器(15)的输入端都电连接至所述充电器(14)的输出端，所述升压型DC/DC变换器(15)的输出端为所述可充放电装置的输出端。
4.一种用于权利要求1至3中任一项所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述交流输入端(20)的交流电的电压在第一预定范围内时，控制所述开关(S)使得所述逆变电压调节电路(40)的第一输出端(N41)和第二输出端(N42)电连接至所述交流输出端(30)，控制所述第七开关管(Q7)截止，控制所述第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)从而在所述正极输入端(N3)和负极输入端(N4)之间得到降压后的脉动直流电压，并控制所述逆变电压调节电路(40)将所述脉动直流电压转换为所需的交流电。
5.根据权利要求4所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，
在所述交流电的正半周期内，控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通，并给所述第一开关管(Q1)和所述第二开关管(Q2)提供互补的脉宽调制信号；
在所述交流电的负半周期内，控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通，并给所述第一开关管(Q1)和所述第二开关管(Q2)提供互补的脉宽调制信号。
6.一种用于权利要求1至3中任一项所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述交流输入端(20)的交流电的电压在第二预定范围内时，控制所述开关(S)使得所述逆变电压调节电路(40)的第一输出端(N41)和第二输出端(N42)电连接至所述交流输出端(30)，控制所述第七开关管(Q7)截止，控制所述第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)从而在所述正极输入端(N3)和负极输入端(N4)之间得到脉动直流电压，并控制所述逆变电压调节电路(40)使得所述脉动直流电压升压并转换为所需的交流电。
7.根据权利要求6所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，
在所述交流电的正半周期内，控制所述第一开关管(Q1)和第六开关管(Q6)导通，并给所述第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)提供互补的脉宽调制信号；
在所述交流电的负半周期内，控制所述第二开关管(Q2)和第五开关管(Q5)导通，并给所述第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)提供互补的脉宽调制信号。
8.一种用于权利要求1或2所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述交流输入端(20)的交流电的电压大于第一阈值电压或小于第二阈值电压时，控制所述开关(S)使得所述逆变电压调节电路(40)的第一输出端(N41)和第二输出端(N42)电连接至所述交流输出端(30)，控制所述第一开关管(Q1)和/或第二开关管(Q2)使得所述负极输出端(N2)和正极输出端(N1)之间形成续流路径，控制所述第七开关管(Q7)工作使得在所述正极输入端(N3)和负极输入端(N4)之间得到脉动直流电压，控制所述逆变电压调节电路(40)将所述脉动直流电压转换成所需的交流电，其中所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压。
9.根据权利要求8所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述可充放电装置提供的直流电压不小于所述交流输出端(30)所需交流电的峰值电压时，控制所述第七开关管(Q7)以脉宽调制方式工作，控制所述逆变电压调节电路(40)交替进行如下两个步骤，
1)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的正半周期内，控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通；
2)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的负半周期内，控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通。
10.根据权利要求8所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述可充放电装置提供的直流电压小于所述交流输出端(30)所需交流电的峰值电压时，所述控制方法包括周期性进行下列步骤：
1)在所述交流输出端(30)的交流电的正半周期内：
11)在所述交流输出端(30)的电压值从零上升到所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管(Q7)以脉宽调制方式工作，同时控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通；
12)在所述交流输出端(30)的电压值大于所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管(Q7)导通，同时控制所述第六开关管(Q6)导通，并给所述第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)提供互补的脉宽调制信号；
13)在所述交流输出端(30)的电压值从所述可充放电装置提供的直流电压下降至零的时间内，控制所述第七开关管(Q7)以脉宽调制方式工作，同时控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通；
2)在所述交流输出端(30)的交流电的负半周期内：
24)在所述交流输出端(30)的电压值从零上升到所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管(Q7)以脉宽调制方式工作，同时控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通；
25)在所述交流输出端(30)的电压值大于所述可充放电装置提供的直流电压的时间内，控制所述第七开关管(Q7)导通，控制所述第五开关管(Q5)导通，并给所述第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)提供互补的脉宽调制信号；
26)在所述交流输出端(30)的电压值从所述可充放电装置提供的直流电压下降至零的时间内，控制所述第七开关管(Q7)以脉宽调制方式工作，同时控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通。
11.一种用于权利要求3所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述交流输入端(20)的交流电断电时，控制所述开关(S)使得所述逆变电压调节电路(40)的第一输出端(N41)和第二输出端(N42)电连接至所述交流输出端(30)，控制所述第一开关管(Q1)和/或第二开关管(Q2)使得所述负极输出端(N2)和正极输出端(N1)之间形成续流路径，当所述可充电电池提供的直流电压小于所述交流输出端(30)所需交流电的峰值电压时，控制所述升压型DC/DC变换器(15)和第七开关管(Q7)使得在所述正极输入端(N3)和负极输入端(N4)之间得到脉动直流电压，控制所述逆变电压调节电路(40)将所述脉动直流电压转换成所需的交流电。
12.根据权利要求11所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，控制所述升压型DC/DC变换器(15)以脉宽调制方式工作并输出不小于所述所需交流电的峰值电压的直流电，控制所述第七开关管(Q7)以脉宽调制方式工作，同时交替进行如下两个步骤，
1)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第一半个周期内，控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通；
2)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第二半个周期内，控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通。
13.根据权利要求11所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，控制所述第七开关管(Q7)导通，控制所述升压型DC/DC变换器(15)以脉宽调制方式工作并输出脉动直流电压，同时交替进行如下两个步骤，
1)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第一半个周期内，控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通；
2)从所述脉动直流电压为零时刻开始的所述所需交流电的第二半个周期内，控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通。
14.根据权利要求1至3中任一项所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述交流输入端(20)的交流电在预定范围内时，控制所述第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、逆变电压调节电路(40)和第七开关管(Q7)停止工作，并控制所述开关(S)使得所述交流输入端(20)电连接至所述交流输出端(30)。
15.根据权利要求1至3中任一项所述的不间断电源的控制方法，其特征在于，当所述交流输入端(20)的交流电在预定范围内时，控制所述开关(S)使得所述逆变电压调节电路(40)的第一输出端(N41)和第二输出端(N42)电连接至所述交流输出端(30)，控制所述第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)导通，在所述交流电的正半周期内，控制所述第三开关管(Q3)和第六开关管(Q6)导通，在所述交流电的负半周期内，控制所述第四开关管(Q4)和第五开关管(Q5)导通。
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