SU1755388A1 - Device for main frequency restoration - Google Patents

Abstract

Использование: радиотехника, когерентные приемники сигналов бинарной фазовой манипул ции. Сущность изобретени  устройство содержит два фазовых детектора , два компаратора, два ключа, элемент И, элемент ИЛИ-НЕ, фазовращатель на л:/2, сумматор, узкополосный след щий фильтр, выполненный в виде кольца ФАПИ, и фазо- расщепитель сигнала. Повышение помехоустойчивости при воздействии флуктуационных помех достигаетс  за счет стробировани  входной смеси ключами, в св зи с чем пропускаютс  лишь те участки входной смеси, на которых сигнал накапливаетс  более эффективно, чем шум. 1 з.п.ф- лы, 10 ил.Usage: radio engineering, coherent receivers of signals of binary phase shift manipulation. SUMMARY OF THE INVENTION The device contains two phase detectors, two comparators, two keys, an AND element, an OR-NOT element, a phase shifter per l: / 2, an adder, a narrow-band tracking filter made in the form of a PAPI ring, and a phase splitter. An increase in noise immunity under the influence of fluctuating noise is achieved by gating the input mixture with keys, and therefore only those parts of the input mixture on which the signal accumulates more efficiently than noise are passed. 1 Cpfla, 10 Il.

Description

ТЕ.,- , TE., -,

Изобретение относитс  к радиотехнике и может быть использовано в когерентных приемных устройствах бинарных фазомани- пулированных (ФМн) сигналов.The invention relates to radio engineering and can be used in coherent receivers of binary phase-manipulated (QPSK) signals.

Известны устройства восстановлени  несущей частоты, использующие схему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с квадратором, а также схему Костаса и схему Травина.Carrier frequency restoration devices are known that use a phase locked loop (PLL) with a quad, as well as a Costas circuit and Travin circuit.

Эффективность таких устройств резко падает при уменьшении отношени  сигнал/шум .The effectiveness of such devices drops sharply with decreasing signal-to-noise ratio.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому  вл етс  устройство восстановлени  несущей частоты со сн тием манипул ции (ремодул цией). Данное ус- тройство содержит первый фазовый детектор (ФД), вход которого соединен с входом перемножител  и  вл етс  входом устройства, выход первого ФД подключен через ограничитель к другому входу перемножител , выход которого соединен с входом схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выход которой  вл етс  выходом устройства и, кроме того, присоединен с опорному входу пёрво гЪ ФД.The closest in technical essence to the present invention is a carrier frequency recovery device with a removal of manipulation (remodeling). This device contains the first phase detector (FD), whose input is connected to the multiplier input and is the device input, the output of the first PD is connected to another input of the multiplier, whose output is connected to the PLL circuit, is the output of the device and, in addition, is connected to the reference input of the first device FD.

Схема ФАПЧ содержит последовательно соединенные второй ФД, фильтр петли (ФП), сумматор, перестраиваемый генератор (ПГ), фазовращатель (ФВ), причем вход ФД  вл етс  входом, а выход ФВ - выходом схемы ФАПЧ, выход ПГ, кроме того, присо-. единен к опорному входу ФД, а на второй вход сумматора подае Ј  напр жение поиска сигнала.The PLL circuit contains a second PD connected in series, a loop filter (OP), an adder, a tunable oscillator (PG), a phase shifter (PV), the PD input being the input, and the PV output the output of the PLL, the PG output, and additionally . It is the same to the reference input of the FD, and to the second input of the adder, the supply поиска of the signal search voltage.

При уменьшении на входе устройства отношени  сигнал/помеха происходит увеличение фазовой ошибки, измер емой среднеквадратичным уУлсШым отклонением вектора опорного колебани  q(t,&) от вектора несущего колебани  сигнала.As the signal-to-noise ratio decreases at the input, the phase error increases, measured by the rms deviation of the vector of the reference oscillation q (t, &) from the vector of the oscillating signal.

XIXi

сл ел ыheard

0000

С наибольшей ошибкой принимаютс  участки входной смеси с фазами вблизи зна-. чений +   /2.With the greatest error, the areas of the input mixture with the phases near the sign are taken. + / 2.

Наличие шума во входной смеси приводит к по влению в выходном сигнале ремо- дул тора дискретной составл ющей шума (ДСШ). Фаза этой составл ющей равна фазе опорного колебани , а амплитуда определ етс  уровнем шума на входе устройства. Суммарна  дискретна  составл юща  на входе узкополосного след щего фильтра (УПСФ) равна векторной сумме дискретной составл ющей сигнала (ДСС) и ДСШ. Оба слагаемых имеют одну частоту и поэтому сужением шумовой полосы схемы УПСФ ДСШ не может быть ослаблена. При уменьшении отношени  сигнал/шум ДСШ возрастает и УПСФ начинает отслеживать равномерно распределенную фазу шума, что определ ет предел помехоустойчивости устройств восстановлени  несущей частоты , основанных на ремодул ции входного сигнала.The presence of noise in the input mixture leads to the appearance of a discrete component of noise in the output signal of the modulator of a discrete component. The phase of this component is equal to the phase of the reference oscillation, and the amplitude is determined by the noise level at the input of the device. The total discrete component at the input of the narrowband tracking filter (UPSF) is equal to the vector sum of the discrete component of the signal (DSS) and the DSB. Both terms have the same frequency and therefore the narrowing of the noise band of the UPSF DSSH circuit cannot be weakened. As the signal-to-noise ratio decreases, the LSS increases and UPSF starts tracking the evenly distributed phase of the noise, which determines the noise immunity limit of the carrier-frequency restoration devices based on the input signal remodeling.

Цель изобретени  - повышение помехоустойчивости устройства восстановлени  несущей частоты при воздействии флуктуа- ционных помех.The purpose of the invention is to improve the noise immunity of a carrier recovery device under the influence of fluctuating noise.

Поставленна  цель достигаетс  тем, что в устройство, содержащее последовательно соединенные ФД и компаратор, причем сигнальный вход ФД  вл етс  входом устройства , УПСФ, выход которого  вл етс  выходом устройства, введены второй ФД и второй компаратор, логические элементы 2 Ии2ИЛИ-НЕ, фазовращатель (Ф В) на nil и фазорасщепитель сигнала (ФРС) на+  /4 и - л /4, два ключа и сумматор. Сигнальный вход второго ФД соединен с входом первого ФД, выходы обоих ФД через соответствующие компараторы соединены одновременно с соответствующими входами логических элементов 2И и 2И-НЕ, выходы которых соединены с управл ющими входами соответствующих ключей. Выходы обоих ключей объединены через сумматор и подсоединены к входу УПСФ. Сигнальные входы ключей подключены к входу устройства , причем вход второго ключа - через фазовращатель на л II. Опорные входы обоих ФД подключены к соответствующим выходам ФРС: первый ФД - к выходу /4, второй ФД - к выходу -   /4, вход ФРС соединен с выходом УПСФ.The goal is achieved by the fact that a device containing a serially connected PD and a comparator, the signal input of the PD is the input of the device, UPSF, the output of which is the output of the device, the second PD and the second comparator are introduced, the phase shifter ( Ф В) on nil and a phase splitter of a signal (FRS) on + / 4 and - l / 4, two keys and an adder. The signal input of the second PD is connected to the input of the first PD, the outputs of both PD through the corresponding comparators are simultaneously connected with the corresponding inputs of logic elements 2I and 2I-NOT, the outputs of which are connected to the control inputs of the corresponding keys. The outputs of both keys are connected via an adder and connected to the UPSF input. The signal inputs of the keys are connected to the input of the device, and the input of the second key is through a phase shifter per l II. The reference inputs of both PDs are connected to the corresponding FRS outputs: the first PD is connected to the output / 4, the second PD is connected to the output - / 4, the fed input is connected to the UPSF output.

Повышение помехоустойчивости предлагаемого устройства достигаетс  за счет стробировани  входной смеси x(t) по фазовому признаку, что позвол ет сохранить синхронизм восстановленной несущей с несущей частотой принимаемого ФМн-сигнала при более низких отношени х сигнал/помеха .Improving the noise immunity of the proposed device is achieved by gating the input mixture x (t) according to the phase attribute, which allows the synchronism of the recovered carrier to be maintained with the carrier frequency of the received QPSK signal at lower signal-to-interference ratios.

На фиг,1 представлена функциональна  схема предлагаемого устройства, где обозначено: 1.1 и 1.2 - ФД, 2.1 и 2.2 - компараторы , 3.1.1 - логический элемент 21/1, 3 2.1 - логический элемент 2ИЛИ-НЕ, 3 1.2 и 3.2.2 - ключи, 3.2.3 - ФВ на   /2, 4 - УПСФ, 5 - сумматор, б - ФРС на +   /4 и -  /4.Fig, 1 shows the functional diagram of the proposed device, where indicated: 1.1 and 1.2 - FD, 2.1 and 2.2 - comparators, 3.1.1 - logical element 21/1, 3 2.1 - logical element 2OR-NOT, 3 1.2 and 3.2.2 - keys, 3.2.3 - FS on / 2, 4 - UPSF, 5 - adder, b - FRS on + / 4 and - / 4.

0Предлагаемое устройство содержит ФД0The proposed device contains PD

1.1 и 1.2, входы которых объединены и  вл ютс  входом всего устройства, а выходы через компараторы 2.1 и 2.2 подключены к соответствующим входам логического эле5 мента 2И 3.1.1 и логического элемента 2ИЛИ-НЕ 3.2.1, выходы которых подсоединены к управл ющим входам ключей 3.1 2 и 3.2.2 соответственно. Выходы ключей 3 1.2 и 3.2.2 объединены через сумматор 5 и под0 соединены к входу УПСФ 4, выход которого  вл етс  выходом устройства. Сигнальный вход ключа 3.1.2 соединен с входом фазовращател  на  /2 3.2 3 и соединен с входом устройства и входами ФД 1.1 и 1.2. Выход1.1 and 1.2, the inputs of which are combined and are the input of the entire device, and the outputs through comparators 2.1 and 2.2 are connected to the corresponding inputs of logic element 2 and 3.1.1 and logic element 2 OR-3.2.1, whose outputs are connected to control inputs of keys 3.1 2 and 3.2.2 respectively. The outputs of the keys 3 1.2 and 3.2.2 are connected via an adder 5 and under0 are connected to the input of UPSF 4, the output of which is the output of the device. The signal input of the key 3.1.2 is connected to the input of the phase shifter on / 2 3.2 3 and is connected to the input of the device and the inputs of FD 1.1 and 1.2. Output

5 фазовращател  на   /2 3.2.3 соединен с сигнальным входом ключа 3.2.2. Опорные входы ФД 1.1 и 1.2 соединены с соответствующими ФРС 6 выходами, вход которого подсоединен к выходу УПСФ 45 phasers per / 2 3.2.3 connected to the key signal input 3.2.2. The reference inputs FD 1.1 and 1.2 are connected to the corresponding 6 FDS, the input of which is connected to the output UPSF 4

0 Предлагаемое устройство работает следующим образом.0 The proposed device operates as follows.

Смесь ФМн-сигнала и помехи x(t) S(t)-f + n(t) поступает на сигнальные входы ФД 1.1 и 1.2 и ключа 3.1 2. На вход ключа 32,2The mixture of the FMK signal and the interference x (t) S (t) -f + n (t) is fed to the signal inputs of PD 1.1 and 1.2 and the key 3.1 2. To the input of the key 32.2

5 входна  смесь поступает после инвертировани  фазовращателем 3,2.3. На управл ющий вход ФД 1.1 поступает опорное колебание qi(t,$)  (т,Ф +   /4), полученное путем задержки в ФРС б на   /4 коле0 бани  р(т,Ф), вырабатываемого УПСФ 4. Аналогично с второго выхода ФРС 6 на управл ющий вход ФД 1.2 поступает опорное колебание д2(т,Ф) q(t,6 -   /4). На выходах ФД 1.1 и 1.2 напр жени  fi(t) и ft(t)5, the input mixture enters after inversion by the phase shifter 3.2.3. The control input FD 1.1 receives the reference oscillation qi (t, $) (t, F + / 4), obtained by delaying in the FRS by / 4 wheels of the bath p (t, F) produced by UPSF 4. Similarly, from the second output The fed 6 receives a reference oscillation g2 (t, f) q (t, 6 - / 4) to the control input of the FD 1.2. At the outputs of PD 1.1 and 1.2 voltages fi (t) and ft (t)

5five

положительны или отрицательны в зависимости от значени  угла ДФ отклонени  вектора x(t) (фиг.2). Компараторы 2.1 и 2.2 квантуют соответственно напр жени  Јi(t) и Ј2(1) на два уровн  (О или 1) и подают ® на логические элементы 3.1.1 и 32.1. Под воздействием сигналов (t) и 1fd2 (t) с выходов компараторов 2.1 и 2.2 элементы 3.1.1 и 3.2.1 вырабатывают логические сигналы Vi(t) и V2(t). Ключ 3.1.2 под воздействием сигнала V1 - 1 пропускает входную смесь x(t) на УПСФ только при -   /4 Ф .+   /4. Ключ 3.2.2 под воздействием сигнала V2 Г пропускает инвертированную входную смесь y{t) x(t) только при 3   /4 фЈare positive or negative depending on the value of the angle DF of the deviation of the vector x (t) (Fig.2). Comparators 2.1 and 2.2 quantize the voltages Јi (t) and Ј2 (1), respectively, by two levels (O or 1) and feed ® to logic elements 3.1.1 and 32.1. Under the influence of signals (t) and 1fd2 (t) from the outputs of comparators 2.1 and 2.2, elements 3.1.1 and 3.2.1 produce logical signals Vi (t) and V2 (t). The key 3.1.2 under the influence of the signal V1 - 1 passes the input mixture x (t) to the UPSF only at - / 4 F. + / 4. The key 3.2.2 under the influence of the signal V2 G passes the inverted input mixture y (t) x (t) only at 3/4 l.

5five

5 . При л: /4 Л Ф 3 л /4,3л: /4 А Ф 7 л: /4 напр жени  Vi(t) V2(t) 0, ключи 3.1.2 и 3.22 размыкаютс  и подача сигнала на УПСФ прекращаетс , Сигнал на выходе сумматора 5 W(t) содержит ДСС 5 УПСФ 4, отслеживает фазу этой составл ющей и выдает опорное колебание q(t.&),  вл ющеес  оценкой несущего колебани  входного ФМн-сигнала S(t).five . With l: / 4 L F 3 l / 4.3 l: / 4 A F 7 l: / 4 the voltage Vi (t) V2 (t) 0, the keys 3.1.2 and 3.22 open and the signal to the UPSF is stopped, the signal at the output of the adder 5, W (t) contains the DSS 5 UPSF 4, tracks the phase of this component and provides the reference oscillation q (t. &), which is an estimate of the carrier oscillation of the input QPSK signal S (t).

Помеха n(t) в отсутствие сигнала имеет 10 равномерное распределение фазы (фиг.З)Interference n (t) in the absence of a signal has 10 uniform phase distribution (FIG. 3)

Рш(у) .Вектор п (р)Psh (y) .Vector p (p)

принимает в пределах - л р л произвольные положени  с равной веро тно- 15 стью (фиг.4), поэтому входной нестробировзнный (чистый) шум не содержит дискретной составл ющей (каждому значению п( соответствует равноверо тное значение п(де + л ) -п(уз) и суммарное 20 значение проекций на ось опорного колебани  N(p)равно нулю.takes in the range - l p l arbitrary positions with equal probability 15 (Fig. 4), therefore the input non-strobing (pure) noise does not contain a discrete component (each value n (corresponds to the same value n (de + l) - n (kn) and the total 20 value of the projections on the axis of the reference oscillation N (p) is zero.

Принцип действи  предлагаемого устройства (как и устройства прототипа) основан на формировании ремодул тором из 25 входной смеси дискретной составл ющей, которую отслеживает УПСФ Ремодул тор осуществл ет преобразование интервала + п значений фаз входной смеси x(t) в величину , меньшую+  , что приводит к по вле- 30 нию в его выходном сигнале W(t) суммарной дискретной составл ющей от сигнала и шума .The principle of operation of the proposed device (as well as the prototype device) is based on the formation of a 25 input discrete component mixture by the modulator, which the UPSF monitor monitors. The modulator converts the interval + n phase values of the input mixture x (t) to a value less than +, which leads k on the basis of the total discrete component of the signal and noise in its output signal W (t).

На фиг.5 показана векторна  диаграмма , по сн юща  образование ДСШ N( p) 35 при выделении из шума составл ющих с фазами, ограниченными интервалом - j) (р 1/) . где I ty I п .Figure 5 shows a vector diagram explaining the formation of the NSS (N) 35 DSSH when isolating components from the noise with phases limited by the interval (j) (p 1 /). where I ty I p.

В предлагаемом устройстве стробиру- ютс  (пропускаютс ) участки входной сме- 0 си, на которых сигнал накапливаетс  более эффективно, чем шум, а остальные участки блокируютс  (стираютс ).In the proposed device, gates of the input mixture are passed (skipped) where the signal accumulates more efficiently than the noise and the remaining sections are blocked (erased).

Уменьшение веро тности срыва синхронизации в ремодул торе со стробирова- нием по фазе обусловлено предотвращением скачка управл ющего напр жени  в УПСФ при больших выбросах квадратурной компоненты шума. За счет достаточно большой посто нной времени (уз- 50 кой полосы пропускани ) сохран етс  синхронизм даже при бланкировании значительной части смеси.The reduction in the likelihood of synchronization failure in a phase gated modulator is due to the prevention of a jump in the control voltage in the UPSF with large emissions of the quadrature noise component. Due to a sufficiently large constant time (narrow bandwidth), synchronism is preserved even when blanking a significant part of the mixture.

Рассмотрим вопрос вхождени  предлагаемого устройства в режим слежени .55Consider the issue of the proposed device entering into tracking mode .55

Пусть, в начальный момент фаза опорного колебани  находитс  за пределами интервала Ј- /4 , лг/4 и дл  определенности равна л /2. Тогда стробируютс  участкиLet, at the initial moment, the phase of the reference oscillation is outside the interval Ј- / 4, π / 4 and for definiteness it is equal to π / 2. Then gates are gated.

входной смеси в интервалах  /4,3 л/4 , 5 л/4 , 7 л/4 и ДСС равна нулю. Поэтому УПСФ начинает отслеживать ДСШ, фаза которой мен етс  случайным образом . Под действием шумовых флуктуаций вектор опорного колебани  р(1,Ф) начинает смещатьс  от положени   /2. Области стро- бировани  также смещаютс , ДСС возрастает , УПСФ начинает отслеживать сумму ДСС и ДСШ, пока вектор q(t,c$) не переместитс  в область 0 (или тс при обратной р аботе), где значение ДСС максимальное.the input mixture in the intervals / 4.3 l / 4, 5 l / 4, 7 l / 4 and DSS is zero. Therefore, UPSF starts tracking DSSH, the phase of which varies randomly. Under the action of noise fluctuations, the vector of the reference oscillation p (1, Φ) begins to shift from the position of / 2. The construction regions are also shifted, the DSS increases, the UPSF begins to track the sum of the DSS and DSSH, until the vector q (t, c $) moves to area 0 (or tc during the reverse operation), where the DSS is the maximum.

Восстановление несущей частоты в схеме с ремодул цией с фазовым стробирова- нйем основано на оценках фаз единичных элементов ФМн-сигнала. Правильное рас познавание единичных элементов увеличь вает выходное отношение сигнал/шум, уменьшает дисперсию фазы и веро тность ее перескоков. Ошибочные решени  ведут к уменьшению отношени  сигнал/шум за счет взаимной компенсации правильно и неправильно прин тых элементов сигнала. Так как области значений фаз л/А , 3 л/4 и 5 л/4 . 7  /4 соответствуют решени м с повышенной веро тностью ошибки, они блокируютс  (фиг.2).The recovery of the carrier frequency in a circuit with phase-re-modulated gating is based on the phase estimates of the single elements of the QPSK signal. Correct recognition of single elements increases the output signal-to-noise ratio, reduces phase dispersion and the probability of its jumps. Erroneous decisions lead to a decrease in the signal-to-noise ratio due to the mutual compensation of correctly and incorrectly received signal elements. Since the region of values of the phases l / A, 3 l / 4 and 5 l / 4. 7/4 correspond to solutions with an increased probability of error, they are blocked (Fig. 2).

Системы, использующие бланкирование входной смеси дл  повышени  помехоустойчивости , известны. Так, например, в схеме слежени  за фазой прерывистого сигнала при пропадании сигнала исчезает полезное напр жение на выходе дискриминатора, обусловленное преобразованием сигнала, но сохран етс  флуктуа- ционное напр жение. Дл  того, чтобы исключить его вли ние на формирование оценки фазы, производитс  размыкание след щей системы. Так как компенсаци  элементов сигнала в предлагаемом устройстве эквивалентна его пропаданию, то блан- кирование соответствующих участков входной смеси также дает положительный эффект.Systems utilizing input mixture blanking to improve noise immunity are known. Thus, for example, in the phase tracking circuit of a discontinuous signal, if the signal disappears, the useful voltage at the discriminator output due to signal conversion disappears, but the fluctuation voltage remains. In order to eliminate its influence on the formation of the phase evaluation, the following system is opened. Since the compensation of the signal elements in the proposed device is equivalent to its disappearance, the blanking of the corresponding sections of the input mixture also has a positive effect.

Доказательством достижени  поставленной цепи может быть оценка эффективности предлагаемого устройства по сравнению с прототипом, проведенна  дл  случа  малого отклонени  фазы входной смеси от фазы опорного колебани . Дл  этого получим выражение дл  функции распределени  фазы смеси бинарного ФМн-сигнала и узкополосного гауссового шума Рсм( р) при малых отношени х сигнал/шум:Evidence of the achievement of the supplied circuit can be an evaluation of the effectiveness of the proposed device in comparison with the prototype, carried out for the case of a small deviation of the input mixture phase from the phase of the reference oscillation. To do this, we obtain the expression for the phase distribution function of the mixture of the binary QPSK signal and the narrowband Gaussian noise Pc (p) at low signal-to-noise ratios:

Рсм(р)(1Р)+Р1(0н-  ).Pcm (p) (1P) + P1 (0n-).

где Pi(  ) - функци  распределени  фазы смеси синусоидального сигнала с нулевой начальной фазой и гауссового шума;where Pi () is the phase distribution function of a mixture of a sinusoidal signal with zero initial phase and Gaussian noise;

Р(#Н-Я )-функци  распределени  фазы смеси синусоидального сигнала с начальной фазой   и гауссового шума.The P (# HI) is the phase distribution function of the mixture of a sinusoidal signal with an initial phase and Gaussian noise.

Функци  распределени  фазы смеси синусоидального сигнала с начальной фазой /)0 и гауссового шума при отношени х сигнал/шум « 1 определ етс  выражением:The function of the phase distribution of the mixture of a sinusoidal signal with an initial phase (i) 0 and Gaussian noise at signal-to-noise ratios "1" is determined by the expression:

Рем (У)1+ cos(-fo)+Rem (C) 1+ cos (-fo) +

о2o2

cos 2 (f - po ) ;cos 2 (f - po);

Рем (P)«5+cosy ),Rem (P) "5 + cozy),

4л- о2 -   у л,4l- o2 - in l,

На фиг.б и 7 показан график функции Рсм(р) в декартовых координатах, а также в пол рных соответственноFigures 6 and 7 show a graph of the function Pcm (p) in Cartesian coordinates and in polar, respectively.

Предлагаемое устройство осуществл ет стробирование входной смеси x(t) по фазе в пределах -  /4  /4 и 3  /4 5  /4 , в то врем  как устройство-прототип - в пределах - л/2 р ж/2 и  /2 р 3  /2 (фиг 2) Покажем, что предлагаемое устройство эффективнее устройства-прототипа и что выбор интервалов стробировани  - /4,  /4 JиThe proposed device gates the input mixture x (t) in phase within - / 4/4 and 3/4 5/4, while the prototype device - within - l / 2 p l / 2 and / 2 p 3/2 (Fig 2) We will show that the proposed device is more efficient than the prototype device and that the choice of gating intervals is / 4, / 4 J and

{ 3  /4 , 5  /4  вл етс  оптимальным{3/4, 5/4 is optimal

Дл  этого предположим, что стробирование производитс  в произвольном интервале 2 - ij) p ip и (  - чр) р (л + Ц В предлагаемом устройстве дл  этого необходимо установить задержку в ФРС б на # и - V ( 2   - ) . Дискретна  составл юща  от части смеси, фаза которой заключена в интервале - ty.ij) (фиг.7) А ( ip) , пропорциональнаTo do this, suppose that the gating is performed in an arbitrary interval of 2 - ij) p ip and (- chr) p (l + C) In the proposed device, for this, it is necessary to set a delay in the FRS by # and - V (2 -). from the part of the mixture, the phase of which is enclosed in the interval - ty.ij) (Fig.7) A (ip), is proportional to

V величине / Р см (р) cos (f d pV value / P cm (p) cos (f d p

-V-V

Действительно амплитуда дискретной составл ющей равна средней величине суммарной проекции вектора смеси в заданном фазовом интервале на ось опорного колебани . Углова  плотность распределени  средних значений модул  вектора W(t) определ етс  функцией распределени  фазыIndeed, the amplitude of the discrete component is equal to the average value of the total projection of the mixture vector in a given phase interval on the axis of the reference oscillation. The angular distribution density of the average values of the modulus of the vector W (t) is determined by the phase distribution function

4Я02 - л р л где а- амплитуда синусоиды;402 - l p l where a is the amplitude of the sinusoid;

о2 - дисперси  шума. Таким образом, дл  смеси бинарного ФМн-сигнала и гауссова шума при отношени х сигнал/шум 1 функци  распределени  фазы определ етс  выражением 1 . аo2 is the noise dispersion. Thus, for a mixture of a binary QFN signal and Gaussian noise with signal-to-noise ratios 1, the phase distribution function is defined by the expression 1. but

Ф I У) входной смеси : /0ср (р)р% Р (р) .где /9°Ср не зависит от р.F I U) input mixture: / 0cr (p) p% P (p). Where / 9 ° Cp does not depend on p.

Следовательно, средн   величина про- екции А () вектора W(t) на ось q(t,cb) равнаConsequently, the average projection A () of the vector W (t) on the q (t, cb) axis is equal to

10ten

VФVФ

A lvhj pcpMcoscpdcj p° J P(q).A lvhj pcpMcoscpdcj p ° J P (q).

-/, ./.I- /, ./.I

-v-v

-v-v

ОткудаFrom where

чh

.р JP(cflcosCfJcf.r JP (cflcosCfJcf

СР:Wed:

чh

илиor

A (V)- / P()costf dtfA (V) - / P () costf dtf

VV

Аналогично дискретна  составл юща  части в интервале  -Ц).  + VI равна ,  +VSimilarly, the discrete component in the interval -C). + VI is equal to + V

A(V)/ рсм (cp)costf d(/A (V) / pcm (cp) costf d (/

  - -

При этомWherein

АЗД -А( V)На фиг.8 и 9 показаны векторные диаг- раммы, по сн ющие образование дискретных составл ющих А () и А( ) на выходе ремодул тора за счет стробировани  входной смеси x(t} в интервале + (относительно О и   соответственно) и составл ющей Ах .V ) выходной смеси W(t). получаемой путем сложени  А ( j) ) и инвертированной А(),AZD -A (V) Figures 8 and 9 show vector diagrams explaining the formation of discrete components A () and A () at the output of the modulator by gating the input mixture x (t} in the interval + (relative to O and, respectively) and component Ax .V) of the output mixture W (t). obtained by adding A (j)) and inverted A (),

Суммарна  дискретна  составл юща  дл  обоих фазовых интервалов стробирова- ни  с учетом инверсии входной смеси в фазовращателе 3.2.3 равнаThe total discrete component for both phase gating intervals, taking into account the inversion of the input mixture in the phase shifter 3.2.3, is equal to

V4V4

45 AM (cos2(p)costf 45 AM (cos2 (p) costf

ei«ei "

(|)+(co5(, 5iW(p),(|) + (co5 (, 5iW (p),

jj

Слагаемое N( ip ) - sin if) не зависит отThe term N (ip) - sin if) does not depend on

сигнала и  вл етс  ДСШ. Слагаемое S ($signal is the jyou. The term S ($

о2o2

(Cos -sfn 2 V + sin V- )  вл етс  (Cos -sfn 2 V + sin V-) is

З сгS cr

ДСС. Исследование на экстремум выражени  дл  S(V ) показывает, что ДСС имеет максимум при гЛ/4 (фиг. 10);DSS. A study on the extremum of expression for S (V) shows that the BCS has a maximum at ch / 4 (Fig. 10);

max S(VO S(n/4). t/ Зло2max S (VO S (n / 4). t / Evil2

ДСШ при - тс/А равнаDSSH at - mc / A is equal to

М( /4)4Дл  устройства-прототипа р-п/1 ДСС и ДСШ соответственно равны:M (/ 4) 4Dl device prototype pp / 1 DSS and DSSH, respectively, are:

8( /2)- 8 (/ 2) -

Зл: о2Evil: o2

1ST1ST

(/2)Ј- Таким образом, дл  предлагаемого устройства по сравнению с прототипом выигрыш в отношении сигнал/шум составл ет V2 за счет увеличени  ДСС и /2 - за счет уменьшени  ДСШ (котора  не может быть ослаблена сужением шумовой полосы УПСФ 4, так как частоты ДСС и ДСШ одинаковы ),(/ 2) Ј- Thus, for the proposed device as compared with the prototype, the gain in the signal-to-noise ratio is V2 due to the increase in the DSS and / 2 - due to the decrease in the JSS (which cannot be attenuated by narrowing the noise band UPSF 4, so how the frequencies of DSS and DSSH are the same),

Claims (2)

1. Устройство восстановлени  несущей частоты, содержащее последовательно соединенные узкополосный след щий фильтр, фазорасщепитель сигнала на +   /4 и - п/ /4, первый фазовый детектор и первый ком- паратор, соединенные последовательно второй фазовый детектор и второй компаратор , соединенные последовательно, первый1. A carrier frequency restoration device containing a series-connected narrowband tracking filter, a signal phase splitter of + / 4 and - p / 4, a first phase detector and a first comparator, connected in series a second phase detector and a second comparator, connected in series, the first Двухканалшм ремодул л о0 со ст0о&//)оЗа/шем па фазойому лризиакуDual-channel remodeling l o0 with st0o & //) ozza / pa in phase-shifting lriziak 00 5five 0 0 5five 0 0 перемножитель и сумматор, а также соединенные последовательно фазовращатель на   /2 и второй перемножитель, причем второй вход сумматора соединен с выходом второго перемножител , а выход сумматора - с входом узкополосного след щего фильтра , второй вход второго фазового детектора подключен к второму выходу фазорасщепи- тел  сигнала на + п /4 и -   /4, а вход первого перемножител , фазовращател  на ж /2 и первые входы первого и второго фазовых детекторов  вл ютс  входом устройства , отли чающеес  тем, что, с целью повышени  помехоустойчивости при воздействии флуктуационных помех, в него введены элемент И и элемент ИЛИ-НЕ, а первый и второй перемножители выполнены в виде ключей, причем выход элемента И соединен с управл ющим входом первого ключа, выход элемента ИЛИ-НЕ - с управл ющим входом второго ключа, первые входы элементов И и ИЛИ-НЕ соединены с выходом первого компаратора, а их вторые входы - с выходом второго компаратора,multiplier and adder, as well as a phase shifter connected in series by / 2 and a second multiplier, the second input of the adder connected to the output of the second multiplier, and the output of the adder to the input of the narrowband tracking filter, the second input of the second phase detector connected to the second output of the splitter by + p / 4 and - / 4, and the input of the first multiplier, the phase shifter by w / 2 and the first inputs of the first and second phase detectors are the input of the device, in order to increase the noise immunity of and the influence of fluctuating noise, the element AND and the element OR NONE are entered into it, and the first and second multipliers are made in the form of keys, the output of the element AND connected to the control input of the first key, the output of the element OR NOT with the control input of the second key the first inputs of the AND and OR-NOT elements are connected to the output of the first comparator, and their second inputs to the output of the second comparator, 2. Устройство поп.1,отличающее- с   тем, что узкополосный след щий фильтр выполнен в виде блока фазовой автоподстройки частоты, состо щего из соединенных в кольцо фазового детектора, фильтра петли и подстраиваемого генератора, при этом второй вход фазового детектора  вл етс  входом устройства, а выход подстраиваемого генератора - его выходом.2. Pop-up device 1, characterized in that the narrow-band servo filter is made in the form of a phase locked loop consisting of ring-connected phase detector, loop filter and adjustable oscillator, the second input of the phase detector being the device input and the output of the adjustable generator is its output. улсФulf (( -t--t- ti(t)0.(t).tr,W)t егЮ.о,хлю 0;УгК)Я Входна  спесь x(t) инвертируетс  и поступает нл УПСФti (t) 0. (t) .tr, W) t himYu.o, hlyu 0; Ukk) I The input of x (t) is inverted and enters nl UPSF 1, 2- области значений1, 2 - areas of values фаз, соответствующих повышенной веро тностиphases corresponding to increased likelihood ошибкиmistakes %% АФЈAFЈ ПP Јj(t) 0, xtti(t) j; ц ft} ъЈj (t) 0, xtti (t) j; n ft} ъ t2(t)Q,Xd2(t)0:(t)Oa Входна  емесь х (t) не поступает на УЯСФt2 (t) Q, Xd2 (t) 0: (t) Oa The input x (t) does not go to the NSF Jf л/л 5$ - ,4$Jf l / l 5 $ -, 4 $ n(t).tr,W)t ю 0;УгК)Я сь x(t) инвер поступает n (t) .tr, W) t0 0; UCK) I cx x (t) the inver comes in t 4t 4 ЛL t,tt)7a,&tj(t)ity r Јг№70 х п ю г,t, tt) 7a, & tj (t) ity r Јg№70 xpug, Входна  смесь K(t)no ступает #а УДСФEntry mixture K (t) no steps # a UDSF -4 СЛ СЛ 00 00 00-4 SL SL 00 00 00 лl ҐOhno %2(ф)2(ф% 2 (f) 2 (f ъъ l,(t)0, $dl(Us v М Q tz(t)r0,Xrt(t) Г, V2(t) 0 Входна  смесь x(t) fie поступает на УПСФl, (t) 0, $ dl (Us v M Q tz (t) r0, Xrt (t) G, V2 (t) 0 Input mixture x (t) fie goes to UPSF Фиг. 2FIG. 2 -ж- well П(ъ +Я)P (i + i) Фиг. 4FIG. four // XX VV Фиг.55 /шМ/ cm 112 У112 W о Фиг.Зabout Fig.Z tf tptf tp (%)(%) H(V)0$()H (V) 0 $ () N(V)0 q.(t,0)N (V) 0 q. (T, 0) W&W & II чh W/////WJW ///// WJ f f -- II ЈJ QQ 4four ШSh $$Ш$$ Ш .... :.-:..-.% : .-: ..-.% . .; . ; -J ел 01-J was eating 01 CJ 00 00CJ 00 00 Ц C W////////faW //////// fa $(t,0+ff/2)(t,$)$ (t, 0 + ff / 2) (t, $) Mt Mt иand Фиг.8Fig.8 ,Ф +V/2 7(tt Ф), Ф + V / 2 7 (tt Ф) V A W АV A W A fftj)fftj) 2jak/t(9), L2jak / t (9), L J(w 7(t, Ф)J (w 7 (t, f) y- Vy- v Фиг. 9FIG. 9